CONFECCIÓ D'UN APARELL DE RECÀRREGA DE CONDENSADORS ...

TREBALL FI DE GRAU

Grau en Enginyeria Elèctrica

CONFECCIÓ D'UN APARELL DE RECÀRREGA DE

CONDENSADORS INACTIUS EN EL TEMPS

Volum I

Memòria i Anàlisi Econòmica

Autor: Carles Batlle Basseda Director: Guillermo Yeste Mayoral Departament: EE Convocatòria: Gener 2020

CONFECCIÓ D'UN APARELL DE RECÀRREGA DE CONDENSADORS INACTIUS EN EL TEMPS

i

Resum

En el present projecte, es realitza el disseny i muntatge d’un prototip capaç de reacondicionar, de forma

totalment automatitzada, els condensadors electrolítics dels variadors de freqüència que hagin estat

en desús més d’un any.

En un principi, s’estudia el funcionament dels components principals que conformaran el prototip, així

com les característiques sobre els busos de potència dels convertidors. Es repassa el manteniment

habitual d’un convertidor i s’explica què aporta el reacondicionament anual dels condensadors del bus

de contínua en cas d’estar inactiu. Posteriorment, s’exposa un estudi previ realitzat al laboratori de

màquines elèctriques, on s’estudia l’estructura interna d’un convertidor, així com també s’explica i es

realitza un reacondicionament de forma manual.

Seguidament, s’exposa el disseny, els components i la posada en funcionament de dos prototips, les

proves realitzades amb ells i les conclusions que se n’extreuen de cadascun. Finalment, es du a terme

el reacondicionament d’un convertidor amb el prototip final i s’adjunten les dades pertinents per

concloure el correcte funcionament del disseny realitzat en el projecte.

Tota informació complementaria, com els algoritmes i programes utilitzats, es troben també recollits

en el present informe.

Darrera modificació d’aquest document: 16 de gener de 2020

Memòria

ii

Resumen

En el presente proyecto, se realiza el diseño y montaje de un prototipo capaz de reacondicionar, de

forma totalmente automatizada, los condensadores electrolíticos de los convertidores de frecuencia

que hayan estado en desuso por más de un año.

En un principio, se estudia el funcionamiento de los componentes principales que conforman el

prototipo, así como las características sobre los buses de potencia de los convertidores. Se repasa el

mantenimiento habitual de un convertidor y se explica qué aporta el reacondicionamiento anual de los

condensadores del bus de continua en caso de permanecer inactivo. Posteriormente, se expone un

estudio realizado al laboratorio de máquinas eléctricas, donde se estudia la estructura interna de un

convertidor, así como también se explica y se realiza un reacondicionamiento de forma manual.

Seguidamente, se expone el diseño, los componentes y la puesta en funcionamiento de dos prototipos,

las pruebas realizadas con ellos y las conclusiones extraídas de cada uno. Por último, se lleva a cabo el

reacondicionamiento de un convertidor con el prototipo final y se adjuntan los datos pertinentes para

concluir el correcto funcionamiento del diseño realizado en el proyecto.

Toda información complementaria, como los algoritmos y programas utilizados, se encuentran también

recogidos en el presente informe.

Última modificación de este documento: 16 de enero de 2020


iii

Abstract

The present project will conduct the design and assembly of a prototype able to recondition, in a completely automatized way, the converter’s electrolytic capacitors that have not been used for over a year. The beginning will study the operation of the principal components that make up the prototype, and the characteristics about the electric converter’s power system. It will go over a converter’s habitual maintenance and it will explain what the annual reconditioning of the continuum bus’s converter will contribute if said converter is inactive. Afterwards there will be the exposition of a previous study conducted in an electric machine laboratory, which looks into the internal structure of a converter and also explains and carries out a reforming manually. Next, there will be the exposition about the design, the components and the launch of two prototypes, the tests conducted with them and the conclusions that can be reached with each of them. Finally, there is going to be the reconditioning of an electric converter with the final prototype and the data needed to reach the project’s design’s correct operation will be attached. All supplementary information, like the algorithms and software used will also be gathered in the present report.

Last modification in this document: January the 16th 2020

Memòria

iv


v

Agraïments

A continuació, dedicaré unes línies del treball per agrair el suport rebut pel vincle d’amistats i família en

tot moment, fos de joia o difícil d’afrontar, al llarg del procés d’aquest projecte.

Agraeixo d’igual manera al tutor del projecte, el qual quan he necessitat ajuda o opinió, no ha dubtat

en mostrar-se disponible, fos laborable o festiu.

Agraeixo també als tècnics de manteniment de la universitat per prestar-se quan els vaig necessitar per

alguna eina o cosa en concret, però sobretot, pels consells a l’hora de realitzar prototips manuals.

Per últim, agrair a tota aquella persona que, en algun moment o altre del projecte, m’hagués prestat

ajuda, ja fos en forma de coneixement, consell o material necessitat.

Memòria

vi


vii

Glossari

TFG. Acrònim de Treball de Fi de Grau.

Reacondicionament. Entès en el context del present projecte, procés per optimitzar i recuperar

característiques internes d’un dispositiu o component. En aquest cas, farà referència a l’estat dels

condensadors electrolítics ubicats al bus de contínua dels convertidors.

Encoder. Paraula anglosaxona utilitzada per referir-se a un element que codifica.

MCU. Acrònim de Multipoint Control Unit, traduït a català: Unitat de Control Multipunt. S’utilitza per

abreviar la paraula microcontrolador.

PIC. Acrònim de Programmable Integrated Circuited, traduït a català: Circuit Integrat Programable. Són

microcontroladors fabricats per l’empresa Microchip, molt coneguts amb l’acrònim PIC.

Datasheet. Paraula anglosaxona utilitzada per referir-se a la fitxa de dades d’un component donat.

Timer. Paraula anglosaxona utilitzada per referir-se, dins el context on es troba de la memòria, a un

temporitzador. És un tipus de perifèric dins dels microcontroladors PIC, utilitzats per realitzar mesures

de temps o establir intervals de temps regulars.

Firmware. Paraula anglosaxona utilitzada per referir-se al microprogramari d’un sistema electrònic o

d’un ordinador. Un microprogramari és un bloc d’instruccions que estableixen la lògica de més baix

nivell que controla els circuits electrònics d'un dispositiu donat. Aquesta és gravada en una memòria de

tipus no volàtil, com per exemple la memòria ROM, EEPROM o flash.

GND. Abreviatura de Ground, terra traduït a català. En ocasions, com en el cas del disseny del present

projecte, es pot utilitzar per referenciar la massa, o el pol negatiu d’alimentació.

VDD. Tensió positiva d’alimentació.

VSS. Tensió connectada a terra o negativa d’alimentació. En el cas d’aquest projecte, tensió negativa

d’alimentació.

SMD. Acrònim de Surface Mounted Device, traduït al català: Dispositiu de Muntatge Superficial.

Tecnologia amb la qual es fabriquen components i dispositius electrònics per tal de reduir la seva

dimensió. La variació respecte dels components tradicionals és la eliminació de les potes per ser soldats

a plaques de circuit imprès.

Memòria

viii

PCB. Acrònim de Printed Circuit Board, traduït al català: Placa de Circuit Imprès. Placa on es munta i

realitzen les connexions entre components elèctrics i electrònics.

AC. Acrònim de Altern Current, traduït al català: Corrent Alterna.

DC. Acrònim de Direct Current, traduït al català: Corrent Directa.

MOSFET. Acrònim de Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor, traduït al català: Transistor

d'Efecte de Camp Metall-Semiconductor. Variant de transistor basat en l'estructura MOS.

IGBT. Acrònim de Insulated Gate Bipolar Transistor, traduït al català: Transistor Bipolar de Porta Aïllada.

Variant de transistor que combina característiques del transistor MOSFET amb les del transistor bipolar.

SCR. Acrònim de Silicon Controlled Rectifier, traduït al català: Rectificador Controlat de Silici, o tiristor.

Dispositiu semiconductor d'estat sòlid que controla el flux de corrent.

Breakdown. Paraula anglosaxona per referir-se a una averia o falla en el sistema que obliga a parar

l’activitat d’una línia de producció, d’una planta o d’una empresa en general durant suficient temps

com per comportar pèrdues econòmiques significatives.

Stock. Paraula anglosaxona utilitzada per referir-se a l’estoc. Conjunt de mercaderies o productes

emmagatzemats a l’espera de ser venuts o utilitzats.

PC. Acrònim de Personal Computer, traduït al català: Ordinador Personal.

Delay. Paraula anglosaxona utilitzada per referir-se a la funció “retard” en programació.

Protoboard. Paraula anglosaxona utilitzada per referir-se a una taula de proves de punts de connexió

elèctrics.

RMS. Acrònim de Root Mean Square, traduït al català: valor quadràtic mitjà, o valor eficaç. Utilitzat per

mesurar senyals alternes o periòdiques en el temps, com la tensió o la intensitat elèctrica.

Chopper. Paraula anglosaxona utilitzada per referir-se a reguladors de tensió contínua-contínua

(DC/DC).

RoHS. Acrònim de Restriction of Hazardous Substances. Es tracta d’una normativa relacionada amb la

restricció de certs components perillosos en aparells elèctrics i electrònics.


ix

Índex

RESUM.................................................................................................................................................................. I

RESUMEN ............................................................................................................................................................ II

ABSTRACT ........................................................................................................................................................... III

AGRAÏMENTS ...................................................................................................................................................... V

GLOSSARI .......................................................................................................................................................... VII

1. PREFACI ...................................................................................................................................................... 1

1.1. ORIGEN DEL TREBALL....................................................................................................................................... 1

1.2. MOTIVACIÓ ................................................................................................................................................... 1

1.3. REQUERIMENTS PREVIS.................................................................................................................................... 1

2. INTRODUCCIÓ ............................................................................................................................................. 3

2.1. OBJECTIUS DEL TREBALL ................................................................................................................................... 3

2.2. ABAST DEL TREBALL ........................................................................................................................................ 3

2.3. COMPONENTS D’INTERÈS ................................................................................................................................. 4

2.3.1. Microcontroladors PIC .......................................................................................................................... 4

2.3.2. PICKit 2 .................................................................................................................................................. 5

2.3.3. Ruleta Encoder ...................................................................................................................................... 6

2.3.4. Pantalla LCD .......................................................................................................................................... 6

2.3.5. Sensor Hall ACS712 05B ........................................................................................................................ 7

2.3.6. Regulador de tensió MC7805 ............................................................................................................... 8

2.4. VARIADORS DE FREQÜÈNCIA ............................................................................................................................. 9

2.4.1. Convertidors indirectes AC - DC – AC .................................................................................................. 10

2.4.2. Semiconductors en variadors de freqüència ...................................................................................... 11

2.4.3. Ponts rectificadors en variadors de freqüència .................................................................................. 14

2.4.2.1. Rectificadors no controlats de tensió fixe .................................................................................................. 15

2.4.2.2. Rectificadors semi controlats de tensió variable ....................................................................................... 21

2.4.2.3. Rectificadors controlats de tensió variable ................................................................................................ 23

2.4.2.4. Funcionament en inversor ......................................................................................................................... 24

2.4.4. Bus de contínua dels variadors de freqüència .................................................................................... 25

3. ESTAT DE L’ART ......................................................................................................................................... 27

3.1. MANTENIMENT EN VARIADORS DE FREQÜÈNCIA ................................................................................................. 27

3.1.1. Tipus de manteniment ........................................................................................................................ 27

3.1.2. Manteniment preventiu aplicat a convertidors.................................................................................. 28

3.2. SOLUCIONS JA AL MERCAT .............................................................................................................................. 29

4. REACONDICIONAMENT DE CONDENSADORS ELECTROLÍTICS ................................................................... 34

Memòria

x

4.1. REALITZACIÓ PRÀCTICA DE REACONDICIONAMENT D’UN ACS600.......................................................................... 34

4.1.1. Estudi del convertidor ......................................................................................................................... 35

4.1.2. Comprovacions prèvies ....................................................................................................................... 36

4.1.2.1. Pont rectificador ........................................................................................................................................ 37

4.1.2.2. Pont inversor. ............................................................................................................................................. 38

4.1.2.3. Condensadors electrolítics d’alumini. ........................................................................................................ 40

4.1.3. Estudi del reacondicionament proposat per ABB ............................................................................... 40

4.1.3.1. Mètode 1. ................................................................................................................................................... 41

4.1.3.2. Mètode 2a. ................................................................................................................................................. 41

4.1.3.3. Mètode 2b.................................................................................................................................................. 42

4.1.4. Realització del reacondicionament .................................................................................................... 43

4.1.5. Extracció de conclusions ..................................................................................................................... 44

5. ESPECIFICACIONS DE L’APARELL ............................................................................................................... 46

6. PRIMER PROTOTIP .................................................................................................................................... 48

6.1. DISSENY I DIMENSIONAMENT DEL MODEL .......................................................................................................... 48

6.1.1. Pont rectificador ................................................................................................................................. 48

6.1.2. Electrònica de control ......................................................................................................................... 51

6.1.3. Alimentació de l’electrònica de control .............................................................................................. 57

6.1.4. Proteccions del circuit ......................................................................................................................... 60

6.1.5. Dissipadors .......................................................................................................................................... 62

6.2. SELECCIÓ DE COMPONENTS ............................................................................................................................ 65

6.3. PROVES DE VERIFICACIÓ DEL DISSENY................................................................................................................ 67

6.3.1. Regulació a 5V .................................................................................................................................... 67

6.3.2. Dispar dels tiristors ............................................................................................................................. 68

6.3.3. Lectura de la tensió ............................................................................................................................. 71

6.3.4. Lectura de la intensitat ....................................................................................................................... 73

6.3.5. Comprovació de la funció interrupció ................................................................................................. 75

6.3.6. Selecció de submenús ......................................................................................................................... 75

6.3.7. Compte enrere del temporitzador ...................................................................................................... 78

6.4. PROTOTIP DEL DISSENY .................................................................................................................................. 81

6.4.1. Organització en placa del prototip ..................................................................................................... 84

6.4.2. Funcionament del prototip ................................................................................................................. 85

6.4.3. Problemes i aspectes millorables ........................................................................................................ 86

7. SEGON PROTOTIPAT ................................................................................................................................. 91

7.1. DISSENY I DIMENSIONAMENT DEL MODEL .......................................................................................................... 91

7.1.1. Pont rectificador ................................................................................................................................. 91

7.1.2. Circuit reductor de tensió .................................................................................................................... 92

7.1.3. Electrònica de control ......................................................................................................................... 94

7.1.4. Proteccions del circuit ......................................................................................................................... 99

7.1.5. Dissipadors ........................................................................................................................................ 100


xi

7.2. SELECCIÓ DE COMPONENTS .......................................................................................................................... 100

7.3. PROVES DE VERIFICACIÓ DEL DISSENY.............................................................................................................. 101

7.3.1. Dispar dels optoacobladors .............................................................................................................. 101

7.3.2. Dispar dels tiristors ........................................................................................................................... 103

7.3.3. Funcionament global del disseny ..................................................................................................... 104

7.4. PROTOTIP DEL DISSENY ................................................................................................................................ 105

7.4.1. Organització en placa del prototip ................................................................................................... 108

7.4.2. Proves i funcionament del prototip .................................................................................................. 110

7.4.2.1. Problema 1. Acumulació de voltatge ....................................................................................................... 110

7.4.2.2. Problema 2. Dispar dels tiristors .............................................................................................................. 111

7.4.2.3. Proves per regular la tensió ..................................................................................................................... 115

7.4.3. Proves de funcionament amb condensadors electrolítics ................................................................ 119

7.4.4. Càrrega d’un condensador electrolític de 3.3mF .............................................................................. 121

7.4.4.1. Verificació de funcionalitat ...................................................................................................................... 121

7.4.4.2. Càrrega controlada del condensador ...................................................................................................... 122

7.4.5. Observacions del prototip ................................................................................................................. 123

8. ALGORITMES DE CONTROL ..................................................................................................................... 124

8.1. SOFTWARE UTILITZAT .................................................................................................................................. 124

8.1.1. CCS C Compiler .................................................................................................................................. 124

8.1.2. PICkit 2 Programmer ........................................................................................................................ 125

8.2. DESCRIPCIÓ DE L’ALGORITME DEL PIC16F1788 .............................................................................................. 128

8.3. DESCRIPCIÓ DE L’ALGORITME DEL PIC16F688 ................................................................................................ 131

9. ANÀLISI DE L’IMPACTE AMBIENTAL ........................................................................................................ 134

9.1. IMPACTE AMBIENTAL DEL PROJECTE ............................................................................................................... 134

9.2. IMPACTE AMBIENTAL DEL SERVEI DE REACONDICIONAMENT ................................................................................ 135

CONCLUSIONS ................................................................................................................................................. 136

GESTIÓ DEL PROJECTE ..................................................................................................................................... 138

ANÀLISI ECONÒMICA ...................................................................................................................................... 141

COST DELS PROTOTIPS ............................................................................................................................................... 141

Cost del prototip 1 .......................................................................................................................................... 141

Cost del prototip 2 .......................................................................................................................................... 142

COST TOTAL EN MATERIAL PEL TFG ............................................................................................................................. 143

COST DE LA MÀ D’OBRA ............................................................................................................................................. 145

COST TOTAL DEL PROJECTE D’ENGINYERIA ..................................................................................................................... 146

ESTUDI DEL PREU DE SERVEI ........................................................................................................................................ 147

BIBLIOGRAFIA .................................................................................................................................................. 149


1

1. Prefaci

1.1. Origen del treball

L’origen del projecte neix en l’interès per profunditzar en l’apartat d’accionaments elèctrics i en el

disseny i fabricació d’equips eficients.

Per tal d’ampliar coneixements sobre convertidors i aprendre’n de forma pràctica, el 2018 vaig

començar a realitzar, dins del departament d’Enginyeria Elèctrica, i a través de l’assignatura

d’Accionaments Elèctrics, pràctiques no lectives amb variadors de freqüència. Els problemes que vaig

anar trobant van derivar a voler orientar el TFG cap a la resolució d’un d’aquests. D’entre els diferents

problemes trobats, vaig voler escollir-ne un que també representés una problemàtica real en l’entorn

industrial.

1.2. Motivació

Sempre he tingut molt d’interès per la realització de prototips, innovacions i patents com a perspectiva

professional i de negoci. És per això que l’abast del treball presentava moltes de les característiques

que estava buscant:

- Disseny i realització de prototips electrònics.

- Procés complet des d’una idea inicial fins a un producte mínim viable.

- Programació de microcontroladors i automatismes.

- Connexió amb l’entorn industrial

- Explotació d’idees amb possible perspectiva de negoci.

Tot això conformava perfectament el tipus de treball que buscava i que vàrem trobar amb la realització

del present treball.

1.3. Requeriments previs

Per tal de realitzar el present treball, era necessari tenir coneixements bàsics sobre electrònica de

potència i disseny de circuits en PCB. També, tenir nocions sobre components electrònics importants

com microcontroladors, pantalles LCD, i d’altres elements útils. Un altre aspecte important és el fet

d’haver programat microcontroladors PIC anteriorment, coneixent així la seva estructura de treball

interna i el seu llenguatge de programació.

Pàg. 2 Memòria

2

Per últim, un aspecte que pot semblar trivial, però que ha estat la base del treball, és l’experiència

d’haver reacondicionat un variador de freqüència amb anterioritat i tots els problemes que vaig anar

trobant en el desenvolupament d’aquest exercici. Aquest fet fa entendre la importància de llegir i saber

interpretar les tensions i les intensitats d’injecció per tal de controlar el procés, així com els seus passos

a seguir.


3

2. Introducció

La inactivitat en els condensadors i la falta de tensió aplicada genera el deteriorament de la capa d’òxid

d’alumini del seu interior. Això fa que poc a poc impedeixin el pas de corrent, podent arribar a provocar

una explosió el fet de aplica’ls-hi tensió abruptament. Aquesta explosió pot comportar danys

importants en el convertidor, requerint aquest de reparacions costoses o, inclús, la substitució del

mateix. I lo que és més important, pot provocar una possible parada en el cicle de treball d’una fàbrica

i pèrdues econòmiques molt elevades en comparació amb el preu que representen els condensadors.

Actualment existeixen solucions al mercat per reacondicionar els convertidors de forma segura, però

generalment amb sistemes molt mecànics i poc automatitzats. Això fa que aquestes solucions no siguin

tan eficaces com podrien arribar a ser-ho amb un sistema controlat, autòmat i que treballi amb lectures

instantànies de tensió i corrent.

A continuació, es presenten els objectius i l’abast del projecte, així com coneixements sobre la matèria

importants per tal d’entendre el projecte de forma clara. Aquests coneixements són sobre certs

components que desenvolupen tasques importants en els dissenys realitzats. Per últim, s’exposa

informació bàsica sobre convertidors i les diferents estructures de potència internes que presenten.

2.1. Objectius del treball

Estudiar els variadors de freqüència, les avaries relacionades amb la inactivitat en el bus de contínua i

la manera menys agressiva per resoldre el problema. Posteriorment, i com a objectiu principal, realitzar

un aparell, de baix cost, capaç de reacondicionar de forma automatitzada variadors de freqüència que

hagin estat en desús i, conseqüentment, puguin tenir els condensadors electrolítics del bus de contínua

degradats.

2.2. Abast del treball

L’abast final del treball és acabar realitzant un prototip inicial de l’aparell a dissenyar, el qual sigui capaç

de reacondicionar un convertidor alimentat amb 230V monofàsics. Per tal d’emular-ne un, se simularà

el bus de contínua del convertidor amb un condensador de gran capacitància, com n’és un de 3.3mF, i

es comprovarà així el seu correcte funcionament.

Posteriorment al treball, queda pendent realitzar prototips amb diferents tipus d’alimentacions, inclús

sistemes d’elevació o reducció de tensió d’entrada per tal de poder alimentar qualsevol tipus de

Memòria

4

convertidor amb qualsevol alimentació (p. ex. un convertidor de 400V trifàsic amb alimentació de 230V

monofàsics). Addicionalment, es treballarà per incloure com a funció predictiva a l’aparell un sistema

que, fent una sèrie de revisions prèvies, detecti la viabilitat del reacondicionament del convertidor,

evitant així la pèrdua de temps i possibles curtcircuits importants.

L’abast del treball no contempla el disseny extern de l’aparell, sinó que es basarà només en el disseny

de l’electrònica i el circuit elèctric.

2.3. Components d’interès

A continuació, es farà una breu descripció de la funció i les característiques de diferents components

d’interès del projecte. Amb aquest apartat, doncs, es busca crear una base de coneixement suficient

per a una correcta comprensió dels dissenys i apartats de la memòria.

Per a una descripció més detallada del funcionament d’aquests components, s’adjunta informació

addicional a l’Annex D.

2.3.1. Microcontroladors PIC

Figura 2.1. Fotografia d’un microcontrolador PIC16F688.

Dispositius capaços de governar i controlar una sèrie d’entrades i de sortides mitjançant un algoritme

lògic programat. Els microcontroladors utilitzats en el present treball són els PIC, els quals són fabricats

per l’empresa Microchip Technology.

Per tal de controlar les funcions per les que hagin estat programats, els microcontroladors PIC es valen

d’entrades i sortides digitals, així com de lectures analògiques de tensió, generació de senyals PWM i

d’altres perifèrics interns.


5

A l’hora de seleccionar aquest tipus de components cal tenir en compte dades de memòria internes,

com la memòria RAM, la memòria ROM o els bits dels canals de conversió Analògic/Digital.

En el present projecte, seran els components encarregats de governar el control de les

automatitzacions i processos en el prototip final.

Així doncs, han estat utilitzats dos microcontroladors PIC.

1. PIC16F1788. Encarregat de controlar les lectures de tensió i corrent a la sortida de la placa, així

com de governar la pantalla LCD, la ruleta encoder i el control del procés de

reacondicionament.

2. PIC16F688. Encarregat d’efectuar els polsos de control als tiristors del pont rectificador semi

controlat de la placa. Mitjançant senyals amb el PIC16F1788, regula la tensió de sortida del

prototip.

2.3.2. PICKit 2

Figura 2.2. Fotografia d’un PICKit2.

Es tracta d’un dispositiu el qual té com a funció principal programar i depurar els microcontroladors

PIC, anteriorment descrits. De la mateixa manera que els microcontrolador, són dispositius fabricats i

distribuïts per l’empresa Microchip Technology.

Així doncs, aquests dispositius són el pont entre el PC d’on es troba el programa programat (a través de

connexió USB) i la placa on es troben els microcontroladors.

A part de programar, també compta amb funcions com injecció de tensió, formatar microcontroladors

o llegir els codis interns d’aquests.

Memòria

6

En el present projecte, s’utilitzarà aquest dispositiu per programar els algoritmes generats en PC als

microcontroladors PIC16F1788 i PIC16F688.

2.3.3. Ruleta Encoder

Figura 2.3. Representació gràfica d’un ruleta encoder.

Dispositius utilitzats com a medi de selecció o regulació en multitud de dispositius i aparells. El seu

funcionament és rotatiu en ambdós sentits de gir, i pot portar implementat en la pròpia ruleta un

polsador, normalment utilitzat per confirmar una selecció o funcions relacionades.

En el present projecte, s’utilitzarà aquest dispositiu per la interacció de l’usuari amb el prototip, tals

com portar a terme seleccions de menús i entrar valors dins els algoritmes del PIC16F1788.

2.3.4. Pantalla LCD

Figura 2.4. Imatge d’una pantalla LCD 16x2.

Les pantalles LCD són pantalles de cristall líquid planes, a color o monocromàtiques, les quals tenen un

baix nivell de consum energètic. El model de pantalla utilitzada en el present projecte és molt bàsica, la


7

qual es caracteritza per tenir un nombre de caràcters limitat per fila i columna, essent doncs de 2 files

per 16 columnes respectivament.

Tenen com a funció imprimir els missatges que es desitgi transmetre a l’usuari de cert aparell o

dispositiu.

Així doncs, s’utilitzarà aquest dispositiu per mostrar seleccions, menús i valors d’interès per l’usuari del

prototip, tals com lectures de tensió i corrent, temps de reacondicionament restant o la possibilitat de

cancel·lar el procés. Serà governada per un PIC16F1788.

2.3.5. Sensor Hall ACS712 05B

Figura 2.5. Imatge d’un sensor de corrent d’efecte Hall ACS712ELCTR-05B-T.

Es tracta d’un components utilitzat per a llegir la intensitat d’un circuit donat. Es tracta d’un component

invasiu, és a dir, necessita estar connectat en sèrie amb el circuit que es desitgi mesurar.

El seu funcionament de lectura és per efecte Hall, és a dir, transformarà la intensitat que passa a través

seu a partir d’un valor de camp magnètic propi i conegut.

La funció que durà a terme en el present projecte serà la lectura d’intensitat injectada al bus de contínua

dels convertidors. Aquest valor de lectura l’enviarà al PIC16F1788.

Donat que és un component massa petit per soldar-lo correctament amb la instrumentació pròpia

(tecnologia SMD), s’utilitzarà aquest mateix component però ja muntat en una petita placa externa al

prototip, la qual es troba representada a la Figura 2.6.

Memòria

8

Figura 2.6. Imatge del conjunt de muntatge de l’ACS712 05B.

2.3.6. Regulador de tensió MC7805

Figura 2.7. Imatge d’un regulador de tensió MC7805CT.

El regulador de tensió és un component electrònic el qual redueix i estabilitza la tensió que rep

d’entrada a un determinat voltatge constant de sortida. Per tal d’estabilitzar millor la tensió regulada,

els fabricants recomanen implementar condensadors de filtre tant a l’entrada del component com a la

sortida. A la Figura 2.8 es troba un exemple bàsic de circuit amb regulador de tensió.


9

Figura 2.8. Esquema elèctric recomanat pel fabricant.

En el present projecte s’utilitzarà un MC7805 per regular la tensió d’alimentació a l’electrònica de

control de 5V. i, alhora, limitar la corrent a 1A.

2.4. Variadors de freqüència

En el present apartat, es descriurà que s’entén per variador de freqüència o convertidor, així com els

diferents tipus més utilitzats en indústria i la composició de la seva placa de potència.

Existeixen diferents tipus de convertidors de potència. S’entén com a convertidor de potència tot aquell

dispositiu capaç de convertir un tipus d’energia, sigui DC o AC, a un tipus o nivell d’energia diferent. A

continuació, es troben les diferents tipologies.

- Convertidor AC – DC. Rectificador. És aquell dispositiu o circuit electrònic capaç de rectificar

una potència de tensió alterna, com pot ser la d’una xarxa industrial, a potència contínua.

Existeixen, principalment, tres classes de rectificadors:

o Rectificadors no controlats. Són aquells els quals rectifiquen un nivell de tensió de

sortida constant. Estan compostos per díodes.

o Rectificadors semi controlats. Són aquells els quals tenen la capacitat de regular la

tensió de sortida. Es tracta d’una tipologia de rectificadors la qual està composta per

una branca de pont rectificador amb components semiconductors controlables, com

tiristors o transistors, i una segona branca de díodes.

o Rectificadors controlats. Són aquells els quals tenen la capacitat de regular la tensió i

la corrent de sortida. Es tracta d’una tipologia de rectificadors la qual està composta

per components semiconductors controlables.

Memòria

10

- Convertidor DC – AC. Ondulador. És aquell dispositiu o circuit electrònic capaç d’aconseguir

potència de tensió alterna i de freqüència variable a partir d’una font de potència contínua.

- Convertidor DC – DC. Chopper. També anomenat regulador de tensió contínua, és aquell

dispositiu o circuit electrònic capaç de regular i donar potència d’una font de tensió contínua a

una altra.

- Convertidor AC – AC. Cicloconvertidor. És aquell dispositiu o circuit electrònic capaç de regular

la tensió i freqüència d’una font de potència alterna a una altra. Bàsicament existeixen dos

tipus de convertidors AC - AC: els directes i els indirectes. Els primers fan la transformació AC-

AC en una única etapa. Un exemple són els cicloconvertidors. El segon tipus són els

convertidors indirectes. Aquests fan la transformació en dues etapes. El convertidor indirecte

presenta diferents avantatges en la seva operació (desacobla l'entrada de la sortida, entre

d'altres). És el tipus predominant en la industria actual.

Els variadors de freqüència, o inversors, són els convertidors AC – AC indirectes, els quals combinen les

característiques dels convertidors de potència AC-DC i DC-AC, essent així un convertidor AC-DC-AC.

Aquesta combinació de conversions fa que pugui treballar convertint la potència de tensió alterna d’una

xarxa industrial en tensió i freqüència variable de sortida. Actualment, és el dispositiu més utilitzat pel

control de velocitat i par en accionaments elèctrics amb motors de corrent alterna.

Així doncs, els convertidors indirectes AC- DC -AC seran l’objecte del projecte.

2.4.1. Convertidors indirectes AC - DC – AC

Figura 2.9. Esquema de la composició d’un convertidor indirecte [34].

Es tracta d’un tipus de convertidor estàtic de potència, el qual absorbeix energia de xarxes elèctriques

alternes, normalment en àmbit industrials (tensions de 400V i 690V eficaços), la rectifica a corrent

contínua a través d’un pont rectificador (aquest pot ser controlat o no controlat, depenent del model

de convertidor) i posteriorment generen, a través d’un pont ondulador, una senyal de corrent alterna


11

la qual, a diferència de de la tensió alterna de la xarxa, és de freqüència variable. El rang de freqüències

a les que poden alimentar sol oscil·lar entre 50-300 Hz, i les potències de treball són molt àmplies, des

de els 750W fins als 6MW.

Aquest funcionament es possible gràcies a l’esquema de potència observat a la Figura 2.9. En ell, s’hi

troba l’alimentació d’entrada connectada a un pont rectificador, el qual alimenta el bus de contínua.

Aquest emmagatzema l’energia i estabilitza el nivell de tensió per a un control posterior més precís. Per

últim, es troba el pont ondulador, el qual a través d’un circuit de control regularà la tensió i freqüència

de sortida a través de polsos d’encesa als semiconductors controlables pertinents, normalment tiristors

o IGBT.

A la pràctica, són equips de control extensament utilitzats a la indústria, ja que aporten una gran millora

energètica associada al control de les velocitats i pars en motors de corrent alterna. Així doncs, els

convertidors tal com s’entenen en el sector, no tan sols converteixen la tensió de la xarxa en una nova

tensió, sinó que duen a terme una labor específica de control sobre motors o d’altres càrregues de

potència. Amb el control de les tensions i intensitat, són capaços de generar un estalvi significatiu

respecte a l’ús dels motors sense control.

Seguidament, es durà a terme un estudi dels ponts rectificadors i els semiconductors que conformen

els convertidors de freqüència, ja que en el present projecte representen un camp d’estudi i

coneixements importants. D’una banda, serà interessant per entendre l’estructura interna dels busos

de contínua, objecte del reacondicionament del projecte, d’altra banda per tenir nocions sobre ponts

rectificadors aplicables al disseny del prototip final.

2.4.2. Semiconductors en variadors de freqüència

Per tal de realitzar les conversions pertinents, els variadors de freqüència utilitzen semiconductors de

potència. Aquests components, de forma ideal, es comporten com interruptors, pel que tenen dos

possibles posicions: posició de bloqueig o posició de conducció. A l’hora de seleccionar els

semiconductors s’han de tenir en compte les següents característiques:

- Tensió i intensitat nominal.

- Velocitat de commutació.

- Control amb potència reduïda.

- Temps de commutació des de bloqueig a saturació.

- Temps de commutació de conducció a tall.

- Caiguda de tensió en conducció.

- Fuga de corrent en posició de bloqueig.

Memòria

12

Així doncs, prèviament a la descripció de les diferents tipologies d’estructura de placa de potència en

variadors de freqüència, es descriuran breument els components semiconductors més rellevants que

les conformen.

En primer lloc, com a component més senzill, es descriurà el díode.

Figura 2.10. Símbol esquemàtic i polaritat del díode.

Es tracta d’un component semiconductor el qual es troba en posició de conducció quan el pas de

corrent és d’ànode (A) a càtode (K), mentre que entra en estat de bloqueig en sentit invers. És un

component utilitzat en rectificadors no controlats o semi controlats, ja que no es pot controlar la

transició entre estat de bloqueig i de conducció. També es troba portant a terme funcions

complementàries en altres circuits de potència, com pot ser el cas de determinats ponts inversors.

Un altre semiconductor a tenir en compte és el tiristor, o rectificador SCR.

Figura 2.11. Símbol esquemàtic del tiristor SCR.

És un component semiconductor el qual, si no existeix excitació a la porta de control (G), es trobarà en

estat de bloqueig en ambdós sentits (A-K i K-A). Així doncs, per entrar en estat de conducció necessita

que existeixi una diferència de potencial positiva d’ànode a càtode i, alhora, tenir potència d’excitació

a la porta de control. Un cop entra en estat de conducció es mantindrà en ell tot i tallar l’excitació a la

porta de control, i romandrà així fins a desaparèixer la intensitat d’ànode a càtode. Aquest

funcionament provoca, conseqüentment, que el control de la pulsació d’encesa del tiristor sigui

controlat, però que la transició de l’estat de conducció al bloqueig no ho sigui. Tot i que no són els

components més utilitzats per la seva controlabilitat incompleta, sí que es poden trobar en sistemes de

potència d’alts voltatges o intensitats.


13

Seguidament es descriurà el tiristor desconnectable per porta o GTO.

Figura 2.12. Símbol esquemàtic del tiristor GTO.

Es tracta d’un component semiconductor el qual requereix les mateixes condicions que el tiristor SCR

per entrar en posició de conducció. Tanmateix, un cop en mode de conducció, a l’aplicar un impuls de

corrent negativa sobre la porta de control (G) aquest entra en mode de bloqueig de nou, fent-lo així, a

diferència del tiristor SCR, un component totalment controlat. En cas de no aplicar cap impuls a la porta

de control, el component es trobarà en mode de bloqueig en ambdós sentits.

A continuació, es descriurà breument els transistors MOSFET. La representació del transistor MOSFET

no és única, ja que existeixen múltiples variacions d’aquest. De totes maneres, s’adjunta una

representació de MOSFET de canal N a la Figura 2.13.

Figura 2.13. Símbol esquemàtic d’un transistor MOSFET de canal N.

En primer lloc es tracta d’un component semiconductor el qual forma part de la família dels transistors.

Els transistors varen ser els primers components controlats, i el seu funcionament erradica en els

impulsos controlats a la porta de control (G) per tancar el circuit a mode de conducció o obrir-lo en

mode de bloqueig. Aquesta variació de transistors té la característica d’utilitzar camps elèctrics per

controlar la intensitat del circuit principal. Un dels punts més favorables a la utilització d’aquest

semiconductor en sistemes de potència i, en especial, commutadors, és la capacitat d’operar i controlar

altes freqüències.

Memòria

14

Per últim, es descriurà el transistor IGBT.

Figura 2.14. Símbol esquemàtic del transistor IGBT.

Semiconductor el qual combina el transistor MOSFET amb el transistor bipolar, tal com es pot observar

en el circuit equivalent que es troba representat a la Figura 2.15.

Figura 2.15. Circuit equivalent d’un transistor IGBT.

El mode de funcionament és igual als demés transistors, en particular, a l’anteriorment descrit. Les

característiques que destaquen d’aquest semiconductor és la combinació de tenir capacitat de

controlar altes freqüències, sense arribar a les obtingudes amb els MOSFET, junt amb la capacitat de

treballar amb altes potències, cosa que limita molt als transistors MOSFET.

2.4.3. Ponts rectificadors en variadors de freqüència

A continuació, s’exposa un petit estudi informatiu sobre diferents tipologies de ponts rectificadors que

es poden trobar en convertidors. De la mateixa manera, tenint en compte que el prototip del present

projecte portarà a terme la funció de rectificar tensió de forma regulada, també és informació rellevant

per tal de ser aplicada al disseny d’aquest.


15

Es descriuran tres tipologies de rectificadors:

- Rectificadors no controlats de tensió contínua fixe.

- Rectificadors controlats de tensió contínua regulable.

- Reguladors de tensió contínua, o choppers.

2.4.2.1. Rectificadors no controlats de tensió fixe

L’estructura d’aquests rectificadors està formada únicament de díodes, fet que impossibilita el seu

control. Els díodes commuten cíclicament seguint les fases de la tensió alterna d’entrada (rectificació

forçada), injectant en la seva fase de conducció semiones de tensió positiva. En rectificar mitges ones,

la tensió rectificada no és una senyal purament contínua, sinó que és tensió positiva amb fluctuacions

d’arrissada entorn del seu valor mitjà.

Existeixen diferents topologies de rectificadors no controlats, depenent del nombre de fases a rectificar

i de si es vol rectificar només una semiona (rectificadors de mitja ona) o les dues semiones (rectificadors

d’ona completa).

Els rectificadors de mitja ona es caracteritzen per tenir el mateix nombre de díodes que de fases a

rectificar. A la Figura 2.16 es troba un rectificador de mitja ona monofàsic i la senyal de tensió contínua

en buit que s’aconsegueix. Com es pot apreciar, tan sols condueix en la semiona positiva, mentre que

en la negativa es troba en estat de bloqueig. Això no és així en els rectificadors de mitja ona trifàsics, tal

com es mostra a la Figura 2.17. En els rectificadors trifàsics de mitja ona, la senyal de sortida presenta

un aspecte més semblant a tensió contínua pura, però com ja s’ha apuntat, amb una arrissada al voltant

del valor mitjà. Això és així perquè els díodes només condueixen quan la tensió a l’ànode és superior al

de les altres dues fases. Addicionalment, tal com es pot apreciar a les figures 2.16 i 2.17, els ponts

rectificadors solen venir precedits de transformadors per tal d’ajustar la tensió a nivells desitjats.

Memòria

16

Figura 2.16. Rectificador monofàsic no controlat de mitja ona.

Figura 2.17. Rectificador trifàsic no controlat de mitja ona.


17

La fórmula per calcular la tensió mitjana ideal dels rectificadors no controlats depèn del nombre de

polsos a rectificar, i té la següent forma:

𝑼𝑫 = (𝒑/𝝅) · √𝟐 · 𝑼𝒄𝒂 · 𝒔𝒆𝒏 (𝒑/𝝅) (Eq. 2.1)

D’on:

UD = Tensió mitjana esperada en buit.

Uca = Valor eficaç de la tensió d’alimentació per fase.

P = Nombre de polsos (Taula 2.1).

Taula 2.1. Nombre de polsos de rectificadors no controlats de mitja ona.

Tipus de rectificador Nombre de polsos (p)

Monofàsic 1

Bifàsic 2

Trifàsic 3

Els rectificadors no controlats d’ona completa, en canvi, rectifiquen ambdues semiones. A continuació

es mostraran les diferències respecte dels rectificadors de mitja ona.

A la Figura 2.18, es troba un pont monofàsic d’ona completa. Com es pot apreciar, el canvi més

significatiu respecte a l’ona vista a la Figura 2.16 és que aquesta tipologia de rectificador rectifica tant

les pulsacions positives com les negatives. Això és així perquè al tenir dues branques amb dos díodes

per branca, quan el nivell de tensió canvia, passa a conduir d’una a l’altre, tal com es mostra a la Figura

2.19 (recuperada de “http://www.cifpn1.com/electronica/?p=2994” [17]).

Amb els rectificadors trifàsics d’ona completa, o pont de Graetz, la diferència no és tan notòria, es limita

a millorar l’arrissada respecte del valor de tensió mig i un repartiment d’operació diferent entre díodes.

A la Figura 2.20 es troba una captura de la tipologia junt amb la forma d’ona que s’aconsegueix. Cal

remarcar que és el model de rectificador més utilitzat en aplicacions industrials de potència.

Memòria

18

Figura 2.18. Rectificador bifàsic no controlat d’ona completa.

Figura 2.19. Descripció gràfica del funcionament d’un rectificador bifàsic no controlar d’ona completa [17].


19

Figura 2.20. Rectificador trifàsic no controlat d’ona completa, o pont de Graetz.

En casos especials on es requereixi treballar amb molt altes potències es poden trobar rectificadors de

doble pont de Graetz, o rectificadors hexafàsics. Com es pot apreciar a la Figura 2.21 (recuperada de

“http://www.sapiensman.com/electrotecnia/search_electrotecnia_energia.php?page=42” [18]),

consisteix en dos ponts de Graetz alimentats per un transformador amb dos secundaris, els quals l’un

està 30° desfasat respecte a l’altre, aconseguint així duplicar les fases.

Memòria

20

Figura 2.21. Rectificador hexafàsic no controlat d’ona completa [18].

La fórmula per calcular la tensió mitjana ideal en buit varia lleugerament respecte dels rectificadors no

controlats de mitja ona, essent aquesta de la següent manera:

𝑼𝑫 = (𝟐𝒑/𝝅) · √𝟐 · 𝑼𝒄𝒂 · 𝒔𝒆𝒏 (𝒑/𝝅) (Eq. 2.2)

D’on:


Uca = Valor eficaç de la tensió de fase d’alimentació.

P = Nombre de polsos (Taula 2.2).

Taula 2.2. Nombre de polsos de rectificadors no controlats d’ona completa.

TIPUS DE RECTIFICADOR NOMBRE DE POLSOS (P)

BIFÀSIC 2

TRIFÀSIC 6

HEXAFÀSIC 12


21

Per últim, s’adjunten a la Taula 2.3 les tensions en buit esperades per cada tipologia de rectificador, així

com les tensions inverses que apareixen als díodes.

Taula 2.3. Tensions esperades en buit segons la tipologia de rectificador no controlat.

TIPUS DE RECTIFICADOR TENSIÓ MITJANA [UD = K · UA]

TENSIÓ MITJANA [UD = K · UF]

TENSIÓ INVERSA DÍODE [UDÍODE = K · UD]

MONOFÀSIC DE MITJA ONA

K = 0.45 K = 0.45 K = 3.14

BIFÀSIC DE MITJA ONA K = 0.90 K = 0.64 K = 3.14

BIFÀSIC D’ONA COMPLETA

K = 0.90 K = 0.64 K = 1.57

TRIFÀSIC DE MITJA ONA K = 1.169 K = 0.67 K = 2.094

TRIFÀSIC D’ONA COMPLETA

K = 2.338 K = 1.35 K = 1.047

D’on:


Ua = Valor eficaç de la tensió de fase d’alimentació.

Uf = Valor eficaç de la tensió entre fases d’alimentació.

2.4.2.2. Rectificadors semi controlats de tensió variable

Tipologia de rectificador que substitueix la meitat dels díodes dels rectificadors no controlats per

semiconductors controlables. Cada vegada menys utilitzats i poc freqüents en convertidors, tot i això,

s’explicaran per donar suport al model de rectificador escollit per realitzar el prototip.

Tal com es mostra a la Figura 2.22, se substitueixen els díodes superiors dels ponts rectificadors per

semiconductors controlables, normalment tiristors. Mitjançant polsos de corrent a la base d’aquests,

es controla el canvi d’estat de bloqueig a conducció, controlant així l’angle d’encebament i la tensió

mitjana rectificada. Com es pot apreciar, la forma d’ona es mostra tallada fins a l’encebament dels

semiconductors controlats.

Els polsos d’encesa als semiconductors es porten a terme durant els polsos positius de l’alimentació

alterna d’entrada, ja que aquest és un dels requisits pel canvi a l’estat de conducció dels components.

Indiferentment del nombre de branques que tingui el rectificador (depenent de les fases), l’angle del

Memòria

22

pols d’encesa entre aquestes ha de ser complementari, disparant cada branca al mateix angle amb un

desfasament equivalent al de les fases. Per exemple, en el circuit de la Figura 2.22, per tal de rectificar

cada semiona, els polsos d’encesa del primer tiristor són a 50° i els polsos d’encesa al segon tiristor

tenen un desfasament de 180°, disparant-se als 230°. Addicionalment, l’angle mínim de pols d’encesa

ha de tenir en compte el temps de recuperació dels tiristors, per el que a la pràctica, es recomana un

angle mínim de 30°.

Igual que l’exemple ensenyat, es poden trobar rectificadors semi controlats monofàsics i trifàsics, com

ja s’ha mencionat, l’únic canvi que presenten és la substitució dels díodes superiors per semiconductors

controlables.

Figura 2.22. Rectificador bifàsic semi controlat d’ona completa.

El nivell de tensió mitjana esperat en rectificadors semi controlats treballant en càrrega segueix la

següent equació:


23

𝑼𝑫𝜶 =𝑼𝒄𝒂 · √𝟐

𝝅· (𝟏 + 𝐜𝐨𝐬 𝜶) =

𝑼𝑴

𝝅· (𝟏 + 𝐜𝐨𝐬 𝜶)

(Eq. 2.3)

D’on:

UDα = Tensió mitjana rectificada.

UM = Tensió màxima d’alimentació alterna.

2.4.2.3. Rectificadors controlats de tensió variable

Rectificadors amb una estructura idèntica a la dels rectificadors no controlats, però en lloc de díodes,

estan compostos per semiconductors controlables. Igual que en el cas dels rectificadors semi

controlats, els semiconductors més habituals són els tiristors.

El funcionament és similar al dels rectificadors semi controlats, només que ara es poden controlar els

encebaments de tots els components del pont rectificador. Es controlen de la mateixa manera,

mitjançant impulsos de corrent o tensió per portar a terme la transició a estat de conducció dels

components.

En aquest tipus de rectificador l’angle de pols d’encesa, a part de fer variar el nivell de tensió de sortida,

pot fer variar la polaritat d’ona. Així doncs, els dispars inferiors a 90° rectificaran un nivell de corrent

positiva, mentre que angles superiors a 90° generaran corrent negativa. Aquest fet fa que sigui molt

freqüent utilitzar-lo en sistemes de recuperació d’energia per retornar potència a la xarxa de forma

senzilla i econòmica.

A continuació, a la Figura 2.23 (recuperada de

“https://www.monografias.com/trabajos104/rectificadores-trifasicos/rectificadores-trifasicos.shtml”

[19]), s’observa l’estructura d’un pont de Graetz controlat i la forma d’ona que es genera.

Memòria

24

Figura 2.23. Rectificador trifàsic controlat d’ona completa, o pont de Graetz controlat [19].

De qualsevol rectificador controlat treballant en buit, se n’espera una tensió mitjana rectificada de:

𝑼𝑫𝜶 = 𝑼𝑫 · 𝒄𝒐𝒔 𝜶 (Eq. 2.4)

D’on:

UD = Tensió mitjana rectificada en buit del rectificador treballant com a no controlat, vegis Taula 2.3.

Si en canvi, el rectificador es troba treballant amb un circuit resistiu, aleshores se segueix la següent

equació:

𝑼𝑫𝜶 = 𝑼𝑫 ·𝟏 + 𝒄𝒐𝒔 𝜶

𝟐

(Eq. 2.5)

2.4.2.4. Funcionament en inversor

Com ja s’ha comentat anteriorment, un pont de Graetz controlat pot treballar com a inversor. Perquè

això sigui possible, s’han de disparar els semiconductors controlables a un angle superior a 90° i,

addicionalment, per a fer possible el funcionament, cal tenir al circuit de contínua algun element

contraelectromotriu per aconseguir tensió positiva i evitar que es bloquegi el pont rectificador.


25

Paral·lelament, cal limitar els angles d’encebament del funcionament com a inversor. Així doncs, els

angles de d’encebament han de ser superiors a 90° i sempre inferiors a 180°. De fet, L’angle màxim

depèn directament de la recuperació dels mateixos tiristors, així com del temps de commutació. Així

doncs, tenint en compte que es treballarà en xarxes de tensió de 50Hz, l’angle màxim dels polsos

d’encesa hauria de ser igual o inferior a 150°.

2.4.4. Bus de contínua dels variadors de freqüència

El bus de contínua dels variadors de freqüència el conformen els elements ubicats entre el rectificador

AC/DC i l’ondulador DC/AC. La seva funció dins el convertidor és acumular l’energia d’entrada amb

condensadors electrolítics de gran capacitància per tal d’estabilitzar-la i poder alimentar càrregues de

forma segura i controlada.

A la Figura 4.7 (apartat 4.1.1.4) es troba l’esquema intern de la placa de potència d’un convertidor

ACS600, de l’empresa ABB, de la qual s’extraurà una captura parcial del bus de contínua per explicar el

seu funcionament en el present apartat.

Figura 2.24. Esquema del bus de contínua d’un ACS600, de l’empresa ABB.

Memòria

26

Tal com s’ha apuntat anteriorment, i com s’observa a la Figura 2.24, el bus de contínua està conformat

per dos condensadors electrolítics en sèrie, C1 i C2, per acumular i estabilitzar l’energia de sortida del

rectificador (trifàsic no controlat d’ona completa) de forma repartida. Les resistències R1 i R2 tenen

com a funció assegurar un correcte repartiment de tensió entre els condensadors C1 i C2.

A continuació, es troba un filtre RC (C3, C4 i R5) el qual deriva a un sistema dissenyat per carregar els

condensadors C1 i C2. Aquest sistema està format pel relé K1 i la resistència R4. A través del govern de

la placa de control del convertidor, la primera vegada que s’aplica tensió als condensadors el relé estarà

desactivat, obligant a fer passar per la resistència R4 la corrent que deriva dels condensadors per evitar

possibles curtcircuits. Un cop s’hagi assolit un cert nivell de tensió, s’activarà el relé K1, eliminant així el

pas per la resistència R4.

Per últim, es troba la connexió a terra de la placa, junt amb un altre filtre RC (C5 i R3).

Cal afegir que, els terminals de connexió UDC(+) i UDC(-) és el punt de connexió directa al bus de

contínua.


27

3. Estat de l’art

3.1. Manteniment en variadors de freqüència

3.1.1. Tipus de manteniment

S’entén per manteniment a tota aquella acció sobre un dispositiu, en aquest cas un convertidor, per tal

de procurar i assegurar un correcte funcionament d’aquest. Així doncs, existeixen tres tipus de

manteniments:

- Manteniment correctiu.

- Manteniment preventiu.

- Manteniment predictiu.

Com es veurà a continuació, tot i que les tasques es realitzen pel correcte funcionament del convertidor,

segons quin tipus de manteniment s’apliqui varien molt les formes.

El manteniment correctiu és tot aquell manteniment el qual s’aplica per corregir, o reparar, una part

del convertidor que ha patit una avaria prèvia al mateix manteniment. És un tipus de manteniment no

programat el qual tracten d’evitar tant el manteniment preventiu com el predictiu. En general, s’ha

d’intentar no caure en aquest tipus de manteniment, ja que és arriscar-se a una parada a una línia de

treball o possibles interrupcions de fabricació amb conseqüències econòmiques negatives per la

companyia. Tot i això, és el tipus de manteniment més freqüent en fàbriques.

El manteniment preventiu és tot aquell manteniment el qual es programa cada cert temps per

comprovar el correcte estat i funcionament dels dispositius. Durant aquestes revisions, si es troben

components danyats o millorables, es corregeix per assegurar que l’aparell funcioni correctament fins

a la següent revisió. És un tipus de manteniment molt utilitzat en indústria per assegurar un bon

funcionament de les línies de producció, així com per la seguretat dels operaris que hi treballin. El

dispositiu que es busca realitzar en el present projecte formarà part del manteniment preventiu per la

vida útil dels convertidors.

El manteniment predictiu és un tipus de manteniment més elaborat que els anteriors. Es tracta d’un

tipus de manteniment en el qual es busca estimar, a partir d’algoritmes i càlculs, la vida útil que li resta

a l’aparell. D’aquesta manera, es pot portar a terme un pla específic de manteniment preventiu seguint

els càlculs obtinguts i, posteriorment, adquirir stock del convertidor per reemplaçar-lo abans del fallo

estimat. És un tipus de manteniment avançat i eficient, el qual permet evitar parades inesperades de la

producció. En un futur, es desitja implementar funcions predictives a l’aparell dissenyat per tal de

Memòria

28

determinar en primera instància si el convertidor està degradat o no i, conseqüentment, aplicar el

reacondicionament o no.

3.1.2. Manteniment preventiu aplicat a convertidors

Definides les diferents tipologies de manteniment, es descriurà el manteniment més habitual en

convertidors.

El manteniment en convertidors és majoritàriament preventiu, tot i que en cas d’avaria puntual cal

aplicar manteniment correctiu. Depenent del component, varia cada quants anys cal realitzar revisions

periòdiques. Normalment, el mateix fabricant i/o distribuïdor dels convertidors ofereix servei de

manteniment periòdic especialitzat però, en cas de rebutjar-se, facilita una sèrie de pautes

recomanades per un correcte manteniment preventiu. Així doncs, a continuació es descriuran les

pautes a seguir per un manteniment preventiu habitual aplicat a convertidors, tot tenint en compte

que s’ha pres de referència les pautes d’ABB pel seu model ACS600. Aquest model és un model antic,

però es segueix prenent com a estàndard pels nous equips ACS880 actuals.

Per tal de portar a terme un correcte manteniment preventiu en un convertidor, cal revisar l’estat global

d’aquest. Això passa per una bona planificació de les revisions periòdiques i una correcta revisió de:

- Connexions i entorn del convertidor

- Cables plans i de fibra òptica

- Sistema de ventilació i refrigeració

- Circuit de parada d’emergència

- Circuit per impedir arrancades imprevistes

- Comprovació d’envelliment de components

- Registre d’errors

- Paràmetres interns

Es recomana una revisió anual de tot el convertidor i, addicionalment, el recanvi de certs components

cada cert temps. En el cas dels ventiladors de refrigeració, és recomanable substituir-los cada 3 o 6 anys,

depenent de l’estat en que es trobin i el model en concret. Els cables plans de la placa de control cada

9 anys i, els condensadors electrolítics del bus de contínua, cada 12 anys.

Precisament els condensadors electrolítics del bus de contínua, es recomana que es facin mesures i

proves anuals per comprovar l’estat intern i el deteriorament degut al treball i les temperatures

d’operació.

A part de les mesures habituals, existeixen mesures preventives més específiques, com la neteja anual

del convertidor utilitzant protecció ESD, és a dir, protecció contra descàrregues electroestàtiques, o el


29

reacondicionament, també anual, dels convertidors inactius per evitar la seva degradació interna per

inactivitat.

Precisament, aquesta última mesura és en la que se centra el projecte. Es troba explicada a l’apartat 4

del present projecte, on a part de la teoria, es porta a la pràctica de forma manual amb un convertidor

ACS600 de la casa ABB.

3.2. Solucions ja al mercat

Existeixen solucions al mercat pel reacondicionament dels condensadors del bus de contínua. Cada

empresa fabricant de convertidors ofereix una alternativa per posar en marxa convertidors inactius

durant més d’un any (tots els fabricants coincideixen en el temps mínim pel reacondicionament).

Existeixen empreses, com Schneider o Siemens, que ofereixen informació de com procedir a

reacondicionar els condensadors per un mateix. És a dir, ofereixen una petita guia per l’usuari. A la

Figura 3.1 es troba una captura de la guia proposada per Schneider, extreta del datasheet del

convertidor ATV312. Com s’observa, proposa connectar tensió alterna variable a l’entrada i augmentar-

la gradualment en increments de tensió del 25% del seu valor nominal cada 30 minuts. Per tant, per tal

de portar a terme el reacondicionament proposat, cal comptar amb un equip d’alimentació variable

obligatòriament.

Figura 3.1. Captura del reacondicionament proposat per Schneider en el model ATV312.

A la Figura 3.2, en canvi, es troba una segona guia, aquest cop pel model ATV320. En aquesta guia, es

proposa connectar tensió en buit al convertidor durant 1 hora abans d’alimentar un motor, sempre en

cas d’acomplir els requeriments de temps i temperatura ambient.

Memòria

30

Figura 3.2. Captura de reacondicionament proposat per Schneider en el model ATV320.

Per altra banda, es troba Siemens. Aquesta empresa proposa realitzar el muntatge de la Figura 3.3, on

dona també la variant de realitzar-ho amb termistors en lloc de làmpades incandescents. Un cop aplicat

el voltatge, les làmpades han de, mica en mica, apagar-se. Si es mantenen enceses significa que hi ha

algun problema als condensadors. De la mateixa manera, en la variant amb termistors, aquests hauran

de romandre connectats 1h. En cas de que superessin els 80°C de temperatura significaria que existeix

algun problema amb els condensadors. En cap de les dues variants es detalla el temps de

reacondicionament total, fet que pot comportar un reacondicionament insuficient en cas de no estar

el temps que reclamen els condensador.

Aquesta empresa, addicionalment, proposa donar solució al problema a través de la seva web, on es

poden fòrums de debat detallats sobre el tema.


31

Figura 3.3. Esquema de reacondicionament proposat per Siemens.

ABB, en canvi, a part de solucions documentals, n’ofereix també de pràctiques. Aquesta empresa, a

l’estat espanyol, té en actiu un servei de reacondicionament de condensadors el qual es porta a terme

amb un maletí especialment dissenyat per a tal funció. Aquest maletí té un disseny molt simple i opera

sense automatitzacions de cap classe, però compleix amb els requeriments del reacondicionament. A

la Figura 3.4 es troba un esquema del circuit intern. Aquest, com es pot observar, compta amb un pont

rectificador trifàsic no controlat (A), junt amb un condensador de filtre (C) a la sortida i una resistència

en sèrie per limitar el pas de corrent (R).

Memòria

32

Figura 3.4. Esquema elèctric del maletí de manteniment preventiu de condensadors d’ABB.

Tot i ser un aparell senzill, ocupa un volum molt gran, és pesat i el preu per operació també és elevat.

Per últim en el present estudi de camp, es troba l’empresa Emotron, la qual ofereix un dispositiu

anomenat “unitat de recuperació de condensadors”. Està dissenyat per realitzar el reacondicionament

dels condensadors, a l’igual que l’objecte del present TFG. Per a tal, cal connectar la tensió de la xarxa

al dispositiu, i la sortida d’aquest al bus de contínua del convertidor, tal com se senyalitza a l’esquema

de la Figura 3.5. Un cop realitzat el muntatge, s’acciona el disjuntor del dispositiu, s’espera 1 hora i es

desconnecta. Un cop desconnectat cal esperar 5 minuts per a que els condensadors es descarreguin.

En el manual del dispositiu recalquen que en cas d’haver estat inactiu més de 3 anys, cal deixar

reacondicionar els condensadors 30 minuts més per cada any.

Figura 3.5. Esquema elèctric de funcionament de la unitat de recuperació de condensadors de Emotron.


33

Taula 3.1. Comparativa entre solucions trobades al mercat.

EMPRESA EFICIÈNCIA ENERGÈTICA

AUTOMATITZACIÓ DEL PROCÉS

COMPLEXITAT DEL MUNTATGE

PREU DEL SERVEI

ABB Baixa Baix Baixa Elevat

SCHNEIDER Alta Baix Moderada -

SIEMENS Baixa Baix Alta -

EMOTRON Moderada Alt Moderada Elevat

Així doncs, com es pot comprovar, tots els fabricants i distribuïdors donen pautes i informació per al

reacondicionament dels condensadors electrolítics, però pocs ofereixen un servei integral per a portar-

ho a terme.

En el present projecte es prendrà de referència el muntatge observat en la opció brindada per ABB.

Això és així, ja que es tracta d’un muntatge fàcilment transformable en un sistema automatitzat de

rectificació regulable. Addicionalment, es tracta d’una solució de muntatge senzilla i de procés detallat,

però mal optimitzat, per el que tenint les pautes de realització clares i un sistema millorat es pot crear

una solució interessant per portar a mercat.

Memòria

34

4. Reacondicionament de condensadors electrolítics

Havent estudiat la problemàtica que provoca la inactivitat en els condensadors del bus de contínua dels

convertidors, cal estudiar la manera més segura per reformar-los.

Primerament cal entendre que, els condensadors degradats pel desús, dificulten el pas de corrent a

través seu de la mateixa forma que una esponja seca dificulta el pas d’aigua a través seu, per la qual

cosa la connexió directa a la xarxa elèctrica sense cap protecció ni control pot originar un sobre pic

inicial massa elevat en ell i originar una reacció del condensador molt violenta.

D’aquesta forma, un correcte reacondicionament de condensadors potencialment malmesos per la

inactivitat reclama una recàrrega lenta i controlada d’aquests. Per a portar-ho a terme, cal mesurar la

tensió en bornes dels condensadors per assegurar que no mostren sobretensions ni comportaments

perillosos, així com cal mesurar la intensitat injectada per comprovar que no generi una corrent massa

elevada.

A continuació, s’exposarà un recull de la feina pràctica que es va realitzar al laboratori de màquines

elèctriques amb la intenció d’aprendre sobre convertidors i d’entendre i realitzar de forma pràctica tots

els passos d’un reacondicionament de forma manual, abans de dissenyar tot un sistema automatitzat.

4.1. Realització pràctica de reacondicionament d’un ACS600

Com a treball de recerca, aprenentatge i estudi d’interès pel TFG, es va portar a terme un

reacondicionament complet de forma manual al laboratori de màquines elèctriques de l’EEBE amb un

ACS600, de la casa ABB. El procés va estar supervisat en tot moment pel tutor del treball i va ser realitzat

respectant les mesures de seguretat sempre que va ser necessari.

L’aparell seleccionat havia estat més de 5 anys en desús al laboratori, per el que presentava les

característiques idònies pel treball. Es van portar a terme els següents passos:

- Estudi del convertidor

- Comprovacions prèvies

- Estudi del reacondicionament proposat per ABB

- Realització del reacondicionament

- Extracció de conclusions

A continuació, s’exposa cada procés i el resultat pràctic d’aquests.


35

4.1.1. Estudi del convertidor

En primera instància, es va procedir a llegir el manual del Hardware i del Firmware del convertidor, d’on

se’n va extreure informació interessant sobre com funciona, com es manipula, el seu muntatge, quines

funcions ofereix i les seves característiques, entre d’altres.

Com s’observa a la Figura 4.1, es tracta d’un variador de freqüència que s’alimenta amb 380-415V

trifàsics i pot absorbir 16 A. El seu rang de freqüència d’entrada va dels 48Hz fins als 63Hz, alimenta

càrregues de 380-415V trifàsics i pot injectar una corrent de 18 A. Compta amb una capacitat per variar

la freqüència de sortida des de 0 Hz fins a 300 Hz.

Figura 4.1. Etiqueta de característiques bàsiques del variador de freqüència ACS600.

A mode d’estudi, es va desmuntar tot el convertidor per veure la seva distribució, les seves plaques i les

solucions tècniques que presenta. Tot el material extret de l’estudi es troba a l’Annex E.

A continuació, s’adjunta l’esquema de la placa de potència, el qual és de gran interès pel projecte.

Memòria

36

Figura 4.2. Esquema del circuit elèctric de la targeta NBUB-41.

Com es pot observar, a la Figura 4.2 es troba l’esquema de la placa de potència del convertidor (targeta

NBUB-41). En ella es troba el circuit de potència del convertidor, on es pot diferenciar un rectificador

no controlat d’ona completa, el bus de contínua format per dos condensadors electrolítics amb tot un

sistema de distribució de la tensió i càrrega, i el pont inversor conformat per semiconductors IGBT.

Finalment, tal com s’observa a la figura, a les línies de sortida del convertidor es troben dos sensors

d’efecte Hall, els quals llegeixen la corrent de sortida.

4.1.2. Comprovacions prèvies

Un cop estudiat el funcionament intern del convertidor, es va procedir a comprovar l’estat dels punts

més dèbils i propensos a fer-se malbé del convertidor, com són el pont rectificador, el pont inversor i

els condensadors electrolítics. Es creu interessant, en un futur, implementar com a funció

complementaria a la caixa de reacondicionament dissenyada el fet de poder realitzar aquestes

comprovacions de forma ràpida i automatitzada.

En el cas de la comprovació del pont rectificador i de l’inversor, el procediment ha estat el mateix. Es

va realitzar un prova de conductivitat amb un tester a cada punt de connexió rellevant del component,

d’aquesta manera, es comprova que els components condueixen o no en cada situació i es pot anticipar

al cas d’un possible comportament anormal.

En el cas dels condensadors electrolítics d’alumini, es va procedir a prendre la lectura de la capacitància

de cada component per separat, veient així si la capacitat seguia estant dins el marge que contempla el

fabricant o, si del contrari, havia augmentat donant símptomes de mal estat intern.


37

4.1.2.1. Pont rectificador

A continuació, es recullen les dades experimentals a la Taula 4.1 de la comprovació al pont rectificador

del convertidor. A la Figura 4.3 s’observa un esquema del pont rectificador junt amb els punts de

contacte utilitzats.

Figura 4.3. Estructura del pont rectificador i els seus punts de comprovació.

Taula 4.1. Resultats experimentals de la comprovació del pont rectificador.

UDC (+) UDC (-)

UDC(+) – X11 X11 – UDC(+) UDC(-) – X11 X11 – UDC(-)

U11 0.435 Ω OL(1) OL 0.460 Ω

V11 0.428 Ω OL OL 0.443 Ω

W11 0.433 Ω OL OL 0.437 Ω

Nota 1: OL ≡ Open Line, línia oberta.

A la vista dels resultats de la Taula 4.1, es corrobora que els díodes estan correctament operatius, ja

que tan sols condueixen de ànode a càtode, en cap cas al revés.

Memòria

38

4.1.2.2. Pont inversor.

En el cas del pont inversor, la comprovació esdevé més laboriosa. Això és així per l’estructura que

presenta el pont, la qual s’observa a la Figura 4.4. Aquesta estructura té, per a cada fase, un doble

transistor IGBT amb díodes en antiparal·lel. Els resultats dels transistors estan recollits a la Taula 4.3,

mentre que els dels díodes es troben a la Taula 4.2.

Figura 4.4. Estructura del pont inversor per una fase i els seus punts de comprovació.

Taula 4.2. Resultats de la comprovació dels díodes del pont inversor.

Díode superior Díode inferior Ambdós díodes

C1 – E1 E1 – C1 C2 – E2 E2 – C2 C1 – E2 E2 – C1

Fase U2 OL 0.420 Ω OL 0.420 Ω OL 0.824 Ω

Fase V2 OL 0.420 Ω OL 0.420 Ω OL 0.825 Ω

Fase W2 OL 0.420 Ω OL 0.420 Ω OL 0.824 Ω


39

Taula 4.3. Resultats de la comprovació de les portes dels transistors.

Gate1 (+) Gate1 (-) Gate2 (+) Gate2 (-)

(+) – X X – (+) (-) – X X – (-) (+) – X X – (+) (-) – X X – (-)

Fase

U2

C1 OL OL 198.5kΩ OL OL OL 385kΩ OL

E2 OL OL OL 189.4kΩ OL OL 0.3 Ω 0.3 Ω

C2/E1 OL OL 0.3 Ω 0.3 Ω OL OL 189.3kΩ OL

Fase

V2

C1 OL OL 194.0kΩ OL OL OL 384.8kΩ OL



Fase

W2

C1 OL OL 197.5kΩ OL OL OL 402.9kΩ OL



Veient els resultats obtinguts, i tenint en compte que el circuit intern de cada pastilla inversora és com

la representada a la Figura 4.4, queda demostrat que el pont inversor es troba en bon estat per les

següents raons:

- Les comportes positives no condueixen en cap circumstància (en circuit ha de trobar-se obert

en cas de no existir tensió per encebar el transistor).

- Les comportes negatives condueixen en sentit cap al seu col·lector (a través del seu díode) i

encara amb més facilitat cap a l’emissor. A més, des de l’emissor de l’altre transistor també

existeix conductivitat cap a la comporta negativa, a través de l’altre díode.

- En el cas de l’estat dels díodes, es comprova el seu bon estat pel sentit de conductivitat registrat

a la Taula 4.2 (sempre d’ànode a càtode).

Memòria

40

4.1.2.3. Condensadors electrolítics d’alumini.

Com s’ha comentat anteriorment, l’única comprovació realitzada en els condensadors ha estat la

mesura del valor de capacitància que presentaven. Aquest valor és molt útil per veure si la capacitat ha

augmentat a causa de la degradació interna del condensador, o si pel contrari es manté en el marge

recomanat pel fabricant.

En aquest cas, es disposava de dos condensadors electrolítics de 1500uF cadascun amb un marge de

tolerància de 10%. Les lectures preses constataven que els condensadors seguien estant dins el marge

del fabricant:

- Condensador 1: 1463uF ; -2,5%

- Condensador 2: 1516uF ; +1%

4.1.3. Estudi del reacondicionament proposat per ABB

A l’últim punt del manual de Hardware de l’ACS600, proposen dos mètodes per reacondicionar els

condensadors del bus de contínua.

En primer lloc, aconsellen reacondicionar els condensadors un cop l’any. De no ser així, els

condensadors inactius per més d’un any han de passar pel procés per evitar causar danys a l’equip un

cop posat en marxa. El temps recomanat es troba adjuntat a la gràfica de la Figura 4.5, d’on també hi

consta l’aplicabilitat de cada mètode anteriorment anomenat.

Figura 4.5. Temps de reacondicionament del condensador pels mètodes 1 i 2. Gràfica extreta del Manual de

Hardware de l’ACS 600.

El mètode 2 consta de dos variants: Mètode 2a i mètode 2b. El mètode 1 és únic.


41

4.1.3.1. Mètode 1.

Només aplicable als convertidors inactius en un període de temps inferior als dos anys. Consisteix a

connectar l’alimentació al convertidor durant el lapse de temps que recomanat a la gràfica de la Figura

4.5. El convertidor despertarà per si mateix als condensadors.

4.1.3.2. Mètode 2a.

El que proposa el mètode 2a és rectificar l’alimentació del convertidor amb un pont rectificador extern

i connectar-lo directe al bus de contínua amb una resistència que limiti el corrent injectat. El circuit

proposat es troba representat a la Figura 4.6. La guia que ofereix ABB també ofereix els valors i

característiques del conjunt de components necessari en funció de la tensió d’alimentació del

convertidor, es troben recollits a la Taula 4.4. El temps de reacondicionament s’extreu de la Figura 4.5.

Aquest és el mètode amb el qual ABB ofereix el servei de reacondicionament a través del seu maletí.

Figura 4.6. Circuit de reacondicionament del mètode 2a, extret del Manual de Hardware de l’ACS600.

Memòria

42

Taula 4.4. Valors dels components recomanats pel mètode 2a, extret del Manual de Hardware de l’ACS600.

4.1.3.3. Mètode 2b.

Aquest mètode proposa carregar els condensadors, en lloc de connectant la tensió d’alimentació

alterna i rectificada, amb una font de corrent continu. En aquest cas, si la font no pot limitar la corrent

d’injecció, recomana augmentar la tensió de forma esglaonada i no aplicar la tensió de treball normal

de cop. La corrent recomanada de reacondicionament és de 500 mA i el temps de reforma s’obté

seguint la gràfica de la Figura 4.5. El circuit proposat es troba representat a la Figura 4.7.

El maletí dissenyat en el present TFG s’aproxima més a aquest mètode de reacondicionament. La idea

és injectar tensió contínua controlada esglaonadament i estar controlant en tot moment la corrent

d’injecció per no sobrepassar el límit recomanat.

Figura 4.7. Circuit de reacondicionament del mètode 2b, extret del Manual de Hardware ACS600 MultiDrive.


43

4.1.4. Realització del reacondicionament

Per a la realització del reacondicionament del bus de contínua del convertidor ACS 600, disponible al

laboratori de màquines elèctriques, es va seleccionar el mètode 2b. Tot i no disposar d’una font de

contínua regulable amb limitador de corrent al laboratori, es va realitzar aquest mètode fent una petita

variació utilitzant una font de continua provinent d’un autotransformador, la qual cosa permetia elevar

gradualment la tensió mitja injectada.

Figura 4.8. Esquema del muntatge de reacondicionament de l’ACS600.

Primerament, sense connectar tensió al convertidor, es va realitzar el muntatge de la Figura 4.8. Com

es pot observar, es va connectar un amperímetre per mesurar la corrent injectada als condensadors i

tres voltímetres: un mesurant la tensió en bornes dels condensadors, un altre mesurant la tensió en

bornes de la resistència i un últim mesurant la tensió de sortida de la font. D’aquesta manera, es pot

controlar la tensió aplicada de la font i, sabent aquesta tensió, veure quanta s’acumulava a la resistència

i quanta era absorbida poc a poc pels condensadors.

Un cop tot a punt, es va donar tensió al convertidor. Llegint el voltímetre de la tensió als condensadors

s’observava com es carregava poc a poc de forma incremental, però de seguida va saltar un fusible de

la font. L’error va ser incrementar la tensió massa ràpid, ja que a l’estar els condensadors tan secs pel

pas del temps, van provocar un augment de corrent significatiu, fins al punt de cremar un fusible.

Tenint l’incident recent, i anant amb compte, es va tornar a intentar el reacondicionament, aquest cop

amb una nova font de tensió, ja que l’anterior va quedar temporalment fora de servei. Aquest cop es

Memòria

44

va tancar el circuit i es va incrementar molt poc la tensió. Un cop els condensadors van haver assumit

el voltatge injectat, es va anar incrementant gradualment. Els esglaons de tensió eren aproximadament

d’entre 15 i 20 volts i molt progressius, pel que la corrent no es disparava significativament. Seguint

aquesta pauta, es van assolir els 400V alterns rectificats, uns 540V de tensió contínua, la tensió habitual

de treball del bus de contínua. Cal remarcar que, un cop es van assolir aproximadament 300V,

l’electrònica de control del convertidor es va encendre, i de la pantalla va saltar un ”error”: Subtensió

CC.

Al no tenir una referència de quant de temps portava el convertidor al laboratori sense ser utilitzat

(mirant el codi del convertidor es pot saber l’any de fabricació, en aquest cas, finals de 1989), es va fer

una estimació de 15 anys, pel que el temps de tensió aplicada als condensadors havia de ser de 15

hores. Al no disposar de tant de temps, i per no deixar el convertidor connectat sense supervisió al

laboratori, es va realitzar el reacondicionament en 7 tandes de 2:15h cada una excepte la primera, la

qual a l’haver succeït la falla inicial i haver de realitzar el muntatge de nou en una altra font de tensió,

es va perdre temps i van ser 1:45h. Aproximadament es va realitzar un reacondicionament de 15:15h.

4.1.5. Extracció de conclusions

Figura 4.9. Muntatge d’alimentació d’un motor a través del ACS 600 passat el reacondicionament.

Tot i que el reacondicionament va acabar realitzant-se amb normalitat, la primera falla que va fondre

el fusible va servir per tenir en compte la importància de l’increment gradual de la tensió i el no tenir

mai per segur que els condensadors estan funcionant amb normalitat. És més, el disseny de la caixa de

reacondicionament que es presenta ha d’acomplir uns nivells de seguretat els quals mai posin en perill


45

l’estat de l’equip que s’estigui reacondicionant, i això demana tenir les variables de la tensió i la corrent

controlades i modificades de forma segura.

Passat el reacondicionament, l’equip es va connectar a la xarxa sense resistències ni tensions graduals

i va respondre amb normalitat. De fet, es va procedir a alimentar un motor posteriorment, tal com

s’aprecia a la Figura 4.9, i el va arrancar i fer girar amb normalitat. L’únic problema va ser la impossibilitat

de regular ni controlar el gir, ja que en el panell de control saltava un error que indicava que s’havia de

reemplaçar i es va haver de deixar les proves en aquest punt.

Tot i no haver-se pogut controlar la càrrega, l’electrònica funcionava (a la Figura 4.9 es pot apreciar com

la pantalla del convertidor està engegada), els condensadors estaven a punt i, fins i tot, s’activava el

ventilador de refrigeració de tant en tant, donant senyals de que la placa de control operava amb

normalitat. Tot això demostra que el procés de reacondicionament va ser satisfactori.

Memòria

46

5. Especificacions de l’aparell

La funció principal del muntatge final és ser capaç de reacondicionar els condensadors electrolítics

d’alumini en mal estat ubicats al bus de contínua dels variadors de freqüència. Aquests seran els

variadors que hagin estat fora de funcionament o en stock períodes de temps superiors als 12 mesos.

Per acomplir aquesta funció, en el present projecte es dissenyarà un prototip inicial el qual comptarà

amb una sola entrada de tensió monofàsica de 230V alterns. Les especificacions de l’aparell contemplen

que es tracta d’un projecte inicial, i que en un futur s’implementaran noves entrades de tensió per a

altres alimentacions:

- Trifàsica 400V.

- Trifàsica 690V.

Un cop connectat a la xarxa elèctrica, i tenint parametritzat el temps aproximat d’inactivitat del

convertidor, alimentarà gradualment el bus de contínua fins a assolir la tensió de treball del banc de

condensadors, on es mantindrà estacionada la tensió fins a haver assegurat la correcta regeneració i

funcionament dels condensadors.

Per aconseguir aquesta alimentació de forma totalment controlada, el muntatge comptarà amb un

pont rectificador semi controlat, sobre el qual es modifica l’encebament dels tiristors rectificadors de

la branca superior amb l’ús de microcontroladors.

Per sincronitzar la senyal dels polsos d’encesa dels tiristors amb la tensió d’entrada de la xarxa, es

transformarà la tensió a 9V amb un transformador, aconseguint així una senyal sincronitzada i de baixa

tensió de referència. Posteriorment, es regularà la tensió a 5V continus per tal de poder alimentar els

microcontroladors i a tota la part de control de l’aparell.

Com a mitjà d’interacció entre l’aparell i l’usuari es disposarà d’una ruleta encoder per seleccionar i

entrar diferents paràmetres d’operació, així com una pantalla LCD per visualitzar-ho.

Les opcions que es brindaran a la pantalla LCD seran, en el mateix ordre, les següents:


47

I. Confirmar tensió d’alimentació de l’aparell.

II. Introducció del temps d’inactivitat del variador de freqüència.

III. Confirmar inici del procés de recàrrega.

IV. Selecció mentre el procés està executant-se:

o Tensió dels condensadors.

o Corrent d’injecció.

o Temps restant.

o Cancel·lar reacondicionament.

V. Descàrrega dels condensadors.

Com es pot comprovar en l’anterior llistat, l’aparell serà capaç de mesurar la tensió en bornes dels

condensadors, així com la corrent d’injecció. En cas de pujades perilloses de corrent o anomalies en la

tensió tallarà immediatament l’alimentació com a mesura preventiva.

Finalment, l’aparell comptarà amb elements de protecció i seguretat, tals com interruptors, varistors,

inductàncies de filtre i fusibles. Addicionalment, tal com s’ha mencionat anteriorment, l’aparell

comptarà amb mesures de protecció a través de l’algoritme dels microcontroladors, els quals regularan

o tallaran la tensió de sortida en funció de les lectures en temps real que prengui de la tensió i la corrent

injectada.

Memòria

48

6. Primer prototip

En el present apartat es descriuran tots els processos relacionats amb el primer prototip dut a terme

en el present projecte, així com les conclusions que se’n van extreure.

6.1. Disseny i dimensionament del model

El disseny del circuit elèctric serà descrit per zones. A l’Annex B es troba el circuit complet, d’on

s’extrauran les captures parcials. Constaran les següents branques:

- Pont rectificador

- Electrònica de control

- Alimentació de l’electrònica de control

- Proteccions del circuit

- Càlcul de dissipadors

6.1.1. Pont rectificador

Figura 6.1. Pont rectificador d’ona completa semi controlat i sistema de polsos d’encesa dels tiristors.

Conjunt de components encarregats de transformar els 230Vac d’entrada a voltatge constant de

càrrega pel bus de contínua dels convertidors. Tenint en compte que pel present projecte es requereix

controlar la tensió de sortida i que la corrent esperada serà sempre positiva, és necessari un model de

pont rectificador que permeti controlar l’angle dels polsos d’encesa per regular la tensió. És per això


49

que es va poder seleccionar entre dos models de ponts. Cal apuntar que ambdós models es contemplen

essent d’ona completa per tal de poder assolir a la sortida de l’aparell el mateix nivell de tensió amb el

qual treballa qualsevol convertidor de freqüència en el mercat. Dit això, es presenten els dos models:

- Pont d’ona completa semi controlat. Consta d’un tiristor i un díode per cada branca. Els

tiristors ofereixen la possibilitat de regular l’angle de d’encesa i, conseqüentment, el nivell de

tensió mitjana rectificada. La forma de la senyal dels polsos d’encesa es troba representada a

la següent Figura 6.2:

Figura 6.2. Forma d’ona amb pont semi controlat d’ona completa i angle de rectificació a 90°.

Donada la naturalesa dels díodes, el circuit es talla quan la tensió ànode-càtode es torna negativa.

Aquest fet provoca que el pont treballi només en el primer quadrant de la gràfica I-V, on tant la tensió

com la intensitat de treball sempre són positives.

Figura 6.3. Representació d’un pont d’ona completa semi controlat i els seus quadrants de treball.

- Pont d’ona completa controlat. En aquest cas, compta amb dos tiristors per branca. Aquesta

tipologia de pont rectificador ofereix la possibilitat tant de regular la tensió com el sentit de la

intensitat. Això és degut al fet que en aquest cas en lloc de díodes hi ha tiristors, i aquests sí

Memòria

50

que permeten la circulació en ambdós sentits, és per això que aquest pont pot treballar en el

primer i en el segon quadrant de la gràfica I-V.

Figura 6.4. Representació d’un pont d’ona completa controlat i els seus quadrants de treball.

En el cas del projecte objecte d’estudi el model seleccionat va ser el primer, un pont semi controlat.

Això és així ja que no hi ha cap necessitat de conduir corrent en sentit negatiu, ja que el sentit de càrrega

sempre serà positiu. Cal afegir que, si s’hagués seleccionat un model totalment controlat, el control dels

tiristors inferiors hauria sigut forçar-los a fer que treballessin com a díodes, cosa que no aporta cap

valor afegit a l’aparell.

De cara a dimensionar els components per realitzar el prototip, és necessari tenir en compte dos

aspectes importants. La tensió i corrent màxima de treball esperades. En el cas del prototip, tant els

díodes D1 i D2 com els tiristors T1 i T2 han de ser capaços de suportar una tensió directa d’entrada de

230Vac provinents de la xarxa, 325V de pic aproximadament (230*√2), i una tensió inversa del doble,

650V. Això es deu al fet de que quan el component es troba en estat de bloqueig, d’una banda obté el

valor pic negatiu, i de l’altre el valor pic positiu, fet que produeix una diferència de tensió de 650V

inversos.

Tot i que la màxima intensitat de treball es limitarà a 500mA, es prendrà un marge de seguretat i es

dimensionarà el pont (D1, D2, T1, T2) per poder suportar com a mínim 1,5A de corrent directe.

Per tal de realitzar els polsos a les portes de controls dels tiristors T1 i T2 es realitzarà un sistema molt

senzill, conformat per un pols d’encesa directe de 5V des d’un microcontrolador PIC16F688, limitat per

una resistència de 1kΩ i un díode per evitar corrents inverses cap al microcontrolador. A la Figura 6.1

es mostra el sistema.

Així doncs, tenint en compte que els encebaments dels tiristors es realitzen amb tensió provinent d’un

microcontrolador de 5V i que la corrent estarà limitada amb una resistència de 1kΩ, les portes de

control dels tiristors T1 i T2 hauran de poder suportar una intensitat igual o superior a:


51

𝑽 = 𝑹 · 𝑰 → 𝑰𝒅𝒊𝒔𝒑𝒂𝒓 ≥𝟓𝑽

𝟏𝟎𝟎𝟎𝜴= 𝟓 𝒎𝑨

(Eq. 6.1)

De la mateixa manera que les portes de control dels tiristors T1 i T2, les resistències R3 i R4 i els díodes

D3 i D4 també necessitaran poder suportar aquesta càrrega. Per la selecció de les resistències R3 i R4

caldrà saber quina potència necessiten suportar. Per a tal, se seguirà la (Eq. 6.2).

𝑷𝑹𝟑,𝑹𝟒 = 𝑹 · 𝑰𝟐 ≥ 𝟏𝟎𝟎𝟎 · 𝟎. 𝟎𝟎𝟓𝟐 = 𝟐𝟓 𝒎𝑾 (Eq. 6.2)

6.1.2. Electrònica de control

A continuació, es descriuran els components que conformen l’electrònica de control, la qual serà

alimentada a 5V.

Les funcions que ha de cobrir aquesta part de la placa són les següents:

- Mostrar a l’usuari indicacions i menús de dades mitjançant una pantalla.

- Habilitar a l’usuari la interacció amb la pantalla.

- Llegir la tensió i la corrent de sortida.

- Regular els polsos d’encesa dels tiristors.

- Permetre la programació dels microcontroladors.

Per tal d’acomplir els requisits marcats, hi havia diverses opcions per tal controlar les funcions de la

placa. Des d’un inici, es van tenir en compte 3 solucions òptimes per dur a terme el projecte:

- Microcontroladors PIC.

- Arduino.

- Raspberry Pi.

Les tres opcions són solucions que treballen amb microcontroladors, entrades i sortides i programació

lògica. Es tracta de tecnologies molt similars, sobretot entre Arduino i Raspberry Pi, les quals les

caracteritza una forta basant didàctica a la programació i un disseny de treball intuïtiu, on la placa de

treball ve ja muntada en circuit imprès per tal de facilitar la manipulació de l’usuari. Els

microcontroladors PIC, en canvi, són microcontroladors els quals són venuts individualment i el

muntatge en placa final ve determinat per l’usuari i les seves necessitats. Això provoca que el treball

amb els microcontroladors PIC sigui més dens, però per contra ocupa menys espai i la instal·lació del

mateix és més versàtil.

Memòria

52

Finalment, tenint aquesta informació present, es va seleccionar la tecnologia PIC per dur a terme aquest

primer prototip. Això és així perquè es tracta d’una tecnologia molt accessible i assequible, que

acompleix les necessitats del projecte perfectament i de la qual ja es tenia experiència prèvia al

projecte.

Així doncs, el disseny comptarà amb dos microcontroladors, un PIC16F1788 per portar a terme lectures,

regular els polsos d’encesa i els cicles de treball, i un PIC16F688 per efectuar els polsos a les portes de

control dels tiristors T1 i T2.

A continuació, a la Figura 6.5 i Figura 6.6, es troben adjuntades una captura amb les entrades i sortides

de cada PIC.

Figura 6.5. Connexions del microcontrolador PIC16F1788.

Figura 6.6. Connexions del microcontrolador PIC16F688.

El funcionament intern associat a les funcions tant del PIC16F1788 com del PIC16F688 estan descrits

en l’apartat 8.2 i 8.3 del present projecte, així com el codi desglossat i detallat a l’Annex A.


53

Aquests microcontroladors, tal com s’ha comentat anteriorment, han de ser capaços de portar a terme

una sèrie de funcions a l’aparell. Aquestes funcions, a part de codi lògic, requereixen perifèrics externs.

A continuació es detallen en profunditat.

Una de les funcions a realitzar és habilitar la interacció de l’usuari amb l’aparell mitjançant una pantalla

i comandaments. En primer lloc, la solució que es va seleccionar respecte a pantalla va ser un model

senzill de LCD HD44780, de 16 caràcters i 2 columnes (16x02) monocromàtica. Aquesta pantalla

requereix d’unes connexions específiques, mencionades anteriorment a l’apartat 2.3.5 del present

projecte. Aquestes connexions es troben representades a l’esquema de la Figura 6.7.

Figura 6.7. Esquema de les connexions de pins a la pantalla LCD 16x02.

Com es pot apreciar, la pantalla s’alimenta de 5V, com la resta de l’electrònica digital de la placa, junt

amb un condensador de filtre per estabilitzar la tensió que li arribi. En el pin 3, es recorda que és el que

regula el contrast de la pantalla, s’hi connectarà un potenciòmetre de 10kΩ. Tot i que el fabricant no

estipula que el potenciòmetre necessàriament hagi de ser de 10k, és un valor recomanat. La resta de

pins són els necessaris per habilitar modes de treball de la pantalla i l’intercanvi de dades entre el

PIC16F1788 i la mateixa.

Pel que fa a comandaments per a l’usuari, les necessitats que reclama l’aparell són poques, les bàsiques

per poder canviar de menús i seleccionar-los a través de la pantalla LCD. Per a tal, constaven dues

opcions. Una era la utilització de petits polsadors a mode de botons, l’altre una ruleta encoder rotatòria

amb polsador. De cara al projecte i a la programació de l’aparell, era més interessant la segona

Memòria

54

proposta, ja que la programació ofereix més complexitat i, addicionalment, és més còmode d’utilitzar

que botons individuals.

A la Figura 6.8 es troba l’esquema de connexions de la ruleta seleccionada, amb número de referència

EC12E2424407, la qual recomana el valor de les resistències R7, R8 i R9 en el seu datasheet, en aquest

cas, de 10kΩ. Aquestes resistències, sabent que s’alimenten amb 5V, necessitaran suportar una

potència de com a mínim:

𝑷𝑹𝟕,𝑹𝟖,𝑹𝟗 =𝑽𝟐

𝑹≥

𝟓𝟐

𝟏𝟎𝟎𝟎𝟎= 𝟐, 𝟓 𝒎𝑾

(Eq. 6.3)

Figura 6.8. Esquema de connexions de la ruleta encoder.

Les senyals A, B i SW van directes al PIC16F1788, on seran llegides a cada cicle i conforme el nivell de

tensió que detecti el microcontrolador actuarà sobre la pantalla. El funcionament del codi conforme a

la ruleta encoder es troba detallat a l’Annex A del projecte.

Una altra funció important a realitzar des de l’electrònica de control és la lectura de la tensió, com

també la lectura de la intensitat. Ambdues funcions requereixen perifèrics o sistemes externs als

microcontroladors.

Per a llegir el valor de tensió a la sortida de l’aparell, es dissenyarà un divisor de tensió el qual limiti el

valor màxim que li arribi al PIC16F1788 per tal d’englobar els valors possibles dins del 5V que és capaç

de llegir. Així doncs, es prendrà un valor de resistència de 100kΩ per tal de reduir en gran quantitat la

pèrdua energètica que comportarà el divisor de tensió. Partint d’aquesta resistència, tenint en compte

que el valor de tensió màxim que pot aparèixer a la sortida del regulador és de 325V i limitant la tensió

resultant cap al PIC a 4.5V, es calcularà la segona resistència seguint la següent equació:


55

𝑽𝑹 = 𝑽𝒎𝒂𝒙 ·𝑹

𝑹 + 𝟏𝟎𝟎𝒌→ 𝟒. 𝟓 = 𝟑𝟐𝟓 ·

𝑹

𝑹 + 𝟏𝟎𝟎 · 𝟏𝟎𝟑→ 𝑹 = 𝟏𝟒𝟎𝟒 𝜴 ≈ 𝟏𝟒𝟎𝟎 𝜴

(Eq. 6.4)

Seguidament, es torna a calcular la tensió que es llegirà al divisor de tensió amb la resistència

arrodonida a 1,4k per assegurar que no sobrepassi els 5V:

𝑽𝑹 = 𝟑𝟐𝟓 ·𝟏𝟒𝟎𝟎

𝟏𝟒𝟎𝟎 + 𝟏𝟎𝟎 · 𝟏𝟎𝟑= 𝟒. 𝟒𝟖𝟕 𝑽

(Eq. 6.5)

En cas de sobretensió per mal estat dels condensadors, la tensió màxima que pot llegir el

microcontrolador és de 5V. Així doncs, es calcula fins a quina tensió podria ascendir a la sortida de

l’aparell:

𝟓 𝑽 = 𝑽𝒎𝒂𝒙 ·𝟏𝟒𝟎𝟎

𝟏𝟒𝟎𝟎 + 𝟏𝟎𝟎 · 𝟏𝟎𝟑→ 𝑽𝒎𝒂𝒙 = 𝟓 ·

𝟏𝟒𝟎𝟎 + 𝟏𝟎𝟎 · 𝟏𝟎𝟑

𝟏𝟒𝟎𝟎= 𝟑𝟔𝟐, 𝟏𝟒 𝑽

(Eq. 6.6)

Aquesta sobretensió representa un 111,43% del màxim esperat. Tenint en compte que la tensió

aplicada en bornes dels condensadors serà gradualment incrementada, en cas d’estar en mal estat els

condensadors, la sobretensió apareixerà un cop aplicats els primers esglaons de tensió (molt inferiors

al màxim possible). És a dir, en cas d’experimentar anomalies de tensió, aquestes serien en valors baixos

de càrrega, per el que es dedueix que mai se sobrepassarien dels 362,14V calculats.

Addicionalment, cal que les resistències puguin suportar la següent potència:

R1 = 100k ; R2=1,4k

𝑽𝑹𝟏 = 𝟑𝟐𝟓 ·𝟏𝟎𝟎 · 𝟏𝟎𝟑

𝟏𝟒𝟎𝟎 + 𝟏𝟎𝟎 · 𝟏𝟎𝟑= 𝟑𝟐𝟎. 𝟓𝑽 → 𝑷𝑹𝟏 =

𝑽𝑹𝟏𝟐

𝑹𝟏=

𝟑𝟐𝟎. 𝟓𝟐

𝟏𝟎𝟎 · 𝟏𝟎𝟑= 𝟏. 𝟎𝟑 𝑾

(Eq. 6.7)

𝑽𝑹𝟐 = 𝟑𝟐𝟓 ·𝟏𝟒𝟎𝟎

𝟏𝟒𝟎𝟎 + 𝟏𝟎𝟎 · 𝟏𝟎𝟑= 𝟒. 𝟓𝑽 → 𝑷𝑹𝟐 =

𝑽𝑹𝟏𝟐

𝑹𝟐=

𝟒. 𝟓𝟐

𝟏𝟒𝟎𝟎= 𝟏𝟒. 𝟑𝟖 𝒎𝑾

(Eq. 6.8)

A continuació s’adjunta l’esquema del divisor de tensió final. Com s’observa, s’ha afegit un petit

condensador de filtre per tal d’estabilitzar les irregularitats de la tensió.

Memòria

56

Figura 6.9. Esquema del divisor de tensió calculat per la lectura de la tensió.

D’altra banda, per a la lectura de la intensitat s’ha seleccionat un sensor d’efecte Hall ACS712-05B. Es

tracta d’un sensor capaç de llegir fins a 5A el qual és invasiu, és a dir, que s’ha de connectar en sèrie al

circuit on es vulgui prendre la lectura.

En un inici es pretenia soldar manualment el component junt amb les recomanacions del fabricant

(apartat 2.3.6, Figura 2.15), però al ser un circuit integrat SMD va ser preferible adquirir posteriorment

una petita PCB on ja es compta amb el circuit soldat i llest per utilitzar (apartat 2.3.6, Figura 2.16).

Per últim, és necessari instal·lar a la placa punts on connectar el programador/depurador PicKit2, des

d’on es programaran els microcontroladors. És per això que s’habilitaran dos punts de connexió, un per

cada microcontrolador, per acomplir amb aquest requisit. A la següent Figura 6.10 es troben

representats els esquemes pertinents.


57

Figura 6.10. Esquema de connexions als PicKit1 i PicKit2.

6.1.3. Alimentació de l’electrònica de control

Tenint una entrada de tensió a l’aparell de 230Vac, és necessari tractar aquest voltatge per alimentar

l’electrònica de control, la qual requereix un voltatge molt inferior, essent aquest de 5V continus. És

per això que s’ha dissenyat el següent sistema:

Memòria

58

Figura 6.11. Sistema de regulació de tensió a 5V.

Aquest sistema consta d’un transformador (TR1), el qual reduirà la tensió d’entrada a 9Vac. Per tal de

dimensionar el transformador TR1 cal tenir present la potència a suportar, és a dir, la corrent amb la

qual ha de ser capaç de treballar. En aquest cas, serà necessari que pugui aportar suficient potència per

tota l’electrònica, la qual s’estima d’un total de:

I. Microcontroladors PIC16F688 + PIC16F1788 (comprovació experimental): 10,68 mA

II. Pantalla LCD (Comprovació experimental): 1,3 mA

III. LED de comprovació de tensió: 5V/1000Ω = 5 mA

IV. Ruleta Encoder: 3*5V/10000Ω = 1,5 mA

V. Base transistor NPN: 5V/1000Ω = 5 mA

VI. Relé d’estat sòlid (Impedància interna=300Ω): 9V/300Ω = 30 mA

VII. Dispars dels tiristors: 2*5V/1000Ω = 10 mA

𝑰𝒎í𝒏𝒊𝒎𝒂 = ∑ 𝑿𝒊

𝒏

𝒊=𝟎

= 𝟏𝟎, 𝟔𝟖 + 𝟏, 𝟑 + 𝟓 + 𝟏, 𝟓 + 𝟓 + 𝟑𝟎 + 𝟏𝟎 = 𝟔𝟑, 𝟒𝟖 𝒎𝑨 (Eq. 6.9)

Per tal de satisfer la intensitat calculada i comptar amb un ample marge de seguretat per possibles

ampliacions futures, s’ha dut a terme el càlcul de l’equació (Eq. 6.3) amb una intensitat total de 500mA:

𝑽𝑨 = 𝑽 · 𝑰 → 𝑽𝑨 = 𝟗 · 𝟎, 𝟓 = 𝟒, 𝟓 𝑽𝑨 ≈ 𝟓𝑽𝑨 (Eq. 6.10)


59

Seguidament, es rectificarà els 9V alterns provinents del secundari del transformador TR1 mitjançant

un pont rectificador, integrat al component B1. A l’hora de dimensionar el pont B1, cal tenir en compte

la corrent directe que necessita conduir i la tensió inversa que apareixerà en bornes dels díodes interns.

Com en el cas del dimensionat del transformador TR1, es dimensionarà per poder suportar 500 mA de

corrent directe per possibles ampliacions i, en el cas de la tensió inversa, aquesta suposa el doble de la

tensió alterna a rectificar, en aquest cas, ha de posar suportar:

𝑽𝒊𝒏𝒗𝒆𝒓𝒔𝒂 = 𝟐 · 𝑽𝒆𝑴𝒂𝒙 = 𝟐 · √𝟐 · 𝟗 ≈ 𝟐𝟓. 𝟓 𝑽 (Eq. 6.11)

Així doncs, segons l’equació (Eq. 6.10), ha de ser capaç de suportar una tensió inversa igual o superior

a 25,5V.

Un cop rectificada la tensió, es linealitzarà amb el condensador electrolític d’alumini C1. Per tal de

dimensionar-lo, es calcularà la capacitància requerida seguint l’equació de la corrent en un

condensador:

𝑰𝒄 = 𝑪 ·∆𝑽𝒄

∆𝒕

(Eq. 6.12)

Aquesta té en compte la variació de la tensió respecte a un lapse de temps i la capacitància del

condensador. El valor de la corrent que circularà s’ha calculat prèviament (Eq. 6.8), el lapse de temps

és conegut, ja que al ser una tensió rectificada des d’un pont d’ona completa, els pics de tensió es

produeixen en la meitat de temps que un període de la xarxa (0,02 s/2 = 0,01 s). Així doncs, tan sols

resta determinar la variació de tensió, que seguirà el següent raonament. El regulador de tensió

MC7805 necessita un mínim de 8V d’entrada per un funcionament òptim (dada extreta del datasheet),

sabent això, es dimensionarà el condensador C1 per tal que la variació de tensió sigui sempre per sobre

dels 7,5V. Per conèixer el valor pic dels 9Vac eficaços cal multiplicar-los per arrel de 2:

𝑽𝒑𝒊𝒄 = 𝑽𝒆𝒇 · √𝟐 = 𝟗 · √𝟐 = 𝟏𝟐, 𝟕𝟐 𝑽 ≈ 𝟏𝟑 𝑽 (Eq. 6.13)

Per la qual cosa la variació de tensió cal que sigui:

∆𝑽𝒄 = 𝑽𝒑𝒊𝒄 − 𝑽𝒎𝒊𝒏 = 𝟏𝟑 − 𝟕. 𝟓 = 𝟓. 𝟓 𝑽 (Eq. 6.14)

A continuació, aplicant l’equació (Eq. 6.11) amb les dades exposades, s’obté el valor de capacitància

que ha de tenir el condensador C1 tal per garantir els requisits del sistema.

𝑰𝒄 = 𝑪 ·∆𝑽𝒄

∆𝒕→ 𝑪 = 𝑰𝒄 ·

∆𝒕

∆𝑽𝒄

= 𝟎. 𝟎𝟔𝟑 ·𝟎, 𝟎𝟏

𝟓. 𝟓= 𝟏𝟏𝟓 𝒖𝑭 ≈ 𝟏𝟎𝟎 𝒖𝑭

(Eq. 6.15)

Memòria

60

Finalment, un cop linealitzada la tensió, es regularà a 5V amb el regulador de tensió MC7805. Aquest

regulador, per un funcionament òptim, requereix de condensador de filtre tant a l’entrada com a la

sortida del mateix. El valor de capacitància d’aquests condensadors (C2 i C3) ve recomanat pel fabricant

en el datasheet del component, els quals són de 100nF i 330nF seguint el mateix ordre.

Per últim, tal com s’observa a la Figura 6.11, s’ha implementat en el disseny una senyal visual per fer

saber a l’usuari que arriba tensió a l’electrònica de control. Aquesta senyal lluminosa serà generada a

partir d’un díode LED (LED1) de color verd, el qual s’alimentarà dels 5V anteriorment regulats i estarà

en sèrie amb la resistència R1 de 1kΩ per tal de limitar la seva corrent. Aquesta resistència R1

necessitarà poder suportar una potència mínima de:

𝑷𝑹𝟏 =𝑽𝟐

𝑹≥

𝟓𝟐

𝟏𝟎𝟎𝟎= 𝟐𝟓 𝒎𝑾

(Eq. 6.16)

6.1.4. Proteccions del circuit

Pel present projecte s’han dissenyat diferents mesures de protecció al sistema. És important la

protecció dels components de l’aparell, però és encara més important pels convertidors danyats que

s’estan reacondicionant, ja que aquests solen ser dispositius molt sensibles a pertorbacions externes.

Les primeres mesures de protecció es troben a l’entrada de tensió a l’aparell, a la Figura 6.12 estan

representades.

Figura 6.12. Captura detall de l’entrada de tensió de l’aparell, junt amb el fusible F1 i l’interruptor S1.

La primera mesura de protecció es tracta d’un interruptor (S1), el qual ofereix la possibilitat d’obrir o

tancar el circuit. És interessant la seva implementació tant per tancar el circuit quan sigui pertinent,

com per tallar-lo un cop acabat el reacondicionament o, sobretot, en cas de funcionament o senyals

irregulars del convertidor.

A la mateixa Figura 6.12 s’observa la següent mesura, el fusible F1, el qual protegeix l’equip de possibles

pujades de corrent. Aquestes pujades de corrent poden ser previsiblement provocades per equips molt

malmesos, els quals tinguin els condensadors altament degradats i actuïn elèctricament com a


61

curtcircuits. Donat que el pont rectificador principal de l’equip està dissenyat per suportar 1.5A, el

fusible implementat tindrà un límit de càrrega de 1.25A per fondre’s abans que l’equip surti malmès.

Figura 6.13. Relé d’estat sòlid de protecció del sistema.

Addicionalment a l’interruptor S1, s’ha implementat al disseny un segon interruptor (relé K1) amb

capacitat de tall en el circuit, aquest cop governat des del microcontrolador PIC16F1788. Això ofereix

la possibilitat de tancar el circuit un cop entrades les variables als microcontroladors i estant tot a punt,

a l’hora de poder tallar el circuit en cas de lectures de tensió o corrent fora dels valors esperats de forma

preventiva.

A l’hora de dimensionar el relé K1, cal tenir en compte la tensió alterna a suportar en bornes de

l’interruptor intern, així com la corrent directe prevista. En aquest cas, el valor de tensió directa és de

230V rms, i la corrent elèctrica a suportar la mateixa que en el dimensionament del pont rectificador,

1,5A.

Addicionalment, cal tenir en compte la bobina interna del relé, la qual té un valor òptim de tensió de

treball. En el disseny de la regulació de tensió existeixen dos valors possibles a utilitzar per activar la

bobina, els 5V regulats o els 9V rectificats (12V aprox.) a la sortida del condensador C1. Així doncs, a

l’hora de seleccionar el relé, ambdues tensions d’activació són vàlides.

Tal com s’observa a la Figura 6.13, l’activació de la bobina del relé K1 es farà a través d’un pols de tensió

a la base del transistor NPN1 des del PIC16F1788. Així doncs, cal dimensionar el transistor per acomplir

amb el requisit del sistema. Aquest transistor NPN1 necessitarà suportar una tensió directa de com a

màxim 12V entre col·lector i emissor. Addicionalment, caldrà que suporti una corrent a la base igual o

superior a:

Memòria

62

𝑰𝒃𝒂𝒔𝒆 =𝑽𝑷𝑰𝑪

𝑹𝟐

≥𝟓𝑽

𝟏𝟎𝟎𝟎𝜴= 𝟓 𝒎𝑨

(Eq. 6.17)

Per últim es troben mesures de protecció implementades en el software dels microcontroladors

PIC16F1788 i PIC16F688. N’hi consten dos, les quals estan relacionades amb la corrent que circula cap

als convertidors.

La primera mesura és, en cas de superar els 500 mA sense arribar a 1 A, disminuir l’angle α dels polsos

als tiristors, d’aquesta manera, es redueix la tensió de sortida i, conseqüentment, la corrent.

La segona mesura en relació amb la intensitat és quan aquesta iguala o supera 1 A durant més de 100

ms (5 períodes de pulsació de la xarxa). En aquest cas, si perdura la corrent més de 100 ms, es tallarà

l’enclavament del relé i amb ella el pont rectificador sencer.

6.1.5. Dissipadors

Els potencials elements que requeriran dissipadors són previsiblement el regulador de tensió MC7805

i els tiristors.

Primerament es realitzaran els càlculs pel regulador MC7805. Aquest element presenta les

característiques tèrmiques exposades a la Figura 6.14, les quals han estat extretes del pertinent

datasheet, i treballa en un rang de temperatures d’entre -40ºC fins a 125ºC.

Figura 6.14. Característiques tèrmiques del regulador MC7805.

Aplicant la següent fórmula, s’extreu la potència capaç de dissipar el component sense ajuda externa.

𝑻 = 𝑻𝒋 − 𝑻𝒂 = 𝑷 · 𝑹𝒋𝒂 → 𝑷 ≤𝑻𝒋 − 𝑻𝒂

𝑹𝒋𝒂

≤𝟏𝟐𝟓 − 𝟐𝟓

𝟔𝟓= 𝟏, 𝟓𝟒 𝑾

(Eq. 6.18)


63

Coneixent la potència màxima dissipada del regulador, i coneixent que la caiguda de tensió que es

presenta en el component a l’hora de regular la tensió d’entrada i sortida és de 8V aproximadament

(Tin=13V ; Tout = 5V), es pot determinar quina intensitat màxima serà capaç de suportar:

𝑷 = 𝑰 · ∆𝑽 → 𝑰 =𝑷

∆𝑽=

𝟏, 𝟓𝟒

𝟏𝟑 − 𝟓=

𝟏, 𝟓𝟒

𝟖= 𝟏𝟗𝟐. 𝟓 𝒎𝑨

(Eq. 6.19)

Es desitja dimensionar la placa per poder suportar 500mA per possibles ampliacions o modificacions

futures, pel que el dissipador a implementar haurà de tenir la capacitat d’absorbir aquesta diferència

d’intensitat.

Primerament, es calcularà la potència màxima a dissipar substituint la intensitat desitjada en l’anterior

fórmula.

𝑷′ = 𝑰′ · ∆𝑽 = 𝟎, 𝟓 · 𝟖 = 𝟒 𝑾 (Eq. 6.20)

Seguidament, a la Figura 6.15 (recuperada de “http://microhop.net/articulos/articulos-electronica-

general/calculo-de-disipadores/” [20]), s’exposa una taula de valors tèrmics que presenten els diferents

tipus de dissipadors vàlids per l’encapsulat TO220 que presenta el regulador MC7805.

Figura 6.15. Resistència tèrmica dels dissipadors en funció de l’encapsulat del component [20].

Amb aquests valors es disposarà a calcular quina resistència tèrmica necessita tenir el dissipador escollit

per poder assegurar una correcta dissipació. Així doncs, implementant un dissipador de contacte amb

mica, la fórmula (Eq. 6.18) es modifica de la següent manera:

Memòria

64

𝑻 = 𝑻𝒋 − 𝑻𝒂 = 𝑷′ · (𝑹𝒋𝒄 + 𝑹𝒄𝒅 + 𝑹𝒄𝒂) → 𝑹𝒄𝒂 ≤𝑻𝒋 − 𝑻𝒂

𝑷′− 𝑹𝒋𝒄 − 𝑹𝒄𝒅

≤𝟏𝟐𝟓 − 𝟐𝟓

𝟒− 𝟓 − 𝟏, 𝟒 = 𝟏𝟖. 𝟔 /𝑾

(Eq. 6.21)

Un cop calculada la resistència tèrmica, és necessari re calcular aquest valor amb un marge de seguretat

envers la temperatura màxima. En aquest cas, se selecciona un marge de k=0,8.

𝑹𝒄𝒂 ≤𝑻𝒋 · 𝒌 − 𝑻𝒂

𝑷′− 𝑹𝒋𝒄 − 𝑹𝒄𝒅 ≤

𝟏𝟐𝟓 · 𝟎, 𝟖 − 𝟐𝟓

𝟒− 𝟓 − 𝟏, 𝟒 = 𝟏𝟐, 𝟑𝟓 /𝑾

(Eq. 6.22)

El dissipador a escollir pel regulador MC7805 necessitarà tenir una resistència tèrmica igual o inferior a

12,35 ºC/W.

A continuació es realitzaran els mateixos càlculs pels tiristors. En aquest cas, les característiques

tèrmiques que ofereixen es troben a la Figura 6.16, també extreta del datasheet oficial del component.

En ell també es troba que el rang de treball és de -40ºC a 125ºC.

Figura 6.16. Característiques tèrmiques dels tiristors.

𝑻 = 𝑻𝒋 − 𝑻𝒂 = 𝑷 · 𝑹𝒋𝒂 → 𝑷 ≤𝑻𝒋 − 𝑻𝒂

𝑹𝒋𝒂

≤𝟏𝟐𝟓 − 𝟐𝟓

𝟔𝟎= 𝟏, 𝟔𝟕 𝑾

(Eq. 6.23)

En aquest cas, la potència màxima capaç de dissipar el component és de 1,67W. La caiguda de tensió

del component s’extraurà de la següent Figura 6.17.


65

Figura 6.17. Relació entre corrent en estat actiu i caiguda de tensió en els tiristors, extreta del datasheet.

Prenent com a intensitat màxima de treball 1,5A, s’extreu de la gràfica un valor aproximat de 1,1V de

caiguda de tensió màxima, pel que:

𝑷 = 𝑰 · ∆𝑽 → 𝑰 =𝑷

∆𝑽=

𝟏, 𝟔𝟕

𝟏, 𝟏= 𝟏, 𝟓𝟐 𝑨

(Eq. 6.24)

Amb els càlculs obtinguts de la capacitat de dissipació dels tiristors, en aquest cas es decideix no

implementar-hi dissipadors, ja que són capaços de treballar amb la corrent desitjada, sent aquesta una

corrent molt superior a la corrent de treball real (500 mA).

6.2. Selecció de components

A continuació, a la Taula 6.1, queden recollits els components seleccionats els quals complien els

requisits detallats en l’apartat anterior i els quals formen part del prototip d’aquest primer model. A

l’Annex C es troben recollits els datasheets de cada component.

Memòria

66

Taula 6.1. Selecció de components per cada element del prototip.

Component Nom Fabricant Nº de referència

Connector 230VAC, OUTPUT RS Pro 897-1262

Fusible F1 RS Pro 563-548

Porta fusibles Per F1 Schurter 0031.8201

Interruptor S1 RS Pro 734-6845

Transformador TR1 Block VC 5,0/1/9

Relé d’estat sòlid K1 Sensata / Crydom ASO241

Tiristor T1, T2 WeEn Semiconductors

BT151-650R,127

Díode D1, D2 STMicroelectronics STTH2R06

Díode D3, D4 ON Semiconductor 1N4148TA

Rectificador B1 Vishay DF06M-E3/45

Regulador de tensió MC7805 ON Semiconductor MC7805ABTG

Dissipador Per MC7805 Fischer Elektronik SK75-37,5TO220

Sensor de corrent Hall ACS712 Ihaospace ACS712

Microcontrolador PIC16F1788 Microchip PIC16F1788-I/SP

Microcontrolador PIC16F688 Microchip PIC16F688-I/P

Sòcol microcontrolador Per PIC16F1788 ASSMANN WSW A 28-LC/7-T

Sòcol microcontrolador Per PIC16F688 Winslow W30514TRC

Ruleta encoder ENCODER-SWITCH Alps Alpine EC12E2424407

Pantalla LCD LCD_16x2 AZDelivery HD44780

Díode LED LED1 CREE C503B-GAS-CB0F0792

Programador/Depurador PICKIT1, PICKIT2 Microchip PicKit2

Polsador S2, S3 TE Connectivity FSM2JART


67

Cristall de quars XTAL1, XTAL2 Fox Electronics FOXSLF/200-20

Transistor NPN NPN1 ON Semiconductor BC547BTA

Potenciòmetre 10k P1 Bourns 3386PV10K

Resistència 47Ω R10, R12 TE Connectivity CFR100J47R

Resistència 1kΩ R1, R2, R3, R4 RS Pro 707-8221

Resistència 1400Ω R6 TE Connectivity YR1B1K4CC

Resistència 10kΩ R7, R8, R9, R11, R13 RS Pro 707-7745

Resistència 100kΩ R5 RS Pro 707-8940

Condensador 1nF i 100nF C5, C6 Ihaospace Inclosos en ACS712

Condensador 100nF C3, C4, C7, C8, C9, C10, C11

KEMET C320C104K5R5TA

Condensador 330nF C2 AVX SR305C334KARTR

Condensador electrolític d’alumini 1uF

C12, C13 Nichicon UVR1H010MDD1TD

Condensador electrolític d’alumini 100uF

C1 Nichicon UPS1E101MED

6.3. Proves de verificació del disseny

Prèviament a l’encoblament final d’aquest primer model es van realitzar una sèrie de proves

experimentals. Aquestes proves buscaven verificar que el disseny de certes funcions fossin correctes

de forma aïllada abans de ser provat tot el conjunt.

6.3.1. Regulació a 5V

Primerament, es va realitzar la verificació del disseny de regulació de 5V per a l’electrònica de control

de la placa. Per a tal, es va realitzar el muntatge dissenyat a l’apartat 6.1.3, representat a la Figura 6.18,

en una protoboard.

Memòria

68

Figura 6.18. Muntatge de la Figura 6.11 en protoboard. Lectura de tensió al primari del transformador.

Un cop implementat el muntatge, es va procedir a prendre una sèrie de mesures d’interès, les quals

estan recollides a la següent Taula 6.2.

Taula 6.2. Lectures preses a la prova de regulació de tensió.

PUNT DE LECTURA TENSIÓ

PRIMARI DEL TRANSFORMADOR 237 V

SECUNDARI DEL TRANSFORMADOR 11.4 V

TENSIÓ DEL SECUNDARI RECTIFICADA 14.93 V

SORTIDA DEL REGULADOR MC7805 5.00 V

Com es pot comprovar, la regulació a 5V va ser òptima i es va verificar així el seu funcionament de forma

empírica.

6.3.2. Dispar dels tiristors

Aquestes proves van ser realitzades posteriorment a la verificació de la regulació a 5V, així que es va

aprofitar el muntatge anterior i es van utilitzar els 5V regulats per encebar els tiristors en aquesta prova.


69

Abans d’implementar el muntatge complet del disseny, es va realitzar un pont de díodes sense tiristors

per comprovar el nivell de tensió contínua de sortida per, posteriorment, poder-lo comparar amb la

tensió que s’aconsegueixi amb els tiristors. Així doncs, es va realitzar el següent muntatge.

Figura 6.19. Esquema del muntatge de pont de díodes.

Figura 6.20. Lectura de la tensió contínua de sortida del pont de díodes.

Un cop realitzat aquest muntatge, es va procedir a implementar el l’esquema de la Figura 6.21, amb la

qual es pretenia verificar el disseny d’encesa dels tiristors.. El resultat obtingut es troba a la Figura 6.22.

Memòria

70

Figura 6.21. Esquema del muntatge realitzat per verificar el circuit d’encesa dels tiristors.

Figura 6.22. Muntatge i lectura de la tensió del disseny de pont rectificador semi controlat.

Com es pot comprovar, els tiristors funcionen correctament i s’obté la tensió esperada. Aquesta tensió

és lleugerament més baixa que l’obtinguda amb el pont de díodes (2V aprox.), això és així, ja que els

tiristors provoquen una caiguda de tensió interna una mica superior que els díodes.


71

6.3.3. Lectura de la tensió

Per a la comprovació de la lectura de tensió amb el PIC16F1788, es va utilitzar una petita placa de

proves. El circuit realitzat es troba a la Figura 6.23, i consta de l’entrada PicKi2, d’una pantalla LCD, el

microcontrolador PIC16F1788 i un petit sistema format per una tensió externa regulada a 5V i un

potenciòmetre per variar la tensió per comprovar el seguiment de la lectura.

És interessant comprovar la lectura amb una font externa a la tensió d’alimentació del PIC, ja que

d’aquesta manera s’aproxima més el sistema a què es trobarà a la placa final. Cal remarcar que per una

correcta lectura, cal unir els negatius per obtenir la mateixa referència de tensió.

Figura 6.23. Esquema del muntatge realitzat per verificar la lectura de tensió amb el PIC16F1788.

A part del muntatge realitzat, cal apuntar com funciona el codi per tal de calcular la tensió. Com queda

explicat a l’apartat 2.3.1 del projecte, els microcontroladors PIC tenen una sèrie de perifèrics els quals

són capaços de transformar una tensió analògica en un valor digital, el qual depèn del nombre de bits

del perifèric. En el cas de les entrades del PIC16F1788, es treballa a 16 bits, la qual cosa significa que el

valor estarà comprès entre 0 i 65536:

𝑽𝒂𝒍𝒐𝒓 =𝑻𝒆𝒏𝒔𝒊ó

𝟓𝑽· 𝟐𝟏𝟔 =

𝑻𝒆𝒏𝒔𝒊ó

𝟓𝑽· 𝟔𝟓𝟓𝟑𝟔

(Eq. 6.25)

Memòria

72

Per tant, tenint en compte que d’entrada a l’algoritme s’obté el valor digital, cal transformar-lo al valor

de la tensió d’entrada al microcontrolador. Per aconseguir-ho, s’utilitzarà la mateixa fórmula de

l’equació (Eq. 6.25), però aïllant la tensió.


𝟓𝑽· 𝟔𝟓𝟓𝟑𝟔 → 𝑻𝒆𝒏𝒔𝒊ó =

𝑽𝒂𝒍𝒐𝒓 · 𝟓𝑽

𝟔𝟓𝟓𝟑𝟔

(Eq. 6.26)

Taula 6.3. Comparativa entre mesura de tensió real i obtinguda pel PIC16F1788.

PUNT DE LECTURA LECTURA 1 LECTURA 2

VOLTÍMETRE 4.25 V 4.40 V

PIC16F1788 2.41 V 2.50 V

Aplicant la relació calculada a l’equació (Eq. 6.26) en una primera prova, tal com s’observa a la Taula

6.3, el valor de tensió que s’obté s’allunya de forma proporcional del valor real observat amb el

voltímetre. Per corregir aquesta desviació en la lectura, es buscarà, aplicant les equacions (Eq. 6.27) i

(Eq. 6.28), la proporció K amb la qual s’ajustarà millor la lectura del microcontrolador a la real.

𝟒. 𝟐𝟓 = 𝑲 · 𝟒. 𝟒𝟎 → 𝑲 =𝟒. 𝟐𝟓

𝟒. 𝟒𝟎= 𝟎. 𝟗𝟔𝟒

(Eq. 6.27)

𝟐. 𝟒𝟏 = 𝑲′ · 𝟐. 𝟓𝟎 → 𝑲′ =𝟐. 𝟒𝟏

𝟐. 𝟓𝟎= 𝟎. 𝟗𝟔𝟔

(Eq. 6.28)

Així doncs, es multiplicarà el càlcul de la tensió per 0.96 i es repetirà la prova per observar els resultats.

Figura 6.24. Muntatge i lectures preses a la segona prova. Tensió 2.


73

Com es pot observar a la Figura 6.24, la lectura s’ajusta satisfactòriament al valor de tensió real, donant

així per bona la programació de la funció pel prototip final.

6.3.4. Lectura de la intensitat

El procediment de muntatge i treball per verificar la funció d’amperímetre de la placa segueix els

mateixos passos que amb la tensió de l’apartat 6.3.3.

El muntatge per la verificació és molt senzill, però suficient per portar a terme la comprovació. Per

aquest muntatge també es va utilitzar la placa de proves, en la qual es van utilitzar els mateixos

elements, però aquest cop, en lloc de connectar el potenciòmetre al PIC, se li va connectar una

resistència en sèrie i es va enllaçar junt amb el ACS712 i un amperímetre extern. El muntatge es troba

representat a la Figura 6.25.

Figura 6.25. Esquema del muntatge realitzat per verificar la lectura de la intensitat amb el PIC16F1788.

Tal com queda explicat a l’apartat 2.3.6, l’ACS712 és un sensor de corrent el qual és capaç de llegir

corrent de fins a 5A, tant positius com negatius. Aquest fet fa que la tensió de sortida al

microcontrolador no sigui de 0 a 5V, sinó que sigui de 2.5V a 0V o de 2.5V a 5V, depenent de la polaritat

de la corrent. S’ha de tenir en compte de cara a la programació, ja que el zero es troba en els 2.5V, o el

que és en valor digital:


𝟓𝑽· 𝟔𝟓𝟓𝟑𝟔 =

𝟐. 𝟓𝑽

𝟓𝑽· 𝟔𝟓𝟓𝟑𝟔 = 𝟑𝟐𝟕𝟔𝟖

(Eq. 6.29)

Memòria

74

Així doncs, el valor digital obtingut es convertirà, primerament, en volts d’entrada aplicant l’equació

(Eq.6.26). Posteriorment, es restaran 2.5V per compensar els volts de la corrent zero i, finalment,

s’aplicarà un coeficient marcat pel fabricant. En el cas del model ACS712-05B, el qual pot mesurar fins

a 5A, el coeficient requerit és de 1/0.185. És important remarcar que aquest coeficient té un marge

d’error significatiu, pel que també està recomanat aplicar un segon coeficient per ajustar les mesures

al cas de cada component i circuit. La conversió segueix la següent equació:

𝑪𝒐𝒓𝒓𝒆𝒏𝒕[𝑨] =(𝑽𝒐𝒍𝒕𝒔 − 𝟐. 𝟓)

𝟎. 𝟏𝟖𝟓→ 𝑪𝒐𝒓𝒓𝒆𝒏𝒕[𝒎𝑨] = (

(𝑽𝒐𝒍𝒕𝒔 − 𝟐. 𝟓)

𝟎. 𝟏𝟖𝟓) · 𝟏𝟎𝟎𝟎

(Eq. 6.30)

Aplicant les equacions anteriors a la lectura obtinguda del muntatge de la Figura 6.25, s’aconsegueixen

les lectures de la Taula 6.4.

Taula 6.4. Comparativa entre mesura d’intensitat real i obtinguda pel PIC16F1788.

PUNT DE LECTURA LECTURA 1 LECTURA 2

AMPERÍMETRE 9.90 mA 63.80 mA

PIC16F1788 11.97 mA 75.93 mA

Com es pot observar, apareix un error significatiu, el qual s’ha de corregir. Tal com s’ha fet amb les

lectures de tensió, es busca una proporció aproximada per corregir l’error de lectura.

𝟗. 𝟗 = 𝑲 · 𝟏𝟏. 𝟗𝟕 → 𝑲 =𝟗. 𝟗

𝟏𝟏. 𝟗𝟕= 𝟎. 𝟖𝟐𝟕

(Eq. 6.31)

𝟔𝟑. 𝟖 = 𝑲′ · 𝟕𝟓. 𝟗𝟑 → 𝑲′ =𝟔𝟑. 𝟖

𝟕𝟓. 𝟗𝟑= 𝟎. 𝟖𝟒𝟎

(Eq. 6.32)

Veient que l’error tendeix a l’alça, s’aplicarà la proporció del valor més alt, essent aquest de 0,84.

Aplicant la proporció al càlcul del valor mitjà de corrent, s’aconsegueix la lectura de la Figura 6.26.

Figura 6.26. Muntatge i lectures preses a la segona prova. Intensitat 2.


75

Com es pot observar a la figura anterior, les lectures ja s’ajusten satisfactòriament al valor d’intensitat

real, donant així per bona la programació de la funció pel prototip final.

6.3.5. Comprovació de la funció interrupció

Prèviament a l’acoblament del prototip, es va creure convenient comprovar el funcionament de la

funció INT (interrupció) dels microcontroladors PIC. D’aquesta manera, a part de verificar que la funció

sigui adequada per al funcionament del sistema, es comproven les característiques que ofereix de

forma empírica.

6.3.6. Selecció de submenús

Una funció important per la correcta manipulació de la informació per l’usuari és el desplaçament i

selecció dels diferents submenús que oferirà el prototip. D’aquesta manera, l’usuari podrà veure en

temps real la tensió de sortida, la corrent injectada, el temps restant de reacondicionament o, si es

donés el cas, cancel·lar l’operació.

Per tant, abans d’acoblar el prototip del disseny, es van realitzar una sèrie de proves i comprovacions

per tenir aquesta funció llesta per utilitzar-se.

Per tal d’ordenar els submenús i desplaçar-se entre ells, es va generar al codi una taula amb els noms

de cadascun, la qual es troba representada en la captura de la Figura 6.27. D’aquesta manera, tan sols

generant una variable compresa entre el 0 i el 3, la qual es canviï de valor en funció del gir de la ruleta

encoder, es podrà accedir al submenú i la funció desitjada.

Figura 6.27. Captura de la taula generada per ordenar els submenús.

Posteriorment, es va generar el codi destinat al gir de la ruleta encoder, el qual determina quin

submenú es desitja per l’usuari. Per a tal, cal tenir en compte les característiques de gir de la ruleta, les

quals es troben detallades al datasheet d’aquesta. D’aquesta manera, es va accedir a les fitxes tècniques

del model de ruleta encoder seleccionada, una Alps Alpine EC12E2424407, les quals es troben

representades a les figures 6.28 i 6.29.

Memòria

76

Figura 6.28. Senyals de sortida de les senyals A i B.

Figura 6.29. Circuit utilitzat per provar la ruleta i forma d’ona de sortida.

De la Figura 6.28 se n’extreu com varia la senyal A i B en una rotació en sentit horari de ruleta, i de la

Figura 6.29, sobretot, la recomanació de fabricant de tenir en compte que en cada canvi de tensió de

la senyal apareix un lapse de temps irregular, el qual la senyal no és fiable. Aquest lapse de temps pot

aparèixer fins a 3ms segons el fabricant.

A l’hora de realitzar la primera prova no es va tenir en compte la informació de la Figura 6.29, generant

així un codi basat únicament en el comportament del canvi de polaritat en les senyals A i B. Així doncs,

el codi seguia les pautes representades en el diagrama de blocs de la Figura 6.30.


77

Figura 6.30. Diagrama de blocs del primer codi generat pel control de la ruleta encoder.

Com es pot comprovar, a l’existir canvi de polaritat a la senyal A, es comprovarà en quin sentit s’ha girat

tenint en compte que si és en sentit horari les senyals A i B seran diferents, mentre que si és en sentit

antihorari seran iguals. Això es pot saber a partir de la Figura 6.28.

A l’aplicar aquest codi i realitzar la comprovació, va aparèixer un problema. Cada cop que es girava la

ruleta, saltava els menús de dos en dos. Això és així perquè, tal com es veu a la Figura 6.28, la condició

per canviar de menú, en un sol gir, s’acompleix 2 vegades, vegis la Figura 6.31.

Figura 6.31. Causa de l’error trobat a la primera prova.

Memòria

78

Per tal de corregir-ho, es va procedir a aplicar un petit delay per tal d’eliminar el segon canvi de tensió.

Aquesta resolució va donar un resultat idèntic, donat que amb el delay tan sols es retardava el segon

canvi un cop fet el primer.

Per últim, i per trobar la forma de codi final, es va implementar una segona condició per tal de produir

el canvi de menú. Aquesta condició final és la següent:

Figura 6.32. Condicions generades per realitzar un canvi de menú.

Com s’observa a la Figura 6.32, no només ha de variar el valor de la senyal A, sinó que aquest ha de ser

sempre igual a 0. Això és així per assegurar que el canvi de menú tan sols es produirà un cop, eliminant

qualsevol possibilitat de produir-se de nou el problema que es tenia.

6.3.7. Compte enrere del temporitzador

Per tal de consultar el temps restant de reacondicionament en qualsevol moment, cal dissenyar un

submenú per a tal. Tot i que la programació dels microcontroladors es trobarà a l’apartat 8 del present

projecte, es creu d’interès presentar el procés de programació del compte enrere del temporitzador.

Arduino, i d’altres sistemes amb llenguatges més pràctics de programació, compten amb funcions

específiques per realitzar comptes enrere o comptabilitzar segons en general com pot ser la funció

milis() en el cas d’Arduino. En llenguatge C utilitzat en microcontroladors PIC no es troben funcions tan

específiques. Així doncs, es plantejava un problema el compte enrere pel fet d’haver de crear un

sistema de zero.

Primerament es va pensar a implementar delays, però el fet d’aturar el cicle de treball durant un segon

sencer per un compte enrere era contraproduent pel sistema i pot crear un retard en lectures

importants de corrent o tensió.

Així doncs, es va procedir a buscar funcions similars a la desitjada en el manual de programació del

programa CCS C Compiler, i es va trobar la funció “get_tick()”. Aquesta funció serveix per comptabilitzar

mil·lisegons, i el codi d’exemple donat per la seva utilització és el següent:


79

Figura 6.33. Exemple de la funció “get_ticks()” donat al manual de programació de CCS C Complier.

Com es veu a l’exemple de la Figura 6.33, utilitzen una variable Int16, la qual pot adquirir un valor màxim

de 65535 (Eq. 6.33).

𝑰𝒏𝒕𝟏𝟔 = 𝟐𝟏𝟔 = 𝟔𝟓𝟓𝟑𝟔 (Eq. 6.33)

Aquest valor màxim suposa la comptabilització màxima de 65,535 segons, temps molt inferior a

l’esperat en un reacondicionament de condensadors electrolítics. Aquest fet va suposar un problema

al realitzar proves per la funció, ja que també, quan s’assignen valors superiors als que poden tenir les

variables, aquests canvien i s’adapten als límits de la mateixa, provocant que ni els valors ni el compte

enrere tinguessin sentit. Així doncs, en lloc de generar una variable Int16, es va acabar generant una

Int32, la qual aporta una comptabilització màxima de:

𝑰𝒏𝒕𝟑𝟐 = 𝟐𝟑𝟐 = 𝟒𝟐𝟗𝟒𝟗𝟔𝟕𝟐𝟗𝟔 (Eq. 6.34)

Això suposa més de 4 milions de segons, els quals a la seva vegada suposen més de 1000h (Eq. 6.35),

temps més que sobrat per l’assignació dels valors que corresponguin.

𝒕𝒆𝒎𝒑𝒔𝒎à𝒙𝒊𝒎 = 𝟒𝟐𝟗𝟒𝟗𝟔𝟕𝒔 ·𝟏𝒎𝒊𝒏

𝟔𝟎𝒔·

𝟏𝒉

𝟔𝟎𝒎𝒊𝒏≈ 𝟏𝟏𝟗𝟑𝒉

(Eq. 6.35)

Per últim, un cop solucionat el problema del recompte de segons, es va procedir a la generació del valor

inicial del reacondicionament i el seu retrocés per mostrar el temps restant.

El temps total depèn directament del temps que el convertidor a reacondicionar hagi estat en desús.

Així doncs, es prendrà la variable de temps que indiqui l’usuari de l’aparell (anomenada

“counterTemps” a l’algoritme) i es realitzarà un càlcul que definirà les hores, els minuts i els segons

inicials. A continuació s’adjunta el codi en qüestió junt amb una petita explicació inclosa.

Memòria

80

Figura 6.34. Codi explicat del càlcul per obtenir les variables necessàries per a la funció “Compte enrere”.

Un cop obtingudes les variables de les hores, minuts i segons, tan sols resta un cicle de treball el qual

cada 1000 ms, resti un segon i que, en cas de restar 1 segon a la variable “segons” quan aquesta és zero,

resti un minut i torni a 59 segons. De la mateixa manera, cal fer el mateix amb els minuts i les hores. En

cas de restar 1 segon i ser totes les variables 0, cal tallar el cicle. A continuació s’adjunta el codi

implementat a la prova.

Figura 6.35. Codi del cicle de treball pel “Compte enrere”.

Com s’observa a la Figura 6.35, per comptar segons es generen dos variables, una que compta ms, i

l’altre que guarda un valor inicial de la variable anterior. Un cop la primera comptabilitza 1000 ms més

que la segona, es resta un segon i s’igualen de nou.


81

Paral·lelament, també s’observa que la diferència ha de ser superior o igual a 1000 multiplicat per una

proporció. Aquesta proporció corregeix l’error del microcontrolador a l’hora de comptar ticks. Un cop

es compila el programa, el software CCS C Compiler adverteix a l’usuari que el microcontrolador compta

1 tick cada 819.2µs, per el que cal aplicar una proporció per assolir un recompte més acurat (Eq. 6.36).

𝟏𝒕𝒊𝒄𝒌 = 𝟖𝟏𝟗. 𝟐𝝁𝒔 → 𝟏𝒎𝒔 = 𝟏𝟎𝟎𝟎𝝁𝒔 = 𝒙 · 𝟖𝟏𝟗. 𝟐𝝁𝒔 → 𝒙 =𝟏𝟎𝟎𝟎𝝁𝒔

𝟖𝟏𝟗. 𝟐𝝁𝒔=

𝟏

𝟎. 𝟖𝟏𝟗𝟐

(Eq. 6.36)

Un cop implementat i provat tot en taula de proves, es confirma el correcte funcionament de la funció.

6.4. Prototip del disseny

Un cop dissenyat el circuit intern del model, i realitzades les proves pertinents, es va procedir a

l’encoblament final del primer model de placa del projecte. A continuació, a la Figura 6.36, es mostra

l’esquema elèctric del conjunt i, seguidament, a la Taula 6.5, es relacionen els elements vistos a l’esbós

del prototip de la Figura 6.37 amb els components de l’esquema elèctric.

A l’Annex F es troba una fotografia del muntatge final del prototip.

Memòria

82

Figura 6.36. Plànol de l’esquema elèctric del primer prototip del projecte.


83

Figura 6.37. Esbós del primer prototip del projecte amb els noms dels components senyalitzats.

Taula 6.5. Correlació entre els elements del muntatge del prototip amb els components a l’esquema elèctric.

NÚMERO COMPONENT NÚMERO COMPONENT NÚMERO COMPONENT

1 230VAC 19 C2 37 C13

2 F1 20 C3 38 XTAL2

3 NPN1 21 ACS712 39 R2

4 K1 22 R1 40 C10

5 T1 23 LED1 41 R6

6 T2 24 PIC16F688 42 R5

7 TR1 25 C11 43 C4

8 D4 26 R11 44 PIC16F1788

9 D3 27 R10 45 XTAL1

10 R4 28 PICKIT2 46 P1

11 R3 29 C8 47 ENCOD - SW

Memòria

84

12 D2 30 S2 48 R7

13 D1 31 C12 49 R8

14 OUTPUT 32 R13 50 R9

15 S1 33 R12 51 C7

16 MC7805 34 PICKIT1 52 LCD_16X2

17 B1 35 C9

18 C1 36 S3

6.4.1. Organització en placa del prototip

Com es pot observar a la Figura 6.38, la placa es va dividir en dues meitats diferenciades:

I. Meitat superior: camí de potència principal, el qual compte amb l’entrada de tensió,

proteccions, pont rectificador i sortida de tensió.

II. Meitat inferior: electrònica de control, amb tot els seus components i pins de connexió

pertinents.

El muntatge es va realitzar d’aquesta manera per facilitar la manipulació de la placa, ja que la pantalla

LCD i la ruleta encoder cauen en el punt més pròxim a l’usuari. Aquesta organització evita que la

manipulació sigui pròxima a components els quals treballen amb tensions altes, com el pont

rectificador.

Paral·lelament, acumular les components de l’electrònica de control en espais pròxims facilita les

interconnexions entre ells, ja que aquests representen la majoria dels que té la placa.


85

Figura 6.38. Diferenciació de les meitats de la placa.

6.4.2. Funcionament del prototip

Pel que fa a funcionament, la conversió de tensió a 5V i tota la part electrònica de control van funcionar

correctament, tal com es demostra a la Figura 6.39. En aquest procés s’engloba el bon funcionament

de:

I. Transformador i disseny de regulació de 5V

II. Entrada PicKit2 dels dos microcontroladors

III. PIC16F1788 i PIC16F688

IV. Ruleta Encoder

V. Pantalla LCD

VI. ACS712-05B

VII. Fusible i interruptor d’entrada

Memòria

86

Figura 6.39. Fotografia de l’electrònica de control del prototip operant.

A més a més, el funcionament del codi de la ruleta encoder, de les lectures, el compte enrere de temps

de reacondicionament i del salt entre menús per l’usuari van funcionar satisfactòriament.

L’única funció principal a corregir del muntatge va ser l’encebament dels tiristors, els quals no van

arribar a funcionar en cap moment.

6.4.3. Problemes i aspectes millorables

La idea i el disseny inicial eren correcte, però l’hi mancaven detalls i implementacions importants, tant

de cara a un aparell més segur com de cara a realitzar proves i comprovacions al laboratori.

El primer punt a millorar va ser l’accessibilitat de la placa de cara a prendre mesures o tallar el circuit

per aïllar determinades zones en cas necessari. Com es pot apreciar en l’Annex B, la placa tan sols

disposava de dos punts de connexió externa: tensió de la xarxa (230Vac) i sortida de tensió de la placa.

Aquest aspecte del disseny va acabar desembocant en un accident el qual va afectar bona part de la

placa, des del fusible fins a part de l’electrònica de control danyada (pantalla LCD, microcontroladors,

sensor Hall). El problema va erradicar en la dificultat de prendre mesures de forma còmoda i segura,

fet que va acabar provocant un error humà i es generés un curtcircuit a la placa. En aquest cas, l’accident


87

es va cometre mentre s’intentava prendre mesura de la tensió en bornes de l’alimentació de la bobina

del relé, per comprovar que aquest funcionés correctament. Els pins es trobaven, tal com es mostra a

l’esquema de la Figura 6.40, a 2,5 mm de distància, suficientment junts com per que en un mínim error

s’acabi provocant un curtcircuit, com acabar succeint.

Figura 6.40. Especificacions mecàniques del relé utilitzat, extret del datasheet.

Es va experimentar un nou curtcircuit a la placa a causa d’un aspecte del disseny del prototip. Aquest

cop, el curtcircuit va ser molt més violent, provocant l’explosió de diversos components, com el fusible,

el sensor Hall i el programador/depurador PICKit2, el qual connecta l’ordinador amb la placa.

Addicionalment, va deixar malmesos els microcontroladors, la pantalla LCD i l’interruptor d’entrada S1.

L’error de disseny estava relacionat amb la impossibilitat de connectar a la vegada la placa a través de

la xarxa elèctrica i a través de l’ordinador. El disseny del prototip provoca que, en cas d’alimentar la

placa des de les dues fonts a la vegada, es generi un curtcircuit entre elles. A la Figura 6.41 es troba

representat el cas mitjançant els camins del curtcircuit en color vermell i negre. Així doncs, i tot i que va

ser per descuit, es van connectar ambdues a la vegada generant un gran curtcircuit. Aquest accident, a

part dels danys que va provocar, quasi suposa la pèrdua de l’ordinador on s’estava treballant.

Memòria

88

Figura 6.41. Representació esquemàtica del problema entre fonts d’alimentació.

Seguidament es tractaran aspectes de millora observats a base de treballar amb el prototip.

Un aspecte millorable per tal de protegir millor els components de l’electrònica de control és el disseny

dels polsos d’encesa als tiristors on, com es pot comprovar en les captures de les figures 6.42 i 6.43, la

connexió entre els microcontroladors i l’electrònica de potència és directa. Cal aïllar al màxim els circuits

perquè, en cas de patir algun problema en una part de la placa, aquesta no afecti la resta.

Figura 6.42. Microcontrolador PIC16F688 i els polsos d’encesa de tiristors.


89

Figura 6.43. Connexió directa entre PIC16F688 i tiristors (electrònica de potència).

D’altra banda, un component dubtós en el disseny objecte d’estudi era el relé ubicat entre l’interruptor

d’entrada i el pont rectificador, el qual es troba emmarcat a la Figura 6.44.

Figura 6.44. Entrada de tensió de la xarxa, retall detall de la ubicació del relé.

La idea del relé era la de tallar la tensió al pont rectificador fins que s’iniciés el procés de

reacondicionament a mode de protecció. El problema del component, a part de la vaga utilitat que

proporciona donat que la tensió directa al pont rectificador no fa malbé res per si mateix, va erradicar

en la fragilitat del component a curtcircuits, ja que un cop va aparèixer un primer curtcircuit per error

humà, va estar perjudicant el funcionament del circuit de forma inadvertida.

Memòria

90

Un altre aspecte a millorar erradica en la seguretat de l’aparell, ja que aquest, a part del fusible a

l’entrada, no comptava amb components encarregats de protegir la placa de sobre pics de tensió

provinents de la xarxa ni elements depuradors d’harmònics generats per la font commutada de

l’aparell.

Per últim, tal com es mostra a la fotografia de la Figura 6.45, l’encoblament de la placa es va realitzar

utilitzant molts camins d’estany i cables curts en tensió. Això dificulta els canvis o la lectura ràpida del

muntatge. En lloc de tantes connexions fetes amb estany, seria positiu realitzar més connexions

mitjançant cables, i que aquests no estiguessin soldats en tensió.

Figura 6.45. Connexions de l’electrònica de control.


91

7. Segon prototipat

En el present apartat es descriuran tots els processos relacionats amb el segon prototip dut a terme en

el present projecte, així com les conclusions que se n’extreuen.

7.1. Disseny i dimensionament del model

Igual que amb el primer prototip, el disseny del circuit elèctric serà descrit per zones, no obstant això,

el dimensionament dels components només serà explicat on hi hagi modificacions respecte al primer

model. A l’Annex B es troba el circuit complet, d’on s’extrauran les captures parcials.

7.1.1. Pont rectificador

Figura 7.1. Pont rectificador d’ona completa semi controlat i sistema de polsos d’encesa als tiristors.

Tot i no haver funcionat correctament els polsos d’encesa en el pont semi controlat del primer prototip,

en aquest segon model es tornarà a seleccionar com a pont rectificador, ja que ofereix les

característiques desitjades pel projecte.

Com es pot observar a la Figura 7.1, el mètode d’encebament dels tiristors s’ha modificat respecte al

primer model. En aquest cas, s’ha aïllat el microcontrolador PIC16F688, encarregat de regular l’angle

Memòria

92

dels polsos d’encesa, del pont rectificador mitjançant els optoacobladors OK1 i OK2. Paral·lelament, tal

com es mostra a la Figura 7.2 de l’apartat 7.1.2 del projecte, la font de tensió per realitzar els polsos

d’encesa dels tiristors serà diferent de la que alimenta l’electrònica de control de la placa. D’aquesta

manera, l’electrònica sencera quedarà aïllada del pont rectificador.

Pel que fa al dimensionament dels tiristors T1 i T2 i els díodes D1 i D2, requeriran les mateixes

característiques descrites en el model anterior. Les resistències R2, R3, R4 i R5 s’han seleccionat de 1kΩ

com a valor normalitzat, ja que en ambdós casos limiten el corrent en valors desitjables. Per tant, tenint

en compte que les resistències R2 i R3 treballen amb 5V i les resistències R4 i R5 amb 12.7, es calcularà

amb les següents equacions la potència mínima a suportar:

𝑷𝑹𝟐,𝑹𝟑 =𝑽𝟐

𝑹≥

𝟓𝟐

𝟏𝟎𝟎𝟎= 𝟐𝟓 𝒎𝑾

(Eq. 7.1)

𝑷𝑹𝟒,𝑹𝟓 =𝑽𝟐

𝑹≥

𝟏𝟐. 𝟕𝟐

𝟏𝟎𝟎𝟎= 𝟏𝟔𝟏. 𝟑 𝒎𝑾

(Eq. 7.2)

Els díodes D3 i D4 hauran de poder treballar amb un corrent igual o superior a:

𝑰𝑫𝟑,𝑫𝟒 =𝑽

𝑹≥

𝟏𝟐. 𝟕

𝟏𝟎𝟎𝟎= 𝟏𝟐. 𝟕 𝒎𝑨

(Eq. 7.3)

Per dimensionar els optoacobladors és necessari fixar-se en la tensió i intensitat de treball tant del díode

com del fototransistor intern. Així doncs, l’entrada de corrent que haurà de poder suportar el díode

intern dels optoacobladors OK1 i OK2 serà, com a mínim, la següent:

𝑰𝑫(𝑶𝑲𝟏,𝑶𝑲𝟐) =𝑽𝑷𝑰𝑪

𝑹≥

𝟓

𝟏𝟎𝟎𝟎= 𝟓 𝒎𝑨

(Eq. 7.4)

Tanmateix, el fototransistor haurà de poder treballar amb una tensió col·lector-emissor de 12.5V i una

corrent igual a la calculada a l’equació (Eq. 7.3).

Com es pot comprovar a la Figura 7.1, el pol negatiu de la tensió rectificada de 12.5V es troba connectat

al càtode dels tiristors T1 i T2. D’aquesta manera, el circuit de la tensió per la porta de control queda

tancat passats els tiristors i no influeix al circuit d’injecció final.

7.1.2. Circuit reductor de tensió

El disseny de circuit i els components per regular la tensió de 230V alterns a 5V continus serà el mateix

que el descrit en el primer model de placa, per el que no es tornarà a dimensionar de nou. Tanmateix,

s’hi ha implementat canvis importants els quals milloren substancialment el primer disseny.


93

Figura 7.2. Sistema de regulació de la tensió d’entrada.

Tal com s’apuntava a l’apartat 6.1.1 del present projecte, aquest cop s’ha dissenyat el circuit amb un

transformador TR1 de doble secundari de 9Vac, el qual permet separar l’electrònica de control dels

tiristors galvànicament junt amb l’ús d’optoacobladors. Un dels secundaris tindrà el mateix disseny

elèctric que el de la Figura 6.11, el restant rectificarà amb el pont B2 la senyal alterna i la linealitzarà

amb el condensador C14 per tal d’obtenir els 12.7V que serviran com a senyal de control pels tiristors

T1 i T2.

Tenint en compte les diferents implementacions i modificacions al disseny, es requereix tornar a

calcular la previsió de corrent i potencia al transformador TR1. Per a tal, s’utilitzarà l’equació (Eq. 6.9)

amb els valors del nou disseny.

I. Microcontroladors PIC16F688 + PIC16F1788 (comprovació experimental): 10,68 mA

II. Pantalla LCD (Comprovació experimental): 1,3 mA

III. LED de comprovació de tensió: 5V/1000Ω = 5 mA

IV. Ruleta Encoder: 3*5V/10000Ω = 1,5 mA

Memòria

94

V. Dispars als díodes dels OK1 i OK2: 2*5V/1000Ω = 10 mA

VI. Corrent a les portes dels tiristors T1 i T2: 2*12.7V/1000Ω = 25,4 mA

𝑰𝒎í𝒏𝒊𝒎𝒂 = ∑ 𝑿𝒊

𝒏

𝒊=𝟎

= 𝟏𝟎, 𝟔𝟖 + 𝟏, 𝟑 + 𝟓 + 𝟏, 𝟓 + 𝟏𝟎 + 𝟐𝟓, 𝟒 = 𝟓𝟑, 𝟖𝟖 𝒎𝑨 (Eq. 7.5)

Aproximadament es preveu la mateixa càrrega de treball, per el que es buscarà una potència igual a la

calculada a l’equació (Eq. 6.10) de 4VA.

Paral·lelament, s’han implementat al circuit punts de connexió i interruptors. Amb aquestes

implementacions es busca habilitar punts de mesura o de treball localitzat. A continuació es descriuen

les funcions de cada interruptor i punt de connexió externa:

I. Interruptor S2. Interruptor que talla l’alimentació del transformador TR1. Amb ell es pot

alimentar el circuit de potència des de la xarxa mentre es fan proves de l’electrònica amb fonts

externes.

II. Interruptor S3. Interruptor que talla el secundari que alimenta la regulació de tensió i

l’electrònica de control. Permet provar que el circuit regulador funciona correctament,

alimentant des d’una font externa amb 9V alterns a través del punt de connexió 9VAC.

III. Interruptor S4. Interruptor que talla l’alimentació a 5V de l’electrònica de control. Permet

alimentar l’electrònica de control de forma aïllada des del punt de connexió 5VDC.

IV. Punt de connexió 12,7VDC. Punt de connexió per alimentar la tensió de la porta de control

dels tiristors T1 i T2 en cas d’obrir l’interruptor S2.

7.1.3. Electrònica de control

Igual que l’anterior model, l’aparell ha de ser capaç d’acomplir les següents funcions:

- Mostrar a l’usuari indicacions i menús de dades mitjançant una pantalla.

- Habilitar a l’usuari la interacció amb la pantalla.

- Llegir la tensió i la corrent de sortida.

- Regular els polsos d’encesa dels tiristors.

- Permetre la programació dels microcontroladors.

El disseny elèctric i els components a implementar al prototip seran els mateixos que en el model

anterior, és a dir, un PIC16F1788 i un PIC16F688 per governar el control de la placa, una pantalla LCD

16x2, una ruleta encoder, un ACS712-05B com a sensor Hall de corrent, un divisor de tensió per llegir

la tensió regulada de sortida i dues entrades de Pickit2 per programar els microcontroladors.


95

El funcionament i dimensionament de cada component anteriorment mencionat serà el mateix que ja

es coneixia, amb petites diferències en les entrades i sortides dels microcontroladors, les quals es

troben recollides a les figures 7.3 i 7.4.

Figura 7.3. Esquema d’entrades i sortides del microcontrolador PIC16F1788.

Figura 7.4. Esquema d’entrades i sortides del microcontrolador PIC16F688.

La variació d’entrades i sortides es troba en l’eliminació del relé de protecció K1 del primer model

(Figura 6.13, apartat 6.1.4), el qual s’ha substituït per un sistema de senyals entre microcontroladors.

En aquest segon disseny, en lloc d’obrir o tancar el circuit físicament, el microcontrolador PIC16F1788

enviarà un 1 lògic al PIC16F688 per tal d’habilitar el seu funcionament. Sense la senyal activa, es tallaran

els polsos d’encesa als tiristors T1 i T2.

A part d’aquest canvi en el model, també s’ha modificat el disseny de l’alimentació de l’electrònica de

control. Aquest cop s’ha creat un sistema d’interruptors els quals aïllen completament l’alimentació de

5V de l’alimentació provinent de les entrades de programació PICKIT1 i PICKIT2. D’aquesta manera,

s’evita l’aparició de curtcircuits entre la xarxa i l’ordinador en operacions de càrrega de programa en els

microcontroladors.

Memòria

96

El sistema d’interruptors està format per dos interruptors, l’interruptor S5 i l’interruptor S6. A

continuació, es mostren captures de l’alimentació dels diferents components de la placa amb els canvis

implementats.

Figura 7.5. Esquema de connexions de l’interruptor S5.

Figura 7.6. Esquema de connexions de l’interruptor S6.


97

Figura 7.7. Esquema de connexions del PICKIT1.

Figura 7.8. Esquema de connexions del PICKIT2.

Memòria

98

Figura 7.9. Esquema de connexions de la ruleta encoder.

Figura 7.10. Esquema de connexions de la pantalla LCD 16x2.


99

Figura 7.11. Esquema de connexions del sensor de corrent ACS712-05B.

7.1.4. Proteccions del circuit

En aquest nou disseny del circuit, s’han implementat noves mesures de protecció pel circuit, així com

modificacions de l’anterior model. Tanmateix, s’han mantingut mesures com l’interruptor inicial S1, el

qual talla l’alimentació de la placa, i el fusible F1, el qual protegeix la placa d’excessos de corrent al

circuit, i les mesures de software que protegeixen l’equip de funcionaments irregulars per lectures de

tensió i intensitat.

La modificació en el disseny de les mesures de protecció, tal com s’ha apuntat a l’apartat 7.1.3, és el

reemplaçament del relé K1 per un sistema de senyals lògics entre microcontroladors. Amb el canvi,

s’evita la connexió directa entre el PIC16F1788 i el circuit de potència, cosa que s’ha tingut molt en

compte en aquest segon disseny de la placa, mentre que la funció que feia el relé K1 es manté.

Addicionalment, cal tenir en compte que el redisseny de l’alimentació de l’electrònica de control i els

punts de connexió al circuit de regulació de tensió són implementacions que afavoreixen en ambdós

casos la protecció del circuit davant possibles situacions de risc, les quals van succeir realitzant proves

amb l’anterior prototip.

Les dues noves mesures de protecció pel circuit es troben representades a la Figura 7.12.

Memòria

100

Figura 7.12. Esquema de l’entrada de tensió a la placa.

En primer lloc, es troba la implementació del varistor VDR1, el qual protegeix al sistema de possibles

sobre pics de tensió provinents de la xarxa. En aquest cas, tenint en compte que es treballa amb una

tensió d’entrada de 230Vac, cal seleccionar un varistor el qual s’activi amb pics de tensió amb un petit

marge sobre aquest voltatge. En el present projecte, es creu convenient seleccionar un varistor el qual

s’activi a partir de tensions igual o superiors a 250V rms.

Per últim, s’han implementat al circuit les dues inductàncies L1 i L2, les quals tenen com a funció evitar

pujades de corrent perilloses pel reacondicionament dels equips i, sobretot, l’eliminació d’harmònics

injectats a la xarxa generats per la font de tensió commutada de la placa.

7.1.5. Dissipadors

En el cas d’aquest segon disseny, al no canviar els components que potencialment necessiten dissipador

i no implementar cap component que en pugui necessitar, es mantindrà el dissipador mínim calculat a

l’apartat 6.1.5. pel regulador de tensió MC7805.

7.2. Selecció de components

Tenint en compte que el segon model no difereix en gran manera del primer, a continuació s’adjunta

la Taula 7.1, la qual mostra els components nous o que hagin estat canviats respecte del primer model.

A l’Annex C es troben recollits els datasheets de cada component.


101

Taula 7.1. Selecció de components per les variacions entre prototips.

Component Nom Fabricant Nº de referència

Connector 9VAC, 5VDC, 12.7VDC RS Pro 897-1262

Interruptor S1, S2, S3, S4, S5, S6 YCHIN IT0110

Transformador TR1 Block FL 14/9

Optoacoblador OK1, OK2 Cosmo K1010 B

Varistor VDR1 EPCOS B72214S0251K101

Inductància L1, L2 Wurth Elektronik 7447034

Rectificador B1 Vishay W04G-E4/51

7.3. Proves de verificació del disseny

Tenint en compte que el segon disseny del prototip es basa en gran manera en el primer model, les

proves de verificació efectuades en aquest cas tan sols es duran a terme per les noves implementacions.

7.3.1. Dispar dels optoacobladors

Figura 7.13. Esquema del muntatge de verificació dels optoacobladors.

Per tal de comprovar el correcte funcionament dels optoacobladors adquirits pel prototip, es va dur a

terme el muntatge de la Figura 7.13. En ell, es troben aplicades les mateixes tensions i corrents

Memòria

102

dissenyades a l’apartat 7.1.1, i a la porta de l’alimentació del díode intern es troba el polsador S1

substituint la funció d’encebament del microcontrolador PIC16F688.

Figura 7.14. Fotografia del muntatge de verificació dels optoacobladors relaxat.

Figura 7.15. Fotografia del muntatge de verificació dels optoacobladors activat.

A les figures 7.14 i 7.15 es troba el muntatge relaxat i activat respectivament. A la Figura 7.15, on s’està

activant l’optoacoblador, s’observa el LED1 encès, verificant així que el disseny i dimensionament dels

optoacobladors és correcte.


103

7.3.2. Dispar dels tiristors

Figura 7.16. Esquema del muntatge de verificació dels polsos d’encesa als tiristors.

La següent prova es va portar a terme per comprovar el correcte funcionament dels optoacobladors,

verificats a l’apartat 7.3.1, en conjunció amb l’activació dels tiristors del pont semi controlat de la placa.

Com també en l’anterior verificació realitzada, l’esquema del muntatge segueix el dissenyat per aquest

segon prototip, però canviant l’activació via PIC16F688 per un polsador S1 manual. Així doncs,

l’esquema realitzat és el que s’observa a la Figura 7.16.

Un cop realitzat el muntatge i la prova, es verifica el muntatge a través de la lectura del voltímetre, el

qual al prémer el polsador S1 llegia una tensió de 214V, essent el mateix nivell de tensió obtingut

anteriorment en altres proves realitzades, com a l’apartat 6.3.2.

Memòria

104

7.3.3. Funcionament global del disseny

Figura 7.17. Esquema de verificació global del disseny de potència.

Per últim, i aprofitant el muntatge realitzat en la prova anterior, es va implementar al muntatge els

elements de protecció F1, L1, L2 i VDR1 amb l’objectiu de verificar que estan ben dimensionats i no

alteren el correcte funcionament del model. Per a tal, es va realitzar muntatge que es troba en

l’esquema de la Figura 7.17.

Figura 7.18. Muntatge de verificació global del disseny de potència activat.

Igual que en les anteriors proves, es verifica el correcte funcionament del disseny, veient en les imatges

de les figures com es rectifica la tensió als nivells estimats. Cal afegir que el varistor no va saltar en cap

moment ni les impedàncies van afectar el circuit de forma irregular.


105

Amb el conjunt de proves realitzades, queden verificades totes les implementacions noves al circuit des

del primer prototip al disseny del segon.

7.4. Prototip del disseny

Un cop modificat i redissenyat el circuit intern del model, i realitzades les proves per les noves

implementacions pertinents, es va procedir a l’acoblament final del segon model de placa del projecte.

A continuació, a la Figura 7.19, es mostra l’esquema elèctric del conjunt i, seguidament, a la Taula 7.2,

es relacionen els elements vistos a l’esbós del prototip de la Figura 7.20 amb els components de

l’esquema elèctric.

Igual que amb el primer prototip, a l’Annex F es troba una fotografia del muntatge final.

Memòria

106

Figura 7.19. Plànol de l’esquema elèctric del segon prototip del projecte.


107

Figura 7.20. Esbós del primer prototip del projecte amb els noms dels components senyalitzats.

Taula 7.2. Correlació entre els elements del muntatge del prototip amb els components a l’esquema elèctric.

NÚMERO COMPONENT NÚMERO COMPONENT NÚMERO COMPONENT

1 230VAC 24 D4 47 R7

2 S1 25 D3 48 R6

3 F1 26 OK2 49 C4

4 L1 27 OK1 50 PIC16F1788

5 L1 28 R3 51 C10

6 VDR1 29 R2 52 XTAL1

7 9VAC 30 R16 53 R12

8 S3 31 B1 54 R11

Memòria

108

9 5VDC 32 C1 55 PICKIT1

10 S4 33 C2 56 C8

11 12.7VDC 34 MC7805 57 S7

12 OUTPUT 35 C3 58 C12

13 T1 36 R1 59 R10

14 T2 37 LED1 60 R9

15 D1 38 R14 61 R8

16 D2 39 R13 62 P1

17 TR1 40 PICKIT2 63 C7

18 ACS712 41 C13 64 ENCOD – SW

19 R15 42 S8 65 S2

20 C14 43 C9 66 S6

21 B2 44 PIC16F688 67 S5

22 R5 45 XTAL2 68 LCD_16X2

23 R4 46 C11

7.4.1. Organització en placa del prototip

En el cas d’aquest segon prototip, l’organització dels components és similar al del primer prototip, però

amb lleugeres modificacions pels components nous implementats. A la Figura 7.21 es troba l’esbós

dividit per les zones diferenciades de la placa.


109

Figura 7.21. Diferenciació de les meitats de la placa.

Les etapes de control i de potència segueixen estant diferenciades i repartides en el mateix ordre,

meitat inferior i superior respectivament. Pel que fa a les zones de manipulació, tot i que al primer

prototip tenia la ruleta encoder i l’entrada i sortida de tensió, no es van delimitar perquè no deixaven

de ser 3 punts aïllats. En aquest cas, en el nou prototip apareixen les zones dedicades a la manipulació.

Com es pot observar, n’hi ha dues.

La superior engloba tots els punts de connexió externa junt amb els interruptors de tall pertinents a

cada punt (si en tenen). En aquesta zona s’hi troba:

- 230VAC i S1. Entrada de tensió de la xarxa i interruptor de tall.

- 9VAC i S3. Punt de connexió extern d’un secundari de 9V alterns i interruptor que talla el circuit.

- 5VDC i S4. Punt de connexió extern de l’alimentació a 5V de l’electrònica de control i

interruptor que talla el circuit.

- 12.7VDC. Punt de connexió extern de la tensió d’encebat dels tiristors T1 i T2.

Memòria

110

- OUTPUT. Sortida de tensió del prototip.

Pel que fa a la zona inferior, s’hi troben els elements de manipulació que tenen a veure amb l’etapa de

control i la interacció de l’usuari amb els microcontroladors. En aquesta zona s’hi troba:

- S5 i S6. Interruptors que seleccionen la font d’alimentació pels microcontroladors, pol positiu i

negatiu respectivament. Les fonts provenen de la regulació a 5V o d’un ordinador connectat a

un punt d’entrada Pickit2.

- S2. Interruptor que talla l’entrada de tensió al transformador TR1. Es troba en aquesta zona de

la placa perquè a l’hora de programar els microcontroladors, és recomanable, abans de

connectar el Pickit i canviar l’alimentació dels PICs, tallar l’alimentació del trafo a la xarxa.

- ENCODER-SWITCH. Ruleta encarregada d’entrar ordres de l’usuari als microcontroladors i les

seves subrutines.

7.4.2. Proves i funcionament del prototip

Tal com s’esperava, el funcionament de la regulació i alimentació de tensió a l’electrònica de control va

funcionar correctament.

La implementació de punts de tall i connexió externes van facilitar en gran manera el treball i les proves

portades a terme amb el prototip. De fet, van ser claus per trobar un fet problemàtic del circuit.

7.4.2.1. Problema 1. Acumulació de voltatge

Figura 7.22. Captura parcial de la rectificació a 12.7V de la placa.

A la Figura 7.22, es troba una captura de la rectificació a 12.7V per encebar els tiristors T1 i T2. En aquest

punt, es va detectar una acumulació de la tensió important, sent aquesta d’entre 24V-26V. A part, un

cop desconnectat el prototip de la xarxa, aquesta tensió tardava a desaparèixer en excés. Això és així

perquè el condensador C14 no posseeix cap camí ni resistència on descarregar-se. Un cop vist i analitzat

el problema, el qual podia haver malmès la porta de control dels tiristors T1 i T2, es va procedir a

implementar la resistència R15 de 10kΩ per erradicar-lo.


111

Figura 7.23. Implementació de la resistència R15 al circuit.

7.4.2.2. Problema 2. Dispar dels tiristors

Un cop es va avançar en la comprovació de les tensions esperades al circuit, totes correctes un cop

implementada la resistència R15, es va procedir a la prova general del prototip.

El funcionament general responia correctament (programació dels microcontroladors, ruleta encoder,

pantalla LCD, regulació de tensions esperades, etc.), però va sorgir novament l’error en el primer

prototip, els polsos d’encesa dels tiristors no funcionaven. Aquest fet va portar a tornar a realitzar

proves al respecte.

Abans de realitzar les proves a la placa, es van realitzar en protoboard per la comoditat i flexibilitat a

l’hora de modificar disseny o posició de components. Es va dur a terme el circuit observat a la Figura

7.24, el qual verifica el correcte funcionament de la funció INT del programa generat. Es va dur a terme

i comprovar que, efectivament, un cop s’aplica tensió a l’entrada A2/INT del PIC16F688, el LED1 s’activa.

Memòria

112

Figura 7.24. Circuit de prova per verificar funció INT externa.

Posteriorment, un cop verificada la funció INT amb un polsador, es va procedir a la verificació de la seva

funcionalitat amb la tensió alterna de 9V, obtinguda al secundari del transformador TR1. Per a tal, es va

desconnectar el polsador S1 i es va connectar el pin A2/INT al secundari, tal i cop es mostra a la Figura

7.25. Aquest cop, es va programar el PIC16F688 perquè, a cada pas per zero positiu de tensió, se sumés

1 a una variable “a”. Quan aquesta variable “a” adquirís un valor igual a 50, és a dir, quan hagués

transcorregut 1s (50 * 0,02s = 1s), canviaria la polaritat de la sortida C5, activant i desactivant així el

LED1.


113

Figura 7.25. Circuit de verificació de la funció INT amb tensió alterna.

A l’aplicar tensió, el LED1 es va encendre amb molt poca intensitat, oscil·lant aquesta lleugerament

sense cap lògica aparent, transcorreguts uns segons es va procedir a tallar l’alimentació del circuit per

analitzar que podia haver succeït. Com que no es va poder trobar què va passar exactament, es va

aplicar el circuit de la Figura 7.24 de nou, amb resultats nuls. El resultat de la prova va ser que el pin

A2/INT va quedar malmès, i sempre apareixien 5V derivats del circuit intern del microcontrolador.

Es va reemplaçar el microcontrolador i va tornar a funcionar correctament el circuit de la Figura 7.24,

fent veure així que el problema era trobava al microcontrolador. Amb aquest segon PIC16F688, es va

tornar a muntar el circuit de la Figura 7.25 de nou, donant els mateixos símptomes. Aquest cop es va

tallar l’alimentació a temps i, posteriorment, es va implementar la resistència R2 (R16 a l’esquema del

conjunt) de 10kΩ. Aquesta resistència crea un camí de corrent el qual desvia l’entrada d’intensitat al

microcontrolador, protegint així el pin A2/INT. El circuit va quedar, doncs, tal com es troba a la Figura

7.26.

Memòria

114

Figura 7.26. Circuit realitzat amb la resistència R2 implementada.

A l’aplicar tensió després de la implementació de la resistència R2, el circuit va funcionar tal com

s’esperava i correctament.

Per tal de corroborar que aquest problema era el que feia que els polsos d’encesa als tiristors T1 i T2

no funcionessin, es van dur a terme dues proves prèvies a la implementació final de la resistència R16

al prototip.

La primera aprofita el circuit de la Figura 7.26. La programació per aquesta prova es va enfocar a, cada

50 polsos de la xarxa (1s), s’incrementés el temps d’activació del LED1, augmentant així la tensió mitjana

del led. D’aquesta manera, es replica en certa manera la funció que durà a terme el PIC16F688 en el

prototip acabat, augmentant gradualment la tensió dels polsos d’encesa dels tiristors T1 i T2. Un cop

aplicada tensió, es va observar com el LED1 augmentava a cada segon la intensitat de brill que emetia

i, paral·lelament, també s’observava com augmentava la tensió mitjana a través d’un voltímetre

connectat entre la sortida del pin C5 i a GND.

Per últim, l’última prova abans d’implementar la resistència al prototip final va ser replicar els polsos

d’encesa dels tiristors T1 i T2 en protoboard. En aquest cas, es va programar un angle fixe, ja que la

intenció de la prova només era la de comprovar que els polsos estiguessin sincronitzats amb els polsos

de la xarxa, obtenint així una tensió desitjada.


115

Figura 7.27. Circuit realitzat per verificar els polsos d’encesa als tiristors T1 i T2.

Així doncs, es va realitzar el muntatge de la Figura 7.27 i es va verificar el funcionament, obtenint una

tensió contínua de 138V amb un angle de dispar de 45°.

Havent disparat a un angle de 45°, aplicant-se la fórmula de la equació (Eq. 2.3), la qual és la fórmula

de tensió en buit en rectificadors semi controlats, s’esperava una tensió rectificada de:

𝑼𝑫𝜶 =𝑼𝑴

𝝅· (𝟏 + 𝐜𝐨𝐬 𝜶) =

𝟐𝟑𝟎 · √𝟐

𝝅· (𝟏 + 𝐜𝐨𝐬 𝟒𝟓) = 𝟏𝟕𝟔. 𝟕𝟓 𝑽

(Eq. 7.6)

Tenint en compte els 138V obtinguts, representa un error relatiu molt significatiu, essent aquest del

21,9% respecte la tensió esperada.

Posteriorment, es va procedir a prendre mesures de les formes d’ona amb oscil·loscopi per deixar

constància del funcionament de l’aparell, però per qüestions de disseny de la placa, al connectar-lo i

donar tensió feia saltar el diferencial, impossibilitant així la presa de les dades pertinents.

7.4.2.3. Proves per regular la tensió

Un cop implementada la resistència R16 al prototip, i sincronitzats els polsos d’encesa amb els polsos

de la xarxa, es van dur a terme tot un seguit de proves de codi per regular la tensió variant l’angle alfa

d’encesa. Com ja s’ha vist a l’apartat anterior (7.4.2.2), l’aparell no rectificava a valors esperats segons

els càlculs, fet que va provocar el canvi i modificació constant dels algoritmes entre microcontroladors

per tal de corregir-ho.

Memòria

116

Primer enfocament.

En un principi, la idea per regular la tensió feia recaure tota la responsabilitat a l’algoritme del

microcontrolador PIC16F1788, el qual indicava quan pujar o quan baixar en temps real l’angle d’encesa

dels tiristors al PIC16F688. Això provocava problemes per ambdós microcontroladors. Al PIC16F1788

perquè incrementava la complexitat i recursos d’aquest, i del PIC16F688 perquè havia de fer moltes

operacions a la vegada que estava afectat per delay, fet que provocava una mala resposta en els polsos

d’encesa i que la regulació no fos fiable.

Segon enfocament.

Ja que el fet de variar i portar a terme càlculs de l’angle dels polsos d’encesa en temps real mitjançant

senyals d’un microcontrolador a l’altre era poc eficient, es va procedir a crear taules de valors fixes

d’angles alfa. D’aquesta manera, en lloc de dependre d’una sèrie de càlculs en temps real, només

dependria de canviar els valors en funció de senyals entre microcontroladors. Tot i que la idea era

correcta, lectures puntuals del microcontrolador PIC16F1788 feien desequilibrar el canvi de valor i

seguia sent una regulació poc fiable, la qual oscil·lava constantment sense trobar l’estabilitat necessària

que cal esperar per condensadors electrolítics en mal estat.

Tercer enfocament.

Finalment, es va optar per traspassar la responsabilitat de l’automatització del reacondicionament i la

regulació autònoma de l’angle dels polsos d’encesa al PIC16F688, encarregat també de l’execució

d’aquests. Això es va portar a terme incloent al codi del PIC16F688 els salts que ha de fer i cada quant

de temps els ha de realitzar, de forma molt marcada i concisa. Paral·lelament, el microcontrolador

PIC16F1788 prendrà mesures de la tensió i intensitat injectades i, en cas d’intensitats elevades, enviarà

senyals al PIC16F688 perquè aquest aturi la disminució d’angle de dispar. Aquest mètode, tot i no ser

tan flexible com els anteriors, és molt més robust i aporta una gran estabilitat al procés.

Tot i fer canvis i variacions constants, no es va aconseguir corregir la rectificació, essent aquesta sempre

inferior a la desitjada, tal com es mostra recollit a la Taula 7.3. Es recorda que els valor esperats es

calculen amb l’aplicació de la fórmula (Eq. 2.3).


117

Taula 7.3. Taula de dades de tensions de sortida rectificades en diferents angles.

TENSIÓ D’ENTRADA

ANGLE POLSOS D’ENCESA

TENSIÓ ESPERADA

TENSIÓ SORTIDA

ERROR RELATIU

230,0 V 120 ° 51,8 V 49,9 V 3,7 %

230,0 V 90 ° 103,5 V 83,7 V 19,1 %

230,0 V 60 ° 155,3 V 107.2 V 31,0 %

230,0 V 30 ° 193,2 V 121,2 V 37,3 %

Finalment, es va poder accedir a un oscil·loscopi sense presa de terra, evitant així les derivacions

d’energia i possibilitant la presa de formes d’ona. Va ser aleshores quan es va trobar el problema de la

rectificació, el qual es troba representat a la Figura 7.28.

Figura 7.28. Forma d’ona de la tensió rectificada de sortida.

Com es pot observar, els tiristors treballaven correctament i de forma sincronitzada amb la xarxa, però

els encebaments es realitzaven cada dos períodes. Això era donat pel codi del PIC16F688, el qual

aplicava la següent funció:

Figura 7.29. Funció “Interrupció Externa” programada per realitzar els polsos d’encesa.

Memòria

118

A la vista de codi, la funció utilitzava 20ms de delays, fet que provocava que apliqués una vegada la

funció, però que en el següent pols de la xarxa no llegís la senyal INT de nou, perdent-se així un de cada

dos polsos.

Per solucionar això, sabent on es trobava l’error, es va procedir a escurçar el temps del pols d’encesa

del segon tiristor per tal de donar temps al microcontrolador a acabar la funció dels dispars abans no

aparegués el pols següent. A la Figura 7.30 s’observa el pols pel tiristor T2 generat pel PIC16F688, a la

Figura 7.31 la forma de l’ona resultant.

Figura 7.30. Polsos d’encesa del PIC16F688 al tiristor T2.

Figura 7.31. Forma d’ona resultant de la tensió rectificada a 90° amb la correcció del codi.

Un cop solucionat el problema, es va procedir a realitzar de nou l’aplicació dels polsos d’encesa trobats

a la Taula 7.3 per tal de verificar que les tensions aconseguides s’ajusten a les esperades. Els resultats

es troben recollits a la Taula 7.4.

Taula 7.4. Tensions de sortida en funció de l’angle d’encebament dels tiristors.


119

TENSIÓ D’ENTRADA


TENSIÓ ESPERADA

TENSIÓ SORTIDA

ERROR RELATIU

220,72 V 90 ° 99,36 V 93,16 V 6,24 %

220,72 V 60 ° 149,04 V 144,59 V 2,99 %

220,72 V 30 ° 185,41 V 182,25 V 1,70 %

Com es pot observar, les tensions adquireixen un valor dins un marge d’error no superior als pocs més

de 6%, verificant així la correcta rectificació de la tensió. Aquest error es deu, en part, a la disminució

del pols d’encesa del tiristor T2, la qual cosa provoca una petita pèrdua de temps de conducció. Això

explicaria per què en tensions més baixes l’error és superior, ja que la reducció del pols al T2 és igual en

tots els angles (1ms), cosa que en angles baixos, en conduir durant més temps, no adquireix tant de pes

en el valor total rectificat.

7.4.3. Proves de funcionament amb condensadors electrolítics

Un cop verificat el funcionament global del prototip, es van dur a terme proves amb condensadors

electrolítics de 1uF per verificar l’assimilació de la tensió rectificada de sortida, així com el seu

comportament. El model de condensador electrolític utilitzat és de 1uF i treballa amb un màxim de 50V.

És per això, que a mesura que es preveia augmentar la tensió a cert nivell, es modificava el circuit tal

com es mostrarà a continuació.

Figura 7.32. Esquema elèctric del muntatge inicial per tensions inferiors a 50V.

Figura 7.33. Esquema elèctric del muntatge per tensions inferiors a 100V.

Memòria

120

Figura 7.34. Esquema elèctric del muntatge per tensions inferiors a 200V.

Com s’observa a les anteriors figures, el muntatge consisteix en connectar una càrrega capacitiva amb

una resistència en sèrie per limitar la corrent absorbida per aquesta càrrega. Així doncs, a continuació

s’adjunta la Taula 7.5, on es troben recollides les dades de les tensions absorbides i algunes gràfiques

d’interès.

Taula 7.5. Tensions de sortida amb condensadors electrolítics d’1uF.

MUNTATGE TENSIÓ D’ENTRADA


TENSIÓ ESPERADA

TENSIÓ SORTIDA

ERROR RELATIU

FIGURA 7.32 221,81 V 175 ° 0,38 V 0,35 V 7,89 %

FIGURA 7.32 221,81 V 145 ° 18,06 V 22,63 V 25,30 %

FIGURA 7.32 221,81 V 125 ° 42,58 V 54,40 V 27,76 %

FIGURA 7.33 221,81 V 105 ° 74,01 V 91,37 V 23,46 %

FIGURA 7.34 221,81 V 85 ° 108,55 V 139,72 V 28,71 %

FIGURA 7.34 221,81 V 50 ° 164,03 V 183,54 V 11,89 %

FIGURA 7.34 221,81 V 35 ° 181,64 V 198,61 V 9,34 %

Com es pot comprovar, connectant aquestes càrregues capacitatives apareixen tensions amb un marge

d’error significatiu. Això és degut al fet que aquests condensadors no tenen prou capacitància per a

absorbir correctament la tensió injectada, creant així una alteració d’aquesta.


121

Amb les dades i resultats adjuntats, es comprova el correcte funcionament del prototip alimentant

condensadors electrolítics, lo qual dóna pas a realitzar la càrrega d’un condensador electrolític de

3.3mF, el qual emularà en el present projecte els condensadors electrolítics del bus de contínua d’un

convertidor.

7.4.4. Càrrega d’un condensador electrolític de 3.3mF

En aquest apartat es posarà a prova la funcionalitat final del projecte, que és ser capaç de carregar, de

forma controlada, segura i estable, el bus de contínua d’un convertidor. Per a tal, serà utilitzat un

condensador de 3.3mF i 350V de treball màxim.

7.4.4.1. Verificació de funcionalitat

Primerament, a mode de seguretat, es van dur a terme aplicacions d’angles d’encesa dels tiristors per

verificar una resposta controlada en l’aplicació de tensió. Per a tal, es va seguint utilitzant la resistència

R1 de 100kΩ, ja que assegura que no s’absorbeixi massa corrent.

Així doncs, es va realitzar el muntatge de la Figura 7.35 i s’hi van aplicar els angles que es troben a la

Taula 7.6.

Figura 7.35. Esquema elèctric del muntatge per verificar condensador C1.

Taula 7.5. Tensions de sortida amb condensadors electrolítics d’1uF.

TENSIÓ D’ENTRADA


TENSIÓ ESPERADA

TENSIÓ SORTIDA

ERROR RELATIU

221,81 V 165 ° 3,40 V 2,68 V 21,18 %

221,81 V 145 ° 18,06 V 18,09 V 0,17 %

221,81 V 50 ° 164,03 V 162,00 V 1,24 %

221,81 V 15 ° 196,30 V 196,52 V 0,11 %

Memòria

122

Com es pot observar, excepte en angles molt petits, la tensió obtinguda és com s’esperava, fent veure

així la diferència entre les proves amb els condensadors petits i amb el present condensador.

7.4.4.2. Càrrega controlada del condensador

A continuació, un cop verificat el funcionament del condensador, es va aplicar al PIC16F688 un codi el

qual reduïa l’angle d’encesa dels tiristors cada quatre segons en 10°. El programa partia des dels 170°,

i disminuïa progressivament fins als 10°.

El muntatge realitzat seguia sent el vist a la Figura 7.35, pel que la resistència limitava la intensitat

absorbida. El procés de càrrega es va verificar correctament.

Un cop havent verificat el funcionament del codi amb condensador i resistència en sèrie, es va procedir

a, tal com s’ha dissenyat el prototip, realitzar la mateixa prova, però sense resistència limitadora. Aquest

mode d’operació és més delicat pel fet de treballar amb condensadors de tanta capacitat, els quals

poden absorbir molta intensitat. Tanmateix, l’atractiu que ofereix el pont semi controlat és precisament

el poder regular petits salts de tensió, els quals no provoquin l’absorció de gran quantitat d’energia al

condensador.

Així doncs, es va procedir a muntar l’esquema elèctric representat a la Figura 7.36, on posteriorment

es troba la gràfica final del procés.

Figura 7.36. Esquema elèctric del muntatge prova final de verificació del projecte.

Figura 7.37. Gràfica obtinguda de la càrrega sense resistència del condensador C1.


123

Com es pot observar, la tensió obtinguda dista molt de l’esperada aplicant la fórmula (Eq. 2.3) dels

ponts semi controlats. Això és així, ja que al no estar limitat el condensador C1, absorbeix prou energia

per a mantenir la tensió en els pics que li entren. Aquest fet provoca que, tal com es mostra a la Figura

7.37, la tensió més elevada a obtenir no sigui la màxima tensió en buit, sinó directament el valor màxim

de la tensió de la xarxa, essent aquesta:

𝑼𝑫𝑴𝑨𝑿 = 𝑼𝑴 = 𝑼𝒄𝒂 · √𝟐 = 𝟐𝟐𝟒 · √𝟐 = 𝟑𝟏𝟔, 𝟕𝟖 𝑽 (Eq. 7.7)

Tal com es mostra a l’equació (Eq. 7.7), el valor d’entrada de tensió s’elevava lleugerament amb el

condensador C1 de 3,3 mF connectat al prototip.

7.4.5. Observacions del prototip

Primerament, cal apuntar la comoditat a l’hora de treballar i realitzar proves amb aquest segon prototip

envers el primer. Era un punt important de cara a la prova i millora continuada dels algoritmes de

control, i ha superat les expectatives àmpliament.

Pel que fa a funcions importants pel reacondicionament, remarcar la millora de disseny respecte al

primer prototip, havent solucionat el problema que provocava avaries als microcontroladors i d’altres

aspectes com acumulacions de tensió a punts delicats i l’aïllament dels microcontroladors amb

optoacobladors. Tot això va possibilitar un treball amb la placa més fluid i sense tants contratemps de

components fosos o comportaments anormals.

L’únic punt negre que presenta el prototip és els problemes causats a l’hora de connectar un

oscil·loscopi al circuit. Cada cop que s’aplicava tensió al circuit amb un oscil·loscopi connectat saltava el

diferencial, fent veure així que el prototip, per alguna raó, deriva una fase a terra. Punt important a

estudiar i corregir.

Finalment, havent detectat i corregit l’error que impossibilitava la rectificació del pont semi controlat,

s’ha pogut portar a terme la càrrega d’un condensador de gran capacitància, com és un de 3.3mF.

Aquest fet valida la correcta operació del prototip amb aquests components, així com la funcionalitat

del codi al incrementar gradualment la tensió.

En resum, s’han assolit les metes plantejades en el canvi d’un prototip a l’altre, afegint el fet d’haver

aconseguit portar a terme un “reacondicionament” de forma automatitzada satisfactòriament.

Memòria

124

8. Algoritmes de control

A continuació, es descriuran tots els aspectes relacionats amb la programació del projecte. Així doncs,

es troben explicats els softwares utilitzats per tal de generar el codi i implementar-lo als

microcontroladors, així com els mateixos codis.

8.1. Software utilitzat

En el present apartat s’explicarà i detallarà el software utilitzat en el projecte.

8.1.1. CCS C Compiler

Software utilitzat, en la seva versió 5.015, per generar el codi i arxius implementats als

microcontroladors PIC16F1788 i PIC16F688.

Es tracta d’un compilador que treballa tant amb operadors de llenguatge estàndard C com amb

funcions incorporades de biblioteques específiques per dispositius PIC, proporcionant així la capacitat

de programar codi tenint en compte la totalitat dels perifèrics intrínsecs en els microcontroladors.

Figura 8.1. Captura de pantalla de la interfície del software CCS C Compiler v5.015.


125

8.1.2. PICkit 2 Programmer

Software utilitzat, en la seva versió 2.61, per traspassar el codi generat anteriorment amb el software

CCS C Compiler v5.015 als microcontroladors a través d’un dispositiu PicKit2 connectat per port USB.

És una eina gratuïta distribuïda per l’empresa Microchip, la qual té una interfície fàcil d’utilitzar per a la

programació i depuració de les famílies de microcontroladors Flash de Microchip (PIC). La versió oficial

completa per Windows suporta una gran part de famílies, però no contempla tots els models,

especialment els posteriors al llançament del PICkit3. Aquestes famílies són les següents:

- PIC10F

- PIC12F

- PIC16F

- PIC18F

- PIC24F

- dsPIC30

- dsPIC33

- PIC32

En el present projecte, a causa de la falta de gran part dels models actuals a les llibreries del programa,

es va patir un bloqueig temporal prolongat amb la programació del PIC16F1788. El problema va sorgir

en connectar el microcontrolador al PC, a través del PicKit2, i saltar el missatge d’error el qual feia que

no es reconegués el model del dispositiu. Es va procedir a informar-se del missatge d’error, i resulta que

estava relacionat amb la manca del model de PIC a les llibreries del programa.

La solució va passar per utilitzar un segon programa, anomenat PICkit 2 Device File Editor, el qual permet

editar i crear noves llibreries de models PIC a partir d’una sèrie de característiques internes d’aquest,

totes disponibles a cada datasheet pertinent. Això es fa possible modificant l’arxiu “PK2DeviceFile.dat”.

Així doncs, es va procedir a crear el model del PIC16F1788, inserint les dades requerides tal com es

mostra parcialment a la captura de la Figura 8.2.

Memòria

126

Figura 8.2. Captura del model PIC16F1788 creat amb el software PICkit2 Device Data File Editor.

Un cop modificat l’arxiu “PK2DeviceFile.dat”, va saltar un nou missatge d’error, representat a la Figura

8.3, el qual seleccionant la família del dispositiu (en aquest cas Midrange/1.8V Min Configuration)

desapareix, detectant correctament el microcontrolador (Figura 8.4).

Figura 8.3. Captura del missatge d’error “Unsupported Part (ID=3020)”.


127

Figura 8.4. Captura de pantalla de la interfície del software PICkit2 Programmer v2.61, detectant el PIC16F1788.

Memòria

128

8.2. Descripció de l’algoritme del PIC16F1788

Figura 8.5. Diagrama de blocs del codi del PIC16F1788.

El present algoritme estarà implementat en un microcontrolador PIC16F1788. Per entendre de manera

global i simplificada el seu funcionament, s’ha realitzat el diagrama de blocs de la Figura 8.5. En aquest

diagrama es recullen els processos pels quals passa el microcontrolador quan es troba operatiu. A

continuació, es descriuen les seves funcions:


129

Primerament es troba un subgrup de codi previ a la funció principal (Main). Aquest codi té com a

objectiu definir tot el necessari per després poder realitzar les tasques del PIC pertinents.

I. Assignar pins E/S: S’assigna un nom a cada pin utilitzat del PIC. Aquests pins poden ser entrades,

sortides o, en algun cas, entrades de lectura analògica.

II. Definir variables: En aquest punt es defineixen les variables que necessitarà utilitzar el PIC a

l’hora de fer càlculs, numeracions, recomptes, etc. Les variables generades han estat de tipus

real (Float), enteres (Int) i de caràcters (Char).

III. Definir funcions: A continuació es defineixen les funcions a les quals es cridarà quan siguin

necessàries. Fer això és clau a l’hora de compilar el codi del PIC, ja que en aquest cas sense

segmentar l’algoritme en funcions no era possible de compilar per excés de ROM utilitzada. De

fet, en un principi es va voler treballar amb un PIC16F883, en el qual va ser impossible

d’implementar el codi per la falta de ROM requerida. És per això, que es va canviar de

microcontrolador a un PIC16F1788, el qual té unes capacitats molt superiors a l’anterior.

Un cop es troba tot definit, el microcontrolador entra a la funció Main del codi, on realitzarà les següents

funcions:

I. Iniciar funcions internes: Aquest punt es refereix a inicialitzar funcions tals com la pantalla LCD,

així com dotar alguna de les variables d’un valor inicial.

II. Confirmació d’alimentació: És una funció implementada per seguretat. A la pantalla LCD es

mostrarà la tensió d’entrada a la qual el dispositiu es troba connectat. D’aquesta manera, si

l’alimentació no és la correcta, l’usuari és a temps de canviar-la abans de connectar la tensió

directa al bus de contínua.

III. Temps d’inactivitat: La següent funció és imprescindible per regular el temps de la reforma en

funció al temps d’inactivitat que el convertidor hagi estat. L’usuari haurà d’entrar, emprant la

ruleta encoder, els mesos que porta el convertidor inactiu.

IV. Inicialitzar recàrrega: Un cop està tot preparat per començar el procés de recàrrega, l’usuari

confirma l’inici.

Memòria

130

Per últim, un cop realitzades les funcions anteriors, el PIC entrarà a la funció bucle “While(TRUE)”.

Aquesta funció es repetirà infinitament fins que el microcontrolador es reiniciï o se li talli

l’alimentació. En aquesta funció es troben les següents etapes:

I. Selecció i Ruleta Encoder: A l’inici de cada bucle, es llegirà la posició de la ruleta encoder per

saber si aquesta ha estat girada per l’usuari. Depenent del sentit del gir, una variable interna

augmentarà o disminuirà, provocant que el menú de selecció de l’usuari canviï. Un cop s’accioni

el polsador de la ruleta, l’opció que hi hagués en el menú serà seleccionada (p.e: Lectura del

voltatge).

II. Comprovar corrent: La comprovació del corrent injectada no dependrà de les etapes de

recàrrega, sinó del límit de corrent establerta. Així doncs, a cada cicle es llegirà la corrent i, en

cas de superar un primer límit de 500mA, s’enviarà una senyal d’alerta al PIC16F688 en forma

de 1 lògic. Si la corrent no només sobrepassa els 500mA, sinó que iguala o supera 1A, s’enviarà

un 1 lògic continuadament al PIC16F6888 fins a haver reduït el nivell d’intensitat.

III. Comptabilitzar temps: El PIC no compta amb cap funció predeterminada per comptabilitzar el

temps, com podria ser la funció milis() en Arduino. És per això que s’ha generat una funció per

comptar el temps total restant. El sistema és senzill, comptabilitzant “ticks” de 1ms cadascun

(funció que sí que ofereix el PIC), s’incrementa una variable de 32 bits, la qual seguint l’equació

[8.1] pot arribar a comptabilitzar fins a 1139h.

𝑡𝑚à𝑥𝑖𝑚 = 232 · 1𝑚𝑠 = 4,3 · 109𝑚𝑠 ·1𝑠

1000𝑚𝑠·

1𝑚𝑖𝑛

60𝑠·

1ℎ

60𝑚𝑖𝑛= 1139 ℎ

(Eq. 8.1)

IV. LCD 1. Tensió: Si des del menú se selecciona aquesta funció, la pantalla LCD mostrarà les

lectures de tensió en bornes dels condensadors.

V. LCD 2. Corrent d’injecció: Si des del menú se selecciona aquesta funció, la pantalla LCD mostrarà

les lectures de corrent injectada al bus de contínua.

VI. LCD 3. Temps restant: Si des del menú se selecciona aquesta funció, la pantalla LCD mostrarà

el temps total que resta per acabar la reforma dels condensadors.

VII. LCD 4. Cancel·lar reacondicionament: Si des del menú se selecciona aquesta funció, l’aparell

donarà la possibilitat de confirmar la cancel·lació del procés de reforma. Si l’usuari nega la

cancel·lació, la reforma seguirà endavant sense cap modificació. Si pel contrari es confirma la


131

cancel·lació, es deixarà de donar la senyal de funcionament des del PIC16F1788 cap al

PIC16F688, deixant de disparar així als tiristors.

VIII. LCD 5. Descàrrega: Un cop s’hagi completat el temps total de reacondicionament, es deixarà

de donar la senyal de funcionament des del PIC16F1788 cap al PIC16F688 i la pantalla LCD

mostrarà com es descarreguen els condensadors, cosa que aporta dues dades d’interès. Una

és el correcte funcionament dels condensadors, si es descarrega gradualment significarà que

es troben en correcte estat. L’altra utilitat que brinda és el saber quan es podran manipular les

connexions del dispositiu amb seguretat després d’haver estat treballant amb tensions

perilloses per la salut.

8.3. Descripció de l’algoritme del PIC16F688

Figura 8.6. Diagrama de blocs del codi del PIC16F688.

Memòria

132

El component encarregat d’efectuar els polsos d’encesa als tiristors serà un PIC16F688. El codi

implementat per aquesta tasca es troba adjuntat a l’Annex A. Tal com es pot observar a la Figura 8.6,

es tracta d’un algoritme més específic que el del PIC16F1788.

L’estructura interna segueix la mateixa idea que l’algoritme anteriorment descrit. En primera instància

s’assignen noms pels pins del microcontrolador i es defineixen les variables necessàries. Seguidament

es troba la funció Main, on abans d’entrar al cicle de treball principal es limitarà a inicialitzar les funcions

d’interrupció externa per flanc de i assignar valors inicials en algunes variables.

Un cop el microcontrolador entri al bucle while(TRUE), s’indicarà l’ordre d’entrar a la funció INT_EXT,

on es troba el gruix del codi, en cas de llegir-se el pas per zero de la tensió en sentit positiu i es mantindrà

a l’espera de la interrupció externa.

Cal remarcar que el PIC16F688 està connectat a una senyal alterna de 9V sincronitzada amb la xarxa.

Es prendrà aquesta senyal de referència pels polsos d’encesa dels tiristors. D’aquesta manera,

connectant la senyal al pin encarregat de les interrupcions externes, cada vegada que la senyal presenti

un flanc positiu, el microcontrolador sortirà del cicle de treball anterior per executar la funció

d’interrupció.

Així doncs, un cop el microcontrolador llegeixi la interrupció externa, entrarà a la funció INT_EXT, on es

portaran a terme vàries comprovacions abans de realitzar els polsos dels tiristors.

I. Comprovar senyals del PIC16F1788: En aquesta funció, el microcontrolador comprovarà, en

primer lloc, si rep la senyal per poder començar a realitzar el reacondicionament. En cas de 1

lògic, comprovarà també si rep senyal la qual indica que es limiti l’increment de tensió de la

placa. En cas de no rebre aquesta segona senyal, operarà de forma habitual.

II. Comprovar temps d’etapa: Es comprovarà continuadament el temps que es porta disparant en

una determinada etapa de tensió. En cas d’haver estat estacionada la tensió tot el temps

necessari, s’iniciarà un procés d’increments de tensió.

III. Correcció dels polsos d’encesa: En cas d’haver superat el temps de cada etapa de

reacondicionament, es realitzaran correccions en els polsos d’encesa per tal de disminuir

progressivament l’angle de dispar alfa. Cada etapa constarà de 3 esglaons de tensió abans

d’estacionar-se de nou, suavitzant així els increments de tensió en bornes dels condensadors.

IV. Realitzar polsos d’encesa: Un cop s’ha tingut tot en compte, es produeixen els polsos als

tiristors, els quals estan fets a partir de delays un cop es detecta el pas de zero de la tensió


133

d’entrada. D’aquesta manera se sincronitzen de forma eficient amb la tensió d’alimentació de

la placa.

Un cop hagi acabat la funció d’interrupció, el microcontrolador tornarà a entrar al cicle de treball

anterior.

Memòria

134

9. Anàlisi de l’impacte ambiental

L’impacte mediambiental del present projecte té dos vessants:

- Impacte produït pel disseny i muntatge dels diferents prototips i proves realitzades.

- Impacte positiu que ofereix la utilització en indústria de l’aparell final.

Així doncs, s’estudiaran breument els efectes positius i negatius dels dos casos per valorar finalment

l’impacte global del TFG.

9.1. Impacte ambiental del projecte

Per la realització del projecte ha estat necessari el disseny i redacció de l’informe per una banda, i per

altra banda el muntatge, les proves i l’acoblament de dos prototips electrònics. Addicionalment, cal

tenir en compte els efectes del desplaçament a la universitat sempre que fos relacionat per TFG.

Així doncs, veient la Taula GP.2 de l’apartat “Gestió del projecte”, les hores dedicades específicament a

labors d’ordinador sumen un total de 370h (tot i que un percentatge de les proves i modificacions és

dedicat a programar). Així doncs, tenint en compte que l’ordinador de sobretaula utilitzat consumeix

150W i que l’OCCC (Oficina Catalana del Canvi Climàtic) estima les emissions de CO2 en 321g CO2/kWh

(dades del 2018), es pot calcular l’impacte que aquestes hores han suposat:

𝑬𝒎𝒊𝒔𝒊𝒐𝒏𝒔 𝒅𝒆 𝑪𝑶𝟐 𝒑𝒆𝒓 𝒆𝒏𝒆𝒓𝒈𝒊𝒂 𝒆𝒍è𝒄𝒕𝒓𝒊𝒄𝒂 = 𝟑𝟕𝟎𝒉 · 𝟎. 𝟏𝟓𝟎𝒌𝑾 · 𝟎. 𝟑𝟐𝟏𝒌𝒈𝑪𝑶𝟐

𝒌𝑾

= 𝟏𝟕. 𝟖𝟐 𝒌𝒈 𝑪𝑶𝟐

(Eq. 9.1)

D’altra banda, cal tenir en compte l’impacte mediambiental dels prototips realitzats i els components

que els conformen.

Tots els components seleccionats pel muntatge dels prototips compleixen amb les normatives RoHS,

les quals restringeixen la utilització de determinades substàncies perilloses en aparells elèctrics i

electrònics. Les substàncies són el cadmi, el mercuri, el plom, el crom, el PBB (bifenil polibromat) i el

PBDE (èter difenílic polibromat).

Per últim, s’ha de comptar l’impacte relacionat amb els desplaçaments de casa a la universitat. El

recorregut realitzat utilitza vehicle propi, tren i metro, pel que s’utilitzaran factors diferenciats amb

relació als quilòmetres fets en cada cas.


135

De casa a l’estació hi ha 5,8km d’anada, per la qual cosa es comptaran 11,6km per visita. En tren es

realitzen aproximadament 68km d’anada (Sant Vicenç de Calders – Bcn Estació de França) i,

posteriorment, 3,5km en metro (Ciutadella Vil·la Olímpica – El Maresme Fòrum).

A continuació, tenint en compte els factors de kgCO2/km facilitats a l’assignatura “Tecnologies

Mediambientals i Sostenibilitat” i comptant unes 15 visites realitzades, es calcula un impacte de:

Taula AIA.1. Càlcul dels kg de CO2 generats en relació amb el transport.

Mitjà de transport

Recorregut d’anada i tornada

[km] Visites programades Factor [kg/km] Emissions de CO2 [kg]

Cotxe 11,6 15 0,12 20,53

Tren 136 15 0,03 51,00

Metro 7 15 0,03 2,63

74,16

9.2. Impacte ambiental del servei de reacondicionament

Com s’ha apuntat anteriorment, el servei que ofereix l’aparell dissenyat produeix un impacte positiu al

medi ambient. Això és així, ja que la seva utilització regenera convertidors que potencialment podrien

estar a punt d’avariar-se o ser substituïts. Tanmateix, no és possible dimensionar o quantificar l’efecte

negatiu en el medi ambient de la fabricació de nous equips de convertidors o de condensadors

electrolítics per falta de dades tècniques suficients. Així i tot, és important fer veure aquest aspecte de

l’aparell.

Memòria

136

Conclusions

Un cop realitzat el projecte del disseny i realització d’un prototip capaç de reacondicionar condensadors

que hagin estat inactius en llargs lapses de temps, es poden extreure conclusions del procés de disseny,

aspectes tècnics i sensacions del projecte.

• Procés d’estudi i recerca d’informació referent al projecte

Fent repàs dels conceptes i coneixements apresos durant la realització del present projecte es posa en

valor tot el que s’ha après durant el grau. Això és així, ja que sense una base sòlida de coneixements

tècnics, no es podria assimilar la quantitat de conceptes apresos que s’han hagut d’aplicar i d’assimilar

durant el projecte.

Així doncs, el projecte ha estat molt interessant per aprofundir en coneixements sobre convertidors,

electrònica de potència, programació de microcontroladors i automatismes entre d’altres. Inclús per

veure la diferència entre un sistema dissenyat en paper, i el mateix sistema portat a la pràctica i veure

com la realitat, en la majoria de casos, no és com esperaves.

L’estudi sobre manteniment de convertidors i, en concret, sobre reacondicionament de condensadors

electrolítics dóna un punt de vista important de cara a visió de futur i les cures sobre els aparells i

dispositius que s’utilitzen de manera regular, però que potser no s’hi para suficient cas en certes

ocasions. Així doncs, és de vital importància el correcte manteniment dels equips, i més quan treballen

amb càrregues i responsabilitats importants.

• Extracció de conclusions sobre els prototips

Del primer prototip se n’extreu que el disseny inicial, basat en la recerca d’informació i dels

coneixements adquirits durant el grau, ha resultat no ser incorrecte del tot, ja que el gran problema

que presentava, relacionat amb els polsos d’encesa dels tiristors, no era fruit d’un error gaire

significatiu, sinó que sorgia d’una petita connexió que evitava un funcionament correcte del

microcontrolador PIC16F688.

Les modificacions d’un prototip a l’altre van ser molt interessants per tal de protegir l’electrònica de

control, ja que és una zona de treball molt delicada amb les irregularitats d’alimentació. De la mateixa

manera, la millora continuada ha suposat la demostració de totes les capacitats requerides pel projecte,

demostrant que el disseny és correcte per tal de reacondicionar convertidors. Addicionalment, cal

recalcar la millora de maniobra envers el primer prototip, guanyant molt en practicitat i eficiència.


137

• Proves i programació

És important remarcar la importància i el pes que han suposat les proves i les contínues modificacions,

sobretot de codi, fins a arribar a solucionar satisfactòriament els problemes trobats. Remarcar això és

important, ja que tot i haver documentat rigorosament la memòria, existeixen infinits petits canvis

realitzats i proves que, potser no són rellevants de cara a remarcar-los i descriure’ls, però que aporten

moltíssim al projecte i, sobretot, a qui n’aprèn d’ells.

L’aspecte de programació de microcontroladors va ser un aspecte complicat, sobretot pel que fa a

l’automatització del procés de reacondicionament. Això és així primer per la complexitat que presenta

d’inici, però també pel fet que, en comparació amb la resta de placa, és l’aspecte que ha tingut el temps

més limitat pel problema de la senyal de referència al pin INT.

• Disseny del prototip en vistes al futur

Per últim, recalcar que l’objectiu final de l’aparell no deixa de ser un prototip inicial d’un projecte major,

pel que està sotmès a millores. De fet, es desitja realitzar noves implementacions en un futur per seguir

millorant la funcionalitat i la polivalència de l’aparell. La idea final és poder oferir un servei de

reacondicionament per convertidors de tot tipus d’alimentació, essent aquestes de 230V, 400V o 690V.

També es buscarà implementar una funció predictiva la qual, connectant l’aparell al bus de contínua,

realitzi una sèrie de càlculs i comprovacions internes i determini el grau de degradació dels

condensadors. Amb aquesta informació, es busca veure la viabilitat de la seva regeneració, així com la

vida útil estimada.

• Reflexió final

En resum, ha estat un treball on s’ha après molt i, sobretot, s’ha viscut en primera persona l’experiència

de portar a terme un projecte d’innovació, encarat a indústria i amb perspectiva de futur, lo qual és tot

el que es buscava en l’elecció del TFG.

Memòria

138

Gestió del projecte

En el present apartat es descriurà la gestió del projecte des del seu inici fins a l’entrega d’aquest. En ell,

constaran les tasques a realitzar, la seva organització amb un diagrama de Gantt i el recompte d’hores

totals realitzades.

Les tasques realitzades durant el projecte han estat les següents:

- Treball de camp amb convertidors. De forma prèvia i donant inici al treball, es van portar a

terme feines de desmuntatge manteniment i reacondicionament de convertidors del

laboratori de màquines elèctriques. Aquestes tasques van propiciar el TFG, i amb ell l’estudi del

reacondicionament a condensadors electrolítics i la realització manual sobra un convertidor

ACS600.

- Estudi previ. Prèviament al disseny, càlcul i acoblament dels prototips, es va dur a terme la

recerca d’informació relacionada amb diferents tipus de reacondicionament (preventiu i

predictiu), electrònica de potència de cara a realitzar el pont rectificador de la placa, així com

l’estudi del control a tiristors i d’altres elements que conformen la placa.

- Programació. La programació s’ha conformat de dues formes. La primera és la programació

inicial del codi dels dos microcontroladors de la placa, la segona és la modificació d’aquests

algoritmes sobre la base de proves pràctiques del conjunt i de cada funció. D’aquesta manera,

la programació s’ha mantingut en canvi constant fins a la verificació final del segon prototip.

- Disseny dels prototips. Un cop realitzat l’estudi de camp sobre la matèria del projecte, es va

dur a terme el disseny del primer prototip i, posteriorment, del segon prototip. El disseny del

primer model es va realitzar posant en pràctica l’estudi previ realitzat, el segon, en canvi, es va

realitzar partint del primer i millorant-lo en aspectes dèbils o mal plantejats.

- Proves de funcionament. Un cop programats els algoritmes inicials i realitzat el disseny del

primer prototip, es comença a realitzar proves de les funcions individuals que tindrà la placa.

Aquestes proves fan canviar el codi i millorar certs aspectes a polir dels dissenys inicials. Un cop

acoblat el primer prototip aquesta tasca agafa molt de pes en el projecte i des d’aquest punt,

fins a l’acabat del segon prototip, representa un aspecte clau.

- Recopilació de dades. Prèviament a la realització final de la memòria, és necessari recopilar

totes aquelles dades relacionades amb la feina pràctica i avenços continuats del projecte.


139

- Realització de l’informe. La realització de l’informe, tot i centrar-se molt en el procés final del

treball, s’ha realitzat en paral·lel en certs moments de bloqueig en proves o aspectes que han

pogut estancar l’avenç del projecte en altres tasques. Així i tot, aquesta tasca tanca el projecte.

El projecte s’ha realitzat en 3 quadrimestres diferents, tot i que el primer es pot descartar per falta de

temps i regularitat (la feina realitzada es resumeix en recerca d’informació). Així doncs, en el llarg del

procés es troben tres etapes molt diferenciades:

- Gener - Abril 2019. Realització del disseny i acoblament del primer prototip. Es van dur a terme

proves i modificacions però, finalment, per falta de resultats amb el prototip, es va procedir a

realitzar el projecte amb un quadrimestre addicional als dos primers per evitar mals resultats.

- Agost - Octubre. Període d’estancament produït per l’entrada al món laboral. A principis

d’Octubre, veient la manca de temps pel projecte, es decideix marxar de la feina i bolcar-se ell.

- Maig - Agost 2019 + Octubre 2019 - Gener 2020. Modelització, millores de disseny i

acoblament del segon prototip a fi d’obtenir millors resultats que amb el primer. Realització de

proves satisfactòries i realització de l’informe final.

A continuació, es mostra l’organització duta a terme en el projecte a través del diagrama de Gantt de

la Figura GP.1 i de la Taula GP.1.

Taula GP.1. Taula de dates d’inici i fi de cada tasca realitzada en el projecte.

Tasca Data d’inici Data final Duració període de la tasca

Treball amb convertidors 15/04/2018 15/10/2018 182

Estudi previ 01/08/2018 15/11/2018 106

Programació d’algoritmes 01/02/2019 15/02/2019 14

Disseny prototip 1 15/02/2019 10/03/2019 24

Acoblament i proves prototip 1 10/03/2019 01/05/2019 52

Modificació dels algoritmes 10/03/2019 15/12/2019 280

Disseny prototip 2 15/05/2019 15/06/2019 30

Acoblament i proves prototip 2 15/06/2019 03/01/2020 230

Realització informe 01/09/2019 12/01/2020 134

Recopilació de dades 01/11/2019 05/11/2020 5

Memòria

140

Figura GP.1. Diagrama de Gantt del projecte.

Tot i que algunes tasques s’allarguen en períodes de temps molt prolongats, cal tenir en compte que o

bé té un paper secundari en determinades setmanes, o bé es veu truncada per la feina externa a la

universitat.

A continuació, es mostra un recull de les hores invertides en cada aspecte del treball, així com la suma

total del projecte.

Taula GP.2. Recompte total d’hores invertides en el projecte.

Tasca Hores invertides [h]

Treball amb convertidors 45

Recerca d’informació 100

Disseny dels prototips 80

Proves i modificacions de disseny i algoritmes 220

Programació 80

Mà d'obra per acoblar prototips 40

Redacció de la memòria 110

675

15/04/2018 12/09/2018 09/02/2019 09/07/2019 06/12/2019

Treball amb convertidors

Estudi previ

Programació d'algoritmes

Disseny prototip 1

Acoblament i proves prototip 1

Modificació dels algoritmes

Disseny prototip 2

Acoblament i proves prototip 2

Realització informe

Recopilació de dades

ORGANITZACIÓ DEL PROJECTE


141

Anàlisi Econòmica

En el present apartat es portarà a terme un balanç del cost de producció dels prototips del projecte, el

cost total del TFG i el preu del servei de reacondicionament de convertidors a mercat per tal de ser

rendible en un futur.

Cal remarcar que el prototip dissenyat encara es troba en una fase inicial, per el que té un gran marge

de millora abans no es pugui explotar econòmicament. Tot i això, es creu interessant fer una

aproximació sobre el preu de servei final per tal de definir millor un dels aspectes més interessants de

la idea inicial del projecte, oferir un servei “low cost” davant un problema que pot produir pèrdues

importants.

Cost dels prototips

Per calcular el cost dels prototips es tindran en compte els components que els conformen, així com el

preu unitari pagat per ells.

Cost del prototip 1

Taula AE.1. Cost del sumatori de components del prototip 1.

PROTOTIP 1

Nº de llista Component Unitats Preu per unitat

[€] Preu total

[€]

1 Terminal block, plug, 2P 2 0,38 0,77

2 Terminal block, header, 2P 2 0,23 0,45

3 Placa PCB 1 11,12 11,12

4 Connectors banana 4 1,52 6,08

5 Fusible 1.25A, 5 x 20mm 1 0,20 0,20

6 Porta fusibles 5 x 20mm 1 0,47 0,47

7 Interruptor balancí 1 2,05 2,05

8 Transformador 230Vac/9Vac 1 5,51 5,51

9 Relé d’estat sòlid 1 13,03 13,03

10 Tiristor SCR 2 0,58 1,16

11 Díode rectificador de potència 2 0,34 0,68

12 Díode ràpid de control 2 0,08 0,16

13 Rectificador en pont 1 0,59 0,59

14 Regulador de tensió MC7805 1 0,55 0,55

15 Dissipador + cargol + capa de mica 1 3,47 3,47

16 ACS712 05B 1 4,00 4,00

Memòria

142

17 Microcontrolador PIC16F1788 1 2,11 2,11


19 Sòcol microcontrolador 28 vies 1 0,18 0,18


21 Ruleta encoder 1 1,38 1,38

22 Pantalla LCD 1 3,20 3,20

23 Díode LED 1 0,17 0,17

24 Programador/Depurador PicKit2 1 14,99 14,99

25 Polsador 2 0,42 0,84

26 Cristall de quars 20MHz 2 0,28 0,56

27 Transistor NPN 1 0,19 0,19

28 Potenciòmetre 10k 1 1,83 1,83

29 Resistència 47Ω 2 0,10 0,19

30 Resistència 1kΩ 4 0,04 0,15

31 Resistència 1400Ω 1 0,18 0,18



34 Condensador 100nF 7 0,27 1,92


36 Condensador electrolític d’alumini 1uF 2 0,27 0,54


82,17

Cost del prototip 2

Taula AE.2. Cost del sumatori de components del prototip 2.

PROTOTIP 2

Nº de llista Component Unitats Preu per unitat

[€] Preu total

[€]



3 Placa PCB 1 22,24 22,24


5 Fusible 1.25A, 5 x 20mm 1 0,20 0,20


7 Interruptor 6 1,56 9,36

8 Transformador 230Vac/9Vac-9Vac 1 11,26 11,26

9 Optoacoblador 2 0,24 0,48

10 Varistor 250Vrms, 0,6W 1 0,45 0,45


143

11 Inductància 43uH 2 1,91 3,82

12 Tiristor SCR 2 0,58 1,16



15 Rectificador en pont 2 0,47 0,93


17 Dissipador + cargol + capa de mica 1 3,47 3,47

18 ACS712 05B 1 4,00 4,00






24 Pantalla LCD 1 3,20 3,20

25 Díode LED 1 0,17 0,17


27 Polsador 2 0,42 0,84



30 Resistència 47Ω 2 0,10 0,19


32 Resistència 1400Ω 1 0,18 0,18







99,42

Cost total en material pel TFG

A continuació, s’adjunta una taula amb el cost total pagat pels components del muntatge del TFG. En

aquesta taula, es troba el total de components comprats tenint en compte els paquets mínims per

adquirir-los.

Taula AE.3. Cost del sumatori de components adquirits pel TFG.

Total Treball Fi de Grau

Nº llista Component Unitats Preu per unitat

[€] Preu total

[€]


Memòria

144


3 Cable de coure, 100m 1 23,50 23,50

4 Placa PCB 1 33,36 33,36


6 Bobina de soldadura 0.56mm, 250g 1 22,14 22,14

7 Fusible 1.25A, 5 x 20mm 20 0,20 3,94



10 Interruptor 6 1,56 9,36

11 Transformador 230Vac/9Vac 1 5,51 5,51

12 Transformador 230Vac/9Vac-9Vac 1 11,26 11,26

13 Optoacoblador 10 0,24 2,38

14 Varistor 250Vrms, 0,6W 5 0,45 2,26

15 Inductància 43uH 4 1,91 7,64

16 Tiristor SCR 10 0,58 5,80

17 Relé d'estat sòlid 1 13,03 13,03

18 Transistor NPN 25 0,19 4,85



21 Rectificador en pont (Prototip 1) 5 0,59 2,95



24 Dissipador 10K/W 5 1,90 9,50

25 Làmina de Mica 10 0,47 4,71

26 Cargols i volandera pel dissipador 2 1,10 2,19

27 Sensor de corrent Hall 1 4,20 4,20


29 ACS712 05B 4 4,00 15,98






35 Pantalla LCD 6 3,20 19,19

36 Díode LED 100 0,17 16,99


38 Polsador 10 0,42 4,20



41 Resistència 47Ω 10 0,10 0,96


43 Resistència 1400Ω 5 0,18 0,88

44 Resistència 4700Ω 1 4,11 4,11


145


46 Resistència 100kΩ 10 0,10 1,01

47 Condensador 100nF 40 0,27 10,96




51 Condensador electrolític d'alumini 3,3mF 1 23,96 23,96

380,79

Com s’observa, hi ha components que finalment no s’han implementat al treball, com són els números

27 i 28 de la llista, els quals es troben inclosos en la implementació final al treball del número 29,

l’ACS712 05B.

Addicionalment, també s’observa el canvi en determinats elements, com els interruptors utilitzats en

un prototip i l’altre, així com els ponts rectificadors i els transformadors, també diferents.

També s’ha inclòs a la llista final la resistència de 4.7kΩ i el condensador electrolític de 3.3mF que

s’utilitzen per a realitzar proves i emular la placa de potència d’un convertidor teòric.

A part, es xifrarà en aproximadament 200€ el material utilitzat per la realització del projecte, tant en

proves, com en disseny, com en muntatge. Aquests instruments inclouen elements com el soldador,

suports per soldar components electrònics, protoboards, multímetre, cables, etc.

Cost de la mà d’obra

A continuació, es durà a terme un estudi del cost relacionat amb la mà d’obra. En ella, s’inclou les hores

relacionades amb el projecte d’enginyeria, com ara la recerca d’informació, el disseny, la programació,

les proves i l’acoblament final.

Taula AE.4. Cost de la mà d’obra associada al disseny, proves i realització de l’aparell.

Cost de la mà d’obra

Nº llista Concepte Temps [h] Preu per hora [€/h] Preu total

[€]

1 Recerca d’informació 100 30,00 3000,00

3 Disseny dels prototips 80 30,00 2400,00

2 Proves i modificacions de disseny i algoritmes 220 20,00 4400,00

3 Programació 80 20,00 1600,00

4 Mà d'obra pels acoblaments dels prototips 40 15,00 600,00

12000,00

Memòria

146

Paral·lelament al cost de les hores de prova dels prototips i les funcions d’aquests, cal tenir en compte

també els components fosos o malmesos durant les proves. A continuació, s’adjunta una taula on es

recull el cost d’aquests components:

Taula AE.5. Cost del material malmès durant les proves realitzades.

Cost de material malmès en proves

Nº llista Component Unitats Preu per unitat

[€] Preu total [€]

1 USB 16Gb (amb material d'universitat) 1 20,00 20,00

2 Fusible 1.25A, 5 x 20mm 6 0,20 1,18


4 Relé d'estat sòlid 1 13,03 13,03



7 ACS712 05B 2 4,00 7,99



10 Pantalla LCD 4 3,20 12,79


88,03

Cost total del projecte d’enginyeria

Finalment, un cop calculats els costos associats a tots els processos i aspectes del projecte, tan sols resta

fer un sumatori del total.

Taula AE.6. Cost total de l’aparell.

Cost total de l'aparell

Nº llista Concepte del cost Preu total

[€]

1 Cost total dels components 380,79

2 Cost instrumentació i eines 200,00

3 Cost de les pèrdues en material 88,03

4 Cost de la mà d'obra 1200,00

12668,82

Així doncs, es calcula un cost total de 12668,82€ per l’aparell final.


147

Estudi del preu de servei

Per tal de rendibilitzar l’aparell existeixen dos possibilitats. Una seria vendre l’aparell per unitats, i l’altre

oferir un servei per hores de reacondicionament. D’un inici es pretén oferir el servei per hores, ja que

l’aparell encara no compta amb totes les característiques que es pretén en un futur, com dissenys amb

diferents nivells d’alimentacions o funcions de manteniment predictives.

Així doncs, cal tenir en compte en quant de temps es desitja amortitzar l’aparell de forma realista. En

aquest cas, i tenint en compte que avui en dia les amortitzacions de la innovació no baixen dels 2 anys,

s’esperarà l’amortització completa de l’aparell també en 2 anys, començant a obtenir beneficis nets a

partir del tercer any. Seguidament, es portarà a terme un petit estudi per determinar les hores de servei

estimades i, amb aquestes, es determinarà el preu de servei per tal d’acomplir les previsions

d’amortització.

D’un inici, es creu raonable esperar que sol·liciti el servei per a 3 convertidors setmanals, veient-se

incrementada aquesta xifra cada mes en 1 convertidor setmanal respecte el mes anterior durant

aquests dos primers anys. Tenint en compte que el temps mitjà de reacondicionament oscil·la de

normal entre 1h i 2h hores (entre 1 i 2 anys d’inactivitat per convertidor), es prendrà com a mitjana de

temps de servei per convertidor 1:30h.

Taula AE.7. Càlcul de les hores treballades en els primers dos anys d’operació.

Càlcul de les hores treballades

Mes Convertidors Hores de servei Sumatori d'hores de servei

Pri

mer

an

y

Gener 3 4,5 4,5

Febrer 4 6 10,5

Març 5 7,5 18

Abril 6 9 27

Maig 7 10,5 37,5

Juny 8 12 49,5

Juliol 9 13,5 63

Agost 10 15 78

Setembre 11 16,5 94,5

Octubre 12 18 112,5

Novembre 13 19,5 132

Desembre 14 21 153

Sego

n a

ny Gener 15 22,5 175,5

Febrer 16 24 199,5

Març 17 25,5 225

Abril 18 27 252

Memòria

148

Maig 19 28,5 280,5

Juny 20 30 310,5

Juliol 21 31,5 342

Agost 22 33 375

Setembre 23 34,5 409,5

Octubre 24 36 445,5

Novembre 25 37,5 483

Desembre 26 39 522

Tal com s’observa, es preveu haver realitzat 522 hores de servei en els primers 2 anys, per el que tenint

aquesta xifra, cal adequar el preu de servei.

Primer cal calcular el preu d’amortització per hora de l’aparell.

Taula AE.8. Preu per hora per tal d’amortitzar l’aparell en dos anys.

Amortització de l’aparell Nº llista Concepte Cost total [€] Temps [h] Preu per hora [€/h]

1 Amortització de l’aparell 12668,82 522,00 24,27

24,27

Dins el preu de servei, cal tenir en compte els costos a amortitzar, en aquest cas 24,27€/h, el preu de la

mà d’obra per realitzar el reacondicionament, que es determina de 15€/h, i un marge de benefici del

25% de la suma total, essent doncs de 10€/h. Així doncs, només resta realitzar el següent sumatori.

Taula AE.9. Càlcul del preu per hora final de l’aparell.

Preu per hora del servei Nº llista Concepte Preu per hora [€/h]

1 Amortització de l'aparell 24,27

2 Servei tècnic ple reacondicionament 15,00

3 Marge de benefici 10,00

49,27

El preu per hora calculat ascendeix a 49.27€/h, els quals s’aproximarien a 50,00€/h. Un cop amortitzat

el disseny i muntatge del dispositiu, es mantindria el preu per invertir aquest augment de beneficis en

millores del disseny i futures implementacions, així com renovació de materials.

Cop es pot veure, es tracta d’un servei low cost en comparació amb les pèrdues econòmiques que es

poden produir, tant per la possible pèrdua d’un convertidor sencer, com per poder patir una parada en

línies de producció (per posar un exemple).


149

Bibliografia

[1] “CAPACITOR REFORMING – or: How to avoid the Big Bang!,” 2000.

[2] “PROJECT INFORMATION SUPPLIED BY Text and illustrations courtesy of

Silicon Chip.”

[3] 2009 International Conference on Power Engineering, Energy and Electrical

Drives. I E E E, 2009.

[4] Control, Automation, Robotics and Vision, 2008, ICARCV 2008, 10th International

Conference on. IEEE, 2008.

[5] “Capacitor reforming unit Option For PEBB´s in Emotron FDU2.0 and VFX2.0 AC

drives.”

[6] “Disparo de SCR con PIC16 | A little LED.” [Online]. Available:

https://sawy891.wordpress.com/2017/06/06/disparo-de-scr-con-pic16/. [Accessed:

12-Jan-2020].

[7] “Factor d’emissió de l’energia elèctrica: el mix. Canvi climàtic.” [Online].

Available:

https://canviclimatic.gencat.cat/ca/actua/factors_demissio_associats_a_lenergia/.

[Accessed: 12-Jan-2020].

[8] “Capacitor reforming instructions Converter modules with electrolytic DC capacitors

in the DC link,” 2009.

[9] “Arduino DC Motor Control with Bridge Rectifier - Simple Projects.” [Online].

Available: https://simple-circuit.com/arduino-dc-motor-control-bridge-rectifier-

thyristors/. [Accessed: 12-Jan-2020].

[10] “Wikipedia, la enciclopedia libre.” [Online]. Available:

https://es.wikipedia.org/wiki/Wikipedia:Portada. [Accessed: 12-Jan-2020].

[11] “CCS C Compiler Manual PCB, PCM, PCH, and PCD,” 2019.

[12] ABB, “Mantenimiento preventivo y reacondicionamiento,” 2011.

[13] J. M. Merino Azcarraga, Convertidores de frecuencia para motores de corriente

alterna : funcionamiento y aplicaciones. McGraw-Hill, 1998.

[14] M. H. Rashid, Electrónica de potencia: circuitos, dispositivos y aplicaciones, 3a ed.

México: Prentice Hall Hispanoamericana, 2004.

Annexos

150

[15] U. de València, “TEMA 6: Rectificadores Controlados.”

[16] P. Venet=, H. Damand, and G. Grcllct, “DETECTION OF FAULTS OF FILTER

CAPACITORS IN A CONVERTER. APPLICATION T O PREDICTIVE

MAINTENANCE. APPLICATION DE LA MAINTENANCE PREDICTIVE.”

[17] “Rectificadores para FA de cc | Departamento de Electricidad-Electrónica.” [Online].

Available: http://www.cifpn1.com/electronica/?p=2994. [Accessed: 12-Jan-2020].

[18] “ELECTROTECNIA | Búsqueda.” [Online]. Available:

http://www.sapiensman.com/electrotecnia/search_electrotecnia_energia.php?page=

42. [Accessed: 12-Jan-2020].

[19] “Rectificadores trifasicos - Monografias.com.” [Online]. Available:

https://www.monografias.com/trabajos104/rectificadores-trifasicos/rectificadores-

trifasicos.shtml. [Accessed: 12-Jan-2020].

[20] “Calculo de disipadores | MicroHoP.” [Online]. Available:

http://microhop.net/articulos/articulos-electronica-general/calculo-de-disipadores/.


[21] “Portable Capacitor Former.”

[22] R. Automation, “Preventive Maintenance Checklist of Industrial Control and Drive

System Equipment Summary of Changes.”

[23] “ABB low voltage drives ACH 550 Service Catalog,” 2005.

[24] “How To Reform Electrolytic Capacitors.”

[25] “Capacitor reforming unit Option For PEBB´s in Emotron FDU2.0 and VFX2.0 AC

drives.”

[26] “Reforming Caps.” [Online]. Available: http://www.electrojumble.org/reforming.htm.


[27] “VFD Capacitor Reforming Procedure.” [Online]. Available:

https://www.practicalmachinist.com/vb/transformers-phase-converters-and-vfd/vfd-

capacitor-reforming-procedure-289895/. [Accessed: 13-Jan-2020].


151

[28] “Reforming Electrolytic Capacitors.” [Online]. Available:

https://www.qsl.net/g3oou/reform.html. [Accessed: 13-Jan-2020].

[29] “Design and Implementation of Firing Circuit for SinglePhase Converter.”

[30] “Thyristor Circuit and Thyristor Switching Circuits.” [Online]. Available:

https://www.electronics-tutorials.ws/power/thyristor-circuit.html. [Accessed: 13-

Jan-2020].

[31] “THREE-PHASE BRIDGE RECTIFIERS (B6).”

[32] “EXPERIMENT 3: THYRISTOR RECTIFIERS.” [Online]. Available:

https://www.engr.siu.edu/staff1/hatz/EE483/LABS/Exp3.html. [Accessed: 13-Jan-

2020].

[33] “Thyristor SCR Firing & Triggering |Circuit Design | Electronics Notes.” [Online].

Available: https://www.electronics-notes.com/articles/analogue_circuits/thyristor-

scr-triac/triggering-firing-circuit-design.php. [Accessed: 13-Jan-2020].

[34] G. Y. Mayoral, “Accionamientos Eléctricos,” 2018.

CONFECCIÓ D'UN APARELL DE RECÀRREGA DE CONDENSADORS ...

Documents

Transcript of CONFECCIÓ D'UN APARELL DE RECÀRREGA DE CONDENSADORS ...