Antena Diplexada para Telecomunicacionespara telecomunicaciones. La antena diplexada combina una...

Antena Diplexada paraTelecomunicaciones

Por

David Serrano Ricardo

Tesis sometida como requisito parcial para obtener el gradode:

Maestro en Ciencias con especialidad en Electronica

en el

Instituto Nacional de AstrofısicaOptica y Electronica

Noviembre 2016

Tonantzintla, Puebla

Supervisada por:

Dr. Alonso Corona ChavezDr. Jose Luis Olvera Cervantes

c©INAOE 2016El autor concede permiso al INAOE para reproducir y distribuir copias

de manera parcial o total de este documento de tesis

Antena Diplexada para Telecomunicaciones

Maestro en Ciencias con especialidad en Electronica

Por:

David Serrano Ricardo

Supervisada por:

Dr. Alonso Corona Chavez

Dr. Jose Luis Olvera Cervantes

Instituto Nacional de Astrofısica Optica y Electronica

Tonantzintla, Puebla. Noviembre 2016

Agradecimientos

A mi familia, especialmente a mis padres Tomas y Victoria, quienes siempre me

apoyaron y ayudaron.

A mis asesores Dr. Alonso Corona Chavez y Dr. Jose Luis Olvera Cervantes por

su guıa y apoyo en el desarrollo de esta tesis.

A la Dr. Tejinder Kaur por su ayuda durante mi estancia en la Universidad de

Guanajuato campus Irapuato-Salamanca.

Al Consejo Nacional de Ciencia y Tecnologıa (CONACyT), por el apoyo economico

brindado para realizacion de mis estudios de maestrıa.

Al Instituto Nacional de Astrofısica, Optica y Electronica (INAOE), por brindar-

me la oportunidad de especializarme.

Al proyecto CB-SEP-2012-01-180061.

A F. Ojeda, F. Mata y Joaquın, mis companeros, quienes me acompanaron durante

esta etapa.

A mi amiga Paola, por su apoyo en los momentos difıciles.

Agradezco a todas las personas que se cruzaron en mi camino, ya que cada una

de ellas, incluso con el encuentro mas trivial, ha influido en lo que soy. Gracias espe-

cialmente a aquellas a las que llamo amigos.

[i]

Resumen

La antena, los filtros y los diplexores juegan un papel importante en los sistemas

de comunicacion inalambrica. En este trabajo se presenta una antena diplexada plana

para telecomunicaciones. La antena diplexada combina una antena parche convencio-

nal y dos filtros pasa de banda de 5 polos con frecuencias centrales a 1,95 GHz y 2,44

GHz.

Los filtros fueron disenados utilizando resonadores cuadrados de lazo abierto de

microcinta. La antena diplexada propuesta se realizada mediante el reemplazo del

ultimo resonador de cada filtro por la antena rectangular. El circuito se desarrollo so-

bre un sustrato Rogers RT5880 (εrel = 2.2, tan δ = 0.0009, 3.15 mm). El circuito

fue simulado, fabricado y medido. Se presentan los resultados experimentales de los

parametros S y del patron de radiacion. Es importante mencionar que los resultados

simulados y experimentales concuerdan.

[ii]

Abstract

Antenna, filters and diplexers play an important role in wireless communication

systems. In this work a planar diplexer- antenna for telecommunications is presented.

The diplexer-antenna combines a conventional patch antenna and two band pass 5-

poles filters with central frequencies at 1.95 GHz and 2.44 GHz.

The filters were designed by using microstrip square loop open resonators. The

proposed diplexer-antenna is achieved when the last resonator of each filter is replaced

by the rectangular antenna. The circuit was developed on a substrate Rogers RT5880

(εrel = 2.2, tan δ = 0.0009, 3.15 mm). The circuit was simulated, fabricated and

measured. Experimental results of S-parameters and radiation pattern are presented.

It is import to mention that simulated and experimental results are in agreement.

[iii]

Indice

Agradecimientos I

Resumen II

Abstract III

1. Introduccion 1

2. Conceptos basicos de antenas 5

2.1. Conceptos basicos de antenas . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 5

2.1.1. Parametros Fundamentales. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 5

2.1.2. Polarizacion. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 9

2.1.3. Antenas de Microcinta. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 10

2.2. Teorıa de filtros para microondas . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 13

2.2.1. Teorıa de Filtros. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 14

2.2.2. Filtro Chebyshev. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 14

2.2.3. Filtro prototipo pasa bajas. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 15

2.2.4. Transformacion de elementos y frecuencias. . . . . . . . . . . . 17

2.2.5. Resonadores. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 19

2.3. Multiplexor Manifold. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 22

3. Diseno y simulacion la antena diplexada 23

3.1. Obtencion de parametros de filtros . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 23

3.2. Filtro Pasa Banda 1.95 GHz . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 26

3.3. Filtro Pasa Banda 2.44 GHz . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 30

3.4. Antena diplexada . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 33

[iv]

INDICE v

4. Resultados experimentales. 38

4.1. Fabricacion . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 38

4.2. Caracterizacion . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 39

4.2.1. Parametros S. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 39

4.2.2. Patron de radiacion. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 41

5. Conclusiones 47

Lista de Figuras 48

Lista de Tablas 51

Bibliografıa 52


vi INDICE

Departamento de Electronica Instituto Nacional de Astrofısica Optica y Electronica

Capıtulo 1

Introduccion

En este primer capıtulo se presenta el estado del arte, trabajos relacionas con el

propuesto en esta tesis, analizando las similitudes y desventajas que estos presentan.

Las comunicaciones inalambricas han tenido un crecimiento en las ultima decadas,

causando la invencion de muchos productos y servicios, como redes inalambricas de

area local, servicios de telefonıa movil, bluetooth, etc.

La antena y filtro son dos componentes indispensables en un sistema de comuni-

caciones inalambricas. La antena es un componente esencial para recibir y transmitir

senales, mientras que el filtro pasa bandas es otro elemento importante que selecciona

la senal en una banda y rechaza las senales no deseadas.

En la mayorıa de los Front-End de RF, el filtro es conectado inmediatamente

despues de la antena. Convencionalmente estos dos componentes son disenados de

manera separada y conectados por una lınea de trasmision, la cual puede degradar la

senal y ocupar espacio adicional en el area del circuito.

Uno de los temas en sistemas de microondas es el diseno de componentes multifun-

cionales, para disminuir el tamano de los circuitos. Para el caso de los Front-End de

RF, es posible integrar en un solo componente la funcion de filtrado y radiacion que

realizan el filtro y antena (figura 1.1). El dispositivo que realiza estas dos funciones

es la filtenna.

[1]

2 1. Introduccion

Figura 1.1: Integracion antena filtro.

Se han realizado trabajos de filtenas que utilizan la antena como el ultimo elemento

de resonancia del filtro [1, 2, 3, 4, 5, 6, 7] en [1, 2] utilizan un inversor de admitancia

adicional entre el filtro y la antena, mientras que [3, 4] la antena sustituye el ultimo

resonador, en [5] tambien utilizan la antena como elemento del filtro, sin embargo, la

conexion es por una via. En [6, 7] utilizan una estructura mas simple que combinan

un resonador con la antena, los cuales actuan como primer y ultimo resonador en

filtena respectivamente.

Otro dispositivo utilizado en comunicaciones inalambricas es el diplexor, el cual,

permite separar senales de un puerto comun en dos caminos. Una aplicacion es aislar

senales de subida (uplink) y de bajada (downlink) las cuales utilizan una sola antena,

por lo tanto no debe de existir transmision entre sus puertos.

Por lo tanto juntando las caracterısticas de antena, filtro y diplexor (figura 1.2),

podemos describir una antena diplexada, la cual permitirıa a dos sistemas separa-

dos compartir una sola antena, como ejemplo, una posible aplicacion es en sistemas

de comunicacion que requieran una comunicacion full duplex. Este dispositivo debe

tener un receptor sensible, debe ser capaz de filtrar las dos senales para rechazar la

interferencia indeseada y tener un gran aislamiento entre los puertos.

En la literatura se han reportado diversos trabajos cuyo fin principal es el aumen-

to del aislamiento entre los puertos en las antenas diplexadas valiendose de tecnicas

como: Electromagnetic Bandgap Structures (EBG) [8] en el cual utilizan lıneas filtran-

tes basadas en estas estructuras, disenadas para tener un comportamiento de filtros

rechaza bandas y es de varias capas. Otro diseno basado en estructuras periodicas es

[9] donde utilizan uniplanar compact photonic bandgap structure (UC-PBG).


3

Figura 1.2: Integracion antena-diplexor.

Trabajos como [10, 11] utilizan GAP waveguide technology (GWG), en la cual no

solo se requiere el diseno de las partes (filtros y antena) ademas se debe disenar la

estructura periodica de pines metalicos. Estos trabajos solo reportan los parametros

S de los resultados de las simulaciones y no reportan datos experimentales, por lo

tanto, al no haber resultados del patron de radiacion no es posible conocer los efectos

de la estructura sobre el patron de radiacion de una antena aislada. Algo importante

a resaltar es que en [10] se utilizan filtros rechaza banda adicionales a los filtros pasa

banda.

Otros trabajos utilizan metamateriales [12, 13, 14]. Sin embargo, estos son mul-

ticapa y en el caso de [12] y [13] solo muestran los parametros S de las simulaciones

de sus disenos al igual que en los casos de GWG omiten el patron de radiacion. Adi-

cionalmente en [13] ocupan un filtro rechaza banda en lugar de un filtro pasabanda y

tienen un ancho de banda angosto.

Un diseno planar, como el de este trabajo de tesis, es el mostrado en [15]. Sin

embargo, este ocupa resonadores pseudo-interdigitales, que aunque son de menor ta-

mano, se requiere dos por cada polo, por lo cual a un mayor grado del filtro se complica

el diseno.

Como se habıa mencionado, un objetivo en el diseno de componentes multifuncio-

nales, es integrar varios componentes en uno solo. Esto es logrado completamente en

los trabajos referentes a filtenas [1, 2, 3, 4, 5, 6, 7], en los cuales integran la antena

con el filtro utilizando la antena como como el ultimo elemento resonador del filtro;

sin embargo, en los trabajos referentes a las antenas diplexadas como [10, 11] la co-

nexion se hace mediante una lınea que alimenta a la antena por medio de un slot. No

es posible decir que estan integrados completamente, ya que la antena es alimentada


4 1. Introduccion

por las salidas de los filtros, como normalmente se realiza cuando son elementos in-

dependientes. De manera similar en [8, 12, 13, 14] utilizan lıneas de transmision a la

cual le anaden una estructura que actua como filtro para alimentar a la antena.

El diseno propuesto en este trabajo, es un diseno en una sola capa, el cual cons-

ta dos filtros pasa banda, disenados con resonadores cuadrados de lazo abierto de

microcinta, los cuales utilizan como ultimo elemento resonador una antena parche

rectangular de doble banda, integrando completamente ambos elementos. La tabla

1.1 muestra un resumen de las caracterısticas principales de los trabajos citados.

Tabla 1.1: Tabla comparativa de trabajos.


Capıtulo 2

Conceptos basicos de antenas

En este capıtulo se presentan definiciones de algunos de los principales parametros

de las antenas que sirven para calificar el rendimiento de estas. Tambien se explica

teorıa de filtros y se da la definicion de resonador. Finalmente se explica la funcion

de un multiplexor Manifold.

2.1. Conceptos basicos de antenas

Para describir el funcionamiento de una antena se requieren varios parametros,

algunos de los parametros estan interrelacionados y no se requiere de todos ellos para

describir el rendimiento de la antena [16].

Como en muchos casos es necesaria una estandarizacion de los parametros para

facilitar la divulgacion y evitar confusiones entre trabajos. La IEEE elaboro un docu-

mento en el cual define los parametros y terminos relacionados con antenas [17]. Este

documento es actualizado regularmente y es utilizado como base de este capıtulo.

2.1.1. Parametros Fundamentales.

Patron de Radiacion

La IEEE define al patron de radiacion como: La distribucion espacial de una

cantidad que caracteriza el campo electromagnetico generado por una antena. La

distribucion se puede expresar como una funcion matematica o como una represen-

tacion grafica. Esta representacion grafica es expresada en coordenadas espaciales

comunmente, cortesanas o polares.

[5]

6 2. Conceptos basicos de antenas

El patron de radiacion se obtiene a partir de los calculos o la medicion de los

campos de la antena. Si se grafican los campos electrico o magnetico es llamado patron

de campo de amplitud y en el caso de graficar la densidad de potencia se llama patron

de amplitud de potencia. Usualmente el patron de radiacion es graficado en decibeles

(dB) y se normaliza respecto al valor maximo [16].

Lobulos

Los lobulos son partes del patron de radiacion, la IEEE tambien tiene una defini-

cion de cada uno de estos y pueden ser clasificados como:

Lobulo posterior. Un lobulo de radiacion cuyo eje forma un angulo de aproxima-

damente 180 grados con respecto al eje del haz de una antena.

Lobulo mayor. El lobulo de radiacion que contiene la direccion de maxima radia-

cion.

Lobulo menor. Cualquier lobulo de radiacion, excepto un lobulo principal.

Lobulo lateral. Un lobulo de radiacion en cualquier direccion distinta de la del

lobulo mayor. El lobulo mas grande de los lobulos menores.

Otra definicion relacionada con los lobulos es el haz de una antena, el cual se

define como el lobulo mayor del patron de radiacion de una antena. En la figura 2.1

se muestra un patron de radiacion, en los cuales se pueden observar los distintos tipos

de lobulos.

Directividad

Una definicion util es la de un radiador isotropico, el cual es una antena hipotetica

sin perdidas, que tiene una intensidad de radiacion igual en todas las direcciones y

que ayuda sirviendo como referencia para expresar otra caracterıstica de las antena;

la directividad.

La directividad de una antena se define como la relacion entre la intensidad de la

radiacion en una direccion dada de la antena y la intensidad de la radiacion media

de todas las direcciones. La intensidad media de radiacion es igual a la potencia total

radiada por la antena dividida por 4π. Si la direccion no se especifica, se da a entender

que se refiere a la direccion de la intensidad maxima de radiacion.

D =U

U0

=4πU

Prad. (2.1.1)


2.1 Conceptos basicos de antenas 7

Figura 2.1: (a) Grafica 3D del patron de radiacion. (b) Grafica lineal del patron de radiacion. Tomadode [16].

Una antena direccional es aquella que tiene la propiedad de emision o recepcion

de ondas electromagneticas de manera mas eficaz en algunas direcciones que en otras.

Este termino se aplica generalmente a una antena cuya directividad maxima es sig-

nificativamente mayor que la de un dipolo de media onda. En cambio, una antena

omnidireccional es definida como aquella que tiene un patron no direccional en un

plano dado y un patron direccional en cualquier plano ortogonal.

Planos principales

Los planos E y H, son los usados generalmente para describir el desempeno de una

antena. El plano E se define como el plano que contiene el vector de campo electrico

y la direccion de maxima radiacion y el plano H como el plano que contiene el vector

de campo magnetico y la direccion de maxima radiacion.

Usando la figura 2.2 con un patron omnidireccional como ejemplo, podemos ver

que tienen un numero infinito de planos principales E (φ = φc) y un director de plano

H (φ = 90).



Figura 2.2: Patron de radiacion omnidireccional. Tomado de [16].

Intensidad de radiacion

Parametro de campo lejano y se define como: en una direccion dada, la potencia

radiada desde una antena por unidad de angulo solido y sus unidades son Watt sobre

unidad de angulo solido (W/unidad de angulo solido) Se puede obtener mediante la

ecuacion 2.1.2.

U = r2Wrad. (2.1.2)

Donde Wrad(W/m2)=densidad de radiacion.

Ancho de haz

Relacionado con el patron de radiacion, el ancho de haz de un patron se define

como el angulo entre dos puntos identicos opuestos en el maximo del patron de ra-

diacion. Se utiliza a menudo para observar como el ancho del haz disminuye y los

lobulos laterales aumentan y viceversa. Otro uso es para evaluar la resolucion de la

antena, ya que si el haz es muy ancho, esta no podrıa distinguir entre dos fuentes de

radiacion adyacentes u objetivos de radar [16].



Uno a los haz a los que mas se le hace referencia, es el haz de potencia mitad

(HPBW), el cual se define como en un corte del patron de radiacion que contiene la

direccion del maximo de un lobulo, el angulo entre las dos direcciones en el que la

intensidad de la radiacion es la mitad del valor maximo mostrado en la figura 2.1.

Ganancia

La ganancia de una antena se define como la razon de la intensidad de radiacion,

en una direccion dada, con la radiacion de intensidad que se obtendrıa si la potencia

aceptada por la antena fuera radiada isotropicamente. Se puede expresar mediante la

ecuacion 2.1.3.

Gain = 4πradiation intensity

total input (accepted)power. (2.1.3)

2.1.2. Polarizacion.

La IEEE define la polarizacion de una antena, en una direccion dada, como la

polarizacion de la onda transmitida por la antena. Cuando la direccion no se indica,

se toma como la polarizacion en la direccion de ganancia maxima. Por lo tanto es

necesario definir la polarizacion de una onda, esta puede ser radiada o recibida por

una antena.

La onda radiada por una antena en una direccion especıfica y en un punto de su

campo lejano, es la polarizacion de la onda plana que se utiliza para representar la

onda radiada en ese punto. En cualquier punto en el campo lejano de una antena,

la onda radiada puede ser representada por una onda plana cuya fuerza de campo

electrico es la misma que la de la onda y cuya direccion de propagacion es en la

direccion radial de la antena.

Mientras que la polarizacion receptora de una antena, se define como la polariza-

cion de una onda plana incidente desde una direccion dada y que tiene una potencia

de densidad de flujo dada, que da lugar a la maxima potencia disponible en los ter-

minales de la antena.

Las caracterısticas de la polarizacion de una antena pueden ser simbolizadas por

su patron de polarizacion el cual esta definido como: la distribucion espacial de las

polarizaciones de un vector de campo excitado por una antena ocupando su esfera de



radiacion. En cada punto de la esfera de radiacion, la polarizacion suele resolverse en

un par de polarizaciones ortogonales, la co-polarizacion y la polarizacion cruzada.

Co-polarizacion representa la polarizacion de la antena que esta destinada a irra-

diar (recibir), mientras que la polarizacion cruzada representa la polarizacion ortogo-

nal a la polarizacion especıfica, que suele ser la co-polarizacion [16].

2.1.3. Antenas de Microcinta.

Otro nombre que reciben son antenas parche, estas antenas son de facil fabricacion

y son muy versatiles en cuanto a la frecuencia de resonancia, la polarizacion, el patron

y la impedancia ya que se puede cambiar la forma modificando sus caracterısticas. En

caso de requerir una mayor robustez mecanica, se colocan sobre superficies rıgidas.

Algunas formas que son utilizadas por si facilidad de analisis y fabricacion son cua-

drada, rectangular, dipolo y circular, aunque como se menciono otras formas pueden

ser utilizadas como triangular o anillo, ilustradas en la figura 2.3.

Figura 2.3: Formas de antenas microcinta.

Como se menciono, estas antenas estan basadas en tecnologıa microcinta, por lo

que su estructura consta de un plano de tierra, substrato de altura h y un conductor

de grosor t. En la figura 2.4 se muestra una antena parche rectangular con un largo

L y un ancho W, en la cual t λ0 donde λ0 es la longitud de onda en el espacio

libre y normalmente las dimensiones de L estan en el rango de λ0/3 < L < λ0/2 y la

constante dielectrica entre los valores 2.2 ≤ εr ≤ 12.

Los substratos gruesos, cuya constante dielectrica es baja proporcionan: una mejor

eficiencia, mayor ancho de banda, campos debilmente ligados para radiacion en el

espacio, pero a costa de mayor tamano del elemento. Por el contrario, substratos



delgadas con constantes dielectricas mas altas, son deseables para los circuitos de

microondas ya que requieren campos fuertemente unidos para minimizar radiacion y

acoplamiento no deseado, lo que resulta en tamanos de elementos mas pequenos, sin

embargo, debido a sus mayores perdidas son menos eficientes y tienen anchos de banda

relativamente pequenos. Ya que las antenas de microcinta a menudo se integran con

otros circuitos de microondas, debe de existir un balance entre el buen desempeno de

la antena y desempeno de los circuitos [16].

Figura 2.4: Antenas de microcinta. Tomado de [16].

Existen varios metodos para el analisis de antenas de microcinta, las mas populares

son: lınea de trasmision, cavidad y onda completa. Dependiendo del grado de precision

o sencillez que se desea se realiza la seleccion de alguno.

El modelo de lınea de trasmision considera dos bordes de la antena como aperturas

que radian (slots), cada uno con una ancho W y una altura h, separadas por una

distancia L. Es el mas sencillo y no es muy preciso, sin embargo, ofrece una buena

aproximacion fısica.

Debido a las dimensiones finitas de longitud y anchura de la antena, se presentan

efectos de borde en la antena, estos efectos de borde son afectados por las dimensiones

de la antena y la altura del substrato. Como se ve en la figura 2.5 las lıneas de

campo electrico se mueven en dos medios, el aire y el substrato, residiendo mas en el

substrato.



Figura 2.5: Lıneas de campo electrico. Tomado de [16].

Ya que las ondas viajan en dos medios, se supone una permitividad electrica

efectiva εreff , que puede ser calculada con la ecuacion 2.1.4, con la cual se asume

un solo medio homogeneo, en el que las caracterısticas electricas son las mismas,

particularmente la constante de propagacion.

εreff =εr + 1

2+εr + 1

2

[1 + 12

h

W

]−1/2

(2.1.4)

Figura 2.6: Permitividad electrica efectiva. Tomado de [16].

El efecto de borde tiene como consecuencia que la antena sea electricamente mas

grande a las dimensiones fısicas, el aumento de la longitud L (∆L) se puede calcular

mediante la ecuacion 2.1.5, mientras que la longitud efectiva (Leff ) se calcula utili-

zando la ecuacion 2.1.6 y la frecuencia de operacion (fr) esta dada por la ecuacion

2.1.7.

∆L

h= 0.412

(εreff + 0.3)(Wh

+ 0.264)

(εreff − 0.258)(Wh

+ 0.8) (2.1.5)

Leff = L+ 2∆L (2.1.6)

(fr) =1

2L√ε0√µ0ε0

=ν0

2L√εr

(2.1.7)


2.2 Teorıa de filtros para microondas 13

El diseno una antena rectangular de microcinta, se pude resumir en los siguientes

pasos [16].

1. Escoger el substrato, con base en la altura (h) y la constante dielectrica del

substrato (εr).

2. La frecuencia de operacion fr.

3. Definidos los parametros se procede a determinar W y L. El ancho se pude

calcular con la ecuacion 2.1.8.

W =1

2fr√µ0ε0

√2

εr + 1=

ν02fr

√2

εr + 1(2.1.8)

Donde ν0 (velocidad de la luz en el espacio libre).

4. La longitud L se puede calcular mediante la ecuacion 2.1.9.

L =1

2fr√εreff√µ0ε0

− 2∆L (2.1.9)

Como se menciono anteriormente se hace uso de permitividad electrica efectiva, y

se toma en cuenta los efectos de borde en el momento de calcular el tamano fısico de

la antena rectangular.

El modelo de lınea de transmision es sencillo y da como resultado una aproxima-

cion aceptable. Un problema es la anchura W, ya que algunas veces puede resultar

mayor a la longitud L y aunque es el tamano para logar una radiacion eficiente, supone

un problema en caso de requerir miniaturizar la antena.

2.2. Teorıa de filtros para microondas

Podemos definir un filtro como una red de dos puertos utilizada para controlar la

respuesta de la frecuencia en un cierto punto de un sistema de RF o de microondas

[18]. De acuerdo a su respuesta en frecuencia, en la banda de paso o en la banda

de rechazo, puede ser clasificados en: filtro pasa bajas (LPF por sus siglas en ingles

low-pass filter), filtro pasa banda (BPF por sus siglas en ingles bandpass filter) y filtro

rechaza banda (BEF por sus siglas en ingles band-elimination filter).



2.2.1. Teorıa de Filtros.

La funcion de transferencia de una red de dos puertos representa matematicamente

la respuesta de la red y describe al parametro dispersion S21. Para un filtro sin perdidas

la funcion de transferencia esta representada por la ecuacion 2.2.1.

|S21(jΩ)|2 =1

1 + ε2F 2n(Ω)

(2.2.1)

Donde ε es la constante de rizo, Fn(Ω) representa la funcion caracterıstica y Ω es

una frecuencia variable, para un prototipo de filtro pasa bajas, Ω es una frecuencia

radian variable, con una frecuencia de corte Ω = Ωc con Ωc = 1 (rad/s). La perdida

por insercion del filtro puede ser estimada mediante la ecuacion 2.2.2.

LA(Ω) = 10 log1

|S21(jΩ)|2 dB (2.2.2)

Y dado que:

|S11|2 + |S21|2 = 1 (2.2.3)

Para una red de dos puertos pasiva, las perdidas por retorno pueden ser calculadas

por la ecuacion 2.2.4.

LR(Ω) = 10 log[1− |S21(jΩ)|2] dB (2.2.4)

2.2.2. Filtro Chebyshev.

La respuesta de un filtro Chebyshev presenta un rizado constante en la banda de

paso (LAr) y plana en la banda de rechazo [19]. La funcion de transferencia de este

tipo de respuesta esta dada por la ecuacion 2.2.5.

|S21(jΩ)|2 =1

1 + ε2T 2n(Ω)

(2.2.5)



Donde la constante de rizo ε, dada por la ecuacion 2.2.6, esta relacionada al rizo

de la banda de paso LAr en dB. Tn(Ω) representa la funcion de Chebyshev de orden

n.

ε =

√10LAr10− 1 (2.2.6)

Figura 2.7: Respuesta de un filtro pasa bajas Chebyshev. Tomado de [19].

2.2.3. Filtro prototipo pasa bajas.

Un filtro prototipo pasa bajas es un filtro en el cual los valores de sus elementos

se normalizan para que la resistencia de la fuente o la conductancia sean igual a

uno, denotado por g0 = 1 y Ωc = 1 (rad/s). Por ejemplo, la figura 2.8 muestra dos

posibles formas de un filtro prototipo pasa bajas de n polos, incluyendo Butterworth,

Chebyshev, y las respuestas de Gauss [19].

En la figura 2.8, gi para i = 1 hasta n, puede representar la inductancia de un

inductor en serie o la capacitancia de un capacitor en corto y n es el numero de

elementos reactivos. Si g1 es una capacitancia en corto o una inductancia en serie,

entonces g0 se define como la resistencia de la fuente o la conductancia fuente [19].

Del mismo modo, si gn es la capacitancia en corto o la inductancia en serie, gn+1 se

convierte en la resistencia de carga o la conductancia. A menos que se especifique lo

contrario, las unidades de la inductancia estan en henrios, la capacitancia en faradios,

la resistencia en ohmios y la conductancia en las mhos [19].



Figura 2.8: Filtros prototipo pasa bajas para cualquier numero n de polos (a) una estructura de redde escalera y (b) es dual. Tomado de [19].

Para los filtros prototipo pasa bajas Chebyshev con un rizado constante en la

banda de paso LAr dB y con frecuencia de corte Ωc = 1 los valores de los elementos

para una red de dos puertos como la mostrada en la figura 3.2 pueden ser obtenidos

mediante el uso de las ecuaciones 2.2.7 a 2.2.12.

g0 = 1.0 (2.2.7)

g1 =2

γsin( π

2n

)(2.2.8)

g1 =1

gn+1

4 sin[ (2i−1)π2n

] · sin[ (2i−3)π2n

]

γ2 + sin2[ (i−1)πn

]para i=2,3,. . . n (2.2.9)

gn+1 =

1.0 para n impar

coth2(β4

)para n par

(2.2.10)

β = ln

[coth

(LAr

17.37

)](2.2.11)

γ = sinh

(β

2n

)(2.2.12)



2.2.4. Transformacion de elementos y frecuencias.

La transformacion de frecuencia, que tambien se conoce como asignacion de fre-

cuencia, se requiere para asignar una respuesta en el dominio de la frecuencia Ω del

filtro prototipo pasa bajas, al dominio de la frecuencia ω en la que una respuesta

de un filtro, ya sea pasa bajas, pasa altas, pasa banda y de supresion de banda se

expresan. La transformacion de frecuencia tendra un efecto en todos los elementos

reactivos, pero no sobre los elementos resistivos [19].

Ademas de la asignacion de frecuencia, tambien se requiere de un ajuste de im-

pedancia para realizar la transformacion de elementos. El ajuste de impedancia se

eliminara la normalizacion g0 = 1 y se ajusta el filtro para trabajar para cualquier

valor de impedancia de la fuente Z0. Se define un factor de ajuste de impedancia γ0

[19].

γ0 =

Z0

g0para g0 siendo la resistencia

g0Y0

para g0 siendo la condutancia(2.2.13)

Donde Y0 = 1/Z0 es la admitancia de la fuente. Se aplica el ajuste de la impedancia

del filtro de tal manera que no tiene efecto en la forma de respuesta.

L→ γ0L (2.2.14)

C → C/γ0 (2.2.15)

R→ γ0R (2.2.16)

G→ G/γ0 (2.2.17)

Debido a que g es independiente de la transformacion de frecuencia, la siguiente

transformacion de elemento resistivo es valida para cualquier tipo de filtro:

R→ γ0g (2.2.18)

G→ g/γ0 (2.2.19)



Transformacion a filtro pasa banda.

Para una respuesta prototipo de filtro pasa bajas que debe ser transformada a

una respuesta tipo pasa banda que tiene una banda de paso ω2 − ω1, donde ω1 y ω2

indican la frecuencia angular de la banda de paso, la transformacion de frecuencia

requerida esta dada por la ecuaciones 2.2.20, 2.2.21 y 2.2.22.

Ω =Ωc

FBW

(ω

ω0

− ω0

ω

)(2.2.20)

FBW =ω2 − ω1

ω0

(2.2.21)

ω0 =√ω1ω2 (2.2.22)

Donde ωo indica la frecuencia angular central y FBW se define como el ancho de

banda fraccional. Si se aplica esta transformacion de frecuencia a un elemento reactivo

g del prototipo pasa bajas se utiliza la ecuacion 2.2.23.

jΩg = jωΩcg

FBWω0

+1

jω

Ωcω0g

FBW(2.2.23)

Lo que implica que un elemento g inductivo/capacitivo en el prototipo filtro pasa

bajas se transformara en un circuito resonante LC en serie/paralelo en el filtro de pasa

banda. Los elementos para el resonador LC en serie son definidos por las ecuaciones

2.2.24 y 2.2.25.

Ls =

(Ωc

FBWω0

)γ0g (2.2.24)

Cs =

(FBW

ω0Ωc

)γ0g (2.2.25)

Donde el ajuste de impedancia se ha tenido en cuenta. Del mismo modo, los

elementos para el resonador LC paralelo en el filtro de paso de banda son definidos

por las ecuaciones 2.2.26 y 2.2.27.

Cp =

(Ωc

FBWω0

g

γ0

)(2.2.26)



Lp =

(FBW

ω0Ωc

)γ0g

(2.2.27)

Figura 2.9: Transformacion de filtro prototipo pasa bajas a filtro pasa banda. (a) transformacion deelementos basicos (b) Filtro pasa banda basado en transformacion. Tomado de [19].

2.2.5. Resonadores.

Un resonador de microcinta es cualquier estructura que es capaz de contener al

menos un campo electromagnetico oscilante y pueden ser clasificados como: resona-

dores de elementos concentrados o quasilumped y resonadores de lınea de transmision

o resonadores de parche [19].

Los resonadores de microondas se utilizan en una variedad de aplicaciones, inclu-

yendo filtros, osciladores, medidores de frecuencia y amplificadores sintonizados. El

funcionamiento de los resonadores de microondas es muy similar al de los resonadores

de elementos concentrados de la teorıa de circuitos [18]. En las frecuencias cerca de

la resonancia, un resonador de microondas por lo general puede ser modelado por un

circuito equivalente de elementos concentrados RLC en serie o paralelo.

Los resonadores de elementos concentrados son mostrados en la figura 2.10 (a) y

los quasilumped en la figura 2.10 (b). Su frecuencia de resonancia es ω0 = 1/√LC.

Los resonadores mostrados en la figura 2.10 (c) y 2.10 (d) son denominados como

resonadores de cuarto de longitud de onda, ya que son λg0/4 de longitud, donde λg0

es la longitud de onda de la frecuencia resonante fundamental f0. Tambien pueden

resonar a frecuencias mas altas cuando f ≈ (2n− 1)f0 para n=2,3,... [19]



El resonador de media longitud de onda, se muestra en la figura 2.10 (e). Su

longitud es de λg0/2 de su frecuencia de resonancia fundamental, y tambien puede

resonar en f ≈ nf0 para n = 2, 3,...

Otros resonadores son los tipo parche como los de la figura 2.10 (g) y 2.10 (h), los

cuales tienen una ventaja de menores perdidas por conduccion en comparacion con

los anteriores resonadores mencionados, aunque tienden a tener una fuerte radiacion

[19].

Figura 2.10: Algunos resonadores microstrip tıpica: (a) Resonador de elementos concentrados; (b)Resonador de elementos quasilumped (c) Resonador de λg0/4 de lınea (shunt-series resonance);(d)Resonador de λg0/4 de lınea (shunt-parallel resonance) (e) Resonador de λg0/2 de lınea (f) resonadorde anillo; (g) resonador de parche circular; (H) resonador de parche triangular. Tomado de [19].



Uno de los resonadores mas utilizados en filtros es el resonador cuadrado de lazo

abierto, el cual se forma mediante el doblamiento de un resonador recto como se

muestra en la figura 2.11.

Figura 2.11: Doblamiento de un resonador para formar un resonador cuadrado de lazo abierto.

Un parametro importante de un circuito resonante es su Q o factor de calidad,

que se define como:

Q = ωenergıa almacenada

energıa perdida/segundos(2.2.28)

El factor de calidad Q es una medida de perdida del circuito de resonancia, una

baja perdida implica un mayor Q [18]. Los mecanismos de perdidas mas importantes

son perdidas por conductor, perdidas por dielectrico y perdidas por radiacion, las

cuales pueden representarse por la resistencia del circuito equivalente. Una red externa

conectada al resonador introduce perdidas adicionales. La Q del propio resonador, sin

tener en cuenta los efectos externos, se denomina Q descargada y se denota como Q0

y tomando en cuenta las perdidas antes mencionadas puede ser calculada mediante

la ecuacion 2.2.29.

1

Q0

=1

Qc

+1

Qd

+1

Qr

(2.2.29)

Sin embargo, un resonador, en la practica, esta acoplado a otros circuitos, lo que

cambiara el valor de la Q cargada denotada como QL, del circuito y puede calcularse

con la ecuacion 2.2.30.

1

QL

=1

Qe

+1

Q0

(2.2.30)



2.3. Multiplexor Manifold.

En algunas aplicaciones, de una sola antena, deben ser separados los canales para

permitir el enrutamiento y el procesamiento por separado evitando la interferencia

entre canales.

Un multiplexor puede dividir senales de un puerto comun en muchos caminos

diferentes dependiendo de la frecuencia. Un diplexor divide las senales de entrada de

un puerto comun en dos senales, una forma de realizarlo es mediante el uso de filtros

ya sean pasa bajas, pasa altas o filtros pasa banda.

La configuracion de multiplexor Manifold se muestra en la figura 2.12, esta confi-

guracion es vista como la eleccion optima en cuanto a la miniaturizacion y perdidas

de insercion. Este tipo de multiplexor requiere un filtro por canal y que todos esten

activos al mismo tiempo [20].

Figura 2.12: Multiplexor Manifold. Tomado de [20].


Capıtulo 3

Diseno y simulacion la antena

diplexada

En este capıtulo se presenta el diseno y simulacion de dos filtro Chebyshev de

cinco polos. Posteriormente, los filtros se acoplaron a un antena parche rectangular

para formar la antena diplexada.

3.1. Obtencion de parametros de filtros

Se disenan dos filtros Chebyshev de cinco polos. Las caracterısticas del primer filtro

son: como frecuencia central 1.95 GHz y un ancho de banda de 3 %. Para el segundo

filtro la frecuencia central es 2.44 GHz y un ancho de banda de 5 %. Se utilizo el

sustrato Rogers RT5880 el cual tiene una εrel = 2.2 y una tangente de perdidas de

tan δ = 0.0009. El arreglo de los filtros pasabanda, disenados con resonador cuadrados

de lazo abierto de microcinta, se muestra en la figura 3.1. Las frecuencias fueron

escogidas debido a la variedad de aplicaciones, por ejemplo 1.95 GHz se utiliza en

telefonos inalambricos y en tecnologıa GSM, mientras que la 2.44 se utiliza en Wi-

Fi y Bluetooth, adicionalmente estas bandas estan cercanas por lo que el efecto de

filtrado y diplexado puede ser observado.

[23]

24 3. Diseno y simulacion la antena diplexada

Figura 3.1: Arreglo basico de filtro Chebyshev de cinco polos.

Mediante los parametros g de un filtro prototipo pasa bajas para una frecuencia

normalizada Ωc = 1, los cuales pueden ser encontrados en la literatura, por ejemplo

en [21], se pueden calcular los parametros necesarios para el diseno de un filtro pasa

banda.

Los parametros calculados con los valores de los parametros g son:

1. El factor de calidad externo del resonador de entrada ,Qe1, se calcula mediante

la ecuacion 3.3.1.

Qe1 =g0g1FBW

(3.1.1)

2. El factor de calidad externos del resonador de salida, Qen, se puede obtener

mediante la ecuacion 3.2.1.

Qen =gngn+1

FBW(3.1.2)

3. El coeficiente de acoplamiento entre los resonadores adyacentes i e i+1, Mi,i+1,

se obtiene utilizando la ecuacion 3.1.3.

Mi,i+1 =FBW√gigi+1

(3.1.3)

Una vez conocidos los parametros del filtro pasa banda, se utiliza un simulador

electromagnetico para obtener los factores de calidad y coeficientes de acoplamiento


3.1 Obtencion de parametros de filtros 25

calculados de manera fısica. En nuestro caso se utilizo el software Sonnet [22]. Es im-

portamte mencionar que en todas las simulaciones se asumio que no existıan perdidas

por conduccion.

En la figura 3.2 (a) se muestra la estructura utilizada en la simulacion para obtener

los factores de calidad de los resonadores de entrada y salida del filtro pasa banda.

El puerto de salida tiene un acoplamiento debil con el resonador lo que implica que

el factor de calidad es muy alto idealmente infinito Qe2 =∞.

La figura 3.2 (b) muestra el parametro S21 de la estructura. De esta grafica pode-

mos extraer el factor de calidad externo Qe, ya que esta relacionado con la frecuencia

central y el ancho de banda a tres dB. El calculo de Qe se realiza utilizando la ecuacion

3.1.4 y para modificar este parametro se aumenta o disminuye la distancia p.

Qe =f0∆f

(3.1.4)

(a) (b)

Figura 3.2: (a)Arreglo para calculo de factor de calidad externo. (b)Simulacion a 2.45 GHz.

Para obtener el factor de acoplamiento entre dos resonadores adyacentes se utiliza

el arreglo de la figura 3.3 (a). Se utilizan dos resonadores identicos y un acoplamiento

debil en los dos puertos de alimentacion. El coeficiente de acoplamiento se ve modi-

ficado por el espaciamiento K.

La figura 3.3 (b) muestra el parametro S21 de la estructura. Se pueden observar dos

picos, los cuales corresponden a las frecuencias de resonancia de los resonadores. La

frecuencia central de estos picos son los utilizados para calcular factor de acoplamiento

M entre los resonadores mediante la ecuacion 3.1.5.



Mi,i+1 =f 22 − f 2

1

f 22 + f 2

1

(3.1.5)

(a)

(b)

Figura 3.3: (a)Arreglo para calculo de factor de acoplamiento. (b)Simulacion a 2.45 GHz.

3.2. Filtro Pasa Banda 1.95 GHz

Como se menciono anteriormente, el primer filtro se diseno para operar a una

frecuencia central 1.95 GHz, un ancho de banda FBW=3 % y un rizo de 0.1 dB,

utilizando resonadores cuadrados de lazo abierto.

El tamano del resonador en milımetros se muestra en la figura 3.4 mientras que

en la figura 3.5 se da una representacion grafica de la variacion del espaciamiento

S respecto a la frecuencia. En la grafica se observa que a una mayor distancia S la

frecuencia aumenta, esto es debido a que la longitud del resonador disminuye y por

lo tanto la frecuencia aumenta.


3.2 Filtro Pasa Banda 1.95 GHz 27

Figura 3.4: Resonador cuadrado de lazo abierto 1.95 GHz.

Figura 3.5: Variacion de la distancia S contra la frecuencia

Ya que se disenaron los resonadores, se pasa a la obtencion de los parametros del

filtro, para esto se utilizan los los parametros g de prototipo pasa bajas, los cuales

para este caso, son los mostrados en la tabla 3.1.

Tabla 3.1: Valores de G para filtro de 1.95 GHz.



Utilizando las ecuaciones 3.1.1, 3.1.2 y 3.1.3 se calculan los factores de calidad

externos y los coeficientes de acoplamiento entre resonadores. Los valores calculados

fueron: Qe1 = Qe6 = 38.2266667, M12 = M23 = 0.02392363, M34 = M45 = 0.01823003.

Utilizando el arreglo de la figura 3.2 (a) y mediante la ecuacion 3.1.4 se obtiene

la dimension de la distancia p. En la figura 3.6 se muestra la grafica del factor de

calidad externo conforme a la variacion de distancia p. La distancia que aproxima el

valor calculado anteriormente es de 10.2 mm.

Figura 3.6: Grafica del factor de calidad externo Qe.

Para obtener la distancia K correspondiente al factor de acoplamiento entre reso-

nadores, se utilizo la figura 3.3 (b) y la ecuacion 3.1.5. El factor de acoplamiento entre

resonadores es graficado en la figura 3.7. Los valores de la distancia K aproximados

a los calculados se presentan cuando: K12 = K45 = 5.8 mm y K23 = k34 = 6.6 mm.



Figura 3.7: Grafica del factor de acoplamiento M.

Una vez extraıdos los valores de las distancias p y K, correspondiente a los factores

de calidad y acoplamientos entre resonadores respectivamente, se ocupa el arreglo de

la figura 3.1.

Los parametros S11 y S21 que describen la respuesta del filtro son mostrados

en la figura 3.8. La simulacion muestra una perdida por insercion, debido al rizo

caracterıstico de los filtros Chebyshev, maxima de -0.5 dB en la banda de paso y

una perdida por reflexion mınima de -9.1 dB dentro de la banda de paso. El ancho de

banda correspondiente a la banda de paso es de 0.148 GHz o su equivalente porcentual

de 6.1 %

Figura 3.8: Simulacion del filtro. Parametros S11 y S21.



3.3. Filtro Pasa Banda 2.44 GHz

El segundo filtro se disena para operar a una frecuencia central 2.44 GHz un ancho

de banda FBW=5 % y un rizo de 0.01 dB.

Para este filtro tambien se utilizaron resonadores cuadrados de lazo abierto, las

dimensiones en este caso son mostradas en la figura 3.9 y la figura 3.10 corresponde

a la grafica de variacion de la distancia S respecto a la frecuencia.

Figura 3.9: Resonador cuadrado de lazo abierto 2.44 GHz.

Figura 3.10: Variacion de la distancia S contra la frecuencia

Los valores de los parametros g utilizados en este caso, son mostrados en la tabla

3.2. Es importante mencionar que el proceso de diseno es el mismo al del primer filtro.

Nuevamente para el calculo los factores de calidad externos y los coeficientes de

acoplamiento entre resonadores se utilizaron las ecuaciones 3.1.1, 3.1.2 y 3.1.3. Los

valores calculados fueron: Qe1 = Qe6 = 15.126, M12 = M23 = 0.05033086, M34 =

M45 = 0.03485172 .



Tabla 3.2: Valores de G para filtro de 2.44 GHz.

Al igual que en filtro anterior, utilizando el arreglo de la figura 3.2 (a) y mediante

la ecuacion 3.1.4 se obtiene la dimension de la distancia p. En este caso la figura

3.11 se muestra la grafica de del factor de calidad externo conforme a la variacion

de distancia p. La distancia que aproxima el valor calculado anteriormente es de 9.7

mm.

Se repite el uso de la figura 3.3 (b) y la ecuacion 3.1.5 para obtener la distancia K

correspondiente al factor de acoplamiento entre resonadores. El factor de acoplamiento

entre resonadores es graficado en la figura 3.12. Los valores de la distancia K apro-

ximados a los calculados se presentan cuando: K12 = K45 = 3.6 mm y K23 = K34 =

4.6 mm.

Figura 3.11: . Grafica del factor de calidad externo Qe.



Figura 3.12: . Grafica del factor de calidad externo Qe.

Finalmente, en la figura 3.13 se muestran los parametros S11 y S21 de la simulacion

utilizando el arreglo de la figura 4.1. Esta simulacion muestra una perdida por inser-

cion maxima de -0.38 dB en la banda de paso y una perdida por reflexion mınima de

-10.7 dB dentro de la banda de paso. El ancho de banda correspondiente a la banda

de paso es de 0.062 GHz o su equivalente porcentual de 3.2 %.

Figura 3.13: Simulacion del filtro. Parametros S11 y S21.


3.4 Antena diplexada 33

3.4. Antena diplexada

Como se habıa mencionado, este trabajo trata de integrar un diplexor con una

antena, el diplexor se realiza mediante los filtros antes disenados. La antena que se

propone es una antena parche rectangular, la cual se utiliza como un resonador y

reemplaza tanto al quinto resonador del filtro como el puerto de salida, ası, el ultimo

elemento del filtro se convierte en un elemento que radia.

Como se utiliza una unica antena esta debe de trabajar en doble banda. Para

trabajar en dos bandas, la antena parche rectangular debe ser excitada en ambos

lados y cada lado representa un resonador.

Debido a que la antena es utilizada como un resonador, se puede utilizar el mismo

metodo utilizado para diseno de filtros anteriormente descrito, considerando que cada

filtro debe colocarse para excitar el lado correspondiente de la antena.

En la figura 3.14 (a) se muestra el arreglo utilizado para obtener el factor de

acoplamiento entre el resonador y la antena parche para la frecuencia de 2.4 GHz,

mientras que la figura 3.10 (b) corresponde al acoplamiento entre el resonador y la

antena parche para la frecuencia de 1.95 GHz.

(a)

(b)

Figura 3.14: Arreglo para calculo de factor de acoplamiento.(a)2.4 GHz. (b)1.95 GHz



El factor de acoplamiento varıa dependiendo de la distancia K entre el resonador

y la antena. En la figura 3.15 se grafica el factor de acoplamiento de un resonador del

filtro de 1.95 GHz acoplado con la antena respecto a la variacion de la distancia K.

La figura 3.16 corresponde el caso para del filtro de 2.44 GHz.

Figura 3.15: Grafica del factor de calidad de acoplamiento M entre resonador y antena a 1.95GHz.

Figura 3.16: Grafica del factor de calidad de acoplamiento M entre resonador y antena a 2.44GHz.



Finalmente se realiza la sustitucion en el arreglo de los filtros del ultimo resonador

y puerto de salida de cada filtro por la antena parche. Se uso como base la estructura

de la figura 3.1, con la diferencia de utilizar solo cuatro resonadores y la antena

como ultimo elemento, esto se realiza en ambos filtros, excitando las dos bandas de

la antena. La estructura final de la antena diplexada es mostrada en la figura 3.17

Una consideracion importante, es que se realizo una sintonıa fina, esto significa que

se modificaron las distancias entre resonadores y el ultimo resonador con la antena.

La figura 3.13 muestra la estructura de la antena diplexada y sus dimensiones en

milımetros.

El proceso de sintonıa fina se realizo debido a que, aunque en las simulaciones

de los filtros se observo una respuesta cercana a los parametros propuestos, el meto-

do de diseno de filtros considera la interaccion solamente entre dos resonadores, sin

embargo, en la antena diplexada existe interaccion de mas elementos que no fue con-

siderada. Aunque se pudo realizar una sintonıa fina durante el diseno de los filtros,

se considero innecesario, ya que se tendrıa que realizar una segunda sintonıa fina en

el momento de realizar la sustitucion del ultimo resonador por la antena.

Los resultados de la simulacion de la antena diplexada, son mostrados en la figura

4.18. La figura 4.18 (a) corresponde a la banda de 2.44 GHz, donde muestra una

perdida por insercion maxima de -28 dB y considerando una perdida por insercion

mınima de -10 dB, el ancho de banda es de 0.12 GHz o su equivalente porcentual

de 5 %. El caso de la banda de 1.95 GHz es mostrado en la figura 4.18 (b), donde

muestra una perdida por insercion maxima de -21.5 dB y al igual que en el caso

anterior, considerando una perdida por insercion mınima de -10 dB, el ancho de

banda es de 0.055 GHz o su equivalente porcentual de 2.8 %. Finalmente las perdidas

por insercion del dispositivo son mostradas en el figura 4.18 (c), se puede ver que se

tiene un buen aislamiento entre puertos al presentar -38 dB en las bandas de paso.



Figura 3.17: Estructura y medidas en milımetros de la antena diplexada



(a)

(b)

(c)

Figura 3.18: Simulacion de la antena diplexada. (a) Parametro S11 filtena 2.44GHz. (b) ParametroS22 filtena 1.95GHz. (c) Parametro S21.


Capıtulo 4

Resultados experimentales.

En este capıtulo se presenta el proceso realizado para la fabricacion de la antena

diplexada, ası como de las mediciones que se realizaron para calificar su funciona-

miento.

4.1. Fabricacion

Una vez finalizado el diseno y se han obtenido resultados favorables en las simula-

ciones se inicia el proceso de fabricacion. Se utilizo litografıa para transferir el layout

de la antena diplexada al sustrato.

La altura del sustrato considerado en el diseno es de 3.15 mm, sin embargo, para

la fabricacion se utilizaron dos laminas de 150x150 mm de 1.575 mm de altura unidas

para obtener la altura requerida. Por lo tanto, en una lamina de sustrato se transfirio el

layout de la antena diplexada y otra lamina fue utilizada como plano de tierra. Se

utilizaron tornillos para unir las laminas de sustrato y evitar que existan huecos entre

las placas. Finalmente son colocados conectores SMA.

Es importante mencionar debido al proceso de fabricacion, en el cual se ocupo clo-

ruro ferrico, se pueden producir variaciones en cuanto a las dimensiones de los parame-

tros de la antena diplexada, como pueden ser el tamano de los resonadores y la antena,

ası como de la separacion entre los elementos que la forman. Estos cambios de dimen-

siones producen alteraciones en la respuesta de la antena diplexada como por ejemplo:

el cambio de la frecuencia central o el ancho de banda. Otro factor a considerar como

defecto de fabricacion es la posible existencia de una capa de aire entre las dos placas

de substrato, debido a la falta de presion por parte de los tornillos.

[38]

4.2 Caracterizacion 39

Figura 4.1: Fotografıa de la antena Diplexada.

4.2. Caracterizacion

4.2.1. Parametros S.

La medicion de los parametros S de la antena diplexada se realizo utilizando el

analizador de microondas portatil FieldFox N9918A de Keysight [23], el cual cuenta

con el modo de analizador de redes (VNA) de dos puertos. Ya que la antena diple-

xada es de dos puertos la medicion fue simple y directa conectando los puertos del

dispositivo a las salidas del VNA. Los resultados de las mediciones de los parametros

S se muestran de la figuras 4.2 a la 4.4.

La figura 4.2 corresponde al parametro S11, la cual describe el funcionamiento de la

primera banda de operacion. Como se menciono anteriormente, debido al proceso de

fabricacion, las respuestas obtenidas en la simulacion tendrıan una variacion respecto

a las obtenıas en las mediciones del dispositivo real. Se puede observar en la figura

4.2 un corrimiento de la frecuencia central de operacion, la cual se habıa propuesto a

1.95 GHz, cambiando a 2.04 GHz, el cambio en frecuencia se debe principalmente a

la disminucion del tamano de los resonadores, ya que como se observo en la figura 3.5

si aumenta el espaciamiento S tambien lo hace la frecuencia. En cuanto al ancho de

banda, considerando una perdida por reflexion a -10 dB, es de 75 MHz o su equivalente

porcentual de 3.4 %.


40 4. Resultados experimentales.

Figura 4.2: Parametro S11 de la antena Diplexada .

La figura 4.3 se muestra el parametro S22, correspondiente a la segunda banda

de operacion. Nuevamente debio al proceso de fabricacion las respuestas obtenidas

en la simulacion tuvieron una variacion respecto a las obtenıas en las mediciones del

dispositivo real. La frecuencia central de operacion, al igual que en caso anterior tuvo

un corrimiento, se habıa propuesto a 2.44 GHz, cambiando a 2.55 GHz, al igual que en

caso anterior se debe a la disminucion del largo de los resonadores. El ancho de banda

considerando una perdida por reflexion a -10 dB es de 170 MHz o en su equivalente

porcentual de 6.6

Figura 4.3: Parametro S22 de la antena Diplexada.



La figura 4.4 corresponde al parametro S21, el cual muestra que en la primer banda

de frecuencia (2.04 GHz) se tiene un aislamiento de hasta -66 dB, mientras que en la

segunda banda (2.55 GHz) es de -32 dB. Por la forma de la grafica se puede ver que

dentro del ancho de banda de los filtros el aislamiento aumento, esto se ve claramente

en la segunda banda de operacion ya que se observa una caıda en la frecuencia central.

Figura 4.4: Parametro S21 de la antena Diplexada .

4.2.2. Patron de radiacion.

Para la medicion del patron de radiacion se utilizo nuevamente el analizador de

microondas portatil FieldFox N9918A de Keysight, en esta ocasion en el modo de

analizador de espectros y la medicion se realizo en espacio libre.

El FieldFox N9918A en su modo de analizador de espectros podemos utilizarlo

como una fuente independiente, por lo tanto, se puede utilizar este aparato para

emitir una senal en una frecuencia deseada y que esta senal sea recibida por la antena

diplexada, como se muestra en la figura 4.5.



Figura 4.5: Setup para medicion del patron de radiacion .

Como antena transmisora se utilizo se utilizaron antenas dipolos, figura 4.6, una

para cada banda de operacion y se separaron de la antena diplexada, la cual actua

como receptora y se rota sobre su propio eje, a 1.30 m. Se anadio una estructura

que rodea la antena diplexada con metal, como se ve en la figura 4.7, para evitar

interferencia con los resonadores.

(a) (b)

Figura 4.6: (a) Antena dipolo frecuencia central 2 GHz (b) Antena dipolo frecuencia central 2.55 GHz..



Figura 4.7: Antena diplexada forrada con metal..

Para poder realizar el patron de radiacion es necesario definir los planos principales

E y H de la antena, para esto se hace uso de un sistema de coordenadas esfericas,

centrada en la antena parche debido a que es el elemento radiante, como se muestra

en la figura 4.8.

Figura 4.8: Plano de referencia.

Debido a que se utilizan dos bandas, se definen cuatro planos principales. Para la

banda de 2.04 GHz, se muestra en la figura 4.9, donde el plano E se refiere al plano

xy y el angulo φ y su plano H lo define el plano xz y el angulo θ.



Figura 4.9: (a)Plano E 2.04 GHz (b) Plano H 2.04 GHz.

Para la segunda banda, en 2.55 GHz, los planos se muestran en la figura 4.10, E

se corresponde al plano xz y el angulo θ y su plano H lo define el plano xz y el angulo

φ.

Figura 4.10: (a) Plano E 2.55 GHz (b) Plano H 2.55 GHz.

En la figura 4.11 se muestra el patron de radiacion de la primer banda (2.04

GHz) en el plano E. Se realizo una normalizacion respecto al valor maximo de la

co-polarizacion ya que esta es la que presenta el valor maximo. Se pude observar que

este patron corresponde al de una antena parche rectangular, por lo que podemos

decir que no hubo una gran modificacion al patron de radiacion que exhibirıa una

antena parche rectangular cuando se encuentra como unico elemento.



Figura 4.11: Patron de radiacion en el Plano E a 2.04 GHz.

La figura 4.12 corresponde al patron de radiacion de la primer banda (2.04 GHz)

en el plano H. Nuevamente el patron esta normalizado tomando en cuenta el valor

maximo de la Co-polarizacion.

Figura 4.12: Patron de radiacion en el Plano H a 2.04 GHz.

Naturalmente, al trabajar con un elemento de doble banda es necesario hacer

mediciones en las dos bandas de trabajo. La figura 4.13 muestra el patron de radiacion

en la segunda banda de trabajo (2.55 GHz) en el plano E, mientras que la figura 4.14

corresponde al patron de radiacion en el plano H. Al igual que en la primer banda se

normalizaron.



Figura 4.13: Patron de radiacion en el Plano E a 2.55 GHz.

Figura 4.14: Patron de radiacion en el Plano H a 2.55 GHz.


Capıtulo 5

Conclusiones

Uno de los temas en sistemas de microondas es el diseno de componentes mul-

tifuncionales, para disminuir el tamano de los circuitos. En este trabajo de tesis se

desarrollo una antena diplexada en microcinta de una sola capa. Es un dispositivo

multifuncional que integra la antena y diplexor, esto se realizo utilizando la antena

como ultimo elemento de los filtros que conforman el diplexor, a diferencia de trabajos

anteriores que utilizaban un linea de transmisor para integrar los dispositivos .

El diplexado se realizo utilizando filtros pasa banda Chebyshev de cinco polos,

disenados mediante resonadores Square Open Loop. En la frecuencia de 2.04 GHz el

ancho de banda, considerando una perdida por reflexion a -10 dB, es de 75 MHz o

su equivalente porcentual de 3.4 %. En la banda de 2.55 el ancho de banda es de 170

MHz o su equivalente porcentual de 6.6 %.

Se diseno una antena parche rectangular a doble banda. Esta antena fue utilizada

como ultimo elemento resonador de los filtros. Exhibe un patron de radiacion similar

al ideal, por lo que se puede concluir que no fue afectado aunque se aumentaron los

resonadores.

Se logro aislamiento entre los puertos. La medicion del parametro S21 del disposi-

tivo, indica que en la primer banda de frecuencia (2.04 GHz) tenemos una aislamiento

de hasta -66 dB, mientras que en la segunda banda (2.55 GHz) es de -32 dB. La figura

4.4 muestra que dentro del ancho de banda de los filtros el aislamiento aumento, esto

se ve claramente en la segunda banda de operacion ya que se observa una caıda en la

frecuencia central.

Se utilizaron los parametros g basados en modelos de filtro pasa baja, para obtener

el factor de acoplamiento entre resonadores y el factor de calidad, para el diseno de

los filtros pasa banda. Se demostro que estos parametros g pueden ser utilizados para

el diseno de filtenas y tambien para una antena diplexada.

[47]

Lista de Figuras

1.1. Integracion antena filtro. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2

1.2. Integracion antena-diplexor. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3

2.1. (a) Grafica 3D del patron de radiacion. (b) Grafica lineal del patron

de radiacion. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 7

2.2. Patron de radiacion omnidireccional. . . . . . . . . . . . . . . . . . . 8

2.3. Formas de antenas microcinta. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 10

2.4. Antenas de microcinta. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 11

2.5. Lıneas de campo electrico. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 12

2.6. Permitividad electrica efectiva. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 12

2.7. Respuesta de un filtro pasa bajas Chebyshev. . . . . . . . . . . . . . 15

2.8. Filtros prototipo pasa bajas para cualquier numero n de polos (a) una

estructura de red de escalera y (b) es dual. . . . . . . . . . . . . . . . 16

2.9. Transformacion de filtro prototipo pasa bajas a filtro pasa banda. (a)

transformacion de elementos basicos (b) Filtro pasa banda basado en

transformacion. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 19

2.10. Algunos resonadores microstrip tıpica: (a) Resonador de elementos con-

centrados; (b) Resonador de elementos quasilumped (c) Resonador de

λg0/4 de lınea (shunt-series resonance);(d) Resonador de λg0/4 de lınea

(shunt-parallel resonance) (e) Resonador de λg0/2 de lınea (f) resona-

dor de anillo; (g) resonador de parche circular; (H) resonador de parche

triangular. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 20

2.11. Doblamiento de un resonador para formar un resonador cuadrado de

lazo abierto. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 21

2.12. Multiplexor Manifold. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 22

[48]

LISTA DE FIGURAS 49

3.1. Arreglo basico de filtro Chebyshev de cinco polos. . . . . . . . . . . . 24

3.2. (a)Arreglo para calculo de factor de calidad externo. (b)Simulacion a

2.45 GHz. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 25

3.3. (a)Arreglo para calculo de factor de acoplamiento. (b)Simulacion a 2.45

GHz. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 26

3.4. Resonador cuadrado de lazo abierto 1.95 GHz. . . . . . . . . . . . . . 27

3.5. Variacion de la distancia S contra la frecuencia . . . . . . . . . . . . . 27

3.6. Grafica del factor de calidad externo Qe. . . . . . . . . . . . . . . . . 28

3.7. Grafica del factor de acoplamiento M. . . . . . . . . . . . . . . . . . . 29

3.8. Simulacion del filtro. Parametros S11 y S21. . . . . . . . . . . . . . . . 29

3.9. Resonador cuadrado de lazo abierto 2.44 GHz. . . . . . . . . . . . . . 30

3.10. Variacion de la distancia S contra la frecuencia . . . . . . . . . . . . . 30

3.11. . Grafica del factor de calidad externo Qe. . . . . . . . . . . . . . . . 31

3.12. . Grafica del factor de calidad externo Qe. . . . . . . . . . . . . . . . 32

3.13. Simulacion del filtro. Parametros S11 y S21. . . . . . . . . . . . . . . . 32

3.14. Arreglo para calculo de factor de acoplamiento.(a)2.4 GHz. (b)1.95 GHz 33

3.15. Grafica del factor de calidad de acoplamiento M entre resonador y

antena a 1.95GHz. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 34

3.16. Grafica del factor de calidad de acoplamiento M entre resonador y

antena a 2.44GHz. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 34

3.17. Estructura y medidas en milımetros de la antena diplexada . . . . . . 36

3.18. Simulacion de la antena diplexada. (a) Parametro S11 filtena 2.44GHz.

(b) Parametro S22 filtena 1.95GHz. (c) Parametro S21. . . . . . . . . 37

4.1. Fotografıa de la antena Diplexada. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 39

4.2. Parametro S11 de la antena Diplexada . . . . . . . . . . . . . . . . . 40

4.3. Parametro S22 de la antena Diplexada. . . . . . . . . . . . . . . . . . 40

4.4. Parametro S21 de la antena Diplexada . . . . . . . . . . . . . . . . . 41

4.5. Setup para medicion del patron de radiacion . . . . . . . . . . . . . . 42

4.6. (a) Antena dipolo frecuencia central 2 GHz (b) Antena dipolo frecuen-

cia central 2.55 GHz. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 42

4.7. Antena diplexada forrada con metal.. . . . . . . . . . . . . . . . . . . 43

4.8. Plano de referencia. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 43

4.9. (a)Plano E 2.04 GHz (b) Plano H 2.04 GHz. . . . . . . . . . . . . . . 44


50 LISTA DE FIGURAS

4.10. (a) Plano E 2.55 GHz (b) Plano H 2.55 GHz. . . . . . . . . . . . . . 44

4.11. Patron de radiacion en el Plano E a 2.04 GHz. . . . . . . . . . . . . . 45

4.12. Patron de radiacion en el Plano H a 2.04 GHz. . . . . . . . . . . . . . 45

4.13. Patron de radiacion en el Plano E a 2.55 GHz. . . . . . . . . . . . . . 46

4.14. Patron de radiacion en el Plano H a 2.55 GHz. . . . . . . . . . . . . . 46


Lista de Tablas

1.1. Tabla comparativa de trabajos. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4

3.1. Valores de G para filtro de 1.95 GHz. . . . . . . . . . . . . . . . . . . 27

3.2. Valores de G para filtro de 2.44 GHz. . . . . . . . . . . . . . . . . . . 31

[51]

Bibliografıa

[1] W. J. Wu, Y. Z. Yin, S. L. Zuo, Z. Y. Zhang, and J. J. Xie. A new compact

filter-antenna for modern wireless communication systems. IEEE Antennas and

Wireless Propagation Letters, 10:1131–1134, 2011.

[2] C. T. Chuang and S. J. Chung. Synthesis and design of a new printed filtering

antenna. IEEE Transactions on Antennas and Propagation, 59(3):1036–1042,

March 2011.

[3] Ghaith Mansour, Michael J Lancaster, Peter S Hall, Peter Gardner, and Ekasit

Nugoolcharoenlap. Design of filtering microstrip antenna using filter synthesis

approach. Progress In Electromagnetics Research, 145:59–67, 2014.

[4] X. Shang and M. J. Lancaster. Patch antenna with integrated bandpass filter.

In Passive RF and Microwave Components, 4th Annual Seminar on, pages 1–5,

March 2013.

[5] J. Zuo, X. Chen, G. Han, L. Li, and W. Zhang. An integrated approach to

rf antenna-filter co-design. IEEE Antennas and Wireless Propagation Letters,

8:141–144, 2009.

[6] C. T. Chuang and S. J. Chung. New printed filtering antenna with selectivity

enhancement. In Microwave Conference, 2009. EuMC 2009. European, pages

747–750, Sept 2009.

[7] C. K. Lin and S. J. Chung. A compact simple structured filtering antenna

utilizing filter synthesis technique. In 2010 Asia-Pacific Microwave Conference,

pages 1573–1576, Dec 2010.

[52]

BIBLIOGRAFIA 53

[8] L. Inclan-Sanchez, J. L. Vazquez-Roy, and E. Rajo-Iglesias. Diplexed dual-

polarization proximity coupled patch antenna. In 2007 IEEE Antennas and

Propagation Society International Symposium, pages 2061–2064, June 2007.

[9] Y. Hao and C. G. Paini. Isolation enhancement of anisotropic uc-pbg micros-

trip diplexer patch antenna. IEEE Antennas and Wireless Propagation Letters,

1(1):135–137, 2002.

[10] C. S. Cabello and E. Rajo-Iglesias. Low cost self-diplexed antenna in inverted

microstrip gap waveguide technology. In Antennas and Propagation (ISAP),

2014 International Symposium on, pages 169–170, Dec 2014.

[11] C. Sanchez Cabello and E. Rajo-Iglesias. Optimized self-diplexed antenna in gap

waveguide technology. In 2015 IEEE International Symposium on Antennas and

Propagation USNC/URSI National Radio Science Meeting, pages 460–461, July

2015.

[12] E. Ugarte-Munoz, F. J. Herraiz-Martinez, V. Gonzalez-Posadas, and D. Segovia-

Vargas. Patch antennas partially filled with crlh cells for self-diplexed antennas

for rfid application. In Microwave Conference, 2008. EuMC 2008. 38th European,

pages 690–693, Oct 2008.

[13] E. Ugarte-Munoz, F. J. Herraiz-Martinez, V. Gonzalez-Posadas, and D. Segovia-

Vargas. Self-diplexed antenna based on metamaterials for rfid application. In

Applied Electromagnetics and Communications, 2007. ICECom 2007. 19th In-

ternational Conference on, pages 1–4, Sept 2007.

[14] F. J. Herraiz-Martinez, E. Ugarte-Munoz, V. Gonzalez-Posadas, L. E. Garcia-

Munoz, and D. Segovia-Vargas. Self-diplexed patch antennas based on meta-

materials for active rfid systems. IEEE Transactions on Microwave Theory and

Techniques, 57(5):1330–1340, May 2009.

[15] D. Zayniyev, H. F. AbuTarboush, and D. Budimir. Microstrip antenna diple-

xers for wireless communications. In Microwave Conference, 2009. EuMC 2009.

European, pages 1508–1510, Sept 2009.

[16] Constantine A Balanis. Antenna theory: analysis and design. John Wiley &

Sons, 2016.


54 BIBLIOGRAFIA

[17] Ieee standard for definitions of terms for antennas - redline. IEEE Std 145-2013

(Revision of IEEE Std 145-1993) - Redline, pages 1–92, March 2014.

[18] David M Pozar. Microwave engineering. John Wiley & Sons, 2009.

[19] Jia-Shen G Hong and Michael J Lancaster. Microstrip filters for RF/microwave

applications, volume 167. John Wiley & Sons, 2004.

[20] R. I. Cameron and M. Yu. Design of manifold-coupled multiplexers. IEEE

Microwave Magazine, 8(5):46–59, Oct 2007.

[21] George Lawrence Matthaei, Leo Young, and Edward McClung Thompson Jones.

Microwave filters, impedance-matching networks, and coupling structures. Artech

house, 1980.

[22] Sonnet Software Inc. Accedido 25-10-2016 url http://www.sonnetsoftware.com.

[23] Keysight Technologies Inc. Accedido 25-10-2016 url http://www.keysight.com.


Antena Diplexada para Telecomunicacionespara telecomunicaciones. La antena diplexada combina una...

Documents

Transcript of Antena Diplexada para Telecomunicacionespara telecomunicaciones. La antena diplexada combina una...