Amplificadores Instrumentacion

Amplificadores de

Instrumentación

Ing. Mario Urrutia E.

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5A

1

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8PRESENTATIONLOAD

Fase 1 – Tem

a 5A: A

mplificadores de Instrum

entación

Ing. Mario Urrutia Espinoza

AGENDA

Introducción Amplificadores de Instrumentación: clasificación Parámetros Amplificadores de aislamiento Amplificadores de transconductancia Amplificadores de transimpedancia Amplificadores troceadores Amplificadores logarítmicos

Introducción

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entación

Ing. Mario Urrutia Espinoza 4

• Un Amplificador de Instrumentación (AI) es un amplificador diferencial de tensión de precisión optimizado para trabajo en ambientes hostiles, caracterizados por grandes fluctuaciones de temperatura e intenso ruido eléctrico.

• Deben ser capaces de trabajar con sensores de resistencia interna apreciable y no simétrica, sobre los que el ruido eléctrico inducido y/o conducido tiene gran influencia además de que ofrecen señales muy débiles

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entación


• Para ser efectivo, un AI debe amplificar señales del orden de microvoltios y rechazar tensiones de modo común del orden de los voltios.

• Para ello debe tener un elevado CMRR (80-100 dB) a la vez que una gran ganancia diferencial Ad

Clasificación

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entación


• Existen varias formas de clasificar a los AI, pero por su evolución podemos clasificarlos en:–Amplificadores diferenciales–Amplificadores de dos operacionales–Amplificadores de tres operacionales

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entación


Amplificador diferencial

Idealmente se demuestra que:

Si R2=R4 y R1=R3:

Si v1=v2=vic la salida para una entrada en modo común será:

Vo

V1

R3

R4

V2 +

-

R2

R1

𝑣𝑜=𝑅4

𝑅3

(𝑣2 −𝑣1)

𝑣𝑜𝑐=( 𝑅2

𝑅1+𝑅2

𝑅3+𝑅4

𝑅3

−𝑅4

𝑅3)𝑣 𝑖𝑐

En la práctica, aun cuando se consideren todas las resistencias iguales a R, la salida vo no sólo depende de la diferencia entre v2 y v1 sino también de la RRMC muy dependiente del balance real entre estas resistencias

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entación


• Por otro lado, las resistencias de entrada vistas desde cada entrada del amplificador referidas a masa son bajas y desiguales (la vista por v1 R1 y la vista por v2 R3+R4)

• Además, para modificar la ganancia hay que cambiar dos resistencias pero con una muy pequeña desviación entre ellas, lo que hace que la RRMC desciende drásticamente.

• Si la resistencia interna de la fuente de señal Rs no es despreciable y/o equilibrada respecto a masa, entonces contribuye a hacer desiguales las resistencias del amplificador y a la degradación tanto de Ad como de la RRMC del circuito

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entación


AD en CI

Ganancia unitaria Resistencias internas ajustadas mediante

laser El acceso independiente a sus resistencias

posibilita muchas configuraciones:– AD– Fuente de corriente controlada por

tensión– Amplificadores inversores y no

inversores sin componentes externos– Sumadores– Conversores I/V y V/I para bucles de

corriente 4-20mA– Filtros activos

V1

V2

Salida

Sense

25k

INA105

V+

V-

Reference25k

25k25k

+

-

INA 105

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entación


Incorpora otras resistencias diferentes para compensar la desigualdad de las resistencias de entrada lo que hace posible conformar un divisor resistivo de tensión en cada entrada externa permitiendo de esta manera, aumentar significativamente la RRMC

INA 117

V1

V2

Salida

380k

INA117

V+

V-

Ref. A20k

380k380k

+

-

21,11kRef. B

La principal desventaja de un AD es su poca capacidad de ofrecer una ganancia diferencial elevada ajustable

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entación


AI de dos operacionales

Idealmente y con R2/R1 = R4/R3 se demuestra que:

La ganancia Ad puede seleccionarse variando RG. La RRMC depende de la paridad entre las resistencias.

R5 sirve de ajuste de la RRMC en continua y C en alterna

Este AI es limitado solo para aplicaciones de pequeñas tensiones de modo común, en donde:

𝑅3+𝑅4+𝑅5

𝑅4+𝑅5

≤ 4

Configuración que presenta resistencias de entrada altas e iguales que permite que la fuente de señales tenga una Zin alta y/o desequilibrada

𝑣𝑜=(1+ 𝑅2

𝑅1

+2𝑅2

𝑅𝐺)¿ ¿

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entación


AI2O en CI

Con los valores definidos, en este CI se cumple que:

Luego se tiene que:

Luego, la tensión de salida en A1 será:

Cualquiera sea el caso, las tensiones de entrada deben ser tales que VoA1 no alcance la saturación, que en este CI, es a 0,7 V de Vcc.

INA 126

EjemploDiseñe un AI con el INA 126, alimentado a ±15V que entregue 0 a 5 V pico a una carga resistiva pura de 1K cuando se aplica una señal senoidal de 0 a 50 mV pico y 500 Hz. Qué valor de tensión modo común permite el circuito a su entrada sin producir distorsión en A1?Solución: 𝐺=

5𝑉50𝑚𝑉

=100La ganancia del circuito será:

De la ecuación del fabricante:

De la hoja característica del

fabricante, para G=100, la

frecuencia de corte del

amplificador se encuentra en

5 KHz por lo que no habrá

distorsión de frecuencia para

esa ganancia.

𝐺=5+80 𝑘Ω𝑅𝐺

⇒𝑅𝐺=842Ω

La tensión de salida de la etapa A1 según la fórmula:

𝑣𝑜𝐴1( 𝑠𝑎𝑡)=15𝑉 −0,7𝑉=14,3𝑉

Pero para máxima señal (50mV) y en el semiciclo en que vi+ – vi- sea negativo y máximo,

se debe cumplir en la ecuación (*):

𝑣𝑜𝐴1=1,25 𝑣𝑖 −−11,88¿

Si la tensión a la que A1 se satura es:

Para señal nula , y con una entrada de modo común vc=vi el

valor mayor a que puede llegar vc será:

Despejando y de la condición “igual” se puede concluir que

Por lo que la tensión de modo común máxima para que no haya distorsión será de 11,9 V

𝑣𝑜𝐴1=1,25 (𝑣𝑐+25.10− 3 )−11,88 ∙50.10−3 ≤14,3𝑉

𝑣𝑐=14,31,25

=11,44𝑉

𝑣𝑜𝐴1=1,25 𝑣𝑖 − −10 𝑘Ω𝑅𝐺

¿

será: (*)

Entonces, en ningún caso debe alcanzar dicha tensión

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entación


AI de tres operacionales

La primera etapa presenta impedancias de entrada altas e idénticas y posibilita que la segunda etapa tenga como fuente de señal sus salidas que tienen impedancias muy pequeñas e iguales independientemente de que la fuente de señal externa tenga una Rs equilibrada o no respecto a masa.

Si los operacionales A1 y A2 son idénticosasí como las R1 entonces la ganancia puede ser alta en tanto que también se demuestra que la salida final será:Circuito que integra las ventajas de los dos

anteriores y reduce las desventajas proponiendo un circuito con 2 etapas 𝑣𝑜=

𝑅3

𝑅2(1+ 2𝑅1

𝑅𝐺)¿¿

+

-

+

-

Vi-

A1

RG R1

R1

Vi+

A2

R2

R2

R3

R3

A

B

C

D

Sense

Salida (Vo)

Referencia

ENTRADA

DIFERENCIAL

A3

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entación


• La exactitud de Ad y RRMC dependen de la igualdad entre sí de las R2 y las R3.

• Incluso si hay desigualdad entre las R1 no afecta a RRMC, así la RRMC puede incrementarse en proporción directa a Ad

• De acuerdo a ello, este amplificador produce casi toda su ganancia en la etapa de entrada y generalmente la etapa diferencial se construye con R2=R3 por lo que Ad sería:

• El valor máximo de la Ad en CI monolíticos puede alcanzar a 1000 siendo R1 del orden de algunos kΩ

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entación


AI3O en CI

Es un AI de bajo costo sin terminal de entrada de detección. Tiene dos presentaciones: encapsulado SOIC y DIP de 8 terminales.

Sólo requiere de una conexión externa para determinar la ganancia (G), la cual tiene un intervalo de 1 a 10,000

En este CI se cumple:

AD620

Usa dos resistencias internas de muy alta precisión (R1 y R2) que junto a la RG externa determinan la ganancia del circuito que llega a ser muy estable.

EjemploUtilizando el AI AD620, calcule los valores de RG necesarios para lograr ganancias de 1, 2, 5, 20 y 200.

Solución:

Se usa la ecuación del CI, según su datasheet:

Para conseguir ganancia 1, RG debe ser infinita, es decir , los terminales 1 y 8 deben quedar sin conexión.

Para conseguir ganancia 2, se necesita una RG de 49,4 kΩ. El valor estándar más próximo con 1% de tolerancia es 49,9 kΩ con lo que la ganancia sería de 1,99. Con tolerancia menor (0,1%) el valor más próximo es 49,3 kΩ lo que deja una ganancia de 2,002

𝑅𝐺=49,4 𝑘Ω𝐺−1

Para conseguir ganancia 5, se necesita una RG de 12,35 kΩ. El valor estándar más próximo con 1% y 0,1% de tolerancia es 12,4 kΩ con lo que la ganancia sería de 4,984.

Si la ganancia debe ser 20, se necesita una RG de 2,6 kΩ. El valor estándar más próximo con 1% y 0,1% de tolerancia es 2,61 kΩ con lo que la ganancia sería de 19,93.

Si la ganancia debe ser 200, se necesita una RG de 248 Ω. El valor estándar más próximo con 1% y 0,1% de tolerancia es 249 Ω con lo que la ganancia sería de 199.

𝐺=49,4 𝑘Ω𝑅𝐺

+1

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entación


AI de ganancia programable

AI-GP por pin

Poseen internamente un conjunto de resistencias RG de muy alta precisión que garantizan determinados valores muy exactos y estables de Ad en potencias de 10 ó 2.

La elección de la ganancia se realiza uniendo pines del circuito

EL AD524 ofrece ganancias de 1, 10, 100 y 1000 en base a:

AD524

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entación


AI-GP por software

Permiten la selección por software de diferentes valores discretos de ganancia usualmente en potencias de 10 o de 2.

A la cantidad de valores discretos se les llama pasos

PGA204 PGA205 A1 Ao1 1 0 0

10 2 0 1100 4 1 01000 8 1 1

GANANCIA SELECCIÓN

RED RESISTIVA DERETROALIMENTACIÓN

DIGITALMENTESELECCIONABLE (RG, R1)

PROTECCIÓNSOBRE-

TENSIONES

PROTECCIÓNSOBRE-

TENSIONES

A2

A1

Vi-

Vi+

25k

25k

25k

25k

Sense

Salida (Vo)

Referencia

A1

A0

Vo1 V+

DIGITALCOMÚN

AjusteVos Vo2 V-

1

6 7 98

5

14

15

18

4

13

12

11

10

PGA204 y PGA205

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entación


Aplicación Circuito con mux analógico

diferencial que conecta sus entradas 1, 2, 3 y 4 a la salida en función del código binario A0A1.

En este caso el código 00 hace que Ad =1 y en los restantes casos Ad dependerá de R2, R3 y R4

Se usa en sistemas de medida de sensibilidad variable y en sistemas multicanal de multiplexado en el tiempo.

+

-

+

-

Vi-

A1

R1

R1

Vi+

A2

R

R

R

R

Sense

Salida (Vo)

Referencia

A3

R2

R4

R3

R3

R2

Ao

A1

SA

SB

I1A

I4B

I3B

I2B

I1B

I4A

I3A

I2A

LÓGICADE

CONTROL

V+

V-

VDDHABILITACIÓN

Vo1

Vo2

A.I.

MPX ANALÓGICODIFERENCIAL

EjemploLa figura muestra un sistema que pretende llevar 4 señales procedentes de diferentes sensores a un sistema de adquisición de datos. Los márgenes variables de cada señal fuerza a usar ganancias diferentes en los amplificadores. Usando el AD620, diseñe un sistema de ganancia programable usando el mux analógico 4052 (su resistencia de conducción máxima oscila entre 86Ω para temperaturas entre -55 y 25°C y 120 Ω para 125°C)

Solución:

Ecuación del CI AD620:

El amplificador debe entregar una tensión comprendida entre 0 y 5V por lo que las ganancias correspondientes a cada canal del MPX 4052(1) deberían ser:

Canal 1: G = 5/5 = 1Canal 2: G = 5/2,5 = 2Canal 3: G = 5/0,1 = 50Canal 4: G = 5/0,05 = 100

𝑅𝐺=49,4 𝑘Ω𝐺−1

En estas condiciones, la selección del canal implica la conexión de una resistencia específica entre los terminales RG del AD620 (usando el MPX 4052(2)) ya que las señales lógicas A y B controlan ambos muxs.

Entonces, la resistencia total que debería verse para cada canal, aplicando la

ecuación del AD620 sería:

– Canal 1 (G=1): R infinita– Canal 2 (G=2): R = 49,4 kΩ– Canal 3 (G=50): R = 1,008 kΩ– Canal 4 (G=100): R = 499 Ω

Pero hay que tener en cuenta la resistencia en conducción del 4052 (86Ω) por lo que los valores de las resistencias serían:

– RG1 infinita– RG2 = 49,3 kΩ– RG3 = 922 Ω– RG4 = 413 Ω

Buscando valores estandarizados para en el rango de tolerancia del 1%, puede encontrar:– RG1 terminales abiertos– RG2 = 49,3 kΩ– RG3 = 919 Ω– RG4 = 412 Ω

Finalmente puede recalcular las ganancias reales en función de estos valores

Parámetros de un AI

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entación


Ganancia

• En general, todos los parámetros están relacionados a los conceptos analizados previamente.

• La ganancia expresa la FT lineal del amplificador, es decir, el factor de amplificación de tensión en modo diferencial Ad

• En los CI por lo general el fabricante ofrece una expresión analítica denotada por G y que obviamente es función de la frecuencia

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entación


Margen de ganancia

• Margen de valores en que pueda estar contenida la Ad e indica la capacidad de amplificación del dispositivo.

• En los AI programables además de sus valores extremos, se indica la cantidad de pasos

• Por ejemplo un AI que indica que G está comprendida entre 1 y 1024 en 11 pasos significa que se puede programar valores para G de 1, 2, 4, 8, 16, 32, 64, 128, 256, 512 y 1024

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entación


Error de ganancia

• Desviación de la ganancia real respecto a la ideal para una RG constante.

• Se suele expresar en porcentaje respecto al valor de ganancia mayor del margen y/o se puede especificar para cada posible ganancia (en el caso de los programables)

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entación


Deriva de ganancia

• Variación en la ganancia diferencial producida por cambios en la temperatura, expresada generalmente en ppm/°C.

• Por ejemplo, una deriva de ± 5 ppm/°C implica que si la temperatura del instrumento varía 50°C el cambio en la ganancia es de (5 ppm/°C)(50°C) = 250 ppm o lo que es lo mismo, un valor absoluto de 0,000250 G(*) ppm=partes por millón

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entación


Tensión de desviación

• Magnitud de la tensión que aparece en la salida cuando sus entradas están conectadas a masa.

• En los AI puede estar referida a las entradas (RTI) o a las salidas (RTO).– La RTO es directamente la tensión de desviación de salida.– Para calcular la RTI, es necesario afectar su valor por la Ad del

amplificador. Por ejemplo un AI con tensión de desviación de 20uV (RTI) producirá una tensión de desviación de 2 mV cuando trabaje con ganancia 100

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entación


• La mayoría de los AI son circuitos de 2 etapas, por lo general una de ellas de ganancia variable (entrada) y la otra de ganancia fija (salida) por lo que la tensión de desviación tiene 2 componentes:

• Por ejemplo, un AI puede proporcionar su tensión de desviación como

• Proporcionar el dato referido a la entrada permite conocer los extremos de ajuste de esta tensión, la que se lleva a cabo en la etapa de entrada y posibilita compensar la tensión de desviación inicial para una ganancia dada mediante circuito externo

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entación


Deriva térmica

• Es la variación de la tensión de desviación producida por los cambios de temperatura en el dispositivo (∆vio/∆T).

• Este valor se suele expresar también referido a la entrada (RTI)

Ejemplo(a) Calcule la tensión de desviación de un AI de ganancia diferencial G=100 y margen de la señal de entrada de 10 mV a 65°C conociendo que su tensión de desviación es de 20 μV (RTI) a 25°C y su deriva térmica es de 2 μV/°C (RTI). (b) Calcule el error debido a la deriva de tensión a ambas temperaturas. (c) Qué tensión representa este error a la salida?

Solución:a) La tensión de desviación referida a la entrada a 65°C será:

b) Considerando que la señal de entrada es de 10 mV, el error relativo a 25°C será de 20μV/10mV es decir 0,2%

𝑣 𝑖𝑜65 °𝐶 (𝑅𝑇𝐼 )=𝑣𝑖𝑜 25 °𝐶 (𝑅𝑇𝐼 )+∆𝑣 𝑖𝑜

∆𝑇(65−25 ) °𝐶=20𝜇𝑉+2𝜇𝑉

°𝐶.40 °𝐶=100𝜇𝑉

A 65°C, el error será mayor, obteniéndose 100μV/10mV es decir 1%.

c) A la salida, la tensión de offset se obtiene simplemente multiplicando los anteriores valores por la ganancia por lo que las desviaciones serán de (20 μV)(100)=2 mV a 25°C y (100 μV)(100)=10 mV a 65°C

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entación


Corrientes de polarización y de desviación

• Corresponden a los mismos conceptos vistos previamente.• La corriente de polarización IB es la que circula por cualquiera de

las entradas y la corriente de desviación Iio es la diferencia entre ellas.

• En aplicaciones con sensores sin terminal referido a masa es necesario colocar resistencias a masa desde cada entrada para que por ellas circule la IB y evite la saturación de la etapa de entrada.

• Dichas resistencias deben ser idénticas para que la IB que circule por ellas genere las mismas caídas de tensión y no incremente la tensión de desviación de entrada

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a 5A: A


entación


• Si la señal de entrada tiene resistencias a masa, las IB que circulan por ellas generarán tensiones de desviación si las R no son iguales la que debe añadirse a la tensión de desviación propia para obtener una total que definirá el error.

• Aun siendo iguales las R, la corriente de desviación Iio también ocasiona una tensión de desviación que será mayor cuanto mayor sea el valor de las R.

Circuito de la fuente de señal. (a) efecto de las IB. (b) efecto de las Iio

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entación


Derivas térmicas de las corrientes de polarización y desviación

• Tienen igual interpretación que la deriva térmica de la tensión de desviación del amplificador

EjemploUn AI se usa para amplificar la señal de tensión que ofrece un puente de Wheatstone con un sensor resistivo Rx. El circuito equivalente del puente es una señal vs con 2 resistencias RS1 y RS2 que durante la operación tendrán un desequilibrio máximo de 500Ω

(a) Calcule el error de las corrientes de polarización por dichas resistencias si el margen de la señal de entrada es 50 mV a 25°C sabiendo que IB=10nA a esa temperatura

(b) Calcule el error a 65°C si la deriva térmica de la corriente de polarización es 10pA/°C

Solución:El circuito equivalente muestra el desequilibrio de RS que es la diferencia entre RS1 y RS2 por donde circulan las corrientes de polarización:

a) La tensión de error debida al desequilibrio máximo de RS a 25°C será:

El error relativo que esta tensión representa es de 5μV/50mV es decir 0,01%

𝑣 𝑖𝑜=𝐼𝐵25 °𝐶 (∆𝑅𝑆 )=10𝑛𝐴.500Ω=5𝜇𝑉

b) La IB a 65°C será de:

Luego, la tensión de error debido al desequilibrio máximo de RS a 65°C será:

Lo que representa un error relativo de 0,0104%

10𝑛𝐴+10𝑝𝐴°𝐶

(65−25 )°𝐶=10,4𝑛𝐴

𝑣 𝑖𝑜=𝐼𝐵25 °𝐶 (∆𝑅𝑆 )=10,4𝑛𝐴.500Ω=5,2𝜇𝑉

Fase 1 – Tem

a 5A: A


entación


Tiempo de establecimiento (ST)

• Caracteriza la respuesta temporal.• Es el tiempo necesario para que la salida se diferencie sólo en un

0,1% o en un 0,01% del valor final.• Es dependiente del ancho de banda y por ende de la ganancia• Se expresa para cada valor de ganancia y aumenta al

incrementarse la misma. Por ejemplo para el PG204:– ST (0,1%)

= 22μs para G = 1= 100μs para G = 100

– ST (0,01%)= 23μs para G = 1= 140μs para G = 100

Fase 1 – Tem

a 5A: A


entación


Producto ganancia-ancho de banda (GBW)

• La G y el AB se contraponen y su producto se mantiene constante en toda la zona estable

• Por ello, el GBW (Hz) establece el límite del AI• Los AI no suelen poseer un GBW elevado ya que la

mayoría de ellos están concebidos para baja frecuencia o en continua

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entación


Razón de Rechazo en Modo Común (RRMC)

• Mismo concepto que los opamps• Sus fórmulas y unidades son las mismas• Su comportamiento en frecuencia no es constante,

descendiendo al aumentar la frecuencia de la señal en modo común

• La tensión de la salida en modo común es:

EjemploEl AI del ejercicio anterior trabaja con una Ad=100 y posee una RRMC=100dB. Si la tensión respecto a masa del puente en los puntos a y b cuando VS=0V es Vc=5V qué tensión existirá en la salida?

Solución:La tensión de modo común introducida al sistema viene dada por la expresión:

𝑣𝑜𝑐=𝐴𝑑𝑣 𝑖𝑐

𝑙𝑜𝑔− 1[𝐶𝑀𝑅𝑅(𝑑𝐵)20 ]

= 100∙5

𝑙𝑜𝑔−1[ 10020 ]=5𝑚𝑉

Fase 1 – Tem

a 5A: A


entación


• Aparte del AI, en instrumentación también se han implementado amplificadores para usos específicos, tales como: Amplificadores de aislamiento Amplificadores de transconductancia Amplificadores de transimpedancia Amplificadores troceadores Amplificadores logarítmicos

Amplificadores aislados o de aislamiento

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a 5A: A


entación


• Su función esencial es lograr aislamiento galvánico entre la entrada y la salida mediante una barrera de aislamiento

• Se emplea:– Cuando los niveles de tensión de modo común a la entrada (Vc) son muy

altos o se necesita amplificar señales de sensores en los que no exista aislamiento galvánico con tierra física en el punto de medición lo que puede generar tensiones de modo común muy elevadas entre esta tierra y la masa del circuito

– Para evitar que los circuitos electrónicos del sistema de medida transfieran sus potenciales a los sensores en contacto con el cuerpo

– En otras aplicaciones donde se requiera aislamiento entre los circuitos de entrada y salida

Fase 1 – Tem

a 5A: A


entación


El dispositivo queda dividido galvánicamente en 2 islas cada una de ellas alimentada

independientemente por fuentes también aisladas entre sí (acoplo capacitivo u

optoacoplados) o alimentados con una sola fuente externa (acople inductivo)

Una sola fuente aislada de ambas partes del circuito (entrada y salida) alimenta mediante

un conversor CC/CC con transformador tanto a los circuitos de entrada como a los de

salida logrando aislamientos del orden de ±2500V

Tipos:

Fase 1 – Tem

a 5A: A


entación


Tipos de AA

• El acoplamiento entre los circuitos de entrada y salida tiene la misión de pasar la información sin que se precise la circulación de corriente.

• Esto puede hacerse mediante aislamiento eléctrico, magnético o EM

• Así, el paso de información puede realizarse mediante técnicas capacitivas, inductivas u ópticas.

• En algunos casos el paso se hará «guardando la información» en una señal diferente (modulación), mientras que en otros, será la propia señal la que excite directamente al dispositivo de transmisión

Fase 1 – Tem

a 5A: A


entación


MODULADORDIGITAL

DEMODULADORFILTRO PASO

BAJOVs Vo

BARRERA DE AISLAMIENTO

AA de acoplamiento capacitivo

Este aislamiento emplea circuitos moduladores digitales bien por anchos de pulso (PWM) o por modulación de frecuencia (FM)

La señal de salida del oscilador interno es modulada por la señal de entrada y de esta forma transferida, a través de los condensadores que conforman la barrera de aislamiento al circuito de salida donde es demodulada y filtrada para recuperar la información original.

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entación

Ing. Mario Urrutia Espinoza 49ISO 102

OSCI-LADOR

fo

+5 VSALIDA

DETECTOR DE FRECUENCIA

FILTRO DE BUCLE

FILTRO PASO BAJO

fo

+5 VSALIDA

AJUSTE DESPLAZ. +Vcc2-Vcc1


-Vcc2+Vcc1

REF1

REF2

VCO

VIN

BUCLE ENGANCHADO EN FASEPLL

Vo

(VSAL)

C2

COMÚN DIGITAL

COMÚN ENTRADA

AJUSTE DE GANANCIA

Vi

DESPLAZ.0,5k

2,5k

24,5k

97,5k

VCO3pF

3pF

3k

3k

AMPL.

1

2

3 4 10

1112 13

14

15

16

21

22

23 24

COMÚN SALIDA

C1

fo

fo

of

9

El VCO, cuya frecuencia es fo para vi = 0, cambia dicha frecuencia en función de la magnitud y el signo de v i

transfiriendo esta onda rectangular a través de los C de 3 pF que conforman la barrera. Esta señal es decodificada por el PLL que incorpora un VCO idéntico al de la entrada, trabajando a la misma frecuencia y fase con lo que la tensión de salida será muy parecida a la de la entrada, pero aislada galvánicamente

Fase 1 – Tem

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entación


• Los C son de Wolframio posibilitando obtener rigidez dieléctrica superior a 10 kV y resistencias de 1014Ω

• Prestaciones:– Altas tensiones de aislamiento: 1500-2000V– Amplios anchos de banda de pequeña señal: 70-80 kHz– Buena ganancia a precio económico

• Desventajas:– Parte del rizado de la portadora aparece en la salida

produciendo errores– Aparece ruido de banda ancha generado por la modulación

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entación


AA Óptico

La señal de salida de la «isla aislada de entrada» en forma de corriente excita un LED acoplado a 2 fotodiodos. El D1 se usa para realimentar el amplificador de entrada y conseguir buena linealidad del amplificador. El D2 recibe una señal idéntica a la que recibe D1 por lo que la corriente relacionada con la señal de entrada en ambos lados de la barrera es igual, garantizando buena linealidad, rapidez de respuesta y ancho de banda moderadamente alto

COMÚNENTRADA

COMÚNSALIDA

Vs

Rs

Is

A1

A2

D1

R

D2

LED

Vo+

IsIs

BARRERA DEAISLAMIENTO

La señal es amplificada en la etapa de salida, que suele ser un conversor I/V de resistencia R que puede ser ajustada en forma interna o externa según sea el modelo

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entación


• Características:– Buena linealidad y estabilidad en la ganancia, oscilando entre

0,02% y 0,005% /°C– Moderado aislamiento E/S: ±800V– Ancho de banda en pequeña señal: 60 kHz– Slew-rate: 0,3 V/µs

Fase 1 – Tem

a 5A: A


entación


• La técnica de acoplamiento óptico puede usarse para conseguir AA discretos en los que el doble optoacoplador puede incorporar fibra óptica consiguiendo ventajas añadidas en cuanto a la tensión de aislamiento y distancia entre las etapas.

• También es posible obtener anchos de banda muy elevados empleando componentes discretos de alta frecuencia llegando a obtener valores de GBW cercanos a 1 GHz

Fase 1 – Tem

a 5A: A


entación

AA con transformador

El paso de la señal de entrada a la salida se realiza tras modular una portadora senoidal, en frecuencia con la señal, pasarla a través de un trafo de acople y demodularla en la salida

El trafo constituye la barrera de aislamiento y es el que impone la principal limitación del ancho de banda (5KHz para G=1) aunque se consiguen tensiones de aislamiento de hasta ±2000 V con buena linealidad (0,025%) mientras que la tensión de desviación RTI es de ±10±10/G [mV]

Además dispone de una fuente continua en la salida que alimenta a los circuitos de entrada a través de un trafo adicional

Fase 1 – Tem

a 5A: A


entación

Vista simplificada con las dimensiones del circuito donde se aprecia que no es un dispositivo monolítico, sino que es un bloque híbrido combinando diversas tecnologías de fabricación en el mismo encapsulado

Note la separación física de los pines de entrada y salida lo suficientemente grande para soportar elevadas tensiones sin que se produzca arco eléctrico

Fase 1 – Tem

a 5A: A


entación

Muchos AA ofrecen en su entrada fuentes de tensión dobles referidas a la masa de entrada para alimentar puentes Wheatstone con sensores o sensores directamente.La figura muestra una aplicación con 2 AA que leen la señal de 2 sensores incluidos en puentes Wheatstone, aislados entre sí y alimentados por la etapa de salida y que proporcionan las señales a un circuito de medida

+Vcc

+Vcc1

X

(1)ISLA1

+-

-Vcc

+Vcc

+Vcc2

(2)

ISLA2

+-

-Vcc

ISLA3

CIRCUITO DEMEDIDA

+Vcc

-VccT

Aplicación general de los AA

Fase 1 – Tem

a 5A: A


entación

Parámetros característicos de los AA

La tensión VISO es la que debe soportar el dispositivo entre E/S (barrera)

+

-RF

Io

IMPEDANCIADEL

AISLAMIENTO

RIN

IL

COMÚN DELCIRCUITO DE

SALIDA

COMÚN DELA ENTRADA

ViCM

VS

RSIS VISOIMRR*

Ii

VISO

Vo

CMRR

ViCM

*IMRR en A/V

-

+

ZISO


La contribución como error a la salida de la tensión VISO se expresa mediante la razón de rechazo del modo de aislamiento (IMRR) que representa el efecto de la tensión que soporta el dispositivo

El comportamiento de la barrera se representa mediante componentes parásitos (ZISO formada por RISO y CISO) que provocan la existencia de corrientes de fuga (IL) entre la E/S

Diagrama circuital general de un AA

Fase 1 – Tem

a 5A: A


entación


Cuando la señal de entrada es is la tensión de salida será:

y cuando la señal de entrada es vs y se tiene un modo común aplicado vc la salida será

𝑣𝑜=𝑖𝑠𝑅𝐹±𝑉 𝐼𝑆𝑂

𝐼𝑀𝑅𝑅

Ambas expresiones proporcionan una tensión de salida que representa la suma de la señal que se transmite y un error debido a la IMRR y/o CMRR

La expresión anterior es valida cuando IMRR se expresa en términos de A/V, pero si se expresara en (V/V), se transforma en:

𝑣𝑜=(𝑣𝑠±𝑣𝑐

𝐶𝑀𝑅𝑅 )𝑅𝐹

𝑅𝑠

±𝑉 𝐼𝑆𝑂 𝐼𝑀𝑅𝑅 .𝑅𝐹



𝑅𝑠

±𝑉 𝐼𝑆𝑂

𝐼𝑀𝑅𝑅

Fase 1 – Tem

a 5A: A


entación

Los valores de CMRR e IMRR pueden afectarse por el desequilibrio entre Rs1 y Rs2 que la fuente de entrada presenta sobre cada entrada

En ambos casos los máximos valores de CMRR e IMRR se consiguen cuando ambas resistencias son iguales y caen a medida que crece el desequilibrio entre ellas lo que se suele proporcionar en forma de gráficos

AAO 3650

EjemploUsando el AAO 3650 con RF=1MΩ Rs=10KΩ y con un desequilibrio máximo de 2 kΩ, calcule la tensión de salida cuando la entrada es vs=0V, es decir, el error absoluto que se produce por CMRR e IMRR. La tensión de modo común es 60 V en continua y la tensión de aislamiento es de 440 V también en continua.

Solución: En la expresión para Ad del fabricante y considerando que Rs1+Rs2=Rs=10kΩ y Ri=25Ω:

Con un desequilibrio máximo de 2k, puede asumirse que Rs1=6k y Rs2=4k (o viceversa). Para obtener los valores de CMRR e IMRR debemos determinar el factor Rs1/(Rs1+Rs2) (o viceversa), encontrándose que es igual a 0,6 (ó 0,4)

𝐴𝑑=106

𝑅𝑠1+𝑅𝑠 2+𝑅𝑖

= 106

10𝑘Ω+25Ω=99,75

Con dichos valores y ganancia 99,75 ≈ 100, en la gráfica:

IMRR=132 dB ≈ 3980000CMRR=85 dB ≈ 17800

Con estos valores y entrada nula, la salida será:



𝑅𝑠

±𝑉 𝐼𝑆𝑂

𝐼𝑀𝑅𝑅≅ (0±

6017800 ) 1𝑀10𝐾

±440

3980000=±0,337±0,000111𝑉

Fase 1 – Tem

a 5A: A


entación


• Aplicaciones:– Amplificación de señales de bajo nivel en presencia de tensiones de modo

común altas que requieren CMRR superiores a 120 dB– Interrupción de bucles de masa para posibilitar que los sensores queden

aislados de los circuitos restantes protegiendo los instrumentos de alta sensibilidad, los sensores y los propios organismos vivos si fuese el caso.

• Desventajas– Los AA son costosos sobretodo los que presentan tensiones de aislamiento

altas y tres puertos de aislamiento– Pobre ancho de banda incluso en los de acoplamiento óptico y capacitivo

(algunas decenas de KHz) y peor en los de acoplamiento magnético

Amplificadores de

Transimpedancia

(CFA: Amplificador Realimentado en

Corriente)

Fase 1 – Tem

a 5A: A


entación


• Esta basado en el conversor de I/V

+

-VS

R

V+

V-

V+ = V-VS = – R · i

i

i

V- = 0

Fase 1 – Tem

a 5A: A


entación


Circuito convertidor de corriente en tensión cuya ganancia ZmOL, se denomina ganancia de transimpedancia y se expresa en ohmiosEs un amplificador que difiere del operacional ya que su resistencia por la entrada inversora es muy pequeña para posibilitar la libre variación de la corriente inyectada por una red de realimentación externa, mientras que la entrada no inversora presenta una moderada alta impedancia.

Fase 1 – Tem

a 5A: A


entación


El funcionamiento es el típico de una realimentación en corriente. El buffer fuerza a que la entrada inversora siga las variaciones de la entrada no inversora. Cuando la salida ha alcanzado el valor de la entrada, la corriente ie es muy pequeña, pero si se produce una variación en la entrada, hay una significativa variación de ie como resultado de la comparación entre la señal de entrada no inversora y la inversora la cual es proporcional a la tensión de salida

La muy alta ganancia en lazo abierto ZmOL provoca una muy rápida variación de la tensión de salida hasta alcanzar el valor requerido en función de la ganancia (que depende de las resistencias externas) y de la señal de entrada

Fase 1 – Tem

a 5A: A


entación


Se emplea para las mismas misiones del opamp, en particular el amplificador no inversor de tensión, donde para un RB muy pequeño:

Si ZmOL es muy grande:

+ ZmOLIC

Vo

Ie

(a)

+

RB

Ro

Vi

RF

RG

Am

pli

tud

de

la S

alid

a, d

B

Ganancia = 1Vcc = 15 V Ri = 150 Ohm Vi = 200 mV RMS

Frecuencia f, Hz

THS 3001TEXAS INSTRUMENTS

(b)

(a) Configuración no inversora (b) Respuesta en frecuencia

THS 3001

Fase 1 – Tem

a 5A: A


entación


• Prestaciones:– Ancho de banda muy grande pero dependiente de RF en forma

inversa. – Modificando RG se puede cambiar la ganancia sin alterar el

ancho de banda lo que se trasunta en valores elevados de GBW

– Sus elevadas ganancias (ZmOL hasta 2 MΩ), su gran ancho de banda (cientos de MHz) y su buen slew-rate (varios miles de V/μs) los hace ideales para trabajar con señales de muy amplio espectro de frecuencias

Fase 1 – Tem

a 5A: A


entación


• Sus aplicaciones fundamentales se encuentran en los filtros analógicos pasobajo, integradores de señales de alta frecuencia y en amplificadores de señales de videofrecuencia.

• Su uso con fuentes de señal de corriente no es adecuada debido al incremento de la figura de ruido con el incremento de la resistencia interna Rs. Los valores de las resistencias externas deben ser pequeños para mantener en la salida bajos niveles de ruido.

Amplificadores de

transconductancia

(OTA: Amplificador Operacional de

Transconductancia)

Fase 1 – Tem

a 5A: A


entación


• Se basa en el conversor V/I construido con opamps:

+

-

VE

R1 V+

V-

V+ = V-

R2

R2

R1

iS =VE

R1

RS

iA

iS

iE

iA

iA

v

v

iA =V-

R1

iE =VE – V+

R1

iS = iE + iA

iS =VE – V+

R1

+V-

R1

Fase 1 – Tem

a 5A: A


entación


• El ATC es conocido también como fuente de corriente controlada por tensión (CSVC) porque la señal de entrada es una tensión y su salida es una corriente

• Hay amplificadores de propósito especial similares a los opamps a los que se denominan OTAs

La ganancia de transconductancia gm determina la corriente de salida Io en función de la tensión diferencial de entrada:

Donde:

VT es la tensión equivalente de temperatura del diodo.

Fase 1 – Tem

a 5A: A


entación


• IABC es la corriente de polarización obtenida del circuito interno:

• La gm puede alcanzar

decenas de miles de microsiemens y se controla mediante la IABC que alcanza algunos cientos de microamperios

Estructura interna de un OTA

Fase 1 – Tem

a 5A: A


entación


LM 13700

Símbolo y estructura interna del LM13700 que incluye diodos en la entrada para incrementar la linealidad

Fase 1 – Tem

a 5A: A


entación


Si la magnitud de corriente de salida deseada es mayor que io algunos de estos CI incluyen una etapa amplificadora de corriente formada por un transistor o un montaje Darlington

IABC

Io

+V

IL

Io

Fase 1 – Tem

a 5A: A


entación

75

Las aplicaciones mas importantes son los multiplicadores analógicos, los moduladores de amplitud y los filtros activos

1B

1Dcc21

B1

B

1Dcc21mo0 V

R

VVVV

R

RRV

R

VVVRVgRIV

Cπ2RR

gRf

34

m3c

Amplificadores Troceadores (chopper)

Fase 1 – Tem

a 5A: A


entación


• Una de las limitaciones de los opamps es la presencia en la salida, junto a la señal, de un conjunto de componentes de error relacionados con las tensiones de desviación, tensiones debidas a las corrientes de polarización, el ruido flicker, las derivas térmicas, etc.

• Si las señales a amplificar son muy débiles (pA, uV) tanto opamps reales como AI puede que no sean una solución.

• Para reducir al mínimo estos errores se puede recurrir a la medición alternada de la señal y de los errores y posterior elaboración de una salida libre de errores con dispositivos denominados opamp con autocero o estabilizado mediante troceo

Fase 1 – Tem

a 5A: A


entación

78

En el modo de edición de errores, S1 conecta las entradas de A1 con lo que se carga CA con una tensión proporcional a los errores de las etapas A1 y A2 incluido el debido al CMRR de A1

La duración de esta fase debe ser mínima que permita que haya transcurrido el tiempo de establecimiento del sistema con realimentación negativa a través de A3.

Si S1 y S2 pasan a la otra posición, el circuito cambiará al modo de medición de señal, donde a la señal de entrada se le restará el error de la etapa previa, con lo que a CB llegará la señal de entrada «limpia» de errores.

La señal a la salida de A2 tendrá una apariencia «troceada», de allí su nombre.

Fase 1 – Tem

a 5A: A


entación


El TLC 2652 utiliza este principio. Posee un reloj interno de sólo 450 Hz y una entrada para reloj externo.En la medida que la frecuencia del reloj sea mayor, crecen las tensiones y corrientes de desviación así como la corriente de polarización de entrada, disminuyendo sus prestaciones

TLC 2652

Amplificadores Logarítmicos

Fase 1 – Tem

a 5A: A


entación


• Amplificador especial cuya FT es: y = log x

VinVin=100VxVin=10Vx

Vin=Vx

Ideal

Real

2Vy

Vy

oV=xVinV

log.yV

Vin VoLOG

Escalalogarítmica

Tensión de corte en cero

Tensión de pendiente (V/dB)

El AL es capaz de «comprimir» la información metiendo un mayor recorrido de datos en el margen de salida del operacional.Su ecuación es:

x

i10yo V

vlogVv

Fase 1 – Tem

a 5A: A


entación


AL con diodo

El margen dinámico de entrada es pequeño, tanto la pendiente como el corte con cero de la FT son muy dependientes de la temperatura y sólo es capaz de trabajar con entradas unipolares

R

Ii

I = Ii

D

Vo

-Vi

I

VDIODO

I

V

+ -

I

V

Idealmente, la corriente por el diodo es la misma que la corriente de entrada, entonces:

o

i

o

io IR

vlog06,0

I

iln

q

kTv

Fase 1 – Tem

a 5A: A


entación

83

AL de video

Una cascada de N etapas, cada una de ganancia A tendrá como ganancia total N.A obtenida a través de un sumador.

Cuando la señal de entrada es pequeña, como para no llevar al límite la última etapa, la salida será muy parecida a la salida de la última etapa e igual a N.ACuando la señal de entrada aumenta y la etapa final llega a su límite no hay contribución alguna a la salida, por lo que la ganancia incremental de la cascada cae a (N-1).ASi la entrada sigue aumentando, cada etapa caerá proporcionalmente, por lo que la salida de la cascada será un conjunto de líneas rectas muy aproximadas a una curva logarítmica dependiente del valor de A

Vo

Vi

G1

= NA dB

G = 0

G3

= (N-2)A dB

(b)

G2

= (N-1)A dB

A dB A dBA dBA dB

Vi

Vo

N = 4 CASCADA

(a)

Fase 1 – Tem

a 5A: A


entación

84

La implementación de la cascada anterior con buen funcionamiento a altas frecuencias es difícil de conseguir debido al retraso variable con la amplitud de la señal de entrada que el sistema introduceUna solución se muestra en la figura, donde las etapas de la cascada en lugar de limitar la salida a partir de un cierto valor de la entrada pasan a tener ganancias unitarias , con lo que resulta innecesario sumar las salidas de las etapas

Vi

Vo

VoVi

N etapas

1

VoVi

Vi

Vo

G

1

Fase 1 – Tem

a 5A: A


entación

85

AL de detección sucesiva

Consiste también de una cascada en la que en lugar de sumar las salidas de cada elemento, estas son aplicadas a detectores cuyas salidas se suman.Como los detectores poseen salida de corriente, el proceso de suma se simplifica con la simple unión de sus salidasEstos amplificadores ofrecen 2 salidas: la limitada (A) y la logarítmica (B)

Amplificadores Instrumentacion

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