MODULACIÓN EN AMPLITUD · 2019. 4. 7. · binaria (ask) 39. tÉcnicas de modulaciÓn capitulo 3 e...
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FACULTAD DE INGENIERÍA ELÉCTRICA MODULACIÓN EN AMPLITUD TESIS PREVIA A LA OBTENCIÓN DEL TÍTULO DE INGENIERO EN ELECTRÓNICA Y TELECOMUNICACIONES ARNALDO OMAR MONTALVO GALÁRRAGA
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FACULTAD DE INGENIERÍA ELÉCTRICA
MODULACIÓN EN AMPLITUD
TESIS PREVIA A LA OBTENCIÓN DEL TÍTULO DEINGENIERO EN ELECTRÓNICA Y TELECOMUNICACIONES
ARNALDO OMAR MONTALVO GALÁRRAGA
i
AGRADECIMIENTO:
Mi agradecimiento más profundo
va para todas las personas que
influyeron en el diseño, la
construcción, pruebas y otras
etapas de este trabajo, a quienes
para evitar omitir en un
agradecimiento singularizado, he
preferido incluirlas en una
generalización, que estimo sabrán
comprender.
DEDICATORIA:
Este trabajo, lo dedico a mi madre,
mis hijos y hermanos a quienes
debo mi mayor respeto y
consideración.
Certifico que este trabajo
ha sido realizado en su
totalidad por el Sr.
Arnaldo Ornar
Montalvo Galárraga.
Ing. TarquHoT>ancñe¿ Almeida
Director De Tesis.
Quito, Diciembre de 1998
INTRODUCCIÓN i
FIMDAMENTOS TEÓRICOSCAPITULO 1 DE LA MODULACIÓN AM
1.1 DESARROLLO MATEMÁTICO 11.1.1 SERIES DE FOURJER 11.1.2 TRANSFORMADA DE FOURIER 3
1.2 CONVERSIÓN DE FRECUENCIAS 6
ANÁLISIS DE DIFERENTESFORMAS DE
CAPITULO 2: MODULACIÓN AM
2.1 MODULACIÓN AM (DE DOBLE BANDALATERAL CON PORTADORA 20
2.2 MODULACIÓN AM DE DOBLE BANDALATERAL (CON PORTADORA SUPRIMIDA).APLICACIONES- 24
2.3 MODULACIÓN AM DE BANDA LATERALÚNICA. APLICACIONES 29
2.4 MODULACIÓN AM EN CUADRATURAAPLICACIONES 33
2.5 MODULACIÓN AMPARA INFORMACIÓNBINARIA (ASK) 39
TÉCNICAS DE MODULACIÓNCAPITULO 3 EN AMPLITUD
3.1 MULTIPLICACIÓN ANÁLOGA 433.2 MODULACIÓN DE CONMUTACIÓN
(CHOPPER) 473.3 MODULACIÓN CON DISPOSITIVOS NO
LINEALES 503.4 MODULACIÓN DE ALTO NIVEL 52
DISEÑO Y CONSTRUCCIÓNCAPITULO 4 DEL EQUEPO DIDÁCTICO
4.1 DISEÑO DEL OSCILADOR LOCAL A 1500 IcHz 594.1.1 DISEÑO DEL OSCILADOR A CRISTAL .
DE 12 MHz Y DEL DIVISOR DE FRE-CUENCIA O CONTADOR MÓDULO 8 62
4.1.2 DISEÑO DE RED DE ATENUACIÓN 634.1.3 DISEÑO DE FILTRO 654.1.4 DISEÑO DE RED DE ACOPLAMIENTO
DE IMPEDANCIA 1 674.1.5' DISEÑO DE RED DE ACOPLAMIENTO
DE IMPEDANCIA 2 704.1.6 DISEÑO DE RED DEFASADORA DE 90
GRADOS 744.1.7 DISEÑO DE RED ACOPLADURA DE
IMPEDANCIA 3 754.2 DISEÑO DE CIRCUITO DE AUDIO 79
4.2.1 DISEÑO DE LOS OSCILADORES DE400HzYlkHz 81
4.2.2 CIRCUITOS DEFASADORES DE 90GRADOS PARA 400 Hz Y IkHz ' 82
4.2.3 CIRCUITO DE CONTROL PARA SE-LECCIÓN DE FRECUENCIA DE SALIDA 83
4.2.4 CIRCUITO PARA ACOPLAMIENTO DEIMPEDANCIAS 85
4.3 DISEÑO DE CIRCUITO MODULADOR AM DEDOBLE BANDA LATERAL CON PORTADORA 874.3.1 DISEÑO DE MULTIPLICADOR DE
MODULANTE POR m 874.3.2 DISEÑO DE MULTIPLICADOR DE
CUATRO CUADRANTES 884.3.3 DISEÑO DE CIRCUITO SUMADOR 90
4.4 DISEÑO DEL CIRCUITO MODULADOR AMDE DOBLE BANDA LATERAL CONPORTADORA SUPRIMIDA 93
4.4.1 DISEÑO DEL DEFASADOR DE 180GRADOS 94
4.4.2 DISEÑO DE ACOPLADOR DELWDPEDANCIA 94
4.4.3 DISEÑO DE CIRCUITO MODULADORAM CON ÍNDICE DE MODULACIÓN DEUNO 95
4.4.4 DISEÑO DE CIRCUITO SUMADOR 964.5 DISEÑO DEL CIRCUITO PARA MODULACIÓN
AMDE BANDA LATERAL ÚNICA(MÉTODO DE CUADRATURA) 984.5.1 DISEÑO DEL MULTIPLICADOR DE
CUATRO CUADRANTE 994.5.2 DISEÑO DE CIRCUITO SUMADOR 100
4.6 DISEÑO DEL CIRCUITO MODULADOR AM DEBANDA LATERAL ÚNICA(MÉTODO DE WEAVER) • 1014.6.1 DISEÑO DE OSCILADOR DE 3300 Hz
PARA GENERAR LA FRECUENCIADE LA PORTADORA Acl .cos(Wcl .t) 103
4.6.2 DISEÑO DE CIRCUITO ACOPLADOR DEIMPEDANCIA 104
4.6.3 DISEÑO DE CIRCUITO DEFASADORDE 90 GRADOS A LA PORTADORAAcl.cos(Wcl.t) 105
4.6.4 DISEÑO DE CIRCUITOS MODULADO-RES AM 106
4.6.5 DISEÑO DE FILTROS PASABAJOS 1074.6.6 CIRCUITO SUMADOR 1104.6.7 DISEÑO DE CIRCUITO MODULADOR
AM 110
RESULTADOS EXPERIMEN-TALES, CONCLUSIONES Y
CAPITULO 5: RECOMENDACIONES
5.1 MODULACIÓN AM 1125.2 MODULACIÓN DE DOBLE BANDA LATERAL 114
SPN PORTADORA5.3 MODULACIÓN AM DE BANDA LATERAL
ÚNICA. MÉTODO DE DEFASAJE 1165.4 MODULACIÓN AM DE BANDA LATERAL
ÚNICA. MÉTODO DE WEAVER 1185.5 CONCLUSIONES Y RECOMENDACIONES
GENERALES 120
ANEXOS
ANEXO 1 HOJAS DE DATOS DEL FABRICANTE
ANEXO 2 GUÍA DE DISEÑO DE FILTROS
ANEXO 3 GUÍA DEL USUARIO
ANEXO 4 PRÁCTICAS SUGERIDAS
BIBLIOGRAFÍA
INTRODUCCIÓN.
En el ámbito de las telecomunicaciones, cobra especial interés la
transmisión de información a larga distancia, disponiéndose como una
alternativa para la resolución de este problema, la traslación del espectro de
frecuencia de la banda básica a una frecuencia superior, técnica que es
conocida con el nombre de modulación. En la modulación, se emplean
comunmente dos términos que caracterizan a los elementos involucrados en
el proceso y son: la señal portadora y la información también llamada señal
modulante, usándose justamente a la señal portadora como una señal
intermediaria para transportar la información desde la fuente hasta el
destino.
Una forma para clasificar a la modulación, emplea al tipo de
información que se quiere transmitir como el parámetro definitorio.
Siguiendo este lineamiento, la modulación podrá ser de tipo analógica, si
la señal modulante es una señal de tipo analógico, ó digital, si la señal
modulante es primeramente digitalizada y posteriormente modulada.-^
Por otro lado puede clasificarse a la modulación tomando en cuenta
el tipo de señal portadora que se utilizará para realizar la modulación.
Atendiendo a esto, la modulación podrá ser una modulación de onda
continua, si la señal portadora es una sinusoide o modulación de pulsos,
si la portadora es un tren de pulsos.
Tomando en cuenta a la clasificación de la modulación considerando
el tipo de portadora, existe una subdivisión que cataloga a la modulación en
una forma más difundida, y que hace referencia al tipo de alteración que
con el que la señal portadora podrá incorporar a la información que será
transportada. En esta subdivisión se considera al elemento de la señal
portadora que variará en forma proporcional con la señal modulante, estos
elementos pueden ser la amplitud, la frecuencia o la fase de la señal
portadora, lo que da origen a las modulaciones en amplitud, frecuencia o
fase respectivamente.
La modulación en amplitud, es el tipo de modulación más antiguo y
más fácil de construir, por lo que tiene un uso muy difundido dentro de las
telecomunicaciones, especialmente en radiodifusión comercial y en
transmisiones de onda media, por esto su estudio y comprensión son de
importancia, razón que impulsó al diseño y construcción de un equipo
didáctico que facilite el aprendizaje de ésta técnica de modulación.
CAPITULO 1
J1ÍMDAMENTOS/TEÓRICOS DE
LA MODULACIÓN AM
1.1. DESARROLLO MATEMÁTICO
1.2. CONVERSIÓN DE FRECUENCIA
rsfcl
CAPITULO 1: FUNDAMENTOS TEÓRICOS DE LA
MODULACIÓN AM.
1. L Desarrollo Matemático.
La modulación en amplitud consiste básicamente en multiplicar las
señales temporales involucradas en el proceso. Para entender adecuadamente el
efecto de multiplicar dos señales temporales se usan herramientas matemáticas
como las series de Fourier y la transformada de Fourier, con las que se visualiza
el efecto que causa la modulación A.M. en el espectro de frecuencia.
L L L Series de Fourier
Utilizando las series de Fourier, una función periódica definida dentro de
un intervalo finito puede ser caracterizada por un conjunto de funciones
ortogonales acompañadas de coeficientes especiales que se denominan
coeficientes de Fourier. El cálculo de los coeficientes de Fourier depende-i
directamente de la función que se vaya a caracterizar.
Para expresar matemáticamente lo dicho anteriormente se hará la
expansión de una función f(x) definida dentro de un intervalo [-m,+m] que será:
fft) - ao + ^¿^.cosiW-f¿^senwí 1.1/7=~CO
donde: ao, an, bn representan los Coeficientes de Fourier.
Para realizar el cálculo de los Coeficientes de Fourier (ao, an? bn) se
deben utilizar las siguientes expresiones:
1.2m' ' l
7 ? , nnan = — \x.dx 1.3
m _m m
, ~m/ r .... nn , _ ,n = — jfxj.sen x.ax 1.4
donde: n elemento de los enteros.
En forma resumida pueden agruparse todos los coeficientes de Fourier,
expresando la ñmción f(x) de la siguiente manera:
jmr
1.5
An = A* SÍ *
donde: A* = Coeficiente complejo conjugado.
es un coeficiente complejo y los coeficientes que van desde -o> hasta -
m son coeficientes conjugados a los que van desde +m hasta +co. Para calcular
los coeficientes An, se utiliza la expresión siguiente:
An= f(x)e-jn/r
1.6
La utilidad de la expansión en Serie de Fourier radica en la información
que dicha expansión proporciona respecto al contenido armónico de la señal;
pues la señal periódica a evaluar se expresa como un sumatorio de señales que
revelan el contenido armónico de la señal original.
Por otro lado una herramienta importante que facilita el estudio de la
modulación en amplitud es la transformada de Fourier la cual permite trasladar
una señal definida en el dominio del tiempo al dominio de la frecuencia.
1.1.2. Transformada de Fourier.
Como ya se mencionó, la transformada de Fourier de una señal temporal
x(t) realiza la traslación del dominio del tiempo o dominio temporal al dominio
de la frecuencia, esta traslación se hace usando la expresión matemática
siguiente:
+00
F[x(t)] = X(w) = 1.7
donde: x(t) representa la señal definida en el dominio del tiempo
X(w) — señal definida en el dominio de la frecuencia
F[x(t))] = transformada de Fourier de la señal x(t)
Puede notarse que la expresión usada para realizar el cálculo de la
transformada de Fourier de una señal, es la misma que la utilizada para el
cálculo de los coeficientes de Fourier mencionada en el punto anterior. Una
diferencia importante entre la expansión en series de Fourier y el uso de la
transformada de Fourier radica en que la transformada de Fourier puede ser
calculada tanto para señales periódicas como para señales aperiódicas siendo la
restricción para estas últimas el que tengan un límite finito en su tendencias de -
oo y -feo.
Adicionalmente la transformada de Fourier puede dar como resultado
una señal continua dentro del dominio de la frecuencia, a diferencia de la
expansión en series de Fourier que da como información una señal de pulsos en
los múltiplos de la frecuencia fundamental de la señal temporal que se
caracterizó.
Otra característica de la transformada de Fourier es la reversibilidad,
pues a partir de una señal dada en el dominio de la frecuencia puede volverse al
dominio del tiempo usando la transformada inversa de Fourier. Por lo tanto una
señal F(w) definida en el dominio de la frecuencia, tendrá una representación
temporal f(t) que se calculará a través de la siguiente expresión:
/ -r™
F-l[X(-w)] = xft) = —. f X(w).ejm.dw 1.8
A continuación se presentan algunas propiedades importantes de la
transformada de Fourier, para las cuales se ha considerado que la transformada
de Fourier de las señales x(t) y z(t) son X(w) y Z(w) respectivamente, y los
coeficientes a, b, fo, wc, n son constantes.
Propiedad de linealidacL
F[a.x(t) - b.z(t)] = a.X(w) - b.Zfw) 1.9
Propiedad de retardo en el tiempo.
Propiedad de cambio de escala.
Propiedad de traslación de frecuencia.
Propiedad de dualidad.
Propiedad de diferenciación.
1.10
1 w—-X(-) U1jal a
1.12
1.13
1-14
Propiedad de integración.
F[]x(t).dt] = —.X(w) 1.15
Propiedad de convolución.
7 1.16donde: xft)*zft)= j z(r).x(t-r).dr
Una vez presentada una introducción de la expansión en series de
Fourier asi como la transformada de Fourier, se pasará a aplicar estos conceptos
en la teoría matemática de la modulación en amplitud1.
1.2. Conversión de Frecuencias.
De acuerdo a lo establecido en la introducción una modulación en
amplitud es una opción dentro de las formas de modulación posibles, la
expresión matemática característica de este tipo de modulación es la siguiente:
1 Las ecuaciones 1.9 a 1.16 son tomadas del libro Sistemas de Comunicación de Bruce Carlson.
1.17
donde; f (t) -> señal modulante (información)
g(t) —> señal portadora de radiofrecuencia
Vcc —> constante.
En esta última expresión se puede verificar que la modulación en
amplitud no es más que una multiplicación de la señal modulante y la señal
portadora.
Una facilidad que ofrece esta última formulación matemática es la de
establecer si la modulación es de tipo analógico o de tipo digital, lo que
dependerá de la forma matemática de la señal f (t) (señal modulante).
En el caso de una modulación de tipo analógico la señal modulante f (t)
es una onda continua no discretizada, mientras que en una modulación digital la
señal modulante es una señal discretizada en tiempo y magnitud.
En la modulación AM de tipo analógico, la portadora de radiofrecuencia
(g(t)) es una onda continua de tipo sinusoidal, lo que convierte a la ecuación
1.17 en:
1.18
donde; AC es la amplitud de la señal portadora (g(t))
wc es la frecuencia de la señal portadora (g(t))
Adicionalmente se va a suponer que la señal modulante f (t) es una señal
de tipo sinusoidal; quedando entonces la ecuación 1.18:
/'(O
— .COS(MW)].COS(MW) 1.19y ce
donde: Vra es la amplitud de la señal modulante (f (t))
wm es la frecuencia de la señal modulante (f (t))
El cociente m = Vm/Vcc se define como el índice de modulación, el cual
representa el grado de cambio que sufre la señal portadora desde su estado
normal sin modular. Haciendo reemplazos adicionales se tiene:
1-20
donde: m = índice de modulación.
f(t) = eos wm.t
Vcc-1
En este punto cabe aclarar que la representación matemática obtenida
con la expresión 1.20, es válida únicamente para modulaciones con índice de
modulación menor o igual a 1 y se la conoce como ecuación normalizada
AM.
A continuación se considera un gráfico que representa la forma temporal
de la señal SAMÍÍ) para un índice mayor que la unidad y para un índice menor
que la unidad.
2
1
O
-1
-2
A AÁV v v
Figura 1.1 Figura 1.2
Gráfico temporal de modulación AM Gráfico temporal de modulación AM
con índice menor que 1. con índice mayor que 1.
Tanto en la figura 1.1 como en la figura 1.2 se aprecia que la variación de
amplitud de la señal de alta frecuencia (portadora) corresponde a una
envolvente de frecuencia inferior, dicha envolvente es la información ya
incorporada a la portadora. Este conjunto de señales (portadora e información)
se transmiten por el canal de transmisión hacia el destino.
La forma temporal representada en la figura 1.1 corresponde a una
modulación de un índice menor que la unidad, mientras que en la figura 12 se
representa un índice mayor que uno, notándose como diferencia entre los dos
casos la sobremodulación o inversión de fase que distorsiona a la envolvente de
la figura 1.2. Tomando como base la ecuación 1.20, para evitar la distorsión de
envolvente y lograr que el índice de modulación sea menor que la unidad, la
señal de información | f(t) (módulo de f(t)) debe ser mayor o igual a cero y
menor que V^ es decir: O < Vm < V^. En el caso de que Vcc = 1, m = Vm/Vcc
quedará: O < m = Vm < 1.
En recepción se busca recuperar la señal de baja frecuencia
(información) para lo cual se realiza la detección de la envolvente, es decir se
desecha la portadora de alta frecuencia conservándose únicamente la
información.
Aprovechando la representación temporal realizada en las figuras 1.1 y
1.2, puede conocerse el índice de modulación a partir de las magnitudes A y B
representadas, mediante las expresiones siguientes:
A - Bm = • para m < 1 1.21
A + B
D
m = I + — para m>l 1.22A
donde: A = Diferencia entre Crestas Máximas.
B = Diferencia entre Crestas Mínimas.
,Es importante destacar que cuando se presenta una modulación con un
índice mayor que uno, la única forma de realizar la medición de dicho índice es
la ecuación 1.22, pues la ecuación normalizada AM (ecuación 1.20) y la
ecuación 1.21 no son factibles de usar sino para índices menores que la unidad.
Hasta este punto se ha hablado únicamente de la modulación de tipo
simétrico donde la señal modulante es un tono sinusoidal puro de baja
frecuencia, evaluándose el índice de modulación solo para este caso.
En la práctica es difícil tener solamente modulación de tipo simétrico,
siendo común la modulación en amplitud no simétrica la cual se gráfica en la
figura 1.3 y donde la determinación del índice de modulación se hace
considerando las crestas positivas y negativas presentes en la modulación.
10
Figura 1.3.
Gráfico temporal de modulación AM de tipo asimétrico
donde. = amplitud de la portadora sin modular.
Modulación de cresta positiva = m+ =Emax — E®
1.23
Modulación de cresta negativa = m - -Emin — E O
1.24
En el caso de la modulación simétrica, se cumple que m = m" y ésta
representa la modulación AM de variación sinusoidal que se discutió
anteriormente.
La modulación en amplitud de tipo no simétrico es la modulación más
frecuente de encontrar, pues los armónicos contenidos en las frecuencias de las
ondas de voz (información que se transmite) provocan distorsiones que hacen
diferir a la modulación de cresta positiva y de cresta negativa, teniéndose por lo
general que el índice de modulación de las crestas negativas excede al de las
crestas positivas.
12
Con las expresiones 1.17, 1.18, 1.19 y 1.20 puede verse que en el
dominio temporal, la modulación en amplitud es la multiplicación de la señal
modulante y la portadora; esto tiene un efecto importante en el espectro de
frecuencia de la señal modulante; ya que este se traslada a una zona de
frecuencia superior determinado por el valor de la frecuencia portadora.
El análisis matemático de lo que se ha expresado se hace mediante la
Transformada de Fourier, que como se estableció anteriormente es la
herramienta matemática con la que se puede pasar de una función definida en el
dominio del tiempo al dominio de la frecuencia.
Utilizando la ecuación normalizada AM, para una modulación de tono
con señal portadora de tipo cosenoidal, y con Vcc = 1 se tiene:
1.25
1.26
1-27
donde: k = A¡.
El producto de funciones cosenoidales puede ser expresado de la
siguiente forma:
= 0.5.[cos(wc •*" Wm^ ^ cosfwc - ~wm)t] 1-28
Utilizando esta última ecuación e introduciéndola en la ecuación 1.27, la
señal SAMÍO quedará como:
777
—.[cos(wc + wm)t +cos(wc-wm)tj 1.29
Paralelamente a este análisis puede hacerse un análisis de la
transformada de Fourier de la función de Dirac2, llegándose a determinar;
8(t).ejm.dt = ejw'° = 1 1.30
Al obtener la transformada de Fourier de una señal de Dirac desplazada
en el tiempo se tiene:
F[5(t-to)] = \S(t-to).ejwt.¿t
F[8(t - to)] = J 8(r).
F[S(t-tQ)] = e-J™* 1.31
donde: 5(t) = Función de Dirac en el tiempo.
13
Recordando la propiedad de dualidad de la transformada de Fourier se
puede establecer que:
Si X(w) = F/xf/jy entonces F[X(t)] = 2^. 1 .32
De estas dos últimas ecuaciones, se puede deducir lo siguiente:
1.33
Si por otro lado se piensa que una señal de tipo cosenoidal puede ser
expresada mediante la formulación de Euler, se tiene:
1.34
Entonces la transformada de Fourier de una señal cosenoidal será:
—
1-35
1.36
" La función de Dirac es definida como O en T e R-{0} y 1 en i =0
14
15
Quedando finalmente:
1.37
Para el caso de una modulación de tono de tipo AM, la cual se
encontraba expresada en la ecuación 1.27, la transformada de Fourier de dicha
señal será;
Si se obtiene la transformada de Fourier de la expresión matemática
obtenida en la ecuación 1.29 para la señal
1.39
-- 0. 5. k.m.
Aplicando el resultado de la ecuación 1.37 en la ecuación 1.39 se tiene:
JJ 4- 0.5.k.
1-40
15
Realizando el arreglo de términos de la última ecuación resulta
finalmente:
1.41
S(w + wc+ Wm)] + k.m.
Esta última ecuación representa la traslación al dominio de la frecuencia
de una señal cosenoidal modulada en amplitud por un tono de baja frecuencia;
del resultado obtenido en el dominio de la frecuencia puede notarse claramente
la traslación que sufre el espectro de banda básica de la modulante cosenoidal.
Este mismo análisis de Fourier, el cual en el procedimiento anterior se ha
establecido para una modulación de tono puede hacerse para señales de
cualquier tipo tomándose como herramienta de cálculo la transformada de
Fourier. Cabe aclarar que al usar una señal cualesquiera como modulante, la
transformada de Fourier resultante no será siempre un par de pulsos, sino en
forma general una función continua en el dominio de la frecuencia.
Para esclarecer todo lo que se ha escrito y desarrollado
matemáticamente, es necesario visualizar gráficamente tanto el tono modulante
en banda básica como la señal resultante de la modulación. Entonces en el
dominio de la frecuencia se tiene:
-Wm O +Wm
Espectro en banda básica
16
-wc-wm -wc -wc+wm O Wc
Gráfico en el dominio de la frecuencia de una modulación AM de tono
Figura 1.4.
Como se dijo anteriormente lo que se ha descrito para un tono cosenoidal
puede hacerse extensivo para cualquier tipo de señal cuyo espectro de banda
básica estuviera determinado. Si la señal modulante tiene un espectro continuo
en banda básica al modularla en amplitud se verá desplazada en frecuencia,
conservando la misma forma espectral que tenia en banda básica. Observando
esto gráficamente;
-wm O +wm
Espectro en banda básica
-wc-wm -"\ Wc-Wm Wc Wc+Wn
Gráfico en el dominio de la frecuencia de una modulación AM
Figura 1.5.
17
Cabe indicar que las frecuencias negativas obtenidas con la transformada
de Fourier físicamente no existen.
Como conclusión de lo que se ha establecido en el desarrollo matemático
puede decirse que en la modulación AM se realiza una manipulación de una
onda continua de radiofrecuencia (llamada portadora) a través de la
multiplicación con la señal modulante (información), lo cual provoca una
traslación del espectro de frecuencias de banda básica a una zona de
frecuencias superior determinado por la frecuencia de la portadora.
13
CAPITULO 2
ANÁLISIS DE DIFERENTES
FORMAS DE MODULACIÓN AM.
2.1. MODULACIÓN DE DOBLE BANDA
LATERAL. APLICACIONES
2.2. MODULACIÓN DE DOBLE BANDA
LATERAL CON PORTADORA SUPRIMIDA.
APLICACIONES
2.3. MODULACIÓN DE BANDA LATERAL
ÚNICA. APLICACIONES
2.4. MODULACIÓN EN CUADRATURA.
APLICACIONES
2.5. MODULACIÓN AM PARA INFORMACIÓN
BINARIA. APLICACIONES
CAPITULO!. ANÁLISIS DE DIFERENTES
FORMAS DE MODULACIÓN AM.
Del análisis matemático realizado en el capítulo anterior, se desprende
que la modulación AM provoca una traslación del espectro de frecuencias de
banda básica a una zona de frecuencia definida por la onda portadora.
Esta característica es común para todos los tipos de modulación AM
existentes. La diferencia entre ellas radica en la forma de consecución de la
modulación y los esfuerzos realizados para ahorrar espectro o potencia. Las
formas de modulación que van a ser descritas en las siguientes líneas son :
Modulación AM de doble banda lateral con portadora
Modulación AM de doble banda lateral con portadora suprimida
Modulación AM de banda lateral única
Modulación AM en cuadratura
Modulación AM para información binaria (ASK)
19
2.1. Modulación AM (de doble banda lateral con portadora).
Por lo general, al hablar de una modulación AM3 implícitamente se está
hablando de una modulación de doble banda lateral con portadora, aunque ésta
sea realmente una de las posibles formas de modulación en amplitud.
En el análisis de la modulación de tono del capítulo 1 se puede notar que
en banda básica realmente no existe una parte del espectro que tenga
frecuencias negativas, por lo que el ancho de banda real de la señal se limita
desde O hasta wm? mientras que luego de la modulación se puede apreciar que el
ancho de banda de la señal resultante es el doble que en banda básica.
Adicionalmente se puede notar que existe la presencia de la señal
portadora dentro del espectro, por tanto aún cuando no exista presencia de la
señal de información si existirá presencia de señal portadora.
A partir de la ecuación que define a la modulación AM, se puede
construir un diagrama de bloques de un modulador, el cual sería de la siguiente
manera:
2.1
20
f(t) modulante Multiplicador
(m)
mf(t) Multiplicador de
dos cuadrantes
Portadora (Ac coswct)
Figura 2.1: Diagrama de bloques de Modulador AM (de doble banda lateral con
portadora)
Como puede verse en el diagrama de la figura 2.15 la señal modulante f(t)
es multiplicada inicialmente por un valor m con lo que se obtendría la
componente mf(t) y luego multiplicada (usando un multiplicador de dos
cuadrantes) por la portadora AC coswct para tener: AC coswctmf(t). Finalmente
se suma este resultado con la señal portadora y se obtiene algebraicamente la
señal:
SAM (t)= AC coswct.mf(t) + . AC coswct
21
En lo que respecta a la potencia promedio requerida para realizar este
tipo de modulación AM, el análisis matemático en base a la ecuación 1.29 que
es la que representa a este tipo de modulación y considerando una resistencia de
carga unitaria se tiene:
T
O
1 TI— J (?..25.£~'.W.cos~Y>i'c~l~ wm)t.dt+ 2.2Ti o
•• 0.25.k" .m" •cos"
Puede notarse que dentro de la expresión 2,25 no se ha incluido el
producto de las señales eos (wct).cos (wmt) ya que al integrarse, este producto
se hace cero pues son funciones ortogonales.
Entonces se tiene que la potencia contenida dentro de una señal AM
puede expresarse como:
22
~f^~J 2.3
En la ecuación 2.3 se hace un reemplazo de: Pp = O.Sk2 (donde k = AC) lo
que significa la potencia de la señal portadora, entonces se tiene;
2
p =p n+OLj 2.4
Lo que se ha expresado cualitativamente en cuanto a la transmisión de
portadora aún en ausencia de información., se muestra también
cuantitativamente mediante la ecuación 2.4.
El uso de la modulación AM es conveniente cuando se desee lograr un
desplazamiento en las componentes de frecuencia de una señal, lo que puede
ser deseable en casos donde las frecuencias componentes de la señal
compliquen el diseño de filtros, o en el caso de transmitir mediante las ondas
electromagnéticas, comunicación oral a través del espacio con el fin de cubrir
distancias grandes.
La modulación AM (de doble banda lateral con portadora) es el método
de modulación AM más usado dentro de la radiodifusión comercial
(broadcasting) y en transmisiones de voz punto a punto, debido principalmente
23
a los bajos costos requeridos para el dispositivo receptor que con esta forma de
modulación resulta muy simple y barato. Posteriormente al comparar este tipo
de modulación con otros se logrará establecer sus beneficios y desventajas.
2.2. Modulación AM de doble banda lateral (con portadora suprimida).
Aplicaciones.
Este tipo de modulación se caracteriza porque presenta una diferencia
con lo que se conoce como modulación AM, dicha diferencia radica en que en
la modulación de doble banda lateral ya no se transmite la portadora.
Matemáticamente una modulación de tono (f(t) = coswmt) de doble
banda lateral podría expresarse mediante la ecuación siguiente:
SDBL(Í) = Ac. cos(wet).f(t) 2.5
A partir de esta expresión matemática el diagrama de bloques de un
modulador de doble banda lateral, podría expresarse de la siguiente manera:
24
f(t) Multiplicador de
cuatro cuadrantes
Portadora (Ac coswct)
Figura 2.2: Diagrama de bloques de Modulador AM DBL sin portadora
Como puede verse en el diagrama de la figura 2.2, la señal modulante f(t)
es multiplicada (usando un multiplicador de cuatro cuadrantes) por la portadora
Ac cosWct para tener: AC coswctf(t)
Comparando los diagramas de bloques tanto para la modulación AM
como para la de doble banda lateral, aparentemente presenta más sencillez este
último, pero en realidad es lo contrario pues la dificultad para realizar un
multiplicador de cuatro cuadrantes es mucho mayor que uno de dos cuadrantes.
Obteniendo la transformada de Fourier de la ecuación 2.55 se llega a:
25
2.6
AcJt[8(\V - K', + >(, J + 8(\V +
Espectraknente este tipo de modulación se vería de la siguiente manera:
-wm O +wra
Espectro en banda básica
-Wc O Wc-Wm Wc Wc+Wn
Figura 2.3: Diagrama espectral de Modulación AM DBL sin portadora
De lo que puede verse, en la modulación de doble banda lateral toda la
potencia se está canalizando únicamente para la información, es decir no existe
ningún gasto de potencia en la portadora, esto puede verse mejor con la
siguiente ecuación, en la que se considera una resistencia de carga normalizada
unitaria:
26
PSDBLft) " ^
2.7
t 2í r T oI 0.5.k".CQS"
T2 O
De esta última expresión (donde k = AC) resulta:
,2 7,2PSDBLÍt) = 0.5 + 0.5
2 2
k2PSDBL = ^V 2.8
Comparando las expresiones 2.3 y 2.8 puede verse que el gasto de
potencia es mayor en la modulación AM que en la modulación AM de doble
banda lateral sin portadora, justamente por el gasto de potencia implícito para la
transmisión de portadora.
En lo que respecta a la forma temporal de este tipo de modulación, esta
es exactamente igual a la mostrada en la figura 1.2 del capítulo 1; por lo que
viene a representar una sobremodulación o una inversión de fase en lo que
27
respecta a la envolvente. En cuanto tiene que ver con el ancho de banda, tanto
la modulación AM cuanto este tipo de modulación presentan el mismo consumo
del espectro, que es de dos veces el ancho de banda básico.
Las aplicaciones más importantes de este tipo de modulación se dan en
instrumentación análoga y en multiplexión de señales de voz, debido al ahorro
en cuanto a la potencia, A pesar del mencionado ahorro en cuanto a la potencia
que se transmite, la preferencia comercial de la modulación AM sobre la de
doble banda lateral sin portadora radica en que el dispositivo demodulador de
AM es menos complicado y ello abarátalos costos de los receptores.
En el caso de la modulación de doble banda lateral sin portadora es
necesario disponer de un detector sincrónico como demodulador puesto que
debe conocerse la fase y la frecuencia conectas para obtener la señal modulante
de forma adecuada.
Dentro de la modulación de doble banda lateral sin portadora, se utiliza
un sistema de portadora piloto con el cual se envía un tono senoidal cuya
frecuencia y fase está relacionada con la señal portadora. Este tono senoidal se
envía fuera de la banda de la señal modulada y con él se ayuda al circuito
demodulador para detectar la información correctamente.
28
2.3. Modulación AM de banda lateral única. Aplicaciones.
La modulación AM de banda lateral única se la consigue realizando la
modulación de doble banda lateral y filtrando una de las bandas de información.,
sea esta la banda lateral inferior o la banda lateral superior. Ésto puede hacerse
gracias a que en cada una de las bandas la información está contenida
totalmente. Viendo gráficamente este tipo de modulación se tendría:
-wm O wm -wc-wm-wc -wc+wm O wc-w.
banda lateral
izquierda eliminada por filtrado.
Figura 2.4: Diagrama espectral de Modulación AM de Banda Lateral Única
Esquematizando en un diagrama de bloques la forma como podría
obtenerse una señal de banda lateral única a través de un método de filtraje, se
tiene:
29
f(t) Multiplicador de
cuatro cuadrantes
Futro
Portadora
>BLU
Figura 2.5: Diagrama de bloques de Modulador AM de Banda Lateral Única
por método de filtrado.
De la figura 2.5 puede verse que la señal modulante f(t) y la portadora
Ac. cos(wct) se mezclan en el multiplicador de cuatro cuadrantes obteniéndose
una señal de doble banda lateral sin portadora, siendo necesaria la presencia de
un filtro que elimine una de las bandas laterales sea esta la superior o la inferior.
La modulación de banda lateral única es aplicable solamente en el casoi
de que las componentes de baja frecuencia de la información sean despreciables
o nulas, de tal manera que puedan ser eliminadas por el filtro. Este hecho limita
un poco las aplicaciones disponibles, pero ayuda a reducir el consumo de ancho
de banda en las transmisiones, tomando en cuenta el consumo del espectro al
realizar ya sea una modulación de tipo AM o de doble banda lateral.
30
Las aplicaciones más frecuentes de este tipo de modulación se producen
en la transmisión telefónica analógica, en donde se utiliza multiplexación en
frecuencia (FDM) para transmitir varios canales de voz simultáneamente
asignándoles diferentes frecuencias y para ello se limita la banda de frecuencia
(0.3 - 3.4 kHz) del canal telefónico, esto se aprovecha porque las componentes
espectrales de baja frecuencia son pequeñas, además se la usa en las
transmisiones realizadas por radioaficionados y transmisones de voz punto a
punto. Otras aplicaciones comunes de este tipo de modulación se dan en
comunicaciones militares, de marina y aviación; donde las frecuencias de
operación pueden variar en varias octavas.
En este tipo de modulación la potencia que se gasta en la transmisión es
la mitad que en el caso de la modulación de doble banda lateral y se expresa
mediante:
PSDBLPSBLU =
31
Como puede verse el ahorro en cuanto a la potencia de transmisión es
mayor, pero el circuito necesario para la demodulación es aún más complicado.
En lo que respecta a la modulación de banda lateral única se ha
establecido que al existir componentes de baja frecuencia apreciables dentro de
una señal de información, este tipo de modulación no resulta conveniente.
Para solucionar este problema, existe una variante en cuanto a este tipo
de modulación y que se conoce con el nombre de modulación de banda lateral
vestigial con la cual se transmiten una banda lateral (sea la superior o la inferior)
y una parte de la banda que no se transmite. Esto permite economizar en cuanto
al espectro disponible y adicionalmente lograr una buena transmisión de la
información. Especialmente esta modulación se vería como:
O Wm -Wc-Wm-Wc -Wc-i-Wm O Wc-Wm W
Figura 2.6: Diagrama espectral de la Modulación de Banda Lateral Vestigial
Este tipo de modulación de banda lateral vestigial es utilizada
básicamente en comunicaciones punto a punto, comunicaciones militares,
32
facsímil, transmisión de información visual (TV) y en algunos sistemas de
banda ciudadana. En cuanto a la potencia de transmisión de este tipo de
modulación, resulta algo mayor que la potencia de transmisión de una
modulación de banda lateral única.
Cabe mencionar que tanto la modulación de banda lateral vestigial como
la modulación de banda lateral única requieren de receptores más complicados
en comparación a los requeridos en modulación AM; tanto en la modulación de
banda lateral única como en la de banda lateral vestigial puede agregarse
portadora de modo que se tenga una modulación con gran portadora y ello
facilita a que el receptor contenga solamente un detector de envolvente, que es
sencillo y mucho menos costoso; pero para esto es necesario incluir una
cantidad de portadora de más potencia que en el caso de la modulación AM.
2.4. Modulación AM en Cuadratura. Aplicaciones.
Este método es también conocido como el método de defasaje y
mediante este se puede conseguir una modulación AM de banda lateral única.
Para ello es necesario partir de la forma matemática de este tipo de modulación
y debe recordarse que realmente solo se tienen frecuencias positivas, aunque
33
como resultado de aplicar una Transformada de Fourier a una señal definida en
el tiempo se tengan frecuencias tanto positivas como negativas.
A cualquier señal temporal f(t) que tiene la propiedad particular de tener
una densidad espectral de una sola banda lateral se la conoce como una función
analítica. Entonces el problema se reduce a encontrar la forma de hacer que
toda señal definida en el tiempo pueda ser transformada en una señal analítica,
para luego aplicar los principios básicos de la modulación y obtener una señal
de banda lateral única.
La forma de hacer esto es haciendo que la señal temporal h(t) pase a
través de un desplazador de fase de -90°, de tal manera que todas las
componentes de fase positivas de h(t) sean desplazadas en -90° y las
componentes negativas +90°, esto hace que la función sea siempre una función
impar, con lo que la Transformada de Fourier de la señal h'(t) (h(t) desplazada
90°) quedaría:
Si H(w) = F[h(t)] entonces: H'(w) = -jH(w) para \v>0
2.10
paraw<0
34
Si se multiplica a la señal h'(t) por +j? su transformada también se
multiplicará por+j? entonces jH(w) quedará:
jH'(w) = H(\v) paraw>0
2.11
-H(w) paraw<0
Entonces para formar una señal analítica f(t) a partir de una señal
cualesquiera h(t)? deberá hacerse la suma de h(t) y jh'(t), de modo que la
Transformada resultante quede:
F(w) = 2.H(w) paraw>0
2.12
O para w < O
Una vez que ya se ha establecido la formación de una señal analítica,
debe precederse a aplicar los conceptos básicos de la modulación y que
35
corresponde a una traslación en el espectro. Para ello es necesario recordar una
de las propiedades de la Transformada de Fourier que dice:
Si F(w) = F[f(t)] entonces:
2.13
Entonces para obtener una señal de banda lateral única, basta con sacar
la transformada de Fourier de la parte real de la multiplicación de una señal
analítica con una exponencial. Esto se expresa matemáticamente mediante:
f(t)=h(t)+j.h'(t)
SBLuft) = 2.14
A partir de esta expresión, y haciendo las consideraciones matemáticas
se llega a:
SBLU ft) = h(t). cos(Vc t) + h'ft). sm(Wct) (39) 2.15
36
A este proceso de realizar los desplazamientos de fase de 90° a las
componentes de frecuencia de la señal h(t), se ie conoce como sacar la
transformada de Hilbert de h(t).
Si se compara las dos formas de obtener una señal de banda lateral única,
entre el método del fíltraje y este método de la transformada de Hilbert, se
puede apreciar que para que este último sea efectivo, es necesario que la señal
h(t) y la portadora sean completamente sinusoidales., lo cual es difícil de lograr
en la práctica. Adicionalmente debe lograrse que la red de defasaje de 90°
funcione correctamente para cualquier función f(t) lo cual limita el ancho de
banda del sistema obtenido. Por lo general se lo emplea en la generación de
señales de banda lateral única para baja frecuencia y digital.
El diagrama de bloques de la generación de señales de banda lateral
única mediante el método del defasaje, se presenta a continuación:
37
f(t) Multiplicador de
cuatro cuadrantes
Sumador
Portadora
Multiplicador de cuatro cuadrantes
H, S'BLU
Figura 2.7: Diagrama de bloques de un Modulador usando el Método del
defasaje.
Como puede verse en el diagrama de bloques, existen dos
multiplicadores de cuatro cuadrantes los cuales se mezclan con señales f(t) y
f (t) (f(t) defasada 90°) respectivamente. Adicionalmente las portadoras (en la
formulación matemática representadas por g(t)) utilizadas para la combinación
corresponden a una portadora sin defasar (g(t)) y una portadora defasada de su
estado original en 90° (g'(f)). Posteriormente se realiza la suma de la
combinación de estas señales con lo que se obtiene la señal de banda lateral
única.
38
2.5. Modulación AMpara información binaria (ASK).
La característica nueva de este tipo de modulación AM es la forma
temporal de la señal de información, en el caso de la modulación analógica
tanto la portadora como la modulante son señales temporales continuas; en el
caso de la modulación ASK la información tiene un formato digital y por lo
tanto está cuantizada tanto en duración como en amplitud, pero la portadora
sigue siendo una onda continua de radiofrecuencia.
Al igual que en el caso de la modulación AM5 la forma matemática para
expresar este tipo de modulación es:
os(wct) 2.16
donde: b(t) es la información binaria y m el índice de modulación.
Similar a una modulación AM, con la modulación ASK se consigue una
traslación del espectro de banda básica a una zona de mayor frecuencia
(determinada por la frecuencia de la portadora) y al igual que en la modulación
analógica, existen diferentes formas de modulación ASK tales como: doble
banda lateral, banda lateral única, etc.
Algo necesario de notar es que, por lo general la señal de información
b(t) es una señal NRZ (no retorno a cero), y por lo tanto sus valores de amplitud
39
fluctúan entre valores positivos y valores negativos; pero puede darse el caso de
que la información sea una señal con retorno a cero (valores de amplitud entre
cero y una magnitud positiva) y en ese caso, el tipo de modulación descrita se
conoce como una modulación OOK (On Off Keying). Las formas temporales
de estos dos tipos de modulación se presentan a continuación;
V
-V
V
a) Señal con Modulación ASK. b) Señal con Modulación OOK.
Figura 2.8: a) Forma temporal de Modulación ASK.
b) Forma temporal de Modulación OOK
De lo que puede verse para la señal OOK, se nota que es, una»
modulación de encendido y apagado, y puede establecerse un análisis en base a
la relación señal a ruido (S/N)5 para comparar los dos tipos de modulaciones.
Dentro de la modulación AM, existe un formato análogo a la modulación de
tipo OOK, y que es la modulación ICW, en la cual se transmite una onda de alta
frecuencia pura generándose el Código Morse; adicionalmente existen varias
aplicaciones de este tipo de modulación AM, en transmisión satelitaL,
radiotelegrafía y teletipo.
40
CAPITULO 3
TÉCNICAS DE MODULACIÓN
AM.
3.1 MULTIPLICACIÓN ANÁLOGA
3.2 MODULACIÓN DE CONMUTACIÓN
3.3 MODULACIÓN CON DISPOSITIVOS NO
LINEALES
3.4 MODULACIÓN DE ALTO NIVEL
CAPITULO 3. TÉCNICAS DE MODULACIÓN
EN AMPLITUD.
Para realizar dispositivos con los cuales se pueda conseguir una
modulación en amplitud de cualquier tipo es necesario tomar en cuenta las
expresiones matemáticas que definen a cada tipo de modulación que se desee
implementar, a fin de usar un método conveniente y conseguir el resultado
deseado.
En lo que tiene que ver con los moduladores de alto y de bajo nivel, la
diferencia principal entre uno y otro tipo radica en el lugar donde se realiza el
mezclado de la portadora y el audio, para ello es necesario revisar el siguiente
esquema;
Oscilador
Amplificadores
Amortiguador
Excitador
Multiplicadores
de frecuencia
Amplificador de
// //
de voltaje RF Potencia RF
Amplificadores
de AF
Excitador de
AF
Amplificador
de potencia AF
Figura 3,1: Diagrama de bloques de Modulación AM en bajo nivel
41
En el diagrama de la figura 3.1, se aprecia un esquema de bloques de
modulación AM de bajo nivel, en donde se puede notar que la mezcla de la
señal portadora con la modulante se realiza en las etapas anteriores al último
Amplificador de Potencia de RF.
A continuación se presenta un diagrama de bloques de Modulación
AMde alto nivel:
fAmortiguador
Amplificadores
de voltaje RF
Multiplicadores
de frecuencia
// //// I //
Amplificadores
de AF
Amplificador de
Potencia RF
Excitador de
AF
Amplificador
de potencia AF
Figura 3.2: Diagrama de bloques de Modulación AM de alto nivel.
En el diagrama de bloques de la figura 3.2 puede apreciarse que en la
Modulación AM de alto nivel, las mezcla (modulación) de las señales
42
portadora y modulante se realiza en la última etapa que es el Amplificador de
Potencia de RF, justo antes del acoplamiento a la antena transmisora.
Como conclusión de los diagramas de la figuras 3.1 y 3.2 se puede
decir que en el caso de una modulación de bajo.nivel, la mezcla de la señal de
audio con la señal de radiofrecuencia puede hacerse en cualesquiera de las
etapas anteriores a la salida que es la alimentación al elemento radiador; es
decir será necesario incluir amplificadores lineales de potencia antes de
realizar la alimentación a la antena. Para el caso de una modulación de alto
nivel, el gráfico indica que la modulación se realiza en la etapa de salida del
amplificador de potencia de radiofrecuencia, razón por la cual no es necesario
disponer de ninguna etapa previa de amplificación lineal de potencia. Esta
disminución de etapas lineales de amplificación reduce los costos
involucrados para la generación de señales AM, característica que hace que la
modulación de alto nivel sea la más utilizada en la generación de señales AM
para radiodifusión comercial.
En lo que respecta a la forma de conseguir una señal modulada en AM,
esto puede hacerse electrónicamente a partir de diferentes formas:
*»- Con multiplicación análoga.
- Con dispositivos no lineales.
- Con dispositivos de conmutación.
3.1. Multiplicación Análoga,
De los fundamentos matemáticos que se han establecido para la
modulación AM, se puede ver que es necesario disponer de un dispositivo
multiplicador de señales y que dependiendo del tipo de modulación AM que
43
se desee implementar, deberá ser un multiplicador de dos ó de cuatro
cuadrantes.
Con un multiplicador de dos cuadrantes, se consigue realizar el
producto de dos señales, en donde una de estas señales necesariamente debe
ser de tipo positivo. Esto quiere decir que únicamente sería posible realizar
una modulación de tipo AM con un índice de modulación menor al 100 %.
Con un multiplicador de cuatro cuadrantes, es factible realizar la
multiplicación de señales sean ambas de tipo positivo o de tipo negativo; y a
partir de este tipo de multiplicador es factible realizar cualquier tipo de
modulación AM.
Un diagrama de bloques que representaría adecuadamente una
multiplicación análoga, se presenta a continuación;
ei + e2
A
B
Figura 3.3: Diagrama de bloques de un Multiplicador Análogo.
Donde: ei = Señal Modulante
Q2 = Señal Portadora
K, = Constante.
44
De lo que se puede obsewar en el último diagrama de bloques, la
salida e3 es igual a:
63 = Ks-(e~i "*" 2.ej.e2 ~ e?) 3.1
Para la salida €4, se tiene:
64 = Ks-(e~¡ - 2.e 1-62 + e~?) 3.2
Como la salida (CQ) del sistema representado en el diagrama de bloques
es igual a e3 - 64, entonces eo será:
eoft) = -f.Ks-eiftJ.eift) 3.3
Los elementos de salida cuadrática representados dentro del diagrama
de bloques como bloques A y B5 están definidos a través de las siguientes
expresiones:
\Ks.ei2 _ .ea=\4
O $iet<0
Donde, e¡ = Señal de entrada a elementos de salida cuadrática de la figura 3.3.
ea = Señal de salida de elementos de salida cuadrática de la figura 3.3.
Para mostrar que este multiplicador análogo es capaz de generar una
señal AM, se tiene que ei = A.[l + m.f(t)] y e2 — AC.COS (wct), entonces la
salida eo(t) será:
45
eoft) = 4.KS.AC-A-[1 + m.f(t)J.cos(wct) 3.5
donde: e} = Señal modulante con A y m constantes y f(t) señal temporal
modulante.
$2= Señal portadora con AC amplitud de portadora y wc frecuencia de
portadora en radianes por segundo.
De la ecuación 3,5 se nota que en la salida eo(t), se obtiene la
multiplicación de la señal de información (modulante) con la señal portadora
lo cual constituye la forma matemática de una modulación de amplitud.
Observando la ecuación 3.4, se puede notar que la existencia de salida
en los elementos de ley cuadrática de la figura 3.3, está supeditada a que la
señal de entrada a ellos sea mayor que cero. Entonces el elemento de ley
cuadrática cuya entrada es ei - e2, presentará la peor condición. Evaluando la
resta de los módulos de ei y 62 se tiene:
A.(l - m) - Ac ^ O 3.6*>
De la ecuación 3.6, se llega a determinar que:
TW < 7 - — 3.7A
Esta última ecuación indica que con los elementos de ley cuadrada
representados en la figura 3.3 y especificados dentro de la ecuación 3.4, el
índice de modulación (m), será necesariamente menor que uno según lo
obtenido en la ecuación 3.7, que es una condición para que uno de los
46
elementos de ley cuadrática pueda funcionar. Por lo tanto con el diagrama de
bloques de la figura 3.3 únicamente se podrá generar señal AM doble banda
lateral con presencia de portadora.
3.2. Modulación de Conmutación (chopper).
Este tipo de modulación se realiza muestreando la señal de
información a la frecuencia de la señal portadora y la señal resultante se la
hace pasar por un filtro sintonizado a la frecuencia de la portadora. El
esquema de este tipo de modulador se presenta a continuación:
R
filtro pasa-
banda
vo(t)
g(t) = Ac.coswct
•i
Figura 3,4: Diagrama de bloques de un Modulador de Conmutación
donde: f(t) = Señal modulante
va(t) = Señal resultante de la conmutación de f(t) con el Switch
controlado por la señal portadora AC cos(wct).
En el circuito básico que se muestra en la figura anterior se puede ver
que el switch es controlado por la señal portadora Ac.cos(wct) y permanece
abierto mientras A>cos(wct) > O y está cerrado cuando Ac.cos(wct) < 0. Para
47
demostrar que con este circuito se puede realizar una modulación AM, debe
indicarse que la señal va(t) es igual a:
va(t) = f(t).S(t) 3.8
Para facilitar el análisis, se considerará en adelante que la amplitud de
la señal portadora (Ac) es de valor unitario,. Entonces, la función S(t) que es
la función de conmutación del switch controlado por la portadora g(t) será:
, 1 si cosfwct) - O•Sft) = l c/ 3.9
O si cosfwcV ( O
Esta señal S(t) puede ser expandida en series de Fourier de la siguiente
forma:
1 2 ?— + —.cos(wct)- — 'Ws(3wcO+.. 3.102 n 3n
Aplicando el resultado de la ecuación 3.10 en la ecuación 3.8, se
obtiene la señal va(t) igual a:
3.11n
Entonces con el filtro centrado en la frecuencia portadora, y si se
considera que el filtro no provoca atenuaciones, se tiene que la salida viene
expresada por:
3.12K
Si se observa el espectro de frecuencias de este tipo de modulador de
conmutación ecuación 3.11, antes del filtro pasabanda, se llega a la
conclusión de que la frecuencia de la señal modulante debe ser menor que la
mitad de la frecuencia de la portadora.
-wm O wm wc-wm wc wc+wm 3wc-wm 3wc 3wc+w,
Figura 3.5: Espectro de frecuencias de un Modulador de Conmutación.
donde, wm = frecuencia de la señal modulante g(t) en radianes.
wc = frecuencia de la señal portadora en radianes.
Entonces para que no exista sobreposición entre los espectros, debe
cumplirse que:
Wc - Wm > Wm
wc +wm< 3wc-wm
De donde resulta que: wc > 2 wm
Adicionalmente puede decirse que al no existir restricciones para la señal f(t),
el índice de modulación puede variar a gusto pudiendo obtenerse modulación
AM y modulaciones de doble banda lateral o banda lateral única.
49
3.3 Modulación con Dispositivos no lineales.
Un diagrama de bloques que represente un modulador de dispositivo
no lineal, se presenta a continuación:
Ks(ei+e2)2
Figura 3.6: Diagrama de bloques de un Modulador de Dispositivo no lineal
donde: t\ A(l+m.f(t)) = Señal modulante, A y m son constantes y f(t) es la
señal temporal.
e2 = Ac.cos(Wct) = Señal portadora, AC amplitud de portadora y wc
frecuencia de la portadora en radianes por segundo.
Una de las limitaciones de este tipo de modulador es que la no
linealidad no debe ser mayor ni menor al segundo grado. Esto se demuestra a
continuación suponiendo que la no linealidad es de tercer grado, que la
entrada al elemento que introduce la no linealidad será e¡ y que la salida del
mismo seráeo:
50
Si llamamos a la modulante e^t) y a la portadora e2(t) y considerando
que el filtro pasabanda está centrado a la frecuencia de la portadora, entonces
solamente los términos que estén multiplicados por e2(t) pasarían por el filtro,
entonces los términos que formarían a la señal S(t) serían:
S(t) = üi-e.2 ^ 2a2C¡e2 ^ 3ase~¡e2 3.14
El último término de la ecuación 3.14, indica es una distorsión al
espectro deseado puesto que incluye la multiplicación de la señal portadora
por el cuadrado de la modulante; esta distorsión no es posible de eliminar con
un filtro.
Otra limitación de este tipo de dispositivo es que la frecuencia de la
portadora debe ser mayor a tres veces la frecuencia de la modulante. Para
demostrar esto, se va a suponer que la no linealidad escogida será la correcta
y que será de segundo grado. Entonces:
= as -r ai.ei + a2.er 3.15
Introduciendo en la ecuación 3.15 el valor de ei = (Q\+QI), se tiene:
eo = ao + a\.(e\ e2) + a2.(ei2 +e22 +2.e\eí] 3.16
Debe recordarse que e¡ representa a la señal modulante (A(H-mf(t)) y
que Q2 representa a la señal portadora (Ac.cos(wct))3 de acuerdo a esto, la
señal a2.ei2 espectralmente tendrá una frecuencia 2wm y debería evitarse que
esta frecuencia se superponga con la frecuencia más baja resultante de la
51
modulación, que es wc - wm. El gráfico espectral de la ecuación 3.16 es el
•siguiente:
-wm O wm 2wm w,-wm wc wc+wm 3wc-wm 3wc 3w,+wn
Figura 3.7: Espectro de frecuencias de un Modulador de Conmutación.
Del gráfico de la figura 3.75 se puede apreciar que para evitar el cruce
de espectros, debe cumplirse lo siguiente:
> 2
Wc >
3.17
La ecuación 3.17 ratifica lo dicho anteriormente en lo tocante a la
característica que debe cumplir la frecuencia de la señal portadora respecto a
la señal modulante.
3.4. Modulación de Alto Nivel
Para realizar transmisiones de señal a grandes distancias, será
necesario incrementar el nivel de potencia del transmisor. Por esto los
transmisores de tipo comercial, regulannente emplean modulación AM de
alto nivel, que puede simplifícadamente ser descrita con el siguiente
diagrama de bloques:
Modulante
Portadora
Amplificador deAudio.
Amplificador dePortadora.
Modulador.
Figura 3.8: Diagrama de Bloques de modulación de alto nivel.
En el diagrama de bloques de la figura 3.8, se aprecia que antes del
modulador existen etapas amplificadoras de portadora y audio, debido a la
demanda de potencia del modulador que es quien alimenta directamente a
la antena. Considerando tubos electrónicos, la distinción entre modulación
de alto nivel y bajo nivel puede expresarse como sigue:
Modulación de Alto . Nivel se realiza básicamente en tubos
modulados en placa cuya salida alimenta directamente a la antena.
Modulación de Bajo Nivel en las cuales las etapas moduladas son
moduladas sea en grilla o en placa pero cuya salida de portadora modulada
alimenta a un amplificador lineal. La etapa de amplificación lineal
amplifica a la portadora modulada sin distorsionarla en ninguna forma y
alimenta posteriormente a la antena.
53
Modulación en Grilla en la cual el amplificador final es modulado en
grilla.
Modulación de Placa.
La modulación de placa por transformador es uno de los métodos
más populares dentro de la modulación AM. Un diagrama que ilustra un
circuito de este tipo está en la figura 3.9:
Moduíatedo/npfifier
fí-f a-c¡flput
2,000-volt de
Figura 3.9: Circuito para Modulación de Placa.
En este diagrama la etapa del amplificador a triodo de RF está siendo
modulada por la adición de un voltaje de audio frecuencia en serie con el
voltaje de la fuente de alimentación del amplificador de RF. La potencia de
salida del amplificador de RF variará con cualesquiera de los voltajes de
audio frecuencia desarrollados en el secundario del transformador de
modulación. La etapa de amplificación de RF es polarizada en GRTT.T.A-
LEAK clase C por una amplitud constante de RF que está siendo aplicada a
la grilla del amplificador de RF desde un oscilador, un buffer o doblador.
La etapa del tubo modulador es un triodo en clase A, usándose en los
transmisores un tubo en clase AB o B para desarrollar una alta potencia de
54
audio necesaria para producir la modulación deseada y reducir las
armónicas de orden par.
Modulación de Placa en Tetrodos y Pentodos.
Algunas veces se vuelve más ventajoso el uso de tetrodos y pentodos
antes que el uso de triodos como amplificadores modulados de RF. Los
triodos deben ser neutralizados mientras que los tetrodos y pentodos no
requieren neutralización bajo los 30 MHz. Los tetrodos y pentodos tienen
además sensitividad de altas potencias requiriendo menos manejo de
potencia de RF y menos polarización de voltaje.
Cuando un voltaje modulado es aplicado al circuito de placa de un
tetrodo o un pentodo y un voltaje constante es aplicado a la pantalla grilla.,
una modulación de ciento por ciento se puede obtener pero con una
distorsión excesiva, debido a que la corriente de placa es relativamente
independiente del voltaje de placa. Si se desea obtener altos índices de
modulación sin distorsión, es necesario modular tanto los circuitos de placa
como los circuitos de pantalla grilla. Esto puede hacerse de varias formas.
Una de ellas es tener un bobinado secundario y terciario produciendo
un alto voltaje de audio frecuencia para el circuito de placa y un bajo
voltaje de modulante para el circuito de pantalla de grilla tal como se
muestra en la figura 3.10. Para esto se requiere que tanto el voltaje de placa
y de pantalla estén en fase.
Modulofedatnplift'sr
Hlgh High
Figura 3.10: Circuito para Modulación con Pantalla de Grilla.
Otra forma de hacerlo es mediante la alimentación de un voltaje
modulante a la pantalla de grilla a través de un resistor conectado entre la
placa y secundario del transformador de modulación tal como se muestra
en la figura 3.11. Si el resistor es erróneamente conectado al terminal de la
fuente de alimentación del transformador ninguna audiofrecuencia será
alimentada a la pantalla de grilla.
Figura 3.11
56
Al ubicar una alta ínductancia, bobina de choque con baja resistencia
en serie con el terminal alimentado a la fuente de la pantalla de grilla se
provocará una modulación propia en el voltaje de pantalla de grilla. Esto se
ve en la figura 3.12. Incrementar el potencial positivo en la placa provoca
el incremento en la corriente de placa y el decremento en la comente de la
pantalla de grilla. Esto provoca que el campo magnético del choque
induzca un voltaje más positivo en la pantalla, así la pantalla y la placa
aumentan de potencial al mismo tiempo.
Self-mcduíofingscreen gríd chote
Figura 3.12
57
CAPITULO 4
DISEÑO Y CONSTRUCCIÓN DEL
4.1 DISEÑO DEL OSCILADOR LOCAL A
1500 kHz
4.2 DISEÑO DE CIRCUITO DE AUDIO
4.3 DISEÑO DE CIRCUITO MODULADOR
AM DE DOBLE BANDA LATERAL CON
PORTADORA
4.4 DISEÑO DEL CIRCUITO MODULADOR
AM DE DOBLE BANDA LATERAL CON
PORTADORA SUPRIMIDA
4.5 DISEÑO DE CIRCUITO PARA
MODULACIÓN AM DE BANDA
LATERAL ÚNICA (MÉTODO DE
CUADRATURA)
4.6 DISEÑO DEL CIRCUITO MODULADOR
AM DE BANDA LATERAL ÚNICA
(MÉTODO DE WEAVER)
CAPITULO 4. DISEÑO Y CONSTRUCCIÓN DEL
EQUIPO DIDÁCTICO.
Para poder efectuar la modulación en amplitud en cualquiera de sus
formas posibles, es necesario disponer de todos los elementos requeridos.
Por esto, se ha debido diseñar y construir los osciladores de 400 Hz y 1000
Hz que servirán como frecuencias modulantes que permitan operar el
equipo, así como el oscilador de 1500 kHz que servirá como frecuencia
portadora, además de todos los módulos necesarios para cada tipo de
modulación. De acuerdo a esto, los circuitos construidos como parte de este
trabajo son los siguientes:
• Circuito de Audio: Que contiene las frecuencias de 400 y 1000 Hz
incluyendo salidas defasadas en 90°.
• Circuito de Portadora: Que contiene la frecuencia de 1500 kHz con
incluyendo salidas defasadas en 90°.
• Circuito de Modulación AM: Que efectúa Modulación AM usando
como entradas las salidas de los circuitos de Audio y Portadora.
• Circuito de Modulación AM de Doble Banda Lateral sin portadora:
Que efectúa la modulación que su nombre indica y usa como entradas
las salidas de los circuitos de Audio y Portadora.
• Circuito de Modulación AM de Banda Lateral Única (Método de
Cuadratura): Que realiza la modulación que su nombre indica y que
usa como entradas las salidas de los circuitos de Audio y Portadora y
requiere adicionalmente de los defasamientos de 90°.
• Circuito de Modulación AM de Banda Lateral Única (Método de
Weaver): Que realiza modulación AM de Banda Lateral Única y que
usa como entradas las salidas de los circuitos de Audio y Portadora.
El diseño y la construcción del equipo se ha basado principalmente
en las características de uso del mismo, razón por la cual se han realizado
diseños que correspondan a los diagramas de bloques presentados en los
capítulos precedentes.
Adicionalmente para el diseño de las etapas requeridas por el equipo,
se ha procurado la utilización de circuitos integrados disponibles en el
mercado local.
A continuación se describe el diseño de cada una de las etapas
utilizadas para el funcionamiento del equipo.T
4.1. Diseño del Oscilador Local a 1500 kHz
Tomando en cuenta lo mencionado en la introducción, esta etapa que
genera la frecuencia portadora, será utilizada en todas las variantes de
modulación AM que se diseñen y construyan. Debido a que los métodos de
generación de modulación AM de Banda Lateral Única requieren la
disposición de la señal portadora de frecuencia 1500 kHz con
defasamientos de 0° y 90°, se ha decidido incluir dentro de la construcción
del Circuito de Portadora la generación de la señal no defasada así como la
señal defasada en 90°.
Entonces es necesario tomar en cuenta que el Circuito de Portadora,
deberá disponer de salidas que permitan el acoplamiento con los diferentes
circuitos moduladores, y de acuerdo a los datos recomendados por los
fabricantes de los circuitos integrados LM1496 utilizados en los circuitos
moduladores y que se describirán a continuación, así como ios
requerimientos propios de este trabajo, se definen las siguientes
especificaciones para el Circuito de Portadora:
Vsalida<500mVpico
frecuencia = 1500 kHz
Defasamientos de 0° y 90° disponibles
Forma de Onda = Sinusoidal.
En base a esto, un diagrama de bloques que explique las etapas
necesarias para la construcción del Circuito de Portadora se presenta en la
fieura 4.1.
60
o13
-3o9-
c. oo =:O :=
~3 £
-3 —
— Üo a
o-3
•j13
oc.2
o —_M ~
i O
Figura 4.1: Diagrama de bloques de Circuito de Portadora de 1500 kHz.
61
Tomando como base el diagrama de bloques de la figura 4.1, se va
describir, las consideraciones de diseño tomadas en cuenta para cada uno
de los componentes del mismo.
4.1.1, Diseño del Oscilador a Cristal de 12 MHzy del Divisor de
Frecuencia o Contador Módulo 8.
Debido a la dificultad para encontrar en el mercado un oscilador de
1.5 MHz, se utilizó un oscilador a cristal de onda cuadrada de 12 MHz al
cual se lo hizo pasar por un contador de módulo 8, que divide la frecuencia
de 12 MHz en 85 lo que resulta en la frecuencia deseada de 1500 kHz. Esto
se representa esquemáticamente con el siguiente diagrama de bloques:
f= 1.5 MHzOscilador 12 MHz Contador módulo 8
Figura 4.2: Diagrama de bloques de circuito usado para obtención de
portadora a 1.5 MHz.
El oscilador de cristal es alimentado con una fuente de + 5 Voltios y
O Voltios (tierra), permitiendo disponer de una salida de onda cuadrada con
valores entre O y 5 voltios a la frecuencia de 12 MHz. Esta salida del
oscilador de cristal de 12 MHz alimenta a la entrada de reloj del contador
módulo 8. Para la construcción del contador módulo 8 se utiliza un circuito
integrado 74LS197 que según los datos proporcionados por el fabricante y
adjuntos en el anexo N° 1 a este trabajo, es un contador binario módulo 16.
Para utilizar el circuito 74LS197 como contador módulo 8, se utiliza la
entrada de Clk (reloj 2) ubicada en el pin 6, obteniéndose la salida de
62
frecuencia dividida en 8 en QD ubicada en el pin 12. El diagrama circuital
que representa tanto el oscilador a cristal como el contador módulo 8 se
presenta a continuación:
U1_ 4Z 10- 3~ 11
?-$?*íM
- 13
'CI..K1>CLK2LOADCLR
5 _9 —2 ^12 -
74197
OSCILADORA CRISTAL
DE 12 MHz
«OSALIDA f= l .5 MBz
Figura 4.3: Circuito de Oscilador a 12 MHz y Contador módulo 8.
4.1.2. Diseño de Red de Atenuación.
Continuando con la siguiente etapa dentro de lo presentado en el
diagrama de bloques de la figura 4.1? se tiene la red de atenuación, que lo
que hace es reducir el nivel de la señal cuadrada obtenida en el pin 12 el
circuito 74LS197 antes de su ingreso al filtro. Si no se redujese el nivel de
la señal que ingresa al filtro, al final sería más complicado tratar de obtener
un nivel menor a 500 mVpico, que es lo requerido según las
especificaciones.
Para el diseño de esta etapa, debe tomarse en cuenta la impedancia
equivalente que reflejará el filtro. Dado que el filtro es una red
63
multiresonante, la impedancia que éste teóricamente presentará a las etapas
precedentes será infinita, característica inferida por la condición de
resonancia. De acuerdo con esto, se ha escogido como red de atenuación
una red divisora de tensión que es como sigue:
R1
v2R2
7H 'S/'S/'151 100
\3
<> 120
Zinl
Futro
Zin2
Red Acopladura
de Impedaucia
°v3
Figura 4.4: Red de Atenuación.
Como puede verse en la figura 4.4, la impedancia de entrada que
presente la Red Acopladura de Impedancia 1 será impedancia de carga para
el filtro, mientras que la impedancia de entrada del filtro constituirá carga
para la red de atenuación formada por las resistencias* RI, RS y R2. Como se
dijo anteriormente, la impedancia de entrada que presenta el filtro por estar
en resonancia, será teóricamente infinita; quedando entonces como
impedancia de carga a la red de atenuación la impedancia de entrada de la
red acopladora de impedancia. Para evitar que la señal se distorsione en el
filtro se escoge que la impedancia de entrada mínima (Zin2) de la red de
acoplamiento de impedancia sea 10 kQ; entonces el voltaje de entrada al
filtro, podría calcularse mediante la expresión siguiente:
64
V3- V2.-Rl Zini
Z//72R3 + /?2 + Z&22
Donde v2 = 5 Voltios (señal cuadrada)
R i = 5 1 íí
R3 = 120 Q
v3 = Señal de entrada al filtro (ver figura 4.1)
Con estos valores el voltaje de entrada al filtro es v2 = 3.46 Voltios.
4.1.3. Diseño de Filtro.
Para el diseño del filtro de onda cuadrada a onda sinusoidal, se
utiliza una red de bobinas y condensadores que es una red multiresonante,
formada por los elementos LI, C1? L2 y C2. La figura 4.5 describe la red
utilizada:
v3
L1
INDUCTOR
C11.5 NF
cr
12 ) o3o
v4
C2
I PF
Figura 4.5: Circuito utilizado como filtro de señal cuadrada.
65
Donde, v3 = Señal de entrada al filtro.
v4 = Señal de salida del filtro,
La impedancia de entrada que presenta esta red multiresonante se
define con la siguiente expresión
J...¿\ L2-W\L\L2C2)
1 - w2 (LiCi + L2C2 - LiCi) + w '
Donde, Ci = 1.5 nF
L2 = 16.56 uH
C2 - 680 pF
Con estos valores remplazados en la ecuación de Z, se obtiene Z = co
que es la condición que define la resonancia de dicha red, aunque en la
práctica el valor de impedancia no sea infinito sino un valor mucho mayor
aZüa.
Como se establece en el diagrama de la figura 4.1, posterior a la
obtención de la señal sinusoidal es necesario construir una red que permita
el acoplamiento de impedancias, pues la impedancia de entrada presentada
por los circuitos moduladores (LM1496) es una impedancia baja (menor a
1 kíí), que afecta directamente al voltaje de entrada al filtro. Por esto se
utilizan etapas de acoplamiento con transistores en configuración de emisor
común, con impedancias de entrada altas.
66
4.1.4. Diseño de Red de Acoplamiento de Impedancia 1.
Para el diseño de esta red, se ha tomado en cuenta la característica
anterior establecida en el punto 4.1.2 y que se aprecia en la figura 4.4 , en
donde se establece que Zin2 debe ser mayor que 10 kfi. Entonces, se
establece como condición de diseño que la impedancia de entrada que
presente esta etapa sea Zin >10 kO.
+ 12V
R443K
R5120
V4
C3
o
0.47 UF
<
01
, R6
<, 100 K<
n ,
2N1973
R7
1K
' R8
1.5K
- 5 V
Figura 4.6: Circuito usado para acoplamiento
En este circuito., se ha tomado como consideración de diseño la
impedancia de entrada de la etapa (Z^) como un mínimo de 30 kilohmios,
para evitar que se cargue al circuito que filtra la señal sinusoidal. Entonces;
67
H, = RB // (p+1) (re+RE) > 30 kQ
Para que la condición anterior se cumpla, por lo menos debe cumplirse que:
(P+l)(re+RE)>30kí}
Para el transistor 2N1973; 3 = 90, teniéndose:
(re+RE) > 329 Q
Se escoge como valor de (re+RE) = 2.5
Para no tener cortes con la señal de entrada, se escoge un voltaje de
emisor mayor que la señal de entrada, entonces:
VE > 2 (4 V) => VE > 8 V
Se escoge un voltaje de emisor VE = 9 V, con lo que se calcula la
corriente de emisor la cual será:
El voltaje de base (VB) será igual a: VB = VE + 0.6 V = 9.6 V
La corriente de base (la) se calculará como:
IB = IE/P = 3.6 mA/90 - 38.5
La corriente que circulará por R^ se dimensiona igual a 2.5 veces la
corriente de base IB, con lo que R¿ resulta igual a:
Re = Vs/(2.5 IB) = 9.6 V/(2.5 *38.5 jiA) = 99 kQ
Se escoge R¿ = 100 kfi. Para calcular R4, se tendrá:
l.l*2.5*38.5/¿4
Se escoge R4 = 43 kfí
Con estos valores escogidos en el diseño, se va a realizar la
comprobación de la impedancia de entrada obtenida:
R4 + R6
Donde, VB = Voltaje en la base
R¿ y R4 = Resistencias de la figura 4.6.
Reemplazando los valores resulta que el voltaje en la base VB será
igual a 11.89 Voltios. Entonces el voltaje en el emisor (VE) será 0.6 Voltios
menor por lo que quedará: VE = 11.29 Voltios. Con este voltaje de emisor
la corriente de emisor resultante será:
69
VE U29V Í M á= 4.52 mA
Ri + Rs 2.5 Afí
Donde, R7 y Rg = Resistencias de la figura 4.6.
Una vez calculado la corriente de emisor (IE) se procede a calcular la
resistencia re que será igual a:
25 mV 25 mVre = = = 5.54Q
IE 4.52 mA
Recordando la expresión de la impedancia de entrada de la etapa de
la figura 4.63 se tiene:
Zin = RB//(p+l)(re+RE)
Donde, RB = R4.R6.(R4+R6)"1 = 3007° &
(3 = 90
Con estos valore resulta Z^ = 26566 Q.
4.1.5. Diseño de Red de Acoplamiento de Impedancia 2.
La siguiente etapa, se utiliza para acoplar la impedancia de la señal
sin defasar con la impedancia de los circuitos moduladores que serán
70
alimentados con la señal del circuito de Portadora. El circuito utilizado se
presenta a continuación:
+ 12 V
C4
R9
82 k
0.47 UF
022N2222
>R12
C?
'SALIDA
R11100 K
R13470
CAPACITOR
-5 V
Figura 4.7: Circuito usado para acoplamiento
En este caso, se evitará cargar al circuito precedente y por eso se
considera que la impedancia de entrada sea mayor a 30 kQ :
Zin = RB//(P+l)(re+RE)>30kn
Para que la condición anterior se cumpla, por lo menos debe cumplirse que:
(p4-l)(re+RE)>30kQ
Para el transistor ECG123 A, (3 = 200, teniéndose:
(re+RE)> 149.25 Q
71
Se escoge como valor de (re+RE) = 1.5 kQ
Para no tener cortes con la señal de entrada, se escoge un voltaje de
emisor mayor que la señal de entrada, entonces:
VE > 2 (4 Vpico) => VE > 8 V
Se escoge un voltaje de emisor VE = 9 V, con lo que se calcula la
corriente de emisor, la cual será:
IE = 9 V/1 .5kO = 6mA
El voltaje de base (VB) será igual a: VB = VE + 0.6 V = 9.6 V
La corriente de base (IB) se calculará como:
IB = IE/P = 6 mA/ 200- 30 ]tiA
La corriente que circulará por RH, se dimensiona igual a 3 veces la
corriente de base IB, con lo que RH resulta igual a:
RH = Vs/(3 IB) = 9.6 V/(3 *30 ^iA) = 106
Se escoge Rn = 100 kfi. Para calcular R9, se tendrá:
197-9 óF-C-SF")V j
1.1*3*3 0/¿4
72
Se escoge R 9 = 82 kfi
Con estos valores escogidos en el diseño, se va a realizar la
comprobación de la impedancia de entrada obtenida:
Donde, VB = Voltaje en la base
R9 y RH = Resistencias de la figura 4.7.
Reemplazando los valores resulta que el voltaje en la base VB será
igual a 9.34 Voltios. Entonces el voltaje en el emisor (VE) será 0.6 Voltios
menor por lo que quedará; VE = 8,74 Voltios. Con este voltaje de emisor la
comente de emisor resultante será:
VE 8.74 V < n ^ .IE = = = 5.95 mA
1.47
Donde, R12 y RU - Resistencias de la figura 4.7.
Una vez calculado la comente de emisor (IE) se procede a calcular la
resistencia re que será igual a:
25mV 25mV A^^re = • = = 4.20 Q
I E 5.95 mA
73
Recordando la expresión de la impedancia de entrada de la etapa de
la figura 4. 7, se tiene:
•Z^ = RB//(P+l)(re+RE)
"1Donde, RB = R9.Rn.(R9+Rn)" = 45055 Q
re = 4.20 íí
- 1.47
Con estos valores resulta Z-m = 39109 fí.
4. 1. 6. Diseño de Red Def asador a de 90°.
Continuando con los bloques existentes en el diagrama 4.1, es
necesario disponer un defasamiento de 90° para los circuitos moduladores
de banda lateral única que necesitan una entrada de portadora sin defasar y
una defasada 90 grados. Para lograr un defasamiento £Íe 90 grados se utiliza
un circuito RC como el que se muestra en la figura 4.8;
R1Ü
°v6C7220 PF
Figura 4.8: Circuito Defasador de 90°.
74
Donde, Rio = '4:5kQ
C7 = 220 pF
Se han escogido esos valores porque la impedancia que presenta el
capacitor C7 es Xc? = .'-481 Q y el valor de la resistencia deberá ser menor
que ese valor para que no reduzca el nivel de tensión en Xc?.
4.1.7. Diseño de Red Acopladura de Impedancia 3.
Al igual que la etapa no defasada, esta última etapa descrita en la
sección 4.1.6 debe ser acoplada en impedancia a los circuitos moduladores
de la misma forma que la etapa que no sufre defasamiento, es así que el
circuito utilizado para el acoplamiento es:
v6
+ 12V
) R15
^ 82 k
O 1
<
<
o
Ir Q2h* 2N2222
) R17> 1k C?
( HM0^3 l CAPACITO> R14 ^ R16> 100K x>
j
*
> 470>
(
-5V
SALIDA DEFASADA 90°
Figura 4,9: Circuito usado para acoplamiento
75
En este circuito, se ha tomado como consideración de diseño la
impedancia de entrada de la etapa (Zjn) como un mínimo de 30 kilohmios.
Entonces;
in = RB // (p+1) (re+RE) > 30
Para que la condición anterior se cumpla, por lo menos debe cumplirse que:
(P+l)(re+RE)>30kfi
Para el transistor ECG123A, (3 - 200, teniéndose:
(re+RE) > 149.25 n
Se escoge como valor de (re+R£) = 1.5
Para no tener cortes con la señal de entrada, se escoge un voltaje de
emisor mayor que la señal de entrada, entonces:
VE > 2 (4 Vpico) => VE > 8 V
Se escoge un voltaje de emisor VE = 9 V, con lo que se calcula la
comente de emisor, la cual será:
= 9 V/1.5kn =
El voltaje de base (VB) será igual a: VB = VE + 0.6 V - 9.6 V
76
La comente de base (le) se calculará como;
IB = lE/ = 6 mA/200 = 30
La corriente que circulará por Ri4, se dimensiona igual a 3 veces la
corriente de base IB, con lo que RH resulta igual a:
RH = VB/(S IB) = 9.6 V/(3 *30 nA) = 106 kQ
Se escoge RH =100 kíl Para calcular Ri5, se tendrá:
127-9 6V-(-' ^
1.1*3*30/^4
Se escoge R 15 = 82
Con estos valores escogidos en el diseño, se va a realizar la
comprobación de la impedancia de entrada obtenida:
Donde, VB = Voltaje en la base
Ri4 y RIS = Resistencias de la figura 4.9.
Reemplazando los valores resulta que el voltaje en la base VB será
igual a 9.34 Voltios. Entonces el voltaje en el emisor (VE) será 0.6 Voltios
menor por lo que quedará: VE = 8.74 Voltios. Con este voltaje de emisor la
comente de emisor resultante será:
77
VE 8.74 V _IE = = = D.9!) mA
R\6+R\7 1.47
Donde, R^ y RIV = Resistencias de la figura 4.9.
Una vez calculado la corriente de emisor (IE) se procede a calcular la
resistencia re que será igual a:
25mV 25mVre = = 4.20 Q
IE 5.95 mA
Recordando la expresión de la impedancia de entrada de la etapa de
la figura 4.9, se tiene:
Zin = RB//(P+l)(re+RE)
Donde, RB = Ri4JRi5.(Ri4+Ri5)~l = 45055 Q
RE=1.47kíí
Con estos valores resulta Z-m = 39109 fi.
Con todo esto, el Circuito de Portadora que finalmente incluye todas las
etapas que han sido descritas queda:
78
4.2. Diseño de Circuito de Audio.
Como se dijo en la introducción del capítulo 4, además del Circuito
de Portadora es necesario diseñar el circuito de audio, para obtener señales
de baja frecuencia definidas con valores de 400 Hz y 1 kHz necesarias para
probar las etapas construidas en los circuitos moduladores, al igual que en
el Circuito de Portadora. En la figura 4.10 se presenta un diagrama de
bloques que especifica todas las partes que se han incluido dentro del
circuito de audio.
En vista de que el circuito modulador de Banda Lateral Única,
método en cuadratura requiere la presencia de la señal modulante (señales
de 400 y 1000 Hz) tanto defasada en 90° como sin defasar, se ha preferido
incluir dentro del Circuito de Audio las etapas que defasen las frecuencias
de 400 y 1000 Hz.
Las especificaciones definidas por el fabricante de los moduladores
LM1496 sugieren que la señal modulante tenga menos de 500 mVp¡co a su
ingreso al modulador. Entonces, los requerimientos para el Circuito de
Audio serán:**
Vsalida < 500 mVpico
Frecuencias = 400 Hz y 1000 Hz
Defasaje = 0° y 90° en las dos frecuencias.
Con estos datos, se ha procedido a diseñar cada etapa mostrada en
los bloques de la figura 4.10.
79
o•tí
CLO
O•tí
SALIDA EXTERNA
U•tí
o-o
ENTRADA EXTERNA
Figura 4.10: Diagrama de Bloques de Circuito de Audio
4.2.1 Diseño de los osciladores de 400 Hzy 1 kHz.
Para el diseño de los osciladores de 400 Hz y 1 kHz se ha utilizado el
circuito integrado ICL 8038 que es un generador de señal cuadrada,
sinusoidal y triangular con la siguiente configuración recomendada por el
fabricante:
+12V
+12V
+5V
Figura 4.11: Diagrama de Circuito ICL 8038 como oscilador
La información correspondiente a este circuito se presenta en el
anexo 1 y de acuerdo a esto, la frecuencia a obtener puede ser determinada
mediante:
Entonces los valores resultantes para 400 Hz y 1 kHz son los
indicados en la tabla 4.1:
81
Frecuencia (Hz)
400
1000
R (Ohmios)
2 k
115k
C (Faradios)
0.39 u
3.3 n
Tabla 4.1; Valores de R y C para generar las frecuencias de 400 fiz y 1 kHz
4.2.2. Circuitos Defasador es de 90°para 400 Hz y 1
Considerando el diagrama de bloques de la figura 4.10, a
continuación debe detallarse el diseño de las redes de defasamiento de 90
grados de las frecuencias de 400 y 1000 Hz. Se han incluido estos
defasadores en el Circuito de Audio, y se ha utilizado para esto al
amplificador operacional LM324, cuyas características se presentan en el
anexo 1, en la configuración de integrador, tal como se muestra a
continuación;
ENTRADASALIDA DEFASADA 90°
Figura 4.12; Circuito defasador de 90° para 400 Hz.
82
Dependiendo de la frecuencia los valores de la resistencia R7 y el
Capacitor Cy variarán, de acuerdo a como se puede apreciar en la siguiente
tabla:
Frrecuencia (Hz)
400
1000
R7 (ohmios)
100 k
15 k
C7 (Faradios)
4.7 n
20 n
Tabla 4.2: Valores de R7 y C7 para Defasadores de 90° a 400 y 1000 Hz
4,2.3. Circuito de control para selección de frecuencia de salida.
Continuando con el diagrama de bloques de la figura 4.10, se tiene el
circuito de control de selección de la frecuencia de salida, para esto, se ha
dispuesto de un circuito formado por Multiplexores Analógicos, y un Dip
Switch que alimentarán a amplificadores seguidores LM310, que son los
encargados de acoplar la impedancia alta de salida de los multiplexores y la
impedancia baja de los moduladores.
El circuito de selección de frecuencia mediante Multiplexores y Dip
Switch y el acoplamiento para la salida se presenta en la figura 4.13:
83
SALIDA DE f = 400 Hz ó 1 kHz DEFASADA 90°
ENTRADA
<
ENTRADA<
ENTRADA<
<
ENTRA!
. f = 400 Hz DEFASADA 90°— \
L f = l kHz DEFASADA 90°— x— ••*
121 — 400H¿ 13
v.
— •" \1
~"> '— _. 5
)A f- 1 kHz6
+ 5V 11f 10
!
| _ 9
R20 i R21
4.7 M / 3.3 M
_ 12KO >J Ij T-J—
ó Ó , - , 1 4\ \ = 1 5
\W SpsA SW SPST --; 11
_L -k 1
I J 5-=r 1 2
1 46
- 10— 9
UVA
1 ^^>c2
7404
U?
yo xM
YYOYl ¿
ZOZ1
INHABC
4053
<—>Eu?
XD XXIX2 YX3
YOY1Y2Y3INHAB
4052
"-. ^
14
15 ^^ SALIDA DE f=400Hzó 1 kHz4 _
NTRADA DE OSCILADOR EXTERNO
13 _
•a
SALIDA DE OSCILADOR EXTERNO
•n
Figura 4.13; Circuito de Control de Selección de frecuencia de salida
En el circuito de la figura anterior, se observa que mediante los Dip
Switches se puede escoger la frecuencia de salida y su salida defasada 90°
entre los valores de 400 Hz y 1000 Hz de acuerdo a la siguiente tabla:
SI
0
0
11
S2
0
1
0
1
SALIDA
E.xte.rna
Externa
400 Hz
1000 Hz
Tabla 4.3.
Las características de los circuitos integrados 4052, 4053 utilizados
para el control de la selección de las frecuencias se encuentran en el anexo
1.
4.2.4. Circuito para Acoplamiento de Impedancias.
Finalmente la última etapa del Circuito de Audio corresponde al
circuito de acoplamiento de impedancias para la salida no defasada y para
la salida defasada en 90°. Para esto, se ha utilizado el circuito integrado
LM310, que presenta características adecuadas a las frecuencias con las
que se está trabajando (400 y 1000 Hz). El circuito recomendado por el
fabricante cuyas características se presentan en el anexo 1, se presenta en la
figura 4.14:
ENTRADA u?LM310M
<I>SALIDA
- 5V
Figura 4.14: Circuito usado para Acoplamiento de Impedancias.
Este circuito representado en la figura 4.14 permite realizar el
acoplamiento de impedancias entre la salida de los Multiplexores
Analógicos y la entrada de los Moduladores LM1496 que es menor a 1 kfl
Finalmente el Circuito de Audio que incluye todas las etapas antes
descritas se puede observar en el siguiente diagrama.
86
4.3. Diseño de Circuito Modulador AM de,Doble Banda Lateral con
Portadora.
JPara el diseñóle este Circuito^ se ha utilizada e]L.diagrama ,de bloques
presentado en eLCapítulo 2 que^,hace-referencia .a_ este tipo..de. modulación.
Recordando dicho •diagrama dq bíoquqs se tipne: la. figura 4.-15.:
(m)
-Multiplicador de
Portadora (A^ cpswct)
AM
Figura 4.15: Diagrama de bloques d? Modulador Al\ (de .doble banda lateral
; ;COTipQrta4ora).
:. CornO; puede /versq en el dmgrama de bloques, QS necesario , realizar
unaL.multiplicacion.de la -señal modulante - por un valoi; m (índice de
modulacióri)A:luego;debe precederse a la-multiplic.acipn de la señaL«^btenida
con la portadora y finalmente, debe, agregarse : portadora. Todo este proceso
representado en bloques en la figura 4. 15, ,se ya-a describií: a coníÍH.aación:
4.3.1. ;";--• Diseñp de Multiplicador de^odiil^nte.for nt
Para efectuar la multiplicación de la señal modulante por el valor m,
se ha utilizado un amplificador de ganancia variable y para que m pueda ser
variable, se ha utilizado un potenciómetro que permita variar la ganancia,
tal como se muestra en la siguiente figura:
+12V
SALIDA (mf(t))
ENTRADA
Figura 4.16: Circuito Modificador del índice de Modulación.
La ganancia que se obtiene con el circuito de la figura anterior viene
dado por la relación de - Ri/Ri, que al ser RI variable es también variable.
4.3.2. Diseño de Multiplicador de Cuatro Cuadrantes.
Del diagrama de bloques de la figura 4.15, se desprende que es
necesario utilizar un circuito multiplicador para luego combinar la señal
modulante y la portadora de alta frecuencia, la señal temporal que debe
obtenerse obliga a que el multiplicador sea un multiplicador de cuatro
cuadrantes, porque las señales que ingresan al multiplicador pueden ser
positivas o negativas. Este multiplicador se realiza con el circuito integrado
LM1496 el cual puede efectuar esta función con el ajuste adecuado de
potenciómetros. Los diagramas indicados por el fabricante para la
utilización del circuito LM1496 como modulador AM se encuentran en el
anexo 1 al presente documento.
Tomando como base el circuito modulador especificado en el anexo
1, el circuito multiplicador que se utilizó fue:
<I> SALIDA 1
<O SALIDA 2
-M2VO-J
ENTRADA DE
MODULANTE
ENTRADA DE
PORTADORA
Figura 4.17: Circuito Modulador AM.
4.3.3 Diseño de Circuito Sumador.
Una vez realizada la multiplicación entre portadora y modulante, y
siguiendo paso; a paso lo estipulado en el diagrama de bloques de la figura
4.15, es necesario agregar portadora a la multiplicación de portadora y
modulante. Para esto se utiliza un circuito integrado LM318 con
características descritas en el anexo 1 en la configuración de sumador, el
diseño de esta etapa se presenta a continuación:
+12V
ENTRADA vi
ENTRADA DE PORTADORA
SALIDA
20 k
Figura 4,18: Circuito Sumador
En el circuito sumador, la entrada de la resistencia Rj se conecta al
circuito multiplicador de cuatro cuadrantes (LM1496) y la resistencia R2 se
conecta a la entrada de la portadora. La ganancia que tienen cada una de
estas señales es: - R{/Rs para el caso de la mezcla de portadora y modulante
y - Ra/Rs para el caso de la señal portadora.
Como se puede ver la consecución del modulador AM de doble
banda lateral con portadora, siguiendo la expresión matemática que la
define: SAM(Í) = Ac.cos(wc.t).(l+m.f(t)), introduce la presencia de varias
etapas siendo la más importante la multiplicación de las señales portadora y
modulante, que obliga a la utilización de un multiplicador de cuatro
90
cuadrantes, pues las señales portadora y modulante pueden variar en el
tiempo tanto en valor positivo como negativo. Esto es posible conseguir en
forma relativamente fácil a través del circuito integrado LM1496 por las
características propias de dicho elemento, ya que la consecución de los.
mismos resultados con elementos discretos es. muy complicada. El
diagrama completo del circuito finalmente implementado se presenta a
continuación:
Adicionalmente, se ha construido un circuito que permite mostrar las
bondades del circuito integrado LM1496. En este circuito se puede obtener
una variación del índice de modulación desde 0% y llegar hasta el 200%,
sin necesidad de agregar ningún tipo de etapas, suplementarias. El circuito
que se implemento, se encuentra descrito a continuación en la figura 4.19;
91
+ 12VO-I
O SALIDA 1
<I> SALIDA 2
ENTRADA DE
MODULANTE
.ENTRADA DEPORTADORA
Figura 4.19: Circuito modulador AM que permite obtener índice de
modulación desde 0% hasta 200%.
92
MO
DU
LA
NT
E
POR
TA
DO
RA
L5M
Bz
SAL
IDA
0.1
UF
100
kR
15
20
k
Tltle M
OD
UL
AD
OR
AM
DB
L C
ON
PO
RT
AD
OR
AS
lze Á
Doc
umen
t N
umbe
r
MO
DU
LO
4D
ate:
Sa
turd
ay.
Dec
embe
r 12
,199
8 tS
heel
1
of
1
4.4. Diseño del Circuito Modulador AM de Doble Banda Lateral con
Portadora Suprimida,
Para el diseño del Circuito Modulador AM de Doble Banda Lateral
con Portadora Suprimida, se ha partido del diagrama de bloques siguiente:
Acopladordeimpedancia
Modulador AM
Portadora
DefasadorHa 1 80°
-f(t)
Figura 4.20: Diagrama de bloques de Modulador AM DBL sin portadora.
Donde f(í) = Señal modulante.
AC eos (wc.t) = Señal portadora.
Como se puede apreciar en el diagrama de bloques de la figura 4.20,
existe la presencia de un defasador de 180°, dos moduladores AM con
93
índice de modulación de uno (m=l), y un sumador. A continuación, se va a
describir el diseño de cada uno de estos componentes.
4.4.1. Diseño delDefasador de 180°.
El defasador de 180°, es necesario diseñarlo a la frecuencia de la
modulante que corresponde a la señal f(t) de la figura 4.20. Para esto, se ha
utilizado un circuito integrado LF355 cuyas características constan en el
anexo 1, como amplificador de ganancia unitaria que permita el defasaje
requerido tal como se indica en la figura 4.21:
R3
20 kR1^y
!0k
U?
LF355
SALIDA
- 5 VR2
10 k
Figura 4.21: Circuito. Defasador de 180° para la modulante.
En este circuito las resistencias de 10 kQ (R¡ y RI) dan la ganancia al
circuito que en este caso es uno (1) a través de la expresión -R2/Ri; y que
permiten obtener el defasamiento de 180° requerido.
4.4.2. Diseño de Acoplador de Impedancias,
Para acoplar la señal modulante con las dos etapas de modulación
AM se ha utilizado un acoplador de impedancias para que no se cargue a la
94
entrada de la etapa del defasador de 180°. Entonces el circuito utilizado
medíante el circuito integrado LM310 es:
ENTRADA
Figura 4.22: Circuito Acoplador de Impedancias.
El circuito utilizado corresponde a la recomendación hecha por el
fabricante de este circuito para acoplar impedancias y que se adjunta en el
anexo 1.
4.4. 3 Diseño de Circuito Modulador AM con índice de modulación
de uno.
Continuando con el diagrama de bloques de la figura 4.20, las
siguientes etapas a describir corresponden a los moduladores AM con
índice de modulación m = 1, que se han diseñado utilizando el circuito
integrado LM1496 el cual ya ha sido mencionado en las etapas anteriores y
cuyas hojas de información se encuentran en el anexo 1 al presente
documento. En base a esto, el circuito utilizado para realizar la Modulación
AM con índice de modulación m — 1, es el mismo para las dos etapas y se
presenta a continuación:
95
<O SALIDA 1
<I> SALIDA 2
ENTRADA DE
MODULANTE
ENTECADA DEPORTADORA
Figura 4.23; Circuito Modulador AM con índice de Modulación igual a
uno.
4.4.4. Diseño de Circuito Sumador.
Finalmente; las señales obtenidas como resultado de la aplicación a
los dos moduladores, debe ser sumada para que se anule la presencia de la
96
portadora. Por esto es necesario utilizar un circuito sumador que se ha
construido utilizado un circuito integrado LF357 cuyo diseño se presenta a
continuación:
ENTRADA 1 -=-
ENTRADA 2
R1
^ N,
47 k
R2
_-\
47 k
- 12 VR3100 K U?
LF357
R4
15ko
+ 12V
c? SALIDA
CAPNP
Figura 4.24; Circuito Sumador.
Las especificaciones del fabricante en cuánto al circuito integrado
LF357 se presentan en el anexo 1 al presente documento.
La ganancia del circuito de la figura 4.24, se calculará mediante las
expresiones: - Rs/Ri y - Rs/Ri que para este caso corresponderá al mismo
valor considerando que las resistencias RI y R2 son igü'ales y será de valor
igual a 2.12.
El circuito finalmente implementado para: la consecución de
Modulación AM de DBL sin portadora se presenta a continuación:
97
4.5. Diseño de Circuito para¿ Modulación AJW de Banda Lateral Única
(método de cuad^atuta, ó defasajg)
Para disecar el circuito que se ya a utilizar para construir según el
Método de Cuadratura que permite obtener modulación AM de Banda
Lateral Única, s,e parte del siguiente diagrama de bloques:
Multiplicador de
cuatro cuadrantes
Sumador 'BLU
Portadora
-.90'
MultipjiQador.de.cuatro cuadrantes
Figura..4.25; D.iagramajde.b¡oques;de un Modulador, AM.de.Banda Lateral' ~ '-" "' " - " "' ''*'• •"••"- •'-- "-'' .:>--^^:J^' "V-- ^- ir: •'. , ,;:
. Uxiica usando e! Método, del defasaje.• .rCvi ,.!.-.,;' • . , - • '•t'l'\' • . ' ' • •- V *"-'*' •"• ~" -•
Del diagramaí..de -b.lo,ques de la.-figura 4.25 se .observa que para
obtener Ja^Isíodulación AM de Banda .Lateral .Única, es necesario, disponer
délas señales.modulante y portadora ambas con defasajes de 0° y 90°. La"* • .!•,..' . : i . . ' : • : , • ^ L I ' * " ' " I ' • * " ' ' " • • ' ' - , ' ' ' • ' . • ' ' - ' " ' ' 'C ,' - ' ( -
obtención de estas señales,.^está ya^Qxplicado^en las secciones 4.1 y 4.2"' "" •""' '-' - ' - ' ' ^ • • ' * • ' ' : - ;¿S • J .'•„''•;7-'"5*,, ' ;
precedentes.. A continuación,, se va, describir entonces el diseño de los*— - ' - • • • • - • ' > • ' - ' < ?-. • : - ' „ - • , V Y. ' >¡r .-:\-:í.o:;.'.:., ;l ,';;-.;J^
circuitos utilizados, corao,multiplicadores de cuatro cuadrantes." -*1 • • • • - - ;:i • ' - • - - • - . ' . r , , . ' - - • • - - " - - ^-
4.5.1. Diseño del Multiplicador de Cuatro Cuadrantes.
Los dos multiplicadores de cuatro cuadrantes (Moduladores ,AM con
índice de modulación de 200%), son iguales y utilizan el circuito integrado
LM1496. Las características técnicas de este circuito se encuentran
especificadas en el anexo 1 a este documento. La topología que responde a
las recomendaciones hechas por el fabricante y es:
<O SALIDA 1
<O SALIDA 2
4-12VO-1
ENTRADA DE
MODULANTE
ENTRADA-DEPORTADORA
Figura 4.26: Circuito Modulador Balanceado.
99
Como ya se dijo anteriormente, los dos moduladores balanceados son
iguales y sus salidas alimentan al circuito sumador en el que se obtiene
finalmente la señal de Banda Lateral Única.
4.5.2. Diseño de Circuito Sumador.
El circuito sumador utilizado para combinar las señales resultantes
de los multiplicadores de cuatro cuadrantes es el LF357 en la configuración
que se indica en la siguiente figura:
R1
ENTRADA 1 r-
ENTRADA2
39k
- 1 2 VR3100k
R415 K
ó '12V
c? SALIDA
CAPNP
Figura 4.2:7; Circuito Sumador.
La ganancia de este circuito se calcula con los valores de - R]/R3 y
- R2/R3 para las dos salidas de los multiplicadores de cuatro cuadrantes
conectadas a Rt y R2. Como se puede ver en el diagrama de la figura 4.27,
las resistencias RI y R2'son iguales razón por la que las dos ganancias son
iguales y de valor 2.56.
Finalmente el circuito que agrupa a todas las etapas componentes del
sistema descritas anteriormente es:
100
-V
4.6. Diseño del Circuito Modulador • AM de Banda Lateral Única
(método de Weaver).
Para el diseño de este método nuevo también conocido como método
de Weaver, se ha partido del siguiente diagrama de bloques:
p
'-I.
<•rí
Figura 4,28. Diagrama de Bloques de Modulador AM de Banda Lateral
Única usando el método Weáver
101
Con este método de Weaver descrito en la figura 4.28, se espera
generar Modulación AM de Banda Lateral Única y como se puede ver, la
señal modulante f(t), es modulada primeramente utilizando una portadora
Acj.cos (Wd-t) de frecuencia menor a la frecuencia de la portadora Ac2.cos
(wC2-t) de 1500 kHz. Para el diseño se ha escogido a la frecuencia de la
portadora Aci.cos (wci.t) como 3.3 kHz. Especialmente el resultado de esta
modulación previa se apreciaría de la siguiente manera:
3.3kHz-f(t) 3.3kHz 3.3kHz+f(t)
Figura 4.29: Gráfico espectral de modulación AM con f(t) y Ácueos (wci.t)
Una vez que se ha realizado esta modulación previa utilizando la
portadora ACJ.COS (wci.t), se realiza un filtrado de la señal resultante usando
filtros pasabajos, por lo que la señal resultante en forma espectral será:
. banda lateral eliminada con el filtro pasabajos.
3.3kHz-f(t) 3.3kHz 3.3kHz+f(t)
Figura 4.30: Gráfico espectral luego del uso de filtro pasabajos.
Luego de haber realizado este filtrado en la señal AM, se procede a
modularla con la frecuencia de la portadora de alta frecuencia, que se la ha
llamado Ac2.cos(wC2-t) y que para éste caso es de 1500 kHz.
Especialmente se obtendrá:
102
1496.7 kHz-f(t) 1496.7 kHz 1500 kHz 1503.3 kHz 1503.3 kHz+f(t)
Figura 4.31: Gráfico espectral de Modulación AM.
Una vez realizada la modulación AM? se realiza la sumatoria de los
resultados de los dos moduladores, consiguiéndose la eliminación de una
de las bandas por el defasaje de 90 grados existente durante todo el
proceso.
4.6.1. Diseño de Oscilador de 3300 Hz para generar la frecuencia de la
portadora ÁCi. eos (wci-t).
Como puede notarse en el diagrama de bloques de la figura 4.28, la
realización de este tipo de modulación exige la presencia de una portadora
Aci.cos(wci.t) de valor diferente a la portadora de alta frecuencia
Ac2.cos(wc2.t) y que para el diseño se ha escogido de 3300 Hz. Por esto se
ha utilizado un circuito integrado ICL 8038, capaz de generar señal
cuadrada, sinusoidal y triangular. Las características de este circuito se
presentan en el anexo 1 y de acuerdo a estos, la frecuencia generada se
puede fijar a través de la siguiente expresión:
f=0.3/(R.C)
Esta última expresión es válida considerando el circuito de la figura
4.32:
103
-K12V
SALIDA DEL OSCILADOR
•HZV
+5V
Figura 4.32: Circuito utilizado para generar la frecuencia portadora Aci.cos
(wci.t).
De acuerdo a esto se escoge RI = R2 = R = 147 kQ y se obtiene C=
680 pF
4.6.2. Diseño de Circuito Acoplador de Impedancias.
Para acoplar la señal portadora Ácueos (v> t) con las etapas de
modulación AM previas, se ha utilizado un acopfador de impedancias.
Entonces el circuito utilizado mediante el circuito integrado LM310 es:
12 V
ENTRADA R22100 K
u?'•* LM310M
<^> SALID A
-5V
Figura 4.33: Circuito Acoplador de Impedancias.
104
El circuito utilizado corresponde a la recomendación hecha por el
fabricante de este circuito para acoplar impedancias y que se adjunta en el
anexo 1.
4.6.3. Diseño de Circuito Defasador de 90° a la portador a Ácueos (wci.t).
Como se ve en el diagrama de bloques de la figura 4.28, es necesario
realizar el defasamiento de 90° de la señal portadora Ácueos (wci.t) cuya
frecuencia es de 3300 Hz. Para esto se ha utilizado un circuito integrador
construido a partir del circuito integrado LM301 como se muestra en la
figura 4.34:
ENTOADA<I>-R1^^^^
4.7 k
R5
2
>>R2 _,
TOO k
L-^
_ C10.01 UF ¿
^
Co
X
Ih1
•SALIDA
Figura 4.34: Circuito Defasador de 90°.
Este circuito ha sido construido siguiendo las recomendaciones del
fabricante, que se encuentran en el anexo 1 a este trabajo.
105
4.6.4. Diseño de Circuitos Moduladores AM.
Los moduladores AM de la modulación previa en donde se mezclan
la portadora de frecuencia 3300 Hz y la señal modulante f(t), son realizados
utilizando el circuito integrado LM1496 en la configuración sugerida por el
fabricante. El circuito utilizado es el mismo para las dos etapas y es el
siguiente:
-O SALIDA i
<Z> SALIDA 2
ENTRADA DE
MODULANTE
ENTRADA DE
PORTADORA
Figura 4.35: Circuito Modulador AM utilizado para modulación previa.
106
4.6.5. Diseño de Filtros Pasaba/os.
Continuando con el diagrama de bloques de la figura 4.28, se debe
presentar el diseño de los filtros pasabajos necesarios. Para esto, se han
definido las siguientes características:
Atenuación de -3dB en f = 3.3 kHz,
Atenuación d e 3 0 d B e n f = 3 . 7 kHz.
De acuerdo a estos datos, se realiza el cálculo del factor de
escarpamiento (As), que es:
- 3700 HzAs = = = 1.121
3300 Hz
Utilizando el factor de escarpamiento y la atenuación de 30 dB, se
escoge dentro de las curvas normalizadas presentes en el anexo 2, un filtro
que proporcione estas características. Se escoge un filtro Chebyshev de
orden 8 y 0.5 dB de rizo, que proporciona una atenuación mayor a 30 dB en
1.121 radianes. Entonces el filtro a diseñarse deberá contener 4 etapas
bipolares y su estructura quedará de la forma siguiente:
107
SALIDA
12V
-M2V
ENTRADA
Figura 4.36 Circuito de Filtro Pasabajos.
108
Los valores de las resistencias y capacitores se calcularán utilizando
las expresiones siguientes:
FSF = 2./T./ - 3dB = 2jr.3300 = 20734.51 rad
ynormalizada
Z.FSF
Los valores de Cnormaíizada para un filtro Chebyshev de orden 8 y 0.5
dB de rizo son tomados de las tablas que se presentan en el anexo 2 a este
trabajo.
Para la construcción del circuito, se escoge un valor de Z = 10 kQ.
Con esto, los valores de las capacitancias serán;
Ci
C,'
C,"
C M t1
Valor Teórico
22.5 nF
26.54 nF
39.73 nF
0.11 uF
Valor Real
22 np
22 nF
47 nF
0.1 uF
C2
C2'
C2"
C T M2
Valor Teórico
12.28 nF
2.56 nF
826.6 pF
212.6 pF
Valor Real
10 nF
2nF
820 pF
220 pF
Tabla 4.5
109
Para la construcción del filtro se ha empleado el amplificador
operacional LF353 cuyas características se presentan en el anexo 1.
Finalmente el circuito del filtro pasabajos queda con los valores
establecidos en la figura 4.36.
4.6.6. Circuito Sumador.
La última etapa que necesita ser descrita corresponde al circuito
sumador, que es realizado utilizando el amplificador operacional LF357, en
la siguiente configuración:
ENTRADA 1
ENTRADA 2
-12 V/ R3 (
/ 100 k
R1 í
-• x^ \ -
i39 k
R2
•^/N/*
J 2
3
I
H
>m
*•
^
U?ín LF357
^^ 6
c? SALIDA^ — \ ~^ —
M/ R4/ 15 ft
"
^
[
CAPNP-L
3o+ 12V
Figura4.38~: Circuito Sumador.
La ganancia de esta etapa se calcula con las expresiones:
R3/R|.
4.6.7. Diseño de Circuito Modulador AM.
Los moduladores AM que se emplean para mezclar la señal
resultante de los filtros pasabajos con la portadora Ac2.cos(wc2.t): son
no
realizados utilizando el circuito integrado LM1496 en la configuración
sugerida por el fabricante y descrita en el anexo 1. El circuito utilizado es el
siguiente;
•<!> SALIDA 1
<O SALIDA 2
ENTRADA DE
MODULANTEENTRADA DEPORTADORA
Figura 4.37: Circuito Modulador AM.
Finalmente el conjunto que agrupa a todas las etapas antes descritas
se puede observar en el siguiente diagrama:
ni
CAPITULO 5
RESULTADOS
EXPERIMENTALES,
CONCLUSIONES Y*i
RECOMENDACIONES
O 1499 1500 1501
Figura S.l.b: Gráfico espectral teórico de modulación AM con frecuencia
modulante de 1 kHz.
Los gráficos de las figuras 5.1.a, y S.l.b, son realizados considerando
que los tonos de prueba (wm) utilizados para la modulación, son tonos de
400 Hz y 1000 Hz, y la frecuencia de la portadora (wc) es de 1500 kHz.
Además los valores expresados en las figuras antes mencionadas están en
kHz.
Los resultados experimentales obtenidos son obtenidos en el
analizador de espectros marca Anritzu, modelo MS70010F, y para la
modulación AM se encuentran en las figuras 5.2.a, 5.2.b, 5.2.c y 5.2.d.
De acuerdo a los resultados experimentales obtenidos para la
modulación AM, se pueden realizar los siguientes comentarios
1. En las figuras 5.2.a y 5.2.c, el analizador de espectros indica en dM la
diferencia entre la frecuencia de la portadora y el pico de la banda
lateral superior que corresponde a 400 Hz y 1000 Hz respectivamente.
Este valor coincide plenamente con lo plasmado en las figuras 5.1.a y
S.l.b. y se puede notar en las figuras 5.2,a y 5.2.c la presencia de la
señal portadora y de las dos bandas laterales.
113
F:
O . 40kHz - 14 -3dB
1 . SMHz SP: IkHz/ RL : - 34 dBm 10dB/ 1-
U
UflRBW:100 Hz@ VBW:300 Hz@ SWP:600mS/@ ATT:10dB@
Figura 5.2.a : Diagrama Espectral de Modulación AM de DBL con portadora
usando tono modulante de 400 Hz.
dM:+ O.80kHz -
F: 1.5MHz SP:O . 2dB
RL:- 34 dBm 10dB/ 1-
RBW:100 VBW:30O Hz@ SWP:600mS/@ ATT:10dB@
Figura 5.2.b : Diagrama Espectral de Modulación AM de DBL con portadora
usando tono modulante de 400 Hz.
dM:+ l.OOkHz - 14.7dB
F: 1.5MHz SP: IkHz/ RL:- 34 dBm lOdB/ 1-
4
Ifi
RBW:100 Hzd VBW:300 SWP:600mS/@ ATT:10dB@
Figura 5.2,c : Diagrama Espectral de Modulación AM de DBL con portadora
usando tono modulante de 1 kHz.
QJJfíJ
UOO 1QQ: P'S'S
© S P O T : 11 O O T ' M9H
-T /3POT ujgp =dS
8P8 + : W P
2. En las figuras 5.2,b y 5.2.d, el analizador de espectros especifica en dM
la diferencia de frecuencia entre los dos picos de las bandas laterales,
que corresponde a 800 Hz y 2000 Hz respectivamente. Estos valores
corresponden a los anchos de banda de las figuras 5.1.a y 5.1.b, con lo
que los resultados experimentales coinciden plenamente con la
expectativa teórica.
5.2. Modulación de Doble Banda Lateral sin portadora,
La forma espectral teórica a esperarse como resultado de la
Modulación AM de Doble Banda Lateral (DBL) sin portadora es la
representada en las figuras 5,3.a y 5.3.b:
O 1499.6 1500 1500.4
Figura 5.3.a: Gráfico espectral teórico de modulación DBL sin portadora
con frecuencia modulante de 400 Hz.
O 1499 1500 1501
Figura 5.3.b: Gráfico espectral teórico de modulación DBL sin portadora
con frecuencia modulante de 1 kHz.
114
La forma espectral obtenida con el circuito implementado en la
práctica puede apreciarse en las figuras 5.4.a, 5.4.b3 5.4.c y 5.4.d.
Comparando los resultados obtenidos con la expectativa teórica de
las figuras 5.3.a y 5.3.b, se podría decir lo siguiente:
1. En las figuras 5.4.a, 5.4.b, 5.4.c y 5.4.d, se puede apreciar que aunque la
diferencia entre las bandas laterales y la portadora es grande (17.3 dB y
15 dB) si existe presencia de portadora, que según las figuras 5.3.a y
5.3.b5 debería ser cero. Las razones de esta diferencia pueden ser la falta
de sintonía de los moduladores y que el defasaje logrado no sea
exactamente el requerido para generar este tipo de modulación, por lo
que no se puede obtener el resultado ideal.
2. Adicionalmente, puede comentarse que tanto con el tono modulante de
400 Hz como con el tono de 1 kHz, la diferencia entre las bandas
laterales y la portadora es la misma que se puede apreciar en las figuras
5.4.a y 5.4.c, que en la impresión recogida por el analizador de espectros
corresponde al parámetro dM= 17.3 dB y 15 dB. Evaluando este valor
en términos de potencia, se podría decir que las bandas laterales tienen
aproximadamente 31.5 veces la potencia de la portadora.
3. En las figuras 5.4.a y 5.4.c5 se puede apreciar en el parámetro dM la
diferencia de frecuencia entre la portadora y la modulante de 400 Hz y
1000 Hz respectivamente, notándose que esto corresponde a lo esperado
según las figuras 5.3.a y 5.3.b.
115
d M : + 0.40kHz +
F: l.SMHz SP:
17.3dB
IkHz/ RL 34 dBm 10dB/ 1-
RBW : 100 Hz@ VBW:300 Hz@ SWP:600mS/@ ATT:10dB@
Figura 5.4.a : Diagrama Espectral de Modulación AM de DBL sin portadora
usando tono modulante de 400 Hz.
dM:+ O.OOkHz -
F: 1 . 5MHz SP0 . 2dB
1 k H z / R L 34 dBm 10dB/ 1-
RBW:100 Hz@ VBW:300 Hz@ SWP:600mS/@ ATT:10dB@
Figura 5.4.b : Diagrama Espectral de Modulación AM de DBL sin portadora
usando tono modulante de 400 Hz.
dM : +• 1.OQkHz + 15.0dB
F: 1.5MHz SP: IkHz/ RL : - 34 dBm 10dB/ 1-
RBW:10O Hz@ VBW: ATT:10dB@
Figura 5.4.c : Diagrama Espectral de Modulación AM de DBL sin portadora
usando tono modulante de 1 kHz.
d M : + 1 . 98kHz -
F: l.SMHz SP:
9 . 6dB
IkHz/ RL 34 dBm IQdB/ 1-
RBW:100 Hz@ VBW:300 Hz@ SWP:600mS/@ ATT:10dB@
Figura 5.4.d : Diagrama Espectral de Modulación AM de DBL sin portadora
usando tono modulante de 1 kHz.
5.3. Modulación AM de Banda Lateral Única. Método de Defasaje.
Especialmente, se esperaría que el resultado teórico de la
modulación AM de Banda Lateral Única (BLU) sea:
O 1499.6 1500 1500.4
Figura 5.5.a: Gráfico espectral teórico de modulación BLU (método en
cuadratura) con frecuencia modulante de 400 Hz.
O 1499 1500 1501
Figura 5.5.b: Gráfico espectral teórico de modulación BLU (método en
cuadratura) con frecuencia modulante de 1 kHz.
Los gráficos realizados en las figuras 5.5.a y 5.5.b3 toman en
consideración unidades en kHz.
Los resultados obtenidos con el circuito implementado en la práctica,
para realizar modulación de banda lateral única con el método de defasaje
pueden apreciarse en las figuras 5.6.a, 5.6.b? 5.6.c5 5.6.d.
Tomado en cuenta los resultados experimentales y comparándolos
con los resultados esperados según las figuras 5.5.a y 5.5.b, se pueden
obtener las siguientes conclusiones:
116
r
1. En las figuras 5.6.b y 5.6.d, se puede apreciar que existe diferencia entre
la banda lateral inferior y la banda lateral superior de las pruebas
realizadas con los tonos de 400 Hz y 1000 Hz5 y que se reflejan en el
parámetro dM igual a 6.5 dB y 6 dB respectivamente, datos que señalan
que la potencia de la banda lateral inferior es 4 veces mayor que la
potencia de la banda lateral superior. Según se muestra en las figuras
5.5.a y 5.5.b, la banda lateral superior no debería aparecer como parte
del espectro resultante. Las razones de esta diferencia pueden ser la falta
de sintonía de los moduladores y que el defasaje logrado no sea
exactamente el requerido para generar este tipo de modulación, por lo
que no se puede obtener el resultado ideal.
2. En las figuras 5.6,a y 5.6,c3 se puede apreciar en el parámetro dM la
diferencia de frecuencia entre la portadora y la modulante que
corresponde a 400 Hz y 1000 Hz respectivamente, notándose que esto
corresponde a lo esperado según las figuras 5.5.a y 5.5.b.
117
dM:+ O . 40kHz -
F: l.SMHz SP:
6 . 3dB
IkHz/ RL dBm 10dB/ 1-
n r
A
33L
RBW:100 Hz@ VBW:300 Hz@ SWP:600mS/@ ATT:10dB@
Figura 5.6.a : Diagrama Espectral de Modulación AM de BLU método
cuadratura usando tono modulante de 400 Hz.en
dM:+ O.82kHz - ó.5dB
F: l.SMHz SP: IkHz/ RL: 10dB/ 1-
RBW:100 Hz@ VBW:300 Hz@ SWP:600mS/@ ATT:10dB@
Figura 5.6.b : Diagrama Espectral de Modulación AM de BLU método en
cuadratura usando tono modulante de 400 Hz.
dM:+ O.9ókHz -
F: 1.5MHz SP:
8 . 5dB
IkHz/ RL 32 dBm 10dB/ 1-
RBW:100 Hz@ VBW:300 Hz@ SWP:600mS/@ ATT:10dB@
Figura 5.6.c : Diagrama Espectral de Modulación AM de BLU método en
cuadratura usando tono modulante de 1 kHz.
dM:+ 1.94RH2 -
F: Í.5MHz SP:
6 . OdB
IkHz/ RL :2 dBm lOdB/ 1-
i 11
m
4 J
RBW : 100 Hz@ VBW :300 SWP:ÓOOmS/@ ATT:10dB@
Figura 5.6.d : Diagrama Espectral de Modulación AM de BLU método en
cuadratura usando tono modulante de 1 kHz.
5.4. Modulación AM de Banda Lateral Única (BLU). Método de
Weaver.
El diagrama espectral esperado en forma teórica, se podría definir
como:
O 1496.7 1497.1 1500 1502.9 1503.3
Figura 5.7.a: Gráfico espectral teórico de modulación BLU (método de
Weaver) con frecuencia modulante de 400 Hz.
O 1496.7 1497.7 1500 1502.3 1503.3
Figura 5.7.a: Gráfico espectral teórico de modulación BLU (método de
Weaver) con frecuencia modulante de IkHz.
Los gráficos realizados en las figuras 5.7.a y 5.7.b, toman en
consideración unidades en kHz.
Los resultados obtenidos con el circuito implementado en la práctica,
para realizar modulación de banda lateral única con el método de Weaver,
pueden apreciarse en las figuras 5.8.a, 5.8.b5 5.8.c, y 5.8.d.
118
Tomado en cuenta los resultados experimentales y comparándolos
con los resultados esperados según las figuras 5.7.a y 5.7.b, se pueden
obtener las siguientes conclusiones:
1. En las figuras 5.8.b y 5.8.d, se puede apreciar que existe diferencia entre
la banda lateral inferior y la banda lateral superior que incluyen la señal
modulante,. De las pruebas realizadas con los tonos de 400 Hz y 1000
Hz, y que se reflejan en el parámetro dM; se tienen diferencias de 19.7
dB y 7 dB respectivamente, datos que señalan que la potencia de la
banda lateral inferior es por lo menos 5 veces mayor que la potencia de
la banda lateral superior. Según se muestra en las figuras 5.7.a y 5.7.b,
la banda lateral superior no debería aparecer como parte del espectro
resultante. Las razones de esta diferencia pueden ser la falta de sintonía
de los moduladores y que el defasaje logrado no sea exactamente el
requerido, (cosa que es más notoria en la modulación con el tono de 1
kHz) para generar este tipo de modulación, por lo que no se puede
obtener el resultado ideal.
2. En las figuras 5.8.a y 5.8.c, se puede apreciar que al comparar los
valores de frecuencia del parámetro dM con los esperados según las
figuras 5.7.a y 5.7.b, existen diferencias. En el caso de la figura 5.7.as la
diferencia de frecuencia debería ser: 1500 kHz - 1497.1 kHz = 2.9 kHz
y en el caso de la figura 5.7.b se tendría; 1500 kHz - 1497.7 kHz = 2.3
kHz, valores que en las figuras 5.8.ay5.8.cse aprecian como: 3.02 kHz
y 2.42 kHz respectivamente. Esto da como resultado una diferencia de
120 Hz? que pueden ser atribuidos a una inexactitud del oscilador que
genera la frecuencia de modulación wci que debería ser de 3.3 kHz, por
119
d M : - 3 . O 2 k H 2 -
F: l.SMHz SP
7 . 3dBIkHz/ RL 20 dBm 10dB/ 1-
RBW:100 Hz@ VBW:300 Hz@ SWP:600mS/@ ATT:10dB@
Figura 5.8.a : Diagrama Espectral de Modulación AM de BLU método de
Weaver usando tono modulante de 400 Hz.
dfl : - ó . 12kHz +
F: 1.5MHz SP:
19.7dB
IkHz/ RL 20 dBm 10dB/ 1-
ti
-fi-
~TT
/I
\rw
RBW:100 Hzd VBW:300 Hz@ SWP:600mS/@ ATT:10dB@
Figura 5.8.b : Diagrama Espectral de Modulación AM de BLU método de
Weaver usando tono modulante de 400 Hz.
dM
F:
2.42kHz -
l-5MHz SP
12.5dB
IkHz/ RL 20 dBm 10dB/ 1-
t
/í\_L ¿a-
VV
RBW:300 Hz VBW: SWP : 66mS/@ ATT:10dB@
Figura 5.8.c ; Diagrama Espectral de Modulación AM de BLU método de
Weaver usando tono modulante de 1
dM : + 4.90kHz -
F: 1.5MHz SP:
7.0dB
IkHz/ RL: 20 dBm 10dB/ 1-
RBW:300 Hz V B W : lkHz@ SWP: 66mS/@ ATT:10dB@
Figura 5.8.d : Diagrama Espectral de Modulación AM de BLU método de
Weaver usando tono modulante de 1 kHz.
lo que existe diferencia entre los datos reales obtenidos y la expectativa
teórica.
5.5. Conclusiones y Recomendaciones Generales.
Los objetivos planteados inicialmente dentro del temario de tesis,
han sido cubiertos con el estudio de las herramientas matemáticas que
permiten la comprensión de la modulación en amplitud, así como el
desarrollo teórico de las expresiones matemáticas que definen a la
modulación en amplitud, sus variantes, las comparaciones entre ellas. Con
la construcción del equipo didáctico, se han implementado las diferentes
formas de modulación en amplitud propuestas antes del inicio de este
trabajo, así como los elementos necesarios para la realización de cada una
de ellas, notándose de acuerdo con los resultados exhibidos en las
secciones anteriores de éste capítulo, que se han satisfecho las expectativas
teóricas.
Con respecto a la construcción del equipo, puede decirse que en este
tema de tesis de corte práctico, existieron dificuítades exógenas que
impidieron la pronta culminación del mismo. Estas dificultades empezaron
en la consecución en el mercado local de los elementos requeridos, la
disponibilidad de los equipos de prueba necesarios para realizar la
comprobación de los resultados y la falta de experiencia del autor en la
construcción de equipos de este tipo.
Las partes más álgidas dentro de la construcción del equipo
constituyeron la realización del método de Weaver para generar
modulación en amplitud de banda lateral única, el filtro para conseguir que
120
la señal cuadrada de la portadora se convierta en sinusoidal y el
acoplamiento de la señal portadora a las etapas moduladoras. El método de
Weaver generó problemas básicamente por la cantidad de etapas y
elementos involucrados, el filtro de la señal portadora por la dificultad para
conseguir en el mercado local elementos pasivos como bobinas y
condensadores de buena calidad y de tipo variable y las redes de
acoplamiento por su incidencia al interactuar con el filtro.
A través del método de Weaver se puede generar Modulación AM de
Banda Lateral Única con mayor facilidad que con los métodos tradicionales
de filtrado y cuadratura. Comparándolo con el método de cuadratura, este
método es relativamente más largo, pero evita la necesidad de disponer un
defasador que actúe eficazmente en todas las frecuencias que se desee
incluir como modulantes y al compararlo con el método de filtrado evita la
necesidad de tener filtros con pendientes de trabajo muy pronunciadas, a
medida que la diferencia de frecuencia, entre la portadora y la modulante
crece.
Con el diseño y construcción de este trabajo, ,se dispondrá en el
Laboratorio de Comunicación Análoga de circuitos útiles para poder
apreciar en el dominio del tiempo y en el dominio de la frecuencia, la
forma de una señal modulada en amplitud, cosa que anteriormente no se
disponía, especialmente en los métodos de generación de modulación en
amplitud de banda lateral única. Además es relativamente complicado
encontrar para este tipo de modulación en amplitud su representación
temporal característica, que permita una identificación rápida.
121
Para evitar complicaciones en el funcionamiento del equipo, se
recomienda utilizar los diferentes circuitos moduladores conjuntamente con
el circuito generador de portadora y el circuito generador de tonos de
prueba, construidos como parte del trabajos aunque el equipo permite la
introducción de señales externas.
Para el uso del equipo al interior del Laboratorio de Comunicación
Análoga, se sugiere tomar en cuenta las recomendaciones realizadas en la
Guía del Usuario y en el conjunto de prácticas sugeridas que forman parte
de este trabajo.
En la eventualidad de que el equipo construido presentare fallas, se
aconseja que su reparación y mantenimiento se efectúe en base a los planos
de cada circuito y a un estudio profundo de los mismos.
122
ANEXOS Y BIBLIOGRAFÍA
*"&:*¡&.
s8*£iSSf¿
3CL8O38
.!
3 Precisión Waveform- Generator/Voltage
Controlled Oscillator
GENERAL DESCRIPTiONIT rr.' 50718 Wavolocn Goncinlor h r monolithic ínlo-
/ v-í- r f í iM i r^pibln el producing Ugíi ACcutflcy sino.. i«j «MI, iiwir^v nnwtüotli nud pul&o wiYiMtxms wilh n-ininum el m;^r^l componcnls. Tho (rotjuoncy (cí repetí-
•bn ri.io) L-ít) Lo uoltcl''-.) n>.íocnally Irom .001H: lo IIKKÜ• mn :i0(linz uamj e - " " ' ír*"-.lor-í or capacilof», antl'irqj.-ii.) mcKJul.ilun u-i- í.-ir—png rnn bo occonV 'Jn-ilMlh - i c-xlcmal vullago. 1i-o ICLSOJu ¡3 abrteatcti wi:h3t.-i--od nvono'lt-ic lochnclogy, usJng Schotl^y oarriotí-'Tn Bf^fl uvi h^nfoi^lr^s nuil Iho outpyl IR ilnWe o-vor n>,K¡-) '«IMP d loTpcíJl-jtü nnd aupply Vadallcns Itwnn:tjv cus may IMJ inl-xlaccd vfi'Ji [iluiso lockod loop c*cuil/y• i IT.IUCO lemporatme dnll lo loss Ihan 250ppm/*C.
ORDERiNG INFORMATION '
FEATURES .. - • - • • * - ;*-: r• Low Frequency Drill Wllíi Temptrature .
— 250ppm/°C - i • • . ; { . . ' * .j:, j -• Simultaneóos Slno/Square, 'nnd TrlanQle Wave
. Outputs \ ' '• Low ülstot t íon^ — 1% (Slnc Wave Oulput)-• Hl(]h Llnearlty — 0,1% (Trlangle Wave.Outpul)• Wlüu Üperollng Frtquency Rango -r 0.0011-lz lo
300kHi ' - ' .. •'.' ,• -• Variable Duty Cycle — 2% to 98%• Hlgli Level Outputt— TTL to-28V• Ensy to U s o — -Ju»t A Handlul oí External
Componenla Requlrtd ,- • -, . .; ;- /•
1 , PAM n-im! o; •! f.-'l p<e<«*>^3 « t*-iJ«»-J
U-rx/Mir Uni'í g-mr^n eod al 75'C o^Jí lew UICG
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Storage TemporatureOpemling Temperalu
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' • I •! " t un' nli lli"2'ii|li Il,\í l~l¡jl u (pene/ n.TigT, ] ! . • [•'•'¡iin'ii^' [.in-j't ni Ihn «qunio.-. . • •• • [ • < • ! !• • ' i }i> v.' rh riict»i np"-nl on ts (j-joianloed.•*«e i -p FM Pnng» ]' o i-iluj c-l iiuuiniuin Iroquency lo...,. ,.uf.| íriHjijrincy vilvch can t-íi ublaincd by applying a• r . . p ^o''2'jo lo pn 8 Por cofiecl ppcralion, Uio sv/eop/c'lr 10 íoeu'd t>e 'tsilh-n líie rango
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C'uneni (filo Pn 6
riua'ii'H'-y fii Pin 0
Fiequoncy ni Fm 3
finyuc-ncy ni Pin D
Fk-Fk oulpul al Pin 2
Pk-Fk oulpul ai Pin 3
Gniionl inlo Pin 0 •
Oulpul llow) al Pin £)
Waveloim al Pin 9
Wfiv'ürní fi! fin il
Vt¡is"7lo"Ti fll Pin 9
V/avolp'm D>. Pin 3
tVavofoim al P.n 2
5.0V llujn lo - 'i ÜV.
C¡/3 VSUPPLY 4 2V) < VSWÍ.EP '• VSUPPLY
I M Unenrlty. Thn f-ff.-nninqn dovinlion fiom Uio besl-Iit•' ,1 ¡ti' l)pn nn HiM C-MI ' -O! vnlinijn v.-i'íuí; oulpul lioquoncy
O-.ilpul Aniplllude. llio pcak lo-poak signal ampliludo?;-p • i"ti'| ni Iho r"jlp;.'lsSnlinnilón Voll.igc. II i C'ilp-i! vj'infjn nt Iho collcclof oíO-.T v.!-"n II'.--, Kinv.u i n Urn-il en. 11 is inoasurod lor a«. i\l oí pin''niií* .inr) Tnll Tlmps. Tho linio rr-í¡<ii"'-l Ini Iho f-qumo W.T/n•- •'[ • . ! \'j chantjo (rom 100ñ lo P'J1" ci ' U"D lo 10%. oí ml ii't! v.TlijnTrlanglc Wcivelorm Llnearlty. Tlio ji^icpulago üovialkmircm iho t-.Q^!-/ i i stfp.ighl Nnn on Iho ns¡ng nnd laümg iriangio*sñ/«[cfmTo tT l Harmonio DisloiHon. Th" lol^l l'nnnonic disloi'ionTI i'-i «'no wnvd culuii!
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Figuro 3: Test Circuit
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TYPICAL PERFORMANCE CHARACTERISTICS CO- O
§101
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Porlormance oí the Squnie-VVave Outpui
Performance o( Trlaiigle-Wava Oulput '
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ICL8038
Squ.iío-W»v« Duty Cyclo —50*-. Square-Wavo Duty Cyclo — 80%
Figure 4: Phase Rclatlonshlp o! Waveforms
DETAILED DESCRIPTION(See figure 1)
An oxloinal capacitof C is chmgüü nnd dischargod by lwocuitonl &QUICCS. Cuironl BUUÍCO * 2 is swilched on and olíliy n (lip flnp. whiln cimonl r.ourcn P \, on conlinuously.Assummy iho! Iho llip-llüp is m r\, lio such Ihal cu'ft>n,tí.uurco ' 2 ¡s n|!, and Iho copacllor Is chorgod wilh a cunünlI, Ihe vcllago acioss Iho capacitor t ices linanrily wilh Unió.\Vhen this volíago toachos ihe ¡evel o[ compaialot # 1 (solni 2/3 oí Iho supply vollngo), Ihe ¡hp llop is iriggeiod,rhfcivgos Ríalos, mid loloasori cutronl BOUICO * 2. Thiscurrenl sourco noímally carr-es a cutianl 21, Ihus Iho
' capacite* 13 tí schnigcd wilh a net-cutfpnt I and tho vollageacross rt d'cps hnnnrly wilh lime. Wnon ¡1 has (eached theleve! oí corr.patalor *2 (sol al 1/3 o! tho supply voltage),t(>o Uto llin-lk^p r« Uiygoíod inlo its original slalo and Uiecyclo aínda figam .
FcHf Vrñve'orms a'o (padi'j oblaínable Irom ihis basicgonoiíi'm cirt uil Wilh Iho cu'-onl FO-JICQS sol ni I and 21irsrcí !"•::>'.• tho el migo and tlinchnnjo l:mes nra oqunlriius n Mi'ir g'n v.,iv»'Dim r, cio.it id ncrcr.s Iho capní:Ítorand Itvj |!if>l!op pioducos o sijunio-wavc Uolh v.-avalornir.aro If'l lo bu'lof slnrns and aie availabip al pi'is 3 find í)
Ih" >nt ni-; n1 T| '• • • i íü ' * ' i t niM'C.T. •' i'l. 1.
» -|(":l"<j n\n- f\» [ O i g o ViÜll twj folOIIUll tr-y'.'"'
Thc-'o'uro. w:ih Ihn l\vo cunnnls sol al valuos d.llo/onl Iitni.I nnd ?1, ñn nl¿-/Mimftncnl r-nv/loflíi npppiis al U-iiiiu-nl 3nnd p'il '.n'i v,ilh n d ily cy'o l'om loss (han 1 % lo g'ODlorll'.-in ?''!"- -•••'" n- rMítlo ni icrrr.'ini U
llio M- o ,-,nvn u. fi>!p n (i.; i i. uini riof ' j . i i r. rlt cicr^i'iit:'io ln:ri[]'£' inov»*-, l
controls Iho rising porlion oí Iho Uiangle and sint-wave andthe 1 slíilo oí ího square-wave.
Thn inngniludo oí the Uianglo-wavelorm is siíl at 1/3VSUPPL'IÍ Ihorolore ího rising porlion o! Ihe tmmgle Is,
c x v c y. 1/3 x VSUPPLY x RA 5ti i - F ¡ A X C
I VsxVsuPPLY 3Tho Inliing portion oí Ihe trianglo and sine-wava and tlie O
stale oí tho square-wavo is:
C x V
I
c x t / a VSUPFLY
£ vsuPPLY i VSUPPLY5 nB 5 , nA
2RA-Rs
Thus a 50% duty óyele is achieved whon RA " RB- - 'II Iho duly-cycle is to be variad over n small nnge aboul
50% only, thg conneclion shown in Figure 51- is süghtiymoio convonionl, II no adjustmenl oí iho duly cycle isdc.suod, termináis A and 5 can be shorled tníiether, asshown ¡n Firjuie Ge. Tfiir> connoction. hnv/ovor, causes aninhomnlty Inrri^f vanalion oí tho duty-cyclo, Irocuoncy, etc.
','.' "i '.,vc sf-fiaríiln liming íosislors, tho íioquoiicy is givon
I , - f i a-RAC
il iiy li-iji-iy ihc liiaiig{siiio-C'iti.'oMPí). This nolworKl-iüipodaiKO as Iho polantial oíIho Ivfu OAlipmos.
1 4
or.
WAVF.FOHM TIMING7hi -^n— -.''Vil all \va-/"lo'ms con bo ndjijstcd wilh tho
f <!-"r-.il II:I'TÍJ í'-r.i'itors. TV/O possiblo v.ays lo accomplishi'"*; n*C' slvwn in Figuro 5. Uosl rc-sulls are oblaineti by.i.rpmt] DIO !:ir.ing rosislois ÜA and RG E^parals (a). RA
0.3• — nc
(lor Figure 5a)• y •
II a single liming rosislor is usod (Figure 5^ only), theItoquoncy is . i ;
. . . " 0.15
""RC". • :
AH l/[i<t
Í-7S
It.ivt t-»-p/i jufttanlood b/ chaiaclwualori and ore r>ol
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U..I V 'y B'- ] ! I/10 V j.-i !••
•e- / . i. ni PÜ - oí al i'.vi ¡ i c1' 'h'i lf>.T "'k- ip
í!'-1:*- %,.c-n , :ik- rí' i «--'i' -MI .-o í - d i'¡-
Tv., .- ,
".'
•c/jo *rm RA - RB•j 0*1" n vnafl rango »
"n duryi "e ih-. i't"1 Ux¡Ctí,y.. fir.iir.6f, r.
i¡ ity c,:k. !ir't;vlí'fj. uno I l~ j.inc"
u"o'C.
l-jte 5a)
—fd (F.j
SCL3030
5c ooty). 1'ni
Figure 5: Posslble ConnecMons íor the External Tirning Resistors
• o. r. CDOuCD
ha l.r-.i rpr lip}!iciu:y nm d'ToniJonl t»'i r.LJpí'ly SELECTING RA, R0 and C1-1, o.i'fi lM;)ut|I' rjno oí Ihü vollntj'.'s am ' ' '
i- r.!. líio ¡'il-'ij'ii'u i • iií U'l. Thi3 i1; 'Juo lo u 10 Inct lh;il bcl!it i-i nlb fií;J rif.-''.hi)!'í( ¡i?u (,'ii'vJl. hno.v (uncdops oí ilm' i','..',- '."i.i.j! p'.j HMJS ihf?ii !>(!• rls cnncol.
].„" n-r..i:ii."i ' /nort- ivu dn-l'-rlion Iho 0?kU fusislorlH'i.,'-»"n [ •" t i nnd 12 ií b^-sl nin-J-! vniiablr Wilh ll»-;,i'',]<-,j lint' u sf j f í ion oí IPSS ÍM.VI 1"- i1: arhf'vnblo. lof"!¡ r.-n lh''¡ oven (uMhCf, l.'.i) pi l"ii| oinoi'-ü t.,m ho con-r. '.ifl fi-. slnjViM in frjn'o 0. 'i--1, ii.í-lKjufiili'jn n'lov/s nl.¡ -T i,1 It-r:--.''! o! r-ir-o .'.n." lístoil-in cióse1 lu 0.5"ó.
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Figure 6; Connectlon lo AchleveMínimum Slne-Wavo Dlstortlon
fcr any given output íroquency, thefo -s a wide rangn oíÍ1C conibitialions that will \vork, howevor ccrlain conslraintsarr. placed upon tho megnilude oí tho el prging curren! íoroplimum perloirnance. Al Ihe lov/ ond. cu rents oí loss Ihan1/iAn/o undosirablo bocause ciicuit lenkarjes v/illconlributer.-iinilicant crrors al high temperatuíos. At highor currents(I ;• ííinA), transistor betas and satura ion vollacjos v/illci-iiliibuto ¡ncroasíiiply largor orrürs. Oplrnum potíormancev.'hl. llK/reíoro, be obtainod with charging curíenls cf 10//Atp imA. lí p;ns 7 nnd 8 are shortcd togollior, Iha rnagnitudeoí llio charging curront 'Jue lo RA can bi calculaled íroni:
R! x(V" -V) 1|K_LJ _í x_:
(R] 4 Fl ) R/\A
A similar calculation holds íor RB- . • • '
The capacilor valuó should be choson al (he upper endoí its possiblo jango. • '•
WAVEFOHM OUT LEVEL CONTROL AND.POWER SUPPLIES . • • ; - ;
7ho wpvolorm generalor can bo operaterí eilher írom asinglo power-supply (10 lo 30 Volls) or a dual pov/er-supply •( ' .5 lo M5 Volts). With a singlo powor-fupply Iho averageleváis oí tho trianglo and sine-\vave aro di exactly one-halí
_c-í Iho supply volloge, while tho squaie-wave altérnales,¡bolwoen V4" and ground. A split pow-ít supply has'the
guaranleed
5-77
afi<J oie nol
'!that all wavelorms inove symmtíliically about
grourid, : • -, .' I
¡ 7hn squaro-wave output Is not commillod. A load resistorcan Un connecled lo s difieren! power-supply, as long asIhe applied vollage rernains within tho bnakdown capabilityoí Ihe waveíorm gonoralor (30V). In thii v/ay, the square-vsave output can be made TIL compatible (load resistorconnecled lo + 5 Volls) while the wavelc'rm generator Itselfis poweiod from a niuch higher voltago. •
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ÍWEtPVOLTACE
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Figuro 7: Connccüons for Froquency Modubllon (n) and Sv/eep (fa)
FREQUENCY MODULATION ANDSWEtlPING
[l.r, Ji,*.j- cu- y oí U".' W.l.olüftn (H'n'">f ">l'.u 1;; •) . < f 'TI
Hjf- ¡'O'i r l i t 'T OC vollrtcjn al lerminni t1 l'iv. nsui-1 J 'romv ' i n/ fiM-'Mi'^ Hus vo'lat;", lifKv-i; • '- ' 'li'il.i'-''" isI * - i ' tf>.i,| í c: r.in.Vi'iivm'i.:-is ('i g • '•: " ] n . - - n \ - i - ; ilinij'. iji'-i - i- I -i ipi'V 'í íiiir- nr 'o ¡»ii Ó. n".""1, pfcv jii-u OC¡ ; * j .-. !C a * apnr-(?i ns '.i-jA-n m I'riuro 7a An• .' ¡r r (. ' . - 1 'i i^-'/.r^n f -i-; 7 .ind B ii r>"l r-MCi's^nty. bul
• e - . r f.-vl M COÍH ofloü loqolh'M). lo aijoul (lí
] '.r- <; -ID ivnvc oulpul hai n r^lativ'jiy tiigh oulput!i"I -il i'-.C'j [U.fl Typ). TÍ-"» ciiru-t oí Figure B prcvidüal-;i" Mriij. qn-n n-i1 ainpliU¡.Ji? iidjusltnonl. A simpla op ampIftiit A-f c:i";'Í alro lio usod
Fot Uiiycí f -M dü'/inlion-í oí lor ic-quoncyinnf! -i(Uu:g yicjnai is íipfjlifJ hütv.'"-m Iho tvun.i-iu and pm li (I igu'o /!•)- In Uva \voy I!uU"1 turtonl sijurros is ciiwlüd by Iho modulaa ver/ Iñigo (e.g. 1000:1) Fwe'ip range is c.VM\.J"P * ^)- ^í-"0 ^l'-'11)0 l on, bov/ovcr,Kupply vullatj'i; in ihis coi.ligutnlion II iu charilongt-t o iunclion oí Ihc- supply vallago (th'í'slifilds slill oro) 'and Unís tlrj liüquidrpiTul.'iit on Iho supply volla-jo. Tho pol-m'iv tto swfpl üo\vn (rom V by (1/3 Vj_
APPLICATIONS
üwnepirig, Ihonif.ifive supply•jniiie bias lor
:my rignnl. andca'íod {( - O atUi rc-gulalo IhoID cunonlis no/..»! Ihe Inyger•ncy. becomosuilinl on Pin 8
Figure 6: Slne Wave Outpul Buffer Amplíflers
Willi a dual supply volteo Ihc oxlornal rnpacilnr on Pin•10 cnn bo shorlod lo ground lo hall Ihe ICLC03B oscülation.FiyuíQ E) shows a FE7 s-.viich, diod^ AHDe-.J v/ilh an inputslioho sninnl loaílowlho oulpul lo nlways slul on Iho same
Tu obtnm n 1000.1 Sweop Ranno on ll.o IGL003B Ihevo^-ati" ív;fu--s t'/ipiiinl insislors HA and Rg rnusl dacreaseIn ncaiiy znio. Ibis toquiros lliat Ihe higl rsl voHage oncontiol Tin n ox.cood Ihci voltago al Iba lop c 1 HA anti RB ^yn íuv/ buiuiíod rnlllivolls.
' 1 lie Oíai'l n( Figuro 10 ur.hinvos !his by using a diode lolovvor llia ollecl-ve supply vollagí.- on Hit 1C1803B. Thelarga ípsislnr on pin 5 helps [oduf.1 duly ^yclc varialionsv/ilh swoop. . •
Í(-M An t,r-cii v\!u'!'i
5-78
tren g-jamnleed by chara clan: alón ana O'o nol losled
'•! -í- rui.
i . ,, r,i c ( • ' ! • • .• .T i ••• • • -.iwl:i.. ; - ; i. - ii - < «s c i i:- .' ' • !' •'
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Figure 11: Linear Voltago Controlled Oscillator
Iho l-urnnl/ o( inpul swoüp voMnge venus outpul ¡rc-M1 '"'.'y • ;in i'n pioniíranlly improvi."] by usui;; nn op anip nsir-!-'iAn ín r>i¡u/a 1 1.
USE IN PHASE-LOCKED LOOPS!!-. liujh Iiotj'jpnuy stnhiMy niokn-, Iho ICLfiOlB an ¡dp l
l'u'l'J'ng tilo'k (oí a phaso locKud loop as shown in FigutQ12 In [M:S íifjpl-calion Iho remaining lunclional hkick-s, IhoI.'-T- 7 íj''!'j;lor nnd Iho ampliícjr, can bo inrmed by o
ÍC's (o.g MC4344, NE56Í. MAP800.
l/i nifjfr lo maich Ihesc buildmg blocks lo oar.h olhor. twos'- ' i ' - - M- J$l ho loVnn. Fi/sl. two dtllüícnt supply vollagcs arei - r ? - i T'f 'J U'o squore WPVO oulpul is relurnud lo Iho supplyul lí'n fhnnií doloclor. 'Ihis cesuras thal llio VCO inpul
vollage wül, not ox.cfiod Ihe capabilílie > oí Ihe^^phasoíloloclor. l[ o smaller VCO signal ¡s m^uired, a simplerósiRlivo vollogo divider ¡s connecled belvobn pin 9 oí Ihe 'wavDÍorm genoralor and the VCO-inpul oí Ihe pílase'-,doleclor. • ' "
Socond, Iho DC oulpul. level oí [he nrnpliíier musí be,mado compatible to the DC level roquiíed ;il [he FM ínput oíIho waveíorm genoralor (pin 8', . O.BV'*"). Ths simplostsolulion here is lo provide 0 vollago dividir lo V4 (R-j, R2as shown) il Ihe ampliíier has a lowor output level, or toground ¡I its level ¡s higher.1 The divider car be made parí oíthti low-pass líder. • ' •
' This'applicotion nol only provides lor a íree-runningíroquoncy wilh very low tomperature drill, bul ií also has Ihe
1^:0 A a 'i!'r;dl valii«t hav^ baen giiíuftnl»«l by
5-79
oivl aio nol toalot]..
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8 1CL8038Oo For lurthet íníormalion, see Intersil Applicalion Nole
A013. "Evcrylhing You Always V/anted to Know Abou! The
Flg'Jrc 12; Waveíorm Generalor Ur.ed ns Slahlo VCO In a Phase-Locked Loop
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I í£"l Ol¿^ I I
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Figure 13: Detaüed Schomatlc
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i i - ' n An i)i"-*í vB'jfji hi/o Dnf>n o.mnn eod
6-31)
ar»l B(O rio! I
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¡CL80333 unique íoatuio oí piuducini) a l.n-jú ivLüni, —'U signa! wim a ¡roquancy .riúrtucal tu mal &i iho mpui.
Por lullici it,l..iHMi«'.. i,i,u lr.luii.il /-i i.i-Mlon í^AO13. "Evur/lhinj Con M.-, VMniuJ to K" ;.v Abo.it.
1CL8069} Lov; Voltngt
GENERAL DESCRThe IC1 'JC-":0 12 a 1 ¿'J
''Vc'-.u. I I u^ns I I . -i t.^"t ;iat,.!ity and lo-.', n~T oiít-f I ,
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X r R f c-utnCT. ."
Figure 12: Waveform Gct ierator Used as Stablo VCO In n Phase-Lockcd Loop
' ,ri' r! !
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ANEXO 3
GUÍA DEL USUARIO
GUIA DEL USUARIO.
Precauciones.
La fuente de alimentación debe ser conectada únicamente a un
voltaje alterno de 110 Vac? 60 Hz.
Almacenar todas las tarjetas componentes del equipo en un lugar
seco y libre de polvo.
Descripción general
El equipo didáctico para realizar modulación en amplitud, consta de
varios módulos o tarjetas que se indican a continuación:
• Módulo 1: Fuente de alimentación.
• Módulo 2: Circuito generador de portadora a 1500 kHz.d
• Módulo 3|: Circuito generador de tonos de prueba a 400 y 1000 Hz.
• Módulo 4: Circuito de modulación AM de doble banda lateral con
portadora.
• Módulo 5: Circuito de modulación AM de doble banda lateral sin
portadora.
• Módulo 6: Circuito de modulación AM de banda lateral única, método
de cuadratura.
• Módulo 7: Circuito de modulación AM de banda lateral única, método
de Weaver.
• Módulo 8: Circuito de acoplamiento.
• Módulo 9: Circuito de modulación AM de doble banda lateral con
portadora.
Operación básica.
Todos los módulos que realizan modulación en amplitud así como el
módulo generador de portadora y el módulo generador de los tonos de
prueba requieren de una alimentación de voltaje provista por el módulo de
la fuente de alimentación.
Esquemáticamente, puede apreciarse a continuación los módulos
requeridos para obtener cualquiera de las formas de modulación AM
construidas como parte del equipo didáctico:
MóduloGeneradordePortadora.
Módulo generadorde tonos de prueba
Módulo de Fuentede Alimentación.
Módulo paragenerarmodulación AM.
Acoplador.
Salida
Si se desea puede prescindirse del módulo de la fuente de
alimentación teniéndose en cuenta que todas las demás tarjetas requieren
alimentación de + 12 V, -12 V, + 5 V? -5 V y O V, condiciones que deberá
reunir la fuente de alimentación externa que se piense utilizar.
Todos los módulos que realizan el proceso de modulación AM3
requieren además de la fuente de alimentación, el ingreso de señal
portadora y señal modulante, para esto, deben conectarse en las entradas
respectivas, las salidas de los módulos de generación de portadora y de
generación de tonos de prueba.
Finalmente debe usarse el módulo acoplador si se va a utilizar como
equipo de prueba y medición un analizador de espectros, en el caso de
utilizarse un osciloscopio, puede conectarse directamente a la salida de
cada circuito que realiza el proceso de modulación.
En el caso de que se desee utilizar señales portadoras externas,
deberá tomarse en cuenta que el voltaje de entrada a los circuitos
moduladores debe ser máximo de 500 mV pico.
En el caso de que se desee utilizar señales modulantes (tonos de
prueba) externos., estos deben conectarse al módulo de generación de tonos
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de prueba, en la entrada de señal externa y debe escogerse que el dip switch
1 esté en O (off). Además debe recordarse que la señal externa ingresada
debe tener un voltaje menor a 500 mV pico.
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ANEXO 4
PRÁCTICAS SUGERIDAS
PRACTICA 1: MODULACIÓN AM DE DOBLE
BANDA LATERAL CON
PORTADORA.
OBJETIVOS: Observar en forma práctica, en el dominio de la
frecuencia y en el dominio del tiempo el efecto de
modular en amplitud una señal determinada.
EQUIPO REQUERIDO:
1 Osciloscopio
1 Analizador de Espectros
Módulo 1: Fuente de alimentación
Módulo 2: Circuito generador de portadora a 1500 kHz.
Módulo 3: Circuito generador de tonos de prueba a 400 y 1000 Hz.
Módulo 4: Circuito de Modulación AM de doble banda lateral con
portadora
Módulo 9: Circuito de Modulación AM de doble banda lateral con
portadora
Módulo 8: Circuito Acoplador.
PROCEDIMIENTO:
L- Conectar al módulo 1: Fuente de alimentación, los módulos 2, 3, 4 y
8 utilizando para esto, los cables que tienen una marca con el número O en
cada uno de los módulos antes mencionados tal como se indica en la
siguiente figura:
Módulo 2,
Módulo 3.
Módulo 1: Fuentede Alimentación.
Módulo 4. Módulos.
Salida
2.- Conectar la salida del módulo 2 con la entrada del módulo 4,
utilizando para esto la salida codificada con el número 3 en el módulo 2 y
conectándola a la entrada marcada con el número 3 en el módulo 4, como
se indica en la siguiente figura:
Módulo 2.
salida 3 3Módulo 4.
entrada
3.- Conectar la salida del módulo 3 con la entrada del módulo 4,
utilizando para esto la salida codificada con el número 1 en el módulo 3 y
conectándola a la entrada marcada con el número 1 en el módulo 4, como
se indica en la siguiente figura:
Módulo 3.
salida i iMódulo 4.
entrada
4.- Conectar en la salida del módulo 4, marcada con el número 5 el
osciloscopio. Cambie el índice de modulación, variando el potenciómetro
P2 y anote los resultados.
5.- Para observar los resultados en un analizador de espectros, conectar
la salida del módulo 4, marcada con el número 5 a la entrada del módulo 8
marcada también con el número 5. En la salida del módulo 8 conectar la
punta de prueba del analizador de espectros, tal como se indica en la
siguiente figura:
6.- Una vez conectado el analizador de espectros, anotar los resultados
obtenidos, variando el potenciómetro P2.
Desconecte el módulo 4, reemplace el módulo 9 en lugar del módulo 4 y
siga el procedimiento descrito en los pasos del 1 al 6,."
INFORME.
PRACTICA 2: MODULACIÓN AM DE DOBLE
BANDA LATERAL SIN
PORTADORA.
OBJETIVOS: Observar en forma práctica, en el dominio de la
frecuencia y en el dominio del tiempo el efecto de
modular en amplitud una señal determinada.
EQUIPO REQUERIDO:
1 Osciloscopio
1 Analizador de Espectros
Módulo 1: Fuente de alimentación
Módulo 2: Circuito generador de portadora a 1500 kHz.
Módulo 3: Circuito generador de tonos de prueba a 400 y 1000 Hz.
Módulo 5: Circuito de Modulación AM de doble banda lateral sin
portadora.
Módulo 8: Circuito Acoplador.
PROCEDIMIENTO:
1.- Conectar al módulo 1: Fuente de alimentación, los módulos 2, 33 5 y
8 utilizando para esto, los cables que tienen una marca con el número O en
cada uno de los módulos antes mencionados tal como se indica en la
siguiente figura:
Módulo 2.
Módulo 3.
Módulo 1: Fuentede Alimentación,
Módulo 5. Módulo 8.
Salida
2.- Conectar la salida del módulo 2 con la entrada del módulo 55
utilizando para esto las salidas codificadas con el número 3 en el módulo 2
y conectándola a la entrada marcada con el número 3 en el módulo 5, como
se indica en la siguiente figura:
Módulo!,
salida
^
3, 3Modulo 5.
entrada
3.- Conectar la salida del módulo 3 con la entrada del módulo 5,
utilizando para esto la salida codificada con el número 1 en el módulo 3 y
conectándola a la entrada marcada con el número 1 en el módulo 5, como
se indica en la siguiente figura:
Modulo 3.
salida
fe
i iModulo 5.
entrada
4.- Conectar en la salida del módulo 5, marcada con el número 5 el
osciloscopio. Anote los resultados.
5.- Para observar los resultados en un analizador de espectros, conectar
la salida del módulo 5, marcada con el número 5 a la entrada del módulo 8
marcada también con el número 5. En la salida del módulo 8 conectar la
punta de prueba del analizador de espectros, tal como se indica en la
siguiente figura:
6.- Una vez conectado el analizador de espectros, anotar los resultados
obtenidos.
INFORME.
PRACTICA 3: MODULACIÓN AM DE BANDA
LATERAL ÚNICA MÉTODO DE
CUADRATURA.
OBJETIVOS: Observar en forma práctica, en el dominio de la
frecuencia y en el dominio del tiempo el efecto de
modular en amplitud una señal determinada.
EQUIPO REQUERIDO:
1 Osciloscopio
1 Analizador de Espectros
Módulo 1: Fuente de alimentación
Módulo 2: Circuito generador de portadora a 1500 kHz.
Módulo 3: Circuito generador de tonos de prueba a 400 y 1000 Hz.
Módulo 6: Circuito de Modulación AM de banda lateral única,
método de cuadratura.
Módulo 8: Circuito Acoplador.
PROCEDIMIENTO:
1.- Conectar al módulo 1: Fuente de alimentación, los módulos 2, 3, 6 y
8 utilizando para esto, los cables que tienen una marca con el número O en
cada uno de los módulos antes mencionados tal como se indica en la
siguiente figura:
Módulo 1: Fuentede Alimentación.
Módulo 2.
Módulo 3.
Módulo 6. Módulo 8.
Salida
2.- Conectar las salidas del módulo 2 con las entradas del módulo 6,
utilizando para esto las salidas codificadas con los números 3 y 4 en el
módulo 2 y conectándolas a las entradas marcadas con los números 3 y 4
en el módulo 6, como se indica en la siguiente figura:
Módulo 2.
salidas
^
3,4 3,4Modulo ó.
entradas
3.- Conectar las salidas del módulo 3 con las entradas del módulo 6,
utilizando para esto las salidas codificadas con los números 1 y 2 en el
módulo 3 y conectándolas a las entradas marcadas con los números 1 y 2
en el módulo 6, como se indica en la siguiente figura:
Modulo 3.
salidas
fe
1,2 1,2Módulo 6.
entradas
4.- Conectar en la salida del módulo 6, marcada con el número 5 el
osciloscopio. Anote los resultados.
5.- Para observar los resultados en un analizador de espectros, conectar
la salida del módulo 6, marcada con el número 5 a la entrada del módulo 8
marcada también con el número 5. En la salida del módulo 8 conectar la
punta de prueba del analizador de espectros, tal como se indica en la
siguiente figura:
6.- Una vez conectado el analizador de espectros, anotar los resultados
obtenidos.
INFORME.
PRACTICA 4: MODULACIÓN AM DE BANDA
LATERAL ÚNICA MÉTODO DE
WEAVER.
OBJETIVOS: Observar en forma práctica, en el dominio de la
frecuencia y en el dominio del tiempo el efecto de
modular en amplitud una señal determinada.
EQUIPO REQUERIDO:
1 Osciloscopio
1 Analizador de Espectros
Módulo 1: Fuente de alimentación
Módulo 2: Circuito generador de portadora a 1500 kHz.
Módulo 3: Circuito generador de tonos de prueba a 400 y 1000 Hz.
Módulo 7: Circuito de Modulación AM de banda lateral única,
método de Weaver.
Módulo 8: Circuito Acoplador.
PROCEDIMIENTO:
1.- Conectar al módulo 1: Fuente de alimentación, los módulos 2, 3, 7 y
8 utilizando para esto, los cables que tienen una marca con el número O en
cada uno de los módulos antes mencionados tal como se indica en la
siguiente figura:
Módulo 1: Fuentede Alimentación.
Módulo 2.
Módulo 3.
Módulo 7. Módulo 8.
Salida
2.- Conectar las salidas del módulo 2 con las entradas del módulo 73
utilizando para esto las salidas codificadas con los números 3 y 4 en el
módulo 2 y conectándolas a las entradas marcadas con los números 3 y 4
en el módulo 73 como se indica en la siguiente figura:
Modulo 2.
salidas
w
3,4 3,4Módulo 7.
entradas
3.- Conectar la salida del módulo 3 con la entrada del módulo 7,
utilizando para esto la salida codificada con el número 1 en el módulo 3 y
conectándola a la entrada marcada con el número 1 en el módulo 7, como
se indica en la siguiente figura:
Modulo 3.
salidas
w
1,2 1,2
Modulo 7.
entradas
4.- Conectar en la salida del módulo 7, marcada con el número 5 el
osciloscopio. Anote los resultados.
5.- Para observar los resultados en un analizador de espectros, conectar
la salida del módulo 7, marcada con el número 5 a la entrada del módulo 8
marcada también con el número 5. En la salida del módulo 8 conectar la
punta de prueba del analizador de espectros, tal como se indica en la
siguiente figura:
6.- Una vez conectado el analizador de espectros, anotar los resultados
obtenidos.
INFORME.
BIBLIOGRAFÍA.
CARLSON BRUCE, Sistemas de Comunicación. Ed. Me Graw Hill, 1975.
PELKA HORST, BLU y banda lateral independiente. Ed. Marcombo,
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