Electronica de Potencia

ELECTRONICA DE

POTENCIA I

Universidad Francisco de Paula Santander

Facultad de Ingenierías

Ingeniería Electrónica

Ingeniería ElectromecánicaVersión Abril 2012

1

UNIDAD I

CONCEPTOS BASICOS DE

ELECTRONICA DE POTENCIA

2

1.1 NATURALEZA Y APLICACIONES DE LA ELECTRONICA DE POTENCIA

La Electrónica de Potencia esun saber de la ingeniería, queutiliza los conceptos, métodos yteorías de la Electrónica(analógica y digital), la Teoríade Control y la Electrotecnia(circuitos eléctricos,medidas, ymáquinas eléctricas, sistemasde distribución y transmisión),para convertir y controlar laenergía eléctrica disponible,generalmente alterna trifásica omonofásica con diferentesniveles de voltaje, en la clasede energía requerida por lacarga.

Electrónica

De

Potencia

Circuitos

Semiconductores

componentes

Electrónica

Y

Dispositivos

La electrónica de potencia moderna se origina ,con la invención del SCRen 1958 por General Electric. En años sucesivos aparecen el TRIAC yotros thyristores, y se desarrollan los transistores de potencia (BJT,MOSFET, IGBT). Finalizando la década de los 80’s aparece el MCT.Los circuitos de control se optimizan en la década de los 90’s con lastecnologías FPGA y ASIC.

El propósito de la electrónica de potencia se obtiene mediante lossistemas de electrónica de potencia, que se caracterizan por una altaeficiencia.La alta eficiencia repercute en ahorro en el consumo de energía, yademás las bajas pérdidas de potencia permiten reducir el volumen y elpeso del sistema de electrónica de potencia(S.E.P.)

Fig 1.01 La Electrónica de Potencia(6).

3INGENIERO GERMAN GALLEGO. ELECTRONICA DE POTENCIA I. UNIDAD I. UFPS

1.2 SISTEMA DE ELECTRONICA DE POTENCIA (SEP)

Energía

eléctrica

disponibleFiltro

De

Entrada

Convertidor

Circuito de

potencia

Filtro

De

Salida

Actuadores

De los DSP

Circuito de Control Transductores

Carga

Flujo de

Potencia

Energía eléctrica

modificada y

controlada

Fig. 1.02 Diagrama de bloques de un SEP(5)

1.2.2 FUNCIONES Y ELEMENTOS DE LOS BLOQUES DE UN S EP

1.2.1 DIAGRAMA DE BLOQUES

DENOMINACION FUNCION ELEMENTOS

Filtro de Entrada

Reducir la cantidad dearmónicos de corriente en lafuente y minimizar lasinterferenciaselectromagnéticas.

CapacitoresInductores

Convertidor(circuito de potencia)

Transformar la naturaleza de laenergía eléctrica, utilizandodispositivos semiconductoresde potencia(DSP) comointerruptores.

Dispositivos semiconductores de potencia

ThyristoresTransistores de potenciaHíbridos

Filtros de SalidaAdecuar la forma de onda devoltaje del convertidor, alrequerido por la carga

CapacitoresInductores

Actuadores de los DSPAdecuar en potencia lasseñales de control,a losrequerimientos de los DSP.

Transformador de pulsoOptoacopladoresTransistores

Circuito de control Implementar la estrategia decontrol del convertidor

MicrocontroladoresElectrónica discreta

Transductores

Transformar las variablesmecánicas,eléctricas, térmicas,etc, de la carga, en señaleseléctricas.

Transformadores deinstrumentosTermistoresTacómetrosEncoders

Carga Transformar la energíaeléctrica en energía mecánica,química, lumínica, térmica.

Motores, Hornos, Lámparas,Procesos electroquímicos, etc.


1.3 FUENTES DE ENERGIA PRIMARIA

1.3.1 RED DE SUMINISTRO DE VOLTAJE ALTERNO

a)Acometida subterránea(10)

b) Acometida aérea(10)

Fig 1.03 Acometidas en baja tensión

Se dispone de una red de voltajealterno de f= 60 hz, en los paísesamericanos con diferentes nivelesde voltaje; En baja tensión senormalizan los siguientes voltajes;120, 120/240, 208/120,480/227voltios.

La alimentación en baja tensión serealiza mediante acometida aérea osubterránea. Los conductoresaéreos de la acometida, van desdeun poste hasta el contadoreléctrico.

En la acometida subterránea, seconectan los conductores a laslíneas áreas de distribución, y sebajan por una tubería hasta tierra,y se llevan en forma subterráneahasta el contador.

En las instalaciones industriales sedispone a través de unasubestación de 13,2 o 34,5kv, devoltajes en media tensión de440/254 o 480/277v. El valor límitede perturbación del voltaje es ±10%del valor nominal, el de lafrecuencia es ±1Hz y eldesequilibrio admitido es 2%.


1.3.2 BATERIAS

a) Estructura física

c) Circuito equivalente para el modo activo (fuente)(6).

Fig. 1.04 Circuitos equivalentes de la batería de ácido – plomo.

b) Circuito equivalente para el modo pasivo (carga)(6).

Rdes

Son fuentes de energía recargables.Las más comunes son las de plomo– ácido y la de níquel – cadmio; porconsideraciones económicas, lamás utilizada es la de plomo-ácido,conformada por un ánodo de bióxidode plomo, cátodo de plomo yelectrolito de ácido sulfúrico diluidoen agua.

El circuito equivalente para modopasivo lo conforman: Vint= Potencialelectroquímico interno; depende dela temperatura y la concentracióndel electrolito; Rdes ,modela elproceso de descarga interna; Rint ,modela la resistencia del electrolitoy la estructura interna (celdas) ,depende de la temperatura yconcentración del electrolito. Cintmodela la capacitancia de lasplacas; Rw y Lw, son la resistencia yla inductancia de los cablesexternos.

En el circuito equivalente en modoactivo, Vint representa la fuerzaelectromotriz interna de la batería,de naturaleza, electroquímica ;depende de la temperatura y de laconcentración del electrolito. Unvalor típico de Rint= 0,1Ω, para labatería de 12 voltios. Lw tiene valorde 500nH/m, cuando la relación D/r= 10; D= distancia entre cables, r =radio de cable.


1.3.3 GENERADOR EOLICO(2)

Fig. 1.05 Elementos de un aerogenerador.(2)

Fig. 1.06 Conexión del aerogenerador a la red (2)

Se utiliza la energía del viento,para generar energía eléctrica.Los elementos de unaerogenerador son:

Palas del rotor (PR): El diseño, essimilar al ala de un avión, sulongitud depende de la potencia(20 metros para 600Kw).

Caja de transmisión (CT) o trende engranajes, multiplica por casi50 la velocidad de las palas. Latendencia es a eliminarlas parareducir peso y mejorar eficiencia.

El generador asíncrono (GA) ogenerador de inducción: lapotencia actual es de hasta 4Mw.

La conexión del aerogenerador ala red (Fig. 1.06), se realizarectificando el voltaje trifásico delgenerador eólico, y acoplando elvoltaje DC mediante unconvertidor DC/AC(inversor), a lared alterna de suministro eléctrico.El control del proceso deacoplamiento se hace medianteun microprocesador


GA

1.3.4 GENERADOR FOTOVOLTAICO

Fig. 1.07 Panel solar

Fig.1.08 Sistema de generación fotovoltaico(2)

A. P.

G. A.

G. F.Cargas C. A.

Cargas C. D.

Red C. A.

Baterías

Utiliza la energía solar paragenerar energía eléctrica (DC),mediante muchas celdas solaresasociadas en serie y en paralelo.

La tecnología actual de lasceldas es en base asemiconductores, y la eficienciaes del 14 al 20%. Se investiga lautilización de materialesorgánicos.

Una limitación del sistema es sucosto superior, con respecto aotras alternativas de generación.

Un elemento esencial del sistemade generación fotovoltaico (Fig.1.08) es el acondicionador depotencia (A.P.) cuyas funcionesson la conversión CD/CA y laregulación de carga de la batería.

El generador auxiliar (GA),mayoritariamente es un grupoelectrógeno, que sirve derespaldo al generador fotovoltaico(GF) y las baterías tienen comofunción, regular la producción deenergía de acuerdo a lademanda.


dt

dvC

dt

)Cv(d

dt

dqci ===

1.4 MODELAMIENTO DE COMPONENTES ELECTRICOS Y MAGNETICOS

1.4.1 EL CAPACITOR

1.4.1.1 GENERALIDADES

a) Geometría del capacitor de placas paralelas

Fig. 1.09 El capacitor

V

Q

d

AC =

∈=

El capacitor está conformado por 2placas conductoras, separadas por unmaterial dieléctrico, en donde seestablece una polarización dieléctrica. Elvalor de la capacitancia ideal es:

(1.01)

Є = Permitividad eléctrica del aislamiento.A = Área de las placas paralelas.d = distancia entre placas.Q = carga eléctrica de cada placa.V = Voltaje aplicado a las placas.ρ= Conductividad del dieléctrico

La corriente que un capacitor intercambiacon un circuito es:

(1.02)

Se conocen tres clases de capacitores:De dieléctrico normal, electrolíticos y dedoble capa.

El capacitor real difiere del ideal en 4aspectos: ,a)Existe i para V = Vdc.b)Existe una L que puede generarresonancia.c)Se descarga naturalmente, aldesconectarlo de la fuentec) Presenta pérdidas de potencia.



1.4.1.2 MODELO CIRCUITAL DEL CAPACITOR(6)

a) Circuito equivalente general de un capacitor

b) Circuito serie normalizado

Fig. 1.10 Modelo circuital

del capacitor

)03.1(C

tan2CfR2

1RESR

wW

δ≅

ω+=

(1.04)Adρ

fR;LESL W ==

(1.05)w ρρ

1X

ESRtan δ ==

CL

1w

W

≥

Las características reales del capacitorse representan, en el circuitoequivalente general (fig1.10 a).Rw y Lw modelan la resistencia einductancia, de los alambresconductores de conexión.Rf modela la resistencia de fuga,responsable de la descarga delcapacitor y C es la capacitancia.Mediante asociaciones serie y paralelodel circuito equivalente general, sepuede reducir al circuito equivalenteserie normalizado(fig. 1.10 b)

ESR=Resistencia equivalente serie

ESL=Inductancia equivalente serie

δ=ángulo de pérdidas=Diferencia entreel desfase ideal de la corriente(90°) yel desfase real.

Para el capacitor se

comporta como un inductor



1.4.1.3 CLASES DE CAPACITORES

a) Electrolíticos

b)Plástico

Fig. 1.10 Clases de capacitores

Los capacitores se caracterizan por lossiguientes valores nominales : Cn, Tolerancia de Cn, Vn, Vp, In , Ifuga, y factor depérdidas(tan δ).Los capacitores electrolíticos tienencomo dieléctrico óxido de aluminio(fig1.10a) o de tántalo. Tienen valores altosde ESL, y ESR(Rf es baja) , y su voltajenominal es hasta de 500V, concapacitancias de cientos de µF. Son debaja confiabilidad y se aplican en filtrosDC de entrada y salida, y en procesosque requieran tiempos cortos dealmacenamiento de energía.Los de plástico tienen alta resistencia deaislamiento (pequeñas corrientes defuga) y alta temperatura. Dependiendode la armadura, pueden ser tipoM(metal) o MKT(metal vaporizado).Losmetalizados de poliester (fig 1.10 b)presentan bajos valores de C (hasta10µF)y valores altos de Vn (40Kv).Seaplican en filtros DC, para suprimir lostransitorios de conmutación. El MKT seutiliza en aplicaciones hasta de 600 VLos metalizados de polipropileno tienenvalores altos de Vn e In y se aplican enconvertidores resonantes.Los cerámicos(fig1.10c) tienen un rangode C entre 1p y 1µF, pero varíanconsiderablemente con la temperatura,voltaje y el tiempo

c)Cérámico


1.4.2 EL TRANSFORMADOR

1.4.2.1 ASPECTOS CONSTRUCTIVOS Y OPERACIONALES

a) Circuito

b) Modelo del circuito magnético

Fig. 1.11 El transformador

Se forma con 2 circuitos eléctricos,acoplados con un circuito de materialferromagnético de permeabilidad µ.El flujo encadenado (λ)al circuito 1 deN1 espiras es

(1.06)

=flujo mutuo =flujo de dispersión del devanado 1

Para el circuito 2

(1.06b)

Aplicando la ley de Ampere al circuito magnético, sobre la trayectoria media lm se obtiene:

(1.07)

(1.08)

Reluctancia del circuito magnéticoA=área seccional del circuito magnéticoEl circuito equivalente de la ecuación 1.08 se muestra en la fig. 1.11b

1dm111N1 Φ+Φ=ΦΦ=λ

mΦ

1dΦ

22N2 Φ=λ2dm2

Φ+Φ=Φ

miNmmAmBA

iNiNmB

1

2211

=ℜΦ=

=−=

µ

µl

l

∫→→

=∫→→

sdsJ

ldl.H

1i1N 2i2N

mRmΦ

12

=ℜm

INGENIERO GERMAN GALLEGO. ELECTRONICA DE POTENCIA I. UNIDAD I. UFPS

1.4.2 EL TRANSFORMADOR

1.4.2.1 ASPECTOS CONSTRUCTIVOS Y OPERACIONALES

a) Circuito

c) Circuito equivalente

Fig. 1.11 El transformador

Se define: (1.09)

De 1.06 y 1.09

(1.10)

De la ley de Faraday y 1.10 y 1.11

De ec. 1.08 y 1.10 y 1.11

Se define

(1.13 a)Por analogía se obtiene:

(1.13b)

11)2211(11 dNiNiN

m

NΦ+−

ℜ=λ

1i1

dL1

dΦ1N =

dt2di

m2N1N

dt1di

)d1Lm

21N

(1Vℜ

−+ℜ

=

m

21N

mLℜ

=

1dLmL11L +=

m2N1N

12Lℜ

=

dt2di

12Ldt1di

)d1Lm(L1V ++=

13

dt2di

12Ldt1di

)11(L1V −=

dt2di

22Ldt1di

)21(L2V −=

INGENIERO GERMAN GALLEGO. ELECTRNICA DE POTENCIA I. UNIDAD I. UFP

(1.12)dt

2dφ2N2V;

dt1dΦ

1N1V ==

(1.11)dt

2dλ2V

dt1dλ

1V −=−=

De 1.14 y 1.15

(1.16)

En el primario se refleja la impedanciadel secundario, multiplicada por elcuadrado de la relación detransformación ( )

El transformador permite el cambio de la impedancia de la fuente.

2a

2Z2a2I2V2a

/a2I2aV

1I1V

1Z ====

1.4.2.2 EL TRANSFORMADOR IDEAL

1.4.2.3 ACOPLAMIENTO DE IMPEDANCIAS

Fig. 1.12 Modelo circuital del transformador ideal.

Fig. 1.13 Transformación de impedancias.

1i2i

2V1V

2N1N

a ===

Conductor ideal: ; Material magnéticoideal:Los puntos de polaridad ( ), representan lospuntos del transformador, cuyos potencialestienen simultáneamente la misma polaridad.Si

De 1.09 (1.14)

De 1.12 (1.15)

Las ecuaciones 1.14 y1.15,son el modelomatemático del transformador ideal

0mi0mmL =→=ℜ→∞=→∞=µ

21;0

2d1d Φ=Φ=Φ=Φ→∞=µ

1

2

2

1i

i

N

Na ==

2V

1V

2N

1Na ==

0=cur∞=µ


1.4.2.4 MATERIAL MAGNETICO REAL

1.4.2.5 MODELO DEL TRANSFORMADOR DE PERMEABILIDAD F INITA

Fig. 1.13 Curva de magnetización.

Fig. 1.14 Flujos con µ finito.

Fig. 1.15 Modelo circuítal con µ finito.

Se modela el transformador con materialmagnético real( µ finito), pero sin pérdidasde energía en el hierro (se ignorancorrientes parásitas y el fenómeno dehistéresis ) y conductor eléctrico ideal.).De 1.09

(1.18)

(1.19)

Si los voltio-segundo ( ) que seaplican al primario, durante medio ciclosobrepasan un límite, B se incrementahasta alcanzar la saturación(condición decorto circuito)

0d

L,mifinitomfinito ≠→ℜ→=µ

1N

2i2N1i1Nmi

+=

∫=∴= dt'1VmL1

midtmdi

mL'1V

∫=∫∴= 2T0 dt'1V

A1

N

1Bs0 dB

dt

dBA1N'1V

∫ dt1V

+

−1v

+

−2v

)t(2i)(1 ti

mΦ

1dΦ2dΦ

El material magnético real (µ finito) secaracteriza por la curva B-H (líneamedia de la curva de histéresis).B esproporcional al Voltaje inducido y H aIm;

(1.17)µ es variable.

La curva se linealiza(línea en rojo) auna recta de pendiente µ promedia, yotra de pendiente nula,(saturación(Bs).

H

B

∆

∆=µ

1V2V

′2V′

1V

1dL1N 2N

′1i 2i

mi


2dL

mL

1i

1.4.2. 6 TRANSFORMADOR DE PULSOS (1)

a) Circuito equivalente.

b) Circuito equivalente a BF.

c) Circuito equivalente a HF.

d) Formas de Onda

Fig. 1.16 Transformador de pulsos.

Se utiliza para aislar eléctricamenteel circuito de control, del circuito depotencia de un convertidor de E.P.Generalmente el número de espirasdel primario, es igual al delsecundario.

La función del transformador es lade transmitir el pulso de control, yconvertirlo en un pulso de disparodel dispositivo semiconductor.

El voltaje aplicado al transformadordurante el tiempo que dure la señalde control ,debe satisfacer laecuación 1.20 ,para que el núcleo nose sature

(1.21)

Al aplicarle el pulso, eltransformador se comporta deacuerdo al circuito equivalente paraalta frecuencia (HF), y pasado elperíodo transitorio, la salida deltransformador corresponde alcircuito equivalente de bajafrecuencia.(BF)

C1 y C2 son capacitancias propiasde cada bobinado, y Ca es la

capacitancia interdevanado.

satB

t0 dt1V

A1N

1≤∫


Flanco

1.4.3 EL INDUCTOR

1.4.3.1 ASPECTOS CONSTRUCTIVOS Y OPERACIONALESUn inductor es un circuito eléctrico(bobina) arrollado sobre un núcleomagnético, de láminas de acero alsilicio (baja frecuencia), o ferrita (altafrecuencia). Los núcleos pueden serde diferente forma: toroidal, E-E, EI,C, etc.Aplicando la ley de Ampere alinductor toroidal(fig 1.18).

(1.22)

Definición :

(1.23)

Ley de Faraday :

(1.24)

L se opone a los cambiostemporales de i (inerciaelectromagnética) .Si :

La saturación del núcleo magnéticoequivale a cortocircuitarel inductor

∫→→

∫ =→

⋅→

sdsJ

mdlH

l

mB

NimH ll

µ==

m

nA2N

inNBA

iL

l

µ==

λ=

)i(fL)B(f =→=µ

dt

diL

dt

dBNA

dt

d)t(LV =−=

λ−=

00)( =→=→→ LVdtdB

saturaciónBsB

Fig. 1.17 Núcleos Magnéticos

Fig. 1.18 Inductor Toroidal


1.4.3.2 COMPORTAMIENTO DEL INDUCTOR

1.4.3.2.1 EXCITACIÓN SENOIDAL

Fig. 1.19 Excitación senoidal

Fig.1.20 Excitación alterna cuadrada

1.4.3.2.2 EXCITACIÓN ALTERNA CUADRADA

(1.25)

La relación VL/f debe permanecer constante , para impedir saturación

tVsenw2)t(v =dt

dBnNA=

∫= wt0 t)sen(wt)d(w

nwNAV2

B

wtcosmBwtcosnfNA2

V2=

π

−=

mBnfNA44.4LVV ==

sBmB ≤

a) Circuito

b) Formas de onda

v(t) = V 0 < t < T/2(-V) T/2 < t < T

para

(1.26)

tdt

d)t(LV)t(V

∆

λ∆≈

λ==

minmax λ−λ=λ∆2

Tt =∆

max2λ=λ∆

maxBnNAmax =λ

)t(v

2T

maxBnNA2LV. =≅

maxBf

nNA4LV =


1.4.3.3 PERDIDAS DE POTENCIA EN COMPONENTES MAGNETICOS

PERDIDAS POR HISTERESIS

PERDIDAS POR CORRIENTES PARASITAS

Fig. 1.21 Lazo de histéresis

PERDIDAS EN EL COBRE

Fig. 1.22 Corrientes parásitas

Fig. 1.23 Efecto Piel

Las generan las corrientes inducidasdentro del núcleo ferromagnético, porel flujo variable del componentemagnético. Para reducir las pérdidas,se incrementa la resistividad delmaterial magnético(se adiciona silicio).

En alta frecuencia se utilizan cerámicasmagnéticas (ferritas).

Se generan por efecto Joule en laresistencia del conductor. La resistenciavaría con la frecuencia (efectopiel).Debido a la inductancia interna delos hilos centrales del conductor, lacorriente se concentra en la periferia delconductor ,al aumentar la frecuencia.

Se genera por el proceso de inversión no elástico de los dipolos magnéticos, al invertirse H.

W disipada por ciclo = (volumen del núcleo)*(Área del lazo de histéresis)

* Volumen núcleo (1.27)

1.6 < < 2.0

α= mBfhKhP

α


1.4.3.4 MODELO CIRCUITAL DEL INDUCTOR

Fig. 1.24 Modelo Circuital

1.4.3.5 CALCULO DE LA INDUCTANCIA SIN ENTREHIERRO

Fig1.25 Caracterización del núcleo.

Wa=LwHwAn = Área seccional del núcleo

WaAn = Área – producto

:modela las pérdidas en el cobre(efecto Joule).

: modela las pérdidas en el núcleomagnético, debido a los fenómenode histéresis y corrientes parásita.

= f ( , ,frecuencia)L: modela el almacenamiento de

energía en el campo magnético.L = f (geometría, i)

cuR

nR

nR mB

(1.28)

= Área del conductor de cobre= Factor de utilización de la ventana

N= Número de espirasDe 1.28

;

Se asume lineal la curva demagnetizaciónDe 1.28 y 1.29

(1.30)

eIJuKaW

cuAuKaW

N ==

(1.29)max

imax

Bn

NA

i

Bn

NA

iφN

iλ

L ====

eImaxi

JmBuKnAaWL =

uKcuA

NwHwLaW ==

cuA

uK

nR

L

i

V

cuR

dt

diLLV =

wL

wH

nA

20

nR

cuR

V


1.5 DISPOSITIVOS SEMICONDUCTORES IDEALES

1.5.1 DIODOS - TIRISTORES

Tabla 1.01 Símbolo, Característica v-i ideal de díodos y tiristores.

DISPOSITIVOS

SIMBOLOCARACTERISTICAS V-I

IDEAL

CONDICIONES OPERATIVAS COMO

INTERRUPTOR

DIODO

SCR

TRIAC

GTO

MCT

gi

0

0

0

><>

AKVAKVAKV

0

0

0

=><

GKVGKVGKV

0

0

0

==>

i

i

i

offSoffSonS

0

0

0

>>>

AKVAKVAKV

0GKi

0GKi

0GKi

=<>

0

0

0

==>

i

i

i

offSoffSonS

00

=>

ii

0

0

<>

AKvAKv

offSonS

0

0

>>

AKvAKv

0

0

=>

GKiGKi

0

0

=>

i

i

021V

021V

021V

<−

>−

<−

MTMT

MTMT

MTMT

0

0

0

=

>

>

i

i

i

offS

onS

onS

0gi0gi

0gi

0gi

0gi

=>

<

><


i

1.5.2 TRANSISTORES DE POTENCIA

Tabla 1.02 Símbolo, Característica v-i ideal de transistores

DISPOSITIVOS

SIMBOLOCARACTERISTICAS V-I

IDEAL

CONDICIONES OPERATIVAS COMO

INTERRUPTOR

BJT(NPN)

MOSFETCANAL N

IGBT

SIT

0

0

≤>

BiBi

0

0

=>

CiCi

offSonS

0

0

≤>

GSVGSV

0

0

=>

DiDi

offSonS

offSonS

offSonS

0

0

≤>

GEVGEV

0

0

=>

CiCi

0

0

≤>

GSVGSV

0

0

=>

DiDi


Tabla 1.03 Característica de control de dispositivos semiconductores.

1.5.3 CARACTERISTICAS DE CONTROL DE LOS SEMICONDUCTORES DE POTENCIA(14)


CONMUTACIÓN DEL TIRISTOR

CONMUTACIÓN DEL GTO/MCT/SITH

CONMUTACIÓN DEL TRANSISTOR

CONMUTACIÓN DEL MOSFET/IGBT

1.6 CIRCUITOS EXCITADOS POR FUENTES CONTINUAS

1.6.1 CIRCUITO RC

b) Forma de onda de Vc.

a) Circuito.

Fig. 1.26 Circuito RC.

(1.31)

(1.32)

RCt

eSVRV

RCt

eR

SVi

−=

−=

−=

−RC

te1VV SC

( )∫ =++== 0tCVidtC

1iRSVE

00)(tcV ==Si

( )τ−−=

te1SVCV

Definición: =Constante de tiempo RCτ =

En t=0+ el capacitor se comporta como un corto circuito.

τ−=

t

eR

Vsi

R

VsIm =

Para

Se considera , el fin delproceso transitorio

En , el capacitor se compor ta como un circuito abierto

Im3

107i,5t

Im368,0i,t

−×=τ=

=τ=

τ5=t

τ= 5t

Para t = , Vc = 0.632Vsτ

c) Forma de onda de ci


Fig. 1.27 Circuito RL

1.6.2 CIRCUITO RL

Se considera el fin delproceso transitorio.

En , el inductor se comportacomo un corto circuito.

Vs3

107LV,5t

Vs368,0LV,t

−×=τ=

=τ=

τ5=t

τ5=t

τt

eVV SL

−=

Si

(1.33)

(1.34)

Definición: Constante de tiempo

Para

En t=0+ el inductor se comporta como circuito abierto.

( )tLR

e1SVRV−

−=

( ) 00 ==ti

( )tLR

e1R

SVi

−−=

tLR

eSVLV−

=

R

L=τ

τ=t

Im632,0)t

e1Im(i =τ−−=

R

VsIm =

Para

)0t(idt

diLiRVsE =++==


c) Forma de onda de Vc.

)0t(VcidtC

1

dt

diLSVE =∫ ++==

( ) 00ti ==

( ) 00tVc ==

El circuito oscila con una frecuencia angular de .

Se transfiere la energía del campomagnético del inductor a la delcapacitor y viceversa.

(1.35)

(1.36)

(1.37)

En , se invierte el voltaje

en el inductor, y el voltaje en el capacitor es la suma del voltaje de la fuente, más el del inductor.

LC

1Wo =

to

senwL

CVsi =

towcosVsLV =

)towcos1(VsVc −=

2

LCπ

t =

1.6.3 CIRCUITO LC

π


1.6.4 CIRCUITO LC DE FUNCIONAMIENTO LIBRE

Fig. 1.29 Circuito LC oscilante.

a) Circuito.

b) Forma de onda de i, Vc,VL

Este circuito se utiliza para elapagado forzado de los SCR,cuado se utilizan en circuitos decorriente continua.

0CVLV =+

0idtC

1

dt

diL =∫+

( )oCV0tCV −==

s

oVc

IssC

1)s(LsI0 ++=

+

=

LCsL

CVIs

120

LCw

120 =

towcosCoVLVVc −=−=

( ) tosenwL

C

ocVti =

L

CocV

mI =

( ) to

senwm

Iti =

= Frecuencia angular de oscilación

(1.38)

(1.39)

ow


1.7 MODELAMIENTO DE INTERRUPTORES

1.7.1 CARACTERISTICAS DE UN INTERRUPTOR IDEAL

1.7.2 CARACTERISTICAS DE UN INTERRUPTOR REAL

1.7.3 CARACTERISTICAS DE UN INTERRUPTOR EN CONMUTAC ION

S abierto( i = 0 para cualquier Vab).

S cerrado( Vab. = 0 para cualquier i).

Fig. 1.31 Interruptor real.

Fig. 1.30 Interruptor ideal.

El interruptor conmuta a una frecuencia de conmutación (fc)

(1.40)

Se define relación de trabajo (D).

(1.41)

ton = tiempo que dura S cerrado

toff = (1 – D )Tc (1.42)

toff= tiempo que dura S abierto.

cT/1fc =

T c

ont

D =

S abierto; i muy pequeño paraS cerrado;, pequeño para

Los interruptores se caracterizan porvalores nominales de voltaje y corriente,que no se pueden sobrepasar. Lossemiconductores de potencia se comportanen un SEP, como interruptores reales.

nomVabV ≤

nomIi ≤ab

V


Fig. 1.32. Interruptorconmutado

1.8 CIRCUITOS CONMUTADOS CON EXCITACIÓN CONSTANTE

1.8.1 CIRCUITO RESISTIVO

1.8.2 CIRCUITO CAPACITIVO

Fig. 1.33 Circuito resistivo

Fig. 1.34 Circuito capacitivo .

a) Circuito no operativo.

b) Circuito modificado

Al cerrar S (1.44)

Al abrir S, desaparece el camino para lacorriente, y el voltaje de la fuente tiende ainfinito.

Se debe modificar el circuito, adicionando unresistor en paralelo a la fuente de corriente.

El voltaje en el capacitor no es periódico,sino que crece indefinidamente.

tC

Iidt

C

1CV =∫=

∫=⟩⟨Tc

0dtRV

cT

1

RV

DERV =⟩⟨ (1.43)

=⟩⟨ RV Voltaje medio en el resistor


1.8.3 CIRCUITO INDUCTIVO

Al cerrar S

Si

(1.45)

Al abrir S en t = t1

La corriente desaparece súbitamente

(1.46)

El circuito no es operativo (colapsa elaislamiento)

Se adiciona en antiparalelo con elinductor, un díodo (díodo de rueda libre)para que la corriente sea una funcióncontinua ( di/dt es de valor finito).Eldíodo provee un camino para lacorriente

La corriente en el inductor creceindefinidamente ,al aumentar el tiempo.Este comportamiento no ocurre en larealidad.

)0t(+

= Edt

diLLV ==

∞→dt

di∞→LV

;1tL

E)1tt(i =

−= 0)1( =+= tti

0)0t(i =−

=

tL

Ei =

Fig. 1.35 Circuito inductivo

a) Circuito no operativo

b) Circuito modificado

c) Forma de onda de iL


1.8.4 CIRCUITO R – L

El díodo de rueda libre provee continuidaden la corriente al abrir S. En regimenpermanente la conmutación periódica delinterruptor , hace que las variables corrientey voltaje sean periódicas

(1.47)

El voltaje promedio del inductor en régimenpermanente es nulo.

Aplicando Kirchhoff para voltajes promedios

(1.48)

Para

(1.49)

Para

(1.50)

CDTt0 ≤≤

DTc∆t;RiE∆t

∆iL L

L =><−≅

>>=<<+>=<>=< RLiRVLVDEdV

RDE

Li >=<

L

CDT)D1(E

Li−

≅∆

CTtCDT ≤≤

D)Tc(1∆tR;i∆t

∆iL L

L −=>≅<

L

D)(1DET∆i C

L−

=

a) Circuito.

b) Formas de onda

Fig. 1.36 Circuito R –L

31

∫+

>=<==∫+

+=Tt

t0V

L

TdiL

Tt

tdtV

T)(ti(t)i

LLL

LL


1.8.5 CIRCUITO RC

Fig. 1.37 Circuito R – C

conmutado

b) Formas de onda en régimen permanente

a) Circuito

La conmutación del interruptor hace que las variables de corriente y voltaje sean periódicas, con período igual al de conmutación

(1.51La corriente promedia en uncapacitor en régimen permanente esnula. Aplicando Kirchhoff decorrientes, para valores promedios

Para

(1.52)

(1.53)

( )

∫+ =⟩⟨==∫

+

=

+=

Ttt 0ciTcdVC

Ttt dtci

dtcdVCci

TtcV)t(VC

2DIR2R2RicVdV

DI2Ricidi

=⟩⟨=⟩⟨=⟩⟨

=⟩⟨+⟩⟨=⟩⟨

C

I)D1(cDTcV

2Rit

cVC;cTtcDT

C

cDT)D1(IcV

2R

dVI

t

cVC

−=∆

><−=∆

∆≤≤

−=∆

><−=

∆

∆

cDTt0 ≤≤


Se define por período de una señal periódica al intervalo de tiempo en el cual la variable adquiere el mismo valor

v(t) = v (t + T) (1.54)

T = período

La señal bipolar es positiva ynegativa dentro del período.

Se define valor medio de la señal a

(1.55)

Si la señal es simétrica con respectoal eje de las abscisas el valor medioes nulo.

Se define valor eficaz o rms a

(1.56)

El valor eficaz se asocia a la transferencia de energía

Para la señal alterna cuadrada

(1.57)

Para la señal senoidal

(1.57b)

medioValorT0 vdt

T

1v ∫ =>=<

∫= T0 dt2v

T

1eV

2mV

eV =

EeE =

1.9 CARACTERISTICAS DE SEÑALES

1.9.1 SEÑALES PERIODICAS BIPOLARES

Fig. 1.38 Señal periódica bipolar

a) Señal alterna cuadrada

b) Señal senoidal


1.9.2 SEÑAL PERIODICA UNIPOLAR

Fig. 1.39 Señal periódica unipolar

∫ ≠>=< T0 0i(dt)

T1

Li

El valor medio se asocia contransferencia de carga

Si (1.58)i´=Componente alterna de i sobre<i>.

Factor de rizado

Factor de forma

La modulación del ancho depulso(PWM) se refiere al controldel valor promedio local de unavariable conmutada

Duración del pulso=dTc

Para la fig. 1.40, d varía deacuerdo a una ley senoidal

En los convertidores conmutadosa alta frecuencia de E.P. ,lasvariables presentan componentesde AF debido a la conmutación ,yde BF debido a los cambios de lacarga o de la fuente

(t)iii ′+>=<

(1.59)i

'eIrF

><=

)60.1(ieI

fF

><=

34

1.9.3 SEÑAL PERIODICA PWM

Fig 1.40 Señal periódica PWM

(1.61)tT ct )d τ (τv

T c

1v AA ∫ −=


1.10 CIRCUITOS CON EXCITACIÓN SENOIDAL Y CARGA LINE AL

1.10.1 CIRCUITO R-L

REGIMEN TRANSITORIO

Si

(1.62)

(1.63)

REGIMEN PERMANENTE

(1.64)

Se define potencia activa o real a la potencia promedio consumida en el circuito

(1.65)

<p> se asocia al flujo neto de energía

∫ φ==⟩⟨ T0 coseIeV)t(p

T1

p

sen2wtsen2

mImV ϕ

−−φ==

φ−=

)wt2cos1(cos2

mImVsisv)t(p

)wt(senmIsi

)RwL(1tgφ2R2(wL)z

φ)sen(wtZmVL

Rtφ)esen

ZmV

o(Isi

−=⋅⋅⋅+=

−+−

+=

dt

diLiRsenwtmVsV +==

Io)0t(i ==


1.10 CIRCUITOS CON EXCITACIÓN SENOIDAL Y CARGA LINE AL

1.10.1 CIRCUITO R-L

La potencia reactiva q(t) se expresa por

(1.66)

<q(t)> = 0 (No aporta a la transferencia deenergía.).

La demanda de q(t) se asocia a lageneración de campos magnéticos

(1.67)

La corriente atrasa al voltaje.

El diagrama fasorial del circuito (fig 1.40 c) muestra la posición relativa de la corriente en el circuito, en relación con el voltaje en un plano complejo

Se define potencia aparente(S)

(1.68)

(1.69)

Kp = Factor de potencia

EL triángulo de potencias(fig 1.40 d) muestra la relación entre las tres potencias

φ==

⋅→

=

φ+φ=+=

cosS

PpK

*sIsVS

seneIejVcoseIeVL

jQPS

)fasor()j

e(eIsI

jwt

ej

emIimag)wt(senmIsi

φ−=→

φ−=φ−=

wt2senseneIeV)t(q φ=

Fig. 1.40 Circuito RL excitación senoidal

c) Diagrama fasorial

d) Triángulo de potencias


1.10.2 CIRCUITO R - L - C

a) Circuito

b) Diagrama fasorial

d) Triángulo de potenciasFig. 1.41 Circuito R LC ccn excitación senoidal

REGIMEN PERMANENTE

(1.70)

(1.71)

Los requerimientos de potencia reactivadel capacitor y del inductor son opuestosen el tiempo(contrafase).El inductor retornapotencia reactiva a la fuente cuando elcapacitor la solicita .

(1.72)

(1.73)

Los requerimientos de reactivos de unacarga R – L, asociados a la generación delcampo magnético(B), se pueden proveermediante los reactivos demandados por uncapacitor ,asociados a la generación de lcampo eléctrico(E.)En E.P. ocurrensituaciones, en las cuales la demanda dereactivos no esta asociada a la generaciónde campo eléctrico o magnético.

R

cXLX1tg;cX)LJXR(Z

RiLisi

dtciC

1

dt

Ldi

LRL

i

)wt(senZ

mVsi

senwtmVVs

−−=φ⋅+=

+=

∫=+

φ−=

=

=

2)cQLQ(

2P

Pcos

P

)cQLQ(tg

−+=φ

−=φ

iLiC

iS

iL

φS

J (QL – QC)

JQL

JQC

sE


Fig. 1.42 Formas de onda de un circuito no lineal con excitación no senoidal.

1.11 FLUJO DE POTENCIA EN REDES NO LINEALES Y EXCITACIÓN NO SENOIDAL

Solamente las componentes de igual frecuencia de la corriente y elvoltaje, contribuyen a la transferencia de energía.

⋅⋅+−+−+=

∫ =

∫ =∫ =

∫ ∫==>=<

)2θ2cos(φ2

2I2V)1θ1cos(φ

21I1V

oIoViP

con

02π0 (nx)dxsen(mx)cos

mnπδ2π0 (mx)dxcos(nx)cos2π

0 (mx)dxsen(nx)sen

T0 dtiiiv

T

1pdt

T

1iPP

0 m ≠ nδmn=

1 m = n

(1.76)

(1.77)

( )2

mB2

mAmV;mB

mA1tanmθ

1m mθmwtsenmIoI

1msen(mwtmBcos(mwt)mAoIii

2nB

2nAnV

nBnA1tannφ

1n)nφsen(nwtnVoV

1nsen(nwt)nBcos(nwt)nAoViv

+=−=

∑∞

=++=

∑∞

=⟩+⟨+=

+=

−=

∑∞

=++=

∑∞

=++=

(1.74)

(1.75)


1.12 FACTOR DE POTENCIA Y DISTORSION DE CIRCUITOS CON FUENTE SENOIDAL Y CARGA NO LINEAL

En una carga no líneal, si la excitación(voltaje) es senoidal, la respuesta(corriente) no es senoidal ,y si la potenciade la carga es pequeña comparada con lafuente, la distorsión de la corriente afectamuy poco al voltaje.

∫ φ==>=<

φ+∑∞

==

=

T0 1cos1VIdtsisv

T

1PP

)nnwt(sennI0n2si

)wt(Vsen2sv

Fig. 1.43 Formas de onda de un circuito no lineal y excitación senoidal

39

(1.78)

(1.78a)

(1.78b)

(1.78c)

(1.79)

(1.80)

(1.81)12dF

11

2)

1I

eI(

1I

21I

2eI

THD

THD

1n

2nIeI

eI1IdF

φF

SPpF

Sφ

FdF1cosφ

eI

1IeVISpFP

1cosφ

−=−=−

=

=

∑∞

==

=

=

=

===

Factor de potencia

Factor de desfasamiento

Factor de distorsión

Corriente eficaz de la fuente

Distorsión total de armónicos 21I

1n

2nI∑

≠=


1.13 FILTROS

1.13.1 FILTRO DE ENTRADA

a) Diagrama de bloques

b) Formas de onda

Fig. 1.44 Filtro de entrada

1.13.2 FILTRO DE SALIDA


b) Formas de onda

Fig. 1.45 Filtro de salida de un SEP.

La naturaleza de la carga y elmodo de operación del convertidor,distorsionan la corriente deentrada( ) al convertidor(THD ≠ 0) que demanda de lafuente, lo que produce armónicosde corriente que generaninterferencia electromagnética yuna condición de transferencia deenergía indeseable para la fuente.El filtro de entrada ideal debeproducir una corriente en la fuente( ) libre de armónicos (THD = 0),para evitar la interferenciaelectromagnética en los equiposadyacentes, y mejorar latransferencia de energía,reduciendo el THD y el factor depotencia

ei

si

El voltaje de salida del convertidor(Vd ) presenta una forma de ondacon un diferente de cero.En algunos convertidores la

carga requiere un voltaje continuo( = 0), en otros un voltajesenoidal , y el filtro de salida ideal,debe transformar el voltaje desalida del convertidor, al voltajeideal requerido por la carga.

rF

rF


La serie de Fourier de es :

Los interruptores P cierran cuando seinicia el semiciclo positivo, y los N conel semiciclo negativo.Los interruptores P y N soncomplementarios (Dp+Dn=1) y (Dp=Dn)El voltaje promedio en la carga es :

(1.82)π

m2V

dv

π

0 t)sen(wt)d(wm

Vπ

1dv

>=<

∫=⟩⟨

)nwt(cos2,4..n 1)1)(n(n

1

π

m4V

π

2Vdv m

∑∞

= +−

−=

(1.83)

El armónico dominante es n=2.Paraminimizar éste armónico se utiliza unFiltro LC

La función de L es “atrapar” los armónicos de voltaje y la función de C esservir de “by-pass” a los armónicosde corriente , para minimizar el factorde rizado en la cargaEl cálculo de L y C se hará en launidad III

1.14 TOPOLOGIAS DE CIRCUITOS CONVERTIDORES

1.14.1 CONVERTIDOR CA/CD NO CONTROLADO CON CUATRO INTERRUPTORES

a )Circuito

b) Forma de onda

c) Convertidor con filtro LC

Fig. 1.46 Convertidor CA/CD no controlado.

dV

N

N

P

P

senwtmVacV = Rdv

+

−

+

−

dv

−

+

dcV

acV

N

N

P

P

C

L


La serie de Fourier de es :

Cada fuente transporta corrientesolamente durante un semiciclo.La operación de este convertidor esidéntica al convertidor que utiliza 4interruptores .En la práctica las dosfuentes en serie se obtienen con untransformador, cuyo secundario tengauna derivación (tap)intermedio(fig.1.47a)

Se requieren dos fuentes conectadasen serie(dos arrollamientos igualesdel secundario) y dos interruptores unP y un N(fig. 1.47 a) .Al iniciarse elsemiciclo positivo cierra P, y aliniciarse el semiciclo negativo cierraN.Lasfuentes trabajan alternadamente.

(1.82)π

2Vd

v

π

0 senwtd(wt)Vπ

1dv

sen(wt)Vacv

m

m

m

>=<

∫=⟩⟨

=

)nwt(cos2,4..n 1)1)(n(n

1

π

m4V

π

m2V

dv

∑∞

= +−

−=(1.83)

1.14 TOPOLOGIAS DE CIRCUITOS CONVERTIDORES

1.14.2 CONVERTIDOR CA/CD NO CONTROLADO CON DOS

INTERRUPTORES

a )Circuito

b) Forma de onda

Fig. 1.47 Convertidor CA/CD no controlado con 2 interruptores


dv

1.14.3 CONVERTIDOR CA/CD CONTROLADO

a) Circuito

b) Forma de onda del voltaje de salida.

c) Forma de onda de corriente en la fuente.

Fig. 1.48 Convertidor CA/CD controlado.

Los interruptores P, cierran en wt = α,después de iniciado el semiciclo positivo,y los interruptores N cierran en wt = π +α.

Los interruptores P y N soncomplementarios (Dp +Dn=1) ,y tienenidéntica relación de trabajo(Dp= Dn)

Sí

(1.84)

Para α menor a 90° V d es positivo y laenergía fluye de CA a CD, en regimenpermanente(Rectificador).Para α menor a180°y mayor a 90° ,V d es negativo y laenergía fluye de CD a CA en regimentransitorio(Inversor)

La naturaleza altamente inductiva de lacarga( ) distorsiona la corrientede la fuente alterna, trasformándola enuna corriente alterna rectangular.

Los interruptores deben tener capacidadpara soportar voltaje bipolar.

cosαm

Vπ

2

senwtd(wt)mVαπ

α

π

1dV

dIdiw

π

10R

L

=

∫+=⟩⟨

≅→×≥

R10πwL⟩⟩

si


1.14.4 CONVERTIDOR CD/CA – CONMUTACION A BAJA FRECUE NCIA

a) Circuito

b) Voltaje de salida.

Fig. 1.49 Convertidor CD/CA conmutado a baja frecuencia.

Si es de baja frecuencia ,los interruptoresconmutan a baja frecuencia. Losinterruptores deben tener capacidadbidireccional de corriente.

(1.85)

El estado va = 0 (S1 y S3,o S2 y S4cerrados) tiene una duración de 2δ.

Si se pueden ignorar los

armónicos de ia

(1.86)

(1.87)

(1.88)

depende de la naturaleza de la carga.

δ es la variable de control de la potencia

av

w

2π

R

L >>

π

2δ1dcV

δπ

δd(wt)2

dcVπ

2acV

−=

∫−=

1cosθδ2cos

2R2(wL)2π

28VdcP

1cosθ2

1aI

1aV

PP

cosδπ

dc4V

δπ

δsenwtd(wt)

π

dc2V

2π0 senwtd(wt)aV

π

11Va;

2R2(wL)

1aV

1aI

R

wL1tan1θ);1θsen(wt1Iaai

+=

==⟩⟨

=

∫−=

∫=+

=

−=−=

aV

1θ

c)Formas de onda


1.14.5 CONVERTIDOR CD/CA CON MODULACION DEL ANCHO

DE PULSO ( PWM)

a) Circuito de potencia

b) Formas de onda en la carga(5)

c) Formas de onda del circuito de control(5)

Fig. 1.50 Convertidor CD/CA PWM

Los interruptores S1 y S2

conmutan a alta frecuencia con unarelación de trabajo(d) variable,según una ley senoidal.S3 y S4

conmutan a baja frecuencia.S1

funciona con S4 y S2 con S3

d(t) = K |sen(wt)| (1.89)K = magnitud de modulación. Es laamplitud de la señal rectificada desen(wt) del circuito de controlLa frecuencia del voltaje en la

carga es la de conmutación de S3 yS4

La forma de onda de Vd estaconformada por pulsos, cuyaduración varía con una leysenoidal, lo que determina que elvalor promediado durante el tiempoque dura el pulso(valor promediolocal) es senoidal El inductoractúa como filtro para la corrientede alta frecuencia. La amplitud dela fundamental del voltaje en lacarga, se varía con K.

Todos los interruptores deben tenercapacidad bidireccional decorriente, para permitir el flujo depotencia reactiva de la carga a lafuente.

1S

2S

3S

4S

dv+ −

L R


1.14.6 CONVERTIDOR CD/CA RESONANTE

Utiliza dos interruptores conmutados yun filtro resonante(L-C) en serie con lacarga ,cuya función de trasferencia varíasignificativamente con la frecuencia.

(1.90)

w=Frecuencia de conmutación de losinterruptores = frecuencia angular delvoltaje en la carga

(1.91)

(1.92)

=Amplitud de la componentefundamental.

Variando w se regula la potenciaentregada a la carga.

Esta topología se utiliza con altafrecuencia de conmutación, paraaplicación en hornos de inducción.

jwCRLC2w1

jwC)jw(Y

jwCjwCRLC2w1

jwC1jwLRZ

+−=

+−=

++=

dc

dc

Vπ

41a

VacV

)a(resonanciowLC1wSi

Y(jw)Ravacv

)1,3,5n

sen(nwtnπ

4Vav

=≅

→==

=

∑=

=

1aV


1.14.7 CONVERTIDORES CD/CD – ALTA FRECUENCIA DE CONM UTACION

1.14.7.1 CONVERTIDOR CD/CD DIRECTO

D es la relación de trabajo de y por sercomplementario, la relación de trabajode es 1 – D.Si la transferencia de energía es de 1hacia 2, se infiere: .

Se denomina convertidor directo, porque hay un camino para la corriente DCentre el puerto 1 y el 2.

(1.93)

(convertidor reductor.)Si el flujode energía es de 2 a 1, el convertidor eselevador.Para minimizar el rizado de corriente enel puerto de entrada ( ), se coloca uncapacitor a la entrada, y para minimizarel rizado del voltaje de salida ( ) ,secoloca un inductor en serie con la carga.Para minimizar el tamaño del filtro (L, C),se utilizan altas frecuencias deconmutación, en el orden de decenas deKhz,. Una aplicación típica de esteconvertidor(fly-back) es en la fuente depoder de TV, computadoras etc.

1S

02i2v01i1v <→>

02i02v0;1i01v <→>>→>

1.0D;01DVS2v2V

,2V2vLvS2v

≤≤=><=

=><>=<+><

1V

2V <

1i

2v


2S

1.14.7.2 CONVERTIDOR CD/CD INDIRECTO

No existe un camino para la corrienteDC, entre el puerto 1 y el 2.

Si la transferencia de energía es delpuerto 1 al 2, se infiere

De la forma de onda de ,se infiere:

(1.94)

El convertidor invierte el voltaje;

Si (elevador)

Si (reductor)L atrapa los armónicos de voltaje,para que no aparezcan en el puertode salida (V2).

y forman un bypass a lasarmónicas de corriente, para que noaparezcan en el puerto de entrada(C1 contribuye a reducir la impedanciadel puerto 1. El convertidor cambia dereductor a elevador variando larelación de trabajo.

D1

D

1V2V

0T)D1(2VDT1V

−−=

=−+

02i2v01i1v <→>

LV

i1

1C 2C

1V2V5,0D

1V2V5,0D

<⋅≤

>⋅≥


2si

1.14.7.3 CONVERTIDOR CD/CD CON ENCADENAMIENTO CA


Fig. 1.54 Convertidor CD/CD con encadenamiento en CA.

Los convertidores de altafrecuencia de conmutacióntienen un límite para elvoltaje de salida, debido alparámetro de esfuerzos(Vpico * Ipico) de lossemiconductores.

Para obtener relacionesaltas entre el voltaje desalida al de entrada, seutiliza.

a) Un convertidor CD/CA

b) Un transformador paracambiar el nivel devoltaje y aislareléctricamente la salidade la entrada.

c) Un convertidor CA/CD

La desventaja es el mayorcosto por duplicidad desemiconductores, filtros ysistemas de control.

49

b)Formas de onda


1.14.8 CONVERTIDORES CA/CA

1.14.8.1 CONVERTIDOR CA/CA – CONTROLADOR CA

a) Circuito

b) Forma de onda

c) Factor de potencia

Fig. 1.55 Controlador CA

El controlador CA es la topologíamás simple del convertidorCA/CA. Se modifica el voltajeeficaz de C.A. en la salida,eliminando pedazos simétricos delsemiciclo positivo y del negativodel voltaje de entrada.

(1.95)

Para carga resistiva

(1.96)

α,el ángulo de disparo,es un factoroperativo.La frecuencia del voltaje de salidaes la misma frecuencia deentrada. La potencia reactiva quedemanda este sistema, no estáasociada a la generación decampos magnéticos.Las aplicaciones típicas delcontrolador son para regular la luzincandescente (dimmer) y paracontrolar la velocidad depequeños motores universales(máquinas de coser, herramientasportátiles)

)2

2αsenα(π

π

1

2

V

π

αwtd(wt)

2sen

2V

2π

2Vd

m

m

+−=

∫=

sen2α2π

1

π

α

1S

PpF +−==


Vm sin(wt)

Vm

-Vm

Si se controla el ángulo, al cual se cierran los interruptores (α) deacuerdo a una ley senoidal ,α = K senwt, la forma de onda de Vd semuestra en la fig 1.52c.El valor promedio local resulta una senoidal

tsenwVVs 11=

t2w2Vd

V sen=V d

1.14.8.2 CONVERTIDOR CA/CA – CICLOCONVERTIDOR

Si los interruptores P estánsincronizados con el iniciodel semiciclo positivo y losN con el inicio del semiciclonegativo (α = 0), la formade onda de Vd se muestraen la fig1.55b.

Si el filtro cumple con V2 es casi senoidal1

2

2

2wR

Lw

ππ >>>>

a) circuito

c) Formas de onda con α variando senoidalmente

Fig. 1.56 Cicloconvertidor

b)Forma de onda con α=0

51

Utiliza una topologíaidéntica al convertidorCA/CD. Para que V2 seapositivo, se cierran losinterruptores P cuando V1

es positivo, y losinterruptores N cuando V1

es negativo. El voltaje V2

será negativo si se cierranlos interruptores P cuandoV1 es negativo y los Ncuando V1 es positivo.


VS

Utiliza un convertidor CA/CD y unconvertidor CD/CA encadenadosen CD, por un capacitor o por unabatería. Si el encadenamiento CDutiliza un capacitor V2 y w2 sondiferentes de V1 y w1.

Sí el convertidor se utiliza comovariador de velocidad de motorespolifásicos de inducción, V2 y w2

deben ser variables y se debemantener constante la relaciónV2/w2 ,para impedir la saturacióndel circuito magnético del motor,en el caso que se utilice el controlescalar para la variación de lavelocidad

Sí el encadenamiento CD utilizauna batería y si V1=V2 , elconvertidor se denomina UPS(sistema de potencia nointerrumpida) , y se utiliza paraalimentar las cargas críticas deuna instalación eléctrica ,querequieren de una confiabilidad de100%, en la continuidad de laenergía (Área de quirófanos de unhospital, sala de computación,etc).

1.14.8.3 CONVERTIDOR CA/CA CON ENCADENAMIENTO CD


b) Formas de onda.

Fig. 1.57 Convertidor CA/CA con encadenamiento CD.


El convertidor de electrónica depotencia se conforma por una matriz deinterruptores ,que se implementan pordispositivos semiconductores depotencia .La implementación de uninterruptor por un dispositivosemiconductor, se realiza de acuerdo alsiguiente procedimiento:

a) Se definen para el interruptor lapolaridad del voltaje (Vs) y lacorriente (is ).

b) Se determina del circuito en dondese ubica el interruptor, el gráficoVs – is

c) Se compara el gráfico Vs – is delinterruptor, con los gráficos Vd – id ,de los diferentes dispositivossemiconductores disponibles.

Para el caso del interruptor N, de unconvertidor CD/CD directo reductor,se muestra el gráfico iN – VN delinterruptor, y el gráfico iD – VD deun díodo con polarización directa. Alcompararlos se concluye, que elgráfico iN – vN corresponde al de undíodo con polarización inversa

c) id– vd de un díodo con polarización directa

b) iN – vN del interruptor N

a) Circuito

1.15 IMPLEMENTACION DE UN INTERRUPTOR POR UN DISPOSITIVO SEMICONDUCTOR(5)

Fig. 1.58 Implementación del interruptor N en un convertidor

CD/CD directo reductor.


BIBLIOGRAFIA

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2)Segui S.,Gimeno F. J. y otros ELECTRONICA DE POTENCIAFundamentos Básicos. 2004 . Editorial Alfa Omega

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14)Williams B. POWER ELECTRONICS DEVICESDRIVERS,APPLICATIONS AND PASSIVE COMPONENTS Editorial Mc.Graw-Hill.1992

15)W.Shepherd,L.N.Hulley,D.T.W.Liang .POWER ELECTRONICS ANDMOTOR CONTROL 1995. Cambridge University Press


ACTIVIDADES

TEORIA1)Describir la naturaleza y el propósito de la Electrónica de Potencia2)Dibujar el diagrama de bloques de un SEP, y explicar la función decada bloque y enumerar los elementos que lo conforman.3)¿Por qué se normalizan los valores eficaces de los voltajes en lasredes de servicio?¿Cual es el criterio para utilizar estos voltajes?4)Dibujar e interpretar los circuitos equivalentes en modo activo y pasivode la batería ácido-plomo5)Dibujar y analizar la conexión de un aerogenerador a la red deservicio eléctrico.6¿Qué es un panel solar?¿Cómo se conecta un sistema fotovoltaico conla red de servicio eléctrico?7)¿Cómo se define un capacitor ideal?¿Cuales son las diferencias con elcapacitor real?8)Dibujar e interpretar el circuito equivalente general del capacitor real ydeducir a partir de este circuito el equivalente serie. Proponer unprocedimiento experimental para determinar el circuito equivalente,9)¿Qué es el ángulo de pérdidas de un capacitor?¿Cómo se define?10)Describir aspectos constructivos ,características y aplicaciones de loscapacitores de :a)Electrolíticos. b) Plástico. c)Cerámica.11)¿Cuáles son los flujos magnéticos que se originan en untransformador?¿Por qué se originan? ¿Qué representan?12)¿Qué se entiende por corriente de magnetización de untransformador?¿Cómo se define?¿Qué representa?13)Escribir para el primario y el secundario de un transformador, lasecuaciones que describen su comportamiento desde la teoría circuital14)Dibujar e interpretar el modelo circuital del transformador ideal.15)¿Qué se entiende por acoplamiento de impedancias?16)Dibujar e interpretar la curva de magnetización de un materialmagnético real.17)Dibujar e interpretar el modelo circuital de un transformador ,conpermeabilidad finita e ignorando las resistencias. Proponer unprocedimiento experimental para determinar el circuito equivalente


ACTIVIDADES

TEORIA

18)¿Qué situación conduce a la saturación del transformador?¿Cuálesson las consecuencias?19)Interpretar la forma de onda del voltaje en el secundario de untransformador de pulsos ,utilizando el circuito equivalente deltransformador de pulsos.20)Deducir el valor de la inductancia de un toroide.21)Deducir la caída de voltaje en inductor excitado por :a)Un voltajealterno senoidal;b)Un voltaje alterno cuadrado22)Definir para un componente magnético: a)Pérdidas por histéresis;b)Pérdidas por corrientes parásitas, c)Pérdidas en el cobre.23)Para cada una de las pérdidas anteriores , se pide determinar losfactores que las determinan, e indicar las soluciones que puedenaminorarlas.23)Dibujar e interpretar el modelo circuital de un inductor real. Proponerun procedimiento experimental ,para determinar el circuito equivalentedel inductor real.24)Demostrar que el Area-producto de un núcleo, es directamenteproporcional a la inductancia del inductor construido sobre ese núcleo.25)Dibujar e interpretar la característica v-i de los siguientessemiconductores de potencia: SCR, Triac, GTO, MCT,IGBT,MOSFETcanal n; BJT pnp.26)Dibujar e interpretar la característica de control de los siguientessemiconductores :SCR,GTO,MCT,IGBT27)¿Cuáles son las diferencias entre el interruptor real y el ideal?.28)¿Cómo se caracteriza a un interruptor conmutable?30)Demostrar que en un circuito conmutado, el valor promedio delvoltaje en un inductor y el valor promedio de la corriente en uncapacitor ,son nulos.31)Para el circuito R- L conmutado (fig 1.36a), se pide demostrar que lavariación de corriente en la carga, es menor al aumentar la frecuencia deconmutación.


ACTIVIDADESTEORIA32)Para formas de onda periódicas se pide :a)Definir:1)Período;2)Voltaje eficaz;3)Voltaje promedio;4)Factor de rizo;5)Factorde forma;6)Valor promedio local de una variable conmutada PWM;b)Indicar una aplicación para cada uno de los conceptos definidos ena).c)¿Cuál es la relación entre el factor de forma y el factor de rizado?33)Demostrar que en un circuito R-L con fuente alterna senoidal, lapotencia reactiva no transfiere energía.34)¿Por qué es posible compensar los requerimientos de potenciareactiva de un inductor ,con los requerimientos de potencia reactiva deun capacitor.?35)Deducir paso a paso, la ecuación 1.77.36)Definir para un SEP los siguientes conceptos: a)Factor de potencia;b)Factor de distorsión; c)Distorsión total de armónicas.37)Deducir la relación entre el THD y Kd de un circuito.38)¿Por qué en un SEP se deben instalar filtros a la entrada y salida delconvertidor?¿Cuál es la función de estos filtros?39)Para el convertidor CA/CD no controlado de 4 interruptores ,se pide:a)Justificar que los interruptores se pueden implementar por díodos.b)Determinar el factor de rizo y de forma ,del voltaje de salida.40)Para el convertidor CA/CD no controlado de 2 interruptores (fig 1.47a)se pide determinar: a) el factor de potencia de la fuente; b)¿Cómo sepuede implementar las 2 fuentes utilizando un transformador?41)Para el convertidor CA/CD controlado(fig 1.48 a) se pide:a)Describirla operación. b)Determinar los semiconductores que puedenimplementar los interruptores. c)¿Por qué el circuito funciona comoinversor durante un tiempo limitado?¿Qué se debería hacer para quetrabaje en régimen permanente?42)Para el convertidor CD/CA conmutado a baja frecuencia(fig 1.49a) sepide :a)Describir la operación. b)Determinar los semiconductores quepueden implementar los interruptores, c) Deducir y analizar la expresiónpara la potencia trasferida por el convertidor43)Para el convertidor CD/CA PWM(fig 1.50a) se pide :a)Describir laoperación. b)¿Cómo se puede variar la magnitud del voltaje de alterna?Justificar la respuesta.


ACTIVIDADES

TEORIA

45)Para el convertidor CD/CA resonante(fig 1.51a) se pide :a)Describirla operación. b)Deducir los semiconductores que pueden implementarlos interruptores. c)¿Cuál es el orden de las frecuencias a utilizar ?¿Porqué?46)Para el convertidor CD/CD directo(fig 1.52 a) se pide: a)Deducir larelación entre el voltaje de salida y el de entrada. b)Deducir lossemiconductores que pueden implementar a los interruptores.47)Para el convertidor CD/CD indirecto (fig 1.53 a) se pide: a)Indicar larazón para la denominación de indirecto. b)Deducir la relación voltaje desalida al voltaje de entrada. c)Determinar los semiconductores quepueden implementar a los interruptores.48)¿Cuál es la frecuencia utilizada en el convertidor CD/CD conencadenamiento CA(fig 1.54 a)?¿Por qué?49)Para el convertidor CA/CA tipo controlador CA(fig 1.55 a) se pidea)Deducir el semiconductor qie puede implementar al interruptor.b)Determinar la potencia reactiva del convertidor? c)¿Cómo es posibleque si la carga es resistiva, exista una potencia reactiva?50)Para el convertidor CA/CA cicloconvertidor (fig 1.56 a) se pide:a)Describir la operación b)Deducir que tipo de semiconductor se puedeutilizar como interruptor.51 ¿En que casos se utiliza un convertidor CA/CA con encadenamientoen CD?

59

44)Hacer un análisis comparativo entre el convertidor CD/CA, PWM y el

de baja frecuencia de conmutación.


1)Se requiere de un inductor de lassiguientes caracteristícas :L=50 mH;f=9 khz;V=20Vrms.

(Excitación senoidal)Se propone para construir esteinductor un núcleo toroidal, dematerial pulverizado análogo almolypermalloy de MAGNETICS,depermeabilidad relativa de 125 , ydensidad de campo magnéticomáxima (Bmax) de 0.15 T y con lasiguiente geometría:Diámetro exterior=26.9 mm.Diámetro interno=11.1mm.Espesor=0.4mm.Area seccional rectangularEl bobinado se construye con unfactor de utilización de 0.4 y seselecciona una densidad de corrientepara el alambre magneto de 500A/(cm)2.Se pregunta:a)¿Sirve el núcleo propuesto pararesolver el problema?b)¿Cuál es el calibre del conductor autilizar en el bobinado?c)¿Cuántas espiras debe tener labobina?d)¿Si se utiliza este inductor comofiltro (se conecta en serie ,cual es elvalor de la inductancia ?

60

PROBLEMAS


2)La característica de placa de untransformador de láminas de acero alsilicio, muestra la siguienteinformación:500 VA,208/24 V,60hz.Se mide la corriente de vacío yresulta de 0.2 A. La corriente en elprimario al ocurrir un cortocircuito enel secundario es de 240 A , se pide:a)Dibujar el circuito equivalente deltransformador ignorando lasresistencias. Indicar los valores de losparámetros del circuito equivalente.b)Argumentar por qué se requiereconocer los puntos de polaridad deltransformador.c)Sugerir un procedimiento paradeterminar los puntos de polaridad deltransformador.d)¿Cuál es el máximo valor de voltio-segundo que se le puede aplicar altrasformador si se asume que ladensidad de campo magnético deoperación es el 80% del valor desaturación

61

PROBLEMAS

+

−1v

+

−2v

)t(2i)(1 ti

mΦ

1dΦ2dΦ


3)Para el circuito de la figura adjunta,E=100V , R=20Ω,D=0.4 y Tc=1ms. Sepide responder:a)¿Cuál es la función del díodo?¿Quéocurriría si no existiera?b)Sí el rizado pico-pico de lacorriente(∆i) es del 5%¿Cual debeserel valor de la inductancia?c)¿Cual es la potencia disipada en elcircuito?

4)Para el convertidor CA/CDcontrolado de la figura adjunta vs= Vs

senwt se pide determinar el factor depotencia de la fuente para:a)L muy grandeb)L muy pequeño

5)El Sistema de Electrónica dePotencia de la figura adjunta,presenta las siguientes variables decorriente y voltaje:

Se pide determinar:a) El factor depotencia;B) La distorsión total dearmónicas

62

PROBLEMAS

sen(nwt)1n nπ

80isenwt;2120v ∑

∞

===


Problema 3

Problema 4

Problema 5

6)En el convertidor DC/DC de la figel flujo de energía es del lado 2 al1.L=10mH;V2=100V;I2=20A;V1=160V.Los interruptores conmutan a 20Khzy la variación del voltaje en el puertode salida es 5%. Se pide:a)Deducir los interruptores quepueden implementar a losinterruptores. b) Determinar lasrelaciones de trabajo de losinterruptores. c)Determinar la máximavariación de corriente en el puerto deentrada. d)Valor de la capacitancia.

7)Para el convertidor resonante de lafigura adjunta, L=159µH; C=0.25µF;Vdc=100 V ;R=5Ω.Se pide determinar para la frecuenciade resonancia: a)Potencia entregadaa la carga. b)Amplitud de la terceraarmónica del voltaje en la carga.Si la frecuencia de conmutación estres veces la de resonancia ,cuantovale la potencia entregada a la carga

63

PROBLEMAS


Problema 6

Problema 7

8)En el convertidor AC/DC de la figuraadjunta, Vs=170sen(120πt)V.R=5Ω.Lacorriente en la carga debe serconstante. Los interruptores P cierranen wt=30° y los N en wt=210°. Sepide: a)¿Cuál debe ser el valormínimo de la inductancia? b)¿Cuál esel valor de potencia transferida a lacarga. c)¿Cuál es el valor de lapotencia aparente en la fuente?

9)El convertidor CD/CA de bajafrecuencia de conmutación (60 hz) dela figura adjunta presenta lossiguientes parámetros: Vdc=100V;L=500mH;R=5Ω;2δ=π/6.Se pide determinar a) Potenciatransferida a la carga. b)Deducir eltipo de semiconductor paraimplementar los interruptores

64

PROBLEMAS


Problema 8

Problema 9

Unidad II

DISPOSITIVOS

SEMICONDUCTORES DE

POTENCIA

65

Fig 2.01 . Símbolos de los dispositivos semiconductores.

2..1 CLASIFICACIÓN

La electrónica de potencia utiliza losdispositivos semiconductores comointerruptores, operando en un estado dealta impedancia (Bloqueo) y en otro de bajaimpedancia (Conducción).

Se clasifican de acuerdo a su naturalezaconstructiva en:Díodos, Transistores, Tiristores e Híbridosentre tecnologías de transistor BJT conMOSFET, y tecnología transistor-tiristorLos dispositivos bipolares pueden ser

De dos capas (díodo), tres capas (BJT) ocuatro capas (SCR).El dispositivo unipolar más utilizado es elMOSFET canal N. Aventaja al dispositivobipolar, al no presentar el fenómeno derecuperación inversa

Según el tipo de control se clasifican en :Dispositivos controlados por voltaje (díodo).Dispositivos controlados a la conducción porun pulso de corriente (SCR, TRIAC) o unpulso luminoso (LASCR).Dispositivos controlados a la conducción y albloqueo por un pulso de corriente (GTO).Dispositivo controlado a la conducción y albloqueo por un pulso de voltaje(MCT)

DISPOSITIVOS SEMICONDUCTORES

66INGENIERO GERMAN GALLEGO. ELECTRONICA DE POTENCIA I. UNIDAD II.UFPS

c) transistores

d) Híbridos

Fig. 2.01. Símbolos delos semiconductores.

Dispositivos controlados a la conducción por unpulso de voltaje negativo, y al bloqueo por unpulso de voltaje positivo (mos controlled tiristor- MCT).

El MCT es un dispositivo híbrido conformadopor un SCR y dos MOSFET(fig 2.01 d).Suaplicación se ha limitado debido a lacompetencia del MOSFET

Dispositivos controlados a la conducción y albloqueo ,por una señal continua de corriente(BJT) o de voltaje (MOSFET-IGBT).

El IGBT(insulated gate bipolar transistor) esun dispositivo híbrido de tecnología BJT yMOSFET.

Los tiristores (SCR, GTO-TRIAC, LASCR)tienen capacidad para soportar voltajesbipolares, y los transistores soportan voltajeunipolar.

Solamente el TRIAC, tiene capacidad paracontrolar corriente bidireccional y soportarvoltaje bipolar

Debido a problemas como el de la segundaruptura, y al fenómeno de recuperacióninversa, el BJT no se utiliza en los nuevosSEP, y se sustituyen en bajo voltaje porMOSFET y en voltajes más altos por IGBT

2.1 CLASIFICACIÓN


BJT

2..2 DIODO DE POTENCIA

a) Estructura Física

b) Símbolo.

c) Característica v-i

Fig. 2.02. Díodo de potencia.

Con polarización directa, el díodocomienza a conducir después delvoltaje umbral (≈ 1v) y la corriente serige por un modelo líneal y noexponencial, como en el díodo deseñal.El límite operativo en regimenpermanente con polarización inversa,es el voltaje inverso de ruptura(VRRM)Se clasifican enDíodos de uso general (trr≈ 25µs,If<1000A, 50V<VRRM<5kV); díodos derecuperación rápida (trr≈ 5µs, If<100A,50V<Vr<3kV); diodos Schottky (Vr<100V, 10A< If<300A), alta velocidadde conmutación.

Se diferencia del díodo de pequeñaseñal, en el bajo dopado y granprofundidad de la región N, lo quepermite tener un alto valor de voltajede ruptura inversa,del orden de KV, ygran capacidad de corriente, delorden de cientos de amperios, perocon mayor caida de voltaje, y mayortiempo de conmutación de conduccióna bloqueo (tiempo de recuperacióninversa =trr).

2.2.1 GENERALIDADES


2..2.2 CARACTERISTICAS NOMINALES

a) Valores típicos de voltaje

b) Valores típicos de corriente

c) Fenómeno de recuperación inversa

Fig. 2.03 Parámetros del diodo

VRWM = Voltaje inverso máximo detrabajoVRRM= Voltaje inverso máximorepetitivoVRSM= Voltaje inverso máximo norepetitivoVF= Caída de voltaje conpolarización directa

IF= Corriente con polarización directaIF(AV)= Corriente media directaIF(RMS)= Corriente eficaz directaIFRM= Corriente máxima repetitivaIFSM= Corriente máxima no repetitivaIRR= Corriente inversa máxima

Cuando se invierte súbitamente lapolaridad de un díodo, éste continuaconduciendo debido al movimientode portadores minoritarios, hastaque desaparecen por acción de ladifusión y recombinación.trr= Tiempo de recuperación inversatrr = Tiempo desde el instante enque i pasa por cero ,hasta quealcanza el 10% del valor inversomáximo

(2.01)RR

Irrt2

1

sQ ≈


2.2.3 CONEXIÓN SERIE DE LOS DIODOS

a) Circuito

b) Característica v-i

Fig. 2.04 Conexión Seriede diodos

Si el voltaje de la fuente (Vs ) es superior alvoltaje inverso máximo no repetitivo del díodo(VRRM), se deben conectar en serie variosdíodos (n)

(2.02)

0.8≤α≤1.0 (Factor de seguridad)

Debido a las tolerancias del proceso defabricación , las características v-i de ungrupo de díodos, presenta conpolarización inversa diferentes corrientesde fuga ,comprendidas dentro de un valormínimo y uno máximo, y con polarizacióndirecta diferentes caidas de voltaje deconducción

El díodo D1 de menor corriente inversa,soporta el mayor voltaje inverso -VD1(Fig 2.04b) y se reduce su vida útilesperada. Para equilibrar en régimenpermanente los voltajes inversos, seconectan resistores en paralelo con losdíodos. Para régimen transitorio seconecta una red R-C, para equilibrar losvoltajes durante el proceso de apagado

RRMαV

sVn ≥


2.2.3.1 CALCULO DEL RESISTOR

a) Cálculo de R

Fig. 2.05 Conexión Serie de díodos

D1= Díodo de menor corriente inversa

D2=D3=D4… =Dn=Díodo de mayorcorriente inversa

ID1< ID2= ID3= IDn

VD1=voltaje de bloqueo(inverso) máximopermitido.

∆ID= ID2- ID1= I1- I2

Vs= vD1+ vD2+…..+ vDn

Vs =vD1+ (n-1) vD2

Vs = vD1+ (n-1) I2R

Vs = vD1+ (n-1)( I1- ∆ID)R

Vs =n vD1- (n-1) ∆IDR

(2.03)

Si se asume ∆ID= ID2, se obtiene una solución conservadora

1)(nd∆I

sV

d1nV

R−

−≤


2.3 DIODOS BIDIRECCIONALES DE DISPARO CONTROLADOS P OR VOLTAJE

a) Simbolo y curva v-i del díac(12)

b) Símbolo y característica v-i del sidac(6)

Fig. 2.06 EL díac y el sidac

El DIAC(díodo bilateral dedisparo) es un dispositivosemiconductor de tres capas,de baja corriente y bajo voltaje,que se comporta comointerruptor bilateral contolado porvoltaje. Puede conmutarse deapagado (off) a encendido(on)con polaridad positiva onegativa aplicada a sus ánodos,dependiendo de la magnitud delvoltaje(fig 2.06 a)Sí VA1-A2 >VBO (del orden de 30 a40 V) el díac conduce(on), igualocurre si el voltaje es negativo(la característica v-i es simétricacon respecto al origen fig2.06a).Sí VA1-A2 <VBO, el díacconduce una corriente muypequeña(corriente de fuga) y seconsidera que abre elcircuito(off).El SIDAC(fig 2.06b) es uninterruptor bidireccional desilicio, desarrollado porMOTOROLA, similar al DIAC,con la diferencia que el voltajede ruptura(VBO) varía entre 104 y280 V, lo que permite manejaraplicaciones de alta energía.La fig. 2.06b) muestra lacaracterística v-i , y el símbolodel SIDAC


2.4 RECTIFICADOR DE SILICIO CONTROLADO (SCR)

a) Estructura Física

b) Símbolo.

c) Característica v-i

Fig. 2.07. Rectificador de silicio controlado.

El SCR es un dispositivo semiconductorde 4 capas, 3 uniones p-n (J1, J2, J3 ),ytres terminales : Ánodo (A), Cátodo (K) yCompuerta (G).

Si 0< VAK <VFBD, J2 se polarizainversamente y IAK es muy pequeña(corriente de fuga).Si se aplica unacorriente en la compuerta( IGT) durante uncierto tiempo(tgt),J2 se polariza en directo yel SCR conduce

Si VAK≥VFBD el SCR conduce por efectoavalancha. La corriente debe ser limitadapor la carga del circuito

Si VBR(RBD) <VAK <0, J1 y J3 se polarizan eninverso, IAK pequeña (fuga).

ig = Pulso de corriente de compuertatg = Duración del pulso igtgt= Tiempo de encendido del SCRIL= Corriente de enganche. Corrienteánodo - cátodo requerida para mantener alSCR en conducción, una vez se remueveig.IH= Corriente de mantenimiento .Corrienterequerida para que el SCR siga enconducciónSi VAK>VTM, ig=IGT, tg>tgt, iAK >iL, el SCRconduce.Si iAK<IH el SCR se bloquea.

2.4.1 CARACTERÍSTICAS CONSTRUCTIVAS Y OPERATIVAS(9 )


2.4.2 CARACTERISTICAS NOMINALES DE LOS SCR

SIMBOLO DEFINICIÓN

di/dt Máxima variación temporal de la corriente ,que no destruye al SCR

IT(RMS) El valor eficaz de corriente máxima que puede conducir

IT(AV) El valor promedio máximo de corriente

PGM Potencia instantánea máxima entre cátodo y compuerta

PG(AV) Potencia promedio en un ciclo máxima disipada entre G y K

VGRM Voltaje de pico inverso entre G y K

VDRM O VFBD Voltaje máximo directo repetitivo, que no hace conducir

VRRM O VRBD Voltaje máximo inverso permitido

VTM Caída máxima de voltaje entre A y K

IGT Corriente de compuerta requerida para conducir

VGT Voltaje DC de compuerta ,para Producir IGT

tgt Tiempo de encendido. Se mide desde el inicio del pulso hasta que VAK= VTM

tq Tiempo de apagado

dv/dt Valor de la variación temporal del voltaje que produce la conducción.


2.4.3 MODELAMIENTO DEL SCR

a) Estructura básica del SCR(9).

b)Circuito equivalente en régimen permanente(9)

Fig2.08.Modelamiento del SCRen regimen permanente

La estructura de un SCR se puedevisualizar como dos transistorescomplementarios: Q1 (pnp) y Q2 (npn).

Aplicando la ecuación de Ebers-Moll alos 2 transistores:

Ic1=α1IA+ICBO1(2.04)

Ic2= α2IK+ICBO2

(2.05)

α= Ganancia de corriente

ICBO= Corriente inversa de la unióncolector-base

Del circuito equivalente (Fig. 2.05b)IA=IC1+IC2IA= α1IA+ α2IK +ICBO1 +ICBO2 (2.06)IA+IG=IK (2.07)

Sustituyendo 2.07 en 2.06

IA=[α2IG+ICBO1+ICBO2]/[1-(α1+α2)] (2.08)

α=f(IE); α es directamente proporcional aIE

Sí se aplica un pulso de i en G IG↑→IA↑→ α1↑, α2↑→ IA ↑→ α1↑, α2↑ y segenera una realimentación positiva , quehace crecer indefinidamente a IA(conduce el SCR) .


2.4.3 MODELAMIENTO DEL SCR

c) Circuito equivalente en régimen transitorio(14)

Fig. 2.09 Modelo del SCR en regimen transitorio

Asociada a toda unión p-n, sepresentan dos capacitancias : Cj,presente con polarización inversa, alformarse la región de vaciamiento, y Cd

la capacitancia de difusión, presentecon polarización directa, debido a loscambios que ocurren en los portadoresmayoritarios y minoritarios en laconducción.

Al modelar el SCR en régimentransitorio, se incorporan las trescapacitancias(fig.2.09).La capacitanciasignificativa es Cj2,porque J2 esta á

polarizada inversamente ,por lo que el

circuito equivalente del SCR en

regimen transitorio es Cj2 . Si VAK>0,Cj2 , origina ij2 y contribuye a ICBO1 yICBO2 (ec, 2.08)

Si dv/dt es alta , ij2↑→ ICBO1↑y ICBO2↑→α1↑ y α2↑→ IA ↑→ α1↑ y α2↑, y segenera una retroalimentación positiva, yel SCR conduce. Este es un proceso deconducción indeseado

G

AI

1Q

2ji

2jC

3jC

2jV

GI

A

2α

K

1α

1jC

2Q

KI

AKv

j2v

(2.09)dt

j2dv

j2C

dt

j2dC

j2v

j2i

≈

+=


2.4.4 ENCENDIDO DEL SCR

El encendido del SCR puede ser por:

•Aplicación de ig en compuerta•Por alta temperatura (corrienteinversa)•Por luz (LASCR)•Por alto voltaje (avalancha)•Por dv/dt alto.

Forma de onda ideal de ig (fig. 2.10 a)

•Amplitud de sobreactivación(IM>3IGT).Permite reducir el tiempo deencendido, y minimizar las pérdidasde conmutación.

•Tiempo corto de subida del flanco(tr) para minimizar tiempo deencendido.

•Estabilización después de pocosmicrosegundos, a un valor quegarantice el encendido del SCR (IGT)

•Duración del pulso (tg) hasta que iT≥iL, .En la práctica tg ≥ tgt.

Se define tiempo de encendido, alintervalo de tiempo entre el instanteen que ig alcanza el 10% de Igt y elinstante en que iAk alcanza el 90% desu valor de régimen permanente.

a) Forma de onda ideal de ig

b) Forma de onda de IT

Fig. 2.10 Encendido del SCR


i g

2.4.5 APAGADO DEL SCR (CONMUTACION )

El SCR se apaga cuando IAK<IH ,debido aque el exceso de portadores en lascuatro capas desaparece, por el procesode recombinación, y reaparece la regiónde vaciamiento en la unión J2. Elproceso de apagado del SCR, presentaigual que en el díodo, el fenómeno derecuperación inversa.

La conmutación del SCR se denominanatural, cuando IAK decae a un valorinferior a IH ,debido a la naturaleza de lafuente(alterna). En este proceso sedefine tiempo de apagado(tq), al intervaloentre el paso por cero de la corriente y elinstante en que se puede aplicar al SCRvoltaje directo, sin que esteconduzca(fig. 2.11b).

Si la fuente es continua,la conmutaciónse realiza disminuyendo la corriente a unvalor inferior a IH, bien sea transfiriendola corriente de carga a otra trayectoria, óreduciéndola a IH

Se reconocen 6 métodos para laconmutación forzada. La fig. 2.12muestra la conmutación clase C. Seasume SCR2 encendido y C se cargacon la polaridad mostrada. Al conducirSCR1,el capacitor se descarga y reducela corriente del SCR2 apagándolo.

a) Circuito.

b) Formas de onda(14).Fig. 2.11 Conmutación Natural

Fig. 2.12Conmutación forzada Clase C(5).

−+ AKV

1T

+

−LR

Ti


a) circuito

b) Característica v-i(9)

La unión GK presenta un bajovoltaje de ruptura inverso, ycaída significativa de voltaje enconducción(díodo de malacalidad).El fabricante especificaun límite superior e inferior de lacaracterística v-i de la unión GK.Para operación confiable, cadatiristor se caracteriza por límitesoperativos máximos: Vgmax, Igmax,Pgav/max y mínimos :Vgmin , Igmin

(fig .2.13b).El área segura de trabajo deaccionamiento de la compuertaes bcdefgh (fig. 2.13b), y el puntode operación se encuentra sobrela línea de carga(S1-S2) dada porla ecuación:

Vg =E- RgIg ( 2.10a)La utilización óptima se obtienedesplazando la línea de cargahacia la curva Pgav/max (línea cf),de la cual se determinan losvalores máximos(Emax,Rgmax).Para pulsos superiores a 100µs,se utiliza la curva Pgav/max)

Emin=RGKmaxIgmin+VGT (2.10b)Rgmax es la pendiente media dela curva RGKmax.El díodo protegea la unión GK de voltajesinversos altos(fig. 2.13a).Se debeproteger la unión para ,Igmax,Fig 2.13 Circuito de compuerta

2.4.6 CIRCUITO DE COMPUERTA(9)


RGKmax

RGKmin

2.4.7 INTERFASES DE DISPARO

2.4.7.1 INTRODUCCION El circuito de potencia donde seaplican los tiristores, funcionangeneralmente con voltajes iguales osuperiores a 120V.El circuito de control, conformado pormicrocontroladores, o elementos deelectrónica discreta, genera pulsos decontrol a bajo voltaje, generalmente5V, con baja capacidad de corriente,en el orden de miliamperios.Los requerimientos mínimos de corriente y voltaje de los tiristores, para suactivación (VGT,IGT), generalmente sonsuperiores a la salida del circuito decontrol.Por lo anterior, se requiere de unainterfaz entre el circuito de control y elcircuito de potencia (fig.2.14), querealice las siguientes funciones:a)Aislar los voltajes altos del circuito depotencia ,del bajo voltaje del circuito decontrol.b)Adecuar los niveles de voltaje ycorriente del circuito de control, a losrequeridos para el disparo del tiristorLa interfase puede ser de naturalezamagnética (Transformador de pulsos ),u óptica (Optoacopladores)En algunos circuitos, por ejemplo elregulador de luz incandescente(dimmer) ,que utiliza un elemento decontrol(díac),que opera a voltajecomparable al del circuito depotencia(120 V),no utiliza la interfase

Fig 2.14 Interfase de disparo


Circuito de potencia

2.4.7 INTERFASES DE DISPARO

2.4.7.2 TRANFORMADORES DE PULSO

El transformador de pulsos(a=1) seutiliza para aislar el circuito de controldel circuito de potencia, y adecuar losniveles de voltaje y corriente delcircuito de control a los requeridos porel tiristor (VGT,IGT)

En la fig. 2.15 a), el circuito de controlactiva la compuerta del mos-fet, y fluyeuna corriente en el primario deltransformador, limitada inicialmente porR1//R2 y posteriormente por R2 (alcargarse el capacitor).El secundariodel transformador aplica el voltaje ycorriente ,requeridos en la compuertadel SCR para activarlo

Al desactivarse el mos-fet, eltransformador se desmagnetiza através de D1 y Dz ; D2 impide el pasodel pulso negativo. La utilización deldíodo zener, permite incrementar lafrecuencia de conmutación deltransformador. El resistor R3 proveecierto nivel de inmunidad contra elruido(voltaje inducido), para impedir undisparo indeseado del SCR

Desventajas: a)Requerimiento defuente externa;b)Limitación en lafrecuencia de conmutación; c)Grannúmero de componentesVentajas:buen nivel de aislamiento

b)Circuito de disparo

b)Formas de onda

Fig 2.15 Transformador de pulsos


2.4.7.3 OPTOACOPLADORES

b)Conexión de optoacoplador(6)

a)Optoacopladores

Fig 2.16 Optoacopladores

El opto-acoplador (fig. 2.16a)es un circuitointegrado conformado por un dispositivofoto-emisor(ILED),que genera una radiacióninfrarroja , que se canaliza por una guía deonda, a un dispositivo foto-receptor (foto-transistor; foto-SCR;foto-tríac), el cual seactiva, y cierra el circuito dedisparo(compuerta), que enciende untiristor.El aislamiento entre el díodo foto-emisory los terminales del foto-receptor ,es hastade 7.5Kv pico. Algunos opto-acopladores(ECG3049)incorporan un circuito detectordel cruce del voltaje de alimentación por elpunto cero, para reducir el EMI(interferencia electromagnética),minimizando las corrientes impulsivas del circuito.Estos opto-acopladores se utilizan en elcontactor de estado sólido. Los opto-acopladores se utilizan en E.P. ,para aislarel circuito de control del circuito depotencia. La conexión se muestra en lafig.2.16b.La corriente que activa el fotodíodo es If, ycircula entre los terminales 1 y 2.La funciónde R(fig. 2.16b) es limitar la corriente delfoto-receptor. Si el tríac de potencia abre, yel voltaje de la fuente es máximo(Vp) y sedescarga Cs.

R=Vp/Ip (2.11)Ip es la máxima corriente pico repetitiva deldriver(foto-receptor).Sí R es muy grande,puede introducir un retardo de fase nodeseado


2.4.7.4 DISEÑO DEL CIRCUITO DE DISPARO CON T.P.

Se requiere disparar un SCR que tienelas siguientes características decompuerta: (VGT,IGT).Se requiere diseñarun circuito de disparo utilizando untransformador de pulsos.De la característica de la corriente decompuerta(fig. 2.17b), se determina queal inicio de la conducción, en el primario:

(2.12)Al estabilizarse la corriente

(2.13)

Al abrir el transistor

En el secundario se tiene(a=relación detransformación) :

(2.14)

(2.15)

R3 mejora la inmunidad al ruido. Valortípico:300Ω

a)Circuito(9)

Fig 2.17 Circuito de disparo con Transformador de pulsos

I5

2R1R

)R2R1()VmosfetVprimcc(V

Ip GT=

+−−=

pVVVV díodoprim Z =+=

I2R

)mosfet

VVprim(12

Ip GT=

−−=

díodoVV

a

VpGT

+=

3R

VIisipa GT

GT+==

b)Corriente de compuerta


2.4.8 CIRCUITOS SNUBBER DE VOLTAJE Y CORRIENTE(3)

2.4.8.1 CIRCUITO SNUBBER DE VOLTAJE

El circuito snubber de voltaje ,conformadopor un circuito serie Rs-Cs, protege contrauna conducción indeseada del SCR,por lapresencia de un alto dv/dt, en la red.Se ignora la capacitancia de la unión J2 delSCR. Si la carga es resistiva (Lc pequeña)

sC'Rt

e'R

Vsi

−

= sRcR'R +=

)sCR't

eV(1dtsisC

1cv

−

−=∫=

sCR't

esCR'

V

dt

cdv−

=

El capacitor de la red snubber (Cs) será:

max)dt

cdv(R'

VsC > (2.16)

Utilizando Laplace se puededemostrar que para Lc muy grande:

2)dt

cd(cL

2VsC

v= (2.17)

Rs limita la corriente descarga de Cs,a través del SCR.Valores típicos:

0.1uF<Cs<1uF 10Ω<Rs<100Ω

a) Circuito Snubber de voltaje.

b) Circuito equivalente para S cerrado con ig=0 y SCR

ideal

Fig. 2.18 Circuito Snubber de voltaje.


2.4.8.2 CIRCUITO SNUBBER DE CORRIENTE

El circuito snubber de corriente protege alSCR contra un alto di/dt ,que puede originarpuntos calientes en el SCR y destruirlo.

El comportamiento del circuito sin snubberde voltaje es:

max)dt

di(

VsL

sLtcR

esL

cRmIsLtcR

esL

V

dt

di

)sLtcR

e(1cR

Vi

≥

−

=

−

=

−

−=

(2.18)

El comportamiento del circuito con snubberde voltaje es:

max)dt

di(

sRsRcR

V

sL

sRcRsRcR

VsR

V

cR

VmI

+

≥

+=+=

(2.19)

Generalmente la inductancia propia delcircuito (conductores, dispersión de lostransformadores,..) es mayor a Ls.

a) Sin Snubber de voltaje.

b) Con Snubber de voltaje.

Fig 2.19 Circuito Snubber de corriente.


Im

i

2.4.9 CIRCUITOS DE DISPARO DEL SCR2.4.9.1 OSCILADOR DE RELAJACION

Los pulsos cíclicos requeridos para eldisparo de un SCR, se generan conun oscilador de relajación(fig.2.20a).

Se requiere de un elemento conresistencia negativa(fig. 2.20b), entrela región de corte(v < Vs ;i < Is) y la deconducción(I > IH; v>VH).Al cargarseel capacitor a Vs, el punto deoperación de la rama ,R2-elemento deresistencia negativa, pasa de 1 a2(fig.2.20b),la corriente alcanza elvalor pico( Ip),y se origina un pico devoltaje(IpR2) ,que sirve para dispararal tiristor. Este punto operativo(2) nopuede mantenerse, debido a ladisminución del voltaje en el capacitor,y se desplaza al punto 4, cuandovuelve a cargarse y el ciclo se repite.

El valor máximo de R1 debe permitir,el paso de la corriente límite superiorde circuito abierto(Is), y el valormínimo debe permitir el paso de lacorriente límite inferior de circuitocerrado( IH) .

R1MAX=(Vi-Vs)/Is (2.20)R1MIN=(Vi-VH)/IH (2.21)

Para mantener Ip,R2C debe ser mayorde 10 veces, el tiempo deconmutación.

a)Circuito oscilador

Fig 2.20 Oscilador derelajación

b)Curva v-i del elemento con resistencia negativa


2.4.9.2 DISPOSITIVOS DE RESISTENCIA NEGATIVA2.4.9.2.1 CARACTERISTICAS DEL UJT(9)

Fig 2.21 El UJT

El UJT es una barra tipo N de bajodopaje, con 3 terminales B1(base1),B2(base2), E (emisor)(fig. 2.21a).Elemisor se conecta en un puntoentre las bases de la barra, conuna soldadura de aluminio, queproduce un dopaje elevado dehuecos, formando una unión P-N.Si VB2B1>o, circula una bajacorriente , debido al valorsignificativo de la resistencia, yaque 4.7kΏ <RB2B1<9.1kΏ, y elvoltaje del emisor es ηVB2B1.A η sedefine como relación intrínseca yvaría entre 0.5 y 0.82..Sí se aplica al emisor un voltajemenor a ηVB2B1, el díodo PN sepolariza inversamente y el UJTtrabaja en la región de corte(bajacorriente).Sí se aplica a E,unvoltaje de ηVB2B1 +0.7v (Vp, fig.2.21c)la unión se polariza endirecto, y la fuente inyectaelectrones por B1 reduciendo REB1,lo que aumenta la corriente entreB2 y B1, reduciendo más a RB2B1 yse inicia una retroalimentaciónpositiva, que origina la zona deresistencia negativa(fig. 2.21c),hasta alcanzar saturación(Vv,Iv).Apartir de este punto, el UJT secomporta como un díodo normal .

a)Estructura

b)Símbolo

c)Característica v-i


2.4.9.2.2 OSCILADOR CON UJT

a)Circuito Oscilador(9)

b)Formas de onda(9)

Fig 2.22 Oscilador con UJT

(2.22))t

e(1ccVvVcV RC−

−+=

Para que el circuito oscile, R debesatisfacer las ecuaciones 2.20 y 2.21con Vs=Vp , Is=Ip y VH=Vv,IH=Iv.R2(fig. 2.22a) sirve para compensar lavariación térmica de RB2B1, y su valor loda el fabricante. R1 determina el anchodel pulso, y debe ser bajo, para acelerarel proceso de descarga del capacitor. Unvalor típico es de 100 ΏEl voltaje en el capacitor varía entre VV yVp. En la carga se ignora Vv, por serpequeño. La ecuación de carga delcapacitor es:

)24.2()VpVcc

Vccln(RC1

T−

=

La ecuación de descarga es:

(2.23))

t

pVcV)C

EB1R

1(Re +

′−=

Para t=T1,Vc=Vp.Se ignora Vv

Para t=T2,Vc=Vv

(2.25)C15R)VvVp)Cln(EBR1(R2T ≈+≈

T=T1+T2 peroT2<<T1 entonces

)26.2()1

1ln(CR)

VpVcc

Vccln(CRT

η−=

−=


2.4.9.3 EL PUT(9)

El transistor programable deunijuntura(PUT) es un tiristor de 3terminales: Anodo(A); cátodo(K) ycompuerta (G)(fig 2.23 a).Se diferenciadel SCR en que G se referencia con A,y no con K.Sí VAG>o, el PUT pasa delestado de bloqueo al de conducción.Variando VG mediante un divisor devoltaje(fig2.17b), se puede programarla relación intrínseca(η). Losparámetros del equivalente Theveninson:Vs=(VBBR2) /(R1+R2) (2.27)RG=(R1R2)/(R1+R2) (2.28)Vp= Vs+ VAG+ IpRG (2.29)

Los PUT son sensibles a cambios enVs y RG. Fluye una corrienteinversa(negativa) de ánodo paraVA<Vs, debido a una corriente de fugade la red de polarización, a la red decarga. Para corrientes menores a Ip, eldispositivo está bloqueado, y con unacorriente mayor, el dispositivo pasa ala zona de resistencia negativa y luegoa la de conducción. IGAO es la corrientede compuerta a ánodo, con cátodoabierto

Para Ip< I< Iv ,el dispositivo opera en lazona inestable de resistencia negativa,y con Iv ocurre el voltaje mínimo(vv)(eldispositivo se comporta como díodo.

a)Símbolo y circuito equivalente

b)Circuito de programacióny equivalente Thevenin

c)Característica v-i

Fig 2.23 El PUT


Fig 2.24 Oscilador con PUT

2.4.9.3.1 OSCILADORES CON PUT

Para que el circuito oscile, RT debesatisfacer las ecuaciones 2.20 y2.21 .RT y CT conforman la red detemporización, que determina eltiempo entre la aplicación delvoltaje(cierre del interruptor) y elinicio del pulsoEl período de los pulsos es igual aldel oscilador con UJT, con ladiferencia que η es variableη=RB2/(RB1+RB2)

(2.30)))/(Rln((RTCTRT

)η1

1ln(TCRT

B1)

B2R

B1

T

+=

=−

=

El voltaje en el capacitor varía desde Voff (Vv) hasta Von(Vp).(fig.2.24b).Cuando el capacitor alcanzaVp,(VA>VG) se descarga a travésde RGK y la compuerta del PUT ,yse produce en RGK un pulso devoltaje(fig 2.24c), el cual aparecerecortado por el voltaje deconducción del díodo, compuerta –cátodo del SCR. Sí Vs es continuo,el ciclo de carga y descarga serepite indefinidamente

c)Pulso de salida

b)Voltaje en el capacitor

a)Circuito oscilador(6)


2.4.9.3.2 SINCRONIZACION DE LA FUENTE DEL OSCILADOR CON LA FUENTE DE CORRIENTE ALTERNA

a)Circuito(6)

b)Forma de onda de vs

Fig2.25.Sincronización del pulso del oscilador con la fuente

En los convertidores CA/CDcontrolados por fase , se requieresincronizar los pulsos de salida, conel voltaje alterno de la fuente .Serequiere que la carga del capacitorse inicie, con el paso por cero,haciavalores positivos del voltaje de lafuente

Una posibilidad de realizar estasincronización se muestra en la fig.2.25a. El voltaje de la fuente serectifica(onda completa) y se recortapor el díodo Zener(D1) y se obtienela forma de onda Vs(fig. 2.25b).Dadoque Vp del PUT(Vs) cae a cero,cada vez que el voltaje de la fuentepasa por cero, se descarga CT alfinal de cada semiciclo, y el inicio deun nuevo semiciclo ocurre con CT

descargado.

Los valores de RT y CT controlan elinstante (ángulo de fase), al cualocurre el pulso.

El díodo Zener garantiza laconstancia del inicio del pulso, aúnal presentarse una perturbación delvoltaje de la fuente.


R640k

1

2

C20.1u

D2D1N970A

2

1

R75.8k

2

1

R810k

2

1

R95.1k

2

1

R10100k

V1

FREQ = 60VAMPL = 170VOFF = 0

X4MCR3899

2 1

R11

100

X5

2N6027

0

2.4.9.3.3 APLICACIONES DEL OSCILADOR CON PUT

Fig 2.26 Control de media onda

a)Circuito

b)Formas de onda del voltaje en la carga y en la compuerta para α=90°

La fig. 2.26 a) muestra uncircuito de control de mediaonda de un convertidorCA/CD.R7 limita la corriente delZener, para no exceder sucapacidad disipativa(Pz).D2 actúa como zener,únicamente en el semiciclopositivo, y en el semiciclonegativo funciona como undíodo normal. Suministra elvoltaje al circuito oscilador(Vs) .El valor de R7 se determinade la ecuación 2.31R7=(VRMS-0.7Vz)/Iz (2.31)VRMS =Voltaje eficaz de lafuenteRT y CT fijan el período delpulso del oscilador ,el cualnecesariamente no es elperíodo del pulso dedisparo(¿Por qué).El control de la potenciaentregada a la carga, ocurreúnicamente en el semiciclopositivo.La fig. 2.26b) muestra lasformas de onda del voltajeen la carga y en lacompuerta para α=90°

2.4.9.3.3 .1 CONTROLADOR DE MEDIA ONDA


2.4.9.3.3 APLICACIONES DEL OSCILADOR CON PUT

Fig 2.27. Control de onda completa

a)Circuito

c)Voltaje en la carga

El circuito de control delconvertidor CA/CD de ondacompleta, se realizaadicionando un puenterectificador, un transformadorde pulsos y sustituyendo alSCR por un TRIAC(fig.2.27a).R0 y D6 permiten lasincronización del voltaje dela fuente, con los pulsos deloscilador.R1 y R2 conformanel circuito divisor de voltaje,para programar el disparo delPUT.

El transformador de pulsosaisla el neutro (120V) o lafase (208 V), del terminalnegativo del circuito osciladordel PUT.

Este circuito de control sepuede implementar conoptoacoplador .El resistor de125 kΩ,controla el ángulo dedisparo del tríac

La fig. 2.27b)muestra lospulsos en la compuerta deltriac y la fig.2.27c),muestra elvoltaje en la carga

2.4.9.3.3 .2 CONTROLADOR DE ONDA COMPLETA

b)Pulsos en la compuerta del triac


V1=

120

Ro

10k

C10.1u

R117k

R222k

TX1

R6100K

X1

MAC97A4X22N6027

0

Rt125K

0

D6

D1N970A

LOAD3

10

2.5 TIRISTOR DE APAGADO POR COMPUERTA

2.5.1 CARACTERISTICAS CONSTRUCTIVAS Y OPERATIVAS(9)

Las principales diferenciasconstructivas con el SCR son:

• Interconexión de capas decontrol (mas delgada) ycatódicas con incremento enel perímetro de las regionesde puerta.

• Ataque químico para acercarel contacto de puerta al centrode las regiones catódicas.

• Regiones que corto-circuitan las regionesanódicas para acelerar elapagado pero generan unbajo voltaje de rupturainverso.

• La característica v-i enpolarización directa es similara la del SCR pero no así la depolarización inversa.

• La ganancia de corriente alencendido es alta, del ordende 200 y la de apagado esbaja del orden de 5 a 10.

a) Estructura Básica.

b) Característica v-i.

c) Símbolo.

Fig 2.28 Tiristor de apagado por compuerta(GTO).


2.5.2 MODELAMIENTO DEL GTO(9)

Al aplicarle un pulso de corriente a lacompuerta los dos transistoresse saturan y el comportamiento es eldel SCR (ec 2.06).

Para bloquearlo se debe sacar desaturación a los dos transistoresaplicando una corriente de compuertanegativa

( )0>GKV

( )0<GI

GIAI12BI −α=

( ) AI111BI2CI α−−=

2

2CI2BI

β<→No saturado 2T

( )212

2 α−

α=β

( ) ( )( )AI

2

2111

2

212CI

2BIα

α−α−=

α

α−<

Sustituyendo

( )( )2

AI2111

GIAI1α

α−α−<−α

( )1212

AI

GI −α+αα

>

off

AI

GIβ

>

)32.2(121

2off −α+α

α=β

Fig. 2.29 Modelamiento del GTO.

a)Corrientes al encender


b)Corrientes al apagar

2.5.3 ENCENDIDO Y APAGADO DEL GTO

Para entrar en conducción senecesita un alta variacióntemporal de la corriente decompuerta, hasta alcanzar elvalor IGM necesario para poneren conducción todo el cristal. Sisólo entra en conducción unaparte, y circula toda la corrienteel GTO se puede dañar.

Una vez se establece laconducción, baja la corriente a larequerida(IGT) para que el GTOsiga conduciendo.La aplicación de una corrientenegativa del orden de 0,1 a 0,2IA bloquea al GTO, pero debemantenerse un voltaje negativopara evitar la conducciónesporádica del GTO.

Para el proceso de encendido ybloqueo se requieren circuitos(snubber) de protección para laconmutación.

Fig. 2.30 Forma de onda de la corrientede la compuerta del GTO.(15)


2.5.4 CIRCUITOS DE PROTECCIÓN EN LA CONMUTACIÓN (SNUBBER)(8)

El circuito de protección alencendido (snubber decorriente) realiza unafunción amortiguadora, allimitar la variacióntemporal de la corrienteanódica y evitando que IAalcance valores muy altosdebido a la recuperacióninversa del díodo de ruedalibre de la carga, lo quedestruiría al GTO.

El circuito de protección alapagado (snubber devoltaje) limita la variacióntemporal del voltajeánodo-cátodo evitando unencendido indeseado del

GTO.

Las formas de onda de lacorriente de ánodo y delvoltaje ánodo-cátodo delGTO se muestra en la fig2.31 c)

a) Circuito.

b) Corrientes y voltajes al apagado.

Fig. 2.31 Conmutación del GTO.


2.5.5 CIRCUITO DE DISPARO DEL GTO(9)

a)Diagrama de bloques

b)Circuito de la etapa de salida

Fig 2.32 Circuito de disparo del GTO

El circuito de disparo de unGTO tiene los siguientesobjetivos :1) Encender al GTO pormedio de un pulso decorriente .de valor alto2)Mantenerlo en conducciónhasta que IA alcance su valornominal3)Apagar el GTO con unpulso muy grande decorriente negativa .4)Reforzar el estado debloqueo del GTO con unvoltaje negativo en lacompuerta.La fig 2.32a) muestra eldiagrama de bloques delcircuito de disparo de un GTOde alto voltaje.La fig 2.32b) muestra elcircuito de la etapa de salidadel circuito de disparo. Larama R2C2 genera el pico delpulso positivo y R3C3 el picodel pulso negativo.T2 seconforma por muchostransistores en paralelo y nose coloca un resistor en serie,debido a la alta corriente deapagado.R3 debe ser bajapara obtener un voltaje debloqueo directo mínimo


2.6 TRIAC

El tríac es un dispositivo semiconductorde cinco capas y tres terminales: MT1 ,MT2, G (compuerta). Se conforma pordos SCR complementarios: entre MT1 yMT2 hay un PNPN(SCR1) en paralelocon un PNPN(SCR2). La región entreMT1 y G consiste de dos díodoscomplementarios ,por lo que permite eldisparo ,con una señal positiva onegativa en la compuerta.

El trÍac es un dispositivo bidireccional decorriente. Una señal aplicada entre G yMT1 positiva o negativa, polariza endirecto cualquiera de los dos díodoscomplementarios, ubicados entre G yMT1, generando la retroalimentaciónpositiva de uno de los dos SCRcomplementarios, y haciendo fluir lacorriente entre MT2 Y MT1,

independientemente de la polaridad deMT1 .

Se utiliza MT1 como referencia paravoltajes y corrientes. La característica v-i(fig.2.33 c) muestra los 4 posiblescuadrantes de operación. Los mássensibles son Q1: MT2(+), G(+) y Q3:MT2(-), G(-).

La operación confiable se reduce a 60hz,debido al corto tiempo para recuperarsey revertir el estado de bloqueo ,debido ala conducción bidireccional de corriente.

a) Estructura básica(7)

b) Símbolo

c) Característica v-i(7)

Fig. 2.33 El Tríac .



2.6.2 CIRCUITOS DE DISPARO DEL TRIAC(12)

a)Circuito básico

b)Con transformador de pulsos

c)Con optoacoplador

Fig 2.34 Circuitos de disparo del tríac

El circuito básico de disparo deltríac(fig 2.34a) utiliza una red RC,para atrasar el instante en el cualel voltaje en el capacitor alcanzael voltaje de ruptura del díac, paraque ocurra la conducción deltríac.Este circuito de disparo esmanual(variando el potenciómetro)y no alcanza a cubrir toda laposible gama del ángulo dedisparo.El circuito de la fig 2.34b)acondiciona en corriente y voltajecon un transformador de pulsos ,elpulso proveniente del circuito decontrol.El ángulo de disparo idealde este circuito cubre toda lagama disponible.

El circuito de la fig 2.34c)utiliza unoptoacoplador, de la serie MOCfabricados por MOTOROLA, paraaislar el circuito de control delcircuito de potencia.El pulsoproveniente del circuito de controlse aplica a los terminales 1y 2, yel optoacoplador cierra el circuitode la compuerta del tríac , el cualconduce.La resistencia del circuitode compuerta (R=300Ω),limita lacorriente impulsiva al valormáximo permitido por eloptoacoplador


Q1

TRIAC

10k

10kD

2:1

LOAD

12V

2.7 TRANSISTOR BIPOLAR DE UNION(BJT)

El BJT ha sido desplazado en bajosvoltajes por el MOSFET, y en voltajesaltos por el IGBT, por problemas comoel de la segunda ruptura, el tiempo derecuperación inversa y la bajaganancia de control, sin embargo seestudia , para comprender el IGBT .Los BJT utilizados eran del tipo NPN,debido a la mayor densidad decorriente permitida. La operación comointerruptor está modulada por el valory la rapidez de crecimiento de lacorriente de base (fig. 2.35b).Elencendido rápido se realiza inyectandouna corriente alta(ib=ic) hasta que fluyala corriente de colector, y después sereduce a ib=ic/βf. Si βf (gananciaforzada) es baja ,también lo será VCE yel transistor está profundamentesaturado. El tiempo de recuperacióninicial directo está asociado al tiempode demora al encendido td(on). Elproceso de recuperación inversaorigina un tiempo de demora alapagado(td(off)).El tiempo dealmacenamiento es el requerido pararemover la carga interna.La falla de segunda ruptura ocurre porcircunstancias térmicas, cuando eltransistor opera a altas corrientes yvoltajes.

a) Estructura básica

b) Corrientes de base y colector

Fig. 2.35 El BJT.



2.7 TRANSISTOR BIPOLAR DE UNION(BJT)

El BJT es un dispositivocontrolado por corriente. Uncircuito de disparo (base driver)de un BJT debe suministrar unacorriente suficiente, paramantener el transistorconduciendo en condición desaturación(ib>ic/ ).La gananciatípica de un BJT está en el ordende 5 a 10. Para mejorar laganancia se utiliza laconfiguración Darlington

Además de suministrarpermanentemente la corriente deconducción, el driver debegenerar inicialmente un pulso desobrecorriente, con valor pico deic , para acelerar el proceso deencendido(fig. 2.36a).

Para apagar el transistorrápidamente, se debe aplicar a labase un pulso de corrientenegativa, para remover la cargaalmacenada y reducir el tiempode almacenamiento.

El circuito de la fig. 2.36b) cumplecon los requerimientos de laforma de onda de ib. El capacitorpermite el pico del pulso positivode corriente para el encendido, yel negativo para el apagado

a) Forma de onda de ib.

b)Circuito de disparo emisor-seguidor

Fig. 2.36 Encendido y apagado del BJT

2.7.2 CARACTERISTICAS DE ENCENDIDO(2)


2.8 TRANSISTOR DE EFECTO DE CAMPO

La fig. 2.37a) muestra una secciónlateral simplificada, de unMOSFET canal N. El sustrato estipo P de bajo dopaje y losterminales S (fuente) yD(drenador) tienen alto dopaje. Síse aplica un voltaje positivo entreG (compuerta) y S, el campoeléctrico convierte al sustrato Pgradualmente en un material N,dependiendo de la magnitud delvoltaje aplicado. Para un valorumbral(Vth), el efecto de inversiónse extiende a la región adyacentea la compuerta, formando un canalN entre S y D, lo que permite elflujo de corriente. El MOSFET esun dispositivo controlado por

voltaje. VSD

Este dispositivo se puedeconsiderar como un resistorcontrolado por voltaje,dado queVgs modifica la resistencia entre Sy D(Rds) .La caída de voltaje entreD y S, genera un efecto que seopone el efecto de Vgs, y lacorriente alcanza un valor desaturación. La mayoría deMOSFET requieren de un Vgsentre 8 y 12 V, para conducir conbaja resistencia

a) Estructura básica

b) Característica directa

Fig. 2.37 El MOSFET canal N




b) Modelo circuital

Fig. 2.38 Modelo del MOSFET

2.8.2 MODELAMIENTO(2)

a)Capacitancias asociadas

La capacitancia de un MOSFETtiene 3 componentes: Cgs, Cgd,Cds. (fig. 2.38a).La compuerta debe cargar aCgd+Cgs=Ciss. Cgd puedeproducir corrientes importantes porla oscilación rápida de Vd entrevoltaje alto y bajo. Cgs presentavalores del orden de 2000pF.Las conexiones y elempaquetamiento de losdispositivos de potencia, introduceninductancias en el modelo. En lafig. 2.37a) se observa que enparalelo con el canal N hay unaregión NPN. Esta región conformaun transistor bipolar parásito, enparalelo con el FET. Para evitar unencendido indeseado de estetransistor, se cortocircuitainternamente el sustrato con eldrenador y el transistor se convierteen un diodo en antiparalelo con elFET(reverse body diode). Estedíodo determina el voltaje debloqueo del MOSFET.Por ser el MOSFET un dispositivounipolar, no presenta el fenómenode recuperación inversa.La fig. 2.38b) muestra el modelocircuital para régimen permanentey transitorio, con un voltaje deencendido de 2Vth.



Fig. 2.39 Disparo del MOSFET

2.8.3 CIRCUITO DE DISPARO(2)

a)Circuito de disparo

El circuito de disparo (driver)debe proveer los siguientesrequerimientos :a)Voltaje de encendido delmosfet (Vgs>2Vth).b)Los requerimientos decorriente originados por lacapacitancia Ciss.c)En ocasiones cuando elcircuito del convertidor lodetermine,se deben considerarlas necesidades deaislamiento de los terminalesdel MOSFET.La figura 2.39a) muestra laconfiguración del circuito dedisparo. Una fuente querepresenta la señal provenientedel circuito de control ,que debeproveer la carga de lacapacitancia de entrada delMOSFET, y un voltaje superiora 2Vth,El proceso de carga delcapacitor ,establece el límite dela frecuencia de conmutación.Actualmente los fabricantes decircuitos integrados ofrecen unaamplia gama de drivers paraMOSFET e IGBT.La fig 2.39bmuestra la utilización del C .I.HCPL 2211 para disparar unMOSFET o un IGBT.

b)Circuito integrado


2.9 TRANSISTOR BIPOLAR DE COMPUERTA AISLADA

Fig. 2.40 IGBT


El MOSFET utiliza sólo unafracción del material como canalconductor, y por ello para igualcondición nominal , la densidad decorriente del MOSFET es la quintaparte del BJT.Esto hace alMOSFET mas costoso, cuando serequieren voltajes nominales altosy bajas caidas de voltaje. Unaalternativa a este problema es laconexión Darlington FET-BJT(fig2.40a).Esta solución tiene comoinconveniente su baja velocidad deconmutación al apagado(no sepuede aplicar una polarizaciónnegativa)), y el requerir una uniónadicional para la estructura NPNdel BJT y la NPN del MOSFET. ElIGBT se basa en la configuraciónDarlington mejorando la integraciónpara minimizar los inconvenientesmencionados(fig 2.40b).Si se aplica un campo eléctricoentre G y E se genera un canal debaja corriente en la región Psuperior ,que provee una corrientede base en la región N interna queactiva el BJT(PNP) el cualconduce la corriente..El IGBTpresenta una regiónPNPN(thyristor) que puedeproducir una acción de cerrojo sifluye una corriente de compuerta althyristor.,lo cual se evita mediantedopaje o estructuras extras.

b)Corte seccional

a)Darlington FET-BJT


2.9 TRANSISTOR BIPOLAR DE COMPUERTA AISLADA

Fig. 2.41 El IGBT

2.9.2 MODELAMIENTO(2)

Para los IGBT que se utilizan eniinversores, los fabricantesiincorporan un díodo enantiparalelo. El modelo del IGBT semuestra en la fig. 2.37 a).Elcomportamiento dinámico del IGBTes similar al del BJT .El proceso deapagado del IGBT es mas lentoque el del MOSFET. Una fracciónimportante de la corriente del IGBTse conduce por el canal delMOSFET ya que la gananciaefectiva del BJT es baja. Paraapagar el IGBT VGE debe llevarse a0.Una vez que se descarga CGS,

el canal desaparece. Sin embargoel flujo de corriente en el transistordesaparece mas lentamentedebido a que los portadores de labase desaparecen por acción de larecombinación. Esto genera unperfil de corriente denominadocola de corriente (Tail current ) quese aprecia en la fig 2.37 b)Valores típicos de toff de 20µs sonadecuados en inversores de bajafrecuencia pero no paraaplicaciones PWM. Es posiblereducir el toff a 500ns, pero seincrementa la caída de voltaje

b)Corriente de apagado del IGBT

a)Modelo del IGBT


2.9.3 CIRCUITO DE DISPARO(13) Se puede disparar unMOSFET/IGBTmediante componentesdiscretos o utilizandodrivers de C.I.Lautilización de C.I.reduce el espacio,ahorra tiempo dediseño y reduce lademora de propagaciónde la señal.Para eldisparo delMOSFET/IGBT de altosrequerimientos decorriente , se utilizan 2transistores acopladosNPN y PNP enconfiguración totempole para amplificar lacorriente de salida deldriver.IXDD408(fig2.38)Rgon, y Rgoff controlanlos tiempos deencendido y apagadoLos zener Z1 y Z2 seaplican para proteger launión EG. Paraacelerar el apagado seutiliza una fuente de15/-5 VPara los IGBT que nodemanden altacorriente, se utiliza elC.I. IXDD408(fig2.38b).

Fig 2.42 Circuito de disparo(13)

a)IGBT de alta demanda de corriente y aceleración del proceso de encendido y apagado(13)

b)IGBT de baja demanda de corriente(13)


BIBLIOGRAFIA

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2)P T. Krein. ELEMENTS OF POWER ELECTRONICS. 1998.EditorialOxford University Press

3) W.Shepherd,L.N.Hulley,D.T.W.Liang .POWER ELECTRONICS ANDMOTOR CONTROL. 1995. Cambridge University Press

4)R.G. Hoft(editor) SCR APPLICATONS HANBOOK. 1974. InternationalRectifier

5)Grafhan D.R.;Hey J.C.(editores) SCR MANUAL. FIFTH EDITION.1972. General Electric

6) Motorola, THYRISTOR DEVICE DATA. 1995

7)Motorola. RECTIFIER APPLICATIONS HANDBOOK. Third edition1993

8)Rashid M.H.(editor) POWER ELECTRONIC HANDBOOK.1993.www.rapidshare.com/filea/97921259.Consulta a Internetseptiembre 24 2008

9) INDIAN INSTITUTE OF TECHNOLOGY POWER ELECRONIC.pdf.www.onlinefreebooks.net.Consulta a Internet Julio 13 2008

10)Williams B. POWER ELECTRONICS DEVICESDRIVERS,APPLICATIONS AND PASSIVE COMPONENTS.1992.Editorial Mc. Graw-Hill.


11)Skvarenina T.L.(editor)THE POWER ELECTRONICS HANBOOK.CRC press 2002

12)Phillips Semiconductors. POWER SEMICONDUCTORAPPLICATIONS.199.2

13)Pathak A.B.MOSFET/IGBT DRIVERS THEORY ANDAPPLICATIONS.Application note IXYS.www.ixys.com

14)Rashid M. H. POWER ELECTRONICS:CIRCUITS,DEVICES,ANDAPPLICATIONS. 1993.Editorial Prentice-Hall.

15)Universidad de Sevilla. Electrónica de Potencia.TIRISTORESAPAGADOS POR COMPUERTA.Consulta a Internet Mayo 2009.http://iecon02.us.es/~leopoldo/Store/tsp_7.pdf


ACTIVIDADES

TEORIA1) Clasificar a los semiconductores de potencia de acuerdoa)Naturaleza constructiva.b)Tipo de control.c)Característica operativa v-i2)¿Cuales son las diferencias entre un díodo de potencia y uno deseñal?3)Enumerar los parámetros operativos significativos del díodo depotencia.4)Describir el fenómeno de recuperación inversa , e indicar como afectala operación del díodo.5)¿Por qué se conectan en paralelo ,con los díodos en serie,,resistores?¿Qué características debe tener el resistor?6)¿Cuáles semiconductores se comportan como interruptorescontrolados por voltaje ?¿En qué se diferencia el DIAC delSIDAC?¿Donde se aplican?7)¿Qué es un SCR?¿Cuales son las condiciones que se deben cumplirpara que el SCR conduzca?¿Cual es la condición para bloquear alSCR?8)Enumerar los parámetros operativos del SCR.9)Analizar el modelo matemático del SCR, e inferir las situaciones quehacen conducir al SCR.10)Dibujar el modelo circuital del SCR para regimen transitorio, yjustificar que un alto dv/dt puede producir una conducción indeseada delSCR.12)¿Cuáles son las características ideales de la corriente de compuertadel SCR?Dibujar la forma de onda que cumpla estas condiciones.13)Definir tiempo de encendido del SCR.¿Para que se utiliza esteparámetro?14)Definir conmutación natural y forzada del SCR.15)Analizar el circuito de conmutación forzada clase C(fig 2.12) yespecificar la naturaleza y parámetros del capacitor.16)¿Cómo se determina el valor de la resitencia de compuerta delSCR(fig 2.13)?¿Cuáles son los valores máximo y mínimo de estaresistencia?¿Por qué se conecta un díodo en antiparalelo con lacompuerta del SCR?


ACTIVIDADES

TEORIA17) Para el circuito de disparo del SCR con transformador de pulsos(fig2.11a)se pregunta cual es la función de los siguienteselementos:D1,Dz;R1,R2,,D2,R3.18)¿Qué es un optoacoplador?¿Cómo funciona?¿Para qué seutiliza?¿Qué es un optoacoplador con cruce por voltaje cero?19)Para el circuito de disparo del tríac con optoacoplador con cruce porcero ,se pregunta:¿Cómo se selecciona R?¿Cual es la función de Rs yCs?20)¿Para qué sirve el circuito snubber de corriente y el de voltaje de unSCR?21¿Cómo se modificaría la ec. 2.16 si se tiene en cuenta la capacitanciadel SCR(Cj2).22)¿Cómo se define la resistencia negativa de un elemento?.Utilizandola fig. 2.16 a), describa la operación del oscilador de relajación.¿Quéocurriría si R1 es mayor que el valor máximo establecido?¿Sí fuesemenor?23)Describir la estructura del UJT y su operación como elemento deresistencia negativa.24)Para el circuito oscilador de relajación con UJT(fig 2.22 a), se pidededucir la expresión para la frecuencia de oscilación.25)Utilizando el circuito de la fig 2.24 a) describa la operación deloscilador de relajación con PUT.26)¿Podría funcionar el circuito de la fig.2.26 a)sin el díodo Zener?¿Quéinconvenientes tendría?27)Modificar el circuito de la fig.2.23 a) utilizando optoacoplador.28)¿Por qué en los circuitos de las figs. 2.26 a)y 2.27a),RT y CT noafectan el período de los pulsos de disparo,pero si afecta el período deloscilador?29)Proponer un circuito de control con retroalimentación, utilizando unoscilador de relajación, para una carga de naturaleza térmica,queutiliza en el circuito de potencia SCR o TRIAC30)Enumerar las diferencias constructivas entre el SCR y el GTO.31)Deducir e interpretar la ecuación 2.32


ACTIVIDADES

TEORIA32)Dibujar y analizar la forma de onda de la corriente de compuerta delGTO.33)Enumerar las funciones del circuito de disparo de un GTO.34)Utilizando la fig 2.33 a),justificar la característica v-i del TRIAC.35)¿Por qúe si el circuito de disparo se conecta entre MT2 y G ,el TRIACno se activa?36)Para el circuito de disparo del TRIAC de la fig 2.34a),se pregunta:a)¿Cuál es el valor mínimo de Rpot? b)¿Cuál es el valor máximo delángulo de disparo?37)¿Qué hace falta en el circuito de la fig. 2.34b)Para el correctofuncionamiento del circuito?38)En el circuito de la fig 2.34c), cual es el valor máximo del ángulo dedisparo39)Interpretar las formas de onda de corriente de base y colector delBJT(fig.2.31b)40)Analizar el circuito de disparo del BJT(fig.2.36a)41)Describir la naturaleza constructiva y la operación del MOSFET.42)Interpretar el modelo del MOSFET(fig.2.38a).43)¿Por qué es importante en el circuito de disparo del MOSFET el valorde Cgs del MOSFET?44)Describir la naturaleza constructiva y la operación del IGBT.45)Interpretar el modelo del IGBT46)Analizar el circuito de disparo del IGBT (fig 2.42)


UNIDAD III

CONVERTIDORES CA/CD NO

CONTROLADOS

114

La corriente continua se utilizaen muchos procesos industrialestales, como:a)Procesos electroquímicos:galvanizado, niquelado, cromadoetc , en los cuales el transportede carga eléctrica vaacompañado de transporte demasa.b)Cargas accionadas pormotores de corriente continua.c)Procesos de soldadura

Las fuentes de corriente directase obtienen de la fuente decorriente alterna, medianteconvertidores CA/CD.

Para obtener un voltaje continuo,se debe aplicar a la salida delconvertidor CA/CD un filtro pasabajo, cuya naturaleza dependede la magnitud de la carga.

La mayoría de los procesosoperan bajo condiciones decarga variable,

3.0 INTRODUCCION

3.0 CONVERTIDORES CA/CD NO CONTROLADOS

Fig 3.00 Procesos de voltaje DC

115INGENIERO GERMAN GALLEGO. ELECTRONICA DE POTENCIA I. UNIDAD III . UFPS

a)Soldador

b)Tablero Rectificador

La conversión CA/CD más elemental serealiza utilizando un díodo.Al iniciarse elsemiciclo posititivo,el díodo ideal sepolariza en directo y conduce el voltaje dela fuente a la carga. Por ser la cargaresistiva, la corriente está en fase con elvoltaje. Al comenzar el semiciclo negativoel díodo se bloquea(polarización inversa),y la corriente desaparece.

En la carga aparece únicamente elsemiciclo positivo de la fuente.

La corriente en la fuente circulaúnicamente en el semiciclo positivo, loque genera una alta distorsión sobre lafuente , que se manifiesta en un alto THD.El factor de rizado(FR) es alto:

Fig 3.01. Rectificadormonofásico con cargaresistiva

3.1 RECTIFICADOR MEDIA ONDA Y CARGA RESISTIVA

3.0 CONVERTIDORES CA/CD NO CONTROLADOS

a)Circuito(1)

b)Formas de onda(1)

π

mV

sen(wt)dwtπ

0 mV

2π

1d

v =∫>=<(3.01)

42

2

1FR −π= (3.02)

El VRRM del díodo debe ser mayor queVm y el IFRM debe ser mayor a Vm/R.Este rectificador es ampliamente utilizadoen las fuentes de poder de equiposportátiles, debido a su bajo costo


3.2 RECTIFICADOR MEDIA ONDA Y CARGA RESISTIVA-INDUC TIVA(2)

El díodo para conducir “mira“ si la fuente lopolariza en directo. Si conduce, no leinteresa la fuente, hasta que desaparezca lacorriente. Al iniciar el semiciclo positivoconduce D, e id crece con retardo respectoal voltaje. En wt=π,id>0,D conduce yaparece en Vd una excursión negativa delvoltaje(fig 3.02b).La corriente se obtiene dela solución de la siguiente ecuacióndiferencial

Fig 3.02. Rectificadormonofásico con cargaresistiva-inductiva

(3.05)LRt

e

Z

senmVdi

−

=ϕ

(3.03)dti dd

Lid

Rsen(wt)m

V +=

a)Circuito(2)

c)Soluciones para id (2)

b)Forma de onda de Vd e Id (2)

La solución particular(regimen permanente)es

(3.06)R)f(L,

m2π

1

v d

v d d(wt)senwt1wt

0V

=

=

><

>< ∫

(3.04))-sen(wtZmV

di ϕ=La solución de regimen transitorio es:

La corriente se extingue en wt1 .Este valordepende de L y R. El voltaje promediodepende de wt1, y por lo tanto de la carga

La dependencia del voltaje con la carga es una situación indeseable.


3.3 RECTIFICADOR MEDIA ONDA CARGA RESISTIVA INDUCTI VA Y DIODO DE RUEDA LIBRE(2)

Para hacer <vd> independiente de lacarga, se ubica en antiparalelo con lacarga un díodoD2,(díodo de ruedalibre)que impida la excursión de vd en laparte negativa.Con díodos ideales, D1 y D2 trabajan

alternadamente.Sí los díodos fuesenreales, el fenómeno de recuperacióninversa permite la conducción simultánea,y se requiere proteger a los díodos,contra cortocircuito.Al iniciar el semiciclo positivo conduceD1(D2 se polariza en inverso), y la fuentealimenta la carga(id crece).

En wt=π,la fuente polariza en directo a D2,este bloquea a D1,y la carga(R) sealimenta de la energía magnética delinductor(id decrece)

(3.07)Rt/LAeZ

)sen(wtVd

i

π)wt(0dt

ddiL

dRisen(wt)V

m

m

−+−=

<<+=

ϕ

(3.08)e)π(wtdidi

2πwt(π0;dt

ddi

Ld

Ri

τ

π/w)(t −−−==

<<=+Fig 3.03 Rectificadormedia onda con cargaresistiva-inductiva y díodode rueda libre

a)Circuito(2)

b)Formas de onda(2)

El voltaje promedio de vd ( Vm /π) no depende de la carga


3.4 RECTIFICADOR MEDIA ONDA CARGA RESISTIVA – INDUCTIVA DIODO DE RUEDA LIBRE E INDUCTANCIA EN LA FUENTE(2)

Se considera un inductor en el lado de lafuente(Lc).Si Ld/R ≥ 20(π/w),la cargademanda una corriente constante(Id).Al terminar el semiciclo negativo, D2

conduce Id. Al iniciar el semiciclo positivose polariza en directo D1,pero la corrientecrece gradualmente debido a Lc. Se iniciael proceso de conmutación de la corrientedel díodo D2 al D1.El circuito equivalentepara el proceso de conmutación(fig.3.04b)permite deducir:

El voltaje en la carga es 0 durante elproceso de conmutación, ya que conducenambos díodos. Al terminar el proceso deconmutación, en wt =µ,toda la corriente dela carga la conduce D1, y D2 se bloquea

09)(3.)

mV

dI

cX

(11

cwL

dI

0id

cosµ

µ

0)wtd(sen(wt)

mV

D1

−−=

=∫

∫

10)(3.)

mV2

dI

cX

(1π

mV

dv

π2dv

πµ

d(wt)sen(wt)m

V

−>=<

>=<∫

Fig.3.04 Rectificadormedia onda con díodorueda libre e inductanciaen la fuente

c)Formas de onda de Vd ,iD1 (2)

El voltaje <vd>depende de la carga

b)Circuito equivalente(2)


a)Circuito(2)

3.5 RECTIFICADOR MEDIA ONDA Y CARGA RESISTIVA-CAPAC ITIVA

El díodo conduce si Vmsen(wt)>vd, estoocurre entre wt1<wt<π/2.La corriente dela fuente( ) crece para cargar elcapacitor y alimentar la carga(R) y seinterrumpe en wt=π/2, cuandoVmsen(wt)<vd .Para π/2 <wt<2π+wt1, elcapacitor alimenta la carga. El valor dewt1 se obtiene de:

Fig.3.05 Rectificadormonofásico con cargaresistiva-capacitiva

1(3.11)wRC

)2/31

(wt

wRC

π/2)21

(wt

em

V

m

)(e1sen

)1

sen(wtm

V

)21

(c

v)21

sen(wtV

1wt

π

π

ππ

−−

−+−

=

−=

+=+ wta)Circuito(2)

b)Forma de onda de Vd e I L

3.12).........(rpp

RfV

V

vRf

VC

R

V

T

vC

T

∆Q

∆t

∆QIRI

DCDC

DCDC

=∆

=

=∆

===>=<

Un análisis aproximado, pero de mássignificado físico, supone que el capacitorse carga instantáneamente con unacorriente impulsivaEl capacitor alimenta la carga durante

todo el período,entonces:

Dado que existe un límite para C, también lo hay para el producto RVrpp(Voltaje de rizo pico-pico *Resistencia).

( )0)1

2/( →− wtπ


.

El rectificador de onda completatipo semipuente, consiste de untransformador con derivaciónintermedia ,y 2 díodos (fig. 3.06 a).El primario tiene n1 espiras y elsecundario 2n2 espiras(a=n1/n2)El voltaje en la carga (Vd) consistedel semiciclo positivo, y elsemiciclo negativo invertido de lafuente(fig. 3.06b).

La forma de onda de la corrientees igual a la del voltaje(fig.3.06b)El factor de potencia de la fuentees:

3.6 RECTIFICADOR ONDA COMPLETA TIPO SEMIPUENTE (1)

Fig 3.06 Rectificador de ondacompleta

a)Circuito(1)

b)Forma de onda de VLd(1)

c)Forma de onda de id e is(1)

(3.13)π

m

π

mV

0

π

dv

2V

sen(wt)dwt

=

=∫

>=<

(3.14)2π

8pF

aRmV

2maV

R2π

2m4V

pF

2

smaximax1svdidV

pF

fuenteScargaP

pF

=

×=

×><><

=

=


.

El rectificador de onda completa(fig.3.07a) está conformado por unafuente senoidal , 2 rectificadores demedia onda: uno para el semiciclopositivo(D1-D4) y otro para elsemiciclo negativo(D2-D3). Se considera una carga altamente inductivaEl voltaje en la carga (Vd) es elsemiciclo positivo y el semiciclonegativo invertido de la fuente(fig.3.07b).El potencial del negativo de lacarga no es cero

Si en la carga, L/R≥10π/w,id=Id(constante) y la corriente de lafuente(is) es alterna rectangular(fig.3.07c)El factor de potencia de la fuente es:

3.7 RECTIFICADOR MONOFASICO ONDA COMPLETA TIPO PUEN TECARGA ALTAMENTE INDUCTIVA


a)Circuito

b)Forma de onda de Vd

c)Forma de onda de Is

(3.15)π

m2V

π

mV

0

π

dv

t)sen(wt)d(w

=

∫

>=<

(3.16)π

22pF

2

)dIm(Vπ

dIm2VpF

2

ImVdIdv

fuenteScargaP

pFse

=

×=

×><

==


.

3.8 RECTIFICADOR MONOFASICO TIPO PUENTE CON INDUCTANCIAEN LA FUENTE(2)


a)Circuito(2)

b)Forma de onda de vd

c)Forma de onda de is

Se asume en la cargaL/R≥10T(período de vd), para que lacorriente sea constante(Id). Parawt=0(-) conducen D2 y D3 y lacorriente en la fuente es is= -Id.Para wt=0(+) se polarizan en directoD1 y D4, y comienzan a conducirgradualmente debido a Lc. Se inciael proceso de conmutación, quetermina en wt=µ,durante el cualconducen los 4 díodos.

El voltaje en la carga es:

3.17)()mV

dIc2X(11cosµ

cwL

µ

0 sen(wt)mVId

Idisd

−−=

∫=

−∫

(3.18))mV

dIcX(1

π

2Vdv

π

πµ

t)sen(wt)d(wmV

dv

m −>=<

∫>=<

El voltaje resulta regulado por lacarga, debido a la inductancia de lafuente .La corriente en la fuente esmás trapezoidal que rectangular


Fig 3.09 Rectificador trifásico de tres pulsos

3.9 RECTIFICADOR TRIFASICO DE TRES PULSOS (2)

b)Forma de onda del voltaje de salida

a)Circuito

Se considera un sistema trifásico desecuencia a-b-c.La fuente(Va) se define porVan=Vmsen(wt) y las otras estándesfasadas(atrasadas) en eltiempo120°Se conectan a cada una de las tresfuentes, un díodo con su ánodoconectado al positivo de cadafuente(rectificador positivo) .El díodo que conduce, será aquelcuyo VAK sea el mayor de todos .El díodo D1 conduce para:30°<wt<150°El díodo D2 conduce para:150°<wt<270°El díodo 3 conduce para:270°<wt<390°La forma de onda de salida (Vd),estáconformada por las crestas positivasde los voltajes de las fuentes , amedida que conducen D1,D2 y D3(fig3.09b).Se generan tres pulsos en unperíodo de la fuente.El valor promedio del voltaje desalida es:

(3.19)..........2π

mV33Vd

65π

6π

t)Van(wt)d(w

32π1

dV

>=<

∫>=<


Fig 3.10 Rectificador de seis pulsos

Se conectan en serie con una cargaaltamente inductiva, modelada poruna fuente de corriente en modopasivo (Id), un rectificador trifásico detres pulsos positivo(ánodos de losdíodos conectados al positivo de lafuente)(Vd1) y uno negativo(cátodosde los díodos conectados al positivode las fuentes)(Vd2)(fig. 3.10a)El voltaje a los terminales de la cargaes:

Vd1 atrasa a (–Vd2) en 60°,y Vdresulta ser una onda de período iguala 60°(6 pulsos en un período de lafuente).La tabla de conducción delrectificador se muestra en la fig.3.10c).Para π/2<wt<5π/6,conducen losdíodos D1 y D6 y se le aplica a lacarga el voltaje Vac.El voltaje promedio en la carga es:

3.10 RECTIFICADOR TRIFASICO DE SEIS PULSOS (2)

2dV

1dV

dV −=

...(3.20)..........π

V33Vd

)30sen(wtV3Vac

65π

2π

t)Vac(wt)d(w

3π

1dV

m

m

>=<

°−=

∫>=<

a)Circuito

c)Tabla de conducción y forma deonda de Vd

b)Formas de onda de Vd1 y Vd2


El circuito de 2 rectificadores de trespulsos en serie(fig 3.10), se puederepresentar como un circuito tipopuente(fig 3.11a)

La fuente del rectificador puede serun transformador estrella-estrella(fig3.11a) o delta-estrella(fig 3.11b).Si seconecta en estrella(fig 3.11a), el polonegativo de la carga no se puedeconectar a tierra ,ya que su potencialeléctrico es diferente del potencialdel neutro de la fuente, el cual sueleconectarse a tierra.La corriente en lafuente es la demandada por elrectificador.La forma de onda de ia semuestra en la fig 3.11a).La forma deonda de la corriente de la fuente (iA )es idéntica a ia

Si la fuente se conecta en delta-estrella, la corriente de la fuente(iA)es escalonada, ya que es ladiferencia de 2 formas de onda(fig3.11a) desfasadas 120° .Estacorriente presenta un THD menorque en la fuente estrella-estrella.

Por la razón anterior , la conexiónadecuada para reducir la distorsiónen la fuente, es utilizar la conexióndelta (primario)-estrella en elsecundario.

:

3.10.1 FORMAS DE ONDA DE LA CORRIENTE EN LA FUENTE DEL RECTIFICADOR DE SEIS PULSOS

a) Fuente en estrella-estrella y corriente de la fuente

b)Fuente en delta-estrella

Fig 3 .11 Corrientes en unRectificador de 6 pulsos


Un rectificador de 12 pulsos sepuede obtener, conectando en serie2 rectificadores de 6 pulsos, si susvoltajes de salida están desfasados30°(fig3.12a).Se conecta el rectificador superior ala fuente,a través de untransformador estrella-estrella, y seobtiene en la salida Vd1 .Elrectificador inferior se conecta conun transformador delta-estrella ,y susalida (Vd2) está adelantada 30° enrelación a Vd1, debido a que laconexión delta-estrella producevoltajes en el secundario(a′,b′,c′)adelantados 30° con respecto a losde la conexión estrella-estrella(a,b,c) .La conexión serie produceVd=Vd1+Vd2 (3.21))

El período de Vd es 30°(12 pulsosen un período de la fuente).En elintervalo π/6<wt<π/3,conducen losdíodos D1,D5,D7 y D11.Vd=Vab+Va′b′

Vab=√3V msen(wt+30°)Va′b′= √3Vmsen(wt+60°)Vd=3.346Vmsen(wt+45°)

:

3.11 RECTIFICADOR DE 12 PULSOS

b)Formas de onda de Vd (2)

Fig. 3.12 Rectificador de 12 pulsos 22).......(3...........m3.310VdV

d(wt)3π

6

π

)45(wtm3.346V

6π

1dV sen

>=<

∫ °+>=<

a)Circuito serie(2)


3.12 FILTROS AC Y DC PARA RECTIFICADORES MONOFASICOS CON CARGA ALTAMENTE INDUCTIVA

Las condiciones ideales de operación deun convertidor CA/CD son : a)Factor derizado en la carga :0;b) THD de lacorriente en la fuente:0.

El voltaje de salida del rectificadormonofásico Vd, (fig 3.13b) muestra unalto factor de rizado y por ello debeinsertarse entre la salida del rectificadory la carga un filtro DC(fig 3.13a) .Lafunción del filtro CD es reducir el factorde rizado del voltaje en la carga.

Sí la carga es altamente inductiva, lacorriente demandada por el rectificador ala fuente (ir), es alternarectangular(fig.3.13c) y lo ideal es que lacorriente de la fuente tenga unTHD=0(senoidal).

El valor fundamental de la corriente ir(4Id sen(wt)/π) lo genera la fuente y losarmónicos son generados por elconjunto carga –filtro- rectificador

El filtro CA tiene como función minimizarel THD de la corriente de la fuente,mediante circuitos que sirvan de by-passa las armónicas de corriente de orden 3y limiten la de orden 5.Se inserta el filtroCA entre la fuente y el rectificador

.

Fig 3.13 FiltrosAC/DC

a)Circuito

b)Formade onda de Vd

c)Forma de onda de ir


3.12.1 FILTRO CD CAPACITIVO PARA RECTIFICADOR MONOFASICO(3)

.

Fig 3.14 Filtro DC capacitivo

a)Circuito

b)Forma de onda de Vd y del voltaje de rizo

En el semiciclo positivo de la fuente, cuandoVs>Vo(voltaje del capacitor) conducen losdíodos D1 y D2 y el capacitor se carga hastaVmax en el tiempo t1 .Un ciclo análogo decarga a través de los díodos D3 y D4,

ocurre para el semiciclo negativo de lafuente.Sí Vs<Vo,se polarizan en inversoD1,D2 en el semiciclo positivo o D3,D4 en elsemiciclo negativo, y el capacitor sedescarga desde Vmax hasta Vmin, a través deR, en el tiempo t2.Sea Vrpp el voltaje de rizopico-pico

El voltaje de rizado linealizado VR(fig.3.14b)tiene un valor eficaz de:

El factor de rizado (FR)en la carga es:

C se selecciona de la ec. 3.23, yautomáticamente queda determinado el FR,ya que las ec.3.23 y 3.25 son dependientes

)(3.23)4fRC

1(1mVV

2t2elafuente)T(períodod

2t1t

2RCTmV

)RC

2tVm(rppV;RC

2t1RC2t

e

)RC2t

e(1mVminVmaxVrppV

DC−=

≈=+

==−≈

−

−

−=−=

)24.3(fRC34m

V

32

rppV

Vac ==

(3.25)1)(4fRC3

1

4fRC

1)(4fRCmVfRC34mV

DCV

VacFR

−=−==


3.12.2 FILTRO CD INDUCTIVO - CAPACITIVO PARA RECTIFICADOR MONOFASICO

.

Fig 3.15 Filtro inductivo capacitivo

a)Circuito

b)Forma de onda de Vs

c)Circuito equivalente para los armónicos

El circuito y la fuente (vs) del circuito filtro-carga, se muestran en la fig. 3.15 a) y b).El voltaje de salida del rectificador(vs) sepuede representar por una serie de Fouriercomo:

El circuito equivalente para losarmónicos(fig. 3.15c).Para que el capacitorsirva de by-pass, para las armónicas decorriente se debe cumplir:

por ser Vn(2wt)=5Vn(4wt),se consideradespreciable la armónica de orden 4 delvoltaje. Del circuito equivalente paraarmónicos, el voltaje en la carga debido alarmónico 2 es :

El FR en la carga es:

(3.26)2,4n

..1)1)(n(n

/πm4V

π

m2Vsv

nVVsv

cos(nwt)

cos(nwt)CD

∑

∑

∞

= +−+=

+=

)27.3(nwC

102)nwL(2RL

ZLL

≥+=

)28.3(LC2w413

2

mV2

LC2w4123

mV4

V

VacFR

CD −=

π

−π==

LC24w1

13π

m4V

LC24w1

1(2w)nVVon(2w)

−=

−≈

El diseño del filtro se realiza con las ec.3.27y 3.28


3.12.3 FILTRO CA PARA RECTIFICADOR MONOFASICO

El circuito rectificador-filtro-carga demandande la fuente, una corriente alternarectangular ir (fig 3.16 b) la cual se puedeexpresar por una serie de Fourier como:

La carga y el rectificador generan lasarmónicas de corriente ,y esto se modela enel circuito equivalente de la fig 3.16c),por lafuente de corriente(In(nw))Dado que las armónicas de orden 3 y 5 soncomparables en magnitud ,un solo filtro noreduce efectivamente el THD en la fuente.Lo deseable sería tener un circuito serie LCresonante a n=3, para derivar la armónicade corriente 3, en paralelo con el rectificadory un filtro L5C5(fig. 3.16c) para derivar unaparte importante de la armónica 5 por elcapacitor(divisor de corriente).Del circuito equivalente se puede deducir:

El THD en la fuente será:

Las ec. 3.30 y 3.31 permiten el diseño delfiltro para un THD determinadoFig 3.16 Filtro CA

a)Filtro para armónicas 3 y 5(2)

b)Forma de onda de Ir

)29.3(n

I..7,5,3n

21

I2r

i

..7,5,3n nd

I4)dI4

ri

)nwt(sen)wt(sen

)nwt(senwt(sen

∑∞

=+=

∑∞

= π+π=

0)......(3.3..........

5C5L2w251

(5w)nI(5w)sI−

=

c)Circuito equivalente para los armónicos de corriente

de orden 5

)31.3..(..........21s

I

)nw(1n

2s

I

THD

∑

≠=


is

ir

BIBLIOGRAFIA

1)RashidM.H.(editor) POWER ELECTRONIC HANDBOOK

1993.www.rapidshare.com/filea/97921259.septiembre 24 2008

2) Kassakian J.G;Schlecht M.F.; Verghese G.C. PRINCIPLES OF

POWER ELECTRONICS 1995 Editorial Addison Wesley.

3) Rashid M. H. POWER ELECTRONICS:CIRCUITS,DEVICES,AND

APPLICATIONS 1993.Editorial Prentice-Hall

4)JaiP. Agrawal POWER ELECTRONIC SYSTEMS Theory and

design.2001 Editorial Prentice Hall

5 )P T. Krein ELEMENTS OF POWER ELECTRONICS 2000

6)Mohan N;Undeland T.M.;Robbins W.P. POWER ELECTRONICS

2003 Editorial John Wiley & sons Inc

7)R.G. Hoft(editor) SCR APPLICATONS HANBOOK 1974

Internatonal Rectifier

8)INDIAN INSTITUTE OF TECHNOLOGY POWER ELECRONIC

pdf.www.onlinefreebooks.net.Julio 13 2008


ACTIVIDADESACTIVIDADESACTIVIDADESACTIVIDADES

TEORIATEORIATEORIATEORIA

1)Deducir la ec. 3.02. .

2)¿Por qué en el circuito rectificador de media onda y carga R-L el

díodo continúa conduciendo despues de wt=2π?¿Es posible en este

circuito obtener wt1=2π?Justificar la respuesta

3)Para el circuito rectificador de media onda con díodo de rueda libre, se

pide graficar id para L/R=20π/w

4)Se alimenta una carga de 1KΩ,20w,de una fuente alterna de 120V,60

hz y un díodo en serie con la carga. La variación máxima del voltaje en

la carga debe ser de ±5V.Se pide determinar el valor del capacitor a

conectar en paralelo con la carga.

5)¿Cuáles son los efectos de la inductancia de la fuente, en la operación

de un rectificador de media onda y díodo de rueda libre sobre:a)Voltaje

en la carga.b)THD de la corriente de la fuente.Justificar las respuestas.

6)¿Qué se entiede por proceso de conmutación en un rectificador?

7)¿Por qué no se utiliza el filtro capacitivo con cargas de baja

resistencia?

8)Deducir el factor de potencia de un arrollamiento secundario del

rectificador tipo semipuente.¿Cuanto vale a en este rectificador(fig 3.06

a)?¿Por qué?

9)Hacer un análisis comparativo entre el rectificador tipo puente y el

semipuente .Considerar los siguientes aspectos:Costos;Características

de los díodos; Situaciones de aplicación.

10)Deducir la ecuación 3.18.Analizar el efecto de la inductancia de la

fuente en la operación del rectificador.

11)¿Por qué no tiene utilidad práctica el rectificador de tres pulsos?

12)Deducir la ecuación 3.20 para 7π/6<wt<9π/6.

13)Deducir la forma de onda de la corriente de la fuente(iA). para la

conexión delta-estrella(fig 3.11b).

14)¿Cuál es esquema de rectificación trifásica más utilizada?¿Por qué?

15)Deducir la ecuación 3.22 para π/3<wt<π/2.

16)Deducir para el rectificador de 12 pulsos la forma de onda de la

corriente de la fuente(iA).¿Cuando se aplica un rectificador de 12

pulsos?¿Por qué?


ACTIVIDADESACTIVIDADESACTIVIDADESACTIVIDADES

TEORIATEORIATEORIATEORIA

17)¿ En un convertidor CA/CD,cuál es la función del filtro DC?¿Del filtro

AC?¿cómo realiza cada filtro su función?

18)Analizar e interpretar la ecuación 3.25.Hacer un análisis comparativo

entre la ecuación 3.25 y la 3.12.

19)¿Cuándo se utiliza un filtro DC tipo LC en lugar de uno C?

20)Deducir las ecuaciones 3.28 y 3.31


1)El circuito adjunto sirve paralimitar un rápido crecimientotemporal de VQ(snubber devoltaje).Se pide deducir y graficar iL,Vc, yVQ

2)La figura adjunta muestra elcircuito esquemático de unrectificador de onda completa tiposemipuente. Cada una de lasfuentes representa uno de losdevanados del secundario deltransformador:a)Asuma que Lc=0 y dibuje vd

b)Para 0<wt<2π,se pide deduciry dibujar iD1 y iD2.

c)Deducir la expresión paravd,para Lc≠0

135

PROBLEMAS

Problema 1(2)

Problema 2(2)

Problema 3(2)

3)El circuito adjunto se utilizapara realizar una fuente dual devoltaje, por ejemploSe pide dibujar a Vd1 y Vd2,

indicando las magnitudes,siVm=170V, y N =0.1

V15±

INGENIERO GERMAN GALLEGO. ELECTRONICA DE POTENCIA I. UNIDAD III . UFPS

4)El circuito adjunto se conoce comoun doblador de voltaje y se utiliza confrcuencia para proveer operación condoble voltaje.Se pide :Dibujar el circuito equivalente ydibujar Vdc si el interruptor S está1)abierto.2)Cerrado5)Diseñar un rectificador para unacarga de R=24 w; V= 12V±3%;Lafuente es de 120 V,60 hz.El diseñodebe incluir:a)Características deltransformador;b)Parámetros de losdíodos;c)Parámetros del filtro6)Para alimentar un motor DC de50HP,200V, se requiere diseñar unrectificador .El diseño debe incluir laselección de la fuente de CA, elmodelamiento del motor , lascaracterísticas nominales de losdíodos ; la característica nominal deltransformador y características delfiltro7)Se dispone de un sistema trifásicode 440V,60hz,Se requiere alimentaruna carga de voltaje constante, de20Kw, 240 Vdc.Se propone para resolver el problemaun rectificador trifásico de 6 pulsos,con un transformador delta-estrella.Se pide determinar :a)Las características nominales de losdíodos.b)Características nominalesdel transformador delta-estrella.c)Factor de potencia en lafuente.d)THD de la corriente de lafuente.e )Factor de rizo en la carga

136

PROBLEMAS

Problema 4(2)

Problema 7


8) Una manera alternapara obtener elrectificador de 12 pulsos,se muestra en el circuitoadjunto, donde seconectan en paralelo losrectificadores de 6pulsos. Asuma van=Vm

sen wt .Se pide :a)Dibujar vd y calcular<vd>b)Determinar el valoreficaz de la corrientepara los díodos.c)Determinar la forma deonda de la corriente de lafuente.d)Hacer un análisiscomparativo, con elrectificador serie de 12pulsos.

137

PROBLEMAS

Problema 8(2)


UNIDAD IV

CONVERTIDORES CA-CD

CONTROLADOS

138

La mayoría de actividadesindustriales que utilizan corrientecontinua, tales como losprocesos electroquímicos(galvanizado,cromado,niqueladocarga de baterías ,etc) y losaccionamientos de motores,paratransporte de personas y carga,requieren de fuentes variablesdebido a las condicionescambiantes de la carga.La solución más práctica paraesta situación, es utilizar unconvertidor CA/CD controlado yadicionarle un filtro en caso deser necesario.El convertidor CA/CDcontrolado, supone la utilizaciónde un dispositivo controlado a laconducción y al apagado .ElSCR es un dispositivocontrolado a la conducción, y elapagado ocurre de una maneranatural ,ya que la fuente alternahace reducir la corriente pordebajo de la corriente demantenimiento en cadasemiciclo. Por lo anterior, seestudiarán los convertidoresCA/CD, accionados por SCRs,en sus modalidades monofásicay trifásica

Fig 4.0.0 Aplicaciones de Convertidores CA/CD

controlados

4.0 INTRODUCCION

CONVERTIDORES CA/CD CONTROLADOS

a)Cargador de baterías

b)Control de velocidad de motores DC

139INGENIERO GERMAN GALLEGO. ELECTRONICA DE POTENCIA I. UNIDAD IV. UFPS

Se inicia el semiciclo positivo y se polariza endirecto el SCR, pero no conduce hasta α(ángulo de encendido), cuando se le aplica elpulso de corriente en la compuerta. El SCRconduce hasta wt=π, cuando desaparece lacorriente, por ser la carga resistiva.

El voltaje promedio en la carga es:

Fig 4.01 Rectificador controlado media onda con carga resistiva

4.1 RECTIFICADOR CONTROLADO MEDIA ONDA Y CARGA RESI STIVA(1)


a)Circuito(1)

b)Formas de onda(1)

(4.01) )cos(12πm

V

dv

t)sen(wt)d(wπ

αm

V2π

1d

v

α+>=<

∫>=<

El voltaje en la carga se puede controlar,variando el ángulo de encendido o disparo.

El ángulo de encendido se mide conreferencia al ángulo de conducción, cuandose sustituye el SCR por un díodo.

El rectificador monofásico controladopresenta, al igual que el no controlado, altosniveles de distorsión en la fuente y valoresaltos del factor de rizado en la carga.


Se considera el rectificadorcontrolado tipo semipuente (fig. 4.02a), con una carga resistiva. Lasformas de onda de los pulsos de lascorrientes de compuerta de Q1 y Q2

se muestran el la fig. 4.02 b).

En wt =α, Q1 se polariza en directo,y al aplicarle el pulso de corriente enla compuerta conduce, y se aplica ala carga el voltaje vs, hasta que dejade conducir Q1,porque su corrientedecae a 0 en wt=π.

En wt=π+α se encuentra polarizadoen directo Q2, y al aplicarle el pulsode corriente en la compuertaconduce, y le aplica a la carga elsemiciclo negativo de vs invertido,hasta que deja de conducir Q2,porque su corriente decae a 0 enwt= 2π.

El voltaje promedio en la carga es:

Fig 4.02 Rectificador semipuente con carga resistiva

4.2 RECTIFICADOR CONTROLADO TIPO SEMIPUENTE(6)


a)Circuito(5)

b)Formas de onda

(4.02))cosα(1π

mV

dv

d(wt)sen(wt)π

α

Vπ

1d

vm

+>=<

∫>=<


.

Se asume una carga altamenteinductiva (Id). En wt=0, conducen Q3

y Q4 y están apagados Q1 y Q2. Aliniciarse el semiciclo positivo (wt≥0)la polaridad + de la fuente se trasladaa través de Q4 al negativo de lacarga, cuyo voltaje (Vd) inicia unaexcursión negativa (fig. 4.03b). Enwt=α, se invierte la polaridad de vdpor acción de Q1 y Q2, los queconducen por la aplicación de lospulsos de corriente (ig1,ig2). Paraπ<wt<(π+α) ocurre un procesoanálogo.El voltaje promedio en la carga (vd)es:

Si 0<α<π/2, <Vd> es positivo, Id>o, lacarga consume potencia y el flujo deenergía es del lado CA a CD(rectificador) en un proceso deregimen permanente.Sí π/2<α<π, <vd> es negativo, Idsigue siendo positivo (Id debe serpositivo para que los SCR puedanconducir), la carga genera energía,que proviene de su campomagnético, y el flujo de energía es deCD a CA (inversor) en un procesotransitorio.

4.3 RECTIFICADOR MONOFASICO CONTROLADO TIPO PUENTE CON CARGA ALTAMENTE INDUCTIVA(1)

Fig 4.03Rectificador controladode onda completa

(4.03)cosαπ

m2Vd

v

π

απ

α

t)sen(wt)d(wVm

dv

>=<

∫+

>=<

a)Circuito(1)

Formas de onda


b)Formas de onda(1)

b)Formas de onda

.

Se asume un valor alto de L ,paraque la corriente en la carga (ig) seacontinua.Se considera una carga con unaresistencia interna, por ejemplo unabatería.

Si la corriente es continua, el voltajevd depende de la fuente alterna .Si el valor de L es inferior a un valorcrítico, la corriente es discontinua ydurante el tiempo que dura ladiscontinuidad el valor de vd es el dela fuente (E).Si la corriente es continua el valorpromedio de vd es ( ec.4.03):

Aplicando la ley de Kirchhoff devoltajes a los valores promedios, seobtiene el valor promedio de lacorriente en la carga

Si la carga es una batería, Eaumenta con el tiempo de carga. Sies un motor, E depende de lavelocidad del motor, y por tanto dela carga mecánica que acciona elmotor.

4.4 RECTIFICADOR MONOFASICO CONTROLADO TIPO PUENTE Y CARGA CON FUERZA ELECTROMOTRIZ

Fig 4.04.Rectificador controladode onda completa y carga con

fuerza electromotriz

a)Circuito(1)

b)Formas de onda de vd y ig


αcosπ

2Vv m

d>=<

(4.04)R

EvdiB

−><>=<

.

Se asume en la carga L/R≥10T(período de vd), para que la corrientesea constante (Id).

La corriente de la fuente es alternarectangular, debido a la ausencia deinductancia en la fuente. La corrienteatrasa al voltaje por el ángulo dedisparo(α) (fig. 4.05b)

El factor de potencia de la fuente es::

Otra manera de determinar el factorde potencia es:

4.5 FACTOR DE POTENCIA DEL RECTIFICADOR MONOFASICO ONDA COMPLETA TIPO PUENTE(1)

Fig 4.05 Factor de potenciaen un rectificador de onda

completa

(4.05)cos απ

22pF

2

)dIm(Vπ

cos αdIm2VpF

2

ImVdIdv

fuenteSfuenteP

pFs

=

×=

×><

==

(4.06)0.9cosαcosαd

I2π

d4I

pF

cosαθ

;FsIs1

I

dF;θ

FdFpF

==

===

a)Circuito(1)

Formas de onda(1)


is

.

El proceso de conmutación es similaral del circuito con díodos, con ladiferencia que la conmutación no seinicia en wt=0, sino en α.Para el proceso de conmutación secumple:

La forma de onda del voltaje semuestra en la fig.4.06b. De estafigura se obtiene el valor del voltajepromedio como:

Una consecuencia lógica de lainductancia en la fuente, es laregulación del voltaje por la carga. Laforma de onda de la corriente essimilar a la del convertidor nocontrolado .

4.6 RECTIFICADOR TIPO PUENTE CON INDUCTANCIADE CONMUTACION(1)

Fig 4.06 Rectificador puente conInductancia de conmutación

(4.07)α)mV

dIc2Xα(cos1cosµ

cwL

µα

α

t)sen(wt)d(wmVd

I

dI

sdi

−−−=

∫+

=−∫

[ ]

(4.08)mVd

IcXαcos

π

m2Vdv

µ)cos(ααcosπ

mVdv

α

0

π

µα

t)sen(wt)d(wt)sen(wt)d(wπ

mV

dv

−>=<

++>=<

∫ ∫+

+−>=<

a)Circuito

b)Formas de onda


.

Se asume una carga altamenteinductiva (Id). En wt=0, conducen Q2

y D1 , no conducen Q1 y D2, e is= -Id.Al iniciarse el semiciclo positivo(wt≥0) la fuente polariza en directo aD2 y bloquea a D1. La corriente de lacarga circula por D2-Q2, is=0 y vd=0.

En wt=α, se aplica el pulso decorriente (ig1) a Q1(se boquea Q2), lacorriente de la carga circula por lafuente a través de Q1 y D2.El voltaje promedio en la carga (vd)es:

El convertidor funciona únicamenteen el modo rectificador, ya que al noexistir una excursión en la partenegativa del voltaje, vd no puedecambiar su polaridad. La forma deonda de vd se muestra en la fig.4.07b)

La corrriente de la fuente es nulaentre 0<wt<α, cuando D2 y Q2 secomportan como díodos de ruedalibre. La forma de onda de is semuestra en la fig. 4.07c)

4.7 RECTIFICADOR MONOFASICO CONTROLADO TIPO SEMIPU ENTE CON CARGA ALTAMENTE INDUCTIVA

Fig 4.07 Rectificador controladotipo semipuente

a)Circuito(1)

b)Forma de onda de vd

(4.09)1)(cos α

π

mV

dv

π

wt)(sen(wt)dmVα

π

dv

+>=<

∫>=<

c)Forma de onda de is


is

.

Se asume en la carga L/R≥10T(período de vd), para que la corrientesea constante (Id).

La corriente de la fuente es alternarectangular, pero es nula paraya que conducen Q2 y D2 (fig4.04b)y debido a la ausencia de inductanciade conmutación.

El valor eficaz de la corriente de lafuente (is) es:

El factor de potencia es :

El factor de potencia es mayor queen el tipo puente

4.8 FACTOR DE POTENCIA DEL RECTIFICADOR MONOFASICO ONDA COMPLETA TIPO SEMIPUENTE

Fig 4.08 Factor de potenciaen un rectificador en semipuente

a)Circuito(1)

b)Forma de onda de is

)10.4()(

dI

sI

πα−π=

α<<wt0

(4.11))cos α(1α)π(π

2pF

π

α)(πd

I2

V

)cos(1π

dIV

pF

2sImVdIdv

fuenteSfuenteP

pF

m

m

+−

=

−×

+=

×><

==

α


is

.

En ,is comienza a aumentarde –Id a 0. En ,is comienza aaumentar de 0 a Id(Procesos deconmutación)Para el proceso de conmutación de 0a Id, se cumple:

La forma de onda de vd e is semuestran en la fig.4.09b).De estafigura se obtiene el valor del voltajepromedio como:

Una consecuencia lógica de lainductancia en la fuente, es laregulación del voltaje por la carga.

Fig 4.09 Rectificador semipuentecon inductancia de conmutación

a)Circuito(1)

b)Forma de onda de vd e is

(4.12))mV

dIcX(1cosµ

cwL

µα

α

VdI

0sdi

αcosα

sen(wt)m

−−−=

∫+

=∫

[ ]

(4.13)mV

dIcX

π

mVdv

)π

mVdv

π

µαmV

π

1dv

cosα1

µcos(α1

t)sen(wt)d(w

∫

−>=<

>=<

+>=<

+

++

4.9 RECTIFICADOR CONTROLADO SEMIPUENTE CON INDUCTAN CIADE CONMUTACION Y CARGA ALTAMENTE INDUCTIVA(1)


+= 0wtαwt =

.

El circuito de control debeproveer una característicade control lineal , para quela respuesta del control nodependa del punto deoperación del convertidor.El pulso de disparo de lostiristores se obtiene, decomparar una señal devoltaje adecuada,con unvoltaje de control.Para el rectificador mediaonda y el semipuente, enlos que el voltaje de salidaes proporcional a 1+cosα,(ec.4.01 y 4.09) el pulso seobtiene de comparar elvoltaje de control(Vα) con laseñal 1+cos(wt) (fig. 4.10b).Para el circuito monofásicopuente y el trifásico de 6pulsos ,en los que el voltajede salida es proporcional acosα, (ec.4.03 y 4.16),laseñal de comparación debeser cos(wt).Algunos circuitos de controlcomparan, el voltaje decontrol con una señalrampa(VST), que inicia en elcruce del voltaje por cero,(fig.4.10a) y la característicade control no es lineal.

Fig 4.10 Tipos de control de convertidoresCA/CD

b)Control cosenoidal con offset(1)

4.10 CIRCUITOS DE CONTROL PARA RECTIFICADORES MONOF ASICOS4.10.1 INTRODUCCION

a)Control rampa


.

El ángulo de disparo α tiene comoreferencia, el ángulo en el cualconduce el rectificador controlado, sise sustituyen los SCR por díodos.Para los rectificadores monofásicosα=0 ocurre en wt=0 y α puede variarteóricamente entre 0 y π.

El control tipo rampa obtiene el pulsode disparo, de la comparación de unvoltaje diente de sierra (vst=Kt) conun voltaje continuo de control (Vc)de magnitud variable (fig. 4.11a)

El voltaje diente de sierra debe iniciaren wt=0 (para obtener el pulso dedisparo en α=0, al compararlo conVcontrol=0) y debe terminar con unaamplitud VST max en wt=π. Para que elvoltaje diente de sierra inicie enwt=0, el generador diente de sierrase debe activar mediante un detectorde cruce por 0, del voltaje de lafuente reducido (voltaje desincronización). Este se obtienemediante un transformador o undivisor de voltaje.El ángulo de disparo (α)se obtiene de

Este tipo de control produce unafunción de transferencia no líneal

Fig 4.11 Control tipo rampa

b)Forma de onda de la rampa y los pulsos(3)

4.10.2 CONTROL TIPO RAMPA(3)

a)Circuito(39

....(4.14)..........maxV

controlV180α

ST

°=


. Fig 4.11Control cosenoidal

4.10.3 CONTROL COSENOIDAL CON OFFSET

La figura 4.11 muestrael diagrama debloques, del circuito decontrol tipo cosenoidal,de un rectificadormonofásico semipuentede onda completaSe deriva de la red depotencia un voltajereducido(Vm) medianteun transformador o undivisor de voltaje(monitoreo de fase dealimentación).Se integra la señal(desfasador de 90°) yse le adiciona un off-setigual al valor máximode la onda alternaderivada(Vm). A éstaseñal se le adiciona laseñal invertida de ellamisma, y se obtiene laseñal total (fig.4.11b)que se debecomparar con el voltajede control ,el cual debevariar entre 0 y 2Vm.Delcomparador se obtieneun pulso en α y otro enπ+α.Estos pulsos seaislan mediante unoptoacoplador y seenvían a la compuertade los SCR del semipuente


b)Señal de entrada al comparador


. Fig 4.12Control cosenoidal

4.10.4 CONTROL COSENOIDAL PURO

La figura 4.12 muestra eldiagrama de bloques delcircuito de control tipocosenoidal, de unrectificador monofásico deonda completa tipo puente.Se deriva de la red depotencia un voltajereducido(Vm) mediante untransformador o un divisorde voltaje (monitoreo defase de alimentación).Se integra la señal(desfasador de 90°) de laonda alterna derivada(Vm).A esta señal se leadiciona la señal invertidade ella misma, y se obtienela señal total (fig 4.12b)quese debe comparar con elvoltaje de control ,el cualdebe variar entre –Vm yVm.Del comparador seobtiene un pulso en α yotro en π+α.Estos pulsosse aislan mediante unoptoacoplador y se envíana la compuerta de los SCRdel puente


b)Señal de entrada al comparador


.Fig 4.13 Control de lazo cerrado

4.10.5 CONTROL DE LAZO CERRADO PARARECTIFICADORES MONOFASICOS TIPO PUENTE(2)

a)Control cosenoidal(2)

En el control cosenoidal , elángulo de disparo(α),sepuede determinar gráficamente como la intersecciónde la onda 2Vmcos(wt)/π(vint),con el valor promediodel voltaje de salida(<vd>)(fig.4.13 a).

Si el voltaje de salidadesciende, el ángulo dedisparo aumenta y viceversa.

Lo anterior se puede utilizar,para implementar un controlde lazo cerrado de tipoproporcional, cuyo diagramade bloques se muestra en lafig.4.13 b)

Se compara la onda2Vmcos(wt)/π con un voltajede control dado por k(Vref-<vd>).k es la ganancia deretroalimentación, la cual nopuede ser muy grande paraque el circuito no oscile alocurrir cambios en la carga.

El voltaje promedio seobtiene haciendo pasar lasalida del rectificador, através de un filtro pasa-bajo.

b)Diagrama de bloques(2)


.

4.11 RECTIFICADOR TRIFASICO CONTROLADO DE SEIS PULSOS4.11.1 VOLTAJE DE SALIDA

a)Circuito

Se asume una carga altamenteinductiva(L/R≥10T/6) para que Id seaconstante. Se define un sistematrifásico de secuencia a-b-c.

Sí se sustituyen los SCR pordíodos(rectificador trifásico nocontrolado) ocurre la conducción paraα=0(referencia para medir el ángulode disparo).En el dominio del ángulo,para el disparo de Q1, α=0corresponde a wt=60°. Q 1 y Q4

conducen paraEl voltaje en la carga es:

)(4.15)(wtsenmV3abV

)270(wtsenmVcnV

);150(wtsenmVbnV);30(wtsenmVanV

=

°−=

°−=°−=

(4.16)αcosmVπ

33dV

π/3

α32π

α3π

(wt)(wt)dsenabV

Vd

>=<

∫

+

+>=<

El voltaje de salida (vd) consiste de unvalor promedio(<vd>), y de un rizado

alterno de 6 veces la frecuencia de lafuente.Las componentes armónicas seobtienen del análisis de Fourier

c)Tabla de conducción

Fig 4.14.Rectificador trifásico controlado

b)Forma de onda de vd(1)


°+<<+° 120αwtα60

.

Se asume una carga altamenteinductiva(L/R≥10T/6), para que Idsea constante. Se define un sistematrifásico de secuencia a-b-c.

En la fig 4.10 se muestran lascorrientes de línea de la fuente (is)para diferentes α.En la fase a, is espositiva para ynegativa para .El valor eficaz Is es:

De 4.08

(4.19)

4.11 RECTIFICADOR TRIFASICO CONTROLADO DE SEIS PULS OS4.11.2 CORRIENTES DE LA FUENTE Y FACTOR DE POTENCI A(3)

(4.17)sIan3Vd

Id

VpF

entradadeaparentePotenciasalidadeactivaPotencia

pF

><=

=

Fig 4.15 Corriente de línea del Rectificador de 6 pulsos

a) Corrientes de línea fase a(3)

)18.4(3

2d

I360

1202d

I2

sI =

×=

cosαVπ

33dV m>=<

αcos0.956

32

2d

IV3

/πd

IcosαV33

sIan3Vd

Id

VpK

m

m =××

=><

=

°+α<<°+α 180wt60

°+α<<°+α 360wt240


.

El ángulo de disparo α tiene comoreferencia al ángulo que conduce elrectificador controlado, si sesustituyen los SCR por díodos. Paralos rectificadores trifásicos α=0ocurre en wt=60°para Q1, y α puedevariar entre 0 y π.

Cada SCR tiene un circuito decontrol independiente.La señal desincronización(α=0,wt=60°) para Q 1

es Vac(atrasa a Vab en 60°).Para Q 6

es Vbc,para Q3 Vba;para Q2

Vca;para Q5 Vcb y para Q4 es Vab.

Las señales de sincronización seobtienen de un grupo de trestransformadores, conectados endelta(primario) estrella(secundario).Elvoltaje del primario es el de la fuentede potencia, y el secundario unvoltaje reducido por ejemplo 8 V

Cada voltaje de sincronizaciónalimenta un circuito de control tiporampa, para activar cada uno de los6 SCR

Si se utiliza para el control un PIC, seutiliza un solo transformador y uncircuito rampa para el pulso de Q1 ,ylos otros se programan 60°atrasados(Q6,Q3,Q2,Q5,Q4)Fig 4.16 Control rampa para

rectificador trifásico

4.11.3 CONTROL RAMPA PARA RECTIFICADORESTRIFASICOS (6) (7)

a)Circuito de voltajes de sincronización

b)Circuito de control rampa para cada SCR(3)


BIBLIOGRAFIA

1) Kassakian Verghese PRINCIPLES OF POWER ELECTRONICS1995 Editorial Addison Wesley

2)P T. Krein ELEMENTS OF POWER ELECTRONICS 1998 EditorialOxford University Press

3)Mohan N;Undeland T.M.;Robbins W.P. POWER ELECTRONICS 2003Editorial John Wiley & sons Inc

4)Rashid M. H. POWER ELECTRONICS:CIRCUITS,DEVICES,ANDAPPLICATIONS 1993.Editorial Prentice-Hall

5)RashidM.H.(editor) POWER ELECTRONIC HANDBOOK1993.www.rapidshare.com/filea/97921259.septiembre 24 2008

6) INDIAN INSTITUTE OF TECHNOLOGY POWER ELECRONICpdf.www.onlinefreebooks.net.Julio 13 2008

7)S.B. Dewan;G.R. Slemon;A. Straughen.POWER SEMICONDUCTORDRIVES.1984 Editorial John Wiley@sons .

8)JaiP. Agrawal POWER ELECTRONIC SYSTEMS Theory anddesign.2001 Editorial Prentice –Hall


ACTIVIDADES

TEORIA1)Dibujar la característica de control (variable controlada vs variable decontrol) del rectificador controlado de media onda. ¿Por qué no eslíneal? ¿Cómo se linealiza?2)Dibujar la forma de onda del voltaje de salida del rectificadorsemipuente con carga altamente inductiva.3)Describir la operación del convertidor CA/CD controlado de ondacompleta, como rectificador y como inversor4)¿Cómo se podría apagar un rectificador monofásico onda completacon carga altamente inductiva? Hacer un análisis comparativo entre los2 métodos posibles.5)¿Cómo se podría operar un rectificador onda completa, como inversoren regimen permanente?6)Hacer un análisis comparativo entre un rectificador semipuente y unotipo puente.7)¿Cuál es la condición limitante sobre el ángulo de disparo de unrectificador onda completa?8)¿Cómo afecta al factor de potencia de la fuente la presencia de uninductor en la fuente de un rectificador tipo puente?¿Lo mejora o loempeora?9)¿Por qué el rectificador semipuente no puede trabajar como inversor?10)Hacer un análisis comparativo entre un rectificador semipuente y unopuente. Considere los siguientes aspectos: Costos, aspectos técnicos,y condiciones de aplicación.11)¿Cuál es la función del circuito de control?¿Como se logra el objetivodel circuito de control?¿Cuantos tipos de control se conocen?.12)Explicar utilizando un diagrama de bloques ,el circuito de control tiporampa.13)Explicar utilizando un diagrama de bloques, el circuito de controlcosenoidal con offset.14) Explicar utilizando un diagrama de bloques, el circuito de controlcosenoidal puro.15)Explicar utilizando un diagrama de bloques ,un circuito de control delazo cerrado para un rectificador monofásico de onda completa.


ACTIVIDADES

TEORIA16)Deducir la tabla de conducción del rectificador trifásico de 6 pulsos(fig4.14c)17)Hacer un diagrama de bloques ,indicando la función de cadabloque,del circuito de control del rectificador trifásico de 6 pulsos.


1)Para el rectificador controlado condíodo de rueda libre de la figura sepide :a)Deducir y graficar el voltajepromedio de salida (<vd>) en funcióndel ángulo de disparo(α).b)Analizar si es posible el trabajocomo inversor.

2)Se sustituye en el circuito anterior eldíodo de rueda libre por un SCR.Las formas de onda de las corrientesde compuerta se muestran en lafigura adjunta.Se pide:a)Deducir y graficar la característicade control: vd , en función del ángulode disparo.b)Analizar si es posible el trabajocomo inversor.

3)Para el rectificador de ondacompleta tipo semipuente, con cargaresistiva (fig. 4.02) con N=10,Vs=170V y f=60hz.se pide:a)Dibujar la forma de onda decorriente en la fuente.b)Deducir el factor de potencia en undevanado secundario.c)Deducir el factor de potencia en lafuente.

160

PROBLEMAS

Problema 1

Problema 2

INGENIERO GERMAN GALLEGO. ELECTRONICA DE POTENCIA I. UNIDAD IV. UFPS

4)Para el convertidorcontrolado de media ondade la figura,los SCR soncomplementarios , se pidededucir y dibujar las curvasde regulación(vd=f(Xc,Id)),para diferentes α,5)Para el rectificadormonofásico tipo puente concarga con f.e.m.(fig.4.04),se pide dibujar la forma deonda de vd ,para L<Lcritica

6)Las baterías de ácido-plomo presentan ciertaresistencia interna .Porejemplo si se cortocircuitauna batería de 12V, circulauna corriente de 240 A ypor lo tanto la resistenciainterna es de 50 mΩ.Se utiliza un convertidormonofásico tipo puentecontrolado, con L>>Lcritica

como cargador de baterías(Problema 5).La batería semodela por una fuente idealde 72V, en serie con unaresistencia de 0.24Ω.Sepide deducir y graficar ID enfunción de α

161

PROBLEMAS

Problema 4

Problema 5


8)El rectificador semipuentetrifásico de la figura adjunta,alimenta una cargaaltamente inductiva.Se pidea)Determinar el valor delvoltaje promedio de salida.b)Determinar el THD de lacorriente de la fuente..Describir la función de D1

162

PROBLEMAS

Problema 8


7)Dada la capacidad deAmperio-hora de una batería,por ejemplo 400 A-H, se pidediseñar un cargador paraestas baterías ,teniendo encuenta:a)Característica decorriente y voltaje durante lacarga.b) THD de la corriente

Electronica de Potencia

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