compontes electronica de potencia

Capítulo 1

Componentes Empleados En Electrónica de Potencia

Capítulo 1Componentes Empleados En Electrónica de Potencia

1.1 - El Diodo

Fig. 1.1

CARACTERÍSTICA ESTÁTICA DE UN DIODO IDEAL

Para voltajes VF > 0, presenta resistencia nula

Para voltajes VF < 0, presenta resistencia infinita

No presentando ninguna pérdida cuando es polarizadodirectamente y cuando es polarizado en forma inversaes capaz de bloquear un voltaje infinito.

CARACTERÍSTICA ESTÁTICA DE UN DIODO REAL

Presenta una fuerza-electromotriz Vto asociado a unaresistencia cuando esta polarizado directamente.

Y cuando es polarizado inversamente, tiene un voltajemáximo inverso (VBR), voltajes superiores destruyen elcomponente.

IDEAL REAL

vF+A

-

Fi

K

+ -vF

RiFF

vto

vF

iF

vF

iF

vTo

vBR

1/RF

iR

Prof. Domingo Ruiz Caballero Dr.Ing.


1.1 - El Diodo

Fig. 1.2 -Donde: C - representa la capacitancia de juntura

QRR – es la carga almacenada en Ccuando D esta en conducción.

Lp - Inductancia parásita

CARACTERÍSTICAS DINÁMICAS DE LOS DIODOS (Conmutación)De conducción a bloqueo:

Primera Etapa.En t=to S es cerrado, la corriente iF comienza a decrecer. Suvelocidad de decrecimiento depende de ‘E’ y ‘Lp’ según larelación

Ya que : IF = I-ILp

Segunda Etapa.Justo después que la corriente en el diodo se anula, ocurre ladescarga del condensador ‘C’. En este intervalo la corriente iDcircula negativamente (corriente inversa). Una vez que QRR esevacuada, el diodo se bloquea.

PÉRDIDAS EN CONDUCCIÓN

El diodo en conducción tiene pérdidas asociadas a la fuerza-electromotriz (VTo) y a su resistencia interna, por lotanto la potencia perdida es representada por la siguiente expresión:

Siendo una expresión genérica, empleada para cualquier forma de onda.

2eftotalFmedTO IRI.VP

p

FL

Edt

di


pL

D I+

-

E

z

+

-S

Fi

QRR

Primera Etapa

Lpi

pL

D+

-

E

z

+

-S

RMiVD

SiC

Segunda Etapa

I

Lpi


1.1 - El Diodo

La inductancia parásita, Lp , conjuntamente con la recuperación provoca una sobretensión que puede ser destructivapara el diodo, la figura siguiente muestra las formas de onda aproximadas del proceso.

Los valores de tRR y de IRM pueden ser obtenidos con el empleo de las siguientes formulas empíricas:

y

Donde el valor de QRR es dado por el fabricante del diodo. El valor de depende del circuito y es establecidopor el proyectista del circuito. Observando la expresiones, tanto el tiempo de recuperación del diodo (tRR) como el picode corriente inversa (IRM) dependen de QRR, cuanto menor sea QRR más rápido será el diodo.

dtdiF

dtdiQ3t

FRR

RRdt

diQ34I F

RRRM

t rr

I RM

I

0t

t R t Ri

V =RM

VF

Vpico

dtdi F

t 0 QRRE

t

t

t1

2

3

PrimeraEtapa

SegundaEtapa

Fig. 1.3


Donde:tRR es el tiempo total derecuperación del diodo.y,IRM es la corriente inversamáxima del diodo.


1.1 - El Diodo

Los diodos en cuanto a su velocidad de recuperación, son clasificados en diodos rápidos y lentos. Los diodosrápidos presentan tRR menores que 200nSeg. Los diodos comunes, empleados en rectificadores de baja frecuenciapresentan tRR superiores a 1uSeg.

Desde Bloqueo a Conducción: Sea el circuito representadopor la figura 1.4:

En el momento que el interruptor S se cierra, se observa la existencia de un retardo para que el diodo entre enconducción, conocido como tiempo de entrada en conducción (tRF) y puede variar de 0.1 a 1.5useg.La existencia de una variación de la resistencia del diodo explica el atraso y la sobre tensión (en algunos casospuede alcanzar valores próximos a 40V), este fenómeno se observa en circuitos atacados por corriente es decirfuente de corriente o de altas tensiones donde la variación de corriente es muy rápida.Como se vio en el bloqueo, el empleo de diodos rápidos reduce el valor de VFp y del tiempo de entrada enconducción tRF.

DV

R1

S

F

300V

+

_iF

Lp t

t

i

V (t)F

VFp

t

R

F

D

dtdiF

VF

tRFFig. 1.5Fig.1.4



1.1 - El Diodo

PÉRDIDAS EN LA CONMUTACIÓN

Las pérdidas en los diodos en la entrada en conducción son representadas por la siguiente expresión:

Donde VFp = Voltaje directo peakVF= Voltaje directo en régimentRF=Tiempo de entrada en conducción

Para frecuencias de trabajo inferiores a 40Khz estas pérdidas pueden ser ignoradas .

Las pérdidas que ocurren en el bloqueo son calculadas del siguiente modo:

Siendo F la frecuencia de conmutación y E el voltaje aplicado al diodo inmediatamente después del Bloqueo.

Por lo tanto las pérdidas totales son:

FtIVV21P rfDFFp1

FEQP RR2

FEQtIVV21P RRRfDFFpTot



1.2 - El Tiristor

IDEAL REAL

vAK+A

_

Fi

KG

A K+ -EO

RiTO

A K

vAK

iT

1

Disparo3

2

iT

vTo

vRM

AKmax1

3

2

v

CARACTERÍSTICA ESTÁTICA DE UN TIRISTOR IDEAL

El tiristor bloquea los voltajes positivos como losnegativos. (Rectas 1 y 2 en la figura)

Con corriente de gate, asume las características de undiodo. (Rectas 1 y 3 en la figura)Por esto también es denominado diodo controlado o

SCR - Silicon Controlled Rectifier.

CARACTERÍSTICA ESTÁTICA DE UN TIRISTOR REAL

Al igual que el diodo real, el tiristor tiene modificacionessustanciales en relación a la característica idealobservándose que los voltajes máximos que el tiristorconsigue bloquear, tanto directa como inversamente,son limitados. (VAKmax y VRM respectivamente)

Las demás no idealidades mencionadas para el diodoson también válidas para el tiristor. Como son la fuerza-electromotriz en serie con una resistencia.

Fig. 1.6



1.2 - El Tiristor

PÉRDIDAS EN CONDUCCIÓN

La potencia media disipada por el tiristor en conducción es representada por la expresión siguiente:

Donde ITmed e ITeftotal son los valores medio y eficaz de la corriente que el tiristor conduce.

2eftotaloTTo IRIVP

med

CARACTERÍSTICAS DINÁMICAS DE LOS TIRISTORES (Conmutación)Bloqueo a Conducción:Inicialmente es estudiado el comportamiento en el disparo. En el instante ‘t0’ el interruptor S es cerrado, lo que dapartida a todo un proceso de inicio de conducción, donde las formas de onda son mostradas por la figura 1.8.

Donde tc - tiempo de cierretd - tiempo de retardotr - tiempo de caída de la tensión

Ánodo-Cátodo

VT

+

_

E

RL

Rg

S

ig

Vg

t

t

v g

i

V T

10% de I g

t

0

10% de E

d

90% de E

0

0

tt t

g

C

RFig. 1.8Fig. 1.7



1.2 - El Tiristor

El tiempo de retardo (td) depende:A) De la amplitud de la corriente de gate.B) De la velocidad de crecimiento de la corriente de Gate

El tiempo tR es independiente de la corriente de Gate.En general el valor de tC es superior a 1uSeg e inferior a 5 uSeg. La figura muestra dos corrientes de Gate conformas diferentes.

Se tiene que :

La curva 2 - nos da un disparo rápido yla curva 1 - un disparo lento.

I g

0 t

2

1

Fig. 1.9



1.1 - El Tiristor

t inv

1V

I T

0t

t q

VT

dtdi L

t 0 Q RR

E

tt

t1

2

3

2

S es abierto

2 V

V +VTL

BLOQUEO DE UN TIRISTOR

Sea la estructura mostrada en la Fig. 1.10. Inicialmenteel interruptor S se encuentra abierto, y el tiristor T seencuentra en conducción.Para iniciar el bloqueo de T el interruptor S es cerrado.Donde los fenómenos asociados al bloqueo sonsemejantes al descrito para el diodo, las formas deonda son mostradas por la Fig. 1.11.El tiempo tq es especificado por el fabricante del tiristory es denominado tiempo mínimo de aplicación devoltaje inverso. Si este tiempo no se cumple el tiristorcontinua conduciendo.Cuando se trata de conmutación forzada, el tiempo tqes un dato fundamental cuanto menor es, mejor es eltiristor, ya que podrá operar a frecuencias máselevadas.Para tiristores rápidos se tiene 10uSeg<tq<200uSeg.Obs: El tiristor no puede ser bloqueado por gatillo(gate).

T

1

L+

_

E

R

E 2

G

S

iT

_

+

CircuitoAuxiliar de Apagado

Fig.1.10

Fig. 1.11



1.3 - El Transistor Bipolar de Potencia

El transistor bipolar de potencia es un semiconductor con estructura NPN.Por razones tecnológicas los PNP no son producidos.Los transistores son unidireccionales en tensión y corriente.

CARACTERISTICA ESTÁTICA DEL TRANSISTOR DE POTENCIA

Es normalmente empleado en corte y saturación. Por este motivo esimportante el comportamiento de la transición del estado de saturación alestado de corte y viceversa, siendo caracterizado en estos casos por lostiempos de conmutación, cuanto menor son estos tiempos mejor es eltransistor.

TRANSISTOR EN CORTE (Región 4)

En este estado el transistor es caracterizado solamente por soportarpolaridad de voltaje positiva.

VCE>0

Este valor también no puede ser muy grande como para dañar elcomponente, este valor máximo es dado por el fabricante, VCEmax.(Catálogo)

COLECTOR

EMISOR

BASE+

-

VCE

bi

i c

Fig. 1.12




TRANSISTOR EN CONDUCCIÓN (Región 1)También conocida como región activa o lineal (IC= IB) en estaregión el transistor es empleado en amplificadores y reguladoreslineales de tensión.No presenta interés en electrónica de potencia debido a la altadisipación de calor (pérdidas) que se da en esta región.

TRANSISTOR EN CUASI-SATURACIÓN (Región 2)Es la región preferida en electrónica de potencia. El voltaje VCE esbajo, definiéndose en esta región la ganancia forzada F, por larelación F=Ic/Ib.

TRANSISTOR EN SATURACIÓN (Región 3)Es la región donde para un ‘Ic’ dado, un aumento de ‘Ib’ no produceuna reducción de VCE. Si se desea frecuencias de trabajo altas estaregión debe ser evitada, debido a que provoca un aumento en eltiempo de almacenaje (ts), es decir, aumenta los tiempos deconmutación del transistor. En conducción es caracterizado por lossiguientes parámetros:A) VCEsat - Para Ic<ICsat e Ib>Ibsat, el fabricante asegura queVCE<VCEsat , dado por el catalogo del fabricante.

B) F - Ganancia forzada definida por F=Icsat/Ibsat (5< F<10)

C) Corriente máxima de colector: el transistor bipolar soporta estacorriente si todas las otras restricciones son respetadas.

VCE

I

VCEsat

C

1

2

3

4

Ib

Fig. 1.13




CONMUTACIÓN DEL TRANSISTOR CON CARGA INDUCTIVA

A) Conmutación de bloqueado a conducción

Esta conmutación se da en 4 etapas:1era Etapa: Transistor BloqueadoEn esta etapa la corriente de carga es igual a ‘ID’, la corriente ‘IC’ enel transistor es nula. Sea VD= 0 entonces VCE=VCC.

2da Etapa: Crecimiento de la corriente iCDurante la conmutación la corriente iL se mantiene constante. Así:

IC = iL - IDy

VCE = VCC

Mientras la corriente de carga es conmutada del diodo para eltransistor, el voltaje VCE se mantiene constante. La presenciasimultanea de voltaje y corriente en el transistor provoca pérdidas deconmutación.

3era Etapa: Recuperación del diodoCuando ‘IC’ se iguala a ‘IL’ el diodo D comienza a recuperarse conuna corriente inversa ‘IR’.

ID = - IRAsí:

IC = IL + IRDurante la recuperación del diodo VCE se mantiene igual a VCC.

V

ib2

VCE

CC

I

+

-

IL D

+-VBE

Vb2 a) PRIMERA ETAPA

= VCC

V

ib1

VCE

CC

I

+

-

IL D

+-VBE

Vb1 b) SEGUNDA ETAPA

I C

= VCC

V

ib1

VCE

CC

I

+

-

IL D

+-VBE

Vb1 c) TERCERA ETAPA

ic

= VCC

V

ib1

VCE

CC

+

-

IL

+-VBE

Vb1d) CUARTA ETAPA

ic

DCL

> VCEsat

Fig. 1.14




4ta Etapa: Decrecimiento de VCE

En esta etapa la tensión colector-emisor cae hasta su valorde saturación. Este cambio se realiza con corriente decolector con valor igual a la corriente de carga, por lo tantoes disipativa.

5ta Etapa: Transistor en conducción

Después de la conmutación el transistor habrá asumido todala corriente de carga así:

Ic = ILVCE = VCEsat

ID = 0

De la Fig. 1.15 se tiene que el tiempo de conmutación debloqueado a conducción es:

tF = tFV + tRi

Donde tRi = Tiempo de crecimiento de la corrientetfV = Tiempo de decrecimiento del voltaje

Se recomienda el empleo de diodos rápidos, con esto lacorriente de pico en el transistor es reducida, comoconsecuencia hay una reducción de la potencia perdida en laconmutación.

Ib

t0

t0

t0

t0

t0

Vb2

Vb1

IC IRMIR

IL

Ib1

VCEsat

tRi

1 2 3 4

P

VB

VCE

t fv

tR

5

Vcc

Fig. 1.15Prof. Domingo Ruiz Caballero Dr.Ing.



B) Conmutación de conducción a bloqueado

1era Etapa: Transistor saturado y en conducciónÍdem al de la conmutación anterior.

2da Etapa: Tiempo de descargaDurante esta etapa se da la descarga (parte del tiempo dealmacenaje) de la capacitancia intrínseca entre base y emisor CBLa corriente ‘IC’ y el voltaje VCE durante este intervalo no sonmodificados.

3era Etapa: Crecimiento del voltaje VCEMientras VCE<VCC el diodo D se mantiene polarizado inversamentey no entra en conducción. Así:

VCE < VCCIC = IL

Durante esta etapa ocurre la fase más crítica de la conmutación,ya que el transistor conduce toda la corriente de carga mientras elvoltaje VCE crece.

4ta Etapa: Decrecimiento de la corriente de colector

Durante esta etapa, la corriente es conmutada del transistor parael diodo. VCE = VCC

Ic = IL - ID con IL = constanteLa corriente ‘IC’ decrece mientras VCE se mantiene en su valormáximo igual a VCC normalmente tRV << tFi y puede ser ignorado.

V

ib2

V = VCE

CC

I

+

-

IL D

+-VBE

Vb2 d) CUARTA ETAPA

IcCC

V

ib2

V < VCE

CC

+

-

IL DCL

Vb2 c) TERCERA ETAPA

ic

CC

V

ib1

VCE

CC

+

-

IL

+-VBE

Vb1 a) PRIMERA ETAPA

ic

DCL

= VCEsat

V

ib2

VCE

CC

+

-

IL

CBEVb2 b) SEGUNDA ETAPA

ic

DCL

= VCEsat

Fig. 1.16


Ib

t0

t0

t

t0

t0

ICtfi

1 2 3 4

P

VBE

VCE

tRv

tf

VCC

VCEsat

PÉRDIDAS EN LA CONMUTACIÓN

a) Entrada en conducción:Ignorando la corriente de recuperación del diodo laenergía perdida durante la entrada en conducción esobtenida con la relación siguiente:

Eec = 0.5 * IC * VCE* tRPor lo tanto Pec = 0.5*IC*VCE*tR*F

Donde tR = tRi + tfv

b) Bloqueo:Las pérdidas en el bloqueo son dadas por:

Ebl = 0.5* IC* VCE* tfLuego Pbl = 0.5* IC *VCE * tf * F

Donde tf = tRV + tfi

c) Pérdidas totales:Las pérdidas totales son dadas por la suma, por lo tanto:

Ptot = 0.5* VCE* IC *F *( tR+tf )



Fig. 1.17Prof. Domingo Ruiz Caballero Dr.Ing.



PÉRDIDAS DE CONDUCCIÓN

Las pérdidas de conducción son calculadas en el modo descrito a seguir:

Así

Donde IC = Corriente de colector media

VCEsat = Voltaje colector-emisor de saturación

IB = Corriente de base media

VBEsat = Voltaje base emisor con el transistor saturado

ton = tiempo de conducción del transistor

F = Frecuencia

TtVIVIP on

BEbCECCond satsat

FtVIVIP onBEbCECCond satsat



1.4 - El Transistor MOSFET

Es un interruptor con las siguientes características básicas,entendidas como ventajas en relación al bipolar:

A) Tiempos de conmutación extremadamente cortos.B) Alta impedancia de entrada, entre Gate y Source. De este modo

la potencia consumida y la complejidad del circuito de comandoes baja.

C) Comparado con el bipolar, tiene una mayor área de operaciónSegura (SOA - Safe Operating Area).

D) Fácil de ser asociado en paralelo debido a que la resistencia deconducción tiene coeficiente positivo de temperatura.El símbolo del MOSFET canal N esta representado por la figuraal lado.

Gate

Source

Dreno

iD

+

-

Vds

DondeDi = Diodo intrínseco

Fig. 1.18




CARACTERISTICA ESTÁTICA DEL MOSFET

La figura muestra la característica, donde pueden serobservadas tres regiones distintas :

A) Región de resistencia constanteB) Región de corriente constante.

C) Región de corteEl MOSFET conduciendo es caracterizado por los siguientesparámetros.a) RDSon - Saturado el MOSFET se comporta como unaresistencia, que es un hecho importante ya que con esto sedeterminan las pérdidas en conducción o la máxima ID.RDSon aumenta con la temperatura con un coeficiente igual0.7% para cada grado Celsius aproximadamente, para Tjmayor que 25 oC.b) ID - Máxima corriente continua que el componente puedeconducir.c) IDM - Máxima corriente pulsada de dreno que el MOSFET

puede conducir.d) Vgs - Máximo voltaje entre gate source que puede seraplicado (positivo o negativo).e) Vgsth - Voltaje gate source necesario para iniciar la

conducción, aproximadamente (~4V)f) VDSon = RDSon * ID - Voltaje dreno-source con el MOSFETconduciendo.

VDS

ID

A

VGS

B

~ 4V

~ 20V

C

Fig. 1.19




CARACTERISTICA DINÁMICA DEL MOSFET

La figura 1.20 presenta las capacitancias entre losterminales del MOSFET donde :

CISS = CGD +CGS = capacitancia de entradaCOSS = CGD +CDS = capacitancia de salidaCRSS = CGD = capacitancia de transferencia.

Los valores de las capacitancias son dadas por losfabricantes y varían con VDS pero no con la temperatura.CISS es un parámetro importante en el comando y en lostiempos de conmutación, este condensador debe sercargado y descargado por el circuito de comando de gate ylos tiempos de conmutación dependen de estos tiempos.Sin embargo es COSS la que más influye en las pérdidas deconmutación.El MOSFET no tiene tiempo de almacenaje, (en realidad esdespreciable si se compara con las frecuencias de trabajodel bipolar, siendo el tiempo de carga y descarga de CBE),que es el mayor tiempo que el bipolar tiene en laconmutación.

Gate

Source

Dreno

C

C

C

DS

GS

GD

Fig. 1.20




CONMUTACIÓN INDUCTIVA

Se admite que los principales mecanismos de pérdidas en lasconmutaciones del MOSFET se resumen en:a) Recuperación inversa del diodo Db, cuando el MOSFET esaccionado.b) La descarga del condensador parásito CDS cuando entra enconducción el MOSFET.c) Pérdida en bloqueo debido a CDS.

a) Entrada en conducción:

1era Etapa: Transferencia de energíaInicialmente el MOSFET se encuentra bloqueado y la corriente circula através del diodo Db y la fuente Vout.

2da Etapa: Crecimiento de la corriente IDEl transistor es comandado a conducir en t= to. Luego cuando el voltajede gatillo alcanza VTH, la corriente de dreno comienza a crecer mientrasla corriente por ‘Db’ comienza a disminuir. Esta etapa termina cuando lacorriente de dreno llega al valor ILM.

3era Etapa: Comienzo de recuperación inversa del diodoEn esta etapa la corriente en Db tiene crecimiento negativo. Note queesta corriente se suma a la del transistor ocasionando más pérdidas,esta etapa termina cuando la corriente inversa del diodo comienza adecrecer negativamente.

ILMRG

v (t)G

+

_

D

Vout

Db

S

G

a) Primera etapa

CDS

VDS = Vout

+

ILMRG

v (t)G

+

_

D

Vout

Db

S

G

b) Segunda etapaVDS = Vout

+CDS

ILMRG

v (t)G

+

_

D

Vout

Db

S

G

c) Tercera etapaVDS = Vout

+CDS

Fig. 1.21




4ta Etapa: Termino de recuperación inversa del diodoEn la cuarta etapa la corriente inversa del diodo comienza a decrecernegativamente hasta anularse, ID aún es la suma de ILM y lacorriente inversa, VDS cae aproximadamente 10 % del valor máximo.Se tiene que cuanto menor es la resistencia de gate (RG) menor eseste intervalo.

5ta Etapa: Decrecimiento de la tensión VDS

En esta etapa la corriente en Db es cero. La corriente de colector esigual a la de la fuente, VDS continua decreciendo (descarga de CDS)hasta llegar al valor de saturación.


ILMRG

v (t)G

+

_

D

Vout

Db

S

G

e) Quinta etapaVDS < 90% Vout

+CDS

ILMRG

v (t)G

+

_

D

Vout

Db

S

G

c) Cuarta etapa

+CDS

< VDS < Vout90% Vout

b) Bloqueo:

1era Etapa: Transistor conduciendoInicialmente el MOSFET se encuentra conduciendo la corriente de fuenteILM.

2da Etapa: Crecimiento de la Tensión VDS

El transistor es comandado a bloquearse, la corriente de dreno semantiene constante mientras el voltaje VDS comienza a crecer.

3era Etapa: Decrecimiento de la corriente de drenoEn esta etapa el voltaje VDS se hace igual a la tensión de fuente lo quehace que la corriente en Db comience a crecer en desmedro de lacorriente de dreno.

4ta Etapa: Transferencia de energíaEn la cuarta etapa el diodo DB asume la corriente de la fuente por lotanto, la corriente de dreno es cero.

ILMRG

v (t)G

+

_

D

Vout

Db

S

G

c) Tercera etapaV =VDS out

I <ID LM

+

ILMRG

v (t)G

+

_

D

Vout

Db

S

G

b) Segunda etapaV >0DS

+

ILMRG

v (t)G

+

_

D

Vout

Db

S

G

a) Primera etapa

Fig. 1.22



ILMRG

v (t)G

+

_

D

Vout

Db

S

G

d) Cuarta etapaV =VDS out

+




PÉRDIDAS DE CONMUTACIÓN EN EL MOSFET.

- Pérdidas de Entrada en Conduccióna) Debidas a la recuperación del diodo

La figura 1.23 muestra las curvas de corriente de dreno y de la tensiónVDS durante la entrada en conducción. Se observa que el transistor essometido simultáneamente a un aumento lineal de corriente de drenomientras la tensión continúa alta.Las curvas mostradas por la figura son una buena aproximación de lasreales, por lo tanto empíricamente se obtiene la siguiente expresión depérdidas de entrada en conducción.

Aproximando ta = tRI, tiempo de crecimiento de la corrientee Tb =10% de tFV, tiempo de caída de tensión, datos de catalogo.b) Debidas a la capacitancia dreno-source( CDS )La capacitancia CDS es responsable por una parte de potencia disipadadurante la entrada en conducción. Mientras el MOSFET esta abierto,CDS esta cargado a un voltaje Vout. En el inicio de la conducción delMOSFET, durante el intervalo tFV, el voltaje en sus terminales decrecede Vout a cero, descargando el capacitor CDS. Esta descarga ocurre enel interior del MOSFET no siendo posible observar este fenómeno.Finalmente la expresión que representa las pérdidas debidas a CDS es:

6t2t3I

2ttIVfP ba

RMba

LMoutSdiodo

Vout

a b

Recuperación inversa del diodoI + I

LM RM

t t0

v (t)DS

i (t)D

Fig. 1.23

221

outDSSCds VCfP




- Pérdidas de bloqueo en el MOSFET

El comportamiento de la tensión y la corriente en elMOSFET, durante el bloqueo, puede ser observado enlas figuras al lado. Durante el intervalo de tiempo ,(Fig 1.24b) la corriente iD(t), la cual es constante e iguala ILM, es dividida internamente en el MOSFET en dospartes complementarias.La primera parte iQ(t) fluye a través del MOSFET y lasegunda, iC(t), recorre el condensador parasito CDS delcomponente. Se observa que solo en existenpérdidas ya que después la corriente es desviadatotalmente para CDS y la corriente iQ es cero.Finalmente la pérdida es representada por:

vDS

0 t

Vout

iD

ILM

Comando deGate

(t)

(t)

tFI

tRV

10% 10%

90%

90%

DILM

i (t)C

S

CDSG

MOSFET

i (t)Q

RDonILM

i (t)Q

0

Variación Cuadráticade la tensión V

RV

v (t)DS

i (t)C

Se considera = a 10% de t

DS

DS

SLMBloq C

fIP24

22

(a)

Fig. 1.24

(b)



1.5 - Cálculo Térmico

CÁLCULO TÉRMICO EN RÉGIMEN PERMANENTE

El objetivo del cálculo térmico es llegar a un valor de disipadorde modo de evitar que la temperatura de juntura alcancevalores próximos de la máxima temperatura permitida por eldispositivo.

a) Un solo semiconductor en el disipadorPara el cálculo térmico será empleado el circuito equivalenterepresentado en la figura al lado.Las variables representadas en la figura son definidas delsiguiente modo:

TJ - temperatura de juntura (OC)TC - temperatura de la capsula (OC)Ta - temperatura ambiente (OC)Td - temperatura del disipador (OC)

P(AV) - potencia térmica producida por la corriente que circula en eldispositivo y siendo transferida al medio ambiente (W).

RthJC - resistencia térmica entre juntura y capsula (OC /W)RthCD - resistencia térmica entre el componente y el disipador (OC

/W)RthDA - resistencia térmica entre el disipador y el medio ambiente

(OC /W)

RthJA = RthJC+RthCD+RthDA - resistencia térmica entre la juntura y elambiente.

P(av)

Tj CT Td

TaRR thcdR thdathjc

Fig. 1.25




La ecuación empleada para el cálculo térmico de un componentees la siguiente:

TJ - Ta = RthJA * P(AV)

Existe una analogía con un circuito eléctrico resistivo, representadopor la Fig. 1.26.

Se adopta el siguiente procedimiento:

a) P(AV) es calculado a partir de las características del componentey de la corriente que por él circula.

b) TJ - dato dado por el fabricante del componente.

c) Ta - valor adoptado por el proyectista .

d) desde la expresión anterior se determina la resistencia térmicatotal.

)(avP

aTjTthjaR

V1 2

I

R

V

Fig. 1.26




e) con la expresión dada anteriormente se determina laresistencia térmica del disipador.

Las resistencias térmicas RthJC y RthCD son datos dados porel fabricante del dispositivo. Con un catálogo dedisipadores se puede escoger el más conveniente o elvalor más próximo.

b) Varios semiconductores en el mismo disipador

El diagrama de resistencias térmicas es mostrado por lafigura al lado.Para determinar la resistencia térmica para este casopueden ser considerados los siguientes criterios:A) - Calcular la temperatura del disipador, Td, para cadadispositivo de la siguiente manera:

Luego tomar como temperatura del disipador,Td, el menorvalor calculado de las ecuaciones anteriores.

)( thcdRthjcRthjaRthdaR

Ptot(av)1

Tj1 c1T Td1

TaR

Rthcd1R

thda

thjc1

Ptot(av)2

Tj2 c2T Td2

Rthcd2Rthjc2

Ptot(av)n

Tjn cnT Tdn

RthcdnRthjcn

Td

)( 111)(11 thcdthjcavtotjd RRPTT

)( 222)(22 thcdthjcavtotjd RRPTT

)()( thcdnthjcnnavtotjndn RRPTT

Fig. 1.27




Finalmente, la resistencia térmica del disipador es dada por la siguiente ecuación:

B) Considerar inicialmente las temperaturas de juntura para todos los semiconductores, iguales y menores a lamáxima temperatura de juntura (por ejemplo se recomienda admitir TJM =100OC).

Una vez determinados los diferentes valores de temperatura del disipador con las tres ecuaciones dadasanteriormente, tomar la temperatura del disipador Td, como la media de los valores obtenidos:

Una vez calculado, Td, se debe verificar si las temperaturas de juntura de cada semiconductor están dentrodel margen indicada por el fabricante en el catálogo. Si alguno esta arriba del máximo se debe reducir latemperatura Td, hasta que todos estén abajo del valor máximo permitido.

Luego sustituir en la ecuación que representa RthDA .

navtotavtotavtot

adthda PPP

TTR)(2)(1)( .....

nTTTT dndd

d....21


FINCAPITULO 1

compontes electronica de potencia

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