F. Silveira Univ. de la República, Montevideo, Uruguay EAMTA 2012, Córdoba, Argentina 1
Fernando Silveira
Universidad de la República
Uruguay
Diseño de Ultra Bajo Consumo
III. Límites teóricos y nivel sistema
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Organización de las Presentaciones
I. Modelado del transistor MOS para diseño de bajo
consumo.
II. Metodología de diseño de circuitos integrados
analógicos MOS y operación bloques básicos.
III. Límites teóricos y nivel sistema
IV. Laboratorio
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Agenda
I. Ruido, límites teóricos y prácticos de consumo
– Implementaciones Analógicas vs. Digitales
II. Subsistema y sistema
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Ruido de los Componentes (1)
Señales aleatorias vinculadas a comportamiento de
portadores discretos de carga (electrones, huecos).
Ruido térmico o blanco
– debido a movimiento térmico aleatorio de portadores
– existe en todo medio con portadores libres
– fija límites físicos a señales que se pueden amplificar y a consumo
necesario para procesamiento analógico de señales.
Ruido 1/f o flicker o rosado
– debido a aspectos constructivos de los dispositivos.
– en el transistor MOS, debido a imperfecciones en la interfaz óxido /
semiconductor
Se describe por densidad espectral de potencia en V2/Hz o
A2/Hz.
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Ruido de los Componentes (2)
Para minimizar ruido => Minimizar ancho de banda
|H(s)|
SV
f
f
1
SV [V2/Hz]
H(s)
vo
∫∞
π=0
2
Vorms df)f..2.j(H.Sv
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Caso particular: circuito RC.
Independiente de R !, pues si R => SV pero Ancho de banda
Fija valor mínimo de C en sistemas muestreados para cierta precisión
R
C
vo
SV=4.k.T.R
C
kTdf
fjRCSv Vorms =
+= ∫
∞ 2
0
2
1..2..
1.
π
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Modelo de Ruido del Transistor MOS
SV [V2/Hz]
Transistor sin ruido
SV=SVblanco+SV1/f
SVblanco= γ.n.k.T/gm ,
γ = 2 en W.I y 8/3 en S.I.
SV1/f =4.k.T.ρ / W.L.f
ρ depende del proceso de
fabricación.
SI [A2/Hz]
SV => SI, con SI: SI=gm2.SV
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Límites teóricos de consumo (E. Vittoz)
Potencia de ruido en vo: (Ec. 3)
N = k.T/C
Combinando Ecs. 1, 2 y 3:
Si el circuito tiene una ganancia AV:
C
VDD
PIDD
vo
vo sinusoidal con amplitud pico a pico Vpp.
Potencia de la fuente: (Ec. 1)
P= VDD.IDD = VDD.Q/T = VDD.Vpp.C.f
Potencia de señal en vo: (Ec. 2)
S = Vpp2/8
NSkT8f
V
VP
pp
DD=
Vpp
DD A.N
SkT8fV
VP =
Fuente: E. Vittoz
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Límites teóricos de consumo (E. Vittoz)
Factores:
VDD/Vpp => trabajar Rail-to-Rail
f => compromiso velocidad consumo
S/N => compromiso precisión consumo
AV=> compromiso ganancia consumo
Vpp
DD A .N
S kT8 f V
VP =
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Límites consumo: Digital vs. Analógico
Límites teóricos de
consumo para
procesamiento Analógico
y Digital
Analógico es mejor para
relaciones S/N bajas, pero
la frontera se está
moviendo ...
Implementaciones reales
aún dos o tres órdenes de
magnitud por arriba ...
Scaling
Fuente: E. Vittoz
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Límites prácticos (1)
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Límites prácticos (2)
Eficiencia amplificadores
Trabajar con amplitud menor a VDD Capacidades parásitas:
Según posición agregan consumo y no reducen ruido
Necesidad de capacitor de compensación
Bajo gm/ID de los transistores MOS
Necesidad de precisión (matching) => mayor tamaño y mayores capacidades parásitas
Fuentes de ruido adicionales:
1/f
Inyección de carga
Interferencia
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Límites prácticos (3)
Bibliotecas de celdas no pensadas para bajo consumo
Decisiones erróneas a nivel arquitectura
Trabajar con requerimientos innecesarios (de por ej. S/N).
Corrientes muy bajas descartadas por falta de datos, modelo o desconocimiento
– E. Vittoz: “barrera sicológica en el nivel de µA”.
... Varios otros y ... Nuestra inventiva y osadía ...
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Acercándose a los límites
IEEE Journal of Solid-State Circuits, Agosto 2003,
B. Linares-Barranco, T. Serrano-Gotarredona, “On the design and characterization of femtoampere current-mode circuits”
Ej. Filtro pasabajos de primer orden con C = 100fF e Ibias = 3.5 fA !!
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Orígenes del consumo en circuitos analógicos
Nivel Alto Nivel Medio Nivel Bajo
Velocidad (Tiempo de
Settling Total)
Settling Lineal
(fT, PM)
gm, ID, (W/L),
Cm
Slew Rate ID, Cm, CL
SNR,
Ruido
Rangos de
TensiónID, (W/L)
Ruido
Térmicogm, Cm
Ruido 1/f gm, W, L
Precisión Estática
Ganancia DC gm, ID, L
Voltaje de
Offsetgm, ID
?
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Agenda
I. Ruido, límites teóricos y prácticos de consumo
– Implementaciones Analógicas vs. Digitales
II. Subsistema y sistema
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I. Bias adaptativo
CL
IB(vid)
+ -
vid
VDD
vo Degrauwe et al, IEEE JSSC, 1982
Tensión diferencial de entrada grande => Slew-rate =>IB grande
Tensión diferencial de entrada chica => zona lineal =>IB chico para estabilidad
Vstep
Vo
t"slewing" part = f(SR)
linear settling= f(fT, PM)
Vstep
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I. Etapa de salida clase AB
total equivalent transconductance of this stage under class AB operation (gm=io/vi)
D(s): one doublet for each current mirror phase shift.
This phase shift increases with gmmult and sets maximum values for the
gmmult factor.
)()1( sDh
kmgmgm a +=
gm x up to 25, gm/ID x up to 12
gmmult
D(s): current mirrors freq. response
Silveira, SBCCI2000,
SBCCI2002, ISCAS 2002
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I. Etapa de salida clase AB:
usada en circuito de sensado para marcapasos
Silveira, Flandre, ISCAS 2002, Active-RC, tecno FD-SOI
2µm, IDD = 110nA.
Reducción en consumo de un orden de magnitud respecto a
otras implementaciones
Mitad de la reducción debido a proceso SOI, mitad debido
a arquitectura del amplificador
-
+
R1
C2
Amplifier
Vi
Vbias
-
+
VrefDA
C1
VoComparator
R2
2 stage Miller
RC, Class AB
output,
IDD=90 nA
Based on
symmetrical
OTA
IDD=20 nA
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I. Mejoras indirectas
Técnicas que mejoran desempeño sin incremento o con
poco incremento de consumo es equivalente a reducir el
consumo
– Compensacion de offset en circuitos a capacitores conmutados
– Reducción de ruido 1/f usando un amplificador chopper.
– Innumerables ejemplos en conversores A/D
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Agenda
I. Técnicas a nivel de bloque analógico.
II. Técnicas a nivel subsistema. Procesamiento analógico
ULP.
III. Idea y ejemplos a nivel sistema.
IV. Conclusiones y tendencias.
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II. Procesamiento Analógico ULP:
1) Filtro RC Activo
Limitado por los valores que es posible integrar: hasta kΩ o
M Ω (procesos especiales) y 100s pF.
Gran dispersión en valores absolutos de componentes
integrados (+/- 40 - 50 %)
=> Problema: necesidad de componentes externos ..., pero ...
Filtro pasa bajos
( )s.C.R1
RR
v
v
2
1
2
in
o
+=
VoVin
+
-
C
R1
R2
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II. Procesamiento Analógico ULP:
¿Los componentes externos deben evitarse siempre?
La integración puede pagarse en términos de consumo para
adaptarse a componentes menos precisos.
En algunos casos se requieren para tener redundancia por
tolerancia a falla.
Componentes 0402 SMT hasta 10MΩ y 1µF
Componentes 0201 SMT hasta 1MΩ y 0.1µF
0805
0603
0201
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II. Procesamiento Analógico ULP:
¿Los componentes externos deben evitarse siempre?
0402 SMT => 1mm x 0.5mm x 0.35mm = 0.18mm3
Considerando PCB, pin del IC, enrutado => 2 - 5 mm3
Tamaño y Consumo están ligados a través del Tamaño de la
Batería
1 Ah = 114 µA.año 11.4µA 44mm3/
100nA
10 años de vida útil Batería 5cc
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II. Procesamiento Analógico ULP:
2) Filtros a capacitores conmutados
1/R2.C = fclk.C2/C
+ precisos, + grandes constantes de tiempo son posibles,
+ completamente integrados
- consumo operacionales, - necesidad de antialiasing
VoVin
+
-
C
R1
R2
VinVo Vin
Vo
+
-
R1
1
+
-
C1
2
21
VinVo
2
+
-
C11
C
2 1
1
C2 22
1
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II. Procesamiento Analógico ULP:
3) Filtros Gm-C de tiempo continuo
v+
v-
+
-
gm io = gm(v+ - v-)
vinVo
+
-
gm
C
+-
gm
VoVin
+
-
C
R1
R2
R=1/gm => 1/R2.C = gm2/C => dispersión => sintonización
on-chip automática
+ grandes constantes de tiempo posibles
- rango lineal de entrada de los transconductores
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Agenda
I. Técnicas a nivel de bloque analógico.
II. Técnicas a nivel subsistema. Procesamiento analógico
ULP.
III. Idea y ejemplos a nivel sistema.
IV. Conclusiones y tendencias.
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III. Primera medida: Apagado
Digital:
Apagado de relojes (clock gating)
Apagado completo (VDD=0)
Analógico:
Apagado de Ibias
Apagado completo (VDD=0)
Compartir bloques: ej. Capacitores conmutados, un mismo operacional se
comparte en dos bloques que evaluan en fases de reloj distintas (Castello).
Atención a:
Tiempo de respuesta de bloques analógicos
Bloques digitales que quedan con entradas abiertas
Entre chips: bloques que se alimentan por entrada y diodos de protección.
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III. Impedancias
C que se carga y descarga a frecuencia f, con variación de tensión Vpp
=> corriente:
Ej.: C= 100pF, Vpp=1V, f=10kHz => I = 1µA
=> Cuidado con nodos que excursionan a alta frecuencia.
Valores resistencias
Ej. R=1MΩ, si VOUT excursiona hasta VDD con VDD = 3V => corriente por R = 3V / 1MΩ = 3µA
C.V.fT
QI pp==
R
+
-
V+
V-VOUT
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III. Optimización
ffT
A0
Respuesta operacional
ffT
A0
R2/R1
1/(2.π.R2C)
Con C
f
A0
R2/R1
fT
Sin C
fT necesario es menor
Además polo no dominante operacional no precisa estar más allá de fT sino de polo del sistema.
Vi
Vout
R2
+
-
V+
V-VOUT
R1
C
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III. Ejemplo:
Sensado de Actividad en Marcapaso
Objetivo:
Ej. Indicador de actividad: Promedio en 3s del valor
absoluto de la aceleración en la banda de 0.5 - 7 Hz
band.
Sensor 3s Averaging
Amplificador /
filtro
Rectificador ideal
Amplitud: decenas a
centenas de µV
[ISCAS
98]
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III. Acelerómetro:
Interface de bajo consumo para el sensor
El sensor se prende y apaga con sólo un ciclo de trabajo de 0.38%
(TON=31µs, fsampling=125Hz) Consumo dividido por 260
Se desarrolló una metodología para diseño del sample and hold,
teniendo en cuenta los compromisos entre: resistencia, fugas, Tsample,
Thold, consumo y precisión.
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III. Acelerómetro: Amplicador / Filtro
Pasabanda
Vs
Vf
Señal de entrada
Señal de
realimentació
n
OTA simétrico
de doble entrada
(DDA)
Vo
Vo=A1Vs+A2Vf
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III. Acelerómetro:
Rectificador Ideal: Idea Básica
Se controla, de acuerdo al signo de la
entrada, la conección de un amplificador
como seguidor o inversor.
IN
INPUT
INPUT
INPUT
OUTPU
T
OUTPU
T
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III. Acelerómetro:
Rectificador Ideal
M2M3
M4
R R
Comparator
Amplifier
VOUT
Las llaves y etapas
de entrada operan a
tensión VBIAS fija
⇒Muy bueno para
operación a baja
tensión
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III. Acelerómetro:
Layout y resultados
Gain 2900
Equivalent input
noise (µµµµVrms)
18
Consumption (µµµµA) 3.4
Area (mm2) 1.82
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III. Acelerómetro:
Resultados
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III. Acelerómetro: Implementación Gm-C
A. Arnaud (UR), C. Galup
(UFSC)
FiltroFiltro--Amplificador 0.5Amplificador 0.5--7Hz7Hz
CC11=550p=550p
VVBiasBias==
700mV700mV CC22=50p=50p
VVOutOut11
++
GGm1m1
GGm2m2
GGm3m3
VVININ
SensorSensor
VVlinlin==±±±±±±±±5mV5mV
CC33=50p=50p
VVOut2Out2
++
GGm4m4
GGm5m5
GGm6m6
VVlinlin==±±±±±±±±500mV500mV
CC44=250p=250p
G=385G=385
Gm4=21nS
Gm5=2.5nS
Gm6=89pS
Ganancia 2a:
G2=8.3
Gm4=21nS
Gm5=2.5nS
Gm6=89pS
Ganancia Preamplificador:
G1=46.4
IDD= 290nA
Ruido
Equivalente
de Entrada:
2.1µVrms
Ganancia: 390
Completament
e Integrado
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Agenda
I. Técnicas a nivel de bloque analógico.
II. Técnicas a nivel subsistema. Procesamiento analógico
ULP.
III. Idea y ejemplos a nivel sistema.
IV. Conclusiones y tendencias.
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IV. Perspectivas: Digital vs. Analógico
Límites teóricos de
consumo para
procesamiento Analógico
y Digital
Analógico es mejor para
relaciones S/N bajas, pero
la frontera se está
moviendo ...
Marcapaso “digital” ya
está presente al menos en
marketing.
Scaling
Fuente: E. Vittoz
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IV. Perspectivas: Radio Frecuencia
NMOS fT
5 10 15 20 25 301M
10M
100M
1G
10G
100G
gm/ID (V-1)
f T
Wn=1µ mWn=2µ mWn=3µ mWn=4µ mWn=5µ m
VDS = 0.6 VW=[2 .. 320] µmWn=[1,2,3,4,5] µm
nf=[2,4,8,16,32,64]
RF frequencies
De Tesis Doctorado R.
Fiorelli
Radio frequencia (cientos de MHz) no es más “alta
frecuencia” para procesos de 0.2 µm y 0.1µm, las técnicas
ULP en inversión moderada y débil son aplicables.
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IV. gm/ID en dispositivos post CMOS:
Tunneling FETs
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B. Sensale-Rodriguez et al, accepted for presentation at IEEE SubVt 2012,
joint work with U. Notre Dame, Indiana.
IV. gm/ID en dispositivos post CMOS
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IV. Conclusiones
Circuitos ULP: Cada nA cuenta => Metodología y
Optimización
Entender fuentes y orígenes del consumo y atacarlas una a
una.
Campo en explosión por el aumento en las áreas
tradicionales (ej. Dispositivos Médicos) más la irrupción de
áreas nuevas (dispositivos “personales”, redes de sensores
...)
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Agradecimientos
Más Información
iie.fing.edu.uy/vlsi
Grupo de Microelectrónica, Universidad de la República, (P. Aguirre, A. Arnaud, N. Barabino, L. Barboni, M. Barú, P. Castro, R. Fiorelli, P. Mazzara, G. Picún, O. de Oliveira, L. Reyes, C. Rossi, B. Sensale, H.Valdenegro)
P. Jespers, D. Flandre, UCL, Bélgica
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