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Casa abierta al tiempo

UNIVERSIDAD AUTONOMA METROPOLITANA UNIDAD IZTAPALAPA

División de Ciencias Bhsicas e Ingenier ia

TITULO DEL TRABAJO:

AMPLIFICADORES PARA COMUNICACIONES

Tesis que p resenta e ¡ a lumno:

OSCAR SANTANA OLGUÍN Matricula: 92220627

Para la o b t e n c i ó n de l grado de :

I N G E N I E R O E N E L E C T R ó N I C A Y C O M U N I C

Asesor: Doctor Juan

Junio del 2001

INDICE

Reseña Histórica Justif icación Introducción Objetivos

I AMPLIFICADOR DARLINGTON 1.1 Análisls de cc 1.2 Análisis de ca 1.3 Aislamiento 1.4 Ejemplo circuito Darlington

2 AMPLIFICADOR CLASE B 2.1 Circuito Push-Pull 2.2 Línea de carga de cc 2.3 Línea de carga de ca 2.4 Análisis de ca 2.5 Funcionamiento General 2.6 Distorsión de cruce (crossover) 2.7 Distorsión no Lineal 2.8 Ejemplo Amplificador clase B 2.9 Ejemplo Amplificador Cascode

3 AMPLIFICADOR CLASE C 3.1 Amplificador Sintonizado 3.2 Ausencia de Polarización 3.3 Líneas de carga 3.4 Circuito equivalente en ca 3.5 Caída o disminución de corriente en resonancia 3.6 Resistencia del colector de ca 3.7 Factor de Servicio 3.8 Filtrado de armónicas 3.9 Potencia en la carga 3.10 Consumo de corriente 3.11 Eficiencia de la etapa 3.12 Ejemplo amplificador clase C

4 AMPLIFICADOR EN UHF 4.1 Teoría de pequeña seiial

4.1.1 Polarización 4.1.2 Diseño utilizando parámetros Y 4.1.3 Cdlculos de estabilidad

3 7 8 9

IO 11 11 13 13

18 19 20 20 21 22 23 24 25 28

32 33 35 35 36 37 37 39 39 40 41 4 2 42

47 48 48 51 5 1

1

4.1.4 Maxima ganancia disponible (MAG) 4.1.5 Acoplamiento conjugado simultáneo

4.2.1 Seleccionando el disposit ivo 4.2.2 Efectos ParLsitos 4.2.3 Circuitos equivalentes 4.2.4 Capacitancia parásita o distr ibuida 4.2.5 lnductancia de las terminales 4.2.6 Una grhfica úti l

4 .2 Técnicas y Construcción en RF

4.3 Diseíio del circuito 4.4 Equipo Uti l izado 4.5 Metodología 4.6 Resultados 4.7 Conclusiones

BIBLIOGRAFíA

ANEXO

5 2 5 3 5 4 5 4 55 55 5 6 56 5 7 5 8 6 4 6 4 65 66

6 7

6 9

2

C a r a abiula al l*mpo R E S E f l A H I S T 6 R I C A

RESEÑA H I S T ~ R I C A

Definiremos la comunicación como el conjunto de medios, instrumentos y recursos que permiten trasmitir ideas, actitudes e imágenes de una persona, generación ó sociedad a otra. Nuestros gestos, palabras y escritos pueden ser comunicados - vale decir, pueden hacerse comunes como lo indica la etimología de la palabra, - mediante - una variadisima serie de recursos que el hombre ha ideado a través de los siglos. Estos recursos se inician con el lenguaje, la escritura y el dibujo, y vienen a culminar con la radio, el cine y la televisión.

En nuestros días, el habitante de cualquier ciudad puede enterarse con rapidez, de cualquier acontecimiento producido en el más apartado rincón del mundo y recibe continuamente imágenes, sonidos y palabras, emitidos desde miles de kilómetros de distancia. Esta verdadera revolución, producida por la ciencia y la técnica impulsada por la estructura dinámica de la economía moderna, es una de las características más importantes de la civilización del siglo XX.

La pictografía es la forma más antigua de escritura. Consistente en dibujar una imagen esquemática de las cosas y los actos, que así pueden combinar formando narraciones religiosas, cronologías y leyendas trasmisibles a las generaciones futuras. Los indígenas americanos usaron diversas formas de escritura pictográfica, que en las civil izaciones más adelantadas l legaron a transformarse en ideogramas, combinaciones de imágenes que los aztecas embellecieron con su admirable sentido plástico. Combinando veintidós imágenes, cada una de las cuales representa un sonido, los fenicios crearon el primer alfabeto. Con el agregado posterior de varias letras suplementarias, el sistema ideado por estos grandes mercaderes de la antigüedad ha pasado a ser el fundamento de nuestro alfabeto actual y uno de los factores básicos de nuestro patrimonio cultural.

Combinando los signos del abecedario es posible idear ó reproducir un número ilimitado de palabras, dando al lenguaje una plasticidad que no podía tener en épocas anteriores.

Colocando una manta sobre una hoguera y retirándola a intervalos rítmicos, los indígenas americanos lograban trasmitir mensajes de humo con arreglo de un sistema parecido al código de los telegrafistas modernos. Los romanos, por su parte, uti l izaban grandes espejos que reflejaban los rayos del sol y trasmitían, también de acuerdo a código especial, las órdenes

militares y administrativas de las autoridades imperiales. Este sistema sirvió de base para el heliógrafo, aparato muy usado en las guerras coloniales del siglo pasado. Los indígenas de algunas regiones africanas y americanas enviaban mensajes hasta distancias inauditas mediante sus tambores, cuyo rítmico sonido atravesaba selvas y desiertos.

Alejando Magno, a su vez, creó un gigantesco megáfono que emitía un poderosos sonido. Esta "trompeta parlante", que aterrorizaba a sus enemigos, era considerada una de las maravil las científ icas de la antigüedad. El imperio incáico y la civil ización azteca tenían equipos de corredores mensajeros para l levar órdenes e informaciones a las más apartadas zonas de sus dilatados territorios. Los mensajeros al llegar a las postas, estratégicamente ubicadas en distintos sitios, eran sustituidos por otros corredores que proseguían la marcha con el mensaje imperial; en esa forma se enviaban, en un día, mensajes a distancias de más de 150 kilómetros.

Concluía el siglo XVlll cuando el francés Cfaudio Chappe inventaba el telégrafo óptico, instrumento formado por dos brazos móviles que podían enviar mensajes por medio de señales.

A medida que desentrañaban los secretos de esa misteriosa fuente de energía denominada corriente eléctrica, los hombres de ciencia trataban de aplicarla a las comunicaciones. Descubrieron los principios del electromagnetismo, la tarea se hizo más fácil y en 1835 aparecería el telégrafo, inventado casi al mismo tiempo por el inglés Wheastone y el norteamericano Morse. Este últ imo, que recibe generalmente los honores de la prioridad construyó en 1844 la primera línea telegráfica y creó poco después su famosos alfabeto de puntos y rayas. Veinte años más tarde, quedaba tendido el primer cable telegráfico a través del atlántico. E l factor tiempo desaparecería así de las comunicaciones humanas, que podían establecerse a través de las más dilatadas distancias sin perder un minuto.

Lograda la transmisión del sonido a través de un alambre, comenzaron las experiencias tendientes a trasmitir también la voz humana. Un maestro alemán llamado Reís, logró construir un aparato que comunicaba a cierta distancia el sonido de las notas musicales. Poco después, los norteamericanos Elisa Gray y Alejandro Bell patentaban un teléfono más perfecto, capaz de reproducir con fidelidad los matices de la voz humana.

4

. . .

Caraabirnaaltiempo R E S E ~ A H I S T ~ R I C A

Los nuevos descubrimientos fueron frutos de la labor conjunta de muchos hombres. Los principios establecidos por el sabio alemán Enrique Hertz fueron aplicados por el Ingeniero Italiano Guillermo Marconi, quien logró crear en 1896 el primer trasmisor telegráfico sin alambre. Su invención permitió mantener contacto por primera vez en la historia, con los buques que navegan en alta mar, impidiendo catástrofes náuticas.

La válvula ideada por el sabio norteamericano Lee Forest solucionó muchos problemas técnicos y permitió los grandes progresos alcanzados por la aviación. Nuevos desarrollos de los mismos principios permitieron establecer las primeras estaciones de radiotelefonía. En los años posteriores a la primera guerra mundial, los receptores de radio cubrieron casi toda la tierra.

Pero la ciencia electrdnica no se detienen aqui. Sus aplicaciones, que están lejos de haber sido agotadas, han dado origen al radar, aparato detector que anuncia la presencia de obstáculos en la ruta de buques y aviones. La fotografía y el cinematógrafo, de tanta importancia para la reproducción de las imágenes completan el cuadro de este progreso admirable de la actividad humana.

El teléfono inalámbrico, comúnmente llamado radio, fue creado entre 1910 y 1920, y se convirtió en uno de los medios de distracción más populares del mundo. Su influencia ha llegado a adquirir importancia excepcional; la radio penetra en todos los hogares con cargamento de emociones, música, noticias y propaganda, que llega a todos por igual.

Los primeros satélites artificiales lanzados al espacio a partir de 1957, llevaban dispositivos de radio para establecer comunicación con la tierra. El rápido progreso experimentado en la especialización de los satélites dio origen a la creación de un tipo de satélites llamados de telecomunicación, que pueden ser pasivos o activos. Los pasivos sirven solamente de superficies reflectoras y su función se reduce a retransmitir, reflejándola, los mensajes y señales que llegan a su superficie. Un satélite de este tipo es el norteamericano ECHO I (1960), primero de su clase, globo de plástico de 30 metros de diámetro.

Los satélites activos llevan equipos de radio, receptores y trasmisores, y dispositivos electrónicos de registro y grabación de mensajes, que les permiten recibir y retransmitir miles de palabras por segundo. El satélite norteamericano COURIER I ,

5

caw abieid dlienpo R E S E ~ A H I S T ~ R I C A

satélite norteamericano TELESTAR I con equipo completo de telecomunicación para la recepción y retrasmisión de programas simultáneos de televisión en colores, de millares de conversaciones radiotelefónicas y mensajes radiotelegráficos. AI transmitir el TELESTAR programas de televisión y comunicaciones radiotelefónicas a las naciones de Europa y América, se reafirma la gran utilidad de los satélites de esta clase en la nueva era que el progreso científico abre la historia de las comunicaciones internacionales.

6

Cara ab¡& ailipmpo J U S T l F l C A C l d N

Una parte importante de la ingeniería electrónica en comunicaciones es el diseño de equipos de transmisión y recepción de señales moduladas.

Parte fundamental de estos equipos se encuentra en la etapa de amplificación de radio-frecuencia en la cual, para su diseño se toman en cuenta gran parte de los conocimientos adquiridos durante la licenciatura, como por ejemplo:

Circuitos amplificadores con transistores Respuesta a altas frecuencias de estos circuitos Compensación en frecuencia Acoplamiento de impedancias entre etapas para lograr máxima transferencia de energía.

Los amplificadores se pueden dividir en tres tipos:

0 Amplificadores de baja frecuencia Amplificadores de frecuencia intermedia

0 Amplificadores en Alta frecuencia

Dependiendo en que frecuencia se desea que trabaje el amplificador, se puede tener complicaciones ya que por ejemplo para un amplificador en alta frecuencia se complica el diseño y se tienen que tomar en cuenta el comportamiento del circuito en alta frecuencia.

Al diseñar un receptor, generalmente se empieza por el detector o la circuitería de demodulación, sin embargo la mayoría de los circuitos detectores no trabajan bien en presencia de ruido o señales de interferencia, además de requerir de ciertos niveles de voltaje en la señal deseada.

Dado que la señal de entrada puede tener una intensidad de campo a la entrada del receptor en el rango de los microvolt/m, mientras que las intensidades de las señales de interferencia y señales de ruido captadas por la antena pueden estar en el rango de los volts/m, se nota la necesidad de ganancia y selectividad en el amplificador de entrada del receptor.

Los problemas en el diseño de un amplificador de R.F . son los siguientes:

Controlar el nivel de distancia adecuada deseada.

Controlar las no

ruido con el fin por debajo de

linealidades de

de mantenerlo a una I nivel de la señal

I dispositivo activo utilizado por el amplificador, para prevenir distorsión en la señal o interacciones no deseadas de la señal.

Cuidar que el nivel de ganancia no produzca oscilaciones no deseadas.

8

O B J E T I V O S

OBJETIVOS

Mostrar y diseñar un amplificador a baja frecuencia

Mostrar y diseñar un amplificador a frecuencia media

Diseñar un amplificador de R.F . a pequeña señal para trabajar a una frecuencia de 100 MHz.

lmplementar el diseño teórico, efectuando todos los ajustes necesarios para su correcto funcionamiento, tales como: acoplamiento de impedancias, ajuste de circuitos resonantes y ajuste de las impedancias de entrada y salida.

9

10

. . I . . . ,

Casa abilrta a l f h A M P L I F I C A D O R D A R L I N G T O N

AMPLIFICADOR DARLINGTON

El amplificador Darlington es un circuito transistorizado ampliamente utilizado, que consiste en emisores seguidores conectados en cascada, por lo general, un par como el que se muestra en la f igura 1-1. La ganancia total de voltaje es cercana a la unidad. E l resultado principal es un incremento muy grande en la impedancia de entrada y un decremento igualmente grande en la impedancia de salida.

- - - F i g u r a 1-1 Ampl i f icador Dar l ington

1.1 Analisis de cc Para empezar, el primer transistor tienen una caída VBE y el segundo transistor t iene otra caída VBE. Como es habitual, el divisor de voltaje produce un voltaje de Thévenin que se aplica a la base de entrada. A causa de las dos caídas VBE , la corriente de cc de emisor en la segunda etapa es:

La corriente de cc de emisor en la primera etapa es igual a la corriente de cc de base en la segunda etapa; por lo tanto:

1.2 Análisis de ca Si se desprecia r'e2, la impedancia de entrada en la segunda etapa es:

11

A M P L I F I C A D O R D A R L I N G T O N

Donde p2 es la beta de ca del segundo transistor. Esta es la impedancia vista por el emisor del primer transistor. Si se desprecia r’el, la impedancia de entrada en la base del primer transistor es:

La impedancia de entrada es extremadamente alta porque se multiplican las betas de ca y de esta forma la impedancia aproximada de entrada del amplificador darlington es:

A continuación, se mostrara la impedancia de salida del amplificador Darlington. AI igual que antes, la impedancia de ca de Thévenin en la entrada es:

La impedancia de salida de la primera etapa es:

La segunda etapa tiene una impedancia de salida de:

Donde Zsal(2) = impedancia de salida de Darlington r ’ e l = resistencia de ca del primer diodo emisor r ’e2 = resistencia de ca del segundo diodo emisor

p l = beta de ca del primer transistor p2 = beta de ca del segundo transistor

rt, = R, I 1 4 11 R2

Esta impedancia de salida puede ser muy pequeña.

12

Casaababiuiaailjfmpa A M P L I F I C A D O R D A R L l N G T O N

1.3 Aislamiento Como se ha visto, la impedancia de entrada aumenta y la impedancia de salida disminuye. En virtud de esto, los seguidores de emisor y los amplificadores Darlington se usan para aislar fuentes de alta impedancia de las cargas de baja impedancia. Si se introduce una señal directamente desde una fuente de alta impedancia hacia una carga de baja impedancia, la mayor parte del voltaje de ca se perderá en la impedancia de la fuente. Insertando un seguidor de emisor o amplificador Darlington entre la fuente y la carga se evitará una pérdida excesiva de señal, originando una fuente lo bastante estable para excitar la mayor parte de los resistores de carga. Téngase presente esta idea de aislar una fuente de alta impedancia de una carga de baja impedancia, pues de lo contrario se perderá constantemente el voltaje de señal cuando se conecten circuitos de alta impedancia a cargas de baja impedancia.

1.4 Ejemplo de un amplificador Darlington Una fuente de ca de 1 V rms con una impedancia de 3.6 KC2 excita el amplificador Darlington de la Figura 1-2(a).

Los valores propuestos para este circuito son: p l = p2 = 100 R1 = I 0 0 kR RE = 360 S2


Tenemos que la corriente de cc de emisor en la segunda etapa es:

Por lo tanto, la resistencia de ca del segundo diodo emisor es:

25m V r'e2 - lOmA

- -. = 2.32

La corriente de cc de emisor en la primera etapa es:

Por lo tanto, la resistencia de ca del primer diodo emisor es:

La impedancia aproximada de entrada viendo en la base del primer transistor es:

Z e n t ( l ) 21 - 100(100)(360R) = 3.6A40

Puesto que ésta es mucho más grande que los resistores de polarización, la impedancia aproximada de entrada del amplificador Darlington es:

La impedancia de ca de Thévenin a la entrada es:

qh = 3.6k-n 11 1OOkQ ( 1 l00k-n = 3.36k-n

Por tanto, la impedancia de salida del primer emisor es:

14


Si se desprecian los 360i2, la impedancia de salida del segundo emisor es:

La figura 1-2(b) resume estos cálculos. En vista de que la impedancia de entrada es mucho más grande que antes, casi todo el voltaje de ca de la fuente l lega a la entrada del amplificador:

La ganancia de voltaje es aproximadamente igual a 1 y , por lo tanto, la salida final es una fuente de voltaje de 0.933V con una impedancia de 5.340. Una fuente como ésta verá estables todas las cargas que sean mayores de 53452 y firmes todas las cargas que sean mayores de 53.40.

SIMULACI~N Para darnos una aproximación e idea del comportamiento del circuito, se uti l iza el simulador Microcap 6.0. El circuito armado será el mencionado en la figura 1-2(a) y se muestra en la figura 1-3.

F i g u r a 1 - 3 Circu i to Dar l ing ton hecho en Mic rocap 6.0

C ~ & 1 4 & 1 m t a p P A M P L I F I C A D O R D A R L I N G T O N

De la figura 1-3 se muestra que la señal de entrada es en el nodo 1 y la señal de salida en el nodo 8, dicho lo anterior el comportamiento del circuito se muestra en la siguiente gráfica:

De esta gráfica se puede ver que la ganancia es:

Resultados Los resultados obtenidos prácticamente fueron los siguientes

I Salida 1 4.6V I La ganancia del amplificador Darlington es:

clw ab¡& al t h p n A M P L I F I C A D O R D A R L I N G T O N

Comentarios Se observa que los resultados calculados teóricamente son de lo mas cercanos a los realizados prácticamente. Era de esperarse que los valores de la simulación concordaran un poco con los valores prácticos, pero bueno, esto se debe mucho a que los dispositivos uti l izados no se comportan de forma ideal en la práctica.

17

Cara &I& al t k w o A M P L I F I C A D O R C L A S E 6

18

. . . .,.. "I .... ~. ".*." -.

AMPLIFICADOR CLASE B

La operación en clase B de un transistor quiere decir que la corriente de colector fluye sólo durante 180" del ciclo de ca. Esto implica que el punto Q se localiza aproximadamente en el punto donde se cortan las rectas de carga de cc y de ca. La ventaja de la operación en clase B es una menor disipación de potencia del transistor y un consumo reducido de corriente.

2.1 Circuito push-pul l Cuando un transistor opera en clase B, recorta la mitad de un ciclo. Para evitar la distorsión resultante] se tiene que usar dos transistores en arreglo push-pull. Esto significa que un transistor conduce durante un semiciclo y el otro transistor conduce durante el otro semiciclo. Con los amplificadores push- pull es posible construir amplificadores de clase B que tengan baja distorsión, potencia grande en la carga y alta eficiencia.

La Figura 2-1 muestra una forma de conectar un emisor seguidor push-pull de clase B. Lo que se ha hecho es conectar un emisor seguidor npn y un emisor seguidor pnp en un arreglo complementario o push-pull. Para entender lo que esta sucediendo, empecemos con el análisis del circuito equivalente en cc mostrado en la figura 2-2. El diseñador selecciona los resistores de polarización para fijar el punto Q en el corte. Esto polariza el diodo emisor de cada transistor entre 0.6 y 0.7 VI según lo que se necesite para dejar justo a punto de bloqueo al diodo emisor, idealmente:

Figura 2-1 Emisor seguidor c lase B E n Push-Pull

- -

Figura 2-2 Circuito equivalente en cc

. " . " ., ,.L. .r ., ,

Cara abierta al tiempo A M P L I F I C A D O R C L A S E B

Nótese la simetría del circuito. Puesto que los resistores de polarización son iguales, ambos diodos emisores están polarizados por el mismo voltaje. Consecuentemente, la caída de voltaje en cada transistor es la mitad del voltaje de alimentación. O sea,

2.2 Línea de carga de cc Puesto que no hay resistencia de cc en los circuitos de colector o emisor de la figura 2-2, la corriente de cc de saturación es infinita. Esto quiere decir que la recta de carga de cc es vertical como se muestra en la figura 2-3. Si esto parece una situación peligrosa, es porque efectivamente lo es. Lo más difícil, al diseñar un amplificador en clase B, es f i jar un punto Q estable en el corte. Cualquier disminución significativa de VBE con la temperatura puede mover el punto Q hacia arriba de la recta de carga en cc a valores altos de corriente que son peligrosos. Sin embargo por el momento se supone que el punto Q está fijo en e l corte, como se muestra en la figura 2-3.

IC

A Línea de carga de cc -+

ycc 2 4

Línea de carga de c a "

V C E

.. __. -

2 Figura 2-3 Lineas de carga

2.3 Línea de carga de ca La línea de carga de ca obtenida anteriormente es aplicable todavía. Para un emisor seguidor, la corriente de saturación es:

A M P L I F I C A D O R C L A S E B

y el voltaje de ca es:

En el emisor seguidor de clase B que se observa en la figura 2- 1, IcQ=O, VCEQ= Vcc/2, y rE=RL; por lo que la corriente de saturación de ca y el voltaje de corte se reduce a:

Y

La figura 2-3 muestra la línea de carga de ca. Cuando cualquiera de los transistores está conduciendo, su punto de operación se mueve hacia arriba sobre la línea de carga de ca mientras que el punto de operación del otro transistor permanece en corte; la variación de voltaje del transistor en conducción puede recorrer todos los valores desde corte hasta saturación. Para la otra mitad del ciclo, el otro transistor opera de la misma manera. Esto significa que la excursión máxima de salida de un amplificador push-pull de clase B es mayor que la de uno de clase A , puesto que es igual a:

Con un suministro de IOV, se puede hacer un push-pull clase B emisor seguidor con una excursión máxima de salida de ca de 1 ov .

2.4 Análisis de ca La figura 2-4 muestra el equivalente en ca del transistor en conducción. Este es casi idéntico al seguidor de emisor en clase A. La ganancia de voltaje con carga es:

La impedancia de entrada de la base, bajo condiciones de carga es:

y la impedancia de salida es

La ganancia de corriente Ai es aproximadamente igual a p, y la ganancia de potencia es:

A = AYA, P

- - - Figura 2-4 Circuito equiva lente d e c a

2.5 Funcionamiento genera1 En este momento se t iene ya una idea de lo que hace el circuito de la figura 2-1. Durante el semiciclo positivo de la señal de entrada, el transistor conduce y el inferior corta. El transistor superior actúa como un emisor seguidor normal, de tal forma que el voltaje de salida es aproximadamente igual al voltaje de entrada. Como se sabe, la impedancia de salida es muy baja debido al seguidor de emisor. Durante el semiciclo negativo de la tensión de entrada, el transistor superior corta y el transistor inferior conduce, El transistor inferior actúa como un emisor seguidor ordinario y produce un voltaje en la carga aproximadamente igual al voltaje de entrada.

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, . ,

El funcionamiento general está ya claro: el transistor superior maneja el semiciclo positivo del voltaje de entrada, y el transistor inferior se encarga del semiciclo negativo. Durante cada uno de los semiciclos, las bases respectivas presentan una alta impedancia a la fuente, y a la carga se presenta una baja impedancia de salida.

2.6 Distorsión de cruce (crossover) La figura 2-5 muestra el circuito equivalente de ca de un emisor seguidor push-pull en clase B. Supóngase que no se aplica polarización a los diodos emisores. Entonces, la señal de ca que se aplique debe alcanzar cerca de 0.7V para superar e l potencial de barrera. Debido a esto, no circula corriente por Q 1 cuando la señal de entrada es menor de 0.7V. La operación del otro semiciclo es complementaria; no circula corriente en Q2 hasta que el voltaje de entrada de ca es más negativa que - 0.7V. Por esta razón, si no se tienen polarización aplicada a los diodos emisores, la salida de un seguidor de emisor push-pull de clase B se parece a la que se muestra en la figura 2-6.

4 4 b

j? L.

1 - -

Figura 2.5 Circuito equivalente de c a Figura 2-6 Distorsión de cruce -

Para un amplificador clase B

La señal se encuentra distorsionada; ya no es una señal sinusoidal, debido a la acción de recorte que se produce en cada semiciclo. Como este recorte se produce en el intervalo de tiempo en el que uno de los transistores está en corte y el otro entra en operación, se llama distorsión de cruce. Para eliminar la distorsión de cruce se requiere aplicar una ligera polarización directa a cada diodo de emisor. Esto quiere decir que el punto Q se sitúa levemente por encima del corte, como se muestra en la figura 2-7. Como guía, una ICQ entre el 1 y el 5 por ciento de la IC(sat) es suficiente para eliminar la distorsión de cruce.

23

Punto Q

I I I V C E

VCEQ

Figura 2-7 Línea de carga d e c a con polar izaci6n ligeramente Arriba del corte

Estrictamente hablando, se tiene operación de clase AB. Esto significa que la corriente circula en cada transistor más de 180" pero menos de 360". Como la operación se encuentra más cerca de la clase B que de la clase A , mucha gente se refiere al circuito como un amplificador de clase B.

2.7 Distorsión no lineal El seguidor de emisor push-pull de clase B reduce la distorsión aún más, puesto que los semiciclos son idénticos en forma. A pesar de que aún se produce alguna distorsión no lineal, ésta es menor que en los amplificadores de clase A. La razón de que está distorsión sea menor se debe a que todas las armónicas pares se cancelan. Las armónicas son múltiplos de la frecuencia de entrada. Por ejemplo, si fent=1 kHz, la segunda armónica es de 2 kHz, la tercera armónica es de 3 kHz, y así sucesivamente. Un amplificador clase A de señal grande produce todas las armónicas: fent, 2fent, 3fent, 4fent y así sucesivamente. Un amplificador push-pull de clase B produce solamente armónicas nones: fent, 3fent, Sfent , etc. Esta es l a razón de que la distorsión sea menor en los amplificadores push-pull de clase B.

. 1 .


2.8 Ejemplo AMPLIFICADOR CLASE B El circuito que se armo para esté tipo de amplificador se muestra en la figura 2-8.

vs

Figura 2 -8 Ampl i f i cador Push-Pu l l

Los valores que se propusieron para esté circuito fueron: c= 1000pf R3 = 33052 v c c = 1 2 v

una ganancia de A = 18

Los demás valores se obtuvieron por fórmula:

RL = [R3-((A*R3)/p)J/2A con una p = 150, RL = 8 0

R1+R2 = (4*R3*Vbe)/(Vcc-2Vbe) con un Vbe = 0.7V,

R I+R2 = 87.1652

así que a R I se le dio un valor de R 1 = 3 . 3 0 y R2 es una resistencia variable de R2 = 100KQ

Con la resistencia R2 se logra variar el Vbe y con ello que la señal no Salga perfecta, logrando ver los posibles armónicos de la señal.

Crugief i ra ihpo A M P L I F I C A D O R C L A S E B

Simulación El circuito a simular es el que se muestra en la figura 2-8. E l circuito armado en Microcap 6.0 es el mostrado en la figura 2-9.

VCC 7-

1 vc C

1 ODOU 330

2N3904

3.3 1 QOQu -

v2 1 Ok 1 ooou

- 2N4402 8 330

Figura 2-9 Amplificador Clase B armado en Microcap 6 . 0

De la figura 2-9 se observa que: el nodo 2 es la señal de entrada y en el nodo 6 es la señal de salida. La gráfica obtenida de está simulación fue la siguiente:

r

De está gráfica se pude obtener la ganancia, la cual es:

. ..-... ”.., ,. , .

A M P L I F I C A D O R C L A S E 8

Resultados Los resultados prácticos obtenidos en laboratorio fueron los siguientes:

I SEÑAL I AMPLlTUD(P-P) I Entrada 1 1 OOmV Salida 1v

La ganancia del amplificador push-pull es:

Comentarios Dentro del funcionamiento se obtuvo lo ya comentado con anterioridad, en el sentido de que el sistema se comporto de manera no lineal y con ta ayuda de la R2 se pudo mostrar como la señal de salida se distorsionaba aún más, mostrando así las diferentes armónicas producidas por el sistema.

Los Resultados obtenidos en el amplificador Push-Pull, tai vez no sean los esperados dados los cálculos realizados para una ganancia de 18. Esta ganancia no obtenida se debe muy probablemente a no considerar la resistencia de la fuente, las tolerancias de las resistencias y capacitores, la potencia disipada por los transistores, los valores no ideales de los transistores, etc.

Si bien la simulación de un circuito ayuda al diseño del mismo, en este caso la ganancia obtenida de la simulación estuvo muy alejado de la realidad y no se pudo dar una explicación del porque la simulación estuvo muy alejada dela realidad.

27

2.9 AMPLIFICADOR CASCODE

El circuito armado se muestra en la Figura 2-10.

VI: c

- Figura 2-10 Ampl i f icador Cascode

Para el circuito mostrado en la figura 2-10 se proponen los siguientes valores:

R L = 50K62 Rc = 2.2KQ C= 1OOpF v c c = 1 2 v

Para obtener la ganancia, se usa la siguiente fórmula:

De donde:

De las tablas del fabricantes (ver anexo) se tiene que VT= 27e-3 e IC = 0 .2mA, por lo que:

28


hib = 135R

Con este valor de hib el valor de la ganancia es:

El valor de las resistencias de base se encontraron al analizar la malla de entrada, cuya ecuación es:

VCC = ( (RI* lc) /2) + Rl( lC- lb) + Rl( lC- lb)

Despejando a R1 se tiene que:

R1= 2 vcc 4 IC 31c - - P

De tablas se tiene que p = 135, as¡ que:

El valor de R1 = 40.4KR z 50KR. En cuanto a Re, será una resistencia variable con un valor promedio de Re = I K Q , ya que es la que permitirá variar el punto de operación.

Los valores para el amplificador cascode son

Componentes

RL = 50KR, Re = 33052 Rc = 2.2.KR R1 = 50KR C = IOOpF Q = 2N2222

Fuente

v c c = 1 2 v

C M *ir ai tienip A M P L I F I C A D O R C L A S E B

Simulación El circuito a simular es el que se muestra en la figura 2-10. El circuito armado en Microcap 6.0 es el mostrado en la figura 2- 11.

l.:>; 1.

r-"-l o 1

- Figura 2-11 Amplificador Cascode armado en Microcap 6 . 0


I

30


De está gráfica se pude obtener la ganancia, la cual es:

Resultados

Los resultados obtenidos fueron los siguientes:

I SEÑAL 1 AMPLITUDtP-PI I I Entrada 218mV 1 I Salida 2v I

La ganancia del amplificador cascode es:

Comentarios En este caso la ganancia obtenida prácticamente no es lo esperado con respecto a la ganancia teórica, pero este circuito resulto ser muy sencillo de construir con dispositivos comerciales y con una respuesta bastante alta. Se puede observar que la ganancia obtenida de la simulación del circuito en el microcap 6 . 0 se sale de toda similitud con respecto a los valores esperados prácticamente.

31

casa abista .I t-o A M P L I F I C A D O R C L A S E C

32

C m abista al l k m o A M P L I F I C A D O R C L A S E C

AMPLIFICAOOR CLASE c Un amplificador clase C puede entregar más potencia a la carga que un amplificador clase B; pero si se trata de amplificar una señal senoidal, necesita sintonizarse a la frecuencia de esa señal. Es por ello que al amplificador clase C es un circuito de banda estrecha que sólo puede amplificar la frecuencia de resonancia y aquellas frecuencias cercanas a ésta. Estos amplificadores se operan siempre a radiofrecuencias (RF), o sea a frecuencias mayores de 20 kHz, donde el circuito resonante puede formarse sin necesidad de usar capacitores e inductores excesivamente grandes. Así pues, los amplificadores clase C, aunque son los más eficientes de todos, únicamente son útiles para aplicaciones de banda estrecha en RF. La operación en clase C se caracteriza porque la corriente de colector circula durante menos de 180" del ciclo de ca. Esto significa que la corriente de colector de un amplificador clase C no es senoidal en absoluto ya que circula en forma de pulsos. Para evitar la distorsión que resultaría sobre una carga puramente resistiva, los amplificadores clase C tienen que esperar siempre sobre un circuito tanque sintonizado que permite obtener un voltaje senoidal de salida.

3.1 Amplificador Sintonizado En la f igura 3 - l ( a ) puede verse un ejemplo de amplificador clase C. El circuito resonante paralelo está sintonizado a la frecuencia de la señal de entrada. Cuando el circuito tiene un elevado factor de calidad (a) , la resonancia en paralelo se presenta a una frecuencia

donde fr = frecuencia de resonancia L = inductancia

C = capacitancia

A la frecuencia de resonancia, la impedancia del circuito resonante paralelo es muy elevada y puramente resistiva (para que esta aproximación sea válida, se requiere que la Q del circuito sea superior a 10, suposición generalmente aceptable en los circuitos sintonizados de RF). Cuando el circuito está sintonizado a la frecuencia de resonancia en RL es máximo y senoidal.

iQcc

+vcc

i'l

RL

Figura 3 -1 (a) Ampl i f icador c lase C s in ton izado. (b) Respuesta en f recuencia. (c) C i rcu i to equ iva len te de cc . (d ) C i rcu i to equ iva len te de ca con Q mayor de 10. (e) Rec tas de carga

34

caw abim al twnpll A M P L I F I C A D O R C L A S E C

En la figura 3- l (b) puede verse cómo varía la ganancia de voltaje con la frecuencia. Como puede verse, la ganancia alcanza un valor máximo A m a x para la frecuencia fr. Para valores mayores y menores de esta frecuencia de resonancia la ganancia de voltaje disminuye. Cuanto mayor sea la Q del circuito, más pronunciadas serán estas disminuciones de ganancia en ambos lados de resonancia.

3.2 Ausencia de polarización En la f igura 3-l(c) se ha incluido el circuito equivalente de cc; se puede comprobar que el transistor no tiene polarización alguna. Su punto Q por consiguiente, se representa en el punto de corte de la línea de carga en cc. Puesto que no hay polarización, el voltaje VBE de cc es cero y por consiguiente no puede circular corriente de colector hasta que la señal de entrada sea mayor aproximadamente 0.7V. Nótese también que la resistencia de colector en cc es Rs; ésta es la resistencia de cc del inductor de RF que por lo general es de unos pocos ohms.

3.3 Líneas de carga Puesto que RS es muy pequeña, la línea de carga de cc parece ser casi vertical en la f igura 3-l(e); sin embargo, no existe peligro de avalancha o carrera térmica porque el transistor no conduce más corriente que la fuga. El punto estático de operación (Q) está en corte y no hay posibilidad de avalancha térmica. Las fórmulas que se obtienen de la línea de carga de ca son:

Y

En el amplificador clase C de la f igura 3-l(a), I C Q = O y VCEQ = Vcc . Por tanto, las ecuaciones anteriores se reducen a

Y

35

A M P L I F I C A D O R C L A S E C

En la f igura 3-l(e) puede verse la recta de carga de ca. Cuando el transistor está conduciendo, su punto de operación sube sobre la recta de carga. La resistencia de ca vista por el colector es rc. La corriente de saturación de ca en un amplificador clase C es Vcc/rc y la variación máxima de voltaje es de Vcc.

3.4 Circuito equivalente en ca Cuando la Q del circuito resonante es mayor de 10, se puede usar el circuito equivalente aproximado de ca que se indica en la f igura 3-l(d). En este circuito, la resistencia en serie del inductor se ha incluido en la resistencia de colector. En un amplificador de clase C, el capacitor de entrada forma parte de un fijador (clamper) negativo de cc. Esto quiere decir que la señal de entrada a un amplificador clase C tiene un nivel fijo negativo de cc. En el lado de salida, la fuente de corriente de colector se aplica a un circuito tanque. En el punto de resonancia del circuito tanque paralelo, el voltaje pico a pico en la carga alcanza su valor máximo. Recuérdese que el ancho de banda de un circuito resonante se define como:

Donde f ? = frecuencia correspondiente al punto inferior de media potencia

f2 = frecuencia correspondiente al punto superor de media potencia

El ancho de banda está relacionado con la frecuencia de resonancia y la Q del circuito por la expresión:

f r

Q B = --

donde B = ancho de banda f r = frecuencia de resonancia

Q = factor de calidad del circuito completo

Esto significa que una Q elevada produce un ancho de banda pequeño que equivale a una sintonía muy precisa. Los amplificadores clase C tienen casi siempre un circuito cuya Q es mayor de 10. Esto implica que el ancho de banda es menor al

36

....

Cara abiata al -o A M P L I F I C A D O R C L A S E C

10% de la frecuencia de resonancia, razón por la cual se dice que son amplificadores de banda estrecha. La salida de un amplificador de banda estrecha es un elevado voltaje senoidal en el punto de resonancia con una caída rápida de voltaje a un lado y otro de esa frecuencia.

3.5 Caída o disminuci6n de corriente en resonancia Por lo general la Q de los circuitos resonantes es mayor de I O , lo que permite usar el circuito equivalente aproximado para ca de la figura 3- l (d ) . En este circuito la resistencia en serie del inductor está incluida en la resistencia de colector rc. Esto deja un inductor ideal en paralelo con un capacitor ideal y, cuando este circuito es resonante, la impedancia de ca de la carga vista por la fuente de corriente del colector es puramente resistiva y de valor muy elevado, con lo que la corriente de colector pasa entonces por un mínimo. Por arriba y por debajo de la frecuencia de resonancia disminuye la impedancia de carga en ca, con lo que la corriente de colector aumenta. Supóngase, por ejemplo, que la frecuencia de resonancia sea de 5 MHz. Para una señal de entrada de 5 MHz el circuito resonante hace que la corriente de colector pase por un valor mínimo. Si la frecuencia de la señal de entrada es menor a 5 MHz, el tanque presenta un efecto inductivo y la corriente de colector aumenta. Del mismo modo, si la frecuencia de entrada es superior a 5 MHz, el efecto capacitivo predomina en el tanque y la corriente de colector también aumenta. Una forma de sintonizar un circuito tanque a la frecuencia de entrada será, pues, buscar una caida de la corriente directa suministrada al circuito. En la figura 6-a se podría conectar un amperímetro de cc en serie con la Vcc de alimentación. Cuando se consiga sintonizar el circuito tanque con la señal de entrada, la lectura del amperímetro disminuirá a un valor mínimo y esta caída será la indicación de que se ha logrado la sintonía.

3.6 Resistencia del colector de ca Toda bobina o inductor tienen cierta resistencia en serie Rs. Aunque en tos esquemas nunca se representa esta resistencia como componente separado del circuito, es importante recordar su existencia y, por ello, se ha incluido en la figura 3-2(a). La Q del inductor esta dada por

donde Q L = factor de calidad de la bobina XL = reactancia inductiva

37


R s = resistencia de la bobina

Figura 3-2 (a) Rs rep resen ta l as pé rd idas en la bob ina . (b ) Rp representa las pérd idas en l a bob ina

Debe recordarse que se está hablando de la Q de la bobina solamente. El circuito completo presenta una Q menor, porque en éI hay que incluir tanto la resistencia de carga como la resistencia de la bobina. Como se ha aprendido en los cursos básicos de cal la resistencia en serie del inductor puede sustituirse por una resistencia en paralelo R P , como se muestra en la figura 3-2(b). Esta resistencia equivalente está dada por:

Si la QL es mayor de 10, esta fórmula tiene un error menor del 1 %.

Con respecto a la figura 3-2(b), es importante recalcar que todas las pérdidas que se produzcan en la bobina quedan ahora representadas por la resistencia en paralelo Rp; la resistencia en serie RS ya no existe en el circuito equivalente. En el punto de resonancia XL se anula con X c , dejando únicamente a R p en paralelo con RL. Esto significa que la resistencia de ca en resonanci

y la Q del

a, vista desde el-colector, es

rc = R, I I R L

circuito completo está dada por

Como se ve la Q del circuito completo resulta inferior a la Q de la bobina, QL. En los amplificadores clase C reales, la Q de la bobina suele ser de 50 o más y la Q del circuito es 10 o más. Por ello, el circuito resulta ser de banda estrecha. Además, puesto que la Q de la bobina es igual o superior a 50, la mayor parte de la potencia de ca entregada a la carga la absorbe la resistencia de carga y sólo una pequeña fracción se disipa en la resistencia de la bobina.

3.7 Factor de servicio El breve periodo de conducción del diodo emisor en cada pico positivo produce pulsos estrechos de corriente en el colector. Cuando se tienen formas de onda de este tipo pulsante convienen usar como medida el factor de servicio (duty cycle), que se define como:

Por ejemplo, si en el osciloscopio se ve que el ancho de los pulsos es de 0.2 ps y el período es de 1.6 ps, el factor de servicio será

lo que equivale al 12.5%

3.8 Filtrado de armónicas Como ya se ha visto, toda onda no senoidal equivale a una frecuencia fundamental f, más una segunda armónica de frecuencia 2f, más una tercera armónica de frecuencia 3f, etc. En la figura 3-3(a), la fuente de corriente de colector se aplica al circuito tanque con la corriente no senoidal de la f igura 3- 3(b). Si la frecuencia de resonancia del tanque es la fundamental f, todas las armónicas resultan filtradas y el voltaje en la carga resultará ser una senoidal a la frecuencia fundamental f, como se indica en la figura 3-3(c).

39

% 2 v c c

f

Figura 3-3 (a) C i rcui to equivalente de ca . (b) Pulsos angostos de la corr iente de colector. ( c ) Voltaje de colector .

Como ya se dijo anteriormente, la variación máxima de voltaje sobre la línea de carga de alterna es V c c . Por consiguiente, bajo condiciones máxima de señal, el voltaje en la carga varía desde V C E ( s a t ) hasta 2Vcc. Puesto que V C E ( s a t ) es prácticamente cero, la excursión máxima de salida en alterna de un amplificador clase C resulta ser:

El amplificador clase C es bastante extraño; primeramente fija un nivel negativo sobre la señal de entrada para obtener pulsos de corrientes fuertemente distorsionados; a continuación emplea un circuito resonante de Q elevada para restaurar la frecuencia fundamental. ¿Por qué hacer esto? Básicamente para aumentar el rendimiento, la eficiencia de la etapa amplif icadora. La ausencia de resistencias de polarización ya indica que habrá menos consumo de corriente; además, debido a lo angosto de los pulsos de corriente, la disipación del transistor es menor que en clase A o en clase B. El resultado neto global es que hay menos consumo de corriente, lo que se traduce en un mejor rendimiento. Como se tendrá ocasión de comprobar, el rendimiento de una etapa en clase C puede l legar casi al I 0 0 por ciento.

40

clra ab¡& dlthnpa A M P L I F I C A D O R C L A S E C

3.9 Potencia en la carga La potencia de ca en la carga de una etapa clase C está dada por:

Donde PL = potencia de ca en la carga

RL = resistencia de carga VPP = voltaje de pico a pico en la carga

La potencia en la carga es máxima cuando se usa toda la recta de carga, puesto que el valor de la máxima excursión de salida, PP, mide el máximo valor de VPP que se obtienen sin recortar la señal, se puede escribir la potencia maxima en la carga en función de esta excursión máxima de salida:

PP2

Los amplificadores clase C se usan casi siempre de forma que operen a todo lo largo de la recta de carga, con lo que se obtiene la máxima potencia en la carga y la máxima eficiencia posible en la etapa.

3.10 Consumo de corriente Para un ángulo de 180" la corriente promedio es de 0.31 8 lc (sa t ) . Esta corriente media es la única componente que tiene que considerarse en el consumo de corriente de una etapa clase C. La potencia de cc suministrada al circuito es:

donde Ps = potencia de cc suministrada por la alimentación Vcc = Voltaje de alimentación

Is = consumo de corriente de cc

La potencia se disipa en la carga, el transistor y la bobina. Despreciando la pequeña potencia de ea suministrada a la entrada del amplificador:

Donde Ps = potencia de cc entregada por la alimentación 4 1

casa abimtaallianpn A M P L I F I C A D O R C L A S E C

PL = potencia de ca en la carga PD = potencia disipada en el transistor

P ( b o b i n a ) = potencia disipada en la bobina

Esta última ecuación indica que la potencia de cc entregada al circuito debe salir en forma de potencia en la carga y de perdidas de potencia en el transistor y la bobina.

3.11 Eficiencia de la etapa La eficiencia de una etapa en clase C, o rendimiento de etapa, es:

D 1 L(mdx) v = M O O %

ps

En un amplificador de clase C, la mayor parte de la potencia suministrada por la alimentación de convierte en potencia de ca en la carga. Las pérdidas en el transistor y la bobina son lo suficientemente pequeñas para ser despreciadas y, por consiguiente, la eficacia de la etapa es elevada. Cuando el ángulo de conducción es de 180°, el rendimiento de la etapa es de 78.5%, o sea el limite máximo teórico de una etapa en clase B. Cuando el ángulo de conducción disminuye, el rendimiento aumenta. Como ya se dijo, la eficiencia máxima en una etapa clase C es teóricamente del l o o % , valor al que se acerca eí amplificador con ángulos de conducción muy pequeños.

3.12 Ejemplo amplif icador clase C Analizar el circuito de la figura 3-4.

0.01 UF 1 000 pF

5 V 8" 4.7 k I ~ I k

i- - - - -

Figura 3-4 Amplificador clase C

4 2

, . ... ..*_


La frecuencia de resonancia es

Por tanto, la reactancia inductiva valdrá:

XI, = 2@. 19MH~)(2pH) = 65 - 2 0

La resistencia en paralelo es:

R, = Q,X, = 50(62.2Q) = 3.26KI

La resistencia de carga de ca es el equivalente de Rp y RL en paralelo:

La Q del circuito es:

y el ancho de banda es:

La excursión máxima de salida de ca sera:

PP z 2(15V) = 30V

La potencia de ca en la carga es:

La pérdida de potencia en la bobina vale:

4 3

p , = VPK ' - - (30V)' (bobzna) 8R, 8(3260sZ)

= 34.5m W

Si la potencia disipada por el transistor es de 7 .5 mW, la potencia de cc entregada por la alimentación es:

P y = P' + Po + <bobinn) = 113mW + 7.5mW + 34.5mW = 155mW

Con lo que la eficiencia de la etapa será

Simulacibn

El circuito a simular es el que se muestra en la figura 3-4. El circuito armado en Microcap 6 . 0 es el mostrado en la figura 3-5.

1 k.

Figura 3-5 Amplificador Clase C armado en Microcap 6.0


44

cau ahUtlditlrnyw A M P L I F I C A D O R C L A S E C

i

De donde la ganancia es:

Resultados Los resultados prácticos obtenidos fueron los siguientes:

SENAL

29v Salida 1 ov Entrada

AMPLITUD(P-P)

La ganancia del amplificador clase C es

45

, . . ”..

65.4 di- al lirnpo A M P L I F I C A D O R C L A S E C

Comentarios Este circuito es muy fácil de construir con la ventaja de lograr una amplificaci6n solamente a la señal deseada. Los cálculos teóricos se acercaron mucho a los obtenidos prácticamente, inclusive a los realizados en el simulador microcap 6.0

46 I_-

Cas a b i l r t a a l ~ u A M P L I F I C A D O R E N U H F

4.1 TEORíA D E PEQUEIÚA S E Q A L

4.1.1 POLARiZACltfN En la mayoría de los diseños de amplificadores de radio- frecuencia, se debe cuidar la parte de polarización del transistor, a menos que el amplificador sea operado a temperatura ambiente solamente y no sea necesario diseñar un punto de operación de dc, extremadamente estable con la temperatura. Si por otro lado, el amplificador debe operar manteniendo ciertas especificaciones (ganancia, figura de ruido, etc.) sobre grandes rangos de temperatura, la red de polarización de dc debe ser considerada cuidadosamente. Observando las curvas de los parámetros Y y S de las hojas de especificaciones del transistor 2N5179, se ve que un cambio en el punto de polarización del transistor afecta todas las características de operación de rf del transistor. Hay dos características internas básicas del transistor que tienen un profundo efecto en el punto de operación de dc del transistor con la temperatura; ellos son AVBE y A p . El objeto del diseño de una buena polarización estable con la temperatura es minimizar los efectos de estos parámetros. AI incrementarse la temperatura, el voltaje base-emisor (VBE), del transistor decrece a una tasa de cerca de 2 . 5 mV/"C desde su valor nominal a temperatura ambiente de 0.7 Volt (para un dispositivo de sil icio). Mientras el VBE disminuye, se permite que fluya mas corriente de base, lo cual produce mayor corriente de colector, que es exactamente lo que se pretende prevenir. El cambio total en VBE para un cambio de temperatura dado, es llamado AVBE . El primer factor externo del circuito que se puede controlar y con el cual se t iende a minimizar los efectos del AVBE , es el voltaje de emisor (VE) del transistor. De la figura anterior se observa que un decremento en V B ~ con la temperatura causaría un incremento en la corriente de emisor y de aquí, un incremento en VE. El incremento en VE es una forma de retroalimentación negativa que tiende a polarizar inversamente la unión base-emisor y, por eso, decrementa la corriente de colector. Un decremento de VeE, tiende a ser contrarrestado por el incremento en VE, y la corriente de colector no se incrementa tanto con la temperatura.

k d abimta alcierrar A M P L I F I C A D O R E N U H F

F i g u r a 4 - 1 Circuito de Polarización

Poniendo estos hechos en forma de ecuaciones:

donde :

ATc = cambio en la corriente de colector IC = corriente de colector en el punto creciente

AVBE = cambio en el voltaje base-emisor VE = voltaje en el punto creciente

As í , si VE fuera igual a 20 veces AVBE, el cambio en la corriente de colector con la temperatura debido a AVBE sería de solo 5%. La ecuación (1) implica que entre mas alto sea el valor de VE es mejor. Esto sería totalmente cierto sino nos tuviéramos que preocupar de nada más que de la polarización del transistor para un punto de operación específico. Un alto voltaje de emisor, por ejemplo, tiende a desperdiciar potencia y decrementar la ganancia de la señal en ac. Un capacitor de bypass en paralelo con RE a la frecuencia de la señal, es usado

4 9

normalmente para prevenir la pérdida en ganancia, pero el desperdicio de potencia puede seguir siendo un problema. Si asumimos que el amplificador operará sobre un cambio de temperatura de no más de 5 50°C, entonces un voltaje de emisor de 2.5 volts, provocará una variación de 2 5% en la corriente de colector debida a VBE. De hecho, la mayoría de las redes de polarización para transistores similares a la mostrada, proporcionan un valor de VE desde 2 hasta 4 volts, dependiendo de los valores de Vcc y Vc escogidos. Altos valores son posibles, dependiendo del grado de estabilidad requerido. El cambio en la ganancia de corriente en dc del transistor, o p, con la temperatura, también debe de tenerse en cuenta, ya que cualquier variación en p produciría un cambio en la corriente creciente del colector y cambiaría el punto de operación diseñado. La p de un transistor de silicio típicamente se incrementa con la temperatura a una tasa de cerca del 0.5% por cada "C. Así , para una variación en la temperatura de 5 50°C, la p del transistor, y por lo tanto su corriente de colector, variará un 225%. El valor de p no solo varia con la temperatura, ya que el valor de la tolerancia en la p entre transistores de un mismo lote, varía en un tango de 1 a 10 (tal como de 50 a 500). El cambio en la corriente de colector para un correspondiente cambio en p se puede aproximar por:

donde: I C I = corriente de colector con p = pi p1 = valor mas bajo de p p 2 = valor mas alto de p A P = P 2 - P1 RB = paralelo de R 1 y R2 RE = resistor de emisor

Esta ecuación indica que una vez que se ha especificado el transistor, el Único control que el diseñador tiene sobre el efecto de los cambios de p sobre la corriente de colector es mediante la relación de resistencias RB/RE. Entre más pequeña sea esta relación menos varía la corriente de colector. Sin embargo, mientras se decrementa la relación RB/RE, se produce el efecto indeseable de decrementar la ganancia en corriente del amplificador. También, mientras la relación se

50

Osaabi !a taa lhq lo A M P L I F I C A D O R E N U H F

aproxima a la unidad, la mejoría en la estabilidad del punto de operación rápidamente disminuye. Como una regla práctica para circuitos estables, la relación RB/RE deberá ser menor a 1 o.

4.1 .2 Diseño utilizando parámetros Y . El desempeño de un transistor de rf en pequeña-señal, puede ser caracterizado completamente por sus parámetros de admitancia de dos puertos. Basados en estos parámetros, se pueden escribir las ecuaciones para ayudar a encontrar un transistor que cubra nuestras necesidades y completar el diseño, una vez, que se ha seleccionado el transistor. Uno de los primeros requerimientos en el diseño de cualquier amplificador, es escoger el transistor que cubra mejor los requerimientos deseados. Dos de las consideraciones más importantes al escoger un transistor para usarse en cualquier diseño de amplificadores son, estabilidad y su máxima potencia disponible (MAG). La estabilidad es una medida de la tendencia del transistor hacia la oscilación MAG es un tipo de figura de mérito para el transistor la cual indica la máxima ganancia en potencia teórica que se espera obtener del dispositivo, cuando este es acoplado conjugadamente a su impedancia de carga y de entrada.

4.1 .3 Cálculos de estabilidad Es posible predecir el grado de estabil idad de un transistor mediante el factor de estabilidad de Linvill, C .

donde: Yr = transferencia de admitancia en inverso y f = transferencia de admitancia en directo gi = conductancia de entrada g, = conductancia de salida

Cuando C es menor a I, el transistor es incondicionalmente estable en el punto de polarización elegido. Esto significa que se puede elegir cualquier combinación de impedancias de carga

51

. ".". .

y de fuente para el dispositivo y que el amplificador permanecerá estable. Si C es mayor a 1 , el transistor es potencialmente inestable y oscilará para ciertos valores en las impedancias de fuente y de carga. El factor de estabilidad de Linvill es útil para predecir un problema potencial de inestabilidad. No indica para que valores de impedancias el transistor será inestable, pero obviamente, si un transistor tiene un factor C menor a 1 (incondicionalmente estable), será mucho más fácil trabajar con éI que con uno que sea potencialmente inestable. Hay que tener presente que si C es menor pero muy cercano a 1 , para cualquier transistor, entonces cualquier cambio en el punto de polarización debido a variaciones de la temperatura, podría causar que el transistor se vuelva potencialmente inestable y más propenso a oscilar a algunas frecuencias, por lo que un valor de C pequeño es mejor. Los parámetros Y también pueden ser utilizados para predecir la estabilidad de un amplificador dados ciertos valores de impedancias de fuente y de carga. Este es el llamado factor de estabilidad de Stern, el cual esta dado por:

donde: G s = conductancia de la fuente GL = conductancia de carga

En este caso, si K es mayor a 1 , el circuito será estable para esos valores de impedancias de la fuente y de carga. Si K es menor a 1, el circuito es potencialmente inestable y más propenso a oscilar a alguna frecuencia. El factor de estabilidad de Linvill es útil para encontrar transistores estables, mientras que el factor de estabilidad de Stern predice posibles problemas de estabilidad con circuitos.

52

C m abierta al I m p 0 A M P L I F I C A D O R E N U H F

4.1.4 Miixima ganancia disponible (MAG) La MAG de un transistor puede encontrarse utilizando la siguiente ecuación:

j Yf 1 MAG="- ......( 5) 4 g r g o

La MAG es un cálculo inicial para buscar un transistor adecuado para alguna aplicación particular, ya que da una buena indicación de sí el transistor proporcionará suficiente ganancia para nuestros propósitos. La máxima ganancia de potencia disponible para un transistor, ocurre cuando y r = O , y cuando YL y YS son complejos conjugados de yo y yi respectivamente. La condición de que y r debe ser igual a cero para que ocurra la máxima ganancia es debida a que el hecho de que bajo condiciones normales, y r

actúa como un patrón interno de retroalimentación negativa para el transistor. Con Yr=O, no se permite retroalimentación y la ganancia está a su máximo.

En situaciones prácticas, es físicamente imposible reducir yr a cero, y como resultado, la MAG nunca puede ser alcanzada, sin embargo es posible acercarse a este valor mediante un acoplamiento conjugado simultáneo de las admitancias de entrada y de salida del transistor.

4.1.5 Acoplamiento conjugado simultdneo Una óptima ganancia en potencia se obtiene de un transistor cuando yi y yo son acoplados conjugadamente a YS y Y L I respectivamente. . YL afecta la admitancia de entrada del transistor y YS afecta su admitancia de salida, con lo cual es posible proveer al transistor de un acoplamiento conjugado simultáneo para una máxima transferencia de potencia (de la fuente a la carga) usando las siguientes ecuaciones:

53

Can abiirta al tprnp. A M P L I F I C A D O R E N U H F

donde: Gs = conductancia de la fuente Bs = susceptancia de la fuente GL = conductancia de la carga BL = susceptancia de la carga

4.2 TÉCNICAS Y CONSTRUCCIóN EN RF Muchos diseñadores de equipo de R F con tubos de vació o equipos de estado sólido de pequeña señal, no están familiarizados con el diseño de potencia en RF en estado sólido, y la importancia de muchos aspectos en el desarrollo del hardware. Es verdad que las mismas reglas aplican en cada caso, pero la construcción física de los circuitos de potencia en RF es mucho más critico debido a los bajos niveles de la impedancia de entrada. La importancia de estos aspectos es frecuencia, voltaje de'alimentación y nivel de potencia. Para una alimentación de voltaje dada las impedancias de entrada son aproximadamente igual para UHF en 10-15 watts, VHF en 35-40 watts y HF alrededor de 100 watts. Esto significa que los niveles de impedancia de los dispositivos seleccionados para cada aplicación (excepto la salida) son cercanamente igual, pero las corrientes en RF son una función del nivel de potencia. Así , esto puede deducir por ejemplo que las inductancias de emisor son iguales en operación de emisor común.

4.2.1 Seleccionando el dispositivo Los transistores de potencia de R f son hechos para tres voltajes básicos: 12.5V (12-1 5.5V) para móviles en tierra y aplicaciones marinas; 28V (24-32V) y 50V (40-5OV) para aviación, militares y estaciones base. Los dispositivos

54

, .................

diseñados para altos voltajes de operación pueden ser usados en bajos voltajes, pero no viceversa. Esto podría resultar en saturación en un nivel de potencia baja que en un nivel normal

4.2.2 Efectos parásitos La capacitancia parásita o distribuida del cableado puede llegar a degradar seriamente la respuesta en alta frecuencia de un amplificador. Por esto se requiere tener buen cuidado de usar conexiones cuando se trate de hacer circuitos que operen a frecuencias de más de 100 kHz. Por otra parte, la capacitancia parásita o distribuida del cableado no es la única fuente de problemas; hay otros efectos parásitos que degradan igualmente la respuesta en alta frecuencia.

4.2.3 Circuitos equivalentes Un simple resistor posee, de hecho, un valor pequeño de inductancia y de capacitancia. A bajas frecuencias estas componentes L y C tienen efectos despreciables, pero conforme la frecuencia aumenta, el resistor empieza a comportarse como algo más que una resistencia. La figura 4-2(a) muestra el circuito equivalente de un resistor con su inductancia y capacitancia. A bajas frecuencias, la inductancia tiende a cero y \ a capacitancia a infinito. Dicho de otro modo, el inductor aparece cortocircuitado y el capacitor abierto cuando se trata de bajas frecuencias. El resistor entonces se comporta como una resistencia pura. El efecto inductivo se denomina lnductancia de las terminales porque se produce en las terminales de conexión del resistor. Y se hablará de capacitancia parásita para designar el efecto capacitivo entre los extremos del resistor. Para frecuencias menores a 100 MHz uno de los dos efectos, capacitivo o inductivo, predomina, de forma que el circuito equivalente podrá reducirse a alguno de los indicados en la figura 4-2(b) o 4-2(c).

c P.

(a) ( b ) (c)

Figura 4 - 2 Circu i tos equ iva len tes para un res is to r rea l . (a ) Comple to . ( b ) Resis tor y capac i tanc ia parAs i ta . (c ) Res is to r con induc tanc ia de te rmina les .

55

Casa abirrta al t i m ~ o A V A P L I F I C A D O R E N U H F

4.2.4 Capacitancia parásita o distribuida La capacitancia parásita o distribuida de un resistor típico (de 1/8 W a 2W) está en la vecindad de 1 pF, dependiendo del valor exacto de la longitud de las terminales el tamaño del resistor y otros factores. En la mayor parte de las aplicaciones puede despreciarse la capacitancia parásita siempre que se verifique que:

Por ejemplo, si resistor de 10 k R tiene una capacitancia parásita asociada de 1 pF, a una frecuencia de 1 MHz el valor de Xc será de:

La razón de la reactancia a la resistencia es:

X, 159m R 10m "" - - = 15.9

4.2.5 lnductancia de las terminales En el caso de un resistor típico esta inductancia vale aproximadamente 0.02 pH por pulgada. El efecto inductivo se desprecia cuando

Supóngase, por ejemplo, que se cortan las terminales de un resistor de 1 kR dejando % de pulgada de cada extremo. La longitud total es de 1 pulgada, lo que equivale a 0.02 pH de inductancia. A una frecuencia de 300 MHz la reactancia es:

X , = ~Z(~OOMHZ)(O.O~,UH) = 37.7C2 y el cociente entre resistencia y reactancia es:

R - 1000 x, 37.7

~ ."___ - = 26.5

Por tanto, incluso a frecuencias de 300 MHz, es despreciable el efecto de esta inductancia parásita de un resistor de 1 kQ.

4.2.6 Una gráfica útil Sean Xc / R = 10 y R / XL = 10; entonces pueden graficarse frecuencia contra resistencia como en la figura 4-3. En está gráfica aparecen dos líneas marcando la división entre las aproximaciones resistiva, inductiva y capacitiva, considerando 1 pF de capacitancia parásita y 0.02 pH de inductancia de terminales. Ahora se verá de qué modo se usa esta gráfica: en la zona comprendida entre ambas líneas y debajo de ellas puede considerarse el resistor como ideal, esto es, desprovisto de toda capacitancia o inductancia parásita. Si el punto de utilización cae arriba de cualquiera de esta lineas habrá que tomar en cuenta el efecto inductivo o capacitivo, según corresponda. Por ejemplo, un resistor de 10 kR operando a 1 MHz se comporta como una resistencia ideal, y en la figura 3 el punto correspondiente cae bajo la línea de la derecha. En cambio, si este mismo resistor operase a 5 MHz habría que incluir el efecto capacitivo para poder efectuar cálculos precisos en el circuito. Del mismo modo, un resistor de 20 R puede considerarse ideal hasta frecuencias de 16 MHz, pero a partir de esa frecuencia el efecto inductivo de sus terminales empieza a ser considerable. No hay que darle importancia excesiva a la f igura 3. Se trata sólo de una guía que ayuda a determinar si, se debe o no incluir los efectos parásitos en nuestros cálculos. Cuando se trabaje con altas frecuencias, en las que se requieren cálculos más precisos, probablemente será necesario medir exactamente la capacitancia o la inductancia parásitas asociadas al resistor, empleando para ello un puente RLC de alta frecuencia o un medidor de Q .

. , .. .,. . ." _ " ,-.',.~ ....

A M P L I F I C A D O R E N U H F

1 0 0 Miir

50 MHz

10 MHz

5

1 MHz

Figura 4 - 3 GrAfica de R

4.3 DISEÑO DEL CIRCUITO

Utilizando un transistor 2N5179 para el diseño de un amplificador a 100 MHz que tenga máxima ganancia en potencia, con impedancias de entrada y de salida a 50 ohms, y con un VCE = 10 volts y una I C = 5 mA, de sus hojas de especificaciones obtenemos los siguientes parámetros Y :

Yi = 8 + j56.7 mmhos Y , = 0.4 + j l .5mmhos Yr = 52- j20mmhos Y , = 0.01-j.Olmmho

Calculamos el factor de estab ecuación (3).

il idad de Linvill u til izando la

A B l P L I F t C A D O R E N U H F

j(52 - j20X0.01- j 0 . l)] - " .. - 2(8)(0.4) - Re[(52 - j20)(0.01- j 0 . I)]

5.57 6.4 - (-1.47)

- - .~ ""

= 0.71

Dado que C es menor a 1 , el dispositivo es incondicionalmente estable y podemos proceder con el diseño.

La MAG del transistor es calculada con la ecuación ( 5 )

= 242.5

= 23.8dB

La ganancia práctica que podemos obtener será algo menor que ésta, debido a y , y pérdidas en los componentes.

Utilizando las ecuaciones (6) a (1 O) calculamos las admitancias de fuente y de carga para un acoplamiento conjugado simultáneo.

Para la fuente, utilizando la ecuación (6):

2(0.4)

= 6.95mmhos

Y con la ecuación ( 7 )

- 5.37 2(0.4)

= -j5.7 + j . ~

= -,jl2.41rnmhos

De aquí, la admitancia de fuente que el transistor debe ver para una óptima transferencia de potencia es 6 .95 - j12 .41 mmhos. La admitancia de entrada actual del transistor es el conjugado de este número, ó 6 . 9 5 + j 1 2 . 4 1 mmhos.

6 0

caw abista al liaopo A M P L I F I C A D O R E N U H F

Para la carga, utilizando la ecuación (9)

Gsgo

w GL = --p......( 9)

- (6.95)(0.4) - 8

= 0.347mmho

Y con la ecuación (10)

= - jl.84mmhos

Así , para una óptima transferencia de potencia, la admitancia de carga deberá ser de 0.347 - j1.84 mmhos. La admitancia de salida del transistor es el conjugado de la admitancia de carga, esto es, 0.347 f j1 .84 mmhos.

El siguiente paso es diseñar las redes de acoplamiento de impedancia de la entrada y de la salida, que transformarán los 50 ohms de fuente y de carga, a la impedancia que el transistor desearía ver para obtener una máxima transferencia de potencia. El diseño del acoplamiento de entrada se muestra en la carta de Smith’*. Esta carta es normalizada para que el centro de la carta represente 50 ohms o 20 mmhos. Así , el punto YS = 6.95 - j12.42 mmhos, se normaliza a:

Ys = 50(6.95 - j12.41) mmhos = 0 .34 - j0.62 m h o

Note que su impedancia normalizada correspondiente puede ser leída directamente de la carta como 2s = 0.69 + j 1 . 2 ohms. La red de acoplamiento de la entrada debe transformar los 50 ohms

61

A M P L I F I C A D O R E N U H F , . 1 , , " I , , I I I 1 , X I , , " U ( , . I , ~ . , , I l ~ l Y " I I 1 ~ N I I I * I . , * 1 ~ ~ . ~ ~ ~ " ~ , ~ ~ ~ ~ ~ ~ ~ ~ ~ ~ . ~ " ~ " ~ ~ ~ ~ ~ " ~ ~ ~ ~ ~ ~ ~ ~ ~ ~ . ~ ~ ~ ~ ~ ~ ~ " ~ ~ , ~ ~ ~ ~ ~ ~ ~ ~ " ~ ~ I I I I . " L U U I I ) U " * I I I . . ~ ~ ~ Y N I ~ l l l l l " l \ m . ~ ~ U ~ ~ ~ ~ " ~ ~ ~ ~ ~ ~ ~ ~ . ~ ~ ~ ~ ~ ~ ~ ~ ~ ~ ~ ~ ~ ~ " ~ ~ ~ ~ ~ ~ ~ ~ ~ ~ ~ ~ ~ ~ ~ ~ ~ ~ ~ " ~ ~ ~ ~ ~ " ~ ~ " ~ ~ ~ ~ ~ ~ ~ ~ ~ ~ " " ~

de impedancia de la fuente a la impedancia representada pr este punto.

Utilizando una red L de dos elementos para la red de entrada, tenemos

Arc AB = C serie = - j l . 3 ohms Arc BC = L paralelo =- j 1 . 1 mhos

Dado que los valores de admitancia requeridos en la red de salida son demasiado pequeños, esta carta tuvo que ser normalizada a 200 ohms (5 mmhos). Así, la admitancia normalizada trazada en la carta es:

YL = 200(0.347 - j l . 8 4 ) mmhos =0.069 - j0.368 mho

6 ZL = 0.495 + j2.62 ohms

La carga normalizada a 50 ohms, debe ser transformada a este valor de impedancia para máxima transferencia de potencia. Utilizando nuevamente una red L de dos elementos para el acoplamiento, tenemos:

Arc AB = C serie = - j1.9 ohms Arc AB = L paralelo =-j0.89 mho

Las redes de mostradas en la Por simplicidad,

acoplamiento de entrada y de salida son figura 4-4. la circuitería de polarización no se muestra.

Figura 4-4 Redes de acoplamiento de entrada y salida

62

Donde:

1 1 c;, = = "~ ~ "~ - 24 5 - . pF wXN 2n(100x106)(1.3)(50)

Y

N 50 L, = = - 72 - nH WB 2n(100x106)(1.1)

Similarmente, para la red de salida: c* = -~ ___ ~ - 1

2n(100xlO6)(1.9)(200) - 4.18pF

Y

200 2~(10Ox1O6)(0.89)

L* "" - - 358nH

El circuito f inal, incluyendo la red de polarización se muestra en la figura 4-5 . Los capacitores de =0.1 microfarad son bypass de rf a 100 MHz.

i '

F i g u r a 4 - 5 Circuito disefiado

63


4.4 EQUIPO UTILIZADO

El equipo uti l izado fue el siguiente

1 Generador de señales para RF 1 Medidor de potencia para RF 1 Fuente de DC de 20 V. 1 Multímetro digital.

4.5 NIETODOLOG/A:

Primero se trato de entonar lo más posible los acoplamientos de impedancia, tanto de entrada como de salida. Esto se realizó, colocando un capacitor variable en serie con un capacitor de 22pF, tanto a la entrada como en la salida.

Para el acoplamiento de impedancia de entrada, se conectó el generador de señales (con -30 dBm, a una frecuencia de 100MHz) a la entrada del circuito amplificador, y entre ellos se conecto un medidor de potencia para poder ajustar la máxima transferencia de potencia a la entrada del circuito. Para obtener el punto de resonancia, se ajusto el capacitor variable hasta tener una lectura máxima en el medidor de potencia.

En el caso del acoplamiento de la impedancia de salida, se realizo un procedimiento similar, de igual manera hasta tener un punto máximo de potencia a la salida del circuito. Utilizando un generador de señales a la entrada con una ganancia de -30dBm y a una frecuencia de 100 MHz y en la salida una carga de 50Q

El circuito implementado se muestra en la figura 4-5 . En este circuito, se incluyen los valores comerciales utilizados de los inductores y capacitores en los acoplamientos de entrada y de salida, uti l izándose los valores más cercanos a los calculados teóricamente.

64

. I . I I . . I . ..I... "."


Figura 4 - 5 Circuito implementado

4.6 RESULTADOS

Como el diseño se realizó para pequeña señal, el voltaje de entrada debe ser menor de 0.7V. En nuestro caso se realizaron pruebas con un voltaje de V=300mV. Con este voltaje de entrada, la potencia de entrada es:

Cuyo valor en dBm = 10 x log Pot = 10 x log 9 ~ 1 0 ' ~ = -30.45 dBm

Así con una potencia de entrada, Pin = -30 dBm se obtuvo a la salida una potencia de Pout = -14 dBm, obteniendo así una ganancia de Gan = 16dBm.

65

4.7 CONCLUSIONES

Basándonos en el diseño teórico del circuito amplificador, se hizo la implementación práctica de éste, ajustándose los valores de resistencias a los valores exactos, logrando con esto que el punto de operación en dc fuese el adecuado. En cambio, para el punto de operación en ac se tuvieron problemas para ajustar exactamente los valores tanto del inductor como del capacitor de los circuitos resonantes de entrada y de salida, debido a que estos dif ieren de los valores comerciales de estos dispositivos.

Se observó que los capacitores en los circuitos resonantes de entrada y de salida, son con los que se tiene un mayor control de la frecuencia de resonancia.

Sobre el equipo de medición de rf (medidor de potencia analógico), las mediciones tuvieron un margen de error de 0.02dB por escala.

No se tuvo acceso a un analizador de espectros para poder observar el ancho de banda de la respuesta en frecuencia del circuito, por lo que no se pudo calcular la selectividad del circuito (a). El trabajar a alta frecuencia implica que se tenga mucho cuidado en cuanto a interferencias externas al circuito, ya que solo el acercar la mano al circuito puede mover la frecuencia de resonancia.

La ganancia obtenida experimentalmente difiere de la calculada teóricamente, debido a que los capacitores de los acoplamientos de impedancia tanto de entrada como de salida no se lograron ajustar a sus valores exactos, por lo que la ganancia se vio disminuida, además de que ciertos componentes como el mismo inductor proporciona una capacitancia inherente, lo cual hace que cambie la ganancia del circuito.

Despues de implementar el circuito amplificador y hacer las mediciones necesarias, podemos decir que se cumplió con los objetivos expuestos en un principio.

66

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