Sonda de banda ancha para la caracterización del canal en...

Universidad Politecnica de Madrid

Proyecto de Fin de Grado

Sonda de banda ancha para lacaracterizacion del canal en

comunicaciones

Cesar Calvo Ramırez

Proyecto para la obtencion del tıtulo de Grado en ingenierıa de Sistemas deTelecomunicacion. Bajo la supervision de:

Dr. Cesar Briso

julio, 2018

Resumen

El objetivo de este proyecto es disenar, construir y verificar el funcionamien-to de una sonda de canal de banda ancha habilitada para la caracterizaciondel canal de comunicaciones aire-tierra para Unmanned Aerial Vehicle (UAV)de baja altura, ası como para la mayorıa de modelados de canal en transpor-te. A lo largo de la memoria se detallan los desarrollos teoricos, principios demodelado y sondeo de canal para comunicaciones de banda ancha. Asimismo,se explica la descripcion y calculos necesarios para la implementacion de losequipos que permiten modelar el canal.

Para la caracterizacion del canal aire-tierra se requieren satisfacer unos es-trictos requisitos tales como la portabilidad, ligereza, fiabilidad y facil manejoque deben tenerse en cuenta en el diseno. Las soluciones comerciales no sa-tisfacen estos requerimientos, por lo que, es necesario crear equipos a medida.Este proyecto expone y resuelve los requisitos tecnicos necesarios que se tienenque satisfacer para la aplicacion demandada. Los equipos se construyen y des-pues se miden realizando pruebas de verificacion mediante comparaciones conequipos comerciales. Los resultados muestran que los equipos creados ofrecenmedidas tan fiables como los equipos profesionales de sondeo de canal.

La tecnologıa necesaria para la implementacion es principalmente analogicade radiofrecuencia ya que para el desarrollo se escoge usar una tecnica de sondeomediante la transmision de pulsos estrechos de radiofrecuencia. Se desarrollanpor separado 3 equipos: transmisor, receptor y posicionador de antenas, loscuales son controlados a traves de un software desarrollado en Matlab parafacilitar la sincronizacion control y procesado de los datos.

Finalmente, se llevan a cabo medidas reales en UAV en los que se ha obte-nido resultados muy satisfactorios. Con esto se han publicado varios artıculosrelacionados con el modelado de canal aire-tierra. Gracias a este proyecto, lastareas de investigacion sobre propagacion de banda ancha se realizan de unamanera mucho mas rapida y precisa que realizando simulaciones deterministaspor ordenador con software de trazado de rayos o usando caros y complejosequipos de medidas.

i

Abstract

The aim of this project is to design, build and verify the operation of abroadband channel sounder enabled for the characterization of the air-groundchannel for low-altitude UAVs, as well for most characterizations in transportsystems. In this document, the theoretical developments, modeling principlesand channel sounding techniques for wideband communications are detailed.Also, the description and calculations necessary for the implementation of theequipment that allows modeling the channel.

For the Air-Ground channel characterization, strict requirements of por-tability, lightness, reliability and easy handling are required, which must betaken into account in the design. Commercial solutions do not meet theserequirements, thus it is necessary to create custom equipment. This projectspecifies and resolves the technical requirements for the demanded application.The equipment is built and measured by performing verification tests. The re-sults show that the equipments created offer measurements as reliable as theprofessional channel sounders.

For development, The chosen sounding technique is the transmission of na-rrow radiofrequency pulses. The necessary technology for the implementationis modular of radiofrequency, mainly with analog circuits. Three devices aredeveloped separately: transmitter, receiver and antenna positioner, which arecontrolled through a software developed in Matlab to facilitate the synchroni-zation, control and data processing.

Finally, real measurements are carried out in a UAV to test the develo-ped equipment. Very satisfactory results are obtained which have allowed topublish some articles related to the air-ground channel modeling. Thanks tothis project, research tasks on wideband propagation are carried out in a muchfaster and more precise way than by performing deterministic computer simu-lations with ray tracing software or using expensive and complex measurementequipment.

iii

Indice general

Resumen I

Abstract III

Indice de figuras XI

Indice de tablas XIV

Acronimos XV

1. Introduccion 1

2. Propagacion y Modelado de Canal 32.1. Canal de Propagacion en Banda Ancha . . . . . . . . . . . . . . 32.2. Modelado del canal . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4

2.2.1. Respuesta al impulso . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 42.2.2. Perfil de retardo de potencia . . . . . . . . . . . . . . . . 112.2.3. Parametros de canales moviles multitrayecto . . . . . . . 12

2.3. Simulacion de canal multitrayecto . . . . . . . . . . . . . . . . . 152.3.1. Resultados . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 17

2.4. Conclusiones . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 18

3. Descripcion de los sistemas de sondeo de canal 213.1. Medida del canal en banda estrecha . . . . . . . . . . . . . . . . 223.2. Medida del canal en banda ancha . . . . . . . . . . . . . . . . . 22

3.2.1. Transmision de senal de ancho de banda plano . . . . . . 233.2.2. Barrido en frecuencia . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 243.2.3. Transmision de pulsos periodicos . . . . . . . . . . . . . 273.2.4. Tecnica de correlacion deslizante . . . . . . . . . . . . . 32

3.3. Sincronizacion . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 363.4. Ejemplos de sonda de canal . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 36

v

4. Desarrollo de una Sonda de Canal de banda ancha 394.1. Especificaciones . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 394.2. Diseno general . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 414.3. Simulacion de sistemas en Visual System Simulator . . . . . . . 434.4. Transmisor . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 47

4.4.1. Generador de reloj . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 474.4.2. Generador de Pulsos . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 484.4.3. Sintetizacion de frecuencias y modulacion . . . . . . . . . 494.4.4. Amplificadores . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 514.4.5. Fuente de alimentacion . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 53

4.5. Receptor . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 554.5.1. Detector Logarıtmico . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 554.5.2. Mezclador . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 574.5.3. Amplificadores . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 59

4.6. Medida, caracterizacion y calibrado del prototipo final. . . . . . 594.6.1. Transmisor . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 594.6.2. Receptor . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 62

4.7. Sistema posicionador de antenas . . . . . . . . . . . . . . . . . . 694.8. Software de medida . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 71

4.8.1. Requisitos de la aplicacion . . . . . . . . . . . . . . . . . 714.8.2. Diseno de la aplicacion . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 73

5. Medidas y modelado de canal en entornos reales: UAVs 795.1. Sistemas de vuelo no tripulados . . . . . . . . . . . . . . . . . . 79

5.1.1. Clasificacion y regulacion . . . . . . . . . . . . . . . . . . 805.1.2. Comunicaciones Aire Tierra . . . . . . . . . . . . . . . . 815.1.3. Modelos de canal . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 82

5.2. Medidas de banda ancha con UAV . . . . . . . . . . . . . . . . 845.2.1. Descripcion del escenario y configuracion . . . . . . . . . 845.2.2. Resultados del analisis de las medidas . . . . . . . . . . . 865.2.3. Simulacion del escenario con la tecnica de trazado de

rayos. ray-tracing . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 885.2.4. Discursion . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 90

6. Presupuesto 93

7. Conclusiones y lıneas futuras 997.1. Conclusiones . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 997.2. Lıneas Futuras . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 99

Referencias 101

vi

Anexos 112

A. Codigo Matlab. Simulacion de Canal 115

B. Procedimiento de medida con la sonda de canal 119

C. Diagramas de Radiacion del UAV 123

D. Diagramas de Radiacion de la Antena Terrestre 125

E. Planos 127Diagrama de bloques del Tx y Rx . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 127Circuito divisor entre 2/1 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 129Esquema generador de pulsos . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 130Mascaras de circuito generador de pulsos . . . . . . . . . . . . . . . . 131Conexiones del transmisor . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 132Conexiones del receptor . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 133Conexiones del posicionador . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 134Conexiones de equipos del receptor . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 135

F. Publicaciones 137EuCAP 18: Wideband propagation measureements and modeling for

low altitude UAVs . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 13713th Nets4Vehicles: A Deterministic Two-Ray Model for Wideband

Air-Ground Channel Characterization . . . . . . . . . . . . . . . 143IEEE/CIC ICCC 2018: UAV Air-Ground Channel Ray Tracing Si-

mulation Validation . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 149

vii

Indice de figuras

2.1. Reflector unico y cluster . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 62.2. Relacion completa entre funciones de sistema . . . . . . . . . . 72.3. Respuesta en frecuencia de un canal paso banda y su represen-

tacion compleja en paso banda . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 82.4. Selectividad en frecuencia de la senal recibida (a)|τ1 − τ2| pe-

queno (b) |τ1 − τ2| grande . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 92.5. Modelo Saleh-Valenzuela . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 102.6. Funcion perfil de retardo de potencia para un tiempo T1 . . . . 122.7. Ejemplo de Power Delay Profile (PDP) en interior. Se muestran

los parametros RMS Delay Spread, Mean Excess Delay, Maxi-mum Excess Delay y Nivel de suelo de ruido . . . . . . . . . . . 14

2.8. Esquema de simulacion de sonda de canal en Matlab . . . . . . 162.9. Muestra de una senal transmitida y recibida en tiempo . . . . . 182.10. Muestra de una senal transmitida y recibida en frecuencia . . . 182.11. Perfil de retardo de potencias. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 192.12. Funcion Scattering. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 19

3.1. Esquema general de una sonda de canal de banda estrecha. . . . 233.2. Transmision de espectro plano. . . . . . . . . . . . . . . . . . . 243.3. Diagrama de bloques de un sistema transceptor OFDM en banda

base. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 253.4. Forma de onda de senal modulada en frecuencia (chirp). (a) Am-

plitud de la envolvente, (b) Frecuencia instantanea. (c) Formade onda final. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 26

3.5. Senal s(t) y S(f). Tren de pulsos. . . . . . . . . . . . . . . . . . 283.6. Principio de la tecnica de pulsos periodicos. . . . . . . . . . . . 293.7. Elipses de equirretardos. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 303.8. Transmisor de pulsos periodicos. . . . . . . . . . . . . . . . . . . 313.9. Senales de la sonda de pulsos periodicos. . . . . . . . . . . . . . 323.10. Esquema generico de receptor para sonda de pulsos periodicos. . 323.11. Ejemplo de generador de secuencias PN mediante registros de

desplazamiento. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 33

ix

3.12. Diagrama de transmisor y receptor de sonda de correlacion des-lizante. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 34

4.1. Sonda de canal de Rohde and Schwarz [Fuente: Rohde and Sch-warz ] . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 39

4.2. Diagramas de bloques del transmisor y receptor de la sonda decanal. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 42

4.3. Simulacion VSS del transmisor . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 434.4. Simulacion VSS del receptor . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 444.5. Configuracion del canal multipath fading de VSS. . . . . . . . . 454.6. Simulacion espectro transmitido. . . . . . . . . . . . . . . . . . 454.7. Simulacion espectro recibido. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 464.8. Simulacion del espectro de entrada al amplificador logarıtmico. . 464.9. Simulacion de la PDP obtenida. . . . . . . . . . . . . . . . . . . 474.10. Diagrama logico del DS1040-A15 . . . . . . . . . . . . . . . . . 494.11. Forma de pulso del generador de pulsos para las distintas confi-

guraciones con una salida de 1MΩ . . . . . . . . . . . . . . . . . 504.12. Software de control del sintetizador. SynthMachine. . . . . . . . 504.13. Pulso de RF . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 514.14. Respuesta al impulso de los amplificadores. . . . . . . . . . . . . 524.15. Magnitud logarıtmica de la respuesta en frecuencia del amplifi-

cador de banda C. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 534.16. Magnitud logarıtmica de la respuesta en frecuencia del amplifi-

cador de banda L. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 544.17. Amplificador logarıtmico y rafagas de RF . . . . . . . . . . . . . 564.18. Funcion de entrada salida del amplificador logarıtmico. . . . . . 564.19. Linealidad logarıtmica del amplificador logarıtmico selecciona-

do. Grafica de error. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 574.20. Representacion de downconversion . . . . . . . . . . . . . . . . 584.21. Ensamblado de componentes del (a) transmisor y (b) receptor

de la sonda de canal. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 604.22. Medidas de potencia en ON y OFF de la modulacion para las

bandas L (a) y c (b) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 634.23. Esquema de configuracion para las medidas de pendiente. . . . . 634.24. Medidas en Banda C de la relacion Tension de la salida Vıdeo

frente a la potencia recibida junto con los residuos del ajuste. . . 654.25. Medidas en Banda L de la relacion Tension de la salida Vıdeo

frente a la potencia recibida junto con los residuos del ajuste. . . 664.26. Medidas en Banda C de la forma de onda del pulso de 5 ns

para discretos valores de atenuacion entre Transmisor (Tx) yReceptor (Rx). . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 67

x

4.27. Medidas en Banda L de la forma de onda del pulso de 5 ns paradiscretos valores de atenuacion entre Tx y Rx. . . . . . . . . . . 67

4.28. Comparativa y verificacion de una medida en interiores conVectorial Network Analyzer (VNA) . . . . . . . . . . . . . . . . 68

4.29. Foto de los equipos desarrollados . . . . . . . . . . . . . . . . . 694.30. Interfaces y salidas del software. . . . . . . . . . . . . . . . . . . 724.31. Control de instrumentos VISA. . . . . . . . . . . . . . . . . . . 734.32. Flujo de aplicaciones. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 744.33. Ejecucion secuencial del timer a una tasa fija. . . . . . . . . . . 754.34. Diagrama de estados y secuencial. . . . . . . . . . . . . . . . . . 764.35. Interfaces principales de la aplicacion de medida. . . . . . . . . . 77

5.1. Escenario de medida. Disposicion de equipos de sonda de canalreceptores (a) y UAV con sonda de canal transmisora (b). . . . . 86

5.2. Escenario de medida. Vista aerea e identificacion de clusters. . . 875.3. Perfil de retardo de potencias (PDP) para vuelo vertical con

250MHz de ancho de banda en 3,9 GHz . . . . . . . . . . . . . . 885.4. Modelo en SketchUp del terreno para el simulador de trazado de

rayos. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 885.5. Trazado de rayos de la simulacion para la trayectoria de vuelo

empleada. Vista 3D del trazado de rayos. . . . . . . . . . . . . . 895.6. Trazado de rayos de la simulacion para la trayectoria de vuelo

empleada. Vista aerea de las principales reflexiones. . . . . . . . 895.7. Resultados de la PDP para la simulacion del trazado de rayos. . 905.8. Numero de rayos para los diferentes mecanismos de propagacion

frente a la altura de vuelo del UAV. . . . . . . . . . . . . . . . . 915.9. Dispersion de retardo RMS-Delay Spread para vuelo vertical con

250MHz de ancho de banda en 3,9 GHz. Comparacion entremedida y simulacion. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 91

C.1. Medida en la camara anecoica del diagrama de radiacion de laantena en el UAV. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 124

C.2. Diagrama de radiacion de la antena transmisora RM-WHF pa-ra los planos verticales 0º y 90º junto con la influencia de laestructura del UAV. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 124

D.1. Diagramas de radiacion del mastil con la antena MGRM-WHF. 126

xi

Indice de tablas

2.1. Valores tıpicos de rms delay spread . . . . . . . . . . . . . . . . 132.2. Configuracion de la simulacion . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 17

3.1. Valores tıpicos medidos de RMS Delay Spread . . . . . . . . . . 303.2. Polinimios de realimentacion . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 333.3. Comparacion entre distintos osciladores de referencia . . . . . . 36

4.1. Tabla de configuracion de los microinterruptores del divisor . . . 484.2. Tabla de configuracion de los microinterruptores para la confi-

guracion de ancho de pulso Tp . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 494.3. Relacion de potencia pico a media para distintas configuraciones 524.4. Consumos electricos del transmisor segun dispositivos clasifica-

dos por tensiones . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 544.5. Resumen de caracterısticas principales del amplificador logarıtmi-

co . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 574.6. Tabla de potencias medidas en el transmisor. . . . . . . . . . . . 614.7. Anchos de banda medidos . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 624.8. Potencias de transmision, corte y rango dinamico. . . . . . . . . 624.9. Parametros de las rectas de ajuste y calibrado del receptor. . . . 644.10. Caracterısticas servo RDS3115MG . . . . . . . . . . . . . . . . . 704.11. Caracterısticas del dispositivo posicionador de antenas. . . . . . 71

5.1. Comparacion cualitativa de las caracterısticas mas relevantes decomunicaciones terrestres y de UAV . . . . . . . . . . . . . . . . 84

5.2. Altura de reflectores . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 855.3. Retardos de clusters . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 855.4. Configuracion de la medida . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 86

6.1. Presupuesto Parcial: Costes materiales del Posicionador de An-tenas. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 93

6.2. Presupuesto Parcial: Costes materiales Transmisor de sonda decanal. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 94

xiii

6.3. Presupuesto Parcial: Costes materiales Receptor de sonda decanal. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 95

6.4. Presupuesto Parcial: Costes de mano de obra del proyecto . . . 966.5. Presupuesto Parcial: Costes de acondicionamiento de laboratorio

herramientas y equipos de medida. . . . . . . . . . . . . . . . . 976.6. Presupuesto General. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 98

xiv

Acronimos

AGC Automatic Gain Control

AM Amplitud Modulada

AoA Angle of Arrival

AoD Angle of Departure

BER Bit Error Rate

BNC Bayonet Neill-Concelman

BW Ancho de Banda(Band Width)

CDMA Code Division Multiple Access

CIR Channel Impulse Response

CW Continuous wave

DIP Dual In-line Package

DLVA Detector Log Video Amplifiers

EASA European Aviation Safety Agency

EHF Extra High Frequency

FDP Funcion Densidad de Probabilidad

FFT Fast Fourier Transform

FI Frecuencia Intermedia

FPGA Field-Programable Gate Array

GPS Global Positioning System

xv

GRC Grupo de RadioComunicaciones

IFFT Inverse Fast Fourier Transform

ISI Intersymbol Interference

ISM Industrial, Scientific and Medical

LED light-emitting diode

LFSR Linear Feedbak Shift Register

LNA Low Noise Amplifier

LoS Line of Sight

LTI Linear and Time Invariant

MIMO Multiple Input Multiple Output

MPC Multipath Components

NLoS No Line of Sight

OCXO Oven Controlled Crystal Oscillator

OFDM Orthogonal Frequency Division Multiplexing

OL Oscilador Local

OOK On Off Keying

PAPR Peak to Average Power Ratio

PDP Power Delay Profile

PLL Phase Lock Loop

PN Pseudo Noise

PRBS Pseudorandom Binary Sequence

PWM Pulse Width Modulation

RF Radio Frecuencia

RMS Root Mean Square

RPA Remotely Piloted Aircraft

xvi

Rx Receptor

SCPI Standard Commands for Programmable Instruments

SDR Software Denined Radio

SMA SubMiniature version A

SSB Single Sideband

STDCC Swept Time-Delay Cross-Correlation

TTL Transistor-Transistor Logic

Tx Transmisor

UAV Unmanned Aerial Vehicle

USB Universal Serial Bus

UTD Uniform Theory of Diffraction

UWB Ultra Wide Band

VCO Voltage Controlled Oscillator

VHF Very High Frequency

VISA Virtual Instrument Software Architecture

VNA Vectorial Network Analyzer

VSS Virtual System Simulator

WSS Wide Sense Stacionary

WSSUS Wide sense stationary, uncorrelated scatters

5G 5 Generacion

xvii

Capıtulo 1

Introduccion

Uno de los principales requisitos para el diseno de cualquier sistema debanda ancha es la caracterizacion del canal. Debido a la complejidad de los en-tornos, la propagacion radioelectrica experimenta diferentes fenomenos fısicoscomo son la reflexion, dispersion, refraccion o difraccion que experimentan lassenales en los diversos elementos del entorno: casas, arboles, coches, montanas...

Estos comportamientos vienen definidos por las ecuaciones fısicas y otrasecuaciones deterministas. Sin embargo, la dificultad de comprender y predecirel comportamiento de las senales a partir de estas ecuaciones se vuelve unatarea muy intrincada por la cantidad de variables que implica y la compleji-dad del entorno que nos rodea. Incluso el uso de metodos numericos requieremucho coste computacional y de recursos para la resolucion de problemas re-ducidos donde ademas, se pierde la intuicion analıtica que proporcionaban lasecuaciones. Existen otros metodos eficientes deterministas para el calculo dela propagacion mediante metodos numericos que optimizan los resultados paraproblemas electricamente grandes. Estos son el trazado de rayo ray-tracing [1]Uniform Theory of Diffraction (UTD) que se basan en el uso de la teorıa deimagenes y optica fısica. [2, 3, 4], lo que agiliza los calculos. No obstante, estemetodo sigue siendo costoso y suele ser usado solo para propagacion de ondasmilimetricas (mmWave) y en interiores.

Es por ello que se justifica el uso de metodos empıricos basados en mode-los a partir de datos experimentales como pueden ser los famosos COST-231,Okumura-Hata [5], Walflsch/Bertoni... extensivamente usados para calculos decobertura bajo ciertas condiciones. Estos metodos no son tan precisos como losmetodos deterministas, sin embargo proporcionan resultados suficientementefiables para su uso en planificacion de radiocomunicaciones sin la necesidadde realizar un modelado del entorno, solo aportando ciertas caracterısticas ge-nerales. Por ejemplo: alturas de las antenas, tipo de terreno, altura media deedificios, etc.

1

2 CAPITULO 1. INTRODUCCION

Para conformar estos modelos empıricos se necesitan unos equipos que per-mitan extraer del medio de propagacion una serie de parametros experimentalescon los cuales crear las expresiones matematicas que caracterizan el comporta-miento de las senales electromagneticas que se propagan en el medio medido.Existen varias tecnicas para afrontar el sondeo. Todas ellas se basan en transmi-tir y recibir una senal de sondeo, la cual es alterada por los diferentes fenomenosfısicos que puede experimentar durante su propagacion, antes de ser recibiday procesada.

Por lo tanto, este proyecto se centra en el diseno y construccion de una sondade canal de caracterısticas especiales, que permita la realizacion de medidas debanda ancha en un entorno muy complejo como es el canal de comunicacionestierra-aire de baja altura.

El trabajo se ha estructurado en 6 capıtulos y varios Anexos:

En el Capıtulo 2 se presenta la teorıa de modelado de canal especialmenteenfocado en el modelado de banda ancha en el que se exponen los principalesconceptos matematicos y teoricos Ası como los principales modelos que permi-ten caracterizar el canal de comunicaciones. Se termina este capıtulo con unasimulacion de canal en Matlab.

En el Capıtulo 3 se exponen las tecnicas de sondeo de canal disponibles enla literatura, su base conceptual, matematica y una comparacion entre ambas:que ventajas e inconvenientes presentan. Finalmente, se concluye el capıtulocon una revision y analisis de los principales desarrollos de sonda de canalpublicados recientemente.

En el Capıtulo 4 se detalla el desarrollo de la sonda de canal y el posiciona-dor de tal modo que se presentan las especificaciones propuestas, simulacionesy diseno, tanto de software como de hardware. Se concluye con medidas yvalidacion sobre los equipos desarrollados.

En el Capıtulo 5 se realizan unas medidas con los equipos realizados paravalidar resultados. En este capıtulo se pone en contexto el marco de modeladoy medidas con sistemas aereos no tripulados. Ası como los requisitos y nece-sidades que demandan para su caracterizacion. Posteriormente se describe elentorno y se exponen los resultados los cuales se comparan con una simulacioncon un software de trazado de rayos.

Finalmente, en el Capıtulo 6 se muestra el presupuesto y en el Capıtulo7 se concluye el proyecto con una breve conclusion y propuestas de trabajosfuturos.

Capıtulo 2

Propagacion y Modelado deCanal

2.1. Canal de Propagacion en Banda AnchaDebido al auge de los requisitos de comunicaciones en los dispositivos movi-

les cada vez se demandan comunicaciones mas rapidas y fiables. Una de lastendencias mas importantes es el incremento en el ancho de banda para conse-guir cada vez una mayor capacidad de transmision de datos. Estos requisitosobligan a conocer y entender el comportamiento de la propagacion por inge-nieros y disenadores para ası poder sacar el maximo provecho de la tecnologıaadaptandose a la maxima diversidad de entornos y bajo las condiciones mascrıticas.

Tradicionalmente, el analisis del entorno de propagacion en banda estrechaha resultado mas sencillo de analizar que el de banda ancha, pues se basa enpredecir los desvanecimientos de potencia que se producıa en la senal. Esto serealiza de un modo estadıstico, lo que fija unos umbrales de potencia de trans-mision para asegurar la cobertura bajo unos porcentaje de cobertura por zona.Estos estudios modelaban 3 tipos de atenuaciones: perdidas de propagacion,desvanecimientos rapidos y desvanecimientos lentos.

Para las comunicaciones de banda ancha, este analisis no es suficiente yhay que considerar otros efectos que degradan la comunicacion. Como porejemplo, el multitrayecto. Este efecto es debido a las reflexiones producidas en elentorno donde se realizan las comunicaciones, lo que provoca desvanecimientosselectivos en frecuencia afectando directamente a la comunicacion, provocandomas errores y ralentizando la comunicacion, en el mejor de los casos. Estosproblemas, y la manera de caracterizarlo, lo vemos durante el desarrollo deeste capıtulo.

3

4 CAPITULO 2. PROPAGACION Y MODELADO DE CANAL

2.2. Modelado del canalEntendemos por canal de comunicaciones el espacio o medio de transmi-

sion por el cual viaja las senales electromagneticas desde un transmisor a unreceptor. En nuestro caso, se entendera por canal el medio no guiado, es decir,el aire.

En el modelado del canal de banda ancha es importante caracterizar es-tadısticamente la propagacion multitrayecto. Su influencia puede verse mani-festada en dos dominios:

Tiempo

Frecuencia

Ambos pueden caracterizar estadısticamente un canal dinamico. Ademas, conlas transformaciones del analisis de Fourier adecuadas, se puede transformarsede un dominio a otro [6]. Sin embargo, las medidas en el dominio de la fre-cuencia son mas difıciles de realizar, por lo que nos centraremos en modelos ycaracterizacion en el dominio temporal.

2.2.1. Respuesta al impulsoTomaremos como modelo la respuesta al impulso del canal Channel Impulse

Response (CIR). Esta funcion se usa para la caracterizacion de sistemas linea-les e invariantes en el tiempo. Se pueden extraer de ellas ciertas propiedadesestadısticas si se acumulan una gran cantidad de medidas. Es por ello el masusado para su analisis y del que mas informacion puede extraerse directamente.

Suponemos un canal de comunicaciones con vision directa Line of Sight(LoS) y una senal transmitida x(t) [7]

x(t) = <u(t)ej(2πfct+φ0) (2.1)

Donde u(t) es la la envolvente compleja. La senal recibida (2.2) correspon-dera a la suma de la senal LoS mas los diferentes caminos que pueda tomardebido a las reflexiones No Line of Sight (NLoS). Estos caminos alternativosson conocidos como Multipath Components (MPC) o componentes de multi-trayecto.

y(t) = <N(t)∑n=0

αn(t)u(t− τn)ej2π[fc(t−τn(t))φDn+φ0 (2.2)

El rayo en vision directa LoS corresponde a n = 0 mientras que el numero deMPC corresponde a N(t), valor variante en el tiempo. Se toma como referencia

2.2. MODELADO DEL CANAL 5

el LoS (n = 0) y para el resto se establecen retardos en tiempo τn para laenesima componente de multitrayecto. Este retardo esta relacionado con lalongitud del trayecto que recorre τn = ∆dn(t)/c, donde ∆dn es el incrementode distancia recorrido por la n-esima MPC. Los cambios de fase asociados alretardo τn(t) se reflejan en el termino e−j2πfcτn(t) = e−j2π∆dn(t)/λ.

El desplazamiento en frecuencia Doppler fDn(t) esta asociado a la velocidadrelativa de movimiento v entre el receptor y el transmisor y el angulo de llegadaal receptor con respecto a la direccion de movimiento θn(t), para cada uno delos n rayos. Afecta directamente a al frecuencia central de la senal recibida.

fDn = v cos θn(t)λ (2.3)

Por lo tanto, el desplazamiento Doppler de fase que aparece en la ecuacion(2.2) con el termino φDn sera

φDn =∫t2πfDn(t)dt (2.4)

Por otro lado, la intensidad de cada una de las componentes esta pondera-da por el factor αn(t). Es determinado por la atenuacion de cada una de lascomponentes debidas a las perdidas de propagacion basicas y otras perdidasen exceso. Principalmente experimentadas por las componentes multitrayectodonde, ademas, se suman factores como las perdidas por reflexion o difraccion.

El multitrayecto de un rayo n puede ser debido a un unico elemento reflector,como puede ser una superficie plana; o a una agrupacion de reflectores (cluster)muy proximos que generan retardos τn muy similares, se puede ver en la Figura2.1. Dos MPC de retardos τ1 y τ2 seran distinguibles si su diferencia es muchomayor que la inversa del ancho de banda de la senal:

|τ1 − τ2| >> BW−1 (2.5)

La expresion (2.5) nos dara la resolucion espacial distinguible en funcion delancho de banda de medida usado. Cualquier conjunto de MPC que no cumplaesto sera considerado como una unica componente de similar retardo peroen suma de fase y amplitud. La relacion de la ecuacion (2.5) es inversamenteproporcional al ancho de banda. Por lo tanto, para obtener buenas resoluciones,la senal de sondeo (2.1) debera ser de un ancho de banda grande. En general,en canales de gran ancho de banda todas sus reflexiones seran distinguibles;por otro lado, los canales de banda estrecha van a tender a mezclar MPC en(2.2) donde surgiran rapidas variaciones de amplitud debido a la suma en fasede las senales.


Cluster

Re ector Único

LoS

MPC

MPC

Figura 2.1: Reflector unico y cluster

αn(t), τn(t) y φDn(t) son variables aleatorias continuas y variantes en eltiempo. Por lo que la senal recibida (2.2) queda caracterizada como un pro-ceso estocastico [8] y suponemos que es estacionario y ergodico. Por un lado,αn(t) como funcion de las perdidas de propagacion y el ensombrecimiento,puede considerarse una variable aleatoria con Funcion Densidad de Probabili-dad (FDP) Rayleigh. Por otro lado, el retardo, con FDP Poisson y la fase comouna distribucion uniforme U [0, 2π]. Estos dos procesos son independientes, porlo tanto podemos simplificar (2.2) aplicando que φn(t) = 2πfcτn(t)−φDn −φ0.Reescribimos la senal recibida como:

y(t) = <N(t)∑n=0

αn(t)ejφn(t)u(t− τn) ej2πfct

(2.6)

En (2.6) se observa que la senal recibida es la convolucion en tiempo dela envolvente de entrada transmitida u(t) con la CIR h(τ, t) en banda basedesplazada a una frecuencia fc.

y(t) = <u(t) ∗ h(t)ej2πfct

= <

(∫ ∞−∞

h(τ, t)u(t− τ)dτ)ej2πfct

(2.7)

Finalmente de las ecuaciones (2.6) y (2.7) tenemos que la respuesta al impulsodel canal CIR es:

h(τ, t) =N(t)∑n=0

αn(t)ejφn(t)δ(t− τn) (2.8)

La relacion tiempo-frecuencia, es una de las reaciones entre funciones de siste-ma de Bello [6], se hace mediante el analisis de Fourier. En la Figura 2.2 puede


verse las 4 interacciones entre funciones de sistema. Segun a cual de las dosvariables t o τ se aplique la transformada de Fourier, se obtienen distintas fun-ciones de sistema. Una de ellas, la respuesta en frecuencia del canal H(f), esjunto con la CIR una de las mas importantes funciones a la hora de representarlos modelos de canal. La funcion de transferencia del canal queda determina-da por la transformada compleja de Fourier con respeto al tiempo. Ademas,es aplicable tanto a canales estaticos como dinamicos [9] y es invertible. Verrelaciones en (2.9) y (2.10)

H(f, t) = Fh(τ, t) =∫ ∞−∞

h(τ, t) · e−j2πftdt (2.9)

h(τ, t) = F−1H(f, t) =∫ ∞−∞

H(f, t) · ej2πftdf (2.10)

Figura 2.2: Relacion completa entre funciones de sistema

Usaremos la representacion compleja en banda base para senales paso banda[10]. Es una herramienta muy util para la simplificacion de senales en pasobanda, como es usualmente el canal que se quiere caracterizar. Esto eliminala portadora fc y transforma la senal en banda base compleja. Entonces elsistema puede ser completamente descrito conociendo su respuesta complejaen banda base [11]. Para senales paso banda reales, como es el caso de h(t) latransformada H(f) sera hermıtica. Es decir, cumple la siguiente propiedad

H(−f) = H∗(f) (2.11)

La senal compleja en banda base HBB podra determinar la transformada H(f)a la frecuencia central fc y viceversa. La conversion en frecuencia puede verseen la Figura 2.3. Pero el uso de HBB(f) simplifica los desarrollos.

H(f) = 12[HBB(f − fc) +H∗BB(−f − fc)] (2.12)


Y en tiempoh(t) = 2<hBB(t)ej2πfct (2.13)

-fc -fc

|H(f)|

|HBB(f)|

f

f

Figura 2.3: Respuesta en frecuencia de un canal paso banda y su representacioncompleja en paso banda

Podemos suponer que la senal transmitida (2.1) por una sonda de canal esreal, de envolvente real u(t). En el caso de que H(f) fuera simetrica respectoa fc, hBB(t) serıa real y por lo tanto, tambien lo serıa la senal recibida comoy(t) = x(t) ∗ h(t) o equivalentemente Y (f) = X(f) ·H(f). Sin embargo, comovemos en (2.2), la senal recibida sera compleja debido a que el modelo de canalde propagacion (2.6) es complejo. Esto es intuitivo de comprobar debido alefecto de los desvanecimientos selectivos en frecuencia por los cuales se pierdela simetrıa de la senal paso banda respecto a fc, como se puede ver en la Figura2.4. Podemos componer la CIR en banda base hBB(t) como:

hI(t) = <hBB(t) (2.14a)hQ(t) = =hBB(t) (2.14b)

Donde se determina la envolvente recibida yBB(t) en banda base.

yBB(t) = u(t) ∗ hI(t) + ju(t) ∗ hQ(t) (2.15)


|HBB(f) [dB]|

f(a)

|HBB(f) [dB]|

f(b)

Figura 2.4: Selectividad en frecuencia de la senal recibida (a)|τ1 − τ2| pequeno(b) |τ1 − τ2| grande

Modelo continuo En la mayorıa de entornos de propagacion suele ser im-posible determinar el numero de MPC, N(t), con exactitud. Por ello, algunosmodelos de canal asumen retardos de multitrayecto como funcion continua,debido principalmente al efecto de la dispersion en las superficies y reflexionesdifusas. Es practicamente el mismo modelo solo que sustituye el sumatorio de(2.8) por una integral.

h(τ, t) =∫α(ξ, t)e−jφ(ξ,t)δ(τ − ξ)dξ = α(τ, t)e−jφ(τ,t) (2.16)

Tanto la ecuacion (2.6) como (2.16) proveen una caracterizacion muy precisa.Sin embargo, la forma de la ecuacion (2.16) es mas conveniente matematica-mente.

Modelo Saleh-Valenzuela Es comun el uso de comunicaciones banda an-cha y ultra banda ancha Ultra Wide Band (UWB) 1 para comunicaciones eninterior. No obstante, el entorno cambia significativamente debido a las cor-tas distancias en relacion con escenarios en exteriores. Ademas, el conjuntode objetos concentrados manifiesta una mayor importancia al fenomeno de ladispersion.

Un modelo muy usado para interiores es el modelo de Saleh-Valenzuela [12]El modelo asume la existencia de clusters y que la potencia de cada una de lasMPC —principalmente por las dispersiones— asociadas a este decae de manera

1 Definido para transmisiones con un 20 % de ancho de banda con respecto a la portadorao anchos de banda absolutos mayores de 500 MHz


exponencial, al igual que los rayos dentro del cluster. La respuesta al impusodel canal viene dada por

h(τ) =L∑l=0

K∑k=0

ck,l(τ)δ(τ − Tl − τk,l) (2.17)

Con L clusters compuestos por K rayos. El tiempo de llegada de cada rayo enlos clusters se modela con una distribucion de Poisson de tasa fija Λ (2.18) ya su vez, cada cluster con otro proceso de Poisson de parametro fijo λ (2.19).Logicamente λ >> Λ

p(Tl |Tl−1 ) = Λe−Λ(Tl−Tl−1), l > 0 (2.18)

p( τk,l | τ(k−1),l ) = λe−λ(τk,l−τ(k−1),l), k > 0 (2.19)Las potencias y fases vienen dadas por el factor ck,l donde la fase es una distri-bucion U [0, 2π] y la amplitud decae exponencialmente. Se expresa en potenciala ecuacion (2.20) donde aparecen las constantes Γ para los clusters y γ paralos rayos que indican la velocidad con la que se exitngue la pontecia. Este factoresta relacionado con el volumen del entorno y la cantidad de objetos disperso-res que contenga, como ası indican los estudios relacionados con la teorıa dereverberacion [13]

|ck,l(τ)|2 ∝ e−Tl/Γ · e−τk,l/γ (2.20)Puede verse la CIR del modelo de la ecuacion (2.17) en la Figura 2.5 dondeestan representados los parametros indicados que definen el modelo: Γ, γ, λ yΛ, aunque en la practica los clusters pueden estar solapados y ser mas difıcilde identificar.

Cluster 0

Cluster 1

Cluster l

Cluster L-1

T0 T1 Tl TL-1

Figura 2.5: Modelo Saleh-Valenzuela


Modelos estocasticos: WSSUS Cuando los canales de banda ancha tienenun comportamiento casi estatico con respecto al tiempo absoluto t o muy lento,se llaman quasi-estaticos o lentamente variantes y se pueden modelar usando lateorıa de los sistemas Linear and Time Invariant (LTI) ampliamente estudiada.En el caso de que sea muy variante en el tiempo quiere decir que el canal cambiaen su amplitud compleja con respecto a t y τ . Estas variaciones cumplen dospropiedades que dan nombre a este tipo de modelo estocastico Wide sensestationary, uncorrelated scatters (WSSUS):

Es estacionario en sentido amplio. Esta propiedad indica que las propie-dades estadısticas no cambian en el tiempo. Mantiene media y varianza.

Los scatters estan incorrelados. Las senales que llegan con distintos re-tardos estan incorreladas.

Estos modelos solo son validos para pequenas zonas geograficas y se deter-minan mediante la parametrizacion de t y τ con la funcion de canal h(t, τ).Cuando se quiere modelar el comportamiento del canal a gran escala tiene queser analizado en pequenos intervalos. El modelo WSSUS puede ser implemen-tado usando el modelado de lineas (tapped-delay-line model)

2.2.2. Perfil de retardo de potenciaMuchas veces la funcion de CIR o la funcion de transferencia del canal con-

tiene demasiada informacion y es un poco engorrosa de manejar en modelosestocasticos. Por ello, es preferible la representacion en una sola variable, aun-que implique una perdida obvia de informacion, pero en la mayorıa de casoses aceptable. Esta simplificacion es la funcion de perfil de retardo de potencia,mas conocida como PDP. Esta util representacion aporta informacion sobre ladispersion de la potencia en dB en funcion del retardo τ para una realizacionen tiempo T del canal. Puede verse graficamente el ejemplo de la Figura 2.6una funcion PDP a partir de la CIR.

P (τ) = |hbb(T, τ)|2 = h2I(T, τ) + h2

Q(T, τ) (2.21)

La ecuacion (2.21) en ocasiones es expresada como el promediado en todas lasmedidas PDP instantaneas para una zona, o un intervalo de medida porque sesuele suponer que el canal es un proceso estacionario en sentido amplio WideSense Stacionary (WSS), como en el modelo WSSUS. Esto quiere decir queapenas hay variaciones en la CIR en parametros como la media o varianza.De hecho, los unicos cambios grandes se producen lentamente con el cambiode entornos. Queda ası justificado el promediado aplicable en las PDP quetıpicamente se realiza hasta desplazamientos de 10λ [14].


Esta es una funcion muy util por dos motivos: El primero, es facilmen-te medible mediante sondas de canal como posteriormente se desarrollara enel Capıtulo 3. Y segundo, porque de ella se extraen parametros relevantes yampliamente usados en la caracterizacion empırica de canales multitrayecto.

I

Q

0 1 2 4

CIR( ,t1)

PDP( ,t1)

Potencia

T1

3

Figura 2.6: Funcion perfil de retardo de potencia para un tiempo T1

2.2.3. Parametros de canales moviles multitrayectoLa mayorıa de los parametros son extraıdos de la funcion PDP. Propor-

cionan una cuantificacion muy general del canal. Aunque impliquen una granabstraccion de las propiedades del canal, a menudo son realmente descriptivosy suficiente para la mayorıa de sistemas de comunicaciones. Los parametrosmas relevantes son:

Parametros de dispersion de tiempo

Mean Excess Delay RMS Delay Spread Maximum Excess Delay Ancho de banda de coherencia

Parametros de dispersion de frecuencia

Dispersion Doppler Tiempo de coherencia

Nivel de suelo de ruido Es el nivel de ruido al cual limita la potenciadetectable y rango dinamico de medida. Ademas influira en el valor de τ y στ .Su origen es el ruido termico y las interferencias.


Mean Excess Delay Definido como:

τ =∫∞

0 τP (τ)dτ∫∞0 P (τ)dτ (2.22)

RMS Delay Spread Root mean square y tambien conocido como RMS-DS.Es el mas importante de los parametros de dispersion temporal. Se define como.

στ =

√√√√∫∞0 (τ − τ)2P (τ)dτ∫∞0 P (τ)dτ (2.23)

Los retardos se miden en relacion a la primera senal recibida. Normalmentela componente LoS a la cual se le establece el valor de τ0 = 0. Tampocoimporta el valor absoluto de potencia, solo el relativo. Se suele normalizar a 0dB la primera componente, en general la de mas potencia. Da una estimacionmuy buena mediante un unico parametro sobre la dispersion temporal que vaa provocar el canal en el senal. Valores tıpicos para para este parametro endistintos escenarios se muestran en la Tabla 2.1 [15].

Tabla 2.1: Valores tıpicos de rms delay spread

Entorno στInterior 10 ns - 50 nsSatelite 40 ns - 50 nsAreas abiertas <200 nsAreas semiurbanas <1 µsAreas urbanas 1 µs - 3 µsAreas montanosas 3 µs - 10 µs

Maximum Excess Delay (X dB) Este parametro va seguido de un nivelde potencia en dB que indica el retardo en tiempo que toma la senal hasta caeral nivel indicado desde el valor maximo. Como regla general se suele estimarel valor del retardo maximo como τmax ≈ 5στ

Ancho de banda de coherencia Este parametro tiene una relacion inversacon στ y da una medida estadıstica del rango de frecuencias sobre el cual elcanal puede considerarse de ancho de banda plano. Por ejemplo, en la Figura2.4 puede verse como en (a) el ancho de banda de coherencia Bc es mayorque en (b). En otras palabras, el ancho de banda de coherencia da el rango defrecuencias sobre las cuales dos senales de frecuencias distintas son afectadas


Mean Excess Delay = 45 ns

Suelo de ruido = 20 dB

Pot

enci

a R

ecib

ida

Nor

mal

izad

a [d

B]

Maximum Excess Delay < 10 dB = 84 ns

RMS Delay Spread = 46 ns

Retardo [ns]

-50 0 50 100 150 200 250 300 350 400 450

-20

-30

-10

0

Figura 2.7: Ejemplo de PDP en interior. Se muestran los parametros RMSDelay Spread, Mean Excess Delay, Maximum Excess Delay y Nivel de suelo deruido

de manera distinta por el canal. Una definicion es, por ejemplo, el ancho debanda definido a unos lımites de superiores a 0,9 dados por la definicion decorrelacion en frecuencia [16]

Bc ≈1

50στ(2.24)

y otra definicion menos restrictiva, para mas de un 0,5 de correlacion se defineaproximadamente como

Bc ≈1

5στ(2.25)

Por ello a veces se dice que el canal es coherente en frecuencia cuando este esplano para todas las frecuencias de la senal transmitida. |fc − f | ≤ Bc

Dispersion Doppler Los anteriores parametros daban informacion sobre lanaturaleza dispersiva del canal. Sin embargo, no ofrece informacion sobre ladispersion en frecuencia y efectos dinamicos que surgen cuando hay un movi-miento entre el transmisor y el receptor o en los objetos de los alrededores.

La dispersion Doppler BD [14] es una medida del ensanchamiento espectralcausado por la velocidad de cambio de tiempo del canal de radio movil y se

2.3. SIMULACION DE CANAL MULTITRAYECTO 15

define como el rango de frecuencias sobre el cual el espectro Doppler recibido esdistinto de cero. Cuando se transmite una senal de frecuencia fc experimentaun desplazamiento de frecuencia segun la ecuacion (2.3) hacia fc±fD. El valormaximo que toma el desplazamiento Doppler es dado por la expresion

fm = vfcc

(2.26)

Si el ancho de banda de la senal transmitida es mucho mayor que BD, esteefecto es despreciable. Se ven como desvanecimientos lentos.

Tiempo de coherencia El tiempo de coherencia Tc es aproximadamente lainversa de la dispersion Doppler y se usa para caracterizar la dispersion defrecuencia del canal con respecto con respecto al tiempo.

Tc ≈1fm

(2.27)

Este parametro estadıstico da una idea del tiempo en el que las CIR puedenconsiderarse invariantes. Para los actuales sistemas de comunicaciones se defineel Tiempo de coherencia en [17]

Tc =√

916πf 2

m

(2.28)

Este efecto afecta a los regımenes simbolicos lentos. Entonces para evitar ladispersion en frecuencia por Doppler hay que incrementar la tasa simbolica(aumentar el ancho de banda) aunque esto empeora la dispersion temporal.

2.3. Simulacion de canal multitrayectoLa simulacion y la emulacion es un proceso importante del desarrollo de

nuevas mejoras en las comunicaciones de capa fısica como son codificacion, al-goritmos de correccion de errores, ecualizacion de canal, etc. Para configurarestos simuladores se consideran muchos factores para la construccion de unmodelo de canal como son la frecuencia portadora, el ancho de banda, la lo-calizacion de los transceptores, la frecuencia Doppler, la polarizacion de RadioFrecuencia (RF), condiciones meteorologicas, ruido terminco... La eleccion deun modelo de canal suele ser un balance entre eficiencia computacional y re-quisitos de fidelidad [18].Matlab ofrece dos tipos de canal Rician y Rayleight. En esta seccion nos cen-traremos solo en un canal multitrayecto Rician [14] como principal diferencia


frente al rayleight es que el canal tiene condiciones de LoS. Se simulara enMatlab ya que cuenta con la implementacion de canal y ofrece muchas funcio-nes para el procesado de senales de comunicaciones. Matlab ofrece 2 objetosque modelan este tipo de canal:

Canal ricianchan [19] Crea un objeto canal y permite aplicar el canalcomo si fuera un filtro con la funcion filter. Permite introducir un vectorde retardos y potencias y tratarlo como un estadıstico con una desviacionen funcion del factor K. De esta funcion es interesante el analisis posteriorque se puede hacer habilitando la propiedad de StoreHistory.

Canal comm.RiceChannel [20] Objeto de la Toolbox CommunicationsSystem permite aplicar el canal directamente sobre la senal. Puede serusado con el espectro Doppler que se quiera generar permite mas opcionesde configuracion pero las principales son comunes en ambos objetos.

Para realizar un ejemplo de simulacion hemos seleccionado comm.RiceChanneldebido a que podemos simular diversas senales sin que se reinicie el canal entrecada una de ellas. Es decir, como si fuera una simulacion continua en dis-tintas ejecuciones, mientras que la funcion ricianchan no lo permite. Esto esimportante para el tipo de simulacion que haremos.

Genardorde Pulsos

Filtro Cosenoalzado

Canal Rice

Banda Base|·|2

Diezmado

Perl deretardo de potencias

Funcion dedispersión

FFT

Representación

CanalTransmisor

x(t )

y(t, )

Y(ν,τ)|·|2

Diezmado

Figura 2.8: Esquema de simulacion de sonda de canal en Matlab

Se pretende realizar una simulacion de sondeo de canal. Primero, hay quegenerar una senal pulsada u(t) tal como se transmitıa en el modelo del canalen la ecuacion (2.1). La diferencia es que trabajaremos todo en banda basecompleja como probamos en (2.12). El tren de pulsos generado se le aplica unfiltro coseno alzado que simula el resto de componentes (filtros, amplificadores,mezcladores) que pueda tener el transmisor y el receptor. Tras filtrar la senalpor el canal configurado se obtienen varias graficas:

PDP (Dominio del tiempo)

Funcion respuesta en frecuencia (Dominio de la frecuencia)

2.3. SIMULACION DE CANAL MULTITRAYECTO 17

Funcion dispersion (Dominio Doppler)

La simulacion sigue el esquema de bloques de la Figura 2.8 el codigo estadisponible en el Anexo A

2.3.1. ResultadosSe simulan un canal y una sonda de canal con las caracterısticas resumidas

en la Tabla 2.2 donde se obtienen los resultados de las Figuras 2.9, 2.10, 2.11y 2.12.

Tabla 2.2: Configuracion de la simulacion

Parametro ValorAncho de Pulso 5 nsPeriodo de pulso 1 µsAncho de Banda 400 MHzFrecuencia de muestreo 3 GHzNumero de iteraciones 1000Tiempo simulado 1 msTipo de canal RicianFactor roll-off (filtro) 0,3Frecuencia de corte (filtro) 200 MHzVentanado (fiiltro) Blackman HarrisFrecuencia Doppler (Canal) 270 kHzEspectro Doppler (Canal) Jakes (simetrico)Factor K (Canal) 0.1Vector Retardos (Canal) [0 10 20 30 150 500 700] nsVector Potencias (Canal) [0 -3 -6 -9 -15 -20 -10] dB

La frecuencia maxima Doppler que se puede medir queda limitada por 2factores: el primero es el periodo de pulso y lo rapido que se pueden obtener yprocesar las muestras; el segundo factor viene determinado por la velocidad yfrecuencia de la portadora.

En la simulacion no hay problemas para obtener muestreo del canal a lavelocidad del periodo de pulso pero en una aplicacion real es algo muy difıcilde conseguir. Por lo tanto, el Doppler maximo que podemos medir en la si-mulacion sera la mitad del periodo (fm = 2/T = 500kHz) Para hacernos unaidea del valor tan alto que supondrıa el Doppler obtenemos la velocidad dedesplazamiento a la cual se medirıa ese valor segun la ecuacion (2.26) para unafrecuencia de 1 GHz supondrıa una velocidad de 540.000 km/h o a 60 GHz unavelocidad de 9.000 km/h. Estos valores tienen sentido en la simulacion para


Figura 2.9: Muestra de una senal transmitida y recibida en tiempo

-500 -400 -300 -200 -100 0 100 200 300 400 500

Frecuencia (MHz)

-30

-25

-20

-15

-10

-5

0

Pot

enci

a R

elat

iva

(dB

)

Espectro tranmitido X(f)

-500 -400 -300 -200 -100 0 100 200 300 400 500

Frecuencia (MHz)

-30

-25

-20

-15

-10

-5

0

Pot

enci

a R

elat

iva

(dB

)

Espectro recibido Y(f)

Figura 2.10: Muestra de una senal transmitida y recibida en frecuencia

que el espectro pueda verse con mas claridad. En un sondeo real el Dopplerestarıa en algunos cientos de Hercios o algun kHz para aplicaciones en bandasmilimetricas.

2.4. ConclusionesHemos visto como se define y modela el canal de propagacion en banda an-

cha con la funcion de distribucion en potencia PDP y los estadısticos asociadosa esta. Finalmente, se ha llevado a cabo una simulacion del canal de comu-nicaciones en matlab en la que se reflejan las funciones estudiadas durante elcapıtulo.

2.4. CONCLUSIONES 19

01

0.5

Pote

ncia

1

Tiempo (ms)

0.5

PDP

0200

Retardos (ns)

4006008000 1000

Figura 2.11: Perfil de retardo de potencias.

0

-500

10

0

20

0 200400

30

600800

500 1000

Figura 2.12: Funcion Scattering.

Capıtulo 3

Descripcion de los sistemas desondeo de canal

A la hora de determinar modelos empıricos capaces de caracterizar unasciertas condiciones de propagacion es necesario el uso de equipos y tecnicasde medida que permitan obtener un conjunto de datos experimentales de loscuales se pueden extraer los parametros mas relevantes del medio. Las sondasde canal son los equipos de medida que se encargan de transmitir y recibir unasenal de sondeo, la cual es alterada por los diferentes fenomenos fısicos quepuede experimentar durante su propagacion, antes de ser recibida y procesada.

Los objetivos de estos equipos requieren que, de forma practica, sean ca-paces de ofrecer informacion sobre el rendimiento, lımites y capacidades delos sistemas de comunicaciones en las condiciones medidas. En el Capıtulo 2veıamos modelos de canal de banda ancha que ahora podran ser definidos gra-cias a la obtencion de las funciones y parametos mas adecuados para ello. Conestos equipos se facilita la tarea del ingeniero. Por ejemplo, en su uso pararealizar simulaciones. Ya que al trabajar bajo modelos estadısticos, las simu-laciones son de bajo costo computacional. Los modelos generados se suelensimular sobre emuladores de canal [21, 22] y permiten replicar las condicionesde propagacion en tiempo real y sin necesidad de estar en el escenario me-dido, con el fin de agilizar el proceso de optimizacion y desarrollo de nuevasgeneraciones de sistemas de comunicaciones o bancos de prueba como los de5 Generacion (5G) [23]. Ademas, permiten desarrollar las herramientas nece-sarias para la planificacion de nuevas redes e infraestructuras [24]. Mas util esaun su uso en simulacion de la parte fısica de redes de transporte de alta velo-cidad (trenes, aviones, coches...) donde las comunicaciones presentan muchosretos. El modelado es un paso previo y esencial para recrear estas condicionessin necesidad de invertir grandes recursos economicos y humanos en pruebas.

En este capıtulo se desarrollara el principio matematico de sondeo de canal

21

22 CAPITULO 3. DESCRIPCION DE LOS SISTEMAS DE SONDEO DE CANAL

para banda estrecha y banda ancha, clasificacion de las actuales tecnicas desondeo, un diseno, desarrollo y estudio practico de sonda de canal.

3.1. Medida del canal en banda estrechaLa definicion de banda estrecha puede ser bastante incierta. No existe un

lımite que establezca la diferencia entre los terminos de banda ancha y bandaestrecha, incluso a veces puede ser relativo a la frecuencia portadora. Los sis-temas de comunicaciones banda estrecha generalmente hacen uso de anchos debanda de varios kHz de magnitud definidos por el periodo de sımbolo.

Se suele conocer por sondas de banda estrecha a los sistemas que funcionanen onda continua Continuous wave (CW). Estos sistemas transmiten senalesCW sin modular —un tono de RF— directamente al canal. Los equipos recep-tores se encargan de obtener las variaciones de la senal en amplitud y fase. Lasvariaciones son registradas en movimiento donde principalmente se tiene encuenta la potencia de la senal recibida. Algunos sistemas de sondeo de bandaestrecha han sido desarrollados y usados como en [25], [26] y [27].

Las medidas proporcionadas por estos equipos son adecuadas para carac-terizar sistemas que van a funcionar en banda estrecha pero la limitacion queofrecen a la hora de modelar el canal de comuniaciones es evidente con res-pecto a lo que ofrecen los modelos de banda ancha, Capitulo 2. Las sondas decanal de banda estrecha son adecuadas para modelos de perdidas de propaga-cion y modelado de las variaciones de pequena y gran escala [1]. Aunque en laliteratura no se se encuentra mucha informacion sobre desarrollos, incontablesmedidas de han hecho usando esta tecnica [26]. Un esquema general puede serel propuesto en la Figura 3.1. En el diagrama de bloques el ADC puede ser sus-tituido por un amplificador logarıtmico y un detector de potencia, ası obteneruna salida de vıdeo que se vaya registrando en un osciloscopio o un a tarjetadigitalizadora de menos ancho de banda. Tambien es posible sustituir el front-end de RF por una radio definida por software Software Denined Radio (SDR)como se realizo en trabajos previos [28] [29]

3.2. Medida del canal en banda anchaLas limitaciones de las sondas de canal de banda estrecha impiden medir

el tiempo de coherencia, el ancho de banda de coherencia [30], el RMS delayspread, el maximo delay spread que son muy importantes para determinar elefecto del multitrayecto. Estos parametros pueden ser extraıdos usando senalesque ocupen mucho ancho de banda, en lugar de onda continua.

3.2. MEDIDA DEL CANAL EN BANDA ANCHA 23

ADC

Transmisor Receptor

Figura 3.1: Esquema general de una sonda de canal de banda estrecha.

Podemos clasificar el sondeo de banda ancha en dos grupos segun el dominiode medida [31]:

Medidas en dominio de la frecuencia. Estas medidas estiman direc-tamente la respuesta en frecuencia o funcion de transferencia del canal[32]. Se usan generadores de pulso y dependiendo el esquema del receptorse distinguen varias tecnicas. Distinguimos las siguientes tecnicas:

Barrido en frecuencia Transmision de espectro plano

Medidas en dominio del tiempo. Se mide en tiempo la respuesta alimpulso del canal. Las tecnicas mas usuales es la transmision de pulsosperiodicos. En funcion de la arquitectura del receptor se distinguen lossiguientes tipos:

Pulsos periodicos Compresion pulsada Filtro adaptado convolucional Correlacion deslizante

Si ambas medidas son tomadas con los suficientes datos, es decir, medidasde amplitud y fase para el caso de banda base (2.12), es irrelevante el tipo detecnica de medida usada pues se puede pasar de una a otra segun las ecuaciones(2.9) y (2.10).

3.2.1. Transmision de senal de ancho de banda planoEsta es la tecnica menos usada como sonda de canal. Se basa en la propia

definicion de medidas en el dominio de la frecuencia donde el principal criterio


es disenar un equipo que sea capaz de generar una senal constante en el ancho debanda de interes. Por otro lado, la recepcion se encarga de leer en el dominio dela frecuencia la forma de onda que sera directamente la respuesta en frecuenciadel canal, donde se esperan ver devanecimientos selectivos en frecuencia debidoal multitrayecto, como puede observarse en la Figura 3.2.

|Y(f)|

f

|X(f)|

f

|HBB(f)|

f

Señal Transmitida Respuesta del canal Señal Recibida

Figura 3.2: Transmision de espectro plano.

Una implementacion de esta tecnica consiste en la generacion de una senalOrthogonal Frequency Division Multiplexing (OFDM) [33], a veces usada lamisma senal de informacion por la que luego en el receptor se implementa unalgoritmo de estimacion de retardos y atenuaciones de los distintos trayectos[34, 35, 36] que se aplica el ecualizador de canal [32] para compensar la dis-persion temporal en transmisiones de banda ancha. Otra implementacion es atraves de las secuencias de Frank y Chu [37] de espectro plano y con buenaspropiedades de correlacion.

Como ventajas destacamos que es una tecnica facil de implementar median-te SDR con algoritmos y esquemas como el de la Figura 3.3, al que luego se lepuede anadir un conversor de subida en frecuencia para modularlo sobre unaportadora. Como inconvenientes, esta tecnica presenta un rango dinamico bajo,muchas veces no suficiente para recibir ecos debiles. Ademas es muy sensiblea errores debido a desplazamientos Doppler causados por el oscilador local yruidos de fase [38].

3.2.2. Barrido en frecuenciaEsta tecnica es conocida como frequency chirp y es la mas usada a la hora

de caracterizar canales en frecuencia. Su funcionamiento es similar a las sondasde banda estrecha en CW. Sin embargo, en esta implementacion, la frecuenciaportadora hace un barrido continuo o discreto en un rango de frecuencias quedetermina el ancho de banda. Tambien en esta tecnica, al igual que la deespectro plano, es necesario cuidar que la amplitud sea constante para todo el


Cadena de bits

Modulador S/P IFFT P/S DAC

Cadena de bits

Demodulador P/S FFT S/P ADC

Transmisor

Receptor

Figura 3.3: Diagrama de bloques de un sistema transceptor OFDM en bandabase.

ancho de banda a medir. Es practicamente una modulacion en frecuencia conuna senal moduladora diente de sierra o derivados. Figura 3.4 (b).

El metodo consiste en transmitir la forma de onda dada por la expresion[32]:

x(t) = e2πj(f0t+∆f t2

2Tchirp

)(3.1)

Para 0 <= t <= Tchirp en el que la frecuencia instantanea es f0 + ∆f t2Tchirp

,la cual cubre el rango ∆f . En la Figura 3.4 (c) puede verse la forma de ondagenerada que se transmite al canal.

Otra variante serıa el uso de saltos de frecuencia discretos en lugar deun barrido continuo durante el periodo chirp. A esta variante se le denominasondeo por salto en frecuencia o barrido en frecuencia.

La implementacion mas comun de este tipo de medidas es mediante unanalizador vectorial de redes VNA que por su principio de funcionamientolleva a cabo automaticamente un barrido en frecuencia.

Como ventajas cabe destacar que la potencia tranmitida se aprovecha opti-mamente ya que es transmision de CW y que en el uso de VNA, gracias a serun equipo comercial se prescinde de la etapa de diseno y desarrollo de estos


Am

plitud

Env

olve

nte

Frec

uenc

ia I

nsta

ntán

eaSeñ

al C

hir

p

Tiempo

Tiempo

Tiempo

Tchirp

(a)

(b)

(c)

Figura 3.4: Forma de onda de senal modulada en frecuencia (chirp). (a) Am-plitud de la envolvente, (b) Frecuencia instantanea. (c) Forma de onda final.

equipos como sonda de canal y permiten medidas muy precisas y de anchos debanda muy grandes. Sin embargo, conllevan muchas limitaciones en cuanto arango de distancia alcanzable, potencia, precio. Por lo que su aplicacion estamas acotada a la caracterizacion del canal en entornos interiores [12] [39] yestaticos.

En febrero del 2017 se realizo una campana de medida para la caracteriza-cion intratrain con un VNA [40].

Debido al tiempo requerido para hacer el barrido, esta tecnica limita lasmedidas en movimiento y se requiere que el proceso de medida, durante elcual se realiza el barrido en frecuencia, se realice sobre una misma posiciony sin movimiento. Por lo tanto, no se puede obtener informacion a cerca deldesplazamiento Doppler. Entonces esta tecnica aunque sea atractiva desde elpunto de vista de la simplicidad y precision, limita mucho las medidas que se


pueden realizar y queda relegada a entornos en interior, estaticos y medidas acorta distancia.

3.2.3. Transmision de pulsos periodicosEsta tecnica es muy parecida al funcionamiento del radar biestatico [41]

se basa en la transmision de pseudoimpulsos — pulsos estrechos — de formaperiodica, como su descriptivo nombre indica. El Tx y el Rx, son elementosseparados mientras uno se encarga de generar las senales, el otro las recibejunto con la respuesta del canal. Es la manera mas intuitiva de obtener larespuesta al impuso del canal ya que se basa en el principio de respuesta alimpulso de sistemas lineales (2.7) en la cual la senal transmitida (2.1) es realy u(t) es un pulso real y en su forma teorica una delta de Dirac δ(t).

Como cualquier sistema de sondeo en tiempo, la senal del Tx transmitidatiene que ser una senal periodica de sucesivos pulsos u(t) o δ(t) 1 de modo quese transmitan N pulsos periodicos:

s(t) =N−1∑i=0

u(t− iTp) (3.2)

Donde Tp representa el periodo de pulso y Tw el ancho de pulso. La senal s(t)se le conoce como tren de pulsos con las caracterısticas requeridas son:

Ciclo de trabajo bajo del orden del 1 %.

Amplitud constante

Ancho de pulso lo mas estrecho posible.

Periodo de repeticion del orden de algunos µs.

Es una senal muy comun de espectro en frecuencia muy estudiado. Surepresentacion en el dominio del tiempo y de frecuencia obtenido mediantela transformada de Fourier es la representacion que puede observarse en laFigura 3.5. Modificando el ancho de pulso Tw se modifica el ancho del lobuloprincipal de la envolvente sinc(f) y este es el parametro que va a determinarel ancho de banda en una relacion inversamente proporcional. En cambio, si semodifica el periodo entre pulsos Tp, se modifica el numero de muestras tomadassobre la envolvente, y por tanto, la densidad espectral de energıa.

1La senal Delta de Dirac δ(t) es fısicamente imposible de generar aunque se pueden haceraproximaciones pero no la consideraremos como senal fısica aunque u(t) tienda a parecerselo maximo posible.


Figura 3.5: Senal s(t) y S(f). Tren de pulsos.

Analizando la senal s(t) en el dominio del tiempo podemos ver como elparametro de ancho de pulso Tw da la resolucion mınima admisible de cadareflexion, ası como el numero de componentes resolvibles o diferenciables comoveıamos en la ecuacion (2.5). Por otro lado, el periodo entre pulsos Tp da lalongitud maxima no ambigua a la cual pueden distinguirse reflexiones. Esteparametro interesarıa que fuera lo mas grande posible para poder obtener sinsolapes las respuestas al impulso del canal, ver Figura 3.6. Sin embargo, sivemos este parametro en el espectro interesa que Tp sea lo mas pequeno posible,aunque mayor que el tiempo de coherencia, para poder transmitir la maximapotencia posible y evitar que la atenuacion por propagacion enmascare lasMPC que se quieren medir ya que la potencia depende del ciclo de trabajoD = Tw/Tp en la proporcion Pm = 1

Tp

∫ Tp

0 s(t)dt = D, — p.e: si se reduce elperiodo entre pulsos a la mitad, la potencia aumenta al doble (+3 dB).

La eleccion de estos parametros va a depender del tipo de canal que se vayaa medir. Se suelen distinguir entre escenarios urbanos, rurales, suburbanos e in-teriores. Tp se elige en funcion del retardo maximo, maximun excess delay. Estesera maximo para escenarios urbanos y suburbanos y mınimo para interioresy rurales El ancho de pulso viene en funcion de la cercanıa de los objetos quehaya entre el Tx y el Rx sera mınimo para interiores y maximo para escenariosurbanos. Pero en todos los casos dependera del tipo de entorno. En la Tabla3.1 pueden verse valores tıpicos de RMS Delay Spread.

Para obtener una estimacion del valor mas adecuado de este parametrocuando el Tx y el Rx estan proximos Tp ≈ 2 · d/c donde la constante c es lavelocidad de la luz y d es la distancia del reflector mas lejano a medir. En laFigura 3.7 puede verse como para el caso general en que los equipos no estancerca, se obtienen elipses con los equipos situados en los focos, a las cuales losretardos medidos son iguales.

La senal generada s(t) tiene que ser transmitida en la frecuencia a la que


Pulso de sondeo

Respuestaal impulso(MPC)

Figura 3.6: Principio de la tecnica de pulsos periodicos.

se quiera caracterizar el canal. Para ello hay que subirlo en frecuencia. Eltratamiento como senal implica que el proceso que hay que hacer para realizareste tratamiento es una modulacion. Por el tipo de senal es una modulacionanalogica por lo que la modulacion serıa Amplitud Modulada (AM) pero lotrataremos como una senal digital por lo tanto el modulador empleado es OnOff Keying (OOK). La senal resultante sera:

x(t) =[N−1∑i=0

u(t− iTp)]ej2πfc (3.3)

El el transmisor sigue el esquema de la Figura 3.8La recepcion implica obtener la envolvente, que llamaremos v(t), de la senal

transmitida despues de haber sido modificada por el canal. De modo que lassenales mas importantes de este sistema de sondeo se resumen en la Figura 3.9.El sistema receptor se encarga de obtener la envolvente de la senal y(t) por loque recuerda mucho a un demodulador AM. Esta arquitectura de receptor tieneel problema que se pierde la informacion de fase del canal contenida en y(t)pero se puede usar un receptor IQ y obtener por separado la envolvente parael canal en fase y en cuadratura, ası la senal recibida vendra en la forma de la


Tabla 3.1: Valores tıpicos medidos de RMS Delay Spread

Entorno Frecuencia RMS DelaySpread (στ)

Notas

Urbano 910 MHz 1300 ns de media Ciudad de Nueva York [42]Urbano 892 MHz 10–25 µs San Francisco (caso peor) [43]Suburbano 910 MHz 200–310 ns Caso tıpico [44]Suburbano 910 MHz 1960–2110 ns Casos extremos [44]Suburbano 60 GHz 36,6 ns maximo Desde vehıculo [45]Interior 1500 MHz 10–50 ns de media Edificio de oficinas [12]Interior 850 MHz 270 ns maximo Edificio de oficinas [46]Rural 5,25 GHz 3-10 ns Tyrnava, Finlandia [47]

Tx Rx

Figura 3.7: Elipses de equirretardos.

ecuacion (2.15) donde podemos obtener la caracterizacion completa de la CIRpara un canal complejo, como es en la mayorıa de los casos. Un diagrama dereceptor de estas caracterısticas puede verse en la Figura 3.10

Este receptor es muestreado por un osciloscopio que almacena las PDP ypor lo tanto, se pierde la informacion de fase recuperada en por el front-endIQ. Esto podrıa solucionarse muestreando con un ADC los canales IQ en vezde ser sumados. Ademas, permitirıa obtener la CIR, y mediante las funcionesde Bello [6], una caracterizacion con las 4 funciones de primera especie incluidala funcion de scattering que ofrece informacion acerca del desplazamiento Dop-pler para cada una de las MPC a traves de las cuales podrıa dar informacionsobre los angulos de llegada Angle of Arrival (AoA). Como esta informacion sedescarta no se puede identificar las fuentes de reflexion.

Un aspecto importante a considerar en el diseno de estos equipos son lassincronizaciones entre receptor y transmisor. Si es posible se usa un cable entrelos dispositivos. Si no es el caso, la sincronizacion se hara con relojes precisosgeneralmente de Rubidio, o disciplinados por Global Positioning System (GPS).Esto sera considerado en el diseno y desarrollo de la sonda de canal y se analiza


Generador de Pulsos

s(t)

x(t)fc

Figura 3.8: Transmisor de pulsos periodicos.

mas detalladamente en la seccion 3.3.Recapitulando, esta tecnica proporciona la ventaja de que el hardware es

muy simple y se pueden realizar disenos mas ligeros y de menor consumo ycoste. Ademas, esta tecnica ofrece buena resolucion y rango dinamico. Sin em-bargo, presenta dos inconvenientes bastante importantes: Primero, es sensiblea las interferencias, lo que dificulta medidas en bandas de radiodifusion o detelefonıa movil. Segundo, la limitacion debida a la alta relacion potencia picoa potencia media, que dificulta la deteccion de ecos debiles. El amplificadorlogarıtmico (Figura 3.10) en deteccion soluciona parte del problema porqueson necesarios ADC con menor resolucion, lo que ademas reduce el ruido demuestreo.

Existen otras tecnicas que se basan en el principio de pulso periodico, peroincluyen ciertas modificaciones y mejoras para solventar el problema de lapotencia. Esas tecnicas son:

Compresion de pulso Es una tecnica de procesado de senal usado en radary sonar se basa en el envıo de una senal de ancho espectro. Por ejemplo, es muycomun la caracterizacion de sistemas lineales usando ruido blanco. El receptorse encarga de hacer la correlacion cruzada de la senal de ruido transmitida yretardada, con la senal recibida despues de atravesar el canal. El resultado es unpico de correlacion similar al resultado de transmitir un pulso. El problema esque el ruido blanco no se puede generar de igual manera en el transmisor que enel receptor para hacer la correlacion pero en cambio sı se puede con una senaldeterminista pseudo-aleatoria Pseudo Noise (PN) que sea parecida al ruido.Esta tecnica es la conocida como correlacion deslizante (Sliding correlator).


y(t)

x(t)s(t)

v(t)

Figura 3.9: Senales de la sonda de pulsos periodicos.

y(t)

Log Detector Osciloscopio

v(t)

90º +LNA

fc

Figura 3.10: Esquema generico de receptor para sonda de pulsos periodicos.

3.2.4. Tecnica de correlacion deslizanteEsta tecnica fue usada por primera vez por Cox [44] y es a dıa de hoy

la mas usada para sondeo de canales [48], [49], [39]. Tambien conocida comoSwept Time-Delay Cross-Correlation (STDCC), soluciona el inconveniente delas interferencias y la ineficiencia de la potencia transmitida que presentaba elpulso periodico.

El principio matematico es sencillo. Se basa en el procesado de compresionde pulso que toma las propiedades de autocorrelacion de las secuencias PNimplementadas mediante registros de desplazamiento Linear Feedbak Shift Re-gister (LFSR) [50] como por ejemplo, el representado en la Figura 3.11. Lassecuencias generadas son binarias y se les conoce como Pseudorandom BinarySequence (PRBS) que se generan mediante distintas configuraciones en el re-


gistro de desplazamiento de la Figura 3.11. Estas configuraciones dependen delorden — numero de registros de despeamiento — y si contribuye a la sumafinal y realimentacion. En funcion del orden se obtiene la longitud de la se-cuencia m = 2n − 1. La configuracion de realimentacion del LFSR suele serexpresada mediante un polinomio para que de la longitud maxima, aunque pa-ra cada orden pueda haber distintos polinomios que den la longitud maximam, algunos tienen mejor propiedades de autocorrelacion que otros. Un ejemploson los proporcionados en la Tabla 3.2 y el correspondiente a la Figura 3.11 esel polinomio:

1 + x2 + xn−1

que corresponde con los coeficientes de realimentacion:

1010 · · · 1

+

1 2 3 4 n

Reloj

Secuencia PN de salida

Figura 3.11: Ejemplo de generador de secuencias PN mediante registros dedesplazamiento.

Tabla 3.2: Polinimios de realimentacion

n Polinomio de realimentacion Longitud m Rango Dinamico8 x8 + x6 + x5 + x4 + 1 255 48,13 dB9 x9 + x5 + 1 511 54,17 dB10 x10 + x7 + 1 1,023 60,20 dB11 x11 + x9 + 1 2,047 66,22 dB12 x12 + x11 + x10 + x4 + 1 4,095 72,24 dB13 x13 + x12 + x11 + x8 + 1 8,191 78,27 dB

En la Figura 3.12 puede verse el diagrama de bloques de un receptor ytransmisor de correlacion deslizante. El mecanismo de funcionamiento consisteen transmitir una senal PN, generada con un reloj a una frecuencia α (medidaen chips), sobre una frecuencia portadora. La senal es enviada traves del canal yel receptor se encarga de hacer una correlacion analogica con la misma secuencia


PRBS transmitida pero con una frecuencia de reloj ligeramente distinta β ala del transmisor de modo que hay un desplazamiento en el tiempo, comose requiere para hacer la correlacion. Este proceso genera la CIR dilatada entiempo que se filtra, se baja en frecuencia y se digitaliza en tiempo. Pero graciasa la correlacion analogica no es necesario un muestreo de banda ancha, por loque se puede hacer con un osciloscopio digital. Tambien es posible usar unafrecuencia intermedia y el uso de detector logarıtmico como queda representadoen la Figura 3.12.

Log

Detector

Osciloscopio

PRBS

Reloj chirp Tx

fc

Rc=[Hz]=1/Tc

BW=2Rc

LNA

Reloj chirp Rx

[Hz]

correlaion BW= 2(-)Ancho de banda de fc

Resolución =1/Rc

Rx

Figura 3.12: Diagrama de transmisor y receptor de sonda de correlacion desli-zante.

Esta tecnica permite medir amplitudes y fases y a partir de la CIR complejaobtener informacion de MPC, retardos en tiempo, potencia recibida, inclusomedir diagramas de radiacion de antenas [51] aunque el esquema propuesto nolo permita. Para ello serıa necesario un receptor IQ y hacer la correlacion enFrecuencia Intermedia (FI) con cada uno de los dos canales independientemen-te.

Rango dinamico

El rango dinamico es la relacion entre la amplitud maxima y mınima de lascomponentes multitrayecto recibidas. Es conveniente obtener el mayor rango


dinamico posible para ası poder obtener las componentes mas debiles. En lassondas de canal STDCC el rango dinamico ideal viene dado por las propiedadesde auto-correlacion de las secuencias PRBS con la siguiente relacion ideal:

RD = 20 log10(m) (3.4)

Es tıpico medir con rangos dinamicos mayores de 30 dB - 40 dB. Sin embargo,en la practica, el rango dinamico se ve reducido un 20 % [52]. En la Tabla 3.2se resumen algunos rangos dinamicos comunes para la correlacion deslizante.

Resolucion multitrayecto

Es la habilidad de resolver componentes multitrayecto. Como veıamos en(2.5), dependıa del ancho de banda dado por la frecuencia de reloj del generadorPN, tambien llamada frecuencia de chirp. Por lo que la resolucion obtenidasigue una relacion inversa con la frecuencia de chirp.

Tres = 1fc

(3.5)

Valores muy altos de chirp dificultan el hardware. La eleccion suele ser uncompromiso dependiendo de las medidas que se vayan a realizar.

Retardo maximo

Es el maximo retardo no ambiguo que se obtiene. Para establecer estacaracterıstica se juega con la longitud de la secuencia y la frecuencia de chirp.La relacion viene dada por la siguiente expresion que da la periodicidad de lasecuencia PN

τmax = m

fc(3.6)

Relacionado con esto la longitud del trayecto maximo sera

dmax = cm

fc(3.7)

siendo c la constante de la velocidad de la luz.La metodologıa que se suele seguir es: escoger primero la frecuencia de chirp,

en funcion de la resolucion que se quiera obtener. Despues, escoger la longitudde la secuencia PN, atendiendo al retardo maximo previsto en el entorno. Sieste codigo no da el rango dinamico suficiente o deseado, se incrementa lalongitud de la secuencia.


3.3. SincronizacionLa sincronizazcion es un asunto importante de resolver en la mayorıa de

sondas de canal. En muchos casos es esencial mantener una sincronizacionmuy precisa entre transmisor y receptor. Todas las tecnicas vistas, excepto lade correlacion deslizante requieren de sincronizacion.

Las soluciones que se aplican al problema de la sincronizacion son con cableo sin cable.

Cuando sea posible el uso de cable, se preferira a la sincronizacion sin cablepues ofrece una sincronizacion perfecta, pero esto solo suele ser posible paramedidas de canales estacionarios, en interiores, distancias cortas o en el casodel VNA que es necesario conectar ambas antenas mediante un cable al equipo.

Cuando no es posible el uso de cable, se emplean relojes muy precisos quesincronicen los sistemas. En funcion de las caracteristicas de la sonda que sedesarrolle seran mas convenientes unos u otros tipos de relojes, pero los masusados son los Oven Controlled Crystal Oscillator (OCXO) y los Rubidium.Puede encontrarse una comparativa en la Tabla 3.3 [53].

Tabla 3.3: Comparacion entre distintos osciladores de referenciaOsciladores de Cuarzo Osciladores Atomicos

TCXO MCXO OCXO Rubidium RbXO CesiumPrecision(por ano) 2 · 10−6 6 · 10−8 1 · 10−8 5 · 10−10 7 · 10−10 2 · 10−11

Agin/ano 5 · 10−7 2 · 10−8 5 · 10−9 2 · 10−10 2 · 10−10 0Estabilidad ala temperatura

5 · 10−7

(−55a+ 85)3 · 10−8

(−55a+ 85)1 · 10−9

(−55a+ 85)3 · 10−10

(−55a+ 68)5 · 10−10

(−55a+ 85)2 · 10−11

(−28a+ 65)Estabilidad 1 · 10−9 3 · 10−10 1 · 10−12 3 · 10−12 5 · 10−12 5 · 10−11

Tamano(cm2) 10 50 20-200 800 1200 6000

Tiempo decalentamiento 6 segundos 6 segundos 4 minutos 3 minutos 3 minutos 20 minutos

Potencia 50 mW 40 mW 600 mW 20 W 650 mW 30 WPrecio aprox. 100 $ 1000 $ 2000 $ 8000 $ 10000 $ 40000 $

3.4. Ejemplos de sonda de canalAnalizando las publicaciones mas recientes sobre sondas de canal se observa

un auge en el numero de artıculos relacionados, principalmente con la llegadadel 5G, el cual implica un cambio en la banda con la exploracion de nuevasfrecuencias no usadas anteriormente para comunicaciones y un aumento delancho de banda. Esto conlleva que los nuevos desarrollos de sonda de canalesten enfocados es estas nuevas bandas, principalmente 60 GHz [54], [55] y[56]. Aunque tambien en frecuencias de hasta 300 GHz [57]. En [56] se muestraun resumen de las 42 sondas de canal usadas para la caracterizacion en bandas

3.4. EJEMPLOS DE SONDA DE CANAL 37

milimetricas. Sin embargo estos equipos tienen en comun que suelen usar lacorrelacion deslizante o VNA [58] como tecnica de sondeo. Por ejemplo, [54]desarrolla una sonda de canal de correlacion deslizante para interiores en bandade 60 GHz con secuencias PN de 500 MHz y un sistema de concatenacion defrecuencias que permite solapar bandas hasta conseguir 5 GHz de ancho debanda. La desventaja de estos equipos es su gran peso a veces ocupando variosarmarios de rack enteros como presentan en [55] que es una de las sondas decanal en milimetricas mas sofisticadas que existen actualmente.

Otras sondas de canal como [59] implementan correlacion deslizante conlongitudes de 4095 chips y 50 Mcps a frecuencias de 2,4 GHz. Por otro lado,equipos basandose en hardware de National Instrument [60] consiguen alcanzar1 GHz de ancho de banda a costa de usar pesados equipos como [61] o la versionprevia [62].

El gran peso de estos equipos hace que no sean validos para algunas apli-caciones en las que surgen desarrollos sobre plataformas de radio definida porsoftware SDR [63], [29], [64], [65] y [66]. Los disenos [29], [64], y [66] se basanen las tecnicas de transmision de espectro plano con formas de onda de OFDMaunque los resultados que obtienen estan muy limitados en banda por las ca-racterısticas de las SDR. [63] presenta una sonda de canal de bajo coste pesoy volumen pero con muy bajo ancho de banda (2 MHz). Por otro lado, [65]usa la tecnica de chirp con un barrido en frecuencia pero presenta problemasal aumentar el ancho de banda y no esta bien resulta la sincronizacion. Endefinitiva, las SDR no ofrecen buenos resultados como hardware de sonda decanal.

En cuanto a las sondas de canal enfocadas a medidas con drones encontra-mos [64] y [29] que realizan un equipo portable y transportable en un pequenoUAV. [64] usa la tecnica de OFDM consiguiendo un ancho de banda de has-ta 100 MHz. No es el caso de [29] ya que implementa la forma de onda conSDR. Otras medias fueron realizadas en [67] para UWB con buenos resultadosgracias al uso de los dispositivos P410 UWB kit usados para las medidas condrones. No obstante estos kit ofrecen muy poca versatilidad a la hora de medir.[27] desarrolla una sonda de canal portable para drones. A pesar de que fuedisenado con la aplicacion de medidas en un dron usa la tecnica de CW paramedir el desplazamiento Doppler y no es capaz de realizar medidas en bandaancha.

Capıtulo 4

Desarrollo de una Sonda deCanal de banda ancha

4.1. EspecificacionesAnalizando el mercado vemos que las soluciones comerciales disponibles de

sondas de canal [68] y [69], no son dispositivos dedicados, sino que incluyen ge-neradores vectoriales de senal y analizadores de senal, de modo que se integrancon una aplicacion software para la realizacion de medidas, como se puede veren la Figura 4.1. Estos equipos permiten hacer medidas en bandas milimetricascon mezcladores, de ahı su nombre comercial de 5G channel sounder. Pero de-bido a su precio, gran tamano y peso limitan mucho las medidas que se puedenrealizar. A pesar de lo estudiado y modelado que esta el canal en las bandasusuales de comunicaciones, hay nuevos retos que plantean escenarios que hastaahora no se habıan explotado.

En este capıtulo nos centraremos en especificar, disenar, desarrollar y probaruna sonda de canal la cual permita tener las ventajas que no proporcionan losactuales equipos.

Figura 4.1: Sonda de canal de Rohde and Schwarz [Fuente: Rohde and Schwarz ]

39

40 CAPITULO 4. DESARROLLO DE UNA SONDA DE CANAL DE BANDA ANCHA

Nos centraremos en desarrollar un equipo con las siguientes caracterısticas:

Portable, lo que implica que habra que cuidar el volumen y principal-mente el peso de los equipos en concreto para el transmisor, que serael que genere la senal de sondeo en alta velocidad. Esperamos limitar elpeso a 1 Kg para poder ser portado con un UAV civil sin problemas.

Los dispositivos deberan ser sencillos de modo que no se desperdicien re-cursos de espacio y peso en complejas arquitecturas. Pero debe satisfacerel resto de especificaciones con el hardware necesario.

Gran ancho de banda es uno de los principales requisitos a los cualesdebe su nombre y el mayor reto de desarrollo. El equipo debera propor-cionar medidas configurables de entre 100 MHz y 250 MHz de ancho debanda.

Alto rango dinamico. Esta es una caracterıstica muy importante paralas sondas de canal. Por lo general este requisito resulta ser un incon-veniente en muchos metodos con respecto a las medidas proporcionadaspor un VNA pero para las condiciones impuestas sera suficiente con unrango dinamico de 30 dB.

Versatilidad para distintos entornos. Que sea capaz de ser configura-ble tanto para medidas en interior como exterior (rural, suburbano, ur-bano...).

Robustez. Resistencia suficiente para aguantar vibraciones debidas alvuelo, medidas de campo, en trenes, vehıculos, etc. La resistencia tieneque ser una caracterıstica a tener en cuenta ya que no sera un equipo delaboratorio que se mantendra estatico.

Bajo consumo de energıa, para que dentro de lo posible, proporcionealguna hora de medida con alimentacion mediante baterıa de Litio.

Medidas en banda L y banda C. Equivale a medidas en 1GHz y 4GHzcon posibilidad de caracterizacion de las bandas de 700MHz y de 3,4-3,8 GHz como establecen las propuestas del Plan Nacional para 5G enEspana [70] segun se adjudico en la Ley 9/2014, de 9 de mayo, Generalde Telecomunicaciones 1.

1Artıculo 66 y Disposicion Transitoria cuarta de la Ley 9/2014, de 9 de mayo, General deTelecomunicaciones, por aplicacion de los principios de neutralidad tecnologica y de servicios

4.2. DISENO GENERAL 41

Una de las principales caracterısticas de las tecnologıas 5G es el uso deMultiple Input Multiple Output (MIMO) masivo y tecnicas de beamfor-ming por lo cual hace necesario una caracterizacion espacial de modoque la sonda de canal desarrollada debe proporcional medidas angula-res AoA para obtener una caracterizacion espacial util para las nuevascomunicaciones 5G.

Las nuevas especificaciones publicadas [71] proponen nuevas bandas enondas milimetricas. El 3GPP especifica entre 24,25 GHz y 29,5 GHz [72]mientras que en Espana esta asignada la banda de 26 GHz [70]. Esto haceinteresante que la sonda de canal tenga capacidad poder caracterizar estasbandas conectando algun modulo externo.

4.2. Diseno generalAnalizando las tecnicas disponibles en la literatura, como se refleja en la

seccion 3.2, y teniendo en cuenta los requisitos expuestos anteriormente, seescoge como tecnica mas adecuada el sondeo mediante senales de pulsosde RF periodicos ya que mantiene la simplicidad y proporciona resultadossuficientemente buenos para las especificaciones demandadas. El desarrollarunos equipos ligeros y portables es esencial para el diseno por eso esta tecnicasatisface los requisitos demandados. A pesar de que la correlacion deslizanteofrezca mejoras frente a las interferencias y en cuanto a la relacion potenciapico a potencia media, su implementacion complica el desarrollo e incrementael tiempo y el coste por lo que no es adecuado para este proyecto.

El diseno general se basa en el desarrollo de dos equipos en el siguienteorden: modulo transmisor y modulo receptor. Posteriormente se implementarael modulo posicionador para el receptor y el software de control. El diseno deltransmisor esta basado en un sintetizador de frecuencias y modulador de pul-sos. Debido al requisito de medida en dos bandas se conmutara la senal paraamplificarla eficientemente con un amplificador disenado para este proposito yposteriormente ser radiada por la antena. La sincronizacion se establecera prin-cipalmente en el generador de pulsos pero tambien en el sintetizador con unoscilador de 10 MHZ controlado por horno. El control se realizara manualmen-te sobre micro-interruptores Dual In-line Package (DIP) para los parametrosancho de pulso Tp y periodo de pulso Tw; para el control de la frecuencia por-tadora se hara mediante un software para PC incluido con el sintetizador. Eldiseno del receptor se hara en base al componente detector Detector Log VideoAmplifiers (DLVA) al cual se adecuara la senal y se digitalizara. Puesto que la


recepcion se hara en 2 bandas, se recurrira al uso de antenas intercambiablesy conmutacion entre 2 etapas de amplificacion y filtrado. La sincronizacionse realiza en el osciloscopio con igual oscilador que el usado en el transmisor.Puede verse el esquema de bloques del transmisor y receptor en la Figura 4.2.

Log

Generador de pulsos

programable

Refencencia10MHz

fc

BW=1/Tp

C band LNA

Transmisor

BW=1/Tp

LNA Bnada L

BW=1/Tp

Power Combiner

FOL = 1 GHz+Fc

Osciloscopiodigital

Referencia10 MHZ

OCXO Ch 2Sync

Ch 1PDP

PC Control

@1GHzBW=500MHz

Receptor

Figura 4.2: Diagramas de bloques del transmisor y receptor de la sonda decanal.

4.3. SIMULACION DE SISTEMAS EN VISUAL SYSTEM SIMULATOR 43

4.3. Simulacion de sistemas en Visual SystemSimulator

Para la simulacion se usa Virtual System Simulator (VSS), es un softwarede simulacion a nivel de sistemas parte de la plataforma NI AWR Design En-vironment. VSS es un simulador muy usado para sistemas de comunicacionesinalambricas y sistemas radar. Es capaz de proporcionar medidas realistas debloques RF en cascada, muy util para identificar fuentes de espurios y pro-ductos de intermodulacion, lo que lo hace una herramienta muy util para undiseno previo del hardware que permita establecer unos valores previos paracaracterizar los componentes y posteriormente seleccionar los mas adecuados.

1

2

3

AM_MODID=A7MODIDX=m

fc: 1.2 GHz

DRate: 1 GHz

fs: 10 GHz

dt: 0.1 ns

D A

DACID=A5

DRate: 1 GHz

fs: 10 GHz

dt: 0.1 ns

DPULSEID=A4VAL1=1NVAL1=5VAL2=0.1NVAL2=1995IVAL=0NIVAL=0M=

#Bits: 1

DRate: 1 GHz

fs: 1 GHz

dt: 1 ns

AMP_BVID=A3GAIN=30 dBP1DB=25 dBIP3= IP2= MEASREF= OPSAT= VNOISE= INOISE= NF=5 dBNOISE=AutoRFIFRQ=

fc: 1.2 GHz

DRate: 1 GHz

fs: 10 GHz

dt: 0.1 ns

RFATTENID=S1LOSS=5 dBNOISE=Auto

fc: 1.2 GHz

DRate: 1 GHz

fs: 10 GHz

dt: 0.1 ns

TONEID=A2FRQ=1.2 GHzPWR=10 dBmPHS=0 DegCTRFRQ= SMPFRQ= ZS=_Z0 OhmTN=_TAMB DegKNOISE=AutoPNMASK= PNOISE=No phase noise

fc: 1.2 GHz

DRate: 1 GHz

SPwr: 10 mW

fs: 10 GHz

dt: 0.1 ns

PORTP=1Z=_Z0 Ohm

Generadorde Pulsos

ModuladorOOK

HPA

m=1-10^((-ROO+6)/20)

ROO = 45Relación en dB Potencia On-Off

AtenuadorPortadora@ 1,2 GHz

Figura 4.3: Simulacion VSS del transmisor

En la figura 4.3 se muestra el diagrama de bloques del transmisor en el que seimplementa el bloque de modulacion OOK mediante un modulador AM. Conel objetivo de implementar este bloque de manera mas realista se considerala relacion de potencias ON-OFF en dB mediante la variacion del parametrodel ındice de modulacion. El atenuador de la Figura 4.3 evita que entre ensaturacion el amplificador de potencia, lo que degradarıa el rango dinamico.


AMP_BVID=A1GAIN=13.5 dBP1DB=21 dBIP3=31 dBIP2= MEASREF= OPSAT= VNOISE= INOISE= NF=1.2 dBNOISE=AutoRFIFRQ=

IN OUT

LO

MIXER_BID=A2MODE=SUMLOMULT=1FCOUT= RFIFRQ= GCONV=6.65 dBP1DB=10 dBmIP3=12 dBmLO2OUT=-26.04 dBIN2OUT=-20 dBLO2IN=-36.7 dBOUT2IN=-25 dBPLO= PLOUSE=Spur reference onlyPIN= PINUSE=IN2OUTH OnlyNF=10 dBNOISE=Auto

BPFBID=F2LOSS=2 dBN=5FP1=0.75 GHzFP2=1.25 GHzAP=3.0103 dBNOISE=Auto

TPID=mixerin

TPID=mixerout

AMP_BVID=A3GAIN=1 dBP1DB=11 dBIP3= IP2= MEASREF= OPSAT= VNOISE= INOISE= NF=1 dBNOISE=AutoRFIFRQ=

TPID=Previofiltro

1 2

ANTENNAID=S3ANTGAIN=3 dBNOISE=Auto

BPFBID=F1LOSS=2 dBN=5FP1=1 GHzFP2=1.4 GHzAP=3.0 dBNOISE=Auto

Fading

MULTIPATH_FADINGID=A4CTRFRQSEL=PropagatedPATHLOSS=0

SUBCKTID=S1NET="Tx"

PORTP=2Z=_Z0 Ohm

PORT_SRCP=1ZS=_Z0 OhmSignal=SinusoidSpecType=Specify freqSpecBW=Use doc freq spanSweep=NoneFreq=2.2 GHzPwr=10 dBmAng=0 Deg

B1

Filtro RF AmplificadorDown Converter

OL@ 2.2 GHz

RF@ 1.2 GHz

Filtro RF

Canal

Rx Channel Sounder

Figura 4.4: Simulacion VSS del receptor

En la Figura 4.4 se implementa el canal y el receptor. El canal esta com-puesto por un bloque de multitrayecto, configurado segun la Figura 4.5, en laque se implementan 5 trayectorias con distinta ganancia y retardos para asısimular un modelo de canal y ver la fidelidad del diseno ante esta configura-cion.Ademas, hay un desplazamiento Doppler de 100 Hz. Adicionalmente, seusa un bloque de antena para implementar el retardo de propagacion, atenua-cion por propagacion y ruido blanco gaussiano.

El transmisor se adecua teniendo en cuenta el espectro de la senal en dis-tintos puntos de la cadena para respetar la forma de onda.

En la Figura 4.6 se muestra el espectro de la senal transmitida por el Tx.Como se ve, cumple con las expectativas de la teorıa de senales analizada en laFigura 3.5. Se puede ver que el espectro es muy ancho aunque con elementosreales hay que tener en cuenta que este se reducira. Principalmente sera debi-do a la respuesta en frecuencia del amplificador. Aunque se puede considerarreducir el ancho de banda con un filtro de coseno alzado para no manchar einterferir el espectro con la transmision de la senal de sondeo.

Despues de atravesar el canal, el espectro de la senal que se recibe se muestraen la Figura 4.4. Como se puede ver se observa la influencia del canal en elespectro.

4.3. SIMULACION DE SISTEMAS EN VISUAL SYSTEM SIMULATOR 45

Figura 4.5: Configuracion del canal multipath fading de VSS.

0.1 0.6 1.1 1.6 2.1 2.3Frecuencia (GHz)

Señal transmitida

-90

-40

0

Pot

en

cia

(dB

m)

1.4 GHz1 GHz

Espectro señal transmitida (dBm)

Figura 4.6: Simulacion espectro transmitido.

Aunque es necesario centrarlo a la frecuencia de funcionamiento del am-plificador logarıtmico y adecuar la senal para el buen funcionamiento de estedispositivo. La senal adaptada a estas condiciones se puede ver en la Figura4.8.

Lo mas importante de esta simulacion. ¿Funciona como sonda de canal? ¿Seobtienen buenos resultados? Para comprobarlo vamos a observar directamentelos resultados de la PDP que deberıan coincidir con el canal configurado. Obser-vando la Figura 4.9 vemos la PDP obtenida la cual coincide con la estimacion


0.1 1.1 2.1 3.1 4Frecuencia (GHz)

Entrada al Rx

-120

-110

-100

-90

-80

-70

-60

-50

Pot

en

cia

(dB

m)

Espectro recibido en Rx (dBm)

Figura 4.7: Simulacion espectro recibido.

0.1 1.1 2.1 3.1 4Frecuencia (GHz)

Salida del Rx

-120

-110

-100

-90

-80

-70

-60

-50

Pot

en

cia

(dB

m)

Espectro entrada al amplificador logarítmico (dBm)

Figura 4.8: Simulacion del espectro de entrada al amplificador logarıtmico.

4.4. TRANSMISOR 47

configurada.

0 100 200 300 400 500 600 700 800 900 1000Tiempo (ns)

PDP

-90

-80

-70

-60

-50

-40

-30

-20

Pot

en

cia

(dB

m)

157.2 ns-52.91 dB

67.4 ns-43.88 dB

27.3 ns-48.48 dB

17.3 ns-33.87 dB

7.3 ns-24.59 dB PDP

Figura 4.9: Simulacion de la PDP obtenida.

4.4. TransmisorEl diseno esta simplificado al maximo posible y se pretende optimizar la

potencia de transmision al maximo, ya que es un factor crıtico para las tecnicasde sondeo pulsado.

El transmisor es disenado en torno al componente sintetizador, el cual in-cluye un modulador de pulsos con entrada de pulsos de alta resolucion paratensiones de tecnologıa TTL y una entrada de sincronizacion.

4.4.1. Generador de relojSe precisa un divisor para obtener a partir de una senal de 10MHz de reloj

otra de 1MHz o 500kHz, lo que equivalen a periodos de 1µs y 2µs que deran elretardo maximo no ambiguo. Para conseguirlo se usan un circuitos de tecno-logıa Transistor-Transistor Logic (TTL) como contador decimales que haranla funcion de divisor. La senal a dividir proviene del oscilador OCXO StratumIII [73]. Es una senal de forma sinusoidal con 10dBm para salidas de 50Ω.


El integrado usado como divisor es el contador decimal 7490 configurado co-mo contador de modulo 2. Finalmente, un conmutador por microinterruptoresDIP conmuta la salida para sacar division entre 1 o entre 2 hacia la entradadel circuito generador de pulsos segun se ve en la Tabla 4.1 de configuracionde los microinterruptores .

Tabla 4.1: Tabla de configuracion de los microinterruptores del divisor

1 2 Funcion0 0 Modulador OFF0 1 Division entre 2 (Tω = 2µs)1 0 Division entre 1 (Tω = 1µs)1 1 Opcion No Disponible

4.4.2. Generador de PulsosEs preciso disenar un circuito que sea capaz de generar pulsos muy estre-

chos, en funcion de los requisitos el ancho del pulso tiene que alcanzar los 8 ns.Debe ser programable manualmente y generar un unico pulso en la activacionde una senal de reloj.

El componente escogido es el integrado DS1040-A15 de Dallas Semicon-ductor [74]. Este componente genera un unico disparo con 5 anchos de pulsosprogramables en 3 bits para valores de 15 ns, 12.5 ns, 10 ns, 7.5 ns y 5 nscon una precision de ±5 %. El pulso se genera ante el flanco de subida de unasenal proveniente del reloj. La senal usada es la proveniente del divisor descritoanteriormente.

La senal de disparo proveniente del divisor — o el reloj, segun se configure—es vuelta a dividir entre 10 y posteriormente se conforma un pulso cuadradocon unos disparadores Schmitt como buffer. Para su ajuste se usa un poten-ciometro a masa que se ajusta para que los lımites de disparo coincidan conlos requerimientos de tensiones logicas de la tecnologıa TTL.

La senal cuadrada alimenta a la entrada del integrado DS1040-A15 queproduce el disparo de un pulso de forma cuadrada con ancho de pulso variableconfigurado en 3 bits P0, P1 y P2 segun la Figura de funcionamiento interno4.10. La salida alimenta al modulador integrado en el sintetizador.

Hasta este punto del diagrama la senal resultante para todas las confi-guraciones posibles puede verse en la Figura 4.11, en la que se conectaba elosciloscopio con una impedancia de 1MΩ. Puede observarse un ensanchado delpulso mayor de lo previsto y un pequeno sobreimpulso pero sera completamen-te asumible por el sintetizador puesto que la entrada es de 0V o 5V con niveleslogicos que no son sensibles a estas variaciones.

4.4. TRANSMISOR 49

Linea con

5 retardosMultiplexador de

5 a 1

FLIP-FLOP

D Q

CLK

RESET

IN

+ 5V

P0

P1

P2

OUT

Figura 4.10: Diagrama logico del DS1040-A15

Tabla 4.2: Tabla de configuracion de los microinterruptores para la configura-cion de ancho de pulso Tp

1 2 3 Ancho de pulso (Tp)1 1 0 5 ns1 0 1 7,5 ns1 0 0 10 ns0 1 1 12 ns0 0 0 15 ns

4.4.3. Sintetizacion de frecuencias y modulacionEl corazon del transmisor es el sintetizador comercial TPI Synthesizer v.5.8,

que cubre un rango de frecuencias de 35 MHz a 4400 MHz, basado en el chipADF4351 [75] de Analog Devices que incluye un sintetizador con Voltage Con-trolled Oscillator (VCO). El modulo a parte del Phase Lock Loop (PLL) incluyeun modulador OOK integrado.

La alimentacion es a traves de la entrada mini-B Universal Serial Bus (USB)con tension de 5V y corriente maxima de hasta 250mA. Cuenta con una entradade sincronizacion externa y una salida, ambas adaptadas a 50Ω y de 10 MHz,un light-emitting diode (LED) rojo indicador de enganche del PLL la entradade pulsos al modulador OOK y la salida de RF adaptada a 50Ω.

Las dimensiones del dispositivo son de 8x4,7x2,4 cm. Se realiza una modi-ficacion para cambiar los conectores BNC por SMA con el objetivo de reducirpeso y volumen; se extrae la alimentacion desde conexiones a la placa paramantenerla independiente de la conexion USB y el LED para mantenerlo como


Figura 4.11: Forma de pulso del generador de pulsos para las distintas confi-guraciones con una salida de 1MΩ

indicador en el frontal de la caja. Las conexiones estan indicadas en los planoscorrespondientes del documento en el Anexo E.

Mediante la conexion USB se puede programar: la frecuencia del PLL, 4niveles de potencia y la sincronizacion (interna o externa). El software usadopara ello es SynthMachine y viene incluido con el sintetizador. En la Figura4.12 puede verse una captura de la interfaz grafica incluida con el hardware.

Figura 4.12: Software de control del sintetizador. SynthMachine.

Este dispositivo genera la frecuencia portadora y modula la senal del gene-rador de pulsos con la portadora en una modulacion OOK la salida generadapara una moduladora de 5ns de ancho de pulso puede verse en la Figura 4.13.Difiere de la senal esperada ya que no es un puslo ideal. Existe un ensancha-miento de 5ns a 7,4 ns debido a las mimitaciones del modulador OOK, tambienunas transiciones de subida y bajada de pulso debidas al efecto de filtrado pasobajo del circuito. Especialmente relevante la cola de decaimiento del pulso quele incrementa alguna decima de nanosegundo.

4.4. TRANSMISOR 51

0 5 10 15

Tiempo (ns)

-0.02

-0.01

0

0.01

0.02

0.03

Ten

sión

(V

)Puso de RF (5 ns)

7,4 ns

Figura 4.13: Pulso de RF

4.4.4. AmplificadoresLa senal procedente del modulo TPI no tiene la suficiente potencia para

funcionar como sonda de canal y por lo tanto tiene que se amplificada. Paramantener la maxima potencia y evitar la perdida de 3dB que supondrıa unacoplador, se usa un conmutador de RF para usar la misma antena y combinarlas bandas C y L. El control sobre el conmutador de RF es electrico y se manejaen el exterior del encapsulado del equipo mediante un conmutador de salidadoble que se usara ademas de para conmutar la senal y tambien para conmutarla alimentacion de los amplificadores de potencia.

La amplificacion se lleva a cabo con dos amplificadores clase A. Es impor-tante la linealidad y que la banda de amplificacion sea plana para no introducirfalsos ecos. Esto es facil de ver en la caracterizacion de la respuesta al impulsoen la Figura 4.14.

En este punto es importante conocer cual es la relacion potencia pico frentea potencia media (PAPR). Tambien llamado factor de cresta y que por defini-cion es la relacion entre la potencia pico y la potencia Root Mean Square (RMS)de la forma de onda. En el caso de la senal pulsada solo va a depender de losparametros de la forma de onda: Ancho de pulso Tp, y periodo de pulso Tω.

PAPRdB = 10 · log10

(TωTp

)(4.1)

Puede verse en la Tabla 4.3 los valores de Peak to Average Power Ratio(PAPR) para las configuraciones extremas del transmisor. Se puede observarque la maxima diferencia entre configuraciones es de hasta 8 dB, lo que podrıadar un incremento en potencia de casi 6 veces y poder incrementar la distanciade alcance para los ecos debiles en un 250 % con respecto a la del peor caso. Sinembargo, se pierde resolucion temporal y puede ocasionar recepcion ambiguade MPC. Es un balance que hay que evaluar en el estudio previo a las medidas


que se vayan a realizar.

Figura 4.14: Respuesta al impulso de los amplificadores.

Tabla 4.3: Relacion de potencia pico a media para distintas configuraciones

Tω(µs) Tp(ns) PAPR1 5 23 dB1 15 18 dB2 5 26 dB2 15 21 dB

Amplificador de banda C

Amplificador [76] de proceso de Arseniuro de Galio con P1dB de 10dBmpara onda continua de entrada y salida de 33dBm (2W). Esto se tiene en cuentapara mantener la potencia lo mas proxima posible a este punto de trabajo yaque si se sobrepasa se pierde margen dinamico, disminuyendo la relacion depotencia ON - OFF del modulador OOK. Ocurre porque comprime la potenciatransmitida en ON (baja la ganancia) y mantiene la misma ganancia a OFF;por otro lado, bajar de P1dB no serıa eficiente ya que requerimos de la maximapotencia posible a transmitir. El amplificador ofrece una ganancia tıpica de28dB y una estabilidad en ganancia de ±2, 5dB.

La alimentacion de 12V a 14V de corriente continua con un consumo aP1dB de 1,5A. Soporta un lımite de carga desadaptada de VSWR 1.8:1. Porlo tanto es necesario conectar carga antes de alimentarlo. Su peso es de

4.4. TRANSMISOR 53

Figura 4.15: Magnitud logarıtmica de la respuesta en frecuencia del amplifica-dor de banda C.

150g y esta adaptado en entrada y salida a 50Ω. En la Figura 4.15 se observala respuesta en frecuencia de dicho amplificador.

Es importante la consideracion de diseno de montar el amplificador con undisipador de calor. Esto se solventa con su ensamblado sobre una plancha dealuminio que funciona como disipador y ademas un pequeno ventilador paraforzar el flujo de aire entrante que directamente incide sobre la superficie lateraldel amplificador.

Amplificador de banda L

El amplificador de banda L es de menor tamano y peso, lo que es unagran ventaja. Es un amplificador militar de 30dB de ganancia con mejorescaracterısticas de planicidad en banda de paso. Ofrece 3 dB menos de potenciapero es compensable debido a las bajas perdidas de propagacion con respectoa la banda C. En la Figura 4.16 puede verse la funcion de transferencia delamplificador.

4.4.5. Fuente de alimentacionLa solucion para alimentacion sera mediante dos modulos de subida y ba-

jada de tension con conversion DC-DC [77] que pueden proporcionar hasta 4Ade corriente continua.

Las estimaciones de consumo por dispositivos se resumen en la Tabla 4.4.Seran necesarios, por tanto, 2 tensiones de 5V y 12 V. El esquema de conexio-nado aparece en el Anexo E. La alimentacion sera mediante tension continua


Figura 4.16: Magnitud logarıtmica de la respuesta en frecuencia del amplifica-dor de banda L.

en que debera estar en el rango de 5 a 12 V para el buen funcionamiento delconversor DC-DC. ¡Es importante no sobrepasar los 12V! La entrada sera co-nectada al un modulo de subida de tension regulado a una tension de 13 V elcual proporcionara la tension a la linea de 12V y los dispositivos detallados.La excepcion son los amplificadores que van conmutados en tension segun labanda de medida. Finalmente, se deriva una conexion hasta el conversor DC-DC de subida de tension configurado a 5V y que proporciona alimentacion alos dispositivos de la Tabla 4.4.

Tabla 4.4: Consumos electricos del transmisor segun dispositivos clasificadospor tensiones

Dispositivo 5V 12VConmutador RF — 100 mAAmplificador C — 1 AAmplificador L — 1,5 ADivisor 50 mA —Generador de Pulsos 50 mA —Sintetizador 250 mA —OCXO — 500 mAIntensidad MaximaTotal 350 mA 2,1 A

4.5. RECEPTOR 55

4.5. ReceptorEl elemento clave en el receptor es el DLVA o amplificador logarıtmico. Es-

tos dispositivos son empleados para convertir senales de mucho rango dinamicoen bajo rango dinamico. Los DLVA convierten la senal de magnitud RF en unasenal de vıdeo cuya magnitud es proporcional a la relacion logarıtmica de lapotencia recibida. Ası se mantiene una linealidad con la potencia en dB. Suuso es tambıen debido a que se consigue obtener la envolvente de las senales deRF lo que facilita el manejo de senales de gran ancho de banda para su mues-treo. Las aplicaciones usuales de estos dispositivos es para receptores radaresy guerra electronica en la deteccion de senales radar.

El resto de componentes que se puede ver en el diagrama de bloques dela Figura 4.2 sirve para adecuar la senal a este dispositivo. Y contara condos ramas dependientes de la banda a que se reciba la senal. En caso de serbanda L, la senal es amplificada y filtrada antes de alimentar al amplificadorlogarıtmico; en el caso de ser banda C, la senal ademas de ser amplificada yfiltrada se baja a la frecuencia intermedia de 1GHz. Finalmente, la salida devıdeo es digitalizada con un osciloscopio digital.

4.5.1. Detector LogarıtmicoLos amplificadores logarıtmicos solucionan los dos problemas de manejo

del tipo de senal de sondeo: Para senales de gran rango dinamico, por lasdiferencias en la intensidad de senal que se obtienen entre vision directa y uneco procedente de una reflexion lejana; para senales de gran ancho de banda,porque no es preciso digitalizar toda la informacion de la senal de sondeo puesse pasa a banda base y el muestreo es mucho mas facil de realizar. Para esteultimo requisito es necesario que el dispositivo tenga una respuesta muy rapida.Esto se mide en los parametros de subida de pulso y bajada o recuperacion.Los valores buscado estan en el orden de pocos ns. Teniendo en cuenta que lasenal de sondeo generada es de 5ns de ancho el requisito es el mınimo posiblepero esto es algo que resulta difıcil de conseguir.

Ejemplo de deteccion logarıtmica

En la Figura 4.17 puede verse un ejemplo de un amplificador logarıtmico.Suponiendo que trabaja sobre una impedancia de 50Ω para senales de entrada,procesarıa 3 rafagas de -50 dBm, -38 dBm y -26 dBm. Cada una de estas rafagasde RF con un incremento de 12 dB respecto la anterior ya que la potencia deuna senal sinusoidal es P = V 2

p

2·R . La salida mantiene la proporcion lineal con


1,2V1,5V

1,8V

0,4VLOG AMP1mV

4mV

16mV

Figura 4.17: Amplificador logarıtmico y rafagas de RF

la potencia en dB. Por lo tanto, puede decirse que trabaja con una relacion de25mV/dB de pendiente.

0 50 100 150 200 250 300

Tensión Pico de entrada [mV]

500

1000

1500

2000

2500

Ten

sión

de

salid

a (V

ideo

) [m

V]

Figura 4.18: Funcion de entrada salida del amplificador logarıtmico.

La salida del amplificador se llama vıdeo y da la envolvente de la rafaga oel pulso con una amplitud proporcional a la potencia en unidades logarıtmicaspero ademas se puede obtener su valor absoluto de potencia. Volviendo alejemplo, el nivel mınimo de recepcion es de 0,4 V lo que es equivalente a unumbral de -82dBm de potencia de entrada. En elementos reales este umbralviene dado por el suelo de ruido termico que integra el dispositivo mas su figurade ruido, que suele ser alta. P

Se puede relacionar salida y entrada con la expresion:

PIN [dBm] = VV IDEO[mV ]25 − 98

Para valores de potencia mayores de -82dBm.

MITEQ MLIF-1000/500-60

El amplificador seleccionado es el MITEQ MLIF-1000/500-60 [78]. Pro-porciona 60 dB de rango dinamico con un error menor de 0,7dB — ver grafica

4.5. RECEPTOR 57

de la Figura 4.19 — y tiene una frecuencia de funcionamiento de 1000 MHzcon 500 MHz de ancho de banda. Este es el dispositivo que mejor respuesta alimpulso proporciona de los que ofrece el fabricante. Pero el rango dinamico noes de los mayores, sin embargo si la potencia se mantiene en el rango de entradadado por el fabricante las caracterısticas son suficientes para las medidas enexteriores.

Err

or L

ogar

itm

ico

(dB

)

2

1,5

1

0,5

0

-0,5

-1

-1,5

-2

Potencia de entrada (dBm)

-65 -58,25 -47,5 -38,75 -30 -21,25 -12,5 -3,75 +5

Figura 4.19: Linealidad logarıtmica del amplificador logarıtmico seleccionado.Grafica de error.

Tabla 4.5: Resumen de caracterısticas principales del amplificador logarıtmico

Parametro ValorFrecuencia Mınima 750 MHzFrecuencia Maxima 1250 MHzRango dinamico de entrada (Min) -60 dBmRango dinamico de entrada (Max) 0 dBmRise Time 3 nsFall Time 10 nsRecovery Time 15 nsLog Slope 15 mV/dB

4.5.2. MezcladorPuesto que se tiene que adecuar la senal al amplificador logarıtmico nece-

sitamos que la frecuencia central sea de 1 GHz y esto no ocurre en todos loscasos. Cuando se trata de medidas en banda L, cercanas a 1GHz, podemos in-yectar la senal directamente. Sin embargo, cuando la senal a medir es la bandaC no es posible y se recurre al uso del mezclador como convertido de frecuencia.


La funcionalidad de down converter consiste en desplazar la senal RF enel espectro a unas frecuencias inferiores, en este caso 1 GHz, a la cual llama-remos frecuencia intermedia. Para ello se usa un dispositivo no lineal llamadomezclador que realiza la multiplicacion analogica de senales. Para llevar a cabola mezcla deseada se necesita introducir una senal sinusoidal llamada osciladorlocal. La frecuencia del oscilador local debe ser la suma de la frecuencia por-tadora de la senal RF mas la frecuencia intermedia. De este modo el osciladorlocal se tiene que ajustar a una frecuencia 1GHz superior a la senal a sintonizar.

Para evitar la mezcla de la frecuencia imagen (senales no deseadas), comose puede ver en la Figura 4.20 se puede usar un mezclador de rechazo de imagenSingle Sideband (SSB) o un buen filtro de RF. En este proyecto se usara el filtrode RF pero hay que tener en cuenta que la frecuencia imagen estara 2GHz porencima de la RF.

DC

OL

RF IM

IM IM+RF

fFI=|fOL-fRF|

Frecuencia

Pot

enci

a

Oscilador Local(fOL)

Frecuencia de radio(fRF)

Frecuencia Intermedia(FFI)L

R I

fIM=|fRF-2fOL|

Figura 4.20: Representacion de downconversion

Para el Oscilador Local (OL) se escoge un PLL basado en el chip ADF4355[79] que cuenta con una pantalla tactil y un pequeno procesador para poderprogramar el VCO del chip. Este oscilador cubre un rango de 55 MHz hasta6,8 GHz, lo que permitirıa medidas de hasta 5,8 GHz.

Se escoge un mezclador de minicircuits [80] conectorizado y pasivo. Quieredecir que no necesita alimentacion pero sı una senal de OL de 7dBm. El modeloescogido es [81] que permite llegar hasta 4,3 GHz de RF.

Para filtrar las mezclas no deseadas entre la salida del FI y la entrada alamplificador logarıtmico se pone un filtro paso banda de frecuencia central 1GHz y 500 MHz de ancho de banda.

4.6. MEDIDA, CARACTERIZACION Y CALIBRADO DEL PROTOTIPO FINAL. 59

4.5.3. AmplificadoresContinuando con el proceso de descripcion desde la salida a la entrada nos

encontramos previo al amplificador que hay que incrementar la potencia deentrada de la senal recibida a de tal manera que la potencia maxima captadapor la antena en las condiciones de medida sea de 0 dBm como especificanlas caracterısticas en la Tabla 4.5. En el caso de que la potencia quede pordebajo se perdera rango dinamico. Por otro lado, si la senal se amplifica masdel valor establecido, esta se comprimira e introducira error en la medida. Paramantenerla en el nivel correcto se suele recurrir al uso de Automatic GainControl (AGC) que permiten el control automatico de la ganancia. Pero yaque contamos con 60 dB de rango dinamico y los requisitos estan impuestos en30dB se usara un Low Noise Amplifier (LNA) de ganancia constante.

Puesto que la entrada es divida en dos ramas dependientes de la frecuenciaa cada una de estas se le colocara un LNA de su banda de trabajo y con altaganancia. Para la banda C se usara un amplificador de Avantek. En la bandaL se usa uno de minicircuits modelo ZX60-3011+.

4.6. Medida, caracterizacion y calibrado delprototipo final.

En este apartado se ha concluido el desarrollo de la sonda de canal, tanto eltransmisor como el receptor, y ofrecera una serie de medidas de parametros deRF que permitiran modelar sus principales caracterısticas y verificar la validezde los resultados que ofrece [82]. Para ello se ejecutaran una serie de medidasen el laboratorio de i+d del grupo Grupo de RadioComunicaciones (GRC).En este apartado se analizaran por separado el transmisor (Tx) y el receptor(Rx). En este apartado el receptor se calibrara y verificara su funcionamientojunto con el equipo transmisor ofreciendo medidas del conjunto y medidascomparativas con otras tecnicas de sondeo.

4.6.1. TransmisorCon el fin de verificar el funcionamiento y la calidad de el equipo transmisor

se realizan una serie de medidas para configuraciones extremas y tıpicas defuncionamiento en las que que pretenden determinar potencias transmitidas,anchos de banda y rango dinamico.

En cuanto a las medidas de potencia se realizan mediante conexion directade la salida de RF del transmisor al analizador de espectros Anritsu MS2830A.Se usan 2 atenuadores de RF en serie de 20 dB + 20 dB, un cable coaxial de 35


(a)

(b)

Figura 4.21: Ensamblado de componentes del (a) transmisor y (b) receptor dela sonda de canal.


cm con conectores SubMiniature version A (SMA) que se estima una perdida de1 dB adicional (41 dB en total). Los resultados de potencia medida aparecenreflejados en la Tabla 4.6 en las que se han tenido en cuenta la atenuacionintroducida por el setup de medida. Observamos la coherencia de resultadoscon las previsiones estimadas en la expresion de la PAPR de la ecuacion (4.1).Por lo tanto, la potencia transmitida es aproximadamente Pt = Ppico[dBm] −PAPR[dB]. Esto lo tomamos como uno de los inconvenientes mas fuertes deeste metodo [56] puesto que va a limitar mucho el alcance en exteriores. Nohace un uso eficiente de la potencia de la cual solo aprovecha el 0,25 % o el1,5 % en el mejor de los casos.

Tabla 4.6: Tabla de potencias medidas en el transmisor.

Frecuencia Tp (ns) Tω (µs) Pt (dBm) DEP 2 (dBm/Hz)3,9 GHz 5 1 10,4 -73,53,9 GHz 5 2 7,5 -773,9 GHz 15 1 13,9 -663,9 GHz 15 2 11,4 -69,31,2 GHz 5 1 6,4 -77,61,2 GHz 5 2 3,4 -80,61,2 GHz 15 1 9,9 -70,81,2 GHz 15 2 7 -73,8

Se analiza el ancho de banda de la senal generada con la misma configura-cion de medida que en el caso de medidas de potencia pero ahora midiendo elancho de pulso como el ancho de banda entre nulos de la senal sinc. En la Fi-gura 3.5 el ancho de banda entre nulos para la forma de onda escogida es 2/Tpen senales paso banda. Sin embargo, segun las medidas realizadas se puede veren la Tabla 4.7 un error entre el valor esperado y el valor obtenido. A pesar deque la forma de pulso esta bien generada, como se puede ver en la Figura 4.11,el error se va incrementando segun se sube en frecuencia. Obviamente esto estacausado por el modulador OOK que esta llegando al lımite y los tiempos desubida y bajada son mayores que el ancho de pulso que pretendemos modular.La consecuencia es que la sonda de canal queda limitada a 250 MHz por lainfluencia del sintetizador — modulador OOK —.

Finalmente, se mide la limitacion en rango dinamico que produce el transmi-sor. Esta limitacion viene dada por la relacion de potencias cuando transmiteun pulso y cuando no. Idealmente, el modulador no deberıa trasmitir nadacuando el pulso es de 0V, lo que conseguirıa un rango dinamico de transmisioninfinito. No obstante, hay una fuga de senal en los circuitos y no se consigueel aislamiento perfecto cuando la senal esta en OFF. Esta imperfeccion en el


Tabla 4.7: Anchos de banda medidos

Tp Configurado BW teorico BW medido Diferencia5 ns 400 MHz 250 MHz 150 MHz7,5 ns 266 MHz 200 MHz 66 MHz10 ns 200 MHz 164 MHz 64 MHz12,5 ns 160 MHz 137 MHz 23 MHz15 ns 133,3 MHz 117,8 MHz 15,5 MHz

aislamiento provoca que el rango pueda estar muy bajo y es debido, princi-palmente, a un mal uso en los amplificadores de potencia. Para que funcioneoptimamente se deben ajustar en onda continua de senal transmitida PON ala potencia maxima sin compresion que es el P1dB de cada uno de los ampli-ficadores. Para conseguir esto se usan 2 atenuadores de 9 dB como se puedever en el plano de conexiones del Anexo E. Tras el ajuste los valores medidospara cada una de las bandas aparecen en la Tabla 4.8. Y ademas para cadauno de los rangos medibles de la banda C y L que aparecen en la Figura 4.22 lacual se midio generando un barrido en conda continua en el PLL y registrandoen frecuencia la potencia. El set up es igual al descrito anteriormente para lasmedidas de potencia solo que se eliminan los atenuadores para las medidasen OFF y se usa un software desarrollado en Matlab para poder registrar losvalores. Finalmente, el rango dinamico viene dado por la expresion (4.2)

RD[dB] = PON − POFF (4.2)

Tabla 4.8: Potencias de transmision, corte y rango dinamico.

PON POFF RDBanda L (1,2 GHz) 27,5 dBm -28 dBm 56,5 dBBanda C (3,9 GHz) 30,4 dBm -14 dBm 45,4 dB

4.6.2. ReceptorEn este apartado se realizaran unas series de medidas orientadas a obtener

el rendimiento, tanto del equipo receptor como el conjunto de la sonda de canalcompuesta por transmisor y receptor. Para ello se procedera a hacer medidasfinales de rendimiento tanto en ancho de pulso como de potencia para cadauna de las dos bandas usadas. Ademas, estas medidas permitiran obtener lasfunciones de calibrado para el posterior procesado de las medias.


(a)

3.2 3.4 3.6 3.8 4 4.2 4.4

Frecuencia [GHz]

28.5

29

29.5

30

30.5

31

Pot

enci

a (O

N)

[dB

m]

-16

-14

-12

-10

-8

-6

Pot

enci

a (O

FF)

[dB

m]

Banda C

(b)

Figura 4.22: Medidas de potencia en ON y OFF de la modulacion para lasbandas L (a) y c (b)

En primer lugar obtenemos la relacion de potencia recibida a tension devıdeo. Estas medidas establecen la funcion entre la potencia de una senal deradiofrecuencia y la tension en Voltios que se obtendra a la salida del receptorde sonda de canal. Esta relacion viene dada por la pendiente del amplificadorlogarıtmico en valores de mV/dB. Su significado y demas caracterısticas seveıan en la seccion 4.5.1. La configuracion de los equipos para la medida semuestra en la Figura 4.23 el cual depende de un atenuador programable [83]mediante una conexion Ethernet que permite un control de la atenuacion de0 a 90 dB en pasos de 0,25 dB en un rango de 1MHz a 6GHz. El osciloscopiotambien es posible controlarlo mediante conexion Ethernet tal y como se vera enla Seccion 4.8 mediante Matlab. La funcion de este pequeno script de medida essincronizar el atenuador variable junto con el osciloscopio para poder registrarla forma de onda y la potencia pico de esta a medida que se hace un barridode atenuacion.

Transmisor de sondade canal

Atenuador joAtenuador

programable

Receptorde sonda de canal

OsciloscopioDigital

PC de control

Figura 4.23: Esquema de configuracion para las medidas de pendiente.


Los resultados de las medidas de pico se muestran en la Figura 4.24 parabanda C y en la Figura 4.25 para la banda L. Estas medidas se han realizadocon el setup indicado anteriormente y registrando el valor de pico de la forma deonda capturada en el osciloscopio. A partir de los datos de potencia pico trans-mitida en CW y las atenuaciones fija mas programada que se va registrandose generan las graficas mencionadas. Se procede a hacer un ajuste de mınimoscuadrados para obtener las funciones de entrada salida para ambas bandas apartir de las rectas generadas con un coeficiente de determinacion > 0, 994. Lafuncion viene dada por la expresion de un polinomio lineal de primer gradocomo se ve en la ecuacion (4.3) a la cual le corresponden los valores de la Tabla4.9. Las frecuencias escogidas para las medidas en cada banda fueron de 1,2GHz para la banda L y 3,9 GHz para la banda C.

Vvideo[mV ] = a · Pin[dBm] + b ∀Pin ∈ (Pmin, Pmax) (4.3)

Tabla 4.9: Parametros de las rectas de ajuste y calibrado del receptor.

Banda a b R2 Pmin Pmax Error maximoL 11,78 mV/dB 791,5 mV 0,9959 -64 dBm -16,5 dBm ±1,65 dBC 13,35 mV/dB 1017 mV 0,9943 -73,6 dBm -35,85 dBm ±1,23 dB

Analizando los resultados de las Figuras 4.24 y 4.24 se comprueba que hayque ajustarse a un rango de potencias para no introducir errores de mas de 1,5dB y ademas no perder los ecos mas debiles. Esto se asegura amplificando oatenuado la senal de entrada hasta establecerla en el rango adecuado, segunse muestran en las Figuras indicadas. Mas facilmente podrıa establecerse esteajuste con un AGC del cual no disponemos. Sin embargo, esta tarea a la horade planificar no es tan complicada pues basta con mantener la potencia picorecibida en banda C entre 50 mV y 500 mV (600 mV para el caso de banda L)para obtener respuesta lineal frente a la potencia recibida. Como nota, destacarque en el postprocesado se han de eliminar las senales por debajo de 50 mVpues daran un valor mas alto del que realmente tienen.

Otra manera de analizar que la respuesta de los equipos desarrollados esmidiendo como se modifica la forma de onda en funcion de la ganancia. Ideal-mente, esta forma deberıa mantenerse independientemente de la potencia peroescalada en tension. Para llevar estas medidas a cabo se usa el esquema demedida de la Figura 4.23 pero en este caso se registrara la forma de onda. Estaconfiguracion proporcionara la respuesta al propio impulso generado del siste-ma, lo que puede servir como un perfil de calibracion para ver desadaptacionesinternas en el caso de que las haya.

Los resultados se pueden ver en las Figuras 4.26 y 4.27 y se observan ciertas


-80 -75 -70 -65 -60 -55 -50 -45 -40 -35 -30

Potencia recibida [dBm]

0

0.1

0.2

0.3

0.4

0.5

0.6

Tensió

n V

ideo O

ut

[V]

Relación Tensión Video - Potencia pico recibida.

Relacion tensión potencia

Puntos excluidos del ajuste

Recta de regresion lineal

-80 -75 -70 -65 -60 -55 -50 -45 -40 -35 -30


-0.1

-0.05

0

0.05

0.1

Err

or

[V]

Error de medida en potencia (Residuos de ajuste)

Residuos del ajuste lienal (error)

Puntos excluidos

Figura 4.24: Medidas en Banda C de la relacion Tension de la salida Vıdeofrente a la potencia recibida junto con los residuos del ajuste.

diferencias entre bandas. La banda C ofrece mejores resultados frente a disper-sion de pulso. Este efecto ensancha un poco el pulso y viene de la limitacion delamplificador logarıtmico para recuperar se del impulso. No obstante, es tam-bien debido a la contribucion de los demas componentes por sus limitaciones enancho de banda y el propio transmisor. A pesar de los 5 ns configurados sabe-mos que la senal realmente es un pulso de 8 ns. Un efecto curioso en la Figura4.27 es que se eleva el suelo de ruido. Esto limitara el rango dinamico igual queuna transmision de baja potencia. Sin embargo, este efecto esta determinadopor el transmisor segun veıamos en la relacion ON OFF del modulador OOK.Para evitar este efecto hay que llevar el suelo de ruido al mınimo posible. Si secalcula para el peor caso la contribucion del ruido termico es

Ptherm = 10log10(kTB) + 30dBm (4.4)


-70 -60 -50 -40 -30 -20 -10 0 10


0

200

400

600

800

1000

1200

Tensió

n V

ideo O

ut

[mV]

Relación Tensión Video - Potencia pico recibida

Relación tensión potencia

Puntos excluidos del ajuste

Recta de regresión lineal

-70 -60 -50 -40 -30 -20 -10 0 10


-100

-50

0

50

100

Err

or

[mV]

Error de medida en potencia (Residuos de ajuste)

Residuos del ajuste lineal (error)

Puntos excluidos

Figura 4.25: Medidas en Banda L de la relacion Tension de la salida Vıdeofrente a la potencia recibida junto con los residuos del ajuste.

siendo k = 1, 38066 · 10−23J/K, la constante de Bolztmann, la temperatura enKelvin T = 293K y para B = 500MHz se obtiene −86, 94dBm de potencia deruido a lo que hay que incrementar la figura de ruido del detector logarıtmicoque es bastante alta lo que limita el nivel mınimo a un valor muy cercanoa los -60 dBm que daban en las especificaciones. Segun los resultados de lasmedidas (Figura 4.27) el suelo de ruido ocurre para atenuaciones entre 40 dB y30 dB. De hecho, es a partir de 40 dB atenuados desde el transmisor al receptorcuando se consiguen los mejores resultados de rango dinamico en margen linealen estas frecuencias. Esto ocurre para una potencia pico recibida de -15 dBmque es relativamente alta, lo que supondrıa la necesidad de usar un amplificadorexterno en muchas de las condiciones de medida.

Como prueba de verificacion someteremos a la sonda de canal a una pruebacomparativa junto con otra sonda de canal de confianza. Lo mejor para ello es el


0 10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

Retardo [ns]

0

0.1

0.2

0.3

0.4

0.5

Tensió

n V

ideo O

ut

[V]

-75

-70

-65

-60

-55

-50

-45

-40

Pote

ncia

Recib

ida

[dBm

]

Respuesta al impulso del sistema.

51 dB

56 dB

61 dB

66 dB

71 dB

76 dB

81 dB

86 dB

91 dB

AtenuacionesRango d

inám

ico lin

eal

Figura 4.26: Medidas en Banda C de la forma de onda del pulso de 5 ns paradiscretos valores de atenuacion entre Tx y Rx.

0 10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

Retardo [ns]

0

0.2

0.4

0.6

0.8

1

1.2

Tensió

n V

ideo O

ut

[V]

-60

-50

-40

-30

-20

-10

0

10

20

30

Pote

ncia

Recib

ida

[dBm

]

Respuesta al impulso del sistema.

10 dB

20 dB

30 dB

40 dB

50 dB

60 dB

70 dB

80 dB

90 dB

Atenuaciones

Rango d

inám

ico lin

eal

Rango d

inám

ico T

ransm

itido

Figura 4.27: Medidas en Banda L de la forma de onda del pulso de 5 ns paradiscretos valores de atenuacion entre Tx y Rx.

uso de un VNA que debido a sus limitadas caracterısticas su funcionamiento seve limitado a medidas estaticas y en interiores, como veıamos en el Capıtulo 3.El escenario escogido es un laboratorio con una gran ventana frente a un edificiode fachada metalica a unos 40 m de distancia. El resto de informacion sobre elentorno y configuracion de las medidas es irrelevante puesto que estas medidasse ejecutan para la validacion del equipo y no para el modelado de canal.Llevar a cabo este tipo de medidas comparativas es tecnicamente complejo ya


que cualquier mınimo cambio en el entorno de medida afecta sustancialmentea los resultados. Por ello se procede a fijar las antenas en mastiles y conectarlasdel VNA a la sonda de canal sin tocar nada mas. Para incrementar la precisionla habitacion estaba vacıa en el momento de la medida y con la puerta cerraday sin nadie en el interior.

0 100 200 300 400 500 600

Retardo (ns)

-70

-60

-50

-40

-30

-20

-10

0

Perf

il d

e R

eta

rdos d

e P

ote

ncia

(dB)

Comparación entre VNA y Sonda de Canal

VNA 250 MHz

VNA 6GHz

Sonda de Canal desarrollada

Figura 4.28: Comparativa y verificacion de una medida en interiores con VNA

Los resultados del VNA estan almacenados en la forma de respuesta com-pleja en frecuencia (parametro de transmision S21) por lo que para mostrarla respuesta al impulso se procede a computar la Inverse Fast Fourier Trans-form (IFFT) con un enventanado Hanning a modo de filtro. Los resultados seponen en unidades logarıtmicas relativas y se combinan como se muestran enla Figura 4.28. Se puede observar 3 medidas: 1 traza negra correspondiente a lamedida de la sonda de canal desarrollada; en azul oscuro una traza de medidacon el analizador vectorial en las mismas condiciones de configuracion que lasonda, es decir: 250 MHz y a 3,9 GHz; en azul claro la traza del VNA medidaen un ancho de banda de 6 GHz con el fin de mostrar con una resolucion de166 ps de la PDP del laboratorio medido. Se ve una buena correspondenciaentre los resultados del equipo y los de la sonda desarrollada a pesar de losdesajustes que se pueden producir inevitablemente entre cambios de medidascomo se puede ver incluso entre las dos trazas del VNA. Comprobamos queestas medidas pueden ofrecer un rango dinamico valido de 33 dB lo que cumplelas especificaciones previstas.

4.7. SISTEMA POSICIONADOR DE ANTENAS 69

Transmisor Sonda de CanalReceptor Sonda de Canal

Figura 4.29: Foto de los equipos desarrollados

4.7. Sistema posicionador de antenasPara satisfacer el requisito de obtener informacion acerca de los AoA re-

curriremos a disenar un pequeno posicionador que sea capaz de direccionaruna antena espacialmente. Debido a que se realizara mediante un movimientomecanico no podremos obtener medidas en movimiento continuo como si no seusara este sistema por lo tanto haremos que sea un accesorio complementarioque se use solo en el caso que se quiera obtener esta informacion.

El accesorio sera robusto y posibilitara el movimiento de 2 ejes que permitirabarrer en una direccion de polarizacion toda la semiesfera superior mediantemovimientos de rotacion y de elevacion para la antena receptora.

Recurriremos al uso de 2 servomotores genericos RDS3115MG de alto ren-


dimiento usado para robotica ya que proporcionan un buen par de arranquepara mover antenas y vencer la rigidez del cable sin problemas. Puesto que nosabemos a priori el tipo de antena que se podrıa usar (depende de la medida) laespecificacion de este servo es bastante buena. El resto de caracterısticas se re-sumen en la Tabla 4.10. Destacamos que el rango de movimiento esta limitadoa 180º pero es compensable mediante la inversion del otro eje.

Tabla 4.10: Caracterısticas servo RDS3115MG

Caracterıstica ValorAngulo de vision 180Senal PWMAncho maximo del pulso 500-2500µsTension de funcionamiento 4,8 V - 7,2 VVelocidad de funcionamiento (6V) 0, 14s/60Par de arranque (7,2V) 17 kg · cmDimensiones 40x20x40.5mmEngranajes Metalicos (25T)Peso 60 g

El par maximo se consigue con la tension maxima de alimentacion que so-porta (7,2V) para solucionarlo recurrimos a un modulo DC-DC down-converterpara que pueda ser alimentado mediante una baterıa de 3 o 4 celdas o un trans-formador de PC. Cada servo puede llegar a consumir 2 Amperios de intensidadpico, que son 4 A en total. Se escoge un modulo XL6009 [77] de alto rendi-miento conmutado que permite corrientes de entrada en continuo de hasta 4Amperios, tensiones de alimentacion de 5 a 32 V aunque seleccionando unasalida de 7,2 V nos queda limitado de 7,2 V a 32 V.

Para generar las senales de control a los servos se necesita un moduladorPulse Width Modulation (PWM) de al menos dos salidas y que proporcioneuna conexion serie por USB para poder ser controlado por software en Matlab.Por precio y potencia se escoge un controlador de 32 canales de los cuales solose usaran 2. Canal 1 y canal 2 con atencion a los pines el negro corresponde amasa.

El dispositivo se ensambla en una caja de aluminio siguiendo el conexionadode los elementos segun el plano del Anexo E. Las caracterısticas electricas y deconexion se muestran en la Tabla 4.11.

4.8. SOFTWARE DE MEDIDA 71

Tabla 4.11: Caracterısticas del dispositivo posicionador de antenas.

Caracterısticas ValoresTension de alimentacion DC 7,2V - 32VCorriente 4 A (7,2V)Conexion Serie por microUSBVelocidad USB 115200Bits de datos 8Bit de paridad NoBit de parada 1Servo Rotacion Canal 1Servo Elevacion Canal 2

4.8. Software de medidaComo en cualquier equipo cada vez es mas importante un desarrollo soft-

ware para el control de los sistemas digitales. En este caso el equipo de medidaes esencialmente analogico pues se hace tratamiento de senales. Sin embargo elsoftware es un requisito inevitable de desarrollar pues se necesita proporcionala interfaz de usuario entre el equipo que registra la medida, en este caso elosciloscopio digital, y el usuario. Ademas, permite medir junto con el posicio-nador para poder registrar los resultados en funcion de la posicion espaciala la que apunte la antena. Es decir, es necesario desde el punto de vista desincronizacion y control entre los sistemas desarrollados.

4.8.1. Requisitos de la aplicacionEl objetivo de la aplicacion es desarrollar un ejecutable de interfaz grafica

que sera compatible con PC portatiles Windows. La aplicacion debera poder:

Comunicarse con el osciloscopio digital [84] para poder configurarlo yobtener medidas.

Comunicarse y controlar el posicionador desarrollado.

Gestionar medidas haciendo un pequeno procesado y obteniendo los fi-cheros necesario para guardar los datos. En este caso son:

Registro de la configuracion de las medidas e informacion rele-vante para el posterior procesado como por ejemplo: Fecha de lamedida, hora de inicio, de final, valores de configuracion de escalasdel osciloscopio, frecuencia de medida, ancho de banda, numero de


muestras, etc. El formato del archivo es un fichero de texto plano.txt

Resultado en forma de valores de amplitud sobre la PDP que pro-porciona el osciloscopio, registrando, en caso de ser necesario, elangulo de elevacion y rotacion o en caso de no realizar medidas deposicion se almacenara el muestreo de la PDP junto con la medidarelativa de tiempo transcurrido desde la anterior medida. El forma-to del fichero es un archivo de matlab .mat el cual almacena unavariable llamada medida la cual corresponde a una matriz m×n denumeros reales que, para el caso de medidas sin posicion, las m filascorresponden a las distintas PDP que se obtienen cada periodo demuestreo; la columna n = 1 corresponde al tiempo relativo desde elinicio de la medida medido en segundos y para n > 1 se almacenanlas muestras de la PDP en Voltios. Para el caso de medidas angula-res en cada fila se almacena una posicion angular que viene indicadaen la columna n = 1 el valor del angulo de azimuth y en la columnan = 2 el valor del angulo de elevacion.

Tambien cuando acabe la medida el software muestra automaticamenteuna representacion en 3 dimensiones del los perfiles de retardo de potenciaobtenidos durante la medida para evaluar rapidamente, sin apenas procesadode las medidas, la validez de los datos adquiridos.

Software de

medida

Osciloscopio

Digital

Posicionador

de antena

Ficheros de

medidas

Previsualización

MatlabEthernet

VISA

USB

Serie

Figura 4.30: Interfaces y salidas del software.

Las conexiones del bloque de control por software estan indicadas en laFigura 4.30. El posicionador se conecta mediante un cable USB al PC donde seejecute el software. La comunicacion entre el posicionador y el PC de control esserie con los parametros de la Tabla 4.11. El osciloscopio se conecta medianteun cable de Ethernet a la tarjeta de red con la misma subred configurada enambos equipos. La comunicacion para el control del instrumento se realiza sobreTCP/IP. Los comandos Standard Commands for Programmable Instruments


(SCPI) se obtienen de [84] y se usa la arquitectura VISA para Matlab como sepuede ver en la Figura 4.31.

Ante esta situacion nos planteamos dos plataformas que incluyen el manejode instrumentos Virtuales Virtual Instrument Software Architecture (VISA):LabView o Matlab. Se escoge Matlab debido a que incluyen una gran cantidadde librerıas para el procesado, tenemos licencia de uso, permite facilmente elcontrol de instrumentos y se puede desarrollar una interfaz grafica. Se usara elcomponente App Designer [85] en la version Matlab 2017b.

Osciloscopio

Interfaz Física

VISA

Comandos SCPI

Aplicación en Matlab

Figura 4.31: Control de instrumentos VISA.

4.8.2. Diseno de la aplicacionEl diseno de la aplicacion sera simple pudiendo escoger entre dos aplicacio-

nes principales adaptadas a medias con posicionador de antenas o sin el. Laeleccion se hara a traves de un cuadro de dialogo al inicio de la aplicacion.Cada aplicacion contara con un diseno propio optimizado para el tipo de uso.Los ficheros necesarios se pueden ver en la Figura 4.32.

La gestion de las medidas entre la aplicacion e instrumento se realiza me-diante un objeto timer que se lanza en el proceso de inicio de medida, al cualse le establece el periodo de medida. La funcion a la que llama realiza unalectura de la funcion de onda del osciloscopio y una representacion grafica enla interfaz de la aplicacion. Las llamadas a esta funcion se realizan con unperiodo fijo como puede verse en la Figura 4.33. En el caso de no cumplir unproceso de medida completo, el timer lanza un error para que el usuario ajusteel periodo a un valor mayor y no perder o encolar medidas. Puesto que no sepueden solapar dos procesos de este tipo y gestionar los acumulamientos conotro metodo incumplirıa los valores deseados por el usuario, se lanza un errorcuando se acumulan eventos de medida. En el caso de medidas con posicio-nador, ademas de las dos funciones descritas, se procede al movimiento de losservos a la nueva posicion.

Se realiza una programacion imperativa orientada a objetos y se contaracon 3 estados de funcionamiento segun se describen en la siguiente lista y laFigura 4.34


Selección del Tipo de Medida

Tipo de Medida: Con posicionador o sin él.

Main.mlapp

Channel Sounder Wide Band

Realiza medidas de PDP sin información sobre la posición de la

antena.

WideBandChannelSounder.mlapp

Channel Sounder Wide Band

Realiza medidas de PDP almacenando la información

angular y posicionando la antena según corresponda.

WideBandChannelSounderConServo.mlapp

About

Información "acerca de" el software. Versión fecha de

compilación autor y descripción..

about.mlapp

Tutorial de Ayuda

Ayuda mediante un pequeño tutorial que describe el proceso de

medida guiado en pasos.

Tuto.mlapp

Control Manual de la Posición

Aplicación de control manual sobre los angulos de apuntamiento del

posicionador.

posman.mlapp

Tutorial de Ayuda

Ayuda mediante un pequeño tutorial que describe el proceso de

medida guiado en pasos.

TutoParaPosicionador.mlapp

Nombre de la ventana de apliacion

Breve descripción de la aplicación.

Nombre del fichero.mlapp

Figura 4.32: Flujo de aplicaciones.

Desconectado. Se deshabilitan de la interfaz grafica la mayorıa de lasfunciones. Es necesario introducir la configuracion de conexion de losequipos y pulsar conectar para entrar en el estado de conectado.

Conectado. En este estado el programa esta preparado y a la esperade la medida. Se realizan las configuraciones de las medidas. Pulsando eldesconectar se cambia al estado Desconectado y pulsando Iniciar se pasaal estado de Midiendo.

Midiendo. El programa esta realizando una medida y solo es posibleparar la media. Cuando esto ocurre pulsando el boton de parar la medidafinaliza y se inicia un proceso de guardado de los datos. Posteriormentela aplicacion pasa al estado de Conectado.

La aplicacion cuenta con 7 interfaces graficas como puede verse en la Figura4.32 de las cuales algunas son dialogos. Las dos interfaces principales son muysimilares, presentan un panel de control para la configuracion conexion, con-troles sobre los instrumentos y un pequeno dialogo de control sobre la medida.En la Figura 4.35 puede verse una captura de la aplicacion desarrollada. Eldiseno se hace a traves de App Designer a los cuales se le asignan funcionesante los eventos que se generen sobre estos elementos.

El desarrollo de esta aplicacion termina con la generacion de un ficheroejecutable tal y como se pide en los requisitos. Es importante que sea portable


Proceso de mediday representación



Inicio del objeto Timer

Periodo

Periodo

Creación delobjeto Timer Tiempo

Figura 4.33: Ejecucion secuencial del timer a una tasa fija.

para poder ejecutarse en cualquier ordenador. Uno de los requisitos previos deejecucion en otra maquina es que este instalada la ultima version de MatlabRuntime o al menos una superior a la 9.4 a la cual hace referencia y no secompila con estas librerıas. Es necesario tenerlo en cuenta ya que incrementarıael tamano del archivo en mas de 1 GB. Es posible tambien exportarlo comoaplicacion de Matlab Add-on, pero no sera el caso. Adicionalmente, puede sernecesario la instalacion de las librerıas de VISA de National Instruments.

Es importante leerse la ayuda de la aplicacion antes de realizar medidaspues ahı junto con el Anexo B proporcionan el proceso necesario a realizarpara medidas con la sonda de canal.


Desconectado

x

Conectado

Desconectado

Congurar

Inicio de medida

[MEDIR]

Midiendo

Evento Inicio de medida

Evento midiendo

[PARAR]

proceso de medida

Conectado

Evento nde medida

[CONECTAR]

Figura 4.34: Diagrama de estados y secuencial.


Figura 4.35: Interfaces principales de la aplicacion de medida.

Capıtulo 5

Medidas y modelado de canal enentornos reales: UAVs

Este documento de memoria de Proyecto de Fin de Grado pretende docu-mentar el desarrollo de la sonda de canal propuesta. Tras la finalizacion de sudesarrollo en apartados anteriores, este capıtulo pretende dar un breve enfoquede la utilidad que presenta la herramienta desarrollada para medidas en entor-nos reales. El objetivo de este capitulo no es discutir las medidas ni estudiar elmodelo si no dar una serie de resultados de una campana de medida sobre unentorno bien descrito.

En la primera seccion 5.1 se introduce a los vehıculos aereos no tripuladosen los que se enmarcan una clasificacion y su contexto legal en Espana. Poste-riormente se justifica la necesidad de modelado de canal para estos dispositivosy que retos presenta. Despues se describe el escenario y la configuracion de me-didas. Finalmente se exponen los resultados y se comparan con una simulaciondeterminista por trazado de rayos.

5.1. Sistemas de vuelo no tripuladosLas aeronaves popularmente conocidas como Drones, o mas tecnicamente

llamados UAV o Remotely Piloted Aircraft (RPA), apenas presentan diferen-cias entre su distintas terminologıas. Su uso ha sido muy popular en los ultimosanos, de hecho, para estos pequenos aviones han surgido un conjunto de nuevasaplicaciones y funciones en muy poco tiempo. Y es que han irrumpido en casitodos los sectores con aplicaciones como transporte [86], vigilancia [87], asisten-cia para desastres [88], agricultura de precision [89] e infinidad de aplicaciones.Tanto en los sectores civiles, de entretenimiento, comerciales y militares losUAV se han convertido en una herramienta muy util de la que se hace difıcil

79

80 CAPITULO 5. MEDIDAS Y MODELADO DE CANAL EN ENTORNOS REALES: UAVS

prescindir hoy en dıa.

5.1.1. Clasificacion y regulacionEl exponencial crecimiento del uso de estos apartaros, con aplicaciones, ci-

viles ha provocado un un vacıo legal en cuanto a restricciones y regulacion. Sinembargo, se esta empezando a controlar su uso ante aplicaciones comercialesy de entretenimiento tanto a nivel nacional como en un marco de regulacioneuropea comun al conjunto de paıses europeos por parte de la [90]. Segun estaagencia se hacen una serie de clasificaciones de aeronaves para asignarar lasregulaciones y propuestas adecuadas a sus riesgos segun el marco regulatorioA-NPA 2015-10 [91]. Se pueden hacer muchas clasificaciones de UAV pero aten-deremos a las clasificaciones legales que vienen condicionadas por los requisitosde peso. Estas clasificaciones y propuestas quedan reflejadas y resumidas demenor a mayor riesgo en la siguiente clasificacion extraıdas del documento [91]:

Categorıa abierta: UAV de menos de 25kg. No involucra autoridades deaviacion. La altura de vuelo esta restringida a partir de 150m de altitud.Solo se permite su vuelo bajo condiciones de vision a la aeronave. Nose permite volar en zonas restringidas como aeropuertos ni sobre zonasurbanas o con grupos de mas de 12 personas. A su vez existen 3 categorıasen funcion del peso:

CAT A0: Juguetes de <1kg CAT A1: RPA muy pequenos <4kg CAT A2: RPA pequenos <25kg

Categorıa especıfica: Se requiere un equipamiento certificado. Informessobre el plan de vuelo y notificacion sobre las operaciones a las autorida-des.

Categorıa certificada: Es necesario regulacion y certificacion similar a lade aeronaves pilotadas por la ESA y autoridades regulatorias del paıs. Senecesita una licencia para el piloto remoto.

Finalmente estas propuestas quedan en manos de los paıses que son quienrealmente regulan su uso bajo la legislacion correspondiente.El 29 de Diciembre de 2017 se publica el nuevo marco normativo que para eluso de RPAs en Espana, segun lo publicado en el Boletın Oficial del Estado(BOE) Real Decreto 1036/2017 [92]. Previo a esta publicacion por precaucion,el vuelo de UAV en Espana estaba muy limitado. Afortunadamente, a partirde esta ley, se habilita un uso mas libre de estas aeronaves para la explotacion

5.1. SISTEMAS DE VUELO NO TRIPULADOS 81

de nuevas aplicaciones. En la normativa es destacable la regulacion aplicadaa los vuelos en ciudad, vuelos nocturnos, vuelos en espacio aereo controlado,vuelos mas alla del alcance visual para aeronaves de mas de 2 kg y vuelos dealcance visual aumentado, que hasta el momento no estaban permitidos, ahorabajo ciertas condiciones pueden ser realizados.Para vuelos civiles y recreativos se destacan las siguientes condiciones:

Prohibido vuelos a menos de 8 km de aeropuertos o aerodromos.

No se puede volar fuera del Espacio aereo no controlado.

Altura maxima de vuelo 120m sobre el suelo.

Volar de dıa y en buenas condiciones meteorologicas. Si el UAV es <2kgse pueden realizar vuelos nocturnos a <50m de altura.

El UAV tiene que permanecer en vision directa del piloto.

Se puede volar en ciudad y sobre aglomeraciones de gente si pesa <0,25kg y se mantiene <20m de altura.

Es necesario identificar al UAV con una placa.

5.1.2. Comunicaciones Aire TierraAntes de la aparicion de los drones, las unicas aeronaves que volaban eran

las pilotadas, como aviones, helicopteros, avionetas... Las comunicaciones conestos aparatos se hacıa principalmente desde tierra, por lo que las comuni-caciones estaban muy optimizadas a este tipo de enlaces. Especialmente eramuy estudiado el espacio aereo para alturas de mas de 400 m. Posteriormente,con la llegada de los UAV el modelo de comunicacion aire-tierra cambia com-pletamente y surgen nuevos retos y condiciones no estudiadas anteriormente.Es por ello que en los ultimos anos, agencias espaciales, militares, y centrosde investigacion estan concentrando sus esfuerzos en mejorar y optimizar lascomunicaciones de estas aeronaves para ası poder obtener gran capacidad yfiabilidad en las transmisiones.

Los UAV suelen contar con, al menos, 2 enlaces de radio. Uno para el con-trol del dispositivo, que tıpicamente es un enlace en banda L que permite elcontrol manual mediante una radio; por otro lado, se tiene un enlace para lacarga de pago (payload), el cual viene siendo propuesto en la banda C — 5,8GHz — que es una frecuencia muy recurrente [93] ya que pertenece al espaciodedicado para aplicaciones Industrial, Scientific and Medical (ISM). Aunquepara la carga de pago no solo se usan bandas ISM, tambien se estan empezando


a reservar parte del espectro radioelectrico para estas aplicaciones. Este sofres-fuerzo es requerido porque debido al gran numero de aplicaciones, estos canalesdemandan mucha velocidad y en ocasiones ancho de banda para transmisionesde vıdeo de alta calidad, multiples sensores, control, etc [94].

Uno de los objetivos de mejora para las comunicaciones es modelar el canalTierra Aire. Esta tarea es muy necesaria debido a que se carece de modelospara comunicaciones a baja altura <400m y hay unos requisitos muy altospara las comunicaciones. El modelar un canal implica expresar su comporta-miento en cuanto a la propagacion electromagnetica mediante una expresionmatematica. Para el modelado, generalmente se recurre a modelos estocasticoso estadısticos basados en metodos empıricos de medidas para diferentes entor-nos, condiciones, altitudes, etc. Estas medidas presentan un importante retodebido a las condiciones de dinamismo de los drones, ası como a los requisitosde potabilidad de los equipos [27], lo que hacen especialmente interesantes a lahora de realizar su estudio.

Con los modelos y caracterizaciones de las comunicaciones se pueden hacermuchas mejoras en aspectos basicos de la comunicacion inalambrica [32] comola posicion optima para las antenas en los UAV, que direccion de polarizacionobtiene mejores resultados [95], requisitos de ecualizacion, tiempos de guarda,modulaciones, codificacion contra errores, etc.

5.1.3. Modelos de canalLos canales tierra-aire pueden ser clasificados de multiples maneras de-

pendiendo de la altitud, condiciones LoS, bandas de frecuencia, etc. Desde laperspectiva de la ingenierıa, para enlaces a traves de la troposfera que estanpor encima de la banda baja de Very High Frequency (VHF) (>30 MHz) y pordebajo de la banda Extra High Frequency (EHF) (algunos cientos de GHz),el canal puede ser modelado como un sistema variante y lineal, por lo tantoes completamente caracterizable por la respuesta al impulso (2.8) y el analisisderivado que se veıa en el Capıtulo 2 y tal y como se ha hecho extensivamenteen la literatura [96], [1], [97] y [98]En cuanto a la caracterizacion de banda ancha, la senal es afectada por lasMPC que puede existir entre la estacion terrena y el UAV [99]:

Componente LoS. Puede no existir. Se usan modelos de perdidas de pro-pagacion en espacio libre (ecuacion de Friis)[7].

Componente de reflexion del suelo. Principalmente reflexion especularpero es directamente dependiente de la rugosidad del terreno. Se puede

5.1. SISTEMAS DE VUELO NO TRIPULADOS 83

tener en cuenta la divergencia de la curvatura terrestre. Los modelosusados son: el modelo de dos rayos de tierra plana (usado para bajasalturas); el modelo de dos rayos de tierra curva, que proporciona masprecision cuando las distancias del enlace son grandes. En estos casosla intensidad de la componente debe tener en cuenta la permitividad yconductividad del terreno [95].

Componentes difusas y MPC no resolvibles. Procedentes de la dispersiondifusa debido a la rugosidad de los objetos. La principal contribucion escercana a la componente de reflexion especular del suelo y otros objetoscercanos a la estacion terrena. Estas componentes son las mas difıcilesde modelar. Se suelen usar modelos estadısticos de desvanecimientos co-mo Ricean [17] que tiene en cuenta un gran numero de de componentesdifusas.

Componentes MPC laterales. Estas son procedentes de objetos electrica-mente grandes como edificios, montanas coches, etc. Existen 3 manerasde afrontar la metodologıa de modelado:

Estadıstico. Basado en campanas de medidas de las que se obtienendatos en diferentes entornos y se procesan buscando caracterısticasclave.

Estocastico. Para configuraciones conocidas donde esta disponiblecompletamente la informacion del entorno se pueden obtener lasMPC laterales a partir de mapas geometricos segun se establecenen las recomendaciones de la ITU-R P.1410 [100]

Deterministico. Se basa en modelos tridimensionales fieles del en-torno y de su composicion fısica al cual se aplican las tecnicas desimulacion. Generalmente debido a las grandes magnitudes de los es-cenarios son tecnicas de optica fısica y UTD en software de trazadode rayos.

Ademas debido al movimiento relativo entre el UAV y la estacion terrenase produce una dispersion en frecuencia de la senal que es mas considerablecuando el ancho de banda es pequeno. Este modelo de dispersion queda carac-terizado en la dispersion Doppler. Esta y el resto de caracterısticas quedan encomparacion con un enlace terrestre de tipo telefonıa movil en la Tabla 5.1.


Tabla 5.1: Comparacion cualitativa de las caracterısticas mas relevantes decomunicaciones terrestres y de UAV

Caracterısticas Terreste UAVModelos de perdidasde propagacion Log-distancia Friis, Modelo de 2 rayos, log-distancia

Desvanecimientos rapidosde banda estrecha

Tıpicamente Rayleight,a veces Rician Tıpicamente Rician, a veces Rayleight

RMS Dealy Spread Tıpicamente pequeno Tıpicamente pequeno pero a veces muy grandeDistancia Estacionaria Tıpicamente pequena Puede ser grande si hay condiciones de LoSDispersion Doppler Tıpicamente pequeno Puede ser grande si la velocidad es alta

5.2. Medidas de banda ancha con UAVDebido a la falta de modelos de baja altura en la literatura, se hace realmen-

te importante el estudio y modelado de canal para vuelos de UAV. Con cadavez comunicaciones mas exigentes en velocidad y disponibilidad, un modeladodel perdidas de propagacion y dispersion (fading) no es suficiente para asegurarla calidad del enlace. Normalmente cuando se requiere comunicaciones de grantransmision de datos implica un regimen simbolico alto, lo que ensancha elespectro. Estas senales presentan mucha mas sensibilidad a la dispersion tem-poral que provoca el multitrayecto haciendo que en el receptor lleguen multiplesecos solapados en el tiempo, tal y como se veıa en la ecuacion (2.8). Esto impli-ca que afecta directamente a la deteccion de sımbolo produciendo IntersymbolInterference (ISI) efecto que no se soluciona incrementando la potencia, comoocurrıa con los problemas del fading y las perdidas de propagacion. Este efectode ISI repercute directamente sobre la Bit Error Rate (BER) degradandola yreduciendo la velocidad notablemente o inhabilitando la comunicacion.

En esta seccion se abordara una campana de medidas para el modelado delcanal Tierra-Aire y una simulacion bajo las mismas condiciones con metodosdeterministas.

5.2.1. Descripcion del escenario y configuracionLas medidas se llevaron a cabo en un lugar cercano al Campus Sur de la

Universidad Politecnica de Madrid (UPM). Es un entorno abierto suburbanode 5420 m2 y principalmente plano. Alrededor se encuentra algunos arboles yedificios. Hay tambien cerca del campo de vuelo contenedores metalicos api-lados en un lado. Mientras que al otro, algunos coches aparcados detras deuna hilera de arboles. La altura media de los edificios es de unos 12,6 m. Esteescenario ha sido previamente analizado en [101] y [29].

Se identifican los principales elementos reflectores (clusters) aparece en la

5.2. MEDIDAS DE BANDA ANCHA CON UAV 85

Tabla 5.2. En la Tabla 5.3 se muestra la distancia adicional d como diferenciaentre distancia de propagacion de la componente NLoS del rayo reflejado, me-nos la componente LoS. En la segunda columna se muestra la correspondenciaen retardo.

Tabla 5.2: Altura de reflectores

Edificio Cluster Nº AlturaEdificio INSIA Cluster 1 9 mEdificio Embajada Cluster 2 25 mColegio Palomeras Cluster 3 14 mValla metalica Cluster 4 3 mContenedores Cluster 5 7 mEdificio fabrica Cluster 6 18 m

Tabla 5.3: Retardos de clusters

d τCluster 1 255 m 570 nsCluster 2 460 m 1253 nsCluster 3 188 m 346 nsCluster 4 100 m 53 nsCluster 5 103 m 63 nsCluster 6 412 m 1.093 ns

Se elije una trayectoria de vuelo vertical que permita modelar el canal enfuncion de la altura de vuelo del UAV. Los equipos receptores de la sonda decanal se encuentran en la Figura 5.1 y Figura 5.2 en una posicion fija. Mientrasque el UAV que porta el equipo transmisor de sonda de canal se encuentra enla posicion Tx de la Figura 5.2 la cual esta separada 85 m del Tx. El UAVasciende a una velocidad constante de 1m/s hasta alcanzar los 40 m de alturamientras se va realizando la medicion.

El sistema de vuelo es un UAV de la marca DJI de 3 kg de peso controladomanualmente mediante un enlace de radio de 2,4 GHz con telemetrıa.

Se configura el equipo transmisor con 250 MHz (5 ns de ancho de pulso)de ancho de banda, un periodo de pulso de 2µs. La antena transmisora esun monopolo lineal modelo RM-WHF [102] con polarizacion vertical con 3dBide ganancia cuyo diagrama de radiacion se muestra en el Anexo C. En laestacion terrena se encuentra el equipamiento conectado tal y como apareceen el Anexo E, como puede verse en la Figura 5.1. La antena receptora es una


(a) (b)

Figura 5.1: Escenario de medida. Disposicion de equipos de sonda de canalreceptores (a) y UAV con sonda de canal transmisora (b).

antena de similares caracterısticas a la transmisora pero con base magneticacolocada sobre un mastil a 1,5 m. Se encuentra caracterizada en el Anexo D. Lafrecuencia escogida son 3,9 GHz ya que es banda C, una de las propuestas parala carga de pago. El resto de parametros y configuracion quedan resumidos enla Tabla: 5.4.

Tabla 5.4: Configuracion de la medida

Parametro ValorTx antena RM-WHFPotencia Tx 6.5 dBmAncho de banda 250 MHzAncho de pulso 8 nsPeriodo de pulso 2 µsRx antena MGRM-WHFGanancia de las antenas 3 dBiPDP promediadas 50Muestras por PDP 1 kSa/s

5.2.2. Resultados del analisis de las medidasLas medidas estan en la forma de PDP que son procesadas en Matlab para

sincronizar el rayo principal al retardo de referencia de 0 ns. Esto se puede rea-lizar ya que hay condiciones de LoS durante toda la trayectoria de vuelo. Porotro lado, se aplica la relacion de tension-potencia de la seccion 4.6.2 (Tabla:4.9) y se normaliza al pico de tension mas alto como 0 dB.


Figura 5.2: Escenario de medida. Vista aerea e identificacion de clusters.

A simple vista, en la Figura 5.3 se observa un mayor numero de dispersionesa bajas alturas en especial hasta los 10 m coincidiendo aproximadamente conla altura media de los edificios y objetos de alrededor del campo de vuelo.Sin embargo, algunos ecos son recibidos casi independientemente de la alturadel UAV estos son los que se encuentran a una distancia mas proxima a losequipos de sonda de canal. Esto es debido a que la reflexion recibida debe serla reflexion especular sobre una superficie lisa ya que la dispersion difusa notiene energıa suficiente para poder ser captada por la sonda de canal. Dichoesto, las combinaciones de reflexion especular sobre superficies es mucho masgrande para los elementos cercanos que los lejanos.

A parte de esta consideracion se observa en el rayo LoS una amplitud decre-ciente con la altura. Esto corresponde a un modelo de perdidas de propagacionen espacio libre o de 2 rayos [95]. Segun el numero de PDP promediadas puedemanifestarse este efecto o no. Por otro lado, hay un efecto de ensombrecimientoque provoca que el modelo de perdidas de propagacion tenga unas irregulari-dades en la pendiente del rayo principal de la PDP de la Figura 5.3. En cuantoa este efecto, una posible explicacion puede ser debida al ocultamiento del rayodirecto mediante partes del cuerpo del UAV, tal y como se observa en el AnexoC, que ocurre para ciertos angulos y posiciones.


0

10

Altura de Vuelo (m)

20

300 200

Retardo (ns)

400 600

Vuelo Vertical @ 3,9 GHz/BW:250MHz

-30

800 1000 1200 1400 401600 1800 2000

-20

Pot

enci

a R

elat

iva

(dB

)

-10

0

Figura 5.3: Perfil de retardo de potencias (PDP) para vuelo vertical con250MHz de ancho de banda en 3,9 GHz

5.2.3. Simulacion del escenario con la tecnica de trazadode rayos. ray-tracing

La caracterizacion del canal aire-tierra y aire-aire para baja altura es com-pleja de realizar mediante medidas empıricas, por lo que muchas veces se recurrea modelos deterministas con simulaciones basadas en trazado de rayos [103].Estas simulaciones trabajan a partir de los modelos fısicos del terreno (ver Fi-gura 5.4) y la caracterizacion de materiales puede simular mas versatilmentela propagacion.

Figura 5.4: Modelo en SketchUp del terreno para el simulador de trazado derayos.


El software de trazado de rayos fue desarrollado por la Beijin JiaotongUniversity (BJU) en colaboracion con el GRC de la UPM [104]. Recientementeeste simulador ha implementado la computacion de alto rendimiento basadaen la nube (CloudRT). Mas detalles de esta plataforma en [103].

La Figura 5.4 muestra el modelo en 3 dimensiones del escenario con losobjetos incluidos: edificios, contenedores, arboles (modelados como cilindrosestrechos) etc. Simplificando el modelo real. Asimismo se incluyen las loca-lizaciones del transmisor y el receptor y la trayectoria de vuelo. El softwarede trazado de rayos se configura con los mismos parametros realizados en lamedida mostrando resultados con los distintos mecanismos de propagacion:difraccion, vision directa, reflexiones hasta de 2º orden y dispersion.

Figura 5.5: Trazado de rayos de la simulacion para la trayectoria de vueloempleada. Vista 3D del trazado de rayos.

Figura 5.6: Trazado de rayos de la simulacion para la trayectoria de vueloempleada. Vista aerea de las principales reflexiones.


Los resultados del modelo de reflectores del terreno se muestran en la Figura5.5 y Figura 5.6. En la que los colores representan las distintas intensidadescon las que alcanzan al receptor. Si atendemos a los resultados simulados dela PDP podemos ver el grafico en 3D en la Figura 5.7 en la que hay muchassimilitudes con las medidas realizadas en la Figura 5.3. Teniendo en cuentalos mecanismos de propagacion que se pueden ver en la Figura 5.8, se puedeobservar que segun se incrementa la altura de vuelo, el numero de rayos decrece,tal y como se anunciaba en los comentarios de las medidas.

Figura 5.7: Resultados de la PDP para la simulacion del trazado de rayos.

Respecto a la dispersion de la senal en el tiempo, se puede modelar en cadaPDP tal y como se veıa en la ecuacion (2.23) a partir de (2.21) y (2.22). Seobtenıa el parametro RMS Delay Spread, el cual se muestra en la Figura 5.9,y ofrece valores entre 400 ns y 700 ns. Comparandolo con la simulacion losresultados son muy similares.

5.2.4. DiscursionA pesar de que los resultados a grandes rasgos muestran una buena adapta-

cion entre las medidas y la simulacion proporcionada por el software de trazadode rayos, sigue existiendo un error entre ambas. Como se puede observar enlos resultados de la Figura 5.9 y 5.7 la discrepancia es mayor a alturas me-nores. Esto es principalmente por dos motivos: Por un lado, la dificultad deproporcionar modelos precisos del terreno para el simulador, tanto de manerageometrica, como por la caracterizacion electromagnetica de los elementos; porotro lado, la dificultad de implementacion de la dispersion difusa en el softwa-re de trazado de rayos. Este error se hace mucho menos despreciable a altas


0 5 10 15 20 25 30 35 40

Altura (m)

0

20

40

60

80

100

120N

úm

ero

de r

ayo

s

Rayos totales

Reflexiones

Dispersiones

Difracciones

Figura 5.8: Numero de rayos para los diferentes mecanismos de propagacionfrente a la altura de vuelo del UAV.

0 5 10 15 20 25 30 35 40Altitude (m)

300

400

500

600

700

RM

S D

S (

ns)

Ray tracingMeasurement

Figura 5.9: Dispersion de retardo RMS-Delay Spread para vuelo vertical con250MHz de ancho de banda en 3,9 GHz. Comparacion entre medida y simula-cion.

frecuencias dado que el efecto de la rugosidad es mucho mayor y se requierende modelos con una resolucion de detalles muy alta.

Tambien cabe destacar el coste computacional de la simulacion ya que, apesar de ser un metodo de trazado de rayos, tenemos unas dimensiones electri-cas del problema mucho mas grandes que la longitud de onda analizada. Estoconlleva que la simulacion se prolongue durante horas. Sin embargo, con los


equipos de sonda de canal desarrollados las medidas se llevan a cabo en tiemporeal sin la problematica de la fuente de error debida a la caracterizacion deelementos y sin la ardua tarea de modelar entornos en mapas digitales.

Capıtulo 6

Presupuesto

En este capitulo se detallara el presupuesto del proyecto. El presupuesto estadividido en diferentes fases: 3 Pesupuestos parciales independientes de los costesmateriales del transmisor (Tx) el receptor (Rx) y el posicionador; 1 presupuestode mano de obra y un presupuesto auxiliar de gastos de equipamiento.

Los costes materiales y de mano de obra de este proyecto han sido financia-dos por el Grupo de Radiocomunicaciones (GRC) en parte gracias proyectosnacionales como ENABLING-5G1.

Los costes materiales necesarios para la realizacion del prototipo del po-sicionador de antenas se muestran en la Tabla 6.1 y su coste asciende a lacantidad de Ochenta y tres con Cuarenta Centimos.

Tabla 6.1: Presupuesto Parcial: Costes materiales del Posicionador de Antenas.

Ref Detalles Unidades Precio Unidad Total1 Controlador 64 Servos 1 5,68 €/u 5,68 €2 XL6009 (DC-DC converter) 1 3,85 €/u 3,85 €3 Servo RDS3115MG 2 17,99 €/u 39,98 €4 Aluminio 200x150x2 mm 1 3,59 €/u 3,59 €5 Caja Aluminio 1 30 €/u 30,00 €6 Tornillos y Tuercas M3 6 0,05 €/u 0,30 €Subtotal 83,40 €

1ENABLING 5G TEC2014-55735-C3-2-R Fundado por el ministerio de economıa y com-petitividad.

93

94 CAPITULO 6. PRESUPUESTO

Los costes materiales necesarios para la realizacion del prototipo del trans-misor se muestran en la Tabla 6.2 y su coste asciende a la cantidad de DosMil Quinientos Cincuenta con Treinta y Cuatro Centimos.

Tabla 6.2: Presupuesto Parcial: Costes materiales Transmisor de sonda de ca-nal.

Ref Detalles Unidades Precio Unidad Total1 TPI Synthesizer 1 150,00 €/u 150,00 €2 XL6009 (DC-DC converter) 2 3,85 €/u 7,70 €3 Conmutador RF Coaxial SMA/F 1 400,00 €/u 400,00 €4 VAT-9+ (Atenuador fijo coaxial SMA) 2 13,95 €/u 29,90 €5 MTI 240 series OCXO (Osc. 10MHz) 1 300,00 €/u 300,00 €6 Placa Fotosensible PCB (150x150 mm) 1 3,95 €/u 3,95 €7 Placa Baquelita perforada 1 2,50 €/u 2,50 €8 Microinterruptores DIP 2 1,25 €/u 2,50 €9 DS1040-A15 1 7,00 €/u 7,00 €10 Resistencias SMD 0612 10 kΩ 3 0,01 €/u 0,03 €11 Condensadores SMD 0612 3 0,01 €/u 0,03 €12 78L05SMD (regulador 5V) 1 2,45 €/u 2,45 €13 74HC14D (Trigger Schmith) 1 1,13 €/u 1,13 €14 74HC90N (Contador) 1 1,23 €/u 1,23 €15 Conectores SMA/F soldable 8 7,35 €/u 58,8 €16 Cable coaxial 50Ω conectorizado SMA/M 10 3,20 €/u 32,00 €17 Cables Alimentacion colores 1 5,00 €/u 5,00 €18 LED colores 20mA 2 1,10 €/u 2,20 €19 Conmutador doble 1 2,45 €/u 2,45 €20 Conector DC Jack Macho Rosca 1 1,26 €/u 1,26 €21 Conector SMA Hembra rosca 2 3,86 €/u 7,72 €22 Mini Ventilador 12V 1 2,38 €/u 2,38 €23 Amplificador Banda L 1 1000,00 €/u 1000,00 €24 Amplificador Banda C 1 512,00 €/u 512,00 €25 Aluminio 200x300x2 mm 1 6,35 €/u 6,35 €26 Caja Platico Router 1 10,21 €/u 10,21 €27 Tornillos Tuercas M2,5 y M3 32 0,05 €/u 1,55 €Subtotal 2.550,34 €

95

Los costes materiales necesarios para la realizacion del prototipo del recep-tor se muestran en la Tabla 6.3 y su coste asciende a la cantidad de Dos MilNovecientos Cuarenta y Ocho con Setenta y Nueve Centimos.

Tabla 6.3: Presupuesto Parcial: Costes materiales Receptor de sonda de canal.

Ref Detalles Unidades Precio Unidad Total1 MITEQ MLIF-1000/500-60 1 1.500,00 €/u 1.500,00 €2 ZEM-4300+ 1 79,95 €/u 79,95 €3 ZX60-3011+ 1 139,95 €/u 139,95 €4 Amplificador Banda C 1 249,95 €/u 249,95 €5 Conmutador RF Hembra coaxial conector 1 27,00 €/u 27,00 €6 Filtro RF banda C 1 135,35 €/u 135,35 €7 Combinador de potencia RF 1 150,00 €/u 150,00 €8 Filtro IF 1GHz/500MHz 1 150,00 €/u 150,00 €9 OCXO MTI serie 230 1 250,00 €/u 250,00 €10 Aluminio 200x300x2 mm 3 6,35 €/u 19,05 €11 Tornillos M2,5 y M3 48 0,05 €/u 2,40 €12 Cables Alimentacion colores 1 5,00 €/u 5,00 €13 Cable coaxial 50Ω conectorizado SMA/M 10 3,20 €/u 32,00 €14 Cable coaxial 50Ω BNC SMA 3 2,21 €/u 6,63 €15 Codos SMA 2 2,56 €/u 5,12 €16 Placa baquelita prototipado perforada 1 2,50 €/u 2,50 €17 Conector SMA/F Soldable 1 7,35 €/u 7,35 €18 Potenciometro 10 kΩ mutivuelta 1 10,85 €/u 10,85 €19 Conmutador doble 1 2,45 €/u 2,45 €20 Conector DC Jack Macho Rosca 1 1,26 €/u 1,26 €21 Conmutador pulsador DC LED 1 3,86 €/u 3,86 €22 Conector atornillable N/F SMA/F 1 8,65 €/u 8,65 €23 OL ADF4355 PLL con pantalla 1 114 €/u 114 €24 Caja Plastico 1 35 €/u 35 €25 Regulador DC-DC X6009 2 3,85 €/u 7,70 €26 Regulador ajustable conmutado simetrico 1 2,54 €/u 2,54 €Subtotal 2.948,79 €


Los costes de recursos humanos han sido mucho menores de los indicados eneste presupuesto puesto que el desarrollo del proyecto esta incluido en las 300horas de trabajo del Proyecto Fin de Grado. El tiempo extra ha sido sufragadoa cargo de la beca de investigacion en el grupo GRC. En cuanto a los costes demano de obra se establecen 3 salarios: sueldo de Ingeniero de RF (25€/hora);sueldo de tecnico electronico (15€/hora) y sueldo de programador (20€/hora).Los salarios son estimaciones de perfiles medios con baja experiencia. Los costesde mano de obra y recursos humanos necesarios para la ejecucion del proyectose muestran en la Tabla 6.4 y su coste asciende a la cantidad de Siete MilCien Euros.

Tabla 6.4: Presupuesto Parcial: Costes de mano de obra del proyecto

Ref Detalles Horas Precio Hora Total1 Estudios Previos 100 25 €/h 2.500 €2 Diseno Transmisor 38 25 €/h 950 €3 Diseno Receptor 32 25 €/h 800 €4 Diseno Posicionador 5 25 €/h 125 €5 Construccion Transmisor 35 15 €/h 525 €6 Construccion Receptor 30 15 €/h 450 €7 Construccion Posicionador 6 15 €/h 90 €8 Desarrollo Software 43 20 €/h 860 €9 Validacion y Medidas 12 25 €/h 300 €10 Documentacion 20 25 €/h 500 €Subtotal 7.100 €

97

El presupuesto parcial de costes de acondicionamiento de laboratorio, he-rramientas y equipos de medida es un presupuesto auxiliar. Se han recogidolos elementos principales necesarios para el desarrollo del proyecto pero sonelementos que no han tenido que ser adquiridos puesto que ya se contaba conellos en el laboratorio. Sin embargo, se estiman sus valores en la tabla 6.5 y elpresupuesto asciende a una cantidad de Cincuenta y Nueve Mil Ocho-cientos Sesenta y Nueve Euros.

Tabla 6.5: Presupuesto Parcial: Costes de acondicionamiento de laboratorioherramientas y equipos de medida.

Ref Detalles Cantidad Precio Unidad Total1 Analizador de Espectros 1 20.000 €/u 20.000 €2 Osciloscopio RTO2044 1 15.000 €/u 15.000 €3 Cables Coaxial 50Ω 1 m 3 3 €/u 9 €4 Cables Coaxial 50Ω 2 m 2 5 €/u 10 €5 Antena RM-WHF 2 100 €/u 200 €6 Antena MGRM-WHF 2 100 €/u 200 €7 Fuente de alimentacion 1 500 €/u 500 €8 Licencia Matlab 1 2.000 €/u 2.000 €9 Taladro y brocas 1 200 €/u 200 €10 Cizalla para metal 1 250 €/u 250 €11 Ordenador Portatil 1 1.000 €/u 1.000 €12 Herramientas laboratorio S/C 500 € 500 €13 Analizador Vectorial de Redes 1 20.000 €/u 20.000 €Subtotal 59.869 €


El presupuesto general de la ejecucion del proyecto asciende a la expresa-da cantidad de Setenta y Dos Mil Quinientos Cincuenta y Un conCincuenta y Tres Centimos

Tabla 6.6: Presupuesto General.

Concepto. Presupuesto parcial TotalMateriales Tx [Tabla: 6.2] 2.550,34 €Materiales Rx [Tabla: 6.3] 2.948,79 €Materiales Posicionador [Tabla: 6.1] 83,40 €Mano de Obra [Tabla: 6.4] 7.100,00 €Herramientas y laboratorio [Tabla: 6.5] 59.869,00 €Total 72.551,53 €

Capıtulo 7

Conclusiones y lıneas futuras

7.1. ConclusionesCon este proyecto se ha conseguido desarrollar una sonda de canal con

caracterısticas de portabilidad, la cual se adecua para las medidas de mode-lado tierra-aire, muy difıciles de realizar con los equipos comerciales que haydisponibles. La sonda desarrollada ofrece unas propiedades muy competentescon respecto a los equipos comerciales y desarrollados anteriormente. La sondadesarrollada ofrece medidas de banda ancha de hasta 250 MHz con 2µs de pe-riodo no ambiguo y 30 dB de rango dinamico, lo que satisface completamentelas caracterısticas impuestas.

Ofrece medidas muy fiables de la funcion PDP, y su validez ha sido verifi-cada mediante comparacion con un VNA.

Tambien se ha demostrado el potencial de este desarrollo con unas pruebasen entornos reales portando uno de los equipos en un UAV que en consecuenciaha permitido publicar 3 papers en relacion a los resultados obtenidos.

7.2. Lıneas FuturasEste proyecto se ha finalizado con exito y da la versatilidad para realizar

multiples campanas de medida lo que lo convierte en una poderosa herramientade investigacion fısica del canal de propagacion. Es interesante, por tanto,aportar nuevas medidas que se preven realizar en el futuro de manera quecomplemente y valide los resultados obtenidos por la sonda.

Queda pendiente la implementacion de una antena adecuada para reali-zar medidas con el posicionador y obtener AoA. Serıa interesante conseguiruna antena directiva que cumpla con las caracterısticas para ser rotada por elposicionador y ası complementar el trabajo con medidas angulares.

99

100 CAPITULO 7. CONCLUSIONES Y LINEAS FUTURAS

Tras analizar las sondas de canal se ha visto las mejoras que ofrecen lastecnicas de correlacion deslizante. Sin embargo, debido a los medios del pro-yecto no se ha podido implementar. Como trabajos futuros se propone la ac-tualizacion de la sonda de canal de manera que implemente esta tecnica conun pequeno rediseno en el cual se esta trabajando actualmente con el uso deField-Programable Gate Array (FPGA).

Se planteo la posibilidad de realizar un modulo de conversion de frecuenciapara el transmisor y receptor de manera que sea valido para medidas en bandasmilimetricas las cuales son unas prometedoras candidatas del nuevo espectro5G. Esta tarea tambien se esta implementando actualmente.

Finalmente, se pretende usar la sonda de canal en entornos ferroviarios paramedidas de canal en interior de trenes, tuneles y estaciones.

Referencias

[1] J. D. Parsons, The Mobile Radio Propagation. Wiley, 2 edition ed., Nov.2001.

[2] D. N. Schettino, F. J. S. Moreira, and C. G. Rego, “Efficient ray tracingfor radio channel characterization of urban scenarios,” IEEE Transac-tions on Magnetics, vol. 43, pp. 1305–1308, apr 2007.

[3] J. Richter, M. Al-Nuaimi, and L. Ivrissimtzis, “Optimisation of radiocoverage in urban microcells using a UTD based ray-tracing model,” IEEProceedings - Microwaves, Antennas and Propagation, vol. 151, no. 3,p. 187, 2004.

[4] F. Agelet, F. Fontan, and A. Formella, “Fast ray tracing for microcellularand indoor environments,” IEEE Transactions on Magnetics, vol. 33,pp. 1484–1487, mar 1997.

[5] M. Hata, “Empirical formula for propagation loss in land mobile radioservices,” IEEE Transactions on Vehicular Technology, vol. 29, pp. 317–325, aug 1980.

[6] P. Bello, “Characterization of randomly time-variant linear channels,”IEEE Transactions on Communications, vol. 11, pp. 360–393, dec 1963.

[7] A. Goldsmith, Wireless Communications. Cambridge University Press;1 edition (8 Agosto, 2005), 1 edition ed., 2005.

[8] A. Papoulis and S. U. Pillai, Probability, Random Variables and Stochas-tic Processes. McGraw-Hill Europe, 2002.

[9] L. Zadeh, “Frequency analysis of variable networks,” Proceedings of theIRE, vol. 38, pp. 291–299, mar 1950.

[10] S. Stein, Modern Communication Principles With Application To DigitalSignaling. McGraw-Hill, 1967.

101

102 REFERENCIAS

[11] A. V. Oppenheim, Senales y Sistemas (Spanish Edition). Prentice Hall,1998.

[12] A. Saleh and R. Valenzuela, “A statistical model for indoor multi-path propagation,” IEEE Journal on Selected Areas in Communications,vol. 5, pp. 128–137, feb 1987.

[13] J. Andersen, J. Nielsen, G. Bauch, and M. Herdin, “The large office en-vironment - measurement and modeling of the wideband radio channel,”in 2006 IEEE 17th International Symposium on Personal, Indoor andMobile Radio Communications, IEEE, sep 2006.

[14] T. S. Rappaport, Wireless communications: principles and practice. Up-per Saddle River (New Jersey): Prentice-Hall PTR, 2nd ed., 2002.

[15] S. S. . A. Aragon-Zavala, Antennas and Propagation for Wireless Com-munication Systems. Wiley, 2007.

[16] W. C. Y. Lee, Mobile Cellular Telecommunications Systems. McGraw-Hill Inc.,US, 1989.

[17] L. H. Raymond Steele, Mobile Radio Communications. Wiley-IEEEPress, 1994.

[18] Mathworks, “Simulate channel models for wireless communication.” [Con-sulta: 4 marzo 2018]. Disponible en: https://es.mathworks.com/discovery/channel-model.html.

[19] Mathworks, “ricianchan.” [Consulta: 4 marzo 2018]. Disponible en:https://es.mathworks.com/help/comm/ref/ricianchan.html.

[20] Mathworks, “comm.ricianchannel.” [Consulta: 4 marzo 2018]. Dis-ponible en: https://es.mathworks.com/help/comm/ref/comm.ricianchannel-system-object.html.

[21] P. J. Green, “Implementation of a real-time rayleigh, rician and AWGNmultipath channel emulator,” in TENCON 2017 - 2017 IEEE Region 10Conference, IEEE, nov 2017.

[22] J. Jamison, B. Hewgill, and J. Frolik, “A configurable and repeatablemultipath channel emulator,” in 2017 IEEE International Symposiumon Antennas and Propagation & USNC/URSI National Radio ScienceMeeting, IEEE, jul 2017.

https://es.mathworks.com/discovery/channel-model.html

https://es.mathworks.com/discovery/channel-model.html

https://es.mathworks.com/help/comm/ref/ricianchan.html

https://es.mathworks.com/help/comm/ref/comm.ricianchannel-system-object.html

https://es.mathworks.com/help/comm/ref/comm.ricianchannel-system-object.html

REFERENCIAS 103

[23] A. I. Sulyman, A. T. Nassar, M. K. Samimi, G. R. MacCartney, T. S.Rappaport, and A. Alsanie, “Radio propagation path loss models for 5gcellular networks in the 28 GHZ and 38 GHZ millimeter-wave bands,”IEEE Communications Magazine, vol. 52, pp. 78–86, sep 2014.

[24] N. Perpinias, A. Palaios, J. Riihijarvi, and P. Mahonen, “A software toolfor coverage planning through different applications of optimal spatialinterpolation,” in 2015 IEEE 16th International Symposium on A Worldof Wireless, Mobile and Multimedia Networks (WoWMoM), IEEE, jun2015.

[25] A. M. Gonzalez-Plaza, “Redes moviles 5g en escenarios crıticos y con altotrafico.” Universidad Politeecnica de Madrid, Julio 2016.

[26] R. Bultitude, “Measurement, characterization and modeling of indoor800/900 MHz radio channels for digital communications,” IEEE Com-munications Magazine, vol. 25, pp. 5–12, jun 1987.

[27] G. Zimmer, A. Weib, S. Leis, R. Geise, and B. Neubauer, “A portablecompact channel sounder system without synchronization,” in 2017 11thEuropean Conference on Antennas and Propagation (EUCAP), pp. 3310–3314, March 2017.

[28] A. Gonzalez-Plaza, C. Calvo-Ramırez, C. Briso-Rodrıguez, J. M. Garcıa-Loygorri, D. Oliva, and J. I. Alonso, “Propagation at mmW band in me-tropolitan railway tunnels,” Wireless Communications and Mobile Com-puting, vol. 2018, pp. 1–10, 2018.

[29] X. Cai, A. Gonzalez-Plaza, D. Alonso, L. Zhang, C. B. Rodriguez, A. P.Yuste, and X. Yin, “Low altitude UAV propagation channel modelling,”in 2017 11th European Conference on Antennas and Propagation (EU-CAP), IEEE, mar 2017.

[30] Q. Chen, Wideband Channel Sounding Techniques for Dynamic SpectrumAccess Networks. phdthesis, University of Kansas, Jan. 2009.

[31] D. Demery, J. Parsons, and A. Turkmani, “Sounding techniques for wi-deband mobile radio channels: a review,” IEE Proceedings I Communi-cations, Speech and Vision, vol. 138, no. 5, p. 437, 1991.

[32] A. F. Molisch, Wireless Communications. Wiley-IEEE Press, 2010.

[33] L. Cimini, “Analysis and simulation of a digital mobile channel using ort-hogonal frequency division multiplexing,” IEEE Transactions on Com-munications, vol. 33, pp. 665–675, jul 1985.

104 REFERENCIAS

[34] M. Raghavendra and K. Giridhar, “Improving channel estimation inOFDM systems for sparse multipath channels,” IEEE Signal ProcessingLetters, vol. 12, pp. 52–55, jan 2005.

[35] J.-J. van de Beek, O. Edfors, M. Sandell, S. Wilson, and P. Borjesson,“On channel estimation in OFDM systems,” in 1995 IEEE 45th Vehi-cular Technology Conference. Countdown to the Wireless Twenty-FirstCentury, IEEE, 1995.

[36] J.-K. Hwang, K.-H. Lin, Y.-L. Chiu, and J.-D. Li, “An OFDM-basedmultipath channel sounding method with fractional delays resolution,” in2010 IEEE International Conference on Wireless Information Technologyand Systems, IEEE, aug 2010.

[37] R. Frank, S. Zadoff, and R. Heimiller, “Phase shift pulse codes withgood periodic correlation properties (corresp.),” IEEE Transactions onInformation Theory, vol. 8, pp. 381–382, oct 1962.

[38] Y. KONISHI, Y. CHANG, M. KIM, and J. ichi TAKADA, “Versati-le radio channel sounder for double directional and multi-link MIMOchannel measurements at 11 GHz,” IEICE Transactions on Electronics,vol. E97.C, no. 10, pp. 994–1004, 2014.

[39] G. R. Maccartney, T. S. Rappaport, S. Sun, and S. Deng, “Indoor of-fice wideband millimeter-wave propagation measurements and channelmodels at 28 and 73 GHz for ultra-dense 5g wireless networks,” IEEEAccess, vol. 3, pp. 2388–2424, 2015.

[40] J. M. Garcıa-Loygorri, C. Briso-Rodrıguez, I. Arnedo, C. Calvo, M. A. G.Laso, D. He, F. Jimenez, and V. G. Posadas, “Wideband channel mo-deling for mm-wave inside trains for 5g-related applications,” WirelessCommunications and Mobile Computing, vol. 2018, pp. 1–11, 2018.

[41] M. Cherniakov, Bistatic Radar: Principles and Practice. Wiley, 2007.

[42] D. Cox and R. Leck, “Distributions of multipath delay spread and averageexcess delay for 910-MHz urban mobile radio paths,” IEEE Transactionson Antennas and Propagation, vol. 23, pp. 206–213, mar 1975.

[43] T. Rappaport, S. Seidel, and R. Singh, “900-MHz multipath propagationmeasurements for US digital cellular radiotelephone,” IEEE Transactionson Vehicular Technology, vol. 39, pp. 132–139, may 1990.

REFERENCIAS 105

[44] D. Cox, “Delay doppler characteristics of multipath propagation at 910MHz in a suburban mobile radio environment,” IEEE Transactions onAntennas and Propagation, vol. 20, pp. 625–635, sep 1972.

[45] E. Ben-Dor, T. S. Rappaport, Y. Qiao, and S. J. Lauffenburger,“Millimeter-wave 60 GHz outdoor and vehicle AOA propagation mea-surements using a broadband channel sounder,” in 2011 IEEE GlobalTelecommunications Conference - GLOBECOM 2011, IEEE, dec 2011.

[46] D. Devasirvatham, M. Krain, D. Rappaport, and C. Banerjee, “Radiopropagation measurements at 850 MHz, 1.7 GHz and 4 GHz inside twodissimilar office buildings,” Electronics Letters, vol. 26, no. 7, p. 445,1990.

[47] D. Laselva, X. Zhao, J. Meinila, T. Jamsa, J. Nuutinen, P. Kyosti, andL. Hentila, “Empirical models and parameters for rural and indoor wi-deband radio channels at 2.45 and 5.25 GHZ,” in 2005 IEEE 16th Inter-national Symposium on Personal, Indoor and Mobile Radio Communi-cations, IEEE, 2005.

[48] R. Feger, H. Haderer, H. J. Ng, and A. Stelzer, “Realization of a sliding-correlator-based continuous-wave pseudorandom binary phase-coded ra-dar operating in w-band,” IEEE Transactions on Microwave Theory andTechniques, vol. 64, pp. 3302–3318, Oct 2016.

[49] D. Ferreira, R. F. S. Caldeirinha, and N. Leonor, “Real-time high-resolution radio frequency channel sounder based on the sliding corre-lation principle,” IET Microwaves, Antennas Propagation, vol. 9, no. 8,pp. 837–846, 2015.

[50] S. Golomb, Shift Register Sequences. Aegean Park Press, 1967.

[51] W. Newhall and T. Rappaport, “An antenna pattern measurement tech-nique using wideband channel profiles to resolve multipath signal com-ponents,” in Antenna Measurement Techniques Association 19th AnnualMeeting and Symposium, Boston, MA, November 17-21, 1997, pp. 17–21,Nov. 1997.

[52] R. Pirkl and G. Durgin, “Optimal sliding correlator channel sounder de-sign,” IEEE Transactions on Wireless Communications, vol. 7, pp. 3488–3497, sep 2008.

[53] O. Corporation, “Introduction to quartz frequency standards -oscillator comparison and selection.” [Consulta: 5 marzo 2018].

106 REFERENCIAS

Disponible en: http://www.oscilent.com/esupport/TechSupport/ReviewPapers/IntroQuartz/vigcomp.htm.

[54] T. Zwick, T. Beukema, and H. Nam, “Wideband channel sounder withmeasurements and model for the 60 GHz indoor radio channel,” IEEETransactions on Vehicular Technology, vol. 54, pp. 1266–1277, jul 2005.

[55] R. Sun, P. B. Papazian, J. Senic, Y. Lo, J.-K. Choi, K. A. Remley, andC. Gentile, “Design and calibration of a double-directional 60 GHz chan-nel sounder for multipath component tracking,” in 2017 11th EuropeanConference on Antennas and Propagation (EUCAP), IEEE, mar 2017.

[56] G. R. MacCartney and T. S. Rappaport, “A flexible millimeter-wavechannel sounder with absolute timing,” IEEE Journal on Selected Areasin Communications, vol. 35, pp. 1402–1418, June 2017.

[57] S. Rey, J. M. Eckhardt, B. Peng, K. Guan, and T. Kurner, “Channelsounding techniques for applications in THz communications: A firstcorrelation based channel sounder for ultra-wideband dynamic channelmeasurements at 300 GHz,” in 2017 9th International Congress on Ul-tra Modern Telecommunications and Control Systems and Workshops(ICUMT), IEEE, nov 2017.

[58] J. Hejselbaek, W. Fan, and G. F. Pedersen, “Ultrawideband VNA basedchannel sounding system for centimetre and millimetre wave bands,” in2016 IEEE 27th Annual International Symposium on Personal, Indoor,and Mobile Radio Communications (PIMRC), IEEE, sep 2016.

[59] J.-H. Lee, J.-S. Choi, J.-Y. Lee, and S.-C. Kim, “Experimental results ofa land-to-ship propagation channel using a wideband channel soundingsystem at 2.4 GHz,” in 2018 International Conference on Computing,Networking and Communications (ICNC), IEEE, mar 2018.

[60] C. U. Bas, R. Wang, D. Psychoudakis, T. Henige, R. Monroe, J. Park,J. Zhang, and A. F. Molisch, “A real-time millimeter-wave phased arrayMIMO channel sounder,” in 2017 IEEE 86th Vehicular Technology Con-ference (VTC-Fall), IEEE, sep 2017.

[61] J. Oh, B. Lee, K. Kim, and Y. J. Chong, “A wireless channel soundingsystem for 3.5ghz band small-cell environmental measurements,” in 2016International Conference on Information and Communication Techno-logy Convergence (ICTC), IEEE, oct 2016.

http://www.oscilent.com/esupport/TechSupport/ReviewPapers/IntroQuartz/vigcomp.htm

http://www.oscilent.com/esupport/TechSupport/ReviewPapers/IntroQuartz/vigcomp.htm

REFERENCIAS 107

[62] C. U. Bas, V. Kristem, R. Wang, and A. F. Molisch, “Real-time ultra-wideband frequency sweeping channel sounder for 3–18 GHz,” in MIL-COM 2017 - 2017 IEEE Military Communications Conference (MIL-COM), IEEE, oct 2017.

[63] E. Ball, “Portable and low cost channel sounding platform for VHF /UHF IoT propagation research,” in Loughborough Antennas & Propaga-tion Conference (LAPC 2017), Institution of Engineering and Techno-logy, 2017.

[64] H. Boeglen, A. Traore, M. M. Peinado, R. Lefort, and R. Vauzelle,“An SDR based channel sounding technique for embedded systems,” in2017 11th European Conference on Antennas and Propagation (EUCAP),IEEE, mar 2017.

[65] T. Srisooksai, J. ichi Takada, and K. Saito, “Portable wide-band channelsounder based software defined radio for studying the radio propagationin an outdoor environment,” in 2017 International Symposium on An-tennas and Propagation (ISAP), IEEE, oct 2017.

[66] M. R. S and A. A. M, “Design of channel sounder using an agile RFtransceiver based USRP3 and matlab/simulink,” in 2016 IEEE Region10 Conference (TENCON), IEEE, nov 2016.

[67] W. Khawaja, I. Guvenc, and D. Matolak, “UWB channel sounding andmodeling for UAV air-to-ground propagation channels,” in 2016 IEEEGlobal Communications Conference (GLOBECOM), IEEE, dec 2016.

[68] Rode and Schwarz, “5g nr test solutions for channel sounding.” [Consulta:12 marzo 2017]. Disponible en: https://www.rohde-schwarz.com/us/solutions/wireless-communications/5g/5g-channel-sounding/5g-channel-sounding_230238.html.

[69] Keysight, “5g channel sounding, reference solution.” [Consulta: 12 mar-zo 2018]. Disponible en: https://www.keysight.com/en/pd-2574038/5g-channel-sounding-reference-solution?cc=ES&lc=eng.

[70] Ministerio de Economıa y Empresa, “Plan Nacional 5G 2018-2020.” [Con-sulta: 21 Junio 2018]. Disponible en: http://www.mincotur.gob.es/telecomunicaciones/5G/Documents/plan_nacional_5g.pdf.

[71] T. 3rd Generation Partnership Project (3GPP), “First 5g nr specs ap-proved.” [Consulta: 12 marzo 2018]. Disponible en: http://www.3gpp.org/news-events/3gpp-news/1929-nsa_nr_5g.

https://www.rohde-schwarz.com/us/solutions/wireless-communications/5g/5g-channel-sounding/5g-channel-sounding_230238.html



https://www.keysight.com/en/pd-2574038/5g-channel-sounding-reference-solution?cc=ES&lc=eng

https://www.keysight.com/en/pd-2574038/5g-channel-sounding-reference-solution?cc=ES&lc=eng

http://www.mincotur.gob.es/telecomunicaciones/5G/Documents/plan_nacional_5g.pdf

http://www.mincotur.gob.es/telecomunicaciones/5G/Documents/plan_nacional_5g.pdf

http://www.3gpp.org/news-events/3gpp-news/1929-nsa_nr_5g

http://www.3gpp.org/news-events/3gpp-news/1929-nsa_nr_5g

108 REFERENCIAS

[72] T. 3rd Generation Partnership Project (3GPP), “Tr 38.815 new frequencyrange for nr (24.25-29.5 ghz).” [Consulta: 12 marzo 2018]. Disponi-ble en: https://portal.3gpp.org/desktopmodules/Specifications/SpecificationDetails.aspx?specificationId=3298.

[73] MTI-Milliren, “Oscilador 10 mhz stratum iii.” [Consulta: 1 mayo 2018].Disponible en: http://www.mti-milliren.com/pdfs/240.pdf.

[74] DallasSemiconductor, “Datasheet ds1040.” [Consulta: 23 abril 2018].Disponible en: http://pdf1.alldatasheet.es/datasheet-pdf/view/58425/DALLAS/DS1040.html.

[75] Analog-Devices, “Sintetizador con vco.” [Consulta: 1 mayo2018]. Disponible en: http://www.analog.com/media/en/technical-documentation/data-sheets/ADF4351.pdf.

[76] KUHNE, “Ku pa 340500-2a.” [Consulta: 7 mayo 2018]. Dispo-nible en: https://shop.kuhne-electronic.de/kuhne/en/shop/special-offer/KU+PA+3405002+A++RF+Power+Amplifier/?action=shop_show_pdf_card&action_id=487&category_line_no=510000.

[77] XLSEMI, “400khz 60v 4a switching current boost / buck-boost / in-verting dc/dc converter [datasheet online].” [Consulta: 12 marzo 2018].Disponible en: https://www.sunrom.com/get/283300.

[78] NardaMiteq, “Mlif-1000/500-60.” [Consulta: 8 mayo 2018]. Disponible en:https://nardamiteq.com/viewmodel.php?model=MLIF-1000/500-60.

[79] Analog-Devices, “Adf4355 datasheet.” [Consulta: 26 mayo2018]. Disponible en: http://www.analog.com/en/products/clock-and-timing/phase-locked-loop/fractional-n-pll/adf4355.html#product-overview.

[80] P. Web, “Minicircuits.” [Consulta: 26 mayo 2018]. Disponible en: https://ww2.minicircuits.com.

[81] Minicircuits, “Zem-4300.” [Consulta: 26 mayo 2018]. Disponible en:https://ww2.minicircuits.com/pdfs/ZEM-4300+.pdf.

[82] K. A. Remley, C. Gentile, A. Zajic, and J. T. Quimby, “Methods forchannel sounder measurement verification,” in 2017 IEEE 86th VehicularTechnology Conference (VTC-Fall), IEEE, sep 2017.

https://portal.3gpp.org/desktopmodules/Specifications/SpecificationDetails.aspx?specificationId=3298

https://portal.3gpp.org/desktopmodules/Specifications/SpecificationDetails.aspx?specificationId=3298

http://www.mti-milliren.com/pdfs/240.pdf

http://pdf1.alldatasheet.es/datasheet-pdf/view/58425/DALLAS/DS1040.html

http://pdf1.alldatasheet.es/datasheet-pdf/view/58425/DALLAS/DS1040.html

http://www.analog.com/media/en/technical-documentation/data-sheets/ADF4351.pdf

http://www.analog.com/media/en/technical-documentation/data-sheets/ADF4351.pdf

https://shop.kuhne-electronic.de/kuhne/en/shop/special-offer/KU+PA+3405002+A++RF+Power+Amplifier/?action=shop_show_pdf_card&action_id=487&category_line_no=510000



https://www.sunrom.com/get/283300

https://nardamiteq.com/viewmodel.php?model=MLIF-1000/500-60

http://www.analog.com/en/products/clock-and-timing/phase-locked-loop/fractional-n-pll/adf4355.html#product-overview



https://ww2.minicircuits.com

https://ww2.minicircuits.com

https://ww2.minicircuits.com/pdfs/ZEM-4300+.pdf

REFERENCIAS 109

[83] Mini Circuits, “Atenuador programable RCDAT-6000-90.” [Consulta:15 junio 2018]. Disponible en: https://www.minicircuits.com/WebStore/dashboard.html?model=RCDAT-6000-90.

[84] Rohde&Schwarz, “Manual osciloscopio rto2044.” [Consulta: 22 abril2018]. Disponible en: https://cdn.rohde-schwarz.com/pws/dl_downloads/dl_common_library/dl_manuals/gb_1/r/rto_1/rto2000/RTO_UserManual_en_11.pdf.

[85] Mathworks, “App designer.” [Consulta: 22 abril 2018]. Disponible en:https://es.mathworks.com/products/matlab/app-designer.html.

[86] ABC, “Ası funciona amazon prime air, el servicio de dro-nes repartidores..” [Consulta: 23 mayo 2018]. Disponibleen: http://www.abc.es/tecnologia/informatica/hardware/abci-funciona-amazon-prime-servicio-drones-repartidores-201511301146_noticia.html.

[87] Pilotando, “Servicio de vigilancia para playas y costas.” [Consul-ta: 23 mayo 2018]. Disponible en: https://www.pilotando.es/servicio-de-drones-de-vigilancia-para-playas-y-costas/.

[88] Virgin, “Humanitarian in the sky: drones for disaster res-ponse.” [Consulta: 23 mayo 2018]. Disponible en: https://www.virgin.com/virgin-unite/business-innovation/humanitarian-sky-drones-disaster-response.

[89] BusinessInsider, “Exploring agricultural drones: The future of far-ming is precision agriculture, mapping, and spraying.” [Consulta:23 mayo 2018]. Disponible en: Exploringagriculturaldrones:Thefutureoffarmingisprecisionagriculture,mapping,andspraying.

[90] EASA, “European aviation safety agency.” [Consulta: 23 mayo 2018].Publicado en: https://www.easa.europa.eu.

[91] EASA, “Proposal to create common rules for operating dro-nes in europe.” [Consulta: 23 mayo 2018]. Disponible en:https://www.easa.europa.eu/sites/default/files/dfu/205933-01-EASA_Summary%20of%20the%20ANPA.pdf.

[92] BOE, “Real decreto 1036/2017, de 15 de diciembre..” Consulta: 23 ma-yo 2018. Disponible en: https://www.boe.es/boe/dias/2017/12/29/pdfs/BOE-A-2017-15721.pdf.

https://www.minicircuits.com/WebStore/dashboard.html?model=RCDAT-6000-90

https://www.minicircuits.com/WebStore/dashboard.html?model=RCDAT-6000-90

https://cdn.rohde-schwarz.com/pws/dl_downloads/dl_common_library/dl_manuals/gb_1/r/rto_1/rto2000/RTO_UserManual_en_11.pdf



https://es.mathworks.com/products/matlab/app-designer.html

http://www.abc.es/tecnologia/informatica/hardware/abci-funciona-amazon-prime-servicio-drones-repartidores-201511301146_noticia.html



https://www.pilotando.es/servicio-de-drones-de-vigilancia-para-playas-y-costas/

https://www.pilotando.es/servicio-de-drones-de-vigilancia-para-playas-y-costas/

https://www.virgin.com/virgin-unite/business-innovation/humanitarian-sky-drones-disaster-response



Exploring agricultural drones: The future of farming is precision agriculture, mapping, and spraying



https://www.easa.europa.eu

https://www.easa.europa.eu/sites/default/files/dfu/205933-01-EASA_Summary%20of%20the%20ANPA.pdf

https://www.easa.europa.eu/sites/default/files/dfu/205933-01-EASA_Summary%20of%20the%20ANPA.pdf

https://www.boe.es/boe/dias/2017/12/29/pdfs/BOE-A-2017-15721.pdf

https://www.boe.es/boe/dias/2017/12/29/pdfs/BOE-A-2017-15721.pdf

110 REFERENCIAS

[93] B. Vergouw, H. Nagel, G. Bondt, and B. Custers, “Drone technology: Ty-pes, payloads, applications, frequency spectrum issues and future deve-lopments,” in Information Technology and Law Series, pp. 21–45, T.M.C.Asser Press, 2016.

[94] International Telecommunications Union, “Characteristics of unmannedaircraft systems and spectrum requirements to support their safe opera-tion in non-segregated airspace,” Recommendation M.2171, InternationalTelecommunication Union, Dec. 2009.

[95] C. Calvo-Ramırez, C. Briso, A. Gonzalez-Plaza, and J. M. Garcıa-Loygorri, “A deterministic two-ray model for wideband air ground chan-nel characterization,” in Lecture Notes in Computer Science, vol. 10796,resreport 5, pp. 44–49, Technical University of Madrid, ETSI Sistemasde Telecomunicacion, Madrid, Spain: Springer International Publishing,May 2018.

[96] D. W. Matolak, “Air-ground channels & models: Comprehensive reviewand considerations for unmanned aircraft systems,” in 2012 IEEE Aeros-pace Conference, IEEE, mar 2012.

[97] C. Levis, J. Johnson, and F. Teixeira, Radiowave Propagation: Physicsand Applications. John Wiley & Sons, 2010.

[98] F. Hlawatsch and G. Matz, Wireless Communications Over RapidlyTime-Varying Channels. Orlando, FL, USA: Academic Press, Inc.,1st ed., 2011.

[99] D. W. Matolak, “3d air-x uav communications: Challenges and chan-nel modeling,” in Communication Technologies for Vehicles (J. MorenoGarcıa-Loygorri, A. Perez-Yuste, C. Briso, M. Berbineau, A. Pirovano,and J. Mendizabal, eds.), (Cham), pp. 3–15, Springer International Pu-blishing, 2018.

[100] Union Internacional de Telecomunicaciones, “Propagation data and pre-diction methods required for the design of terrestrial broadband radioaccess systems operating in a frequency range from 3 to 60 ghz,” Reco-mendacion ITU-R P1410-5, Union Internacional de Telecomunicaciones,Feb. 2012.

[101] Z. Qiu, X. Chu, C. Calvo-Ramirez, C. Briso, and X. Yin, “Low alti-tude UAV air-to-ground channel measurement and modeling in semiur-ban environments,” Wireless Communications and Mobile Computing,vol. 2017, pp. 1–11, 2017.

REFERENCIAS 111

[102] Mobilemark, “RM-WHF.” [Consulta: 18 Junio 2018].Disponible en: https://www.mobilemark.com/product/surface-mount-wide-band-1700-6000-mhz-5-dbi-mobile-antenna-for-military-applications/.

[103] D. He, B. Ai, K. Guan, L. Wang, Z. Zhong, and T. Kuerner, “High-performance ray-tracing simulation platform and its application to mo-bile communications,” IEEE Communications Surveys & Tutorials, sub-mitted 2017.

[104] K. Guan, Z. Zhong, B. Ai, and T. Kurner, “Deterministic propagationmodeling for the realistic high-speed railway environment,” in 2013 IEEE77th Vehicular Technology Conference (VTC Spring), pp. 1–5, June 2013.

https://www.mobilemark.com/product/surface-mount-wide-band-1700-6000-mhz-5-dbi-mobile-antenna-for-military-applications/

https://www.mobilemark.com/product/surface-mount-wide-band-1700-6000-mhz-5-dbi-mobile-antenna-for-military-applications/

112 REFERENCIAS

Anexos

113

Apendice A

Codigo Matlab. Simulacion deCanal

1 c l e a r a l l2 N=3000; % Frecuenc ia de muestreo en MHz, Numero de

muestras .3 pe r i odo pu l s o = 1000 ; % Periodo de pulso en ns4 t =1000; % numero de i t e r a c i o n e s5 tau = 10ˆ−9.∗ l i n s p a c e (0 , pe r i odo pu l so ,N) ; % Vector

tiempo en s . de 0 a 1 us con 1 ns de r e s o l u c i o n .6 r e s= (max( tau )−min ( tau ) ) /N; % Reso luc i on temporal7 w=5e−9; % Ancho de pulso8 bw=2/w; % Ancho de banda9 % Pulso de entrada

10 u = [ ones (1 , round (w/ r e s ) ) z e r o s (1 ,N−round (w/ r e s ) ) ] ; % 5ns

11

12 % F i l t r a d o13 M = N/100 ; % Orden14 Fc = bw/2000000; % Frecuenc ia de co r t e en kHz15 TM = ’ R o l l o f f ’ ; % Modo de t r a n s i c i o n16 R = 0 . 3 ; % Factor R o l l o f f17 DT = ’ Normal ’ ; % Tipo18 % Enventanado de l f i l t r o .19 win = blackmanharr i s (M+1) ;20

21 % Calculo de l o s c o e f i c i e n t e s FIR22 b = f i r r c o s (M, Fc/(N/2) , R, 2 , TM, DT, [ ] , win ) ;

115

116 APENDICE A. CODIGO MATLAB. SIMULACION DE CANAL

23 Hd = d f i l t . d f f i r (b ) ;24 % F i l t r a d o25 x = f i l t e r (Hd, u) ;26

27 f=−N/2 :N/N:N∗(0.5−1/N) ; % Vector f r e c u e n c i a en MHz28 % Espectro de l a s e n a l t ransmi t ida29 X=f f t s h i f t ( f f t (x , l ength ( x ) ) ) ;30

31 c l e a r Y32 %% Canal33 % Propiedades de l cana l34 sampleRate = N∗10ˆ6 ; % Frecuenc ia de muestreo

en Hz35 maxDopplerShift = 270000; % Desplazamiento Doppler

maximo de l a s componentes d i f u s a s (Hz) . Valor <pe r i odo pu l s o /2

36 delayVector = [ 0 10 20 30 150 500 700 ]∗1 e−9; % Retardosd i s c r e t o s de t r a y e c t o s de l cana l ( s )

37 gainVector = [ 0 −3 −6 −9 −15 −20 −10]; % Gananciamedia de l o s a n t e r i o r e s t r a y e c t o s (dB)

38 KFactor = 0 . 1 ; % Factor K l i n e a l de l ad i s t r i b u c i o n Rice .

39 specDopp le rSh i f t = 10000 ; % Desplazamietno Dopplerde l a componente e sp e c u l a r (Hz)

40

41 % Conf igure a Ric ian channel ob j e c t42 h = comm. RicianChannel ( . . .43 ’ SampleRate ’ , sampleRate , . . .44 ’ PathDelays ’ , delayVector , . . .45 ’ AveragePathGains ’ , gainVector , . . .46 ’ KFactor ’ , KFactor , . . .47 ’ MaximumDopplerShift ’ , maxDopplerShift , . . .48 ’ PathGainsOutputPort ’ , true , . . .49 ’ DopplerSpectrum ’ , doppler ( ’ Jakes ’ ) , . . .50 ’ V i s u a l i z a t i o n ’ , ’ Doppler spectrum ’ . . .51 ) ;52

53 % Para e l o t ro t i po de cana l descomentar y comentar comm. RicianChannel

54 %ricChan = r i c i anchan (1/ sampleRate , maxDopplerShift ,KFactor , delayVector , ga inVector ) ;

117

55 %ricChan . Sto reHi s to ry = true ;56

57 % y = ricChan (x ’ ) ’ ;58 %Y =f f t s h i f t ( f f t (y , l ength ( y ) ) ) ;59 f o r i = 1 : t60 y ( 1 :N, i ) = h(x ’ ) ; % Apl ica e l cana l a l a s e n a l61 %y ( 1 :N, i ) = f i l t e r ( ricChan , (u ’ ) ) ;62 a=f f t ( y ( 1 :N, i ) , l ength ( y ) ) ; % Var iab le a u x i l i a r63 Y =f f t s h i f t ( a ) ; % Espectro de l a s e n a l r e c i b i d a64 % Representac i on de l e spe c t r o t ransmi t ido y r e c i b i d o65 f 1=f i g u r e (1 ) ;66 movegui ( f1 , ’ nor theas t ’ ) ;67 %Transmitida68 subplot ( 1 , 2 , 1 ) ;69 p lo t ( f , 20∗ l og10 ( abs (X) . /max( abs (X) ) ) ) ;70 t i t l e ( ’ Espectro tranmit ido ’ ) ;71 xlim ([−1.25∗bw/10ˆ6 1 .25∗bw/10ˆ6 ] ) ;72 ylim ([−30 0 ] ) ;73 % Recibida74 subplot ( 1 , 2 , 2 ) ;75 p lo t ( f , 20∗ l og10 ( abs (Y) . /max( abs (Y) ) ) ) ;76 t i t l e ( ’ Espectro r e c i b i d o ’ ) ;77 xlim ([−1.25∗bw/10ˆ6 1 .25∗bw/10ˆ6 ] ) ;78 ylim ([−30 0 ] ) ;79 % Representac i on de l a s e n a l en tiempo tranmit ida y

r e c i b i d a80 f 2=f i g u r e (2 ) ;81 movegui ( f2 , ’ north ’ ) ;82 % Transmitida83 subplot ( 2 , 1 , 1 ) ;84 p lo t ( tau .∗10ˆ9 , abs ( x ) )85 t i t l e ( ’ Se na l t ranmit ida ’ ) ;86 xlim ( [ 0 1 .25∗max( de layVector ) ∗10ˆ9 ] ) ;87 % Recibida88 subplot ( 2 , 1 , 2 ) ;89 p lo t ( tau .∗10ˆ9 , abs ( y ( 1 :N, i ) ) ) ;90 t i t l e ( ’ Se na l r e c i b i d a ’ ) ;91 xlim ( [ 0 1 .25∗max( de layVector ) ∗10ˆ9 ] ) ;92 end93 %r e l e a s e ( ricChan ) ;94 %plo t ( ricChan ) ;

118 APENDICE A. CODIGO MATLAB. SIMULACION DE CANAL

95 %Representac i on de l a PDP en 3D96 f a c t o r = 100 ; % Factor de diezmado97 T=10ˆ−6.∗ pe r i odo pu l s o . ∗ [ 0 : l ength ( y ( 1 , : ) ) −1]; % Vector

Tiempo98 [T, Tau ] = meshgrid (T( 1 : f a c t o r : end ) , tau ) ; %

Vectores para l a r e p r e s e n t a c i o n99 f i g u r e ( ’Name ’ , ’ Representac i on en 3D’ , ’ NumberTitle ’ , ’ o f f ’

) ;100 w a t e r f a l l (T’ , Tau ’∗10ˆ9 ,10∗ l og10 ( abs ( y ( : , 1 : f a c t o r : end

) ’ ) . ˆ 2 ) ) ;101 x l a b e l ( ’ Tiempo (ms) ’ ) ;102 y l a b e l ( ’ Retardos ( ns ) ’ ) ;103 z l a b e l ( ’ Potencia (dB) ’ ) ;104 t i t l e ( ’PDP’ ) ;105

106 S=f f t s h i f t ( f f t (y , [ ] , 2 ) ) ; % Funcion S c a t t e r i n g (D i spe r s i o n )

107 S=c i r c s h i f t (S ’ ,N/2 , 2) ; % Desplazamiento c i r c u l a r108 f a c t o r = 30 ; % Factor de diezmado .109 [ F , Tau ] = meshgrid(−pe r i odo pu l s o /2 : p e r i odo pu l s o / t :

p e r i odo pu l s o /2−pe r i odo pu l s o /t , tau ( 1 : f a c t o r : end ) ) ;110 f i g u r e ( ’Name ’ , ’ Representac i on Doppler ’ , ’ NumberTitle ’ , ’

o f f ’ ) ;111 w a t e r f a l l (Tau .∗10ˆ9 ,F , abs (S ( : , 1 : f a c t o r : end ) ’ ) ) ;112 x l a b e l ( ’ Retardo ( ns ) ’ ) ;113 y l a b e l ( ’ Frecuenc ia Doppler (kHz) ’ ) ;114 t i t l e ( ’ Funcion de Di spe r s i o n ’ ) ;

Apendice B

Procedimiento de medida con lasonda de canal

1. Conectar la antena del transmisor al conector correspondiente a labanda a medir.

2. Enchufar el equipo Rx a la fuente de alimentacion

3. Pulsar el boton de encendido, si no lo esta ya.

4. Mientras se va calentando el OCXO (al menos 5 min), conectar el Tx,preferiblemente a una fuente de alimentacion y no a una baterıa. Com-probar, independientemente de la banda a medir, que el conmutadoresta a la izquierda y la luz roja derecha esta encendida. Esto es porqueel amplificador en Banda L consume menos y se calienta menos.

5. Encender osciloscopio.

6. Configurar el Rx. Seleccionar en el switch la banda correspon-diente L o C. Si es L no usa mezclador y la frecuencia central sera 1GHz. Si es C en la pantalla del oscilador configurar la frecuencia del os-cilador local para que la FI quede en 1 GHz con el oscilador por encimade la RF. de tal manera que la frecuencia que hay que introducir sea lafrecuencia de la medida mas 1 GHz,. Es decir, FOL = FRF + 1GHz.

7. Conectar la antena a la entrada RF IN del Rx y si es necesario tambienel filtro de entrada para la banda.

8. Conectar un cable BNC de la salida de Reloj de referencia de 10MHz del Rx al Canal 2 del osciloscopio.

119

120 APENDICE B. PROCEDIMIENTO DE MEDIDA CON LA SONDA DE CANAL

9. Conectar un cable BNC de la salida Video del Rx al Canal 1 delosciloscopio.

10. Si han pasado aproximadamente 4 o 5 minutos desde que se encendio elTx cambiar la alimentacion a baterıa. En el caso que no se requierano hacer nada.

11. Conectar un USB al Tx y al PC

12. Abrir Synth machine en el PC

13. Configurar la frecuencia central en MHz (hasta 4400 MHz)

14. Seleccionar ‘external’ como referencia de 10 MHz

15. Pulsar el boton ‘RF ON’ y no cerrar la ventana de aplicacion.

16. Desconectar el cable USB

17. Cerrar la ventana de la aplicacion synth machine

18. En el osciloscopio cargar el perfil de configuracion correspondientea la medida que se vaya a realizar.

19. Ejecutar el software de medida en el osciloscopio.

20. Si han pasado 5 minutos desde que se conecto el Tx y el Rx, conmutarel switch del Tx a la derecha en el caso de que la frecuencia RF a medirsea de entre 3 y 5 GHz (comprobar que se enciende el LED rojo de laderecha) si es de 1 GHz mantenerlo en la posicion de la derecha.

21. Comprobar que en el osciloscopio aparece la senal si no es ası hay queajustar la sincronizacion con el potenciometro del Rx hasta que apa-rezca deslizandose por la pantalla e intentar dejarla fija. Si no aparece,comprobar los pasos anteriores.

22. Comprobar la sincronizacion. Si al cabo de unos segundos no se hadesplazado nada la senal se puede iniciar la medida. Si se ha desplazadocompensarlo y esperar algun minuto mas.

23. En la aplicacion de medida con el osciloscopio:

a) Pulsar conectar. Preferiblemente se usara la interfaz ethernet (IP)que proporciona mas velocidad de flujo de datos que las demas.

121

Ademas, es preferible el uso de cable directo del osciloscopio al or-denador, pero se puede usar con los equipos en red local. Previa-mente es necesario configurar en el osciloscopio la direccion IP de lainterfaz ethernet de la tarjeta de red. Por defecto se usa la direccionpublica 138.100.50.99. En el PC se configura otra direccion distinta,por ejemplo: 138.100.50.98, o la que ya tuviera configurada. En laventana correspondiente se introduce la IP del osciloscopio y se pul-sa conectar. Si todo va bien se indica que la conexion se ha realizadocon exito.

b) Cargar el perfil de configuracion si no se ha hecho previamente( este paso se puede omitir). Es preferible configurar el osciloscopio amano y guardar el perfil de configuracion en el. En la configuracionhay que tener en cuenta:

Periodo.Nivel maximo y rango (Escala vertical).Sincronizacion o triggerPromediado de formas de ondaPosicion X e Y en la pantallaImpedancia y ancho de banda

Ademas, hay que tener en cuenta que el canal que se mide es el1. Una vez se haya generado y guardado el perfil deseado para lasmedidas a realizar, desde el boton BUSCAR, se puede seleccionarel archivo de configuracion en la lista de configuraciones guardadas.Tras seleccionar el fichero adecuado se pulsa en CARGAR paraaplicar la configuracion.

c) Configurar el digitalizado. Puesto que se desea muestrear formasde onda de una senal en banda base hay que configurar:

El intervalo de adquisicion, que es el tiempo periodico entre quese toman capturas de la forma de onda que hay presente en elosciloscopio.El numero de muestras, que es el numero de puntos que se van atomar por cada forma de onda. Un valor entre 1kSa y 100MSa

Estos valores estan comprometidos. Cuanto menor intervalo de ad-quisicion queramos, menor numero de muestras podemos obtenerpor intervalo. Cuando el intervalo de adquisicion es demasiado pe-queno como para descargar completamente una adquisicion, el pro-grama mostrara error y se debera reconfigurar uno de estos parame-tros. El numero de muestras esta directamente relacionado con el

122 APENDICE B. PROCEDIMIENTO DE MEDIDA CON LA SONDA DE CANAL

ancho de pulso y el periodo entre pulsos configurado en el trans-misor. Para obtener una configuracion recomendada de numero demuestras a 5 veces la frecuencia de Nyquist se puede configurar lascasillas de periodo de pulso y ancho de pulso. Tras pulsar Configu-rar se establece un numero de muestras optimo. Hay que tener encuenta que cuando se pulsa configurar se cambian en el oscilosco-pio los parametros de escala temporal y referencia temporal (eje x)con respecto a la configuracion cargada anteriormente, pero esto esopcional.

d) Inicio de la medida. Una vez configurado todo lo necesario seprocede a iniciar la medida pulsando el boton verde INICIAR.Si no hay ninguna configuracion muy exigente, la medida empiezainstantaneamente y se muestra en el grafico las capturas tomadas.Para parar la medida pulsar el boton PARAR.

e) Anadir marcas. Durante la medida se pueden incluir referenciastemporales en ciertos eventos que puedan ocurrir durante la medi-cion. Estos se almacenan etiquetados con un numero que una vezterminada la medida se pueden anotar. Esta informacion se guardaen el fichero de registro en formato txt.

f ) Guardar archivos. Tras finalizar la medida se guardan dos archi-vos. Un primer cuadro de dialogo pregunta donde y con que nombreguardar el fichero de las medidas. Este fichero de medidas es unarchivo de formato ‘.mat’ que se abre con Matlab y el cual incluyeuna variable llamada medida. Esta variable es de tipo array con di-mensiones variables. La primera columna es el vector tiempo. Lasdemas los valores de tension en voltios leıdos de derecha a izquierda.La segunda ventana pregunta donde y con que nombre guardar elfichero de registro de la medida con informacion de horas, tiempos,frecuencia, marcas...

24. Si no se va a medir mas desconectar la baterıa y ponerla cuanto antesa cargar. Si se van a realizar mas medidas no desconectar para que no seenfrıen los osciladores.

Apendice C

Diagramas de Radiacion delUAV

Con el fin de determinar la influencia de la estructura del UAV en el dia-grama de radiacion de la antena RM-WHF se mide para 3,9 GHz que es maso menos la frecuencia central de la banda de funcionamiento de la antena (1,7GHz - 6 GHz) y ademas a la frecuencia a la cual se han realizado las medi-das con el UAV. Las medidas se llevan a cabo en la camara anecoica de laEscuela Tecnica Superior de Ingenierıa de Sistemas de Telecomunicacion de laUniversidad Politecnica de Madrid.

La sala tiene unas dimensiones de 6 × 3 × 3 m3 El UAV se dispone sobreuna plataforma rotatoria de 1 eje para medir el diagrama de radiacion delmonopolo para los planos verticales. Se mediran 2 planos verticales los cualescorresponden a las secciones del plano frontal del UAV y el lateral. Como antenade referencia se usa el modelo HL050 de Rohde and Schwarz con polarizacionhorizontal. La configuracion completa se muestra en la Figura C.1

Los resultados se muestran en la Figura C.2. Para el pano horizontal eldiagrama se supone omnidireccional. En la comparacion entre ambos planosverticales se observan algunas diferencias entre ellas una muy clara en la mitadinferior de radiacion: el ensombrecimiento producido por los soportes del UAV.

123

124 APENDICE C. DIAGRAMAS DE RADIACION DEL UAV

Figura C.1: Medida en la camara anecoica del diagrama de radiacion de laantena en el UAV.

00

-90

20

180

90

0

0

Figura C.2: Diagrama de radiacion de la antena transmisora RM-WHF paralos planos verticales 0º y 90º junto con la influencia de la estructura del UAV.

Apendice D

Diagramas de Radiacion de laAntena Terrestre

Durante este proyecto se han hecho diversas medidas con las antenas RM-WHF y GMRM-WHF, esta ultima con base magnetica. Siempre ha sido im-portante conocer el diagrama de radiacion de dichas antenas pues las medidasque se realizan son dinamicas y toman distintos angulos de llegada y de partidaen las antenas. Es por ello que el principal requisito de las antenas de medidasea que tengan una diagrama de radiacion lo mas suave posible. Es decir, quetengan el mınimo numero de lobulos posibles. Es tambien importante cuidarla adaptacion de impedancias para no producir reflexiones que se traduzcanen falsos ecos en las mediciones. Para cumplir estos dos requisitos lo principales el uso de una antena simple lineal como puede ser el monopolo y trabajardentro de su ancho de banda.

Para las medidas en la estacion terrena suele usarse la antena MGRM-WHF sobre un mastil metalico de 1,5 m de altura y una pequena base metalicabajo la superficie de la antena. Esta antena junto con el mastil se ha caracte-rizado en la camara anecoica de la ETSIST en la UPM. Las medidas se llevana cabo en 3,9 GHz por ser la frecuencia de medidas y por ser la frecuenciacentral de radiacion de la antena. La antena se dispone sobre una plataformarotatoria en 2 ejes para caracterizar el plano horizontal y un plano vertical.

Con el fin de determinar la influencia de la estructura del UAV en el dia-grama de radiacion de la antena RM-WHF se mide para 3,9 GHz que es maso menos la frecuencia central de la banda de funcionamiento de la antena (1,7GHz - 6 GHz) y ademas a la frecuencia a la cual se han realizado las medidascon el UAV. Las medidas se llevan a cabo en la camara anecoica de la EscuelaTecnica Superior de Ingenierıa de Sistemas de Telecomunicacion de la Uni-versidad Politecnica de Madrid. Como antena de referencia se usa el modeloHL050 de Rohde and Schwarz

125

126 APENDICE D. DIAGRAMAS DE RADIACION DE LA ANTENA TERRESTRE

Figura D.1: Diagramas de radiacion del mastil con la antena MGRM-WHF.

Los resultados se muestran en la Figura D.1. Se realizan 2 mediciones en lafrecuencia de 3,9 GHz para ambos planos. Y dos medidas adicionales: Una a 6GHz en el limite superior del ancho de banda de la antena y otra en 1,1 GHzfuera del limite inferior del ancho de banda de la antena. Estas dos ultimassolo en plano vertical.

Apendice E

Planos

127

Log

Generador de pulsos

programable

Refencencia10MHz

fc

LNA Banda C

Transmisor

OCXO

Divisorprogramable

Ext Ref IN10 MHz

Ext Ref OUT10 MHz

TPI Synthetsizer v.5.8

Conmutador RF

HPA Banda L

HPA Banda C

AntenaBanda C

Antena Banda L

LNA Banda L

EWT-51-0059

Power Combiner

ADF4355

Osciloscopiodigital

Referencia10 MHZ

OCXO Ch 2Sync

Ch 1PDP

PC Control

MLIF-1000/500-70BCL

Receptor

USB

PC Control

MTI serie 240

9 dB

CCR-33S86-RN-1 9 dB

10CX11-3600-1400 S21

ZX60-3011+

CCR-33S86-RN-1

ZEM-4300RTO2044

MTI serie 230

G2PD100800SF20B

Diagrama de bloquesgeneral del Tx y Rx 1/8

Fecha: 18/03/2018

Autor: César Calvo Ramírez

Sonda de Banda Ancha

Plano

Título del proyecto:

Escala: S/E

Divisor entre 2 o 1 2/8

Fecha: 05/05/2018



Plano


Escala: S/E

Esquema Generador de pulsos 3/8

Fecha: 06/05/2018



Plano


Escala: S/E

Máscara de placa parael generador de pulsos

4/8

Fecha: 05/05/2018



Plano


Escala: 1:1

Localización de componetes

Máscara para insolado

OUT-OUT+

IN-IN+

INO

UT

IN

OU

T

Pul

se I

nput

0v t

o 5v

EX

T R

EF I

N10

MH

z

USB10

MH

z R

efO

UT

RF O

ut50

ohm

LO

CK

TP

I Sy

nthe

size

rve

rsio

n 5.

8

OUT-OUT+

IN-IN+

9dBatt

9dBatt

TE

LE

DY

NE

CO

AX

SWIT

CH

ES

MO

DE

L: C

CR

-33S80-RN

-1V

OLT

AG

E: 12V

DC

1 IN 2

LIN

EA

R G

aAS F

ET

PO

WE

R A

MP

LIF

IER

KU

BA

340500-2A3400 .. 5000 M

Hz

RF IN

RF O

UT

Parte Delatera

Parte Trasera

OCXO

Vcc

Sig OutGND

INOUT

Divisor de reloj

MPN2-00890091-15-30P

Amplificador Banda L

Generador de pulsos

Conexiones del transmisor 5/8

Fecha: 05/05/2018



Plano


Escala: S/E

Ven

tila

dor

PLL LockAmplificador deBanda L ON

Amplificador deBanda C ON

Conmutador deBanda: C/L

RF OUTBanda C

RF OUTBanda L

1

2

USB

DC IN 5V-12V

50 Ohm Coax.

Cable USBDC Voltaje entradaGNDDC 12VDC 5V

TELEDYNE COAXSWITCHES

MODEL: CCR-33S80-RN-1VOLTAGE: 12VDC

1 IN 2

Mini-C

ircuitsA

MP

LIF

IER +12V

DC

GN

DZX

60-3

011+

400-3

000 M

Hz

ww

w.m

inicircuits.com

INO

UT

+15 dB

m M

AX

Mini-CircuitsMIXER

GNDZEM-4300300-4300 MHz

www.minicircuits.comPerformance Data:R L

I

RE

AC

TE

L, IN

C10C

X11-3600-1400 S12

IN SN

90-116 OU

TST

S#A

35366 RE

V.C

9040

Pow

er D

ivid

er

G2P

D10

0800

SF20

B

15-S

PC

5001

-233

8

EW

T-51-0059

S/N D

7

Ava

ntek

RF

INR

FO

UT

DC

N/N

MLI

F-10

00/5

00-7

0BC

L

S/N

5501

30

MIT

EQ

IF INIF

OU

TV

IDE

OO

UT

REF VOLTOUT

ELECTUNNING IN

GND

SUPPLYVOLTAGE GND

VinGND

RF IN

DC12 V - 30 V

BandaL C

IF

VIDEO

OUT

10 MHzOUT

ADJ

OUT

10KOhmMultivuelta

Sintetizador PLLADF4355

(Oscilador Local)

SMARF Out

OU

T-

OU

T+

IN-

IN+

OUT- OUT+

IN- IN+

MTIMILLIRENTEHNOLOGIES, INC.

230-0556-A10.000 MHz0508 19404

VO -

VO+

GND

IN

Conexiones del receptor 6/8

Fecha: 09/06/2018



Plano


Escala: S/E

50 Ohm Coax.

AuxDC 15 VGNDDC 12VDC 5V

DC -15V

FIL

TR

O R

F B

anda

L

12

OUT-OUT+

IN-IN+

microUSB

RDS3115MG

RDS3115MG

XL6009

Conexiones Posicionador 7/8

Fecha: 18/03/2018



Plano


Escala: S/E

Gnd

Vcc

Gnd

Vcc

Señal

RTO2044 Oscilloscope 4 GHz 20 GSa/sROHDE & SCHWARZ

Ch 1 Ch 2 Ch 3 Ch 4

RF IN

DC12 V - 30 V

BandaL C

IF

VIDEO

OUT

10 MHzOUT

ADJ

OUTDC

9 V - 30 V

PC control

Conexiones de Equiposdel Receptor 8/8

Fecha: 18/03/2018



Plano


Escala: S/E

Posicionador

Antena

Sonda de canal. Receptor

Coaxial 50 OhmUSBEthernet

136 APENDICE E. PLANOS

Apendice F

Publicaciones

137

Wide band propagation measurements andmodelling for low altitude UAVs

César Calvo-Ramírez 1, Ana Gonzalez-Plaza 1, César Briso 1, Antonio Pérez-Yuste 1

1ETSI Sistemas de Telecomunicación, Technical University of Madrid, UPM, Madrid, Spain

Abstract—Unmanned aerial vehicles (UAV) are expected to beused extensively in the near future in commercial applicationssuch as aerial surveillance, transportation and disaster assistance,among other applications. In order to succeed, a development ofnew air-ground propagation channel models are necessary forUAVs to improve communications links for control and highcapacity for the transmission of payload information. In thispaper, measurements are carried out in wideband with a channelsounder developed which uses narrow pulse technique. Powerdelay profile measurements and parameters such as RMS-DelaySpread or average delay profile are analyzed for vertical andhorizontal flights in sub-urban environments at L-band. Theresults show that multipath propagation decreases at higheraltitudes.

Index Terms—Channel sounding, Unmanned aerial vehicles(UAV), measurement, Delay Spread, Power Delay Profile

I. INTRODUCTION

The upcoming fifth generation (5G) of mobile communi-cations will offer the required capacity for the anticipatedincrease in demand for data traffic while enhancing the worldof wireless communications. One of the challenges is toprovide wideband services in high mobility environments suchas Unmanned Aerial Vehicle (UAV), which will constitute akey element in the development of communications during thenext years.

UAV requires new procedures for measurement methodsand evaluation of coverage, capacity and quality of mobilecommunications since the assessment and modeling of propa-gation in this scenario are especially complex. Some researchhas been conducted in order to precisely characterize theinteractions of the environment with the wireless channel.Studies in narrowband at low altitude can be found [1] and inhigh altitude [2]; nevertheless, there is little literature regardingthis novel technology. Similar wide band measurements andscenario were carried out in [4] but in few discreet heightsand with different frequencies.

Typical a UAV has a narrow band communication linkfor control and telemetry and a wide band link for payloadinformation [3]. This links operate in two different bands. LBand is being proposed for the transmission of the controlinformation and C Band for the payload.

On this paper we model the wide propagation behavior ofthe ground to air channel. The modeling is based on realmeasurements made with a channel sounder and a low altitudeUAV focused specifically at 1.2 GHz for L band.

II. WIDEBAND CHANNEL SOUNDING

There are several techniques possibles in which the trans-mitted signal occupies a wide bandwidth [5]. Periodic pulsesounding method is the chosen. This consist of sounding thechannel using a direct RF pulse. This technique is the simplestone and does not require very complex and heavy hardware tobe carried on the UAV. This method have been implementedin the transmitter with a short duration pulse witch modulatesa carrier signal in the measurement band. After propagatingthrough the channel, the signal is received. This represents thethe convolution in time of the sounding pulse with the channelimpulse response that allows to obtain the Power Delay Profile(PDP) with the envelope signal. The power delay profileprovides the distribution of the signal power received fromthe multipath channel as a function of propagation delay. Itis calculate by absolute squared value of the Channel ImpulseResponse (CIR).

h(τ, t) =

L−1∑

i=0

ai(t)ejφi(t)δ(τ − τi) (1)

The channel can be modeled, assuming linearity, as Ldiscrete multipath components (MPC). In equation (1) heparameters time-variant ai(t), φi(t) y τi(t) are the pathattenuation, path phase and path delay of the L-th MPC,respectively. This model define the CIR. But, due to it cannot have synchronization between transmitter and receiver, welose the phase information, that usually is taken as uniformlydistributed between [0, 2π].

A. Channel Sounder. Transmitter description

In order to observe the time-varying behavior of the channel,periodic pulse sounding must be employed. The pulse repeti-tion period has to be sufficiently fast to allow observation oftime-varying response of individual propagation paths, whilealso being long enough to ensure that all multipath echoeshave decayed between successive impulses. Channel sounderhas used 1µs of period pulse that allows to measure 150 mof distance clusters around and 15 ns of pulse width whichinvolve having a bandwidth of 133 MHz.

The requirements of the measurement campaign need thatthe design be a lightweight equipment which can be carriedby UAVs with the aim of transmitting a wide band signal withlow power consumption. However, a limitation is required fora high peak-to-mean power ratio of this technique necessary

to provide adequate detection of weak echoes. That involvesusing power amplifiers with low efficiency and sometimesheavy.

The requirements of the measurement campaign need thatthe design be a lightweight equipment that can be carriedby UAVs with the aim of transmitting a wide band signalwith low power consumption. However, a limitation is therequirement for a high peak-to-mean power ratio of this tech-nique necessary to provide adequate detection of weak echoes.That involves using power amplifiers with low efficiency andsometimes heavy.

The developed transmitter has a conventional design. It usesa commercial frequency synthesizer, based on ADF4351 chip,as a source signal and pulse modulator. The output is switchedaccording to the working band and subsequently amplifiedwith a linear GaAs FET power Amplifier to provide an outputpower of 1 to 3 Watts before being fed 2 cloverleaf antennaswith are selected together with the amplifier depending on theband to be used. Both transmit antennas are cloverleaf typewith circular polarization and are designed to work on thecarrier frequency. The radiation pattern is omnidirectional andthe half power beamwidth (HPBW) in the vertical plane is50º-60º with an approximate gain of 1.3 dBi for each antenna.In the TABLE I summarizes the information provided in thissection.

VCO

Fig. 1. Transmitter and Receiver Block Diagram

B. Receiver descriptionThe signal is received by a linear polarization antenna type

MGRM-WHF, omnidirectional horizontal radiation pattern,5-3 dBi gain and 50º-60º HPBW in elevation plane. Theantenna were installed on a 1.5 m mast. The Rx equipmentfilters the signal with a band pass filter configurable accord-ing to the measurement band then it does down-conversionand use a 100MHz detector logarithmic amplifier to achievelinearity with the logarithmic power units. This gives a ratioof 23mV/dB at the output of the receiver that feeds theoscilloscope. The signal in the oscilloscope is averaged with 16periods and finally it is sampled with 1000 samples each 100ms and recorded in a computer with a customized software.Therefore, the final rate is 10000 samples per second with 1ns of video time resolution.

As channel sounder doesn’t have phase synchronization.Thus, it is supposed that the phase is a normal distributionbetween 0 to 2π as is described in the model (1) and onlydoing line of sight (LOS) measurement.

A general description of the system parameters can be seenin TABLE I and in the Fig. 1.

TABLE ITRANSMITTER PARAMETERS

L Band C Band

Carrier Frequency 1.2 GHz 4.2 GHz

Transmitting Power 28dBm 35dBm

Antenas Cloverleaf antennas

Gain 1.2 dBi 1.5 dBiHPBW 60º 60º

Pulse Width 15 ns

Pulse Period 1 us

Band Width 100 MHz

Time of Adquisition 100 ms

Samples per PDP 1 Ksamples/adquisition

Number of PDP averaged 20

C. Calibration

In this section, the radiation patterns of antennas andthe channel sounder response were measured in an anecoicchamber of 6 × 3 × 3 m3 in order to calibrate the antenna’sinfluence on the complete site and also measure the maximumtime resolution that allows the channel sounder system.

1) Antenna measurements: The UAV was installed on arotating positioner with the transmitting antennas placed on thebottom of it. The azimuth and elevation planes were measuredfor both cloverleaf antennas described in the section II.

In Fig. 2(a) shows the radiation pattern of the measuredantenna in Elevation plane and azimuth plane. The elevationradiation patterns of this antennas show that it have more than60º of HPBW with a uniform response quite similar to theisolated antenna measure. It proves the little influence of theUAV structure on the radiation diagram. In Fig. 2(b) showsthe measure of MGRM-WHF antenna used in the receptionsystem. This antenna was measured with a 1.5 m mast. It isobserved that in the vertical plane the antenna allows elevationangles of up to 60º.

Therefore, we can say that the measurements are reliableup to 60° elevation angles for the UAV. In fact, the maximumangle considered in the measurement campaign is 38º.

2) Channel Sounder Calibration: With the UAV in thepositioner, PDP measurements are performed in the anechoicchamber in order to determine the minimum time resolutionthat the system is able to measure.

Three measurements are made with elevation angles of 0º,45º and 90º. In addition, the result is compared to the pulseshape that modulates the signal in the transmitter. Results areshown in the figure 3.

III. MEASUREMENT CAMPAIGN

The measurement campaign were carried out in an open-air ground environment. In this scenario, are some buildings,containers and trees in the surroundings that cause multipathpropagation. In spite of this, the semi-urban environment isflat and the density of buildings is rather low. The relativeaverage height of neighboring objects is 10.33 m.

0

30

45

6090

120

135

150

180-30 -20 -10 -3 0

Elevation Plane Pattern

4.2 GHz1.2 GHz

Antenna

0

30

6090

120

150

180

210

240270

300

330

-30

-20

-10

-30

Azimuth Plane Pattern

(a)

0

30

6090

120

150

180

210

240270

300

330

-30

-20

-10

-30

MGRM-WHF Elevation Plane

4.2 GHz1.2 GHz

Frequency

(b) (c)

Fig. 2. (a) Tx antennas Radiation Patterns, (b) Rx antenna Radiation Pattern,(c) UAV With Tx antenna

0 200 400 600 800 1000

Delay (ns)

-35

-30

-25

-20

-15

-10

-5

0

PD

P (

dB)

0º45º90ºpulse widthshape (15ns)

Fig. 3. L-Band calibration profile.

The UAV is a hexacopter DJI of 3 kg weight which is ableto carry up to 2 kg of payload. The system was controlledmanually with a 2.4 GHz radio link and monitored with groundstation where telemetry data were received. The measurementswere made with a constant speed by automatic softwarecontrol and the GPS assistant, which gives a high accuracy.

Measures were obtained in horizontal and vertical flights.On the one hand, vertical flights were made to determine theinfluence of the environment on the multipath as a functionof height. As shown in the blue line in Fig. 5, the distancebetween transmitter and receiver when UAV is on the groundwas 50 m. The flight was made at L-band with a constantvertical speed of 0.5 m/s from 0 up to 40 m height. Onthe other hand, the horizontal flight describes the usual flighttrajectory of a UAV in a constant environment. The flight ismade at L-band with a height of 10 m and in a straight linefrom a relative distance between transmitter and receiver of

20 m to a final distance of 100 m. The 80 m trajectory isdescribed in the Fig. 5.

(a) (b)

(c)

Fig. 4. (a) UAV with the Tx channel sounder installed, (b) Tx channelsounder detail, (c) Set-up Rx channel sounder

Fig. 5. Sub-urban Environment

IV. RESULTS

The raw data measurements is in the form of PDPs, whichare later process in Matlab. The results, in a 3 dimension graph,show the PDPs on both flights: L-band for the vertical path,see Fig. 6 ; L-Band for the horizontal path, see Fig. 7. Bothfigures are normalized in power and time with reference to theLOS component received. A threshold level is set to providea 33 dB dynamic range.

It is observed that a MPC at 33 ns or 10 meters fromthe direct path peak. Analyzing the environment we observethat there is no obstacle corresponding to this distance. Thisprobably corresponds to filtering response in the receiver or a

Fig. 6. L-Band normalized average PDP vs altitude and delay in verticalflight

TABLE IIMPC REPRESENTING THE EXPONENTIAL PDP FOR THE L BAND

40 m 4 mTap delay(ns) Power(dB) Tap delay(ns) Power(dB)0 0.00 33 -6.5635 -7.54 113 -7.4768 -23.39 149 -18.7997 -16.97 228 -13.88136 -23.14 301 -21.46266 -15.17 366 -24.12298 -21.52 425 -22.75

mismatch in trigger synchronization. The ground reflection hasa theoretical delay range of 0ns - 6ns and this component ismixed with the direct ray in graphs Fig. 6 and Fig. 7 due to notenough resolution. This two signal mixed causes variability ofamplitude direct path component that are compensated in theprocessing but must be taken into account.

Fig. 7. L-Band normalized average PDP vs distance between Tx Rx anddelay in horizontal flight

Computing the RMS-Delay Spread as a function of flight

Fig. 8. PDPs for L-Band at 4 m and 40 m altitude.

altitude, see Fig. 9, is an interesting decreasing trend whichcan be fitted with a linear regression line (2), also shown onthe red line in Fig. 9.

TABLE IIIRMS-DELAY SPREAD AND AVERAGE DELAY SPREAD

Altitude (m) RMS-Delay Spread (ns) Average Mean Delay (ns)4 294.78 536.5910 292.10 528.2040 286.20 528.44

RMS −DS = 293.26− 0.18 · h[ns] (2)

(a) (b)

Fig. 9. RMS-Delay Spread vs altitude in: (a) vertical flight, (b) horizontalflight

There is a slightly decrease in the RMS Delay Spread valuewhen the height is increased. For the vertical experiment, theRMS Delay Spread of the channel ranged from approximately282 ns - 300 ns it means almost all power contribution isconcentrated in the first components, being little influencedby the multipath effect. In horizontal flights the results of theFig. 7 can be identified the displacement of the MPC and theidentification of clusters.

In the Fig. 6, two samples of PDPs, at two significantheights of 4 m and 40 m, can be seen in Fig. 8 where clearlythe influence of the environment modifies the profile. Thesampling of excess tap delay and his relative power value forboth profiles is reflected in TABLE II.

An estimate of the channel frequency response (CFR) canbe compute with the FFT of the data obtained from the CIRby assuming a random phase with U [0, 2π] distribution. Theresults are shown in Fig. 10 where slightly differences can

1.15 1.16 1.17 1.18 1.19 1.2 1.21 1.22 1.23 1.24 1.25

Frequency (GHz)

-20

-10

0

10

20C

FR

(dB

)

4 m40 m

Fig. 10. Channel Frequency Response (CFR) L-Band at 4 m and 40 maltitude.

be observed in the number of deeps and dispersion of valuesbetween low and high altitudes.

V. CONCLUSION

This paper details measures and a technique of channelsounding carried out in an L-band sub-urban environment forhorizontal and vertical UAV flights. The main parameters aremodeled and analyzed obtaining RMS-DS values between 282ns and 300 ns that decrease slowly as the height increases. Theresults conclude that the air-ground propagation conditionsare better at higher altitude because multipath propagation isreduced.

ACKNOWLEDGMENT

This work was developed under the framework of EN-ABLING 5G TEC2014-55735-C3-2-R funded by the SpanishMinistry of Economy and Competitiveness.

REFERENCES

[1] X. Cai et al., Low altitude UAV propagation channel modelling, 201711th European Conference on Antennas and Propagation (EUCAP), Paris,2017, pp. 1443-1447.

[2] D. Matolak and R. Sun, "Air-ground channel measurements and modelingfor UAS," in IEEE Aerospace and Electronic Systems Magazine, vol. 29,no. 11, pp. 30-35, Nov. 2014.

[3] M. G. diBenedetto, T. Kaiser, A. F. Molisch, I. Oppermann, C. Politano,and D. Porcino, Eds., "UWB Communications Systems: A Comprehen-sive Overview." Darmstadt, Germany: EURASIP, 2005.

[4] W. Khawaja, I. Guvenc and D. Matolak, "UWB Channel Sounding andModeling for UAV Air-to-Ground Propagation Channels," 2016 IEEEGlobal Communications Conference (GLOBECOM), Washington, DC,2016, pp. 1-7.

[5] J. D. Parsons, D. A. Demery and A. M. D. Turkmani, "Soundingtechniques for wideband mobile radio channels: a review," in IEEEProceedings I - Communications, Speech and Vision, vol. 138, no. 5,pp. 437-446, Oct. 1991.

A Deterministic Two-Ray Model for WidebandAir Ground Channel Characterization

Cesar Calvo-Ramirez(&), Cesar Briso, Ana Gonzalez-Plaza,and Juan Moreno Garcia-Loygorri

Technical University of Madrid, ETSI Sistemas de Telecomunicacion,C/Nikola Tesla, S/N, 28031 Madrid, Spain

[email protected], [email protected],

cesar.briso,[email protected]

http://www.upm.es

Abstract. A two-path deterministic model is developed with an analytical dis-persion delay computed solution for two common types offlight. From the results,it is deduced that an optimal antenna for the payload communication link in theGround Station for flat environments should be a k/4 linear monopole with aground plane and vertical polarization at a height as close as possible to the ground.

Keywords: UAV Ground station Antenna Two-ray modelWideband communication RMS delay spread Air-ground channel

1 Introduction

Due to the current growth of the Unmanned Aerial Vehicles UAV, new applicationsand uses of these devices are created, such as in the agronomy and surveillance sectors[1]. Generally, these applications require flown in rural and semiurban flat areas. Also,the UAV aircraft usually have a payload communication link with a Ground Station(GS), which nowadays this link need more and more capacities and speed. Never-theless, the maximum throughput is limited by the channel capabilities and one of themost relevant facts that deteriorate the link Air-Ground (AG) in rural environments isspecular ground reflexion. The two-ray model [2] or curved-Earth [3] propose along-distance simplification (>10 m) which does not apply to these conditions becauseit is likely that UAV can be found less than 10 m away.

The aim of this paper is to determine some general specifications to take intoaccount in GS antenna design regarding two-ray model and angles of arrival (AoA).Two common flight trajectories will be analysed: vertical and horizontal flight.

2 Wideband Model

Focusing on flat environments such as rural, desert, sea… where these scenarios arecharacteristic for having a low number of multipath components [4]. It can be assumedthat one of the most relevant components for modeling is the specular reflection causedby the ground.

© Springer International Publishing AG, part of Springer Nature 2018J. Moreno García-Loygorri et al. (Eds.): Nets4Cars 2018/Nets4Trains 2018/Nets4Aircraft 2018, LNCS 10796, pp. 44–49, 2018.https://doi.org/10.1007/978-3-319-90371-2_5

The impulse response of the channel [5] will be used in this analysis to determinethe delay dispersion with the rms delay spread parameter.

Firstly, from the geometry of the Fig. 1, we obtain: d, distance from the GS to theUAV; h, angle between the ground and the reflected ray; m, mast height and h, altitudeof the UAV. Two path and delays are considered, s1 for the Line of Sight(LoS) component and s2 for the Non Line of Sight (NLoS) component.

The difference is taken as sg:

sg ¼ s2 s1j j ¼ 1c

ffiffiffiffiffiffiffiffiffiffiffiffiffiffiffiffiffiffiffiffiffiffiffiffiffiffiffiffi

d2 þ h mð Þ2q

ffiffiffiffiffiffiffiffiffiffiffiffiffiffiffiffiffiffiffiffiffiffiffiffiffiffiffi

d2 þ hþmð Þ2q

ð1Þ

Also, the h angle as:

h ¼ tan1 hþmd

ð2Þ

Then the channel impulse response model is defined by the expression:

h sð Þ ¼ d sð ÞþC hð Þ ej2pfcsgd s sg ð3Þ

In (3) are not considered propagation losses because their effect is negligible for theof the dispersion analysis. fc variable is the carrier frequency, usually at C band for thepayload; d(s) dirac delta and C(h) is the ground reflection coefficient given by theexpression:

Fig. 1. 2-Ray ground reflection diagram

A Deterministic Two-Ray Model for Wideband Air Ground Channel 45

C hð Þ ¼ sin hð Þ qsin hð Þþ q

ð4Þ

Where q depends on the polarization as:

qv ¼ffiffiffiffiffiffiffiffiffiffiffiffiffiffiffiffiffiffiffi

e cos2hp

eð5Þ

qh ¼ffiffiffiffiffiffiffiffiffiffiffiffiffiffiffiffiffiffiffi

e cos2hp

ð6Þ

e is the relative permittivity of the ground that we will consider as 5 for thefollowing calculations.

Given the model of the (3) equation, we developed the RMS Delay Spreadparameter [2] that provides information about the delay dispersion rather important forultra wideband signals.

rs ¼ sg Cj j1þC2 ð7Þ

3 Setup

Two configurations are proposed. On the one hand, a horizontal flight at a constantheight of 10 m, which simulates one of the most common trajectories of flight withUAV, for a distance range from 10 m to 200 m distance. On the other hand, a verticalflight from 0 to 120 m height at a distance to the GS of 50 m. That simulates a commonUAV takeoff and landing trajectory. For both flights, 4 proposals of mast height areanalyzed at 1 m, 1.5 m, 2 m and 3 m for each of two polarizations.

Fig. 2. Power delay profile with the ground multipath component and the LoS ray

46 C. Calvo-Ramirez et al.

4 Results

After computing the Eq. (7) with the conditions of the Sect. 3 it allows us to analyzethe dispersion.

In Fig. 3 we see that in horizontal flights the results of RMS delay spread for thecomparison of vertical and horizontal polarization shows that are better in vertical forthe existence of the Brewster’s angle. Although, at long-distances, there is practicallyno difference. For vertical flights, worse results are obtained at higher altitudes. SeeFig. 4.

Regarding the height of the masts, the highest will be provide more coverage but, ifis possible, but the shortest had the best results of dispersion and consequently,bandwidth. Therefore, if possible, use the shorter mast.

(a) (b)

Fig. 3. RMS delay spread for horizontal flight with (a) Vertical polarization, (b) Horizontalpolarization

(a) (b)

Fig. 4. RMS delay spread for vertical flight with (a) Vertical polarization, (b) Horizontalpolarization


5 Ground Station Antenna

To consider an optimal antenna for the payload links to the UAV, we must analyze thearrival angle AoA. Taking both the AoA of the LoS component and the NLoS, groundreflect component. We see in Figs. 5 and 6 that the components LoS and NLoS arriveswith approximately equal angles respect to the horizontal direction. The mast height isnegligible in all cases. Therefore it is set at 1.5 m.

For a distance of 10 m to 200 m the angles are between 60º and 4º with morerelevance at lower angles in long distances. See Fig. 5.

At a distance of 50 m and 10 m altitude, there is an AoA of ± 10º and increasingthe height to 120 m means reaching an angle of ± 67º.

0 50 100 150 200Distance (m)

-80

-60

-40

-20

0

20

40

60

80

Elevat

ion

Angl

e of

Arriv

al (De

g)

Horizontal Flight. 1.5 m Mast

NLoSLoS

Component

-90

0

9060

30

-30

-30

Fig. 5. Angles of arrival for horizontal flight with 1.5 m of mast

0 20 40 60 80 100 120Altitude (m)

-80

-60

-40

-20

0

20

40

60

80

Elevat

ion

Angle

of Arr

ival (De

g)

NLoSLoS

Components

Fig. 6. Angles of arrival for vertical flight with 1.5 m of mast

48 C. Calvo-Ramirez et al.

Taking this into account, the use of a GS antenna with linear and vertical polar-ization is proposed as in Fig. 7. k/4 ground plane monopole antenna or discone to formthe pattern proposed. The radiation pattern should favour the angles above, but close, tothe horizontal and avoid the angles below the horizontal.

6 Conclusions

The AoA and the delay dispersion with RMS delay spread parameter are analyzed andthe results show that the optimum antenna design could be a linear vertical k/4monopole with a ground plane or a discone antenna. The mast high should be theminimum possible despite the loss of coverage to decrease the dispersion.

References

1. Ascending Technologies. http://www.asctec.de/en/uav-uas-drone-applications/uav-precision-agriculture/

2. Rappaport, T.S.: Wireless Communications: Principles and Practice. Prentice-Hall PTR,Upper Saddle River New Jersey (2002)

3. Matolak, D., Sun, R.: Air-ground channel measurements and modeling for UAS. IEEEAerosp. Electron. Syst. Mag. 29(11), 30–35 (2014)

4. Matolak, D.W., Sun, R.: Initial results for air-ground channel measurements and modeling forunmanned aircraft systems: over-sea. In: 2014 IEEE Aerospace Conference, Big Sky, MT,pp. 1–15 (2014)

5. Molisch, A.F.: Wireless Communications. Wiley-IEEE Press, Hoboken (2010)

Fig. 7. Radiation pattern for ground station antenna


UAV Air-Ground Channel Ray Tracing Simulation Validation

Cesar Calvo-Ramırez1, Zhuangzhuang Cui2, Cesar Briso1, Ke Guan2, David W. Matolak3

Abstract— This paper provides a brief overview of air-ground(AG) channel models for low altitude Unmanned Aerial Vehicles(UAV) and a useful comparison between the results offered byray-tracing (RT) simulations and measurements for an openenvironment surrounded by suburban clutter. The results showthat there is a strong dependence of root-mean-square delayspread on the height of flight, and delay dispersion parametersremain constant above a certain height above the buildingaverage. Agreement between measurements and simulations isgenerally good, but less so at low heights. This implies that thepropagation mechanisms at low heights are more complicated,and therefore, more efforts on precise modeling of the three-dimensional (3D) environment and propagation mechanismshould be made in order to provide realistic UAV AG channels.

Index Terms— AG modeling, Channel Sounding, ray tracing,UAV, vehicular communication.

I. INTRODUCTION

Unmanned Aerial Vehicles (UAVs) began their devel-opment for military applications decades ago but it hasbeen recently when their use has been extended for civiland commercial applications in several sectors. Due to therapid growth of new applications and uses for UAVs it isnecessary to have high-rate and reliable Air-Ground (AG)communication links [1], mainly for the payload, which hashigher data rate requirements than control links. To helpenable communications under these conditions, it is fairlyimportant to obtain reliable low altitude channel modelswhich are currently scarce in the literature.

One method for modeling the AG channel is the use ofstatistical models. This approach requires extensive measure-ments that consume lots of manpower and material resourcesthat generally involve a great cost. Measuring over a widevariety of settings increases these challenges. AG channelmodeling at low height is complex to perform because it isonly feasible with small and medium UAVs – less than 25 kg– which limits the maximum payload weight. Thus, to carryout the measurements, portable equipment of low weight andsize is required. Unfortunately, most channel sounders areheavy and large, so it is necessary to customize the UAVportion of the sounder.

It is also possible to model the channel using a determin-istic approach with simulations based on ray-tracing (RT)simulator [2]. In spite of the complex task of modeling the

1 Departamento de Teorıa de la Senal y Comunicaciones, ETSIS deTelecomunicacion, Universidad Politecnica de Madrid, Madrid, Spain email:[email protected]

2 State Key Lab of Rail Traffic Control and Safety, Beijing JiaotongUniversity, Beijing, China email: [email protected]

3 Department of Electrical Engineering, University of South Carolina,Columbia, SC

scenario, this allows more versatility in exploring the effectsof objects in the environment, and is a very useful tool tomodel in difficult conditions. Nonetheless, it is necessary tovalidate RT results through comparisons with measurements.

The aim of this work is to validate the RT simulationfor a suburban environment by comparison with measure-ment results for a UAV in low-altitude vertical flight. Theremainder of this paper is organized as follows: Section IIdescribes the basic features of the environment and channelcharacteristics we consider. In Section III, we briefly describethe RT simulation and the measurement environment. SectionIV provides a summary of the test equipment, and themeasurement results, and in Section V we conclude.

II. PROPAGATION MODELING FOR LOW ALTITUDE UAV

The propagation for UAV to ground stations (GS) isinfluenced by the environment over which the UAV flies.Thus, the models will change not only with the height anddistance of flight but also with the environment [3]. We firstlist the components that can travel from transmitter (Tx) toreceiver (Rx) over the AG link:• When present, the direct Line of Sight (LoS) compo-

nent.• Multipath components (MPCs) in addition to the LoS

component. If no LoS component is present, only non-LoS (NLoS) components are received. We classify these”indirect” components into three types:

– Surface component, coming from the specular re-flection of the ground;

– Lateral MPCs, from the reflections of electricallylarge objects from the surroundings;

– Diffuse MPCs, often from scattering from differentsurfaces that spread the signal in a wide variety ofdirections.

A. Channel impulse response

The channel can be characterized as a linear time-variantsystem modeled by the channel impulse response (CIR)h(τ, t):

h(τ, t) =

N(t)∑

n=0

αn(t)ejφn(t)δ(t− τn). (1)

Equation (1) represents the sum of N resolvable MPCs withdifferent amplitudes αn, phases φn arriving with delays τn.The CIR is the output of the channel at time t due to anideal impulse input at time t − τ . As the UAV moves allthese parameters can change over time.

The power delay profile (PDP) provides the distribution ofthe signal power as a function of the propagation delay. ThePDP of the channel is found by taking the spatial average of|h(τ, t)|2 over a local area [4]. The PDP P (τ) is a widelyused function in both analysis and measurements.

B. Time dispersion parameters

An important parameter widely used for modeling timedispersion in wideband communications is root mean squaredelay spread (rms-DS) .

στ =

√∫∞0

(τ − τ)2P (τ)dτ∫∞0P (τ)dτ

(2)

The mean delay is given by

τ =

∫∞0τP (τ)dτ∫∞

0P (τ)dτ

(3)

III. TEST ENVIRONMENT AND RAY TRACINGSIMULATION

A. Environment Description

The scenario chosen is a suburban open environment, asshown in Fig. 1. The area is a mainly flat 5420 m2 sectionof grassy terrain with some nearby buildings and a few trees.There are also multiple large metal shipping containers onone side, several parked cars and a 4 m height metal fence,indicated in Fig. 2. The average height of the objects in thesurroundings is 13 m and the closest shipping containers areunder 7 m high. The buildings have heights up to 20 m. Thisscenario has been previously analyzed in [5], [6].

Fig. 1. Test environment. GS with receiver equipments.

Fig. 2. 3D view of the measurement field with main clusters candidates

The flight track chosen is vertical flight to allow us tomodel it as a function of height. The GS Rx is located in a

fixed position and before takeoff, the UAV (Tx) is located 85m away. The take off was with a constant ascending speedof 1 m/s until it reached 40 m altitude while it is measuring,then return to land. The complete trajectory is plotted in theFig. 2.

B. Ray-tracing simulation

The RT simulator was developed by Beijing JiaotongUniversity [7]. Recently, this RT simulator is extended toa high-performance computing (HPC) cloud-based platform(CloudRT). More details of this platform can be found in [2]as well as the website http://raytracer.cloud. Fig. 2 shows themodel for the test environment. The three-dimensional (3D)scenario with the objects including buildings, containers,and trees was simplified and modeled to resemble the realenvironment. In this scenario, the heights of buildings arerather low. In the 3D model, the locations of Tx and Rxare determined in accordance with real measurements. Thetransmitted signal characteristics were set to equal thoseof the measurements, described in the next section. Thetime resolution was set to 4 ns and the maximum detectiondelay was 2µs. In the RT simulations, the propagationmechanisms we account for are LoS, reflections up to 2nd-order, scattering, and diffraction.

Fig. 3. RT model for the test environment.

IV. CHANNEL SOUNDER MEASUREMENTS ANDVALIDATION

A wideband channel sounder was developed by TechnicalUniversity of Madrid for the AG measurements. Theseequipments use a narrow RF pulse technique as soundingmethod [8], and this allows to characterize the propagationchannel with a square shape of 8 ns RF pulse width.

A. Transmitter equipment description

The transmitter channel sounder is a portable 1 kg devicethat is carried by our hexacopter of 3 kg weight. The systemwas controlled and monitored with a 2.4 GHz link to theground station where the telemetry was received and stored.The flight track was linear ascent with a constant speedof 1 m/s up to 40 m high. The transmitter device wasconfigured to transmit pulses of 8 ns duration, which yieldsan approximate 250 MHz signal bandwidth between sincnulls. The pulse repetition period was set up to 2µs. Finally,the signal was amplified to a peak power of 31 dBm and

transmitted by RM-WHF linear wideband antenna with 3dBi gain. The radiation pattern of the antenna, together withthe structure of the UAV, has been measured at 3.9 GHzin an anechoic chamber in order to characterize the twoperpendicular planes — frontal view and lateral view— ofthe elevation plane. The pattern results are shown in Fig. 4.

-50 -40 -30 -20 -10 0-3-50 -40 -30 -20 -10 -3 0

-90

-120

-150

180

150

120

90

60

30

0

-30

-60

Fig. 4. UAV with transmitter antenna pattern.

B. Receiver equipment description

The same model of antenna was used at the Rx. Theantenna was located over a metal ground plane on the top ofa 1.5 m mast. The direction of polarization is vertical. Thechannel sounder receiver collects the pulsed signal which isaveraged, sampled and stored with a digital oscilloscope. Theparameters of the measurement testbed are listed in Tab. I

TABLE IMEASUREMENT SETUP

Parameter Measurement valueTx antenna RM-WHFTx Power 6.5 dBmBandwidth 250 MHzPulse Width 8 nsPulse Period 2 µsRx antenna MGRM-WHFAntenas Gain 3 dBiPDP averaged 50Samples per PDP 1 kSa/s

C. Results

The raw data from the measurements is in the form ofPDPs, which are post-processed in Matlab. In Figure 5, weshow the sequence of PDPs versus altitude. MPCs are visibleat delays less than approximately 100 ns at the lower altitudesdue to the lateral reflections from the local obstacles. There isalso a very weak MPC at delay approximately 1400 ns whenthe UAV altitude is between 20-30 m. In comparison withthe RT PDPs shown in Fig. 6, the measured LOS componenthas an irregular decrease at the lowest altitudes, possiblydue to the shadowing produce for the UAV body. The RTalso predicts the MPC at approximately 1400 ns, but witha much stronger amplitude, and for a much larger range ofaltitudes. This points to the need to refine some of the RTobstacle/environment parameter estimates.

Fig. 5. PDP for channel measurement.

Fig. 6. PDP for RT simulation.

The rms-DS results were calculated from the PDPs ac-cording to the aforementioned definition. As shown in Fig.7, the rms-DS remains approximately constant for bothmeasurements and RT results when the altitude is higher than15 m, comparable to the average building height. However,at lower altitudes, the behavior of rms-DS in measurement isdifferent from that in the RT simulation–as we would expectfrom Figures 5 and 6. As noted, deterministic models requirethe accurate description of the physical parameters of thematerials, and this is difficult to get for a complex environ-ment, hence these inaccuracies deteriorate the accuracy ofthe simulation [9].

Fig. 8 shows the simplified SketchUp model with rays.The sources of rays that consist of builgings, fences, andcontainers are marked by ellipses in the figure, which gives

0 5 10 15 20 25 30 35 40

Altitude (m)

300

400

500

600

700

RM

S D

S (

ns)

Ray tracing

Measurement

Fig. 7. rms-DS vs. altitude of UAV.

us an intuitive view about main scatterers in AG channel. Wecan find that the main candidate clusters in Fig. 2 are mainlyinlcuded in RT simulation, especially for large buildings andfences. However, the reason that the clusters in RT morethan in measurement is the blockage of trees which hard toaccurately model in RT simulation. In addition, the step valueof vertical flight play an important role in the detective ofclusters which may exist at a certain height so that the stepvalue error leads to the loss of clusters. From the source ofrays in geometry, the height of fences is 4 m, which leads tovarious reflections and scatterings when the UAV is in ultralow altitude. In like manner, we can seek out the dominantscatterer in AG channel for different altitude of UAV. Notethat due to the height range of the buildings is larger thanother scatterers, they have significant influence on multipatheffects in most altitudes.

In order to further reveal the multipath dispersion in thevertical dimension, Fig. 9 illustrates the variation of thenumber of rays for different propagation mechanisms as afunction of UAV height. The pattern of the total number ofrays follows that of the number of scattered rays for altitudes0-15 m, roughly the range of height of buildings. Above15 m, the total number of rays is dominated by diffractions[10]. Another observation is that the number of reflected raysmostly remains stable and small.

Fig. 8. Top view of simplified sketch up model with rays.

V. CONCLUSIONS

We have presented a comparison of RT simulations andmeasurements of a propagation channel for low altitudeUAVs, in a suburban type setting. The results clearly showthe dependence of the multipath propagation with the heightof the UAV, and the special influence of the environmentsurrounding the ground station. The use of a portable sounderinstalled on the UAV has allowed us to measure the channelresponse (which is PDP in this study) in this complexsuburban environment, and the measurements have beencompared with RT simulations. In general, RT simulationsshow reasonable accuracy, modeling the general behaviorand tendency of the channel with height. There are somedifferences in the results due to diffuse scattering, especially

0 5 10 15 20 25 30 35 40

Altitude (m)

0

20

40

60

80

100

120

Num

ber

of ra

ys

Total rays

Reflections

Scatterings

Diffractions

Fig. 9. Number of rays for different propagation mechanism vs. altitudeof UAV.

at very low altitudes (1-10 m). Thus, additional fine tuningof environment parameters in the RT simulator is required.Future work will involve such refinement, and possiblymore measurements for heights greater than 40 m, differentfrequencies, environments, and trajectories.

ACKNOWLEDGMENTThis work was developed under the framework of EN-

ABLING 5G TEC2014-55735-C3-2-R funded by the Span-ish Ministry of Economy and Competitiveness, and alsofunded by the Chinese Strategic International CooperativeProject of National key R&D Plan, 2016YFE0200200

REFERENCES

[1] D. W. Matolak, “Air-ground channels & models: Comprehensivereview and considerations for unmanned aircraft systems,” in 2012IEEE Aerospace Conference, IEEE, mar 2012.

[2] D. He, B. Ai, K. Guan, L. Wang, Z. Zhong, and T. Kuerner, “High-performance ray-tracing simulation platform and its application tomobile communications,” IEEE Communications Surveys & Tutorials,submitted 2017.

[3] D. W. Matolak, “3d air-x uav communications: Challenges and channelmodeling,” in Communication Technologies for Vehicles (J. MorenoGarcıa-Loygorri, A. Perez-Yuste, C. Briso, M. Berbineau, A. Pirovano,and J. Mendizabal, eds.), (Cham), pp. 3–15, Springer InternationalPublishing, 2018.

[4] T. S. Rappaport, Wireless communications: principles and practice.Upper Saddle River (New Jersey): Prentice-Hall PTR, 2nd ed., 2002.

[5] X. Cai, A. Gonzalez-Plaza, D. Alonso, L. Zhang, C. B. Rodriguez,A. P. Yuste, and X. Yin, “Low altitude UAV propagation channelmodelling,” in 2017 11th European Conference on Antennas andPropagation (EUCAP), IEEE, mar 2017.

[6] Z. Qiu, X. Chu, C. Calvo-Ramirez, C. Briso, and X. Yin, “Low altitudeUAV air-to-ground channel measurement and modeling in semiur-ban environments,” Wireless Communications and Mobile Computing,vol. 2017, pp. 1–11, 2017.

[7] K. Guan, Z. Zhong, B. Ai, and T. Kurner, “Deterministic propagationmodeling for the realistic high-speed railway environment,” in 2013IEEE 77th Vehicular Technology Conference (VTC Spring), pp. 1–5,June 2013.

[8] D. Demery, J. Parsons, and A. Turkmani, “Sounding techniquesfor wideband mobile radio channels: a review,” IEE Proceedings ICommunications, Speech and Vision, vol. 138, no. 5, p. 437, 1991.

[9] D. He, B. Ai, K. Guan, Y. Yang, L. Zhang, Z. Zhong, and A. Hrovat,“Significance analysis for typical objects in mmwave urban railwaypropagation environment,” in 2017 IEEE Globecom Workshops (GCWkshps), pp. 1–5, Dec 2017.

[10] M. Simunek, P. Pechac, and F. Perez Fontan, “Excess loss model forlow elevation links in urban areas for uavs,” Radioengineering, vol. 20,pp. 561 – 568, 09 2011.

Sonda de banda ancha para la caracterización del canal en...

Documents

Transcript of Sonda de banda ancha para la caracterización del canal en...