Laboratori de Circuits Electrònics (LCIR) · Circuits Electrònics (LCIR) José Antonio Soria...

Introducció:

Generalitats sobre Amplificadors

Mòdul 1

Laboratori de Circuits Electrònics (LCIR)

2/33Universitat Politècnica de CatalunyaJosé Antonio Soria PérezDepartament d’Enginyeria Electrònica

Objectiu del módul

Disseny i implementació d’un amplificador d’àudio

PreviEtapa deSortida

Alimentació

Pèrdues percalor

Baixa Potència

Alta Potència

Àudio

Amplificació en tensió Amplificació en corrent

Altaveu


Senyals

Generalitats:Contenen informació de l’activitat física que ens envolta (veu, imatge, dades del ambient, etc )Analitzar aquesta informació implica fer un processament determinat.El processament es realitza mitjançant sistemes electrònicsPer capturar la informació es necessiten sensors i/o transductors que fan la conversió de magnitud física a senyal elèctricEls transductors d’àudio són els micròfons

Representació circuital de senyals elèctricssR

+_( )tvs

Model de Thevenin

( )tvs

Senyal arbitrari

Temps (t)

( )tis sR

Model de Norton


Espectre freqüencial dels senyals

Determinar els paràmetres del senyal te molta importància en el disseny dels sistemes electrònics de processat. Però això no sempre és fàcilLa caracterització més comuna es l’espectre freqüencial que permet descriure els senyals d’un altra manera canviant temps per freqüència

Així és possible determinar la informació rellevant, mitjançant filtres

( )tvs

t

T

Vs

F

( )ωsv

Tπ2 ω

Vs

⎟⎠⎞

⎜⎝⎛=

TVv ss

π2sin

Represnetació freqüencialRepresnetació temporal

( ) ( )∫∞

∞−

−= dtetxX tjωω ·( )ωX( )txF

Funció matemàtica

( ) ( )∫∞

∞−

= ωωπ

ω deXtx tj·ˆ21

( )ωX ( )txF -1


Analògic Domini continu

El senyal analògic pren qualsevol valor en cada instant de temps. Es diu que presenta una variació continua sobre el rang d’activitat

Digital Domini discretNomés s’agafa el valor dels senyal en intervals de temps constats (vector).

El processament per ordinador requereix conversió analògic/digital (A/D) prèvia

Analògic vs. Digital

A/D Intern

x(n)=[x1, x2, ...xN]

x(t)

1 1 1 10 0 0 0 tA/D Extern


Funció: Incrementar la potència del senyal d’entrada

Necessitats

Guany definitFacilitat de dissenyLinealitat.- Absència de distorsió o deformació del senyal (excepte la seva amplitud)

Els amplificadors

( ) ( )txAtx io ·=vi(t) vo(t) vid(t) vod(t)

Single-ended (Unipolar) Diferencial

x1(t)+x2(t) xo(t) = A · (x1(t)+x2(t))A


El guany

Guany de tensió

Potència i corrent

El decibel és la magnitud més utilitzada

I

Ov v

vA =+_vI(t) vO(t)

iO(t)iI(t)

+

-

1Av

vO

vI

I

Lp P

PA = (Potència a la càrrega)(Potència d’entrada)

II

OO

iviv··

=I

Oi i

iA = ivp AAA ·=

Característica de transferència

AA dB ·log20)( =PL > PI

RL


Alimentació dels amplificadors

Per a que PL > PI és necessària que una font externa proporcioni energia al circuit

Rendiment

+_vI RL vO

+

-

V1

V2

V+

V-

I1

I2

+_vI RL

+

-

V+

V-

I1

I2vO

V1

-V2

2211 ·· IVIVPdc += JLIdc PPPP +=+⎩⎨⎧

<>

dcL

IL

PPPP (Amplificació)

(Rendiment)

( )%100·dc

L

PP

=η*PJ .- Pèrdues per efecte Joule


Saturació del amplificador

Desafotunadament, a la pràctica, tots els amplificadors estan limitats en el rang de voltatge de sortida

Rang de sortida

+− ≤≤ LvL O

Rang d’entrada

vI

v ALv

AL +− ≤≤


Polarització

A la pràctica, les característiques de transferència dels amplificadors presenten no linealitats de naturalesa molt diversaLa tècnica que s’utilitza per evitar el comportament lineal és la polarització que fa funcionar l’amplificador en un punt de treball (Q)

VO

vO

vI

L-

L+

t

vo(t)

vi(t)

Pendent = Av

+_vi(t)

V+

VI

+

-

+

-

vI vO = VO+ vo(t)Q

vo(t) = Av · vi(t)

QI

Ov dv

dvA =


Mesurant la no linealitat

A la pràctica, les no linealitats són bastant difícils d’evitar per molts que ens hi esforcem en la polarització, els paràmetres dels semiconductors discrets són bastant imprevisibles

La deformació d’un senyal es pot parametritzar mitjançant la seva distorsió harmònica (THD.- Total Harmonic Distortion)

VO

vO

L-

L+ vo(t)

vi(t)

Qω

|vi(jω)|

ω0

Vi

ω

|vo(jω)|

ω0

Vo

ω1 ω2

Vo1 Vo2

( )%100·...

0

222

21

o

onoo

VVVV

THD+++

=

vi(t) vo(t) = vo0(t)+vo1(t)+vo2(t)+...+von(t)

...


Models circuitals per Amplificadors. Impedàncies

Quan es treballa amb etapes amplificadores que tenen un gran nombre de dispositius actius és molt pràctic utilitzar models equivalents per al seu anàlisi

vo+--

+vi Ri

Ro

-

+Avo·vi vo

ii

Ri

Ro

-

+

Ais·ii -

+Rivi vo+-Ri

Ro

-

+rm·vi

ii

Ro

-

+

gm·vi

Amplificador detensió

Amplificador decorrent

Amplificador detransconductància

Amplificador detransresistència

io

vo

io

Les impedàncies Ri i Ro provoquen pèrdues de guany degut al acoblament

+--

+vi Ri

Ro

-

+Avo·vi

+-

io

vovs

RsoL

Lvo

i

ov RR

RAvvA

+=≡

si

isi RR

Rvv+

=( )( )sioL

iLvov RRRR

RRAA++

=·ˆ


Resposta freqüencial

La resposta freqüencial d’un amplificador es descriu mitjançant la funcióde transferència i la seva fase

Ample de banda.- Rang de freqüències del amplificador on el guany és constant

+_

Vi = Vi·sin(ωt)

vo = Vo·sin(ωt+φ)

( ) ( )( )ωω

ωi

o

VV

H =

( )( )

( )( )⎟⎠

⎞⎜⎝⎛

⎟⎠⎞⎜

⎝⎛

=

ωω

ωω

ϕ

i

o

i

o

VV

VV

arctgRe

Im

Funció detransferència

Fase

Ample deBanda

20·log H(ω)

ω1 ω2

ω

-3dB


Primeres reflexionsUn amplificador d’àudio és un sistema electrònic que mitjançant energia externa, incrementa la magnitud i intensitat o volum d’un senyal analògic de so. Això equival a maximitzar Av i Ai en el disseny.

No obstant, també s’han de tenir en compte altres especificacions de disseny, tant pel que respecta a la selecció dels elements necessaris (dispositius discrets i/o integrats) com el disseny dels elements passius del sistema:

Els guanys han de ser constants siguin quines siguin les condicions de funcionament

El rang de freqüències de funcionament és el que comprèn l’espectre de so. Ample de banda ≈ 5Hz-20KHz

Respectar les limitacions del dispositiu en quan als marges dinàmics per evitar la saturació i evitar, en la mesura del que sigui possible, les no linealitats. Disseny de la polarització.

Obtenir un bon balanç energètic. Rendiment elevat. Requisits de la font d’alimentació

Al connectar el sistema al altres elements (fonts de senyal d’entra, altaveus o altres etapes), el seu comportament no ha de quedar afectat per les impedàncies


Què tenim?Semiconductors discrets

Petit senyal i de potència

Transistors d’efecte camp (FET)Transistors bipolars (BJT)

Circuits integrats analògics

Amplificadors operacionalsDispositius especials

Tots ells es poden utilitzar en general tant per l’amplificacióde tensió com de corrent


JFETs, BJTs i ICs. ConsideracionsJFET

Són dispositius on l’amplificació és controlada per tensió vgsTenen un bon comportament relacionat amb les impedàncies i la resposta freqüèncialEn general, l’amplificació que es pot esperar d’ells és més aviat pobreBona estabilitat enfront a possible derives provocades pel medi ambientAplicacions: Acoblar impedàncies en l’amplficació prèvia, Fonts conmutades de potència

BJTSón dispositius on l’amplificació és controlada per corrent ibTenen un comportament pobre relacionat amb les impedàncies i la resposta freqüèncial. Són bons amplificadors (Guany elevat) però els seus dels seus paràmetres (guany, impedància, etc) són bastant inestablesEls de potència encara són pitjors respecte a impedàncies, resposta freqüencial i guany

Tots dos presenten no linealitats de grau divers que deformen els senyalsEls ICs funcionen millor però eleven el preu considerablement


ConclusionsEstà clar que no existeix el ‘semiconductor perfecte’Solució: Atacar els problemes de manera separada

Pre-amplificador

AlimentacióBaixa Potència

ÀudioAltaveu

Alta Potència

Blocs Funcionals


Blocs funcionals de l’amplificador monoestereo

Pre-amplificador:Acondicionament: JFET en ‘Font Comú’Amplificador de senyal: BJT en ‘Emisor Comú’Realimentació negativa

Etapa de potènciaSortida en configuració AB, amb reducció de crossover

vs vε Acondicio-nament Senyal

de sortida

voAmplificadorde senyal

Etapa depotènciaSenyal

d’entrada

Xarxa derealimentació

+-

vo1 vo2

vr


Especificacions

Nombre de canals 1Guany de tensió, Av≥ 100Guany de corrent, Ai≥ 1000Marge dinàmic Δvo ≈ 5VRang de freqüències: 30Hz-20KHz, tot i que no es realitzaran consideracionssobre el seu dissenyPotència de sortida, PL = 5-10WRendiment, η ≥ 60%Distorsió harmònica, THD < 1%, tot i que tampoc farem consideracions

vs vε Acondicio-nament Senyal

de sortida

voAmplificadorde senyal

Etapa depotènciaSenyal

d’entrada

Xarxa derealimentació

+-

vo1 vo2

vr

Módul 1:Etapes pre-amplificadores

Professor: José Antonio Soria Pérez

Assignatura: Laboratori de CircuitsElectrònics (LCIR)


Objectius

Al final d’aquest módul:

Aprendreu els conceptes bàsics que serveixen per dissenyaretapes amplificadores bàsiques mitjançant les especificacionsdel problema i les dades del full de caratcterístiques delscomponents (principalment BJT i JFET)

Haureu dissenyat i implementat el bloc pre-amplificador de l’amplificador de so, i també haureu comprovat el funcionament


Convencions

Durant el curs s’utilitzarà la següent convenció de les variables elèctriques del senyal

xC(t).- Components instantànies totals (AC+DC)XC(t).- Components contínues en el temps (DC)xc(t).- Components incrementals (AC). Normalment referit al valor eficaçXc.- Valors màxims respecte a la referència del senyal incremental (Valor de pic)

Cx

t

XC

xC

xc Xc


Acondicionament de senyal. Consideracions

La primera etapa ha de garantir l’adquisició del senyal de la font generadora

Característiques particulars necessàries:Garantir un marge de sortida (Δvo1) mínimImpedància d’entrada elevada (Disseny de Ri)Que tingui una bona resposta freqüencial

L’amplificació de tensió no és important en aquestafase del disseny

Com a dispositiu amplificador, el component mésadeqüat és el JFET


Els JFET’s (Junction Field Efect Transistor)

+

-vGS

vGS vDS

iD

iD= iS

+

-

vDS

IDSS

VP |VP|

vGS1

vGS2

vGS3

vGS4

1 2

3

Regió d’óhmica

Regió de saturació

Regió de tall

pGSDS

pGS

p

GSDSSD

VvvVv

VvIi

−>>

⎟⎠⎞

⎜⎝⎛ −=

2

1

Óhmica Saturació (Amplificació) Tall

pGS

D

G

Vvii

<==

00( )

pGSDS

pGS

p

DSDSpGS

DSSD

VvvVv

V

vvVvIi

−<>

−−= 2

2

2··2

D

G

S

D.- DrainG.- GateS.- Source


Etapa pre-amplificadora amb JFET en SC

Objectius:Disseny de l’etapaamplificadora

+

-

+ -

+ -

+

-vg

rg

ig

vi

Cp

Rp

Q1

Rd

VCCVCC

VCC

vo1

RS1

RS2

Cs

Cd

RL1

Especificacions:

Guany de tensió: |Av| ≥ 2Marge de vo1: Δvo1 = 2VImpedàncies:

Entrada: ZI ≥ 50KΩSortida: : ZO < 2KΩ

i

ov

v 1=

- Resistències- Bateria (VCC)

- Condensadors BW


Punt de treball Q (Anàlisi DC jω=0)

Rp

Q1

Rd

VCC

RS = RS1+ RS2

IDQ

+

-VDSQ+

-VGSQ

IGQ

iD

vDS

VGSQ

VDSQ

QIDQ

VGSQVp

vGS

Q (IDQ, VGSQ, VDSQ)( )

DQSGSQ

DSQDQsdcc

IRV

VIRRV

·

·

−=

++=

VCC

SaturacióPunt de treball

IDSS

sd

cc

RRV+

VCC

VCC

QGS

D

dvdigm =

pGSDS

pGS

p

GSDSSD

VvvVv

VvIi

−>>

⎟⎠⎞

⎜⎝⎛ −=

2

1


Marge de sortida (Anàlisi AC jω=∞)iD

vDS

VGSQ

VDSQ

QIDQ

21// SLd

dsd RRR

vi+

−=

VCC

Superposició (AC+DC)

+

-

vg

rg

ig

Rp

RS2

Rd // RL1

IDSS

id

+

-vds

⎩⎨⎧

+=+=

dsDSQDS

dDQD

vVviIi

21// SLd

DSDSQDQD RRR

vVIi

+

−+=

( ) ( )( ) ( )211

21

11

·2//·//

//

SLdDQo

SLd

LdpDSQo

RRRITallvRRR

RRVVÓhmicav

+=Δ+

−=Δ

Marges de sortida

|Vp|

ΔvDS(Óhmica) ΔvDS(Tall)

( )( ) ⎥

⎦

⎤⎢⎣

⎡

ΔΔ

=ΔTallvÓhmicav

vo

oo

1

11

,min


Petit senyal

+

-

vg

rg

ig Rp

L’anàlisi en petit senyal consisteix en considerar que el dispositiusemiconductor té un comportament (dinàmic) lineal en la zona d’amplificació quan Q varia lleugerament (Model linealitzat)

GS

D

G

S

D

S

rds

gm·vgs

+

-

vgs

Model dinàmic lineal del JFET Etapa K1 amb JFET en petit senyal

rds

gm·vgs

+

-

vgs

RS2

Rd RL1

vo1Zi1

Zo1

2

111 ·1

//·

S

Ld

i

ov Rgm

RRgmvvA

+−==

Guany de tensió (Av1) *rds →∞

pg

ii R

ivZ ==

11

Impedància d’entrada

Impedància desortida

do RZ =1


Disseny de l’etapa

Objectiu: Disseny de les ressistències i decidir el valor de la fontDades necessàries: Especificacions de disseny.

Av = 2, Δvo = 2Vp, ZI > 50kΩ, ZO < 2kΩEls paràmetres del JFET s’han de buscar al full de característiques

+

-

+ -

+ -

+

-vg

rg

ig

vi

Cp

Rp

Q1

Rd

VCCVCC

VCC

vo1

RS1

RS2

Cs

Cd

RL1


Punt de treball Q i gm

El punt de treball Q (VDSQ, IDQ i VGSQ) no són especificacions. No obstant, VDSQ condiciona el marge dinàmic i es dissenya mésendavant

Fixarem IDQ i calcularem VGSQ i gm

iD

VGSQ2Vp

vGS

IDSS

QGS

D

dvdigm =

IDQ

IDQ = 1.8mA2

1 ⎟⎠⎞

⎜⎝⎛ −=

p

GSDSSD V

vIi

DQQD Ii =

VGSQ2 = -4.36V VGSQ1 = -8.7V

⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛−−==

P

GSQ

P

DSS

QGS

D

VV

VI

dvdigm 1·2

= 1.7mA/V


Disseny de les resistències i VCC

RS

Rp

Q1

Rd

VCC

IDQ

+

-VDSQ+

-VGSQ

RS = RS1+ RS2

IGQ

VGSQ =- RS · IDQ RS = 2287Ω

RS1 = 2k2Ω, RS2 = 100Ω

RD

2

11 ·1

//·

S

Ldv Rgm

RRgmA+

=

Guany de tensió (Av1)

RD//RL1 = 1356ΩLDL

LLDD RRR

RRRR//

//−

+= = 1k9Ω

vDS

VGSQ

VDSQ

QIDQ

VCC

IDSS

|Vp|

VCC

RP

ZI > 50kΩ RP = 1MΩ

VDSmin = |VP| = 6.5V

VDSmin

VDSQ = VDSmin+ ΔvO = 8.5V

VCC = (RD+RS)·IDQ+VDSQ = 16V


Els BJT’s (Bipolar Juntion Transistor)iC

1 2

3vCE

IB1

IB2

γBEBE

SatCECE

BFECB

vvVv

ihii

=>

=>

)(

·,0

Saturació Activa (Amplificació) Tall

γBEBE

SatCECE

CB

vv

vvii

<

>==

)(

0,0

)(SatCECE

BEBE

FE

CB

Vvvv

hii

==

>

γ

Regió de saturació

Regió d’activa

Regió de tallIB3

IB4

C.- ColectorB.- BaseE.- Emitter

C

B

E

iCiB

iE

iE = iB + iC

+

vBE-

-

+

vCE

C

B

E

iCiB

iE

-

vEB+

+

-

vEC

NPN

PNP


Etapa amplificadora de senyal. Consideracions

Es el segon bloc, el qual, ha de ser capaç d’agafar el senyal acondicionat pel bloc anterior i amplificar la tensió

Característiques necessàries:Garantir un marge de sortida (Δvo) el màxim possibleImpedància d’entrada elevada (Disseny de ZIN)Resposta freqüencial

Amplificació de tensió (Av2) elevada

Com a dispositiu amplificador, el component mésadeqüat és el BJT de petit senyal


Eapa amplificadora amb BJT en EC

Objectius:Disseny de l’etapaamplificadora

Especificacions:

Guany de tensió: |Av2| ≥ 100Marge de vo1: Δvo1 = 5VImpedàncies:Estabilitat amb la temperatura

Entrada: ZI ≥ 4K7ΩSortida: : ZO < 2KΩ, RL2 ≥ 10KΩ

- Resistències

- Condensadors BW

+

-

+ -

+ -

+

-

VCC

VCC

vo1

Zo1

vi2

Cp

R1

R2

VCC

Rc

RE1

RE2

Ce

Cc

RL2

vo


Punt de treball Q (Anàlisi DC jω=0)iC

vCE

IBQ

VCEQ

ICQ

CCB

B

VRR

RV

RRR

·

//

21

2

21

+=

=VCC

Activa

Q (ICQ,IBQ, VBEQ, VCEQ)

Criteri d’estabilitat de Q

RB

Q2

Rd

+

-+

-VBEQ

IBQ

VCEQ

VB

VCC

VCC

VCC

RE

ICQ

Q

γBEBE

SatCECE

BFECB

vvVv

ihii

=>

=>

)(

·,0

( )( ) BEQBQEBB

CEQCQecCC

VIRRV

VIRRV

+++=

+⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛++=

·1

·11

ββ

( )1·

++

−=

ββ

EB

BEQBCQ RR

VVI

( )BEQB

EB

VVRR

>>+≈ 1·10 β


Marge de sortida (AC, jω=∞ )

vCE

IBQ

VCEQ

QICQ

VCC

iC

+

-

vo1

Zo1

ig

RB

RE2

Rc // RL2

+

-vce

icvo

22// ELc

cec RRR

vi+

−=⎩⎨⎧

+=+=

ceCEQCE

cCQC

vVviIi

( ) ( )SatvTallvv CECECE Δ=Δ=Δ

Màxima excursió de senyal

( ) ( )( ) ( )22

22

2)(

·2//·//

//

ELcCQo

ELc

LcSatCECEQo

RRRITallvRRR

RRVVSatv

+≈Δ+

−=Δ

Marges de sortidaΔvCE(Sat) ΔvCE(Tall)

VCE(Sat)

22// ELc

CECEQCQC RRR

vVIi

+

−+=


Anàlisi en petit senyal

+

-

vo1

Zo1

RB

Mateixes consideracions respecte al model en petit senyal que en el JFET. En canvi, no es pot considerar que es compleixen aquestescondicions per que el model sigui vàlid

BE

C

B

E

S

E

Model paràmetres híbrids

hfe ·ibhie

Rc

vo2

ZI2 ZO2

( )( )feEieBI hRhRZ ++= 1// 2 co RZ =

hfe·ib

ib

hieoeh

1

B

E

S

E

Model paràmetres π

gm·vberπ+

-

vbe goe

hie= rπhfe= gm·rπ

ib RE2 RL2 hoe= 0Ω-1

( )( ) ( )Bo

B

feEieBo

feLc

o

ov RZ

RhRhRZ

hRRvvA

++++−==

121

2

1

22 ·

1//·//

RE2 = 0, per tenir un guany Av2 considerable

Módul 1:Etapes pre-amplificadores

(Realimentació)




Objectius


Sabreu dissenyar circuits electrònics basats en etapes amplificadores realimentades

Comprendreu el paper significant que juga la realimentació en les aplicacions d’audio


Amplificadors realimentats

Conceptes bàsics:

En un amplificador el senyal x pot ser tant una tensió com un corrent elèctric.xo és el senyal de sortida que també és utilitzada per β per produir una mostra de la sortida (xf = β·xo)xε és el senyal d’error que es calcula comparant el senyal d’entrada xs amb el senyalde sortida mostrejat xf . El senyal d’error correspon a l’entrada del amplificador bàsicEl factor Aβ s’anomena guany de llaç (loop gain) i Af correspon al guany en llaç tancat(closed-loop gain)Si Aβ >>1, el guany del circuit realimentat queda determinat per la xarxa β(Af ≈ 1/β)

A+

β

-

xsFonto

Consigna

xε

xf

xo Càrrega

βAA

xxA

s

of +

==1


Correcció de linialitat. Sensibilitat

Si Aβ >>1, xf ≈ xs i, per tant xε= 0Com que xf és una mostra de la tensió de sortida, la realimentació té un efectecorrector en la sortida.Les no linealitats presents en A, desapareixen amb la realimentació gràcies a una xarxa β nomès formades per components passiusMenys sensible a les variacions del guany en llaç obert:

A+

β

-

xsFonto

Consigna

xε

xf

xo Càrrega

sf xA

Axβ

β+

=1

AdA

AAdA

f

f

β+=

11 El canvi en Af degut a variacions en paràmetres del circuit

és més petit respecte al canvi que es produeix en A


Extensió del ample de banda (BW)

( )L

ML ssAsAω+

=

Baixa freqüència Alta freqüència

( )H

HMH s

AsAω

ω+

=

ωH

A(s)

ω

AM

ωL

A(s)

ω

AM

( ) ( )( )sA

sAsAf ·1 β+=

( )

βωβ

·1

··1

M

LM

MLf

As

sAAsA

+++

= ( ) ( )( )βω

βωβ ·1

·1··1 MH

MH

M

MLf As

AAAsA

+++

+=

Realimentació

ω

|Af (jω)| Sense realimentació

Amb realimentacióβ·1 M

M

AA

+

AM

LM

LLf A ω

ωω+

=1 ( )βωω ·1 MHHf A+=

ωLf

AM

ωHfωHωL


Reducció de soroll

(S/N)f > (S/N)1

1) Sempre i quan es suposi que A2 està lliure de soroll

vs (Senyal)( )

N

S

vvNS =

A1+

vn (Soroll)

( )NSo vvAv += ·1

Sense realimentació:

Amb realimentació:

A1+

β

+ A2-vs (Senyal)

vn (Soroll)

( )N

Sf v

vANS 2=

( )β··1

1····21

121 AAvAvAAv NSo +

+=


Anàlisi d’etapes realimentades

El mètode sistemàtic d’anàlisi de circuits que més s’apropa a la fisolsofia matemàtica de diagrama de bloc és el mètode basat en QUADRIPOLS

Av1, i1

Quadripol+

-

v1 v2

i1

i1

i2

i2

Definició de quadripol

Diagrama de blocs +

-

v2, i2


Les quatre topologies bàsiques

A

β

+-

Rs

vs Rs

is

A

β

RL

+-

Rs

vs A

β

A

β

RLRL

RL

Rs

io

io

+

-vo

+

-vo

+- vf

+- vf io

io

ifif

ifif

+

-vε

+

-vε

iε

iε

ii

+vi

+vi

1 series-shunt

3 series-series

2 shunt-series

4 shunt-shuntiεii

iε

is


Quadripols A i β (I)Entrada

(Comparació)Corrent (shunt)

Sortida(Mostreig)

Corrent (sèrie)

Circuit Equivalent

(A i β)

Tensió (sèrie)

Tensió (shunt)

+

v1

-h12·v2

+

v2

-

h11

+ h21·i1

i1 i2

h22+

v1

-

g11

+

v2

-

+g12·i2

i1 i2g22

g21·v1

Tipusd’amplificador Tensió V/V Corrent A/A

Paràmetres [ ] ⎥⎦

⎤⎢⎣

⎡=⎥

⎦

⎤⎢⎣

⎡

2

1

2

1 ·vi

Hiv [ ] ⎥

⎦

⎤⎢⎣

⎡=⎥

⎦

⎤⎢⎣

⎡

2

1

2

1 ·iv

Gvi

Funcions detransferència i

of

o

fo

vvA

vv

vvA === ,,βε i

of

o

fo

iiA

ii

iiA === ,,βε


Expressions

[G]T+-

RS

vsRS

is

[H]T RL RL

io

+

-vo

ii

+

-vi

sèrie-shunt shunt-sèrie

[ ] [ ] [ ]βHHH AT += [ ] [ ] [ ]βGGG AT +=

( )( ) TTL

TS

T

T

s

o

hhghRhh

vv

12212211

21

−++−= ( )( ) TT

LT

ST

T

g

o

ggggggg

vi

12212211

21

−++−=

( )( )LT

ST

TT

ghRhhh

++ 2211

1221

( )( )LT

ST

T

ggggg

++ 2211

21

( )( )LT

ST

To

ghRhh

vv

++−=

2211

21

ε ( )( )LT

ST

To

ggggg

ii

++−=

2211

21

ε

)/(1212 VVhhvv T

o

f β≈= ( )AAggii T

o

f /1212β≈=

( )∞→

−=

sR

isri T

ZZ1( )

01

→−=

sRisri TZZ

( )0

1→

−=LRosri TZZ( )

∞→−

=LR

osro T

ZZ1

Topologia

Esquema

TAAf −

=1

Guany en realimentació

Guany de llaçT=-Aβ

Guany A

Realimentacióβ

Impedància d’entrada Zi

Impedància de sortidaZo


Quadripols A i β (II)

+

v1

-

i1

y11

y12·v2

y21·v1

y22+

v2

-

i2

Entrada(Comparació)

Corrent (shunt)

Sortida(Mostreig)

Tensió (shunt)

Circuit Equivalent

(A i β)

Corrent (sèrie)

Tensió (sèrie)

+

v1

-z12·i2

+

v2

-

z22z11

+ +

z21·i1

i1 i2

Tipusd’amplificador Transconductància Ω-1 Transresistència Ω

Paràmetres [ ] ⎥⎦

⎤⎢⎣

⎡=⎥

⎦

⎤⎢⎣

⎡

2

1

2

1 ·ii

Zvv [ ] ⎥

⎦

⎤⎢⎣

⎡=⎥

⎦

⎤⎢⎣

⎡

2

1

2

1 ·vv

Yii

Funcions detransferència i

of

o

fo

viA

iv

viA === ,,βε i

of

o

fo

ivA

vi

ivA === ,,βε


Expressions

[y]T+-

Rs

vsRs

is

[Z]T RL RL

ii

+

-vi

sèrie-sèrie shunt-shunt

[ ] [ ] [ ]βZZZ AT += [ ] [ ] [ ]βYYY AT +=

( )( ) TTL

TS

T

T

g

o

zzRzRzz

vi

12212211

21

−++−= ( )( ) TT

LT

ST

T

g

o

yygygyy

iv

12212211

21

−++−=

( )( )LT

ST

TT

RzRzzz

++ 2211

1221

( )( )LT

ST

T

gygyy

++ 2211

21

( )( )LT

ST

To

RzRzz

vi

++−=

2211

21

ε( )( )L

TS

T

T

g

o

ggggg

vv

++−=

2211

21

)/(1212 VVhhiv T

f

o β≈= ( )AAggii T

o

r /1212β≈=

( )∞→

−=

SR

isri T

ZZ1( )

01

→−=

sRisri TZZ

Topologia

Esquema

TAAf −

=1

Guany en realimentació

Guany de llaçT=-Aβ

Guany A

Realimentacióβ

Impedància d’entrada Zi

Impedància de sortidaZo

io

+

-vo

( )0

1→

−=LRosro TZZ ( )

∞→−

=LR

osro T

ZZ1


Anàlisi de circuits realimentats

Per aplicar el mètode sistemàtic de quadripols, és condicióNECESSÀRIA que les xarxes A i β compleixin la definició de quadripol. En cas contrari s’haurà d’utilitzarun altre mètode d’anàlisi sistemàtic.

Pasos a seguir:

1. Identificació de la topologia de realimentació i les xarxes A i β en l’esquema elèctric del circuit en PETIT SENYAL

2. Càlcul de les matrius [·]A i [·]β

3. Càlcul de [·]T i substitució dels paràmetres en les expressionsequivalents

Exemple: ⎥⎦

⎤⎢⎣

⎡+⎥

⎦

⎤⎢⎣

⎡=⎥

⎦

⎤⎢⎣

⎡ββ

ββ

2221

1211

2221

1211

2221

1211

hhhh

hhhh

hhhh

AA

AA

TT

TT


Realimentació (K1 i K2). 1er pas.

+ -+ -

+

-+

-

+ -+

-

vS

VCC

VCC

rS

vi

Cp

Rp

Q1

RS1

RS2

Rd

VCC VCC

Cp

Rf

Cd

vo1 R1

R2

Rc

RE1

RE2

Ce

Cc

RL2

vo

Identificació de topologia:• Comparació: sèrie (Tensió)• Mostreig: paral·lel (Tensió) • Paràmetres a utilitzar: H[·]

+

-

rS

vSRp

Q1

Q2

Rd /RB RE2Rc//RL2

vo

RfRS2

+- vf

+

-

vε

A

β

Circuit equivalenten petit senyal

A

β

rS

vS+-+ -vf

+

-vε

Rl

-

+vo

i

of

o

fo

vvA

vv

vvA === ,,βε

( )0

1→

−=sRisri TZZ

( )∞→

−=

LR

osro T

ZZ1


Quadripol β

β és clarament un quadripol. Generalment la majoria de les xarxes resistives ho són.

⎥⎦

⎤⎢⎣

⎡⎥⎦

⎤⎢⎣

⎡=⎥

⎦

⎤⎢⎣

⎡

2

1

2221

1211

2

1

vi

hhhh

iv

ββ

ββ

+

-

+

-

V1 V2

Rf

RS2

β

Rf

RS2

+-Vp

V2 = 0Ia

Ib

Rf

RS2

V1 = 0

+- Vp

Ia

IbIa = Ib Ia = Ib

+

v1

-h12·v2

+

v2

-

h11

+ h21·i1

i1 i2

h22

2

2

01

221

201

111

2

2

//

Sf

S

v

Sfv

RRR

iih

RRivh

+−==

==

=

=

β

β

202

221

2

2

02

112

1

1

1

Sfi

Sf

S

i

RRvih

RRR

vvh

+==

+==

=

=

β

β


Anàlisi de la xarxa A

En aquest cas, la xarca A no és quadripol, deguta que a l’entrada tenim un JFET

Calcularem A indirectament mitjançant un anàlisisistemàtic de Af. Com que:

Q1

RBRE2

+

-

vgs = vε

+

-

V2

A

G

S

G

S

vo1

Rd

gm·vgs

+

-

vgs

Ib

Ia

Ia ≠ Ib

βAA

vvA

s

of +

==1

Aquesta expressió ens servirà per equiparar els termesque identifiquen a A i β


Anàlisi sistemàtic de Af

Aprofitarem els paràmetres calculats de β

+

-

rS

vSgm·vε

+vε

h11

+h12·vo

i1

h21·i1 1 / h22

Movilitat de fonts de corrent

+

-

vf

-

vo

+

+

-

viRp

Rd

gm·Rd·vε RBRE2

vo

Rd

gm·vε

-RB

RE2 RL2

vo

vo1 Etapa2

Canvi Norton-Thevenin

vo1

( )( ) ( )⎪⎪⎩

⎪⎪⎨

⎧

++++−=

−==

Bd

B

feEieBd

feLcv

o

do

ov

RRR

hRhRRhRR

A

vv

RgmvvA

·1//

·//

··1

2

22

12

ε+( )( ) ( ) d

Bd

B

feEieBd

feLco RgmRR

RhRhRR

hRRvv ··

1//·//

2

2

++++=

ε


Anàlisi sistemàtic de Af (Cont)

+

-

rS

vSgm·vε

+vε

h11

+h12·vo

i1

h21·i1 1 / h22

+

-

vf

-

vo

+

+

-

viRp

Rd

gm·vε

-RB

RE2 RL2

vo

vo1 Etapa2

( )( )o

B

dB

feLc

feEieBd

d

vR

RRhRR

hRhRRRgm

v ···//

1//·

·1

2

2 ++++=ε

εvgmi ·1 =

( ) o

oi

vhvgmh

vhihvv

··1

··

1211

12111β

εβ

ββε

++=

=++=

( ) ( )( )B

dB

feLc

feEieBd

d

i

of

RRR

hRRhRhRR

Rgmgmhhv

vA++++

++==

··//

1//·

·1··1

1

2

21112ββ


Resum de Af

( ) ( )( )B

dB

feLc

feEieBd

d

i

of

RRR

hRRhRhRR

Rgmgmhhv

vA++++

++==

··//

1//·

·1··1

1

2

21112ββ

β·1 AAAf +

=β+

=A

Af 11

ββ 12h= ( ) ( ) ( )( )feEieBd

feLc

dB

Bd

hRhRRhRR

RRR

gmhgmRA

+++++=

1//·//

···1 2

2

11β

RE2= 0Ω. Desensibilització de A respecte a β Si Aβ >> 1, β1≈fA

( ) prISRI RTZZS

=−=→0

1 ( ) ( )2//1

2

SfcR

oSRo RRR

TZZ

L

+=−

=∞→

Módul 1:Etapes de sortida i

amplificadors de potència




Objectius


Adquirireu els coneixements teóric-pràctics que uspermetran comprendre el funcionament de les etapes de potència

Comprendreu el paper significant que juguen les etapes de potència, dins dels amplificadors ‘multi-etapa’, en aplicacionsd’àudio

Completareu tots els aspectes bàsics que fan referència alsamplificadors d’àudio


Panorama

Un amplificador de potència simplement és un amplificador amb una etapa de sortida d’alta potència

PreviEtapa deSortida

Alimentació

Pèrdues percalor

Baixa Potència

Alta Potència

Àudio

Amplificació en tensió Amplificació en corrent

Altaveu


Característiques generalsLa potència de sortida (POUT) es determina pel seu valor rms. “Wats musicals”

La impendància de sortida ha de ser petita i similar a la del altaveu (Principi de màxima transferència de potència)

Les etapes de sortida no treballen en petit senyal. Elsmodels dels dispositius en petit senyals no són aplicables

La linealitat segueix sent una especificació important

Els transistors de potència sacrifiquen guany (hFE) i impedància d’entrada per corrent de colector (iC)

Transferència de potència a l’altaveu ha de ser eficient. La potència disipada en el transistor incrementa la temperatura en la unió(Tj) i el pot destruir


Configuracions de sortidaLes etapes de sortida es classifiquen segons sigui l’interval de conducció del corrent de colector (iC) que resulti al aplicar un senyald’entrada

La classe A, B i AB s’utilitzen en etapes de sortida d’amplificadorsoperacionals, dispositius integrats i aplicacions d’àudio. La classeC s’utilitzen com amplificadors de RF i, per tant, no s’estudiaran

Les configuracions CC, EC i BC estan dintre de la categoria A

Classe A Classe B Classe AB Classe C

α = 360º α = 180º 180 < α < 270º α < 180º


Classe A

La configuració més habitual és el seguidor d’emisor. El colector comú s’utilitza a vegades si la potència requerida no és massa elevada

Seguidor d’emissor Colector Comú


Funció de transferència

BEIO vvv −=

Seguidor d’emisor format per Q1 que es polaritza mitjançant Q2.

En el semicicle positiu: ,

En el semicicle negatiu, el límit per la saturació de Q2:

però per això s’ha de cumplir que: . En cas contrari, el límit

negatiu el determina el tall de Q1:

satCECCO VVv 1max −=

satCECCO VVv 2min +−=

L

satCECC

RVV

I 2+−≥

LO RIv ·min −=


Formes d’onaTensió de sortida

Potència disipada Q1

Tensió colector emisor

Corrent de colector Q1


Formes d’ona (cont)

Consideracions:VCEsat és pràcticament negligible en etapes de potència ja que:

VCC >> VCEsat

vO pot variar aproximadament un rang doble a VCC (De –VCC a +VCC)

El corrent I determina el corrent de consum proporcionada per la font primaria de potència

ICC = I

La dissipació de potència instantànea ve determinat per:

pD1 = vCE1· iC1


Dissipació de potència BJT

Q1 dissipa la màxima potència instantànea (VCC·I) quan vO= 0La potència en Q1 depén de RL

Si RL →∞:

El corrent iC1 = I (ct) i la dissipació instantànea depèn de vO. El valor màxim succeeix quan vO = -VCC on vCE1 és màxima (vCE1 = 2·VCC )pD1màx = 2·VCC·I

Si RL → 0 (Condició de curt-circuit)

Una tensió positiva de vI provocarà un corrent elevat en RL

L’augment de dissipació en Q1 incrementa la temperatura en la unió(TJ) i pot destruir el transistor


Eficiència energètica

Definicions:

VLrms.- Tensió de sortida eficaç: ILrms.- Corrent de sortida eficaçPL.- Potència de càrregaPS.- Potència d’alimentació

Rendiment en la classe A

Rendiment màxim

Rendiment: S

L

PP

=η Potència deSortida: LrmsLrmsL IVP ·=

2L

LrmsVV =

LrmsLrmsL IVP ·= LL IV ˆ·ˆ21

=L

L

RV 2ˆ

21

=IVP CCS ··2=

S

L

PP

=ηIVR

V

CCL

L

··21ˆ

21 2

= ⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛=

CC

L

L

L

VV

RIV ˆ

·

ˆ

41

LCCL RIVV ·ˆ == ηmax = 25%


Conclusions de la Classe A

El rendiment màxim que es pot aconseguir en la classe A és, tan sols, el 25%

Com que és una xifra bastant baixa, no s’utilitza en aplicacions de potència elevada (Aplicacions de més de 1W)

En la pràctica, s’aplica un coeficient de seguretat perevitar la saturació de Q1 i la corresponent distorsió que provoca aquesta no linealitat

on K és el coeficient de seguretat [0-1]

Per tant, el rendiment sols ser realment d’un 10-20%

)1·(ˆˆPr KVV OàcticaO −=


Classe BSortida formada per dos transistors complementaris connectats de manera en que tots dos es reparteixen el cicle de treball (‘push-pull’):

EL transistor npn treballa en el cicle positiu de vI i el pnp en el negatiu

No requereix polarització dels transistors de potència. Això permet una millora substancial del rendiment ja que els BJT no consumeixen potènciade polarització, aumentant així el marge de treball.

Contrapunt: Presenta un THD elevat degut a la ‘banda morta’ que es produeix en l’intercanvi dels mode d’operació dels BJT (Crossover)

Etapa de sortida, Classe BConfiguració Push-Pull

Corrent de colector (iC)de la classe B


Funció de transferència

Si vI = 0, els dos transistors estan en la regió de tall i, per tant, vO = 0

En el cicle positiu, a mesura que vI incrementa, quan vI > 0.5V QN entra en activa i vO comença a seguir la tensió d’entrada:

El cicle negatiu té un comportament anàleg, amb la diferència de que QPés qui ara suministra el corrent a la càrrega:

BENIO vvv −=

EBPIO vvv +=


Formes d’ona

‘Bandamorta’

Crossover’Distortion

<iQN> = <iQP>

QNAct.

QNOff

VCC -VCC

<iQN> .- valor mig del corrent de colector de QN

QPOff

QPAct.

QNAct.

QPOff


Eficiència energètica

Per determinar el rendiment es necessari, en primer lloc, saber el consum de les fonts d’alimentació:

ICC = <iQN> = = = =

Corrent total d’alimentació: ICCT = 2·ICC = =

Consum total: PS =

La potència de càrrega: PL =

Rendiment:

Rendiment màxim: ( ), = 78.5%, PLmàx =

( )∫π

π

2

021 dttiQN ( )∫

π

π 021 dttiL ( )∫

π

π 0

sinˆ21 dttIL π

LI

πLI·2

L

L

RV·

ˆ2π

CCL

L VR

V·

ˆ2π

L

L

RV 2ˆ

21

CC

L

VV

4πη =

CCL VV ≈ˆ4maxπη ≈

L

CC

RV 2ˆ

21


Dissipació de potència BJT

En la classe B, la potència disspipada pels transistorsquan vO = 0 és zero.

PD = PS - PL =

Potència dissipada màxima:

Els dos transistors esreparteixen la potènciaque es dissipa:

PDNmax = PDPmax =

L

OCC

L

O

RVV

RV 2ˆ

21ˆ2

−π

0ˆ =∂∂

O

D

VP

⎪⎪⎩

⎪⎪⎨

⎧

=

=

L

CCD

CCPO

RVP

VVD

2

2

max2

2ˆmax

π

π

L

CC

RV

2

2

π


Reducció del ‘Crossover’

Una manera possible de reduir el THD consisteix en utilitzarla realimentació negativa

Com que i la realimentació fa que vε = 0, llavorens vI ≈ vO

En la pràctica, és necessari que el ‘SR’ = ∞. En cas contrari, la distorsió encara serà perceptible. Per això encara és méspràctic utilitzar la classe AB

vε vC

OI vvv −=ε


Alimentació unipolar

La classe B també es pot utilitzar amb una única fontd’alimentació, però requereix condensadors per desacoblarla component DC present als emisors dels BJTs

VCC

vI vO


Classe AB

Elimina el crossover polaritzant els dos transistors a un corrent DC IC(IQ)= IN = IP petit (10% ÎC ). Per aconseguir-ho s’aplica una polaritzacióVBB en els terminals de base de QN i QP

Implementació de VBB:

Díodes polaritzats mitjançant fonts de correntÚs de multiplicadors de VBE


Funcionament

VBB, s’agafa segons el corrent de polarització requerit (IQ.- quiscientcurrent). Per vI = 0 i vO = 0 apareix una tensió VBB/2 apareix en la unióbase-emisor de QN i QP

Per calcular VBB

Quan vI = 0, moment de canvi de conducció de QP a QN, IP encara éslleugerament superior a zero (IP ≥ 0)

TBB

VV

SQPN eIIii ·2·===


Funcionament (cont I)

Quan vI > 0, el potencial de base incrementa suficientment com per ferque la sortida segueixi l’entrada

Això provoca una circulació de corrent iL i, per tant, iN ha d’augmentarIBEN

BBIO vvVvv ≡−+=

2

LPN iii +=


Funcionament (cont II)

El increment en iN provocarà un aument de vBEN (per damunt de VBB/2 ), però com que VBB és un valor fixat, és produeix un decrement en iP

Demostració:

L’intercanvi de conducció entre transistors és suau i sincronitzat per VBB(El funcionament és anàleg a l’altre semicicle)

⎪⎪

⎩

⎪⎪

⎨

⎧

=

⎟⎠⎞

⎜⎝⎛=⎟

⎠⎞⎜

⎝⎛+⎟

⎠⎞⎜

⎝⎛

=+

2

ln2lnln

QPN

S

QT

S

PT

S

NT

BBBEPBEN

Iii

IIVI

iVIiV

Vvv

Producte Constant

Relació no lineal


Resum de la classe AB

El funcionament de la classe AB és similar a la classe B, amb la diferència de que tots dos transistors treballen en activa per valors petits de vI (vI < |vBE|)

Un dels BJT controla el intercanvi i, com que la transició és suau, el crossover queda eliminat. VBB/2 ≈ vBE

Els aspectes de potència, són similars a la classe B:

ηmax (classe AB) ≈ ηmax (classe B). La única diferència és que quan vI≈ 0, els transistors dissipen una potència PD = VCC·IQ

La impedància de sortida es redueix a mesura que ILaumenta

Es pot demostrar que: PN

TOUT ii

VZ+

=


Implementació de VBB: Díodes polaritzadorsVBB es genera fent passar un corrent de polarització (Ibias) a través d’unparell de diodes connectats als transistors

biasQ

EBPBENDBB

InIvvVV

··2

=+==

n.- Relació entre l’àrea de la unió d’emisor del BJTi l’àrea de la unió dels díodes (P.e: 1/3)

Nota de disseny: Quan l’etapa injecta correnta la càrrega l’increment de corrent a la base (de IQ/β a iL/β) ha de ser subministrat per Ibias

Inconvenients:

Interesa que n sigui el més petit possible, però això és difícil d’aconseguirPoca flexibilitat de disseny per a dispositius discretsSi vBE és constant i es produeix un aument de T, iN(P) aumenta. Això provoca un aument en la disspiació del BJT que el pot destruir (‘thermal runaway’)


Implementació de VBB: Multiplicador VBE

BJT alternatiu polaritzat per dues resistències i Ibias, implementa VBB multiplicant VBE1 per un factor K=1+R2/R1

1

1

RVI BE

R = ( ) ⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛+=+=

1

2121 1

RRVRRIV BERBB

VBE1 es determina agafant la porció de Ibiasque circula pel colector de Q1 (IC1)

RbiasC III −=1 ⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛=

S

CTBE I

IVV 11 ln

Els principals avantatges d’aquesta configuració són la sevaflexibilitat i la poca dependència de VBB respecte a variacions de IL


Variacions en la classe ABSón tècniques que serveixen per donar més protecció i millora a aquesta classe d’amplificadors de potència

Seguidor d’emisor

Compund devices

Protecció de curt-circuit

Protecció tèrmica (Thermal Shutdown)


Seguidor d’emisorAlta impedància d’entrada

Q1 i Q2 són transistors de petitsenyal

R3 i R4 són resistències de compensació i donen protecció térmica (thermalrunaway)

Realitzat amb tecnologia de IC’s permet implementar triming per compensar l’offsetde sortida

Pot implementar-se amb o sense amplificador operacional per millorar driver de sortida


‘Compund devices’Guany de corrent elevat (Equival a utilitzar un unic BJT amb β ≈β1· β2)

Configuració npn (Darlingnton) i pnp (Sziklai)

Resposta freqèncial pobre

Tendència a oscil·lar amb freqüencies de treball (ft) elevades


Short-circuit ProtectionProtecció davant un event accidental de curt-circuit a la sortida

Amb funcionament normal, Q5 està en tall i el corrent circula cap a la càrrega a trevés de Q1 i R5

Quan IL supera un cert valor (VBE5(act)/RE1) Q5 passa a activa, IC5 augmentaprovocant un decrement en IB1 i, conseqüentment, en IL

IL queda limitada (ILlim ≈ VBE5(act)/RE1) i, pertant, vOmax = ILlim·RL

El principal inconvenient es que la tensió VRE1,2 obliga a redissenyar VBB, però les resistències RE1,2 ofereixenprotecció davant del thermal runaway


Thermal ShutdownCircuit que sensa la temperatura i activa un BJT que treballa com interruptor quan s’excedeix un cert valorEl BJT es connecta de manera que absorbi literalmentel corrent Ibias Funcionament:

Q2 està desactivat (tall) en funcionament normal

L’efecte combinat del funcionament de Z1 i Q1 quanesdevé un augment de la temperatura, provoca un aument en IC1 que aumenta la tensió en la base de Q2i el satura

Connectat el colector de Q2 a la base del BJT de potència (QN), el talla evitant la seva destrucció

En la classe AB és nexessari un ThScomplementari per protegir els dos BJTs


BJT’s de potència. ConsideracionsDegut al tamany dels BJT de potència, alguns paràmetres d’aquestsdispositius varien significativament respecte als BJT de petit senyal

La relació iC – vBE presenta una constant n =2

β és considerablement petita (30-80) però pot arribar fins a 5

Són més lents. La save freqüència de treball (fT) és relativamentbaixa ja que Cμ i Cπ augmenten considerablement

ICBO i BVCEO són elevats

Molt baixa impedància d’entrada hie (10-40Ω)

La característica principal ve determinada per un corrent de colector Icmax elevat (del ordre de 100A) però això obliga a tenir presents les especificacions de dissipació de calor

TBE

Vv

SC eIi 2=


Dissipació de calor

Temperatura en la unió (TJ)

Els BJT’s de potència dissipen grans qüantitats de potència en forma de calor que fan augmentar TJ

Si TJ excedeix un valor crític (150ºC < Tjmax< 200ºC per als BJT fets de silici) el dispositiu queda danyat de manera permanent i irreversible

Resistència tèrmica (θJA)

Expressa l’increment de TJ per wat de PD que es dissipa i que es radia cap a fora del BJT desde la unió a la càpsula (junction-case) i desde la càpsula al medi ambient (case-ambient)

DJAAJ PTT ·θ=−


Potència dissipada vs Temperatura

Interesa que el valor de θJA sigui el més petit possible

El fabricant del dispositiu normalment especifica Tjmax per a una detarminada temperatura ambient (TA0 ≈ 25ºC), la potènciadissipada en aquest punt (PD0) i la resistència tèrmica (θJA) treballant al aire lliure (sense radiadors incorporats)

θJA dels BJTs de potència es pot reduir mitjançant radiadors

Adicionalment, alguns fabricantsproporcionan un gràfic que indica la potència que pot dissipar el dispositiusegons la temperatura ambient a la que està sotmésCondicions ambientals hostils (TAelevedes) limiten la potència de dissipació


Radiadors

θJA es pot expressar con una suma de resistènciestèrmiques en diferents parts del BJT

θJC es pot reduir encapsulant el dispositiu en una gran càpsula de metall (encapsulat TO3)

θCA es redueix considerablement utilitzant radiadors

CAJCJA θθθ += θJC .- Junction-Case thermal resistanceθCA .- Case-Ambient thermal resistance

( )SACSJCDAJ PTT θθθ ++=−

Fabricant deBJTs

Fabricant deradiadors


Exemple: Amplificador de 90W


Característiques

Etapa en classe AB (Q5 i Q6) amb reducció de crossovermitjançant multiplicador VBE (format per Q3)

Dues etapes: previ d’amplificació format per un ‘emisor comú’ (Q1) connecta amb l’etapa de potència mitjançant un seguidor d’emissor (Q2)Altaveu de 4Ω que pot soportar una potència Plef = 90W

Q4 forma una font de corrent (Ibias) que polaritza el transistor Q2 i el multiplicador VBE

R5 i R6 formen la xarxa β de realimentació (sèrie-shunt) que disminueix èl THD degut a la no linealitat dels transistors

Els condensadors tenen diferents funcions


La funció dels condensadorsC1 connecta la font de senyal d’entrada en AC i desacobla la sevacomponent DC

C2 modifica ZI de l’etapa en emisor comú curtcircuitant R3 (juntamentamb C4) però permet que aquesta intervingui en la polarització de Q1

C3 desconnecta R5 de la polarització de Q1 però habilita la realimentació juntament amb R6

C4 estabilitza la tensió d’alimentació tot derivant (o filtrant) el sorolld’alta freqüència a terra.

C5 connecta la sortida de l’etapa EC a l’entrada de l’etapa de potència

C6 desacobla la component DC (VCC/2) que hi ha en els extrems de les resistències de protecció R11,12 tot deixant passar la component en AC


Dades i consideracions de funcionament

Dades dels BJTs:

Transistors de petit senyal: β1 = ···· = β4 = 100; IS1 = ···· = IS4 = 20 fATransistors de potència: β5 = (β6) = 50; IS5 = ···· = IS6 = 2 pATemperatura en la unió: TJmax = 150 ºCResistències tèrmiques: θJC = 2.08 ºC/W, θCA = 70 ºC/W

Radiador:

Resistències tèrmiques: θCS = 1.85 ºC/W, θSA = ??

Polarització AB (Quiscent): IQ5 = IQ6 = 10% ÎO

Marge de seguretat de sortida: = 86% (VCC/2)

Multiplicador VBE: ICQ3 = 90% Ibias , Ibias = 10 mA

Díodes: VD = 0.6 V

OV


Càlculs de disseny

Alimentació i sortida:

Polarització Ibias

Guany de tensió: AF= vL / vI

[ ]

⎥⎦

⎤⎢⎣

⎡==→⎟

⎠⎞⎜

⎝⎛=

≈=→=

VVVVV

VRPVR

VP

LCC

CCL

LLLL

LL

6386.0

ˆ·22%86ˆ

27··2ˆ·2

ˆ 2

VI

IVVS

biasTBE 7.0ln4 =⎟⎟

⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛=

Ω=−

= 50448

bias

BEB

IVVR

Quiscient IQ i VBB

Multiplicador VBE

Quan vI= 0, IB5,6= 0

ARVII

L

LLQ 68.0

ˆ·1.0ˆ%·10 ===

VVVVV EBRBEBB 3.3·2 612,115 =++=

VRIV

VII

VVV

QR

S

QTEBBE

27.0·

38.1ln·2

12,1112,11

65

==

=⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛==

mAII biasCQ 9%903 ==

VVBE 7.03 = mAIR 1=

Ω== 70039

R

BE

IVR Ω=→⎟⎟

⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛+= 621 10

9

103 kR

RRVV BEBB271

5

56 =+

=≈R

RRAF β


Balanç energètic

Consum de corrent

Rendiment:

Pèrdues per calor:

AII LCC 15.2

ˆ==

π

WIVP CCCCCC 136· == %67=η

WPD 46= WPQ 236,5 =

WPL 90=Alimentació Sortida


Radiadors

Potència màxima disspiada pels BJTs de potència

Radiador necessari

Balanç de temperatures amb radiador θSA = 0.5ºC/W

CTCAJC

AJDQ

AWTTP

º35max

max6,5 6.1=

=+−

=θθ

max6,56,5 23 DQDQ PWP >= Destrucciódels BJTs!!

WCPTTSADQ

SACSJC

AJ /º07.16,5max ≤→≥

++− θ

θθθ

CTPT

CTPT

CTPT

CJCDQJ

SCSDQC

ASADQS

º137·

º89·

º5.46·

6,5

6,5

6,5

=+=

=+=

=+=

θ

θ

θ

Módul 2:Oscil·ladors i generadors de

senyal




Objectius


Comprendreu la utilitat dels oscil·ladors en molts delssistemes electrònics industrials

Sabreu dissenyar els oscil·ladors per les vostresaplicacions específques

Haureu implementat un generador de senyals, un temporitzador i un multivibrador


Per què els circuits oscil·ladors

Serveixen per generar senyals estàndar: sinusoide, quadrada, pols, etc.

Aquest senyals s’utilitzen en funcions complexesd’aplicacions industrials tant pel que respecta a l’electrònicaanalògica com digital:

Portadores de sistemes de comunicació

Circuits temporitzadors

Sistemes de test i mesura, tant per caracteritzar dispositiuselectrònics com la impedància de materials i teixit.

Dos grups de generadors. Segons forma d’ona de sortida o tecnologia de dispositius.


Classificació. Formes d’ona

Dos grups principalsGeneradors sinusoidals (Dos mecanismes de funcionament)

Oscil·ladors resonants.- Utilitzen una realimentació positiva amb un amplificador, una xarxa RC (o bé LC) selectora de freqüència i un mecanisme de control d’amplitut no lineal

Waveform shaping.- Utilitzen filtres per generar senyals sinusoidal a partir d’ones pulsants

Generadors d’ona pulsantCristalls de Quarz

Multivibradors: Astable, Monoestable i Biestable

Waveform shaping.- Rectificadors d’ona, detectors de pic, etc.

Els generadors sinusoidals tenen com especificacions importantsl’amplitut i freqüència mentre que en els pulsants, el duty cicle


Classificació. Tecnologia de dispositiuCircuits integrats específics: 555, Phased Locked Loop, etc.Amb amplificadors operacionals

Resonants:

Pont de Wien (WBO.- Wien-Bridge Oscilator)Desplaçament de fase (PSO.- Phase Shift Oscilator)Per quatratura (Quadrature Oscilator)

Waveform shaping

Amb filtres sintonitzats (AFTO.- Active-Filter Tuned Oscilator)Multivibradors biestable i astable

Transistoritzats (amb BJT i/o JFET)Resonants

Oscil·ladors LC: Colpitts, Hartley i Clap

Cristalls de quarz


Oscil·ladors resonants. Introducció

Per a que un determinat sistema esdevingui un oscil·lador (Af →∞) a una freqüència f0 el guany de llaç ha de ser unitari i la seva fasenul·la

AmplificadorAΣ

Xarxa selectorade freqüència β

xs = 0 xε

xf

xo+

+( ) ( )

( ) ( )ssAsAsA f β−

=1

Guany de llaç: ( ) ( ) ( )ssAsT β=

( ) ( ) ( ) º01000 ∠=≡ ωβωω jjAjT Condició per que hi hagi sortida finitaamb entrada nul·la

El criteri de Barhausen (o criteri d’oscil·lació)


Criteri d’estabilitat de l’ocil·lacióLa freqüència d’oscil·lació (ω0) està determinada per les característiques de fasedel llaç de realimentació (T(s)). Llaços on φ(ω) té característiques de ‘grao’tindrà una oscil·lació ω0 més estable que no pas un llaç amb una fase més lineal

Per una oscil·lació continuada a ω0, les arrels de l’eqüació característica han de tenir la forma s = ±jω0

ω0

φ

ω0

Δω0

Δφ

ωϕϕωd

dΔ

=Δ 0Si dφ/dω és elevat, un canvi de Δφ degutals componets no suposarà un gran canvien ω0

ω

|T(jω)|

ω

φ(ω)

( ) 20

21 ω+=− ssT

1

ω0

90º

-90º

0ω0


Altres necessitats

El criteri de Barkhausen nomès garanteix ocil·lacionsconstants dede un punt de vista matemàtic (teòric). A la pràctica és bastant difícil aconseguir una A·β = 1, clavat!!!

Tolerància de components, temperatura, … provoquen que A·β ≠ 1 amb una sortida del sistema nul·la (pols en el semiplà esquerre) o bé inestable (pols en el semiplà dret), però mai situada a l’eix

A més de la freqüència, l’amplitut és un altre especificacióimportant


Control no lineal de l’amplitut

Mecanisme que força a que A·β es mantingui a 1 amb l’amplitutdessitjada.

Control del valor de A segons el següent procès:

1.- Arrancada. A·β >1 (pols al semiplà dret) fins que la sortida arriba al nivell d’amplitut dessitjat

2.- Manteniment. La xarxa no lineal provoca canvis de guany que fan que A·β = 1 (pols a l’eix imaginari ,s=±jω) de manera permanent

Dos mètodes d’implementació

Circuits limitadors.Per variació de resistència. σ

jω

t = 0

-jω

-σ

t = t1t1>0

t = t1t1>0 t = 0


Circuits limitadors. Un apunt breu

vo

R4

Rf

+

_R1

D1

R2

R3

A

B

R5

D2

V+

V-

vi

vo

vi

L+

L-

1

4//R

RRf−Pendent =

1

3//R

RRf−Pendent =

1RRf−Pendent =

Dades importants:

Limit inferior:

Limit superior

DoA VRR

RvRR

RVv −=+

++

=32

2

32

3 ··

DoB VRR

RvRR

RVv =+

++

=54

4

54

4 ··

⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛+−−=−

2

3

2

3 1··RRV

RRVL D

⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛++=+

5

4

5

4 1··RRV

RRVL D


Pont de Wien

Disseny amb amplificador no inversor

AΣvi = 0 vε

vf

+

+

vo

RL

R

R C

C

( ) ( )( ) ( ) ( ) 1

13···2

=++

=+

==sRCs

RCs

AsZsZ

sZAAsT

sp

pβ

Zp

Zs

Criteri Barkhausen:

RC1

0 =ωFreqüència d’oscil·lació: Condició de disseny:

303=→=

− ARC

A

va

vo

RLR

R C

C

R2

R1

21

2 =RR

+

_

Condició de disseny:

Amplitut ??


Control d’amplitutFuncionament:

R2 i R1 es dissenyen de manera que el guanydel circuit no inversor provoqui que el sistema sigui inestable. Pols conjugats al semiplà dretperò molt aprop de l’eix d’ordenades A>3 (P.e. A = 3.03)

Quan vo arriba al seu valor màxim, la tanesióen b excedeix el valor que hi ha a v1 que depèn de la sortida:

D2 es posa a ON i la sortida queda limitada a un valor determinat per R5 i R6 al mateix tempsque els pols es mouen cap a l’eix d’ordenades

El funcionament és analeg per al límit negatiu

vo

R4

R

R C

C

R2R1

+

_

R3

R5

R6

V+

V-

v1

a

b

221 31

DoDb VvVvv +=+=

1

52 //1R

RRA += Semiplà esquerre

Valors màxims de sortida

D1

D2

65 RVv

Rvv bbO +

=− ( )[ ]

56

65max 2

3RR

VRVVRv DDo −

++=

43 Rvv

RvV oaa −

=− ( )[ ]

43

34min 2

3RR

VRVVRv DDo −

++−=


Activitat TEO 1a

vo

R4

R

R C

C

R2

+

_R1

R3

R5

R6

V+

V-

v1

a

b

D1

D2

Valors:

C = 16nFR = 10kΩR1 = 10kΩR2 = 20.3kΩR3 = R6 = 3kΩR4 = R5 = 1kΩ

Determineu els pols del llaç (Aβ), la freqüència d’oscil·lació(f0) i l’amplitut de sortida pic-a-pic (vop-p)


Activitat TEO 1b

vo

R

R C

C

R2

+

_R1 v1

Amb el que heu aprés, dissenyeu l’oscil·lador i el control d’amplitud (R3 i tensió dels diodes zener) per tal de tenir una freqüència d’oscil·lació f0 = 1KHz i una amplitud de sortida vomax = ±10V

R3Dz1 Dz2


Multivibradors

Circuit que genera una ona quadrada de nivells digitals, o bémodulada en amplitut (PWM.- Pulse Width Modulation)

Dos grups:

De funcionament continu (o oscil·lació lliure).- L’ona quadrada esgenera a partir de la pròpia font d’alimentació

Astable

De funcionament excitat.- Un senyal extern fa sortir al sistema del seuestat de repòs

Biestable.- Dos estats de repòs (0 i 1)Monoestable.- Un estat de repòs (0 ó 1)

Paràmetres: fo i amplada de pols (DT.- Duty Cicle)


Comparador amb histèresi.- Per evitar rebots i ‘glitches’

Dispositius seqüencials (Flip-Flop, memòries, etc)

-+

+-

R1 R2

vi

vo

vi

vo

VTL VTH0

L+

L-

++= L

RRRVTH

21

1

−+= L

RRRVTL

21

1

CCVLL =−= −+

+

-

vo

Senyal amb soroll (vi)

VTH

VTL

Sense histèresi

Rebots

Amb histèresi

t

t

D

QQ

Exemples de biestable


Dispositiu integrat que serveix per implementar aplicacionsbasades en multivibradors astables i monoestables

VersàtilDos comparadors, un flip-flop, un BJT que funciona com a interruptor

El circuit integrat 555

R

R

R

+-

+-

R

S Q

Q

Flip-Flop

VTH

VTL

Comp.1

Comp.2

Q1

100Ω

Threshold

Trigger

Discharge

Ground

Out

VCC Reset

Cntl


Temporització amb 555

Exemple de multivibrador monoestable

R

R

R

+-

+-

R

S Q

Q

Flip-Flop

VTH

VTL

Comp.1

Comp.2

Q1

100Ω

vO

VCC

R

C

C1 = 10nF

vC

vtrig

⎟⎠⎞⎜

⎝⎛ −=

−RC

t

CCC eVv 1

Càrrega de C a partir de t = t0

En t=T, vC = VTH = 2/3 VCC

T = RC·ln(3) = 1.1·RC

t

t

t

vtrig

vC

vO

VTH

TT es dissenya mitjançant R i C

t0

Desactivació en t = T

8 4

3

51

6

7

2


Dissenyeu el sistema per una temporització T = 10 seg

TEO 2a.- Disseny d’un temporitzador

R

R

R

+-

+-

R

S Q

Q

Flip-Flop

VTH

VTL

Comp.1

Comp.2

Q1

100Ω

vO

VCC

R

C

C1 = 10nF

vC

vtrig

8 4

3

51

6

7

2


Exemple de multivibrador astable

R

R

R

+-

+-

R

S Q

Q

Flip-Flop

VTH

VTL

Comp.1

Comp.2

Q1

100Ω

vO

VCC

Ra

C

C1 = 10nF

t

t

vC

Rb

8 4

1

7

( )

3

5

2

6

CRRt

THCbaeVv +

−

= ·

Tram: TL

vO

VTH

VTL

VCC

( ) ( )CRRt

TLCCCCCbaeVVVv +

−

−−= ·

Tram: TH

TH TL

TH = C(Ra+Rb)·ln(2) = 0.69·(Ra+Rb)C TL = C·Rb·ln(2) = 0.69·Rb·CHL

H

HLo

TTTDT

TTf

+=

+=

1


TEO2b.- Disseny d’un generador d’ona quadrada

R

R

R

+-

+-

R

S Q

Q

Flip-Flop

VTH

VTL

Comp.1

Comp.2

Q1

100Ω

vO

VCC

Ra

C

C1 = 10nF

Rb

8 4

1

7

Dissenyeu un generador de polsos. fo = 5KHz, DT = 0.4

3

5

2

6

Laboratori de Circuits Electrònics (LCIR) · Circuits Electrònics (LCIR) José Antonio Soria...

Documents

Transcript of Laboratori de Circuits Electrònics (LCIR) · Circuits Electrònics (LCIR) José Antonio Soria...