S.E.P. S.E.I.T. D. G . I. T.

CENTRO NACIONAL DE INVESTIGACIÓN

Y DESARROLLO TECNOL~GICO

cenidef APLICACIÓN DE UN MICROCONTROLADOR PARA LA ELIMINACI~N DE RESONANCIAS AC~STICAS EN LÁMPARAS DE ALTA PRESIÓN MEDIANTE LA IMPLEMENTACI~N DE TÉCNICAS DE MODULACI~N

EN FRECUENCIA

T. . E S I S

QUE PARA OBTENER EL GRADO DE MAESTRO EN CIENCIAS EN WGENIER~A ELECTRÓNICA

. P R E S E N T A :

MAGNOLIA BOTELLO MÁRQUEZ

DlRECTORES DE TESIS :

DR. MARIO PONCE SILVA

CUERNAVACA, MORELOS

0 3 - 0 3 1 4 JULIO 2003

S.E.P. S:E;I.T :':'

. . , , ',

CENTRO NACIONAL DE INVESTIGACI~N Y DESARROLLO TECNOLOGICO cenidet

AC.4DEMI.A DE LA MAESTRIA EN ELECTRÓNICA

FORMA R 1 1

ACEPTACION DEL TRABAJO DE TESIS

S.N.1.T

Dr. Jesús Arnoldo Bautista Corral Director del CENIDET Presente

At'n. Dr. Enrique Quintero Mármol Jefe del Depto. de Ingeniería Electrónica

Después de haber revisado el trabajo de tesis titulado: "Aplicación de un Microcontrolador para la Eliminación de Resonancias Acústicas en Lámparas de Alta Presión Mediante la Implementación de Técnicas de Modulación en Frecuencia", elaborado por el alumna Magnolia Botello Márquez, bajo la dirección de el Dr. Mario Ponce Silva y del Dr. Javier Correa GÓrnez, el trabajo presentado se ACEPTA para proceder a su impresión.

A T E N T A M E N T E

s. .A. P. CENTRO NACIONAL

C.C.D.:

DE INVESTIGACION Y DESARROLLO TECNOLOGICO D I R E C C I O K

/

Dr. Jaime E. Arau Roffiel / Subdirector Académico Dr. Gerard0 V. Guerrero Ramírez/ Pdte. de la Academia de Electrónica Lic. Olivia Maquinay Díaz /Jefe del Depto. de Servicios Escolares Expediente.

/5 “ N “

Cuernavaca, Mor., a 15 de julio del 2003.

Ing. Magnolia Botello Márquez Candidato al grado de Maestro en Ciencias en Ing. Electrónica P r e s e n t e

./ Después de haber sometido a revisión su trabajo final de tesis titulado: “Aplicación

de un Microcontrolador para la Eliminación de Resonancias Acústicas en Lámparas de Alta Presión Mediante la Implementación de Técnicas de Modulación en Frecuencia”, y habiendo cumplido con todas las indicaciones que el jurado revisor de tesis le hizo, comunico que se le concede autorización para que proceda a la impresión de la misma, como requisito para la obtención del grado.

’

Reciba un cordial saludo.

A t e n t a m e n t e

Márquez jefe del depto. de Electrónica

C.C.P. Expediente

Interior Internado Palrnira SiN, Col. Palmira. C.P. 62490, Cuernavaia. Morelos - Mexico Servicios Escolares: Ext. 107 y 108 eqrn@cenidet.edu.rnx

Dedico esta tesis

Por demás es que os levantéis de madrugada, y vayáis tarde a reposar y que comáis pan de dolores; pues que a su amado dará Dios el sueño (Salmo im).

Mi fuente de vida en todo momento

A mis padres: Elodia y Armando t

Por todo el amor que me han brindado. A mi mami por ser mi amiga incondicional.

A mis hermanos: Mundo, Mago, Bery, Mando, Chay, Alex y Ni.

Mis compañeros y amigos, con quien he compartido momentos felices de mi vida.

A mis sobrinas: Y a y y Daly

Casi mis hermanas pequeñas, con quienes he compartido bellos momentos.

Agradezco

A mis directores de tesis; Dr. Mario Ponce Silva y M.C. Javier Correa Gómez por permitirme desarrollar la tesis y tener confianza en mi

A mis revisores de tesis: Dr. María Cotorogea, Dr. Jaime Arau Roffiel y M.C. Pedro Sibaja Terán, por sus comentarios acerca de este trabajo que permitieron enriquecerlo más.

De manera muy especial, a las personas que me ayudaron con sus conocimientos y experiencia en el desarrollo de esta tesis: M.C. Javier Correa y M.C. Pedro Sibaja Terán.

A mi equipo maravilla y mis amigos inseparables: Alex, Sergio e Iván con quienes he compartido bellos momentos y siempre me han apoyado.

A mis compañeros de generación Los Magnolias: Iván, Ernesto, Josué Ornar, Josué, Octaviano, Tonatiuh, Alex, Sergio, Marving, Brian, Gerardo, Israel y Jorge.

A los iluminados: Mario, Efrén, Jaime, René y el big brother.

A mis amigos: Javier Correa y su esposa Miriam, Roger, Miguel, Anely, Paty, Iris, Irene, Anita, Marco, Sinuhé, Nancy, Horacio, Tano, Ricardo, Armando y Cristian gracias por su amistad.

A mis compañeros y amigos de casa: Dunstano, Ricardo, Armando y Christian,

AI personal de este centro que durante mi estancia me apoyo: Mayra, Don Román, Anita, Irma, Ohia, Adelina y la Sra. Ma. Elena.

A la Sra. Leonila Maya y familia por tratarme como un miembro más de su familia.

AI CONACYT y a la SEP por brindarme el apoyo económico para sostener mi estancia en este centro de investigación

Contenido

Contenido

Capitulo 1 Introducción

1.1 Antecedentes 1.1 . I Lámparas incandescentes

1.1.1 . I Lámparas no halógenas 1 .I .I .2 Lámparas halógenas

1.1 2.1 Lámparas de baja presión 1 . I 2.2 Lámparas de alta presión

1 .I .2 Lámparas de descarga

1.1.2.2.1 Lámpara de vapor de sodio alta presión 1 , I 2 2 . 2 Lámpara de vapor de mercurio con cubierta fluorescente 1.1 2.2.3 Lámpara de vapor de mercurio de halogenuros metálicos (LHM)

1.2 Encendido y estabilización de la corriente de descarga 1.3 Balastros

1.3.1 Balastros electromagnéticos 1.3.2 Balastros electrónicos

1.4 Resonancias acústicas 1.5 Justificación 1.6 Objetivos 1.7 Alcances y limitaciones

Capítulo 2 Implementación de la técnica de modulación en frecuencia en un microcontrolador

2.1 Conceptos de modulación 2.2 Modulación angular

2.3 Selección de la técnica a implementar

2.2.1 índice de modulación 2.2.2 Desviación de frecuencia

2.3.1 Modulación con señales periódicas 2.3.2 Modulación con señales no periódicas

2.4.1 Arquitectura interna 2.4.2 Diagrama de conexionado

2.5.1 Generación de la frecuencia central

2.4 Microcontrolador

2.5 lmplementación de la tecnica de modulación en el microcontrolador

1

1

1 1 2 2 3 4 5 5 6 7 8 9

10 10 12 17 18 19

21

21 22 23 24 24 25 26 27 29 30 31 31

1

Contenido

2.5.2 Generación del patrón de modulación con una señal triangular 2.5.3 Generación de intervalos de tiempo

Capítulo 3 Diseño e implementación del balastro

3.1 Etapa del inversor 3.1 , I Parámetros característicos de un inversor 3.1.2 Topologías de inversores

3.1.2.1 Inversor push-pull 3.1.2.2 Inversor clase D 3.1.2.3 Inversor medio puente 3.1.2.4 Inversor puente completo 3.1.2.5 Inversor clase E

3.1.3 Criterios de selección 3.2 Etapa del tanque resonante

3.2.1 Selección de la configuración 3.2.2 Análisis y diseño del tanque resonante LCC

3.3 Simulación 3.4 Diseño del sistema basado en un microcontroladoi 3.5 Implementación del prototipo

Capítulo 4 Resultados experimentales

4.1 Metodología de pruebas 4.2 Pruebas sin aplicar modulación

4.2.1 Sistema operando a 80 kHz 4.2.2 Sistema operando a 60 kHz

4.3.1 Sistema operando a 80 kHz 4.3.2 Sistema operando a 60 kHz

4.4 Prueba con modulación en lazo cerrado 4.4.1 Sistema operando a 80 kHz 4.4.2 Sistema operando a 60 kHz

4.3 Pruebas con modulación en lazo abierto

Capítulo 5 Conclusiones y trabajos futuros

5.1 Conclusión 5.2 Trabajos futuros

Referencias I,

II Bibliografía

35 36

39

39 39 41 41 41 42 42 43 43 45 45 47 52 54 56

59

59 60 60 61 62 64 74 86 88 89

93

93 96

97

99

.. 11 I

I

Contenido

Anexo 1 Programa en lazo abierto A l - I

Anexo 2 Programa en lazo cerrado A2-1

Anexo 3 Microcontrolador PIC 16F876 A3-1

Anexo 4 Lista de figuras A4-1

Anexo 5 Programa en matemática del tanque resonante LCC A5-1

... 111

Capítulo 1

In trod ucción

La importancia de la iluminación a nivel mundial es amplia ya que alrededor del 25% de la energia eléctrica la consume esta aplicación; razón por la cual es importante la eficiencia en este ámbito. Los desarrollos en la tecnología de las lámparas han dado lugar a lámparas con mayor eficiencia, con un rendimiento mejorado en color y con una vida más prolongada, Io que las hace más atractivas para muchas aplicaciones.

Los desarrollos en los balastros electrónicos han producido balastros que proporcionan un funcionamiento sin efecto estroboscópico, una vida mayor, un menor tiempo de encendido, y son ligeros, compactos, con alto factor de potencia y bajos niveles de interferencia electromagnética, etc. Sin embargo el desarrollo de balastros electrónicos para lámparas de descarga se ha visto limitado por el problema de resonancias acústicas que se presenta al trabajar estas lámparas en alta frecuencia (>20kHz), una de las soluciones a este problema es la modulación en frecuencia.

En este capitulo se presenta la descripción de los diferentes tipos de lámparas de descarga, sus caracteristicas y aplicaciones; se analiza el proceso de la descarga y se presentan algunos conceptos básicos sobre balastros la función que deben cumplir, as¡ como una comparación entre los balastros electromagnéticos y los balastros electrónicos. Finalmente, se menciona una descriDción del fenómeno de resonancias acústicas.

1 .I Antecedentes Una de las soluciones para mejorar la eficiencia en los sistemas de iluminación son las lámparas de descarga. En comparación con las lámparas incandescentes, éstas tienen numerosas ventajas entre las que destacan:[9] adaptación en interiores, menor disipación de potencia en calor, mayor vida útil, menor consumo de potencia, etc. Además las lámparas de descarga pueden ser manejadas por balastros electrónicos con los que es posible corregir el factor de potencia y disminuir la distorsión armónica, por Io que facilita el mejor aprovechamiento de la energia eléctrica.

1 .I .I Lámparas incandescentes Las lámparas incandescentes basan su principio de funcionamiento en la termorradiación el cual consiste en pasar una corriente eléctrica por un filamento hasta que este alcanza una temperatura tan alta que emite radiaciones visibles por el ojo humano. Para evitar la combustión del filamento, se rodea con una ampolla de vidrio a la que se le ha hecho el vacio o se ha rellenado con un gas inerte.

1

I! Capitulo 1

Lámparas con gas

Eficacia luminosa de la lámpara 10-20 lmNV Duración 1000 horas Pérdidas de calor Convección y radiación

Temperatura del filamento 2500 OC

Las ventajas que estas lámparas presentan son: buena reproducción crornática de los colores, amplia variación de la intensidad luminosa, sencillas y económicas, su gran desventaja es que gran parte de la energia se disipa en calor.

Existen dos tipos de lámparas incandescentes: las que contienen un gas halógeno en su interior y las que no Io contienen:

11

1 .I .I . I Lámparas no halógenas I!

Entre las lámparas incandescentes no halógenas se pueden distinguir las que se han llenado con un gas inerte (Argón), de aquellas en que se ha hecho el vacío en su interior. La presencia del gas inerte supone un notable incremento de la eficacia luminosa de la lámpara dificultando la evaporación del material del filamento y permitiendo el aumento de la temperatura de trabajo del filamento. Las lámparas incandescentes tienen una duración normalizada de 1000 horas, una potencia entre 25 y 2000 W y unas eficacias entre 7.5 y 11 lmM, para las lámparas de vacio y entre 10 y 20 para las llenas de gas inerte. En la actualidad predomina el uso de las lámparas con gas inerte, reduciéndose el uso de las de vacio a aplicaciones ocasionales en alumbrado general con potencias de 40 W. En la Tabla 1-1 se muestran las características de las lámparas no halógenas. 131

Lámparas de vacio 2100 o c

7.5-1 1 ImM, 1000 horas Radiación

1 .I .I .2 Lámparas halógenas .I1

En las lámparas incandescentes normales, con el paso del tiempo, se produce una disminución significativa del flujo luminoso. Esto se debe, en parte, al ennegrecimiento de la ampolla debido a la evaporación de partículas de wolframio del filamento y su posterior condensación sobre la ampolla.

Tienen una eficacia luminosa de 22 lmlW con una amplia gama de potenLias de trabajo (150 a 2OOOW) según el uso al que estén destinadas. Las lámparas halógenas se utilizan normalmente en alumbrado por proyección y cada vez más en iluminación doméstica.

En la Tabla 1-2, se muestran las características de duración de las lámparas incandescentes y sus aplicaciones generales. [3,101.

l i i

$11

// li

2

Capitulo 1

Caracteristicas de duración Tabla 1-2 Caracteristicas de dur

Aplicaciones

No halógenas 1000 horas las lámparas estándar 2000 horas las lámparas reflectoras

Halógenas

. interiores

vida media de 2000 horas 3000 horas en lámparas de baja tensión

altos niveles de iluminación en interiores

1 .I .2 Lámparas de descarga Las lámparas de descarga constituyen una forma alternativa de producir luz de una manera más

eficiente y económica que en comparación de las lámparas incandescentes. Por eso, su uso es tan extendido hoy en día. Las lámparas de descarga basan su funcionamiento en la luminiscencia. La luz emitida se consigue por excitación de un gas sometido a descargas eléctricas entre dos electrodos, estas descargas provocan un flujo de electrones que atraviesa el gas (Figura 1-1). Según el gas contenido en la lámpara y la presión a la que este sometido se tendrán diferentes tipos de lámparas cada una de ellas con sus propias caracteristicas luminosas.

, =Corriente=

’ Electrodo1 Tubo de descarga

Red /-7

1

W Figura 1-1. Esquema de la lámpara de descarga

Las lámparas de descarga se pueden clasificar según el gas utilizado (vapor de mercurio o vapor de sodio) o la presión a la que se encuentre (alta o baja presión).

Lámparas de vapor de sodio:

I . lámparas de vapor de sodio a baja presión 2. lámparas de vapor de sodio a alta presión

Lámparas de vapor de mercurio:

1, lámparas de vapor de mercurio a baja presión 2. lámparas de vapor de mercurio a alia presión

3

I1 Caoitulo 1

Vapor de sodio (baja presión)

Las lámparas de vapor de mercurio a alta presión 'se pueden dividir en:

I. lámparas de vapor de mercurio alta presión 2. lámparas de halogenuros metálicos

En la Tabla 1-3 se muestra una breve descripción de las características de duración de las lámparas de descarga y sus diferentes aplicaciones [9]

vida media 15 O00 horas.

Tabla 1-3 Caracteristicas de duración y aplicaciones gi Lámpara de descarga I Caracteristicas de duración.

Vapor de sodio (alta presión)

vida media entre 20 O00 y 24 O00 horas.

Vapor de mercurio (baja presión)

. vida media 10 O00 horas.

Vapor de mercurio (alta presión)

leiales de las lámparas de descarga Aplicaciones

constituyen una solución eficaz y económica

vida media 24 ooo hrs

en alumbrado público de puentes, cruces ferroviarios y en todo lugar donde sea necesario obtener el máximo flujo luminoso con el menor consumo de energia, sin ninguna exigencia de reproducción cromática

alumbrado público estacionamientos grandes áreas

depósitos industriales interiores efectos decorativos centros comerciales alumbrado público areas deportivas filmaciones y transmisión por TV color en industria se está acentuando el uso en sectores donde se requiere una buena calidad de luz

fachadas I1

II

La vida de las lámparas de descarga depende de la duración de los electrodos. La principal desventaja es que requieren de un elemento auxiliar para su funcionamiento.

1 .I .2.1 Lámparas de baja presión

Las lámparas fluorescentes son lámparas de vapor de mercurio a baja presión (0.8 Pa). En estas condiciones, en el espectro de emisión del mercurio predominan las radiaciones ultravioletas en la banda de 253.7 nm. Para que estas radiaciones sean útiles, se recubren las paredes interiores del tubo con polvos fluorescentes que convierten los rayos ultravioletas en radiaciones visibles. La duración de estas lámparas se sitúa entre 5000 y 7000 horas. El rendimiento en color de estas lámparas varia 80 y 90. Para limitar la corriente que atraviesa el tubo de descarga utilizan el balastro

I.

II 4

Capitulo 1

y para el encendido existen varias posibilidades que se pueden resumir en arranque con cebador o sin él. En el primer caso, el cebador se utiliza para calentar los electrodos antes de someterlos a la tensión de arranque. En el segundo caso tenemos las lámparas de arranque rápido en las que se calientan continuamente los electrodos y las de arranque instantáneo en que la ignición se consigue aplicando una tensión elevada.

1 .I .2.2 Lámparas de alta presión

Dentro del clasificación de las lámparas de descarga se encuentran las lámparas de alta presión. Bajo el nombre de lámparas de alta intensidad de descarga (LAID), se incluyen las lámparas de vapor de mercurio y vapor de sodio de alta presión. Los dos tipos de lámparas se diferencian en varias caracteristicas tales como: tensiones de encendido, eficacia luminosa, gas de llenado, reproducción cromática del color, etc.

1 .I .2.2.1 Lámpara de vapor de sodio alta presión

Las lámparas de vapor de sodio a alta presión (Figura 1-2), tienen una distribución que abarca casi todo el espectro visible proporcionando una luz blanca dorada mucho más agradable que la proporcionada por las lámparas de baja presión.

La consecuencia de esto es que tienen un rendimiento y capacidad para reproducir los colores mucho mejores que la de las lámparas a baja presión (indice de rendimiento de color IRC 30, aunque hay modelos de 65 y 80). No obstante, esto se consigue a base de sacrificar eficacia; aunque su valor que ronda los 130 lmNV sigue siendo un valor alto comparado con los de otros tipos de lámparas.

La vida media de este tipo de lamparas alcanza las 24 O00 horas y su vida útil entre 8000 y 12000 hrs. En su interior hay una mezcla de sodio, vapor de mercurio que actúa como amortiguador de la descarga y xenón que sirve para facilitar el arranque y reducir las perdidas térmicas. El tubo esta rodeado por una ampolla al vacío. La tensión de encendido de estas lámparas es muy elevada y su tiempo de arranque es muy breve. La luz es predominantemente amarilla y necesitan de un equipo auxiliar para su funcionamiento.

Este tipo de lámparas tienen muchos usos posibles tanto en iluminación de interiores como de exteriores. Algunos ejemplos son en iluminación de naves industriales, alumbrado público o iluminación decorativa, estacionamientos, grandes áreas, fachadas, parques, depósitos industriales

‘.Y Figura 1-2. Lámparas de vapor de sodio alta presión

5

Capitulo 1

Las lámparas de vapor de mercurio de alta presión se puede dividir en dos tipos: las lámparas de vapor de mercurio con cubierta fluorescente y las lámparas de halogenuros metálicos como se muestran en las Figuras 1-3 y 1-5 [2].

1 . I .2.2.2 Lámpara de vapor de mercurio con cubierta fluorescente

El principio de funcionamiento de la lámpara de vapor de mercurio es la radiación de la descarga en vapor de mercurio, a medida que aumentamos la presión del vapor de mercurio,en el interior del tubo de descarga, la radiación ultravioleta caracteristica de la lámpara a baja presión pierde importancia respecto a las emisiones en la zona visible (violeta de 405 nm, azul 436 nm, verde 546 nm y amarillo 579 nm) [3].

En estas condiciones la luz emitida, de color azul verdoso, no contiene radiaciones rojas. Para resolver este problema se añaden sustancias fluorescentes que emitan en esta zona del espectro. De esta manera se mejoran las caracteristicas cromaticas de la lámpara con indices de rendimiento en color de 40 a 60 normalmente. La eficacia oscila entre 50 y 60 ImNV y aumenta con la potencia, aunque para una misma potencia es posible incrementar la eficacia añadiendo un recubrimiento de polvos fosforescentes que conviertan la luz ultravioleta en visible. La vida útil en estas lámparas es de 12,000 a 24,000 horas.

Los modelos más habituales de estas lámparas tienen una tensión de encendido entre 150 y 180 V que permite conectarlas a la red de 220 V sin necesidad de elementos auxiliares. Para encenderlas se recurre a un electrodo auxiliar próximo a uno de los electrodos principales queioniza el gas inerte contenido en el tubo y facilita el inicio de la descarga entre los electrodos principales, a continuación se inicia un periodo transitorio de unos cuatro minutos, caracterizado porque la luz pasa de un tono violeta a blanco azulado, en el que se produce la vaporización del mercurio y un incremento progresivo de la presión del vapor y el flujo luminoso hasta alcanzar los valores normales. Si en estos momentos se apagara la lámpara no seria posible su reencendido hasta que se enfriara, puesto que la alta presión del mercurio haría necesaria una tensión de ruptura muy alta.

Los valores reducidos de reproducción cromática limitan su uso a lugares donde la exigencia en ese aspecto no sea relevante. Se aplican fundamentalmente en alumbrados. de calles y naves industriales

Figura 1-3. Lámpara de vapor de mercurio con cubierta fluorescente

6

Capitulo 1

1.1.2.2.3 Lámpara de vapor de mercurio de halogenuros metálicos

Las lámparas de halogenuros metálicos son uno de los tipos de lámparas de alta intensidad de descarga con mayor eficiencia y producen una luz blanca azulada, ya que en si son lámparas de mercurio solo que se les agrega halogenuros de tierras raras para conseguir mejores rendimientos luminosos y cromáticos. Se usan principalmente en ambientes industriales y centros comerciales.

El tubo de descarga es de cristal de cuarzo, con electrodos de wolframio en sus extremos; el tubo contiene vapor de mercurio, argon y algún halogenuro metálico. Su estructura es similar a la lámpara de mercurio pero con la adición de las sales metálicas. Aunque las lámparas de halogenuros metálicos son muy similares a las lámparas de mercurio de alta presión, existen diferencias que se pueden observar al revisarlas con mayor detalle. Por Io regular el tubo de descarga es de menor tamaiio en potencias equivalentes, además pueden tener un reflector para aumentar la temperatura en la terminal del tubo de descarga para asegurar que los halogenuros se vaporicen. Debido a que está lámpara opera a temperaturas más elevadas la lámpara requiere hasta 15 minutos para enfriarse. Para su encendido requiere de pulsos de tensión, los cuales pueden ser de 1.5 a 5 kV, pero si se desea re-encenderla sin que se enfrie es necesario aplicar pulsos de tensión de hasta 35 kV.[3]

a) Funcionamiento

El principio de funcionamiento de estas lámparas es la radiación electromagnética que se produce por una descarga eléctrica dentro del gas de relleno a una presión relativamente alta. La descarga se produce entre los electrodos y su función es emitir electrones que serán acelerados por el campo electric0 produciendo colisiones entre electrones y átomos del gas generando la radiación. Dicho gas contiene diversos aditivos metálicos, generalmente en forma de yoduro.

Si se añade en el tubo de descarga yoduros metálicos (sodio, talio, indio, etc.) se consigue mejorar considerablemente la capacidad de reproducción de color de la lámpara de vapor de mercurio. Cada una de estas sustancias aporta nuevas líneas al espectro (por ejemplo amarillo el sodio, verde el talio y rojo y azul el indio).

1 ,~ ~~ ~ _......_..__i_...̂ -....... I I I

LonguU [Se olMa Figura 1-4. Espectro de emisión de una LHM

Los resultados de estas aportaciones son una temperatura de color de 3000 a 6000 "K dependiendo de los yoduros añadidos y un mejor rendimiento del color, un incremento en la eficacia luminosa y su vida media es de unas 10,000 horas. Tienen un periodo de encendido de unos diez minutos, que

7

Capitulo 1 !

es el tiempo necesario hasta que se estabiliza la'descarga. Para su funcionamiento es necesario un dispositivo especial de encendido, puesto que las ., tensiones . de arranque son muy elevadas (1500-

, . . . J .

5000 V). I

I¡ b) Características [2,3,5]

9 muy alta eficacia luminosa (del orden de 60 - 100 Im / W) reducción de la radiación térmica por infrarrojos

9 excelente reproducción cromática (IRC = 65-93) 9 elevada vida útil (3500 - 20 O00 horas) ,I

9 necesitan un equipo auxiliar para su funcionamiento

11

I!

Figura 1-5. Lámparas de lhalogenuros metálicos 'I

c) Aplicaciones

En el comercio, alumbrado público y áreas deportivas, especialmente para filmaciones y transmisión por TV color, estudios de cine, proyectores, etc.,!En la industria se está acentuando el uso en sectores donde se requiere una buena calidad de luz [3,5].

/I

1.2 Encendido y estabilización ;de la corriente de descarga Una caracteristica común a todas las lámparas de descarga, es la necesidad de encender y estabilizar la descarga. El encendido involucra la conversión del gas de un estado'no-conductivo a un estado conductivo, produciendo luz cuando se desarrolla el arco de descarga. La primera fase importante es el proceso de e.ncendido, éste sólo puede lograrse si el circuito eléctrico proporciona a la lámpara un voltaje de encendido de suficiente amplitud y tiempo de elevación apropiada. El proceso de encendido puede ser ilustrado esquemáticamente por el fenómeno en una descarga entre placas paralelas mostrado en al Figura 1-6 (1,2].

El proceso de encendido pasa a través de una'sucesión de etapas, de las cuales las mas importantes son: I

la ruptura de corriente, punto en el cual se pasa de la región Towsend (2) a la descarga de la corriente sostenida (3). En este punto, la descarga se vuelve sostenida y el voltaje cambia ligeramente y la corriente de ruptura se incrementa hasta la ruptura del voltaje

8

. , Capitulo 1

A V

A

la ruptura de voltaje, punto donde se pasa de la región de la corriente sostenida (3) a la descarga luminosa subnormal (4), donde se observa la caida del voltaje

la transición de luminiscencia a arco, de la región de la descarga luminosa anormal (6) a la descarga de arco (7), en la cual se aprecia una calda de voltaje considerable, siendo esto posible si el cátodo del cual parte la descarga es calentado para que se dé la emisión de electrones por efecto termoiónico.

En el momento que se proporciona la potencia suficiente para lograr la transición luminiscencia-arco, la lámpara comienza a aumentar su flujo luminoso, en este punto se presenta el fenómeno llamado impedancia negativa, este fenómeno ocurre en todas las lámparas de descarga. La caracteristica de impedancia negativa ocasiona que se incremente la corriente a través de la lámpara, debido a esto las lámparas deben tener un circuito que limite la corriente que pasa a través de ellas, de Io contrario la potencia que consumen crece de forma descontrolada. Este aumento de potencia destruirá a la lámpara. La corriente de la lámpara puede ser ajustada al valor deseado poniendo un balastro electromagnético o un balastro electrónico entre la lámpara y la fuente de alimentación.

1.3 Balastros Para que las lámparas de descarga fbncionen correctamente es necesario, en la mayoria de los casos, la presencia de unos elementos auxiliares: ignitores y balastros. Los ignitores son dispositivos que suministran un breve pico de tensión entre los electrodos del tubo, necesario para iniciar la descarga y vencer asi la resistencia inicial del gas a la corriente eléctrica. Los balastros, por el contrario, son dispositivos que sirven para limitar la corriente a través de la lámpara y evitar as¡ un aumento en el valor de la corriente que podria llegar a destruir la lámpara. Las funciones más importantes de un balastro son:

1. limitar la corriente de descarga 2. proporcionar una señal alterna y simétrica

9

Capitulo 1

Existen dos tipos de balastros: balastros electromagnéticos y balastros electrónicos cada uno de ellos realiza las funciones mencionadas anteriormente de manera diferente.

1.3.1 Balastros electromagnéticos I¡

Los balastros electromagnéticos utilizados para limitar la corriente en LAID son reactancias inductivas, las cuales trabajan a la frecuencia de linea. La tensión elevada la obtienen segun el tipo de encendido de la lámpara, en el caso de 'encendido rápido e instantáneo la tensión es proporcionada por un transformador y en el caso de encendido por cebador la tensión es proporcionada por el dvldt elevado en una inductancia. La corriente la limitan mediante un inductor, un capacitor o una resistencia. Los balastros electromagnéticos operan a la frecuencia de línea, esta señal es simétrica y alterna Io que produce un desgaste simétrico en los electrodos.

Los balastros electromagnéticos son económicos, simples y confiables, pero tienen diversas desventajas entre las que se encuentran [2]:

I . elevado peso y tamaño 2. bajo factor de potencia 3. baja eficiencia 4. pobre regulación de potencia 5. necesitan un ignitor de alto voltaje por separado para encender la lámpara.

Debido a la baja frecuencia de operación se presentan el fenómeno de reencendido en la lámpara esto es, la transición de positivo a negativo de la corriente el arco se extingue provocando picos de voltaje para que se mantenga la descarga, por Io que:la vida útil de la lámpara disminuye debido a un desgaste excesivo de los electrodos ocasionado por este fenómeno. Las formas de onda del voltaje y la corriente de descarga son similares a las de'la Figura 1-7.

' L GND ........ ......... ...+ ....... .<....«.

60HZ 60Hz Figura 1-7. Formas de onda de voltaje y corriente en LAID a baja frecuencia

1.3.2 Balastros electrónicos Por las desventajas que presentan los balastros electrom'agnéticos, la tendencia es cambiarlos por dispositivos electrónicos que operan a frecuencias mayores a 25 kHz [2], la tensión de encendido y la estabilización de la corriente la provee el tanque resonante en paralelo con la lámpara, la señal alterna y simétrica es proporcionada por un inversor de alta'frecuencia.

El trabajar a alta frecuencia permite eliminar los problemas ve reencendido. Las formas de onda del voltaje y la corriente de descarga son similares a las que se'muestran en la Figura 1-8.

10

CaDitulo 1

Figura 1-8. Formas de onda de voltaje y corriente en LAID a alta frecuencia

Las ventajas que los balastros electrónicos presentan sobre los balastros electromagnéticos son [2,101

1.

2. 3.

4.

5.

6.

7.

pueden ser de alto o bajo factor de potencia (el cual se realiza por medio de elementos activos, pasivos) más pequeños y ligeros más eficientes, debido al consumo de potencia, éste es menor que el de los balastros electromagnéticos trabajan en alta frecuencia, la lámpara no presenta picos de reencendido por Io que el arco no se extingue al final de cada semiciclo (los electrodos y el plasma no alcanzan a enfriarse y se evitan los reencendidos) se elimina el efecto estroboscópico, debido al apagado y encendido de la lámpara al final de cada semiciclo, (no hay parpadeo) pueden trabajar en lazo cerrado para regular la intensidad luminosa cuando existen variaciones de tensión de alimentación, envejecimiento y temperatura ambiente el factor de potencia de la lámpara se aproxima a la unidad.

Las desventajas que los balastros electrónicos presentan sobre los electromagnéticos son (IO]:

1, son más costosos 2. presentan baja confiabilidad

La mayoria de los balastros electrónicos presentan las siguientes etapas [2,3]:

FILTRO PUENTE EMIIRFI RECTIFICADOR

Figura 1-9. Diagrama a bloques de un balastro electrónico

0 3 - 0 3 1 4 1 1

Capitulo 1

El primer bloque es un filtro pasabajas cuya función es eliminar el ruido de alta frecuencia que el inversor y la lámpara inyectan en la linea de alimentación. El segundo bloque rectifica la señal y la convierte en un nivel de CD. El inversor de alta ;frecuencia convierte la señal de CD en una señal cuadrada alterna de alta frecuencia. En el tanque resonante esta señal cuadrada es acondicionada y filtrada para que a la lámpara se aplique una señal sinusoidal y la potencia nominal de la lámpara. Para terminar el bloque de circuito de control se encarga de generar las seriales de control para los interruptores del inversor de alta frecuencia:

1.4 Resonancias acústicas

El fenómeno de resonancias acústicas RA en LAID es el proceso en donde se genera una modulación debido a la variación periódica de la potencia de entrada a la lámpara y por el continuo intercambio de energía debido a colisiones elásticas 'entre partículas cargadas y el gas de llenado de la lámpara, Como consecuencia de este proceso, se generan perturbaciones en la.presión interna del gas de llenado y, a medida en que la frecuencia de la potencia de entrada se aproxima a una frecuencia caracteristica de la lámpara, el modo de onda de presión comienza a ser propagacional, Io que finalmente perturba la trayectoria de descarga del gas y provoca que la lámpara sea inestable 111. 1/

Los parametros que determinan las frecuencias caracteristicas de una LAID dependen generalmente, de la geometría del tubo en la que ocurre la descarga del gas, la temperatura, la presión y el propio gas de llenado, el envejecimiento de la lámpara e incluso, la posición en que la lámpara estará funcionando. Debido a esto, el fenomeno de resonancia acústica en LAID es impredecible por su naturaleza, pues depende en gran,,medida de las tolerancias en la fabricación y de las condiciones de operación de la lámpara 14-61,

Las propiedades de la lámpara que determinan las ,frecuencias características, varían con las tolerancias de fabricación (geometría y gas de llenado) y por el envejecimiento de la lámpara.

En la Figura 1-10 se muestran las trayectorias de descarga distorsionadas, pero estables que fueron observadas en distintas bandas de frecuencia, las zonas con sombras. Fuera de estas bandas la descarga tiene el mismo aspecto que cuando son operadas a 50 Hz. Estas distorsiones se generan por la ocurrencia de resonancias acústicas y son tipicas para todas las LAID. Las bandas de frecuencia en las que se produce la resonancia varian de un tipo de lámpara a otro, debido a las dimensiones diferentes del tubo de descarga. Por Io tanto, es interesante conocer en que bandas de frecuencia ocurren estas resonancias acústicas y de que manera éstas pueden ser modificadas.

12

Capítulo 1

lol ;biz!

I

! 10'

lo3

$02

IO

Ilrn"1 _*

a 112ni radial 3 i o z d long luainal -

Figura 1-10, Resonancias acústicas en LSAP 250 W

a). Teoría de resonancias acústicas

Las frecuencias a las cuales ocurren las distorsiones del arco se pueden correlacionar a las frecuencias de resonancia de ondas de presión acústicas, las cuales se comportan de acuerdo a la ecuación de onda [I]:

1-1

donde: cs velocidad del sonido [m/s] p = presión del gas [Pa] t = tiempo [SI

13

Capitulo 1 I1

Para un gas ideal, la velocidad del sonido queda descrita como:

1-2

donde: C,, ,c1, son las capacidades de calor especificas para gases monoatómicos a presión y

volumen respectivamente [JKg"K] !! R, =constante molar del gas [8.314 J/mol"K] M, = masa molar del gas [kg /mol]

T = temperatura ["K] Para encontrar la ecuación dentro del tubo se tiene que obtener la ecuación de onda en coordenadas cilíndricas r, cp y z de la forma siguiente

I

1-3

donde:

w = frecuencia de resonancia w; = frecuencia de resonancia en la coordenada cilindrica z w, = frecuencia de resonancia en la coordenada cilindrica r

i esenteroy w 2 =o: +O:' ,I

La ecuación (1-3) debe cumplir con la condición de frontera (I-2), dp/dz = O en z O. Las paredes del tubo cilindnco están en las coordenadas pl = O - 360°, z = L y r = R . Ahora se tiene que aplicar la condición de frontera en las otras paredes de forma que se obtiene:

I'

w; =- n entero L

'!

m entero a,,=.< ~ o, = ~

R

1-4

1-5 $1 donde:

L= longitud del tubo cilindrico [m] R= radio del tubo cilíndrico [m] (Y,,,, el m-ésimo cero de J ' , , que es la primera derivada de la función de Bessel J , de orden I

Combinando estas ecuaciones se obtienen las frecuencias de resonancia de un tubo cilindrico:

1-6

14

Capitulo 1

o donde: f=- 271

Para incrementos de al”, , la separación entre los valores sucesivos de a, disminuye. Esto implica que al incrementar la frecuencia, el espectro de las frecuencias de resonancia es aproximadamente continuo, mientras que a bajas frecuencias, las frecuencias de resonancia están espaciadas ampliamente. De acuerdo a esto, pareciera que no habría un limite superior para los valores de ‘z, ,

Si no hubiera un proceso de amortiguamiento y la energía de excitación permaneciera Io suficiente a altas frecuencias, las resonancias acústicas podrian ocurrir a cualquier frecuencia en la región de operación de muy alta frecuencia

Adicionalmente en los factores a, y n, las frecuencias de resonancia están determinadas por las dimensiones internas del tubo de descarga y por la velocidad del sonido. Debido a que la onda de sonido se refleja muy cerca del final del tubo en lugar de que sea muy cerca de los electrodos (a menos que los electrodos ocupen una gran parte del tubo de descarga) la longitud interna del tubo de descarga es relevante para calcular las frecuencias de resonancias acústicas. La velocidad del sonido está prácticamente determinada por el peso molecular promedio del gas. En las LSAP estándar, el peso molecular promedio depende de las presiones parciales del sodio, mercurio y xenón.

b) Consecuencias

Las principales consecuencias que producen las RA son las siguientes [7]:

. fluctuación y parpadeo de la luz de salida (crítico en aplicaciones de proyección y enfoque) 9 crecimiento exagerado en la longitud del arco provocando un sobre voltaje en el balastro y

una extinción del arco contacto del arco con la pared del tubo, provocando la extinción del arco, e incluso, la ruptura del tubo.

c) Parámetros que influyen ,

Los principales parámetros que afectan las I% son los siguientes 151:

dimensiones fisicas del electrodo y del tubo del arco (longitud, diámetro y forma de la bóveda de descarga)

= temperatura de operación de la lámpara composición, densidad y presión del gas de llenado de la lámpara . posición de quemado de la lámpara.

15

Capitulo 7

d) Características

Las RA se caracterizan principalmente por IO siguiente [5]: :,; . . .

1, . varian por la tolerancia en la manufactura de la lámpara . las frecuencias características para un mismo tipo de lámparas varian aún para un mismo fabricante /I

a naturaleza impredecible y variable !

1 son el mayor obstáculo para que el funcionamiento de las lámparas de alta intensidad de descarga sea confiable en alta frecuencia.

I, , Y

e). Clasificación

Por la forma en que se presentan, las RA pueden ser de los siguientes tipos y se presentan en la Figura 1-10 [5]:

acimutales transversales

= longitudinales combinaciones entre ellas

f) Técnicas de eliminación

En la investigación bibliográfica realizada se han encontrado básicamente cinco técnicas para solucionar los problemas generados por las RA en lámparas de alta intensidad de descarga. Estas técnicas son las siguientes:

1. Operación en zonas de muy alta frecuencia donde no existe la presencia de resonancias acústicas

Esta técnica consiste en operar a la lámpara más allá del rango de frecuencias características, (más de 400 kHz). En este caso, la trayectoria de descarga se comportará exactamente igual que un arco que se alimenta con CD, evitando as¡ el fenómeno de resonancias acústicas. No obstante, es necesario conocer la frecuencia característica máxima a la cual se presenta el fenómeno de resonancias acústicas. Con esta técnica se aumentan! las perdidas por conmutación debido a la operación a muy alta frecuencia 151.

2. Operación en bandas de frecuencia muy estrechas 11

La técnica consiste en operar a la LAID en bandas de frecuencia donde no se presenta el fenómeno de resonancias acústicas. Ya que la zona libre de resonancias acústicas es totalmente dependiente de las dimensiones del tubo de descarga y de otros factóres que no se pueden controlar totalmente; este método no es confiable, ya que por naturaleza el fenómeno de resonancias acústicas es impredecible (51.

1

I6

Caoitulo 1

3. Operación con ondas senoidales e inyección del tercer armónico

Esta tecnica consiste en utilizar dos tanques resonantes, uno sintonizado a la frecuencia de conmutación nominal y el otro a la frecuencia del tercer armónico con el propósito de eliminar el fenómeno de RA. Por medio de esta técnica se logra realizar una dispersión del espectro 151.

4. Operación con ondas cuadradas en baja frecuencia

Algunos balastros electrónicos operan la lámpara con una forma de onda cuadrada a baja frecuencia (50 a 250Hz), para evitar el fenómeno de resonancias acústicas. La forma de onda cuadrada de baja frecuencia genera una potencia de CD para la lámpara, por Io que no existe excitación y el arco permanece estable [7]. Sin embargo, el balastro suele ser muy costoso y voluminoso.

5. Técnicas de modulación en frecuencia

El objetivo de esta técnica consiste en dispersar el espectro en potencia de la lámpara para evitar que la onda de sonido sea lo suficientemente grande en la frecuencia característica de la lámpara, esto es, si se disminuye el espectro más bajo que el nivel de umbral, se evitan las resonancias acústicas. Esto se logra al tener la modulación de voltaje o corriente de la lámpara con Io cual se obtiene un espectro disperso [8].

La dispersión del espectro en potencia de la lámpara es una opción para prevenir resonancias acústicas, ya que la generación de ondas acústicas ocurre solo si la fuente de onda acústica es lo suficiente alta en la región sensible de la frecuencia caracteristica.

1.5 Justificación Actualmente, centros de investigación en muchas partes del mundo están dedicados al desarrollo de balastros electrónicos eficientes, ligeros, compactos, con alto factor de potencia y, sobre todo, de bajo costo. Sin embargo, gran parte de este esfuerzo se ha enfocado exclusivamente en las lámparas de baja presión (lámparas fluorescentes) y muy poco se ha enfocado en el desarrollo de balastros electrónicos para lámparas de alta presión (lámparas de halogenuros metálicos, de vapor de sodio y vapor de mercurio). La razón se debe principalmente, a las caracteristicas de operación de este tipo de lámparas.

As¡ como las lámparas fluorescentes presentan la tendencia de sustituir a las lámparas incandescentes en aplicaciones domésticas, las lámparas de alta presión, en particular las lámparas de halogenuros metálicos, se perciben como una mejor opción que las lámparas incandescentes halógenas, en aplicaciones tales como: faros de automóviles, iluminación de escaparates, estadios, supermercados, etc.

Refiriéndose a las caracteristicas de operación que distinguen a las lámparas de alta presión, se destacan dos: una mayor tensión de encendido (de 1 kV a 5 kV con la lámpara fria y de 20 k V a 40 kV con la lámpara caliente) y el fenómeno de las resonancias acústicas, el cual es característico de este tipo de lámparas, El problema del encendido se resuelve con el desarrollo de ignitores que

17

Capitulo 1

proporcionan altos pulsos de voltaje para.el encendido de la lámpara. El desarrollo de ignitores es una tema aparte el cual no se contempla en este trabajo de tesis~maestría.

Por otro lado, el fenómeno de las resonancias acusticas es caracteristico de las lámparas de alta presión operando a frecuencias superiores a los 10 kHz y surge cuando se tiene una combinación de potencia y frecuencia tal, que sobrepasan un valor de umbral a partir del cual surgen las resonancias [ I ] . Este fenómeno también depende de la presión del gas dentro del tubo en el cual se desarrolla la descarga, las resonancias acústicas dependen de la? características geométricas del tubo en el cual se desarrolla la descarga (volumen) y de la temperatura del gas [ I ] . En consecuencia, el rango de frecuencia en el cual aparecen las resonancias acubticas, varían con el tipo de lámpara y con sus caracteristicas de operación. I

;I Dada la creciente importancia de los balastros electrónicos para lámparas de alta presión, se han propuesto diversas soluciones para la eliminación del problema de las resonancias acústicas, todas ellas se basan en el mismo principio que consiste en'levitar que la lampara alcance una combinación de potencia y frecuencia en la lámpara que sobrepase el valor de umbral en el cual aparecen las resonancias acústicas. Para este fin, los métodos [propuestos se basan en obtener una amplia distribución del espectro de potencia entregado a la lampara.

Algunas de las soluciones encontradas en la literatura son las siguientes:

1. 2. 3. 4 . 5.

'! operación en zonas de muy alta frecuencia operación en bandas de frecuencia muy estrechas operación con ondas sinusoidales e inyección ,del tercer armónico operación con ondas cuadradas en baja frecuencia técnicas de modulación en frecuencia.

I)

'I Las solución 1 presenta la desventaja de que al trabajar a la lámpara en muy alta frecuencia, ocasionado un aumento en las pérdidas por conmutación. La solución 2 debido a que el fenómeno de resonancias acústicas es impredecible no es confiable. Las soluciones 3 y la 4 no presentan cambios en la frecuencia y son las menos investigadas, éstas dos presentan la desventaja de no poder utilizar la resonancia para conseguir la elevación del voltaje en el balastro, siendo necesario el empleo de un ignitor adicional. La solución 5 consiste:en dispersar el espectro en potencia y evitar que la onda del sonido sea Io suficiente grande en la frecuencia caracteristica de la lámpara y evitar el problema de R.A. 11

I! Este trabajo se limitará a realizar la solución 5.

1.6 Objetivos El objetivo general de este trabajo consiste en la aplicación de la técnica de modulación en frecuencia para la eliminación de resonancias acúst/cas y su implementación en un balastro electrónico para lámparas de halogenuros metálicos controlado por un microcontrolador. En base a este objetivo general se derivan los siguientes objetivos'particuiares:

, .

l . 1.7 Alcance y limitaciones

. .l.. Capitulo 1

El alcance de este trabajo de maestría fue el desarrollo de un balastro electrónico para lámparas de halogenuros metálicos de 70 W libre de resonancias acústicas cuyo control fue realizado por un microcontrolador. Las limitaciones de este trabajo fueron las siguientes:

l i solución al problema de resonancias acústifas en lámparas de alta presión alimentadas con señales sinusoidales de alta frecuencia y jvariable mediante la técnica de modulación en frecuencia

9 diseño del conjunto inversor resonante estudio del microcontrolador apropiado para la aplicación aplicación de la técnica control para cerrar el lazo en el balastro electrónico que alimentará a la lámpara de descarga implementación del control del balastro en un microcontrolador. -

I

19

Capítulo 2

de frecuencias más apropiado para su transmisión'!i Este de dos señales de ondas: una señal de alta frecükncia

1; p Imdementación de la [téd ica de modulación

proceso, que actualmente se emplea, parte esia es llamada señal portadora, y otra de

K I

en frecuencia en !un micro I ontrolador

I I! ; '

I El control de un balastro debe, la potencia en la lámpara y evitar con ello el crecimiento 1 se menciona que una de las principales ventajas de es que el gas sobre el cual se realiza la descarga, de manera continua sin

2.1 Conceptos de modulación i /I I

l I!. la señal portadora en

final la seíial modulada. La la amplitud y la frecuencia. En

tipos de modulación: modulación en 2-1 muestra la expresión de una señal

la amplitud E, la frecuencia de la

modulación se basa en dos función del parámetro amplitud (AM) y senoidal, la cual tiene tres terminos que se portadora (L) y el ángulo de fase della

2- 1 CENIDET

CENTRO DE INFORMACION

21

lSEP !

. ! '

donde:

2.2 Modulación angula!

I ll

I

e(/)= voltaje instantáneo [VI !I '/

F, = frecuencia (Hz) I,

E,,,, = amplitud (V)

I AI variar la amplitud del voltaje de la señal se obtiene la modulación en amplitud. Allya los demás términos sin cambio se obtiene ocasiona un cambio en la frecuencia, #$IC frecuencia, pero existe una diferencia enf[e es modulada y en las ventajas que cada un modulación en frecuencia.

La modulación en frecuencia y en fase son con la abreviación FM.

I'

i I 11

donde:

, ' donde : ¡Ii 11 V d O = V,,sen(o,,,i) U,,, = velocidad angular de la señal moc V , = amplitud pico de la señal rnodhar F =función " ~

¡I La diferencia entre la modulación en fret propiedad de la portadora (la frecuencia 8 Ii

:a N y cuál propiedad está variando indire realiza cualquiera de las formas de li

' ,

VO

I I

I

I Capítulo 2

..

adora (&J sin cambio en todos los demás términos, la fryuencia della portadora fi), sin cambio en todos

modulacion en frecuencia. AI variar el angulo de fase ie sek8sidera Una segunda'forma de modulación en IS. LE; difkrencia {adica en cómo y cuahdo la portadora 3see;'De' estos tipos de modulación, Sólo se tratará la

I 11 .

I1

11 I( I

formas de modulación angular, ambas son conocidas

I q y ~ l o de fase (s); de una onda sinusoidal, varia con igutar selmuestra matematicarnente como:

II I'

I (velocidad angular 2$c) les) ~1 l

I inción de la señal modulante. Si V,,,(t) es la señal nada l ~ o d I

2-3

= 2$,, (Hz) /I

ncia y la modulación en fase (PM) radica en cuál se) está kr iando directamente por la serial modulante te. Por I? tanto, ~ F M y PM deben ocurrir cuando se ación'¡ angular. Si, la frecuencia de la ,portadora varia

22

, . ,

I 1; "

directamente de acuerdo con la setial modulante, resultaiuna señal de FM. Si la fase de la portadora varia directamente de acuerdo con la señal modulaiie, resulta una señal PM.

1;

onda de fase modulada

ill La Figura 2-1 muestra la modulación en frecuenciaiy en fase de una portadora sinusoidal por una señal modulante. El inciso c, muestra la modulaciki en frecuencia, donde la máxima desviación de frecuencia ocurre en los puntos máximos positivos ?negativos de la señal modulante. En el inciso d se muestra la modulación en fase, donde la máxima dekviación de frecuencia ocurre en los cruces por cero de la señal modulante. ' 1 1:

I ~ @ i II

I

= desviación en frecuencia (Hz) Ill/ 27t

fm =frecuencia de la señal modulante (Hz)

,'V KiJ'm - i m

o m 2nYm m=----

'Ill

K ~ V , = desviación en frecuencia'(radián Is) donde :

I II

I/ II

2-4

El indice de modulación se utiliza sólo para amplitud y frecuencias dadas.

grado de modulación &ara una señal de

I, I,

Capítulo 2 ., 1 ii li -11 ~ ' : ll 11 11 I/

'. '0 ;:

2.2.2 Desviación de frecuencia ' . 'I

La frecuencia y la fase de la portadora,están cambiando proporcionalmente, con la amplitud de la señal modulante. El cambio en frecuencia Af se Ilama/desviación en frecuencia. -:

~ !I !

2-5 ,,

I' 2n ~

1,

La desviación en frecuencia es el desplazamiento reialivo de la frecuencia de la portadora en hertz con respecto a una frecuencia de referencia! La mcigdtud de la'desviación en frecuencia y en fase es proporcional a la amplitud de la setial modulante V(/, y la relación en que la desviación ocurre es igual a la frecuencia de la señal modulante f , . Siempre que el periodo T de una portadora sinusoidal cambia, también cambia su fiiecuencia y si 10s cambios son continuos, la señal ya no es una frecuencia sencilla. La forma de señal 'iesultante abarca la frecuencia de la po~adora original y un número infinito de pares de frecuencii laterales desplazadas en ambos lados de la portadora por un número entero como rnúltiplo de la fre;cuhcia de la señal modulante.

Para un modulador de FM la sensibilidad de, la desviación serairecuentemente en hz/V. Por Io tanto, la desviación de frecuencia modulante. Además, con FM es de modulación como la relación de la

11 :l. iI ,I ::

I! i r . I¡ l b .

I i I 11 , ~ , </ I

de la desviación y el voltaje de la señal

desviación pico de frecuencia la Señal modulante. , I

2-6 ~

.I1 entre los límites de 99.975 y

es llamadollel barrido de la

Por ejemplo, para un I25 kHz, la

portadora [5,7].

asignada de 100 MHz desviada por

2.3 Selección de la técnica a implementar li

Como se mencionó en el Capitulo 1, el renórneno de resonancias acústicas en LAID ocasiona perturbaciones en la presión de entrada se aproxima a una presión comienza a ser propagacional, y provoca que la lámpara sea inestable.

a medida que la frecuencia de la potencia de la lámpara, el modo de la señal de

finalmente perturba la trayectoria de descarga del gas

24

lib,(

AI modular la corriente a través de la lámpara se

Figura 2-2. Término espectral máximo de poten'dia n d m 1:

:busca que el término espectral máximo en la

5n. P

alizado versus indice de modulación ,,I;

Las caracteristicas del espectro de potencia variawde .;acuerdo al tipo de señal moduladora (ver Figura 2-3). La modulación por una onda senoidalfdbusa una modulacion en amplitud al ser usada en redes resonantes, la red provoca.atenuaciones/desigvales en los componentes espectrales, por Io que habrá altos factores de cresta de corriente'$ hlámpara que acortarán su vida útil. Con la modulación por una onda cuadrada la energla se: ioncentra en dos frecuencias localizadas a los extremos del ancho de banda necesario, no evita ldkesonancia acústica. La modulación por diente de sierra o barrido simétrico tienen una mejor distrid&cion:espectral. El aumento del ancho de banda es directamente proporcional a la reducción de la mdxima!amplitud en el espectro [5].

.q , 'I

' - 1 i

a i C)

Figura 2-3. Límites de espectro para: a) onda h d a cuadrada; c) onda diente de sierra

25

En- general, estos tipos acusticas en lámparas forma práctica al operar cierto rango.

El aplicar modulación co aumento del ancho de b el espectro. Debido a e eliminación de resonanci su espectro [7].

de: las resonancias

dulación dentro de un

ejores resultados en la I triangular y los limites de

j / 1 1 ! , T f Figura 2,4,. Seoal triangular y su espectro

II 11" I 'I Es muy similar a la señal

señal modulante en la acusticas es mejor.

pero, los resultados de la señal triangular como en frecuencia para la eliminación de resonancias

I

2.3.2 Modulación con periódicas Este método se refiere periódicos, se usa una s ruido aleatorio como señ

El tipo de ruido seleccio manejar y tiene una distri espectral como la mostra presenta una distribución por la portadora.

be a que es más fácil de itada tiene una distribución

n frecuencia correlacionada hay ningún término producido

Figura 2-5. Distribución es

Las ventajas del método so un ancho de banda limitad método se aplicó a un inv

ectro correlacionado de FM

o espectral, además se logra erencia electromagnética. El a dos tipos de lámparas. A

--- - ~~ . ____ - ~~ ~~ ,111 L.- ~~ I -~ ~~~ ~ ~~.~ ~~

, O! ;!

Capítulo 2 1: I

1: ; diferencia de la modulación con señales periódicas, este tipo de modulación al ser usada con circuitos resonantes presenta bajos factores de ere@ de Corriente en la :lámpara [5].

Debido a que uno de los objetivos de este trabajo de, tests es desarrollar una técnica de modulación en frecuencia que permita eliminar el fenómeno de''%soAancias acústicas en LAID. Sin embargo, la bibliografía explica que mediante las señales no pebdicas se obtienen NIOS mejores resultados en la eliminación de R A pero es mas complejo implemenjarlo en un microcontrolador. Debido a esto se decidió trabajar con señales periódicas. De los res.$ado; obtenidos sobre la aplicación de señales periódicas como señales modulantes en la eliminacibn de resonancias acústicas, la setial periódica triangular presenta los mejores resultados en [6]. $:tomb como.señal modulante la señal periódica triangular para implementarla como señal modulante'& e! microcontrolador.

,:I!\\ I

4. información l1

5. precio. ' . I

2.4 Microcontrolador

1

2 1

! I

It

6.. memoria de datos 7. periféricos , .

a. temporizadores . , :

b. comparadores '!

c. salidas PWM ~

d. puerto serial , . e. convertidores AID

Capitulo 2

1

1 '

C16F8411 PIC16F876 PIC16F877 Ik: : !I 8k ' l 8k

~ 250. 256 i 5 8

13 1 22 33 1 si::: si

10MHz I 20MHz 20MHz

.I1 La diversidad en los modelos de microci adecuado para cada aplicación. 1

r

PIC18C442 16k 512

8 33 Si

40MHz

Entre fabricantes de microcontroladores' I microcontroladores de 8 bits en la que!:& (Ver anexo 3).

Para seleccionar el dispositivo gama media ya que se trata de la a sir estos trabajan con un cristal de 40 MHz. resolución en los temporizadores. El m:;c en el CENIDET debido a estos antecede algunas desventajas, solo contiene unlp PWM. El PIC16F84 además de las des digital. Los PIC16F876 y PIC16F877 cue PWM y convertidores, etc. El PIC18C PIC16F876 y 877 presenta un temporidhi Tabla 2-1 se muestran los recursos ped6

t

I¡

1 1 1 4 1 2 1

'1 I ' I

2 2 4 3 3

13 14 17 3 5 5

1 2

It ladores tiene la finalidad de poder seleccionar el más

1 1

28

/ , I

hi ( Y ¡

Para generar la técnica de modulación en frecuenciaien el microcontrolador se utilizó el PIC16F876, este dispositivo trabaja a una frecuencia máximai de, operación de 20 MHz, cada instrucción consume un tiempo de 200 ns, el registro PR2Tdel periférico PWM genera un cambio en la frecuencia de 1 kHz aproximadamente'por un cambio: de 1 bit, por esta razón se buscó otro dispositivo que trabajara con una frecuencia $erior y se encontró que la familia 18 de microcontroladores trabajan con una cristal a 40 MQz. e¡ PIC18C442 e,n cada instrucción consume un tiempo de 100 ns, pero este dispositivo no fue p%ibld trabajarlo a dicha frecuencia debido a que los cristales que se adquirieron eran 40 MHz, el dispositivp reducía la frecuencia a 13.4 MHz y no se consiguió la herramienta de programación, por Io $he sk regresó al microcontrolador PIC16F876. Dentro de la arquitectura de este dispositivo se encd&ntrap 3 puertos, convertidores analógico digital, temporizadores, salidas PWM y puerto serie entre oi$s. ',

, $ i r .

P.4 . . I

'till

2.4.1 Arquitectura interna

.tgi instrucciones

Figura 2-6 Diagrama a bloques de la arquitektura interna del PIC16F876 BL

Las partes principales del microcontrolador PIC16F836 son [2,3,4]:

1, procesador 111 ~

2. juego de 35 instrucciones con 14 bits de longitud,; todas se pueden ejecutar en un ciclo de instrucción a excepción de los saltos que co'%umen dos

3. 8K palabras de 14 bits máxima para la mem0;ia de código tipo FLASH 4. 368 bytes máximo de memoria de datos RAM, 5. 256 bytes máximo de memoria de datos EEPROM 6. 14 fuentes de interrupción

8. modos de direccionamiento directo, indirecto y relativo 9. temporizador centinela (WDT) 10. código de protección programable 11. modo SLEEP de bajo consumo 12. voltaje de alimentación comprendido entre 2'y;5.5 V 13. capacidad de corriente para manejar LED's directamente.

/:I

, I 7. 8 niveles de la pila dl Ii !\

29

I.

3. timer 2 postdivisor 4. módulos de captura , ?

5. conversor AID de 10 bits 6. puerto serie síncrono.

" ,, ; ' ~ i

IIi! ~

q:! 1

1' ' ' !

2.4.2 Diagrama de coneAionado

121. 11

En la Figura 2-7 se muestra el diagrama de distribución y asignación de los pines del encapsulado

La Figura 2-8 es un esquema de propósito general, y los

en el se muestran

Propósito General

los pines

! i : . j , j ; I 1, 1 Milrocontroddor j ' ! ? , . I . ' . I . ,

j {I 'I Figura 2- 8. Diagrama simplificado de la asignacion de los pines

30

~ : .%: Capitulo 2

1: ; La asignación de las funciones para los diferentes pines se presenta en el anexo 3

i i :

KHz

iiu; 2.5 Implementación de la técnica de modulación en el

microcontrolador lil '

Señal 'portadora M l t ~

7 Sena1 modulante I , ,

vi La modulación en frecuencia es un cambio de la frecuencia nominal, la cual depende de la señal modulante, El objetivo de esta tesis es implementar modulación en frecuencia en un microcontrolador usando una señal triangular para $na lámpara de 70 W. La Figura 2-9 muestra la forma de onda de la señal modulante triangulai dej baja frecuencia, cuando se le aplica la modulación se observa el cambio en la frecuenci81,de l a portadora y su valor varía de un valor mínimo cambiando hasta llegar a un valor máximo los cuales están determinados por la seiial modulante. !/

KHz

Señal 'portadora M l t ~

7 Sena1 modulante I , ,

90 - 80 70

6OOHz I.

-A .I , I,! .! Señal modulada

U! 'I v

Figura 2-9. Modulación en frecuencia

Para lograr implementar la técnica de modulación en frecuencia, en el microcontrolador, primeramente se genera la señal portadora, esta"?eñal es obtenida de la salida PWM que el microcontrolador genera, esto se explica con más detde en la siguiente sección.

Ill

I¡/ 1 Ill

2.5.1 Generación de la frecuencia central 'Y i

El microcontrolador PIC 16F876 disponen de dos módulos CCP, los cuales pueden realizar la función de modulación de anchura de pulsos (PWU), Aclarando que las señales obtenidas se utilizarán como un oscilador para generar los pulsos de control de los interruptores y estos no realizaran la modulación de anchura de pulso.

Los microcontroladores PIC16F876 disponen de dos hódhos CCP, llamados CCPl y CCP2, los cuales son idénticos, estos pueden realizar tres funcio&s principales [Z]:

.llJl

11

1. modo captura

3. modo modulación de anchura de pulsos (PWM): 2. modo comparación I,, '!

il

31

/ j Capitulo 2

De estos tres modos se estudió el anchura del nivel alto es de interna del modulo PWM.

Para lograr la señal

I . el pin RCZCCPI del Y1

2. un comparador pone momento en el cual el

3. otro comparador detec cambia su valor a O.

puisos lógicos cuya de la estructura

entre losjniveles lógicos 0

¡de con el valor del TMR2,

valor de’¡ TMR2 el flip-flop

Figura 2-10, Esquema de’lla 8structura interna del módulo CCPl en modo PWM 11:

tres acontecimientos, la descripción se Cuando el valor del TMR2 coincide orienta hacia el módulo CCPl [2]: ~;

1. se borrael TMR2 11 I/ , 1)

2. el pin 3. el valor de del impulso, se carga en

CCPRIH.

n r

’!

Figura 2-1 I. Periodo y dando los registros TMR2 y PR2 coinciden

;utiliza Ia.formula 2-7 y el va\or es cargado en el ‘I

Para generar el periodo de la registro PR2.

Pr edivisor TMR2 2-7

Y 32

'!$ 'I/

' . ,

Tabla 2

..$ 2; .. . ._. 1 Capitulo 2 ,

-5 Registros que se encargan de programar el módulo CCPl y CCP2 en modc ,'!?! , "'I' I I ~ o m b ~ ~ 1 Eil 7 1 811 ü 1 611 5 1 Bi l 3/ I s i l 3 I €412 I Mi 1 I 8il í, 1

I PWM

I I I I :Ill I I1 I I I

Para configurar el modo PWM se realizan los sigui;

1. se asigna el valor del periodo en PR2 2. se asigna la anchura de pulso en los regist 3. se configura la linea RC2/CCP1 como salid31 .!

4. se asigna el valor del Predivisor y se activa $1 TMR2 en el registro T2CON 5. se configura el módulo CCPl en modo PWM? ~ '\!I 1

I I I!

Se realizó el programa para obtener la señal portadora con una frecuencia de 80 kHz y una anchura de pulso del 50%.

Para obtener una señal con una frecuencia de 80 kHz, se utiliza la fórm'ula 2-7, con esta se obtiene el periodo de la serial. '111 ' I

li

:A j 33

JI 11 I iI I , ~ J. II JI

Capitulo 2 'I

' 0.0000125

I

. ' ,,

Los dos bits me

activa el TMR2 (Temporizador 2).

Se tienen todos los valores necesari El diagrama de flujo de la Figura 2- frecuencia de 80 Khz.

dadora a una frecuencia de 80 kHz. cia para obtener la señal portadora a una

a frecuencia de 80 kHz

1. se configura el pin RC2/CCP 2. se carga el valor del period 3. se carga el valor del ancho 4. se cargan los bits del regis 5. se activa el temporizador

. I $1 I

I ~~ ~~ ~ ... ~~

34

' 4 ; . ' '

.:!I! 6. el programa se queda en un ciclo, pero la salida PWM genera la señal portadora.

2.5.2 Generación del patrón de dbdu.laciÓn con una señal triangular

El programa genera el patrón de modulación con.$na *ñal portadora de frecuencia 80 kHz y con

Debido a que el microcontrolador trabaja de forma discreta, primeramente se obtienen los puntos de la señal modulante. El registro PR2 es de 8 bit I fual se obtiene el periodo, este registro es manipulado para obtener las frecuencias que p generar el microcontrolador con el periférico PWM. La Figura 2-13 (a) muestra la relación ent tuencia y el dato del registro PR2.

una señal modulante triangular. I¡/. [ 1,;

u

3 2 2500000 E 2000000

Z 1500000

1000000

500000

u

m .-

a), Relación entre la frecuencia y los datoike la palabra del registro PR2 del PWM ,ill

120000 , ~ ~

u 2 100000 ' 80000

0 60000 E

40000

20000

O

5 u

a, 3

'y L L

. - ~ r n m ~ . - < n r n c i - . - " N O

Dato paia e l registro PR2 b). Relación entre la frecuencia y los ddtos del registro PR2 de 60 a 100 kHz

Figura 2-13. Relación entre la frecuencia y el registro PR2 del PWM

La Figura 2-13 (a) muestra las frecuencias que se pueden obtener del registro PR2; sin embargo se observa que el comportamiento del dato y la frecuencia no es lineal, si la señal portadora tiene una frecuencia de 80 kHz y utiliza una desviación de 20 kHz, el rango de frecuencias que se utilizan

111 "

I ' L

Capitulo 2

I

son de 60 a 100 kHz, en la Figura

frecuencia. 11

Para generar el programa que

Para obtener un cambio en la utilizados para generar dicha microcontrolador mediante

Los registros necesarios básicamente tres, son el tres Tablas con los datos Para una señal triangular de

sección del inciSo a), en ésta se para generar id modulación en

realizo lo siguiente:

necesario manipular los registros

observa más linealidad esto se

subrutinas en la memoria del

11 - esto fue necesario generar de una sena1 PWM son

y una seiial modulante

~

EOkHz Desv

1 O0 EO 60

KHZ , , . , re la1 modulante I1 !I ii 6üüHz I.

1. con los puntos (gráfica de la Figura

de la Figura 2-13 (b)

2-13 b), se realizan las Tablas 2. de la señal modulante se 3. el periodo se divide entre

para encontrar el tiempo

2.5.3 ser determinar

intervalos de tiempo.

Para calcular los tiempos a controlar con se utilizan las siguientes formulas:

Temporización = del Divisor) 2-9

36

I;< 11 Te.inporrioció17 4.Tosc.Rango del Divisor

Valor a c arg ar en TMR = ~ . i 4

( I . '1 2-10

P donde: tiemoo de oscilación: Tosc = 1IFosc = 1120MH; 1 temeorización: es el tiempo~a programar 'i rango del divisor: cuantos pulsos de reloj debe pasar para generar el tiempo valor cargado en TMR: complemento a 2 del valo?qu;se carga en el registro TMR. il

Los microcontroladores PIC 16F876 disponen de ,un conjunto de temporizadores - contadores para manejar operaciones que involucran al tiempo y 61 cohteo de eventos. Son tres y se denominan TMRO, TMRl y TMR2 (Ver anexo 3). I'i I!

11: Para encontrar el tiempo que cada dato de frecuencia qde genera el patrón de modulación se realiza Io siguiente: 'I/! ,I

I,, I. se necesita conocer el número de puntos,de la gráfica 2-13 b. El número de puntos son 35,

2. el número total de puntos es ((2)(35)-I]= 69 para generar una señal triangular 3. el periodo de la señal modulante triangularde 600 Hz es 0.00166666667 4. el periodo se divide entre el tiempo de un ciclo de instrucción 0.00166666667s I200 ns esto

es 8333.33333 dividido entre el número de,:$untos es 120.772 en hexadecimal es 79 5. el valor cargado en el lemporizador es el complemento a 2 de 79 es FF86.

para frecuencias de 60 a 100 kHz I1 1

11' ' t

11

ni

La subrutina para generar la señal modulada expresada en el diagrama de flujo de la Figura 2- 15 funciona de la siguiente manera. 11 ' t

I. el programa genera la señal portadora a 80kHz

2. para generar la señal modulante, la frecuencia debe variar de acuerdo a la forma de onda y a la frecuencia de la señal modulante que se,iesté aplicando, la Figura 13 (b) muestra la gráfica de datos discretos que forman la;' Tablas para generar dicha señal. Se utiliza el periodo para encontrar el tiempo que cadg'dato estará presente, este tiempo se cargará en el TMRl

3. las interrupciones son desviaciones del flujk de control del programa originadas por diversos sucesos (por ejemplo el desbordamiento de! un temporizador), cuando el TMRl se desborda entra en una subrutina de interrupción donhe se realiza el cambio de la frecuencia mediante la manipulación de los registros del periodo y el ancho de pulso. AI terminar la subrutina el puntero regresa a la dirección guardada en'¡a pila.

I" I

! I '

'!

i

.ii 3 1

, I

I¡ I : !!

Figura 2-15. I I

I

'; Capitulo 2 I I1 I / ' ii ' 11 ,. :

RETLW D41'

I

!I RETLW WOO101 100

I I . ' - ma de flujo de la isenal modulante

I t

38

Capítulo 3 1 ci 1,

Diseño e implementacion 'del balastro b i;

Aunque la lámpara es el elemento más importante de ,un sistema de iluminación, el balastro es un elemento imprescindible para la operación de la fiism'h. En el capitulo 1 se mencionan las etapas que forman el balastro electrónico entre las que sei encuentran, la etapa inversora, el tanque resonante y el circuito de control para los inter6ptoies de alta frecuencia. En este capitulo se presenta el estudio de los inversores de alta frecdncia más utilizados en balastros electrónicos, se aborda el estudio del inversor clase D, las configuraciones del tanque resonante, su análisis matemático y el diseño del circuito de control mediante un microcontrolador.

I '

3.1 Etapa del inversor La función de un inversor consiste en generar una onda de tensión o de corriente alterna de una determinada magnitud y frecuencia a partir de una fulnte de energia continua, que posteriormente es filtrada por medio de un circuito tanque resonante para obtener una onda de alta frecuencia con bajo contenido en armónicos. Finalmente esta\/on+ es empleada para alimentar una carga determinada en CA. 1,

/ / I Los inversores encuentran una aplicación particulaynente interesante en la alimentación de lámparas de descarga. Además de realizar el encendido y la alimentación de la Iampara en régimen permanente al igual que los sistemas tradicion:les jbalastros electromagnéticos), presentan la ventaja de alimentar las lámparas con corriente fie alta frecuencia. ,Esto produce un aumento del flujo luminoso emitido por la lámpara con res$cto'.al emitido por la lámpara alimentada a la frecuencia de red para la misma potencia eléctrita [I!. Además, la alimentación a alta frecuencia elimina el efecto estroboscópico, aumentando la Calidhd de la iluminación proporcionada por estas lámparas y haciendo posible su empleo en muchas aplicaciones. Otras ventajas adicionales son control del flujo luminoso, regulación de la potenciaeléttrica entregada a la Iampara, etc.

3.1 .I Parámetros característicos de un inversor I I

La Figura 3-1 muestra un inversor alimentandd: una carga resistiva. El inversor se caracteriza básicamente por la calidad de su onda de salida q i e en general puede ser una tensión o una corriente. Cuanto menor sea el contenido en armdhcos de la onda de salida, más próxima será ésta a una onda senoidal pura. En este sentido se d e f i r h los parámetros siguientes [6]:

I1 I '1

39

Figura 3-11. ,,, i l . l

. . . . ~. ~~

donde V, y V/ representan el respectivamente. ' I

distorsión armónica total THD.

E!

I/ ,; I THO(%)

1 I i I1

!I I!

. .

Puesto que los armónicos d.e orden sup? del inversor y son por tanto más fáciles ponderados, de la forma siguiente:

factor de distorsión del armónico n DF;:, .:.

II

1, factor de distorsión total TDF

I Capítulo 3

o1

Vo=Va D2

il :IJ- lI

ema de cbnversiok CCICA

Ii

I!

3-1

1 de orden n y de:ila fundamental

I I

. , , .

'tienen udl peso cada vez inferior en la, onda de salida filtrar, ,suelen defi,nirse también factores de distorsión

3-3

3-4

'I Capítulo 3 ~ ~

i'i, '. I'

3.1.2 Topologías de inversores 'I I

Existen varias configuraciones de inversores que se!. emplean en balastros electrónicos para lámparas de descarga que pueden ser alimentad$ en,&nsiÓn y/o en corriente, de acuerdo a las necesidades de la topología. Los inversores más utilizadbs en balastros electrónicos son: el inversor clase D, el inversor Push-Pull que puede ser alimen?ado en tensión y en corriente, el inversor medio puente, el inversor puente completo y el invedor clase E. Para conocer más a fondo las características de los inversores se pueden consultar las referencias [4] y [6].

1

I1 I

3.1.2.1 Inversor push-pull .(

El inversor push-pull presenta la ventaja de poder ajustar el nivel de tensión de la onda cuadrada de salida por medio de la relación de espiras del traisfor4ador. Sin embargo tiene el inconveniente fundamental de que los transistores deben soportal el doble de la tensión de entrada, ya que a la propia tensión de entrada se le suma el valor refléjado en el primario del transformador. Además esta topologia exige el uso de un elemento reactivo adicional, como es el transformador, lo que aumenta el costo para algunas aplicaciones. Esto hace {ue dicha topologia se reserve para el caso de tensiones de entrada reducidas, donde el uso d e ' h transformador elevador es inevitable [I ,E ] .

Por otro lado, el diseno y la construcción del transforirnador debe realizarse con mucho cuidado para evitar componentes continuas en el flujo del núcleo, quk podrían dar lugar a fuertes corrientes de magnetización, disminuyendo el rendimiento del inversor o incluso produciendo su destrucción debido a la saturación del transformador. La ventaja del push-pull es que los interruptores están referidos a tierra y el aislamiento que proporciona el ;;transformador. La Figura 3-2 muestra las topologias del inversor push-pull alimentado en tens@ ylen corriente.

!!I

1 ,

v + NVin

INR7 'NVin

a). Push-pull alimentado en tensión b). Push-pull alimentado en corriente Figura 3-2. Topología del indersor push-pull

1

; 3.1.2.2 Inversor clase D :/I li

'1: 1

El inversor clase D es una topologia alimentada en tensión, la cual tiene dos interruptores que presentan esfuerzos de tension igual al de su voltajede entrada.

41

.I 11 Estrictamente hablando, esta topología nb salida que tiene siempre la misma po&r/d: esta topologia presente un condensado1 e corriente continua. AS/ la tensión ait&ia cuadrada de tension maxima igual a topologia de un inversor clase D.

11 '1

I El inversor tipo medio puente es muy esfuerzos de voltaje igual a la tensiónlde

'I I,

sim i

I

Figura 3-4. Top(

1 I/ l l / l

3.1.2.4 Inversor puente comple 11 I/

En algunas aplicaciones con elevada' ten pueden no suministrar potencia suficien'te en puente completo. Esta topología empk de valor máximo igual al de la tensión de clase D [3]. ~1

¡I r

Capítulo 3

I 81

rrespmde a un inversor, porque geneka una tensión de Esto hac% precis& que el circuito tanqge al que alimenta erie don :¡a entrada de:forma que se bloquee el paso de ent&da:lal circuito tanque correspodderá a una onda de la tensión d$ entiada [9]. La FigUra 3-3 muestra la 'I .SI .

I; II II /I

!

O )logia de/ inversor clase D

1 i

li D, tiene dos interruptores que tienen para crear un punto a

la 'iensión de salida de la tensión de

ga una tensión bi,polar con una magnitud equivalente a 11 desventaja es que tiene un transistor flotado [2]. La iedio puente. ,

lía del inversor

1 II

.I il

:' I!

li i i

n de entrada, los inversores clase D y medio puente, a salida. En estos casos puede emplearse la topología :uatro interruptores para generar una tensión cuadrada rada,.el doble que en la topología anterior y el inversor

I

42

"I! 'P

, , . . : Capítulo 3

El inversor puente completo, es una topología adecu,ada para potencias elevadas. Entre sus desventajas se encuentran el uso de 4 interrubiores; de los cuales dos estan flotados. Los interruptores deben soportar la tensión de entrada y>ntregan a la salida un voltaje bipolar igual a la tensión de entrada. La Figura 3-5 muestra la topología de! inversor puente completo.

. ' 11 "

:!I\

:!ll, 3.1.3 Criterios de selección

Figura 3-5. Topologia del puente completo

3.1.2.5 Inversor clase E El inversor basado en el amplificador clase E tiene co.mo principal ventaja que sólo utiliza un interruptor que está referido a tierra, pero su desveniaja radica en que este interruptor debe soportar hasta cuatro veces el voltaje de entrada y por Io tangno debe circular en el mucha corriente para no necesitar sobredimensionar el dispositivo. En esta co¡%gu/)ación es necesario tener conmutaciones a voltaje cero (ZVS) ó a corriente cero (ZCS) para m i n i k a las pérdidas por conmutación [4,6j.

I ,lill; O "ill

I j 1 :

j '

43

La Tabla 3-1 presenta un resumen alimentadas en voltaje [5].

Topologia Magnitud de la fundan V , I ' I

4NVcc - Push-pull

un capacitor pequeño para eliminar la 11

combonenies de CD I Clase ü I ! vcc

1 : .-

i: 2 ij

2 vcc

2

vcc I1 I( 'I dos interrupiores

I I 7t

1

2

Medio puente 2vcc

~~~

7t

I I.

Puente completo

En general con respecto a las topo1 dependerá de las necesidades que es la mejor opción. Sin embargo, : inversor, el amplificador clase D ser el inversor push-pull seria una buen salida al variar su relación de transfa

Todas las topologias anteriorment necesario agregarles una inductanc esto seria una desventaja para est! costo y seria más voluminoso. S siguientes: I

1. el inversor push-pull aliment,

2. el amplificador clase E.

Estas topologias tienen como car: elevadas (del rango de MHz), esto realizadas a corriente cero.

4vcc -~ x

Después de 10 anteriormente menci' alimentar la lámpara en alta frecueni además ésta se puede aplicar a pot;

',

una inductancia I

I

vcc O

I Capítulo j

de las topologias inversoras

un transformador'

xesentadhs, se pkede concluir que la topologia a utilizar ga, para dotencias ¡mayores, et inversor puente completo as impodhnte es :disminuir el numero de elementos del .buena altkrnativai Para una alimentación de bajo voltaje, :ión debido a su facilidad de manejar un voltaje mayor de in.

en corriente, solo es

los elementos del diseño, el invers0r.de alta frecuencia,

más repreSentativas son las

corriente, -

.ita comun que se pueden trabajar a frecuencias muy )e a que 'las conmutaciones en el interruptor pueden ser

la topologia inversora clase D es la más adecuada para I O kHz ) y minimizar el número de elementos del inversor, medias (lámpara de 70W).

44

: ; . i: ,' ' ,

' , ! , '

I ,' 1)

3.2 Etapa del tanque :\

El tanque resonante es una de las partes más de un balastro y debe cumplir ciertos requisitos [5]:

1. limitar la corriente de descarga de la lámpara I

2. " proporcionar el voltaje de encendido adecuado :

3. proporcionar una señal simétrica y alterna con bajo factor de cresta.

'liif) .<:

#,,I; I

'I ''lilt '! El tanque'resonante limiia la corriente de la lámpara generalmente' por medio de un inductor conectado en' serie con ella, el voltaje de encendido se proporciona a la lámpara a través de un capacitor. Existen muchas combinaciones para obtener,,,un tanque resonante, e n la Figura 3-7 se muestran algunas de las más comunes y utilizadas e¡¡ balastros electrónicos en la bibliografía 17).

> II :I- /I , ..,

-Iwy,

b) ''

I/

RL

La investigación de tanques resonantes aplic configuraciones LC paralelo y LCC. La única di un capacitor extra Crs en serie con el induct filtrar la componente en CD de voltaje que clase D. Sin embargo, el considerar este c ventajas adicionales que optimizan el encendi

ID, .ha sido dirigida principalmente a las re ambas con'hguraciones es la adición de ue LCC, la fyc ión de este capacitor es s inversores,basados en amplificadores dentro del oiseño del tanque presenta

zación en la LAID.

3.2.1 Selección de la configur áii ' I

Como se sabe la topología inversdra seleccionada e t l a del inversor clase D. Ahora la seiección dell tanque resonante depende de la; caracteristicas./¡n~ceSlarias del tanque para este trabajo y las: prestaciones que cada topología ofrece. Las funciofi8s d6l tanque resonante son limitar la corriente en la lámpara, proporcionar el voltaje adecuado de e ¡ h d i d o y proporcionar una señal simétrica.

1

45 ' '

de conmutación(fiils,=fs). Bajo estas condicioneGilel factor de ,potencia de la carga .del inversor resonante es unitario y el esfuerzo de corriente I% 1os;interruptores será,menor, disminuyendo las pérdidas por conducción. i!{i :i .ii

:sit :*(I¡ '

En la Figura 3-5 se muestra el diagrama esquemático de un balastro electrónico empleado en este trabajo. En este esquema se tienen dos etapas, l,$primera de ellas se utiliza para corregir el factor de potencia y para generar un voltaje de DC regulado para la segunda etapa. La segunda etapa es

. / i .. . . . . . , 1

'I'

47

. .

Capitulo 3 I , Ji ,<

- TANQUE -

RESONANTE- , PUENTE

RECTlFlCADOR - : :

~

' ill 1, 3.5 Implementación d d prototipo

3 L A M P A R

, A

; /iii ' , ' ' I El esquema a bloques del balastro que,se presenta en la Fisura 2 consta de ..E siguientes

I M~FROCONTROLADOR I Figura 3-14, Diagrama a bloques del balastro

II I

II

il , , El primer bloque rectifica la señal y la convierte en CD. El inversor de alta frecuencia convierte la señal de CD en una señal cuadrada,alterna de altajfrecuencia. En el tanque resonante esta señal cuadrada es acondicionada y filtrada p a h q u e a la!Iámpara se aplique una seíjai sinusoidal y la potencia nominal de la lámpara. El blbqÚt del hicrdcoholadorgenera la señal 'de control para el

inversor de alta frecuencia.

El,esquema eléctrico de la etapa de potencia del balastro diseiado se muestra en la Figura 3-18. Se observa la forma de conexión del impÚisor IR2104, el cual recibe la señal proveniente del microcontrolador y genera las señales p i ra el inversor clase D. También se muestra el tanque resonante LCC que alimenta a la Iámpara.!'Con la señal de frecuencia de entrada para el impulsor IR2104, este genera dos salidas: una con' referencia' a nivel cero y otra flotada. Además presentan tiempos muertos para evitar posibles cortos circuitos por conmutación.

impulsor, el cual se encarga de las señales de compuerta de los interruptores del " I 'I i

'..li7, L *I I* . 0' , I 1,: '1 i k 9

El circuito del microcontrolador si es necesario, utilizar los entrada I salida, impulsor

diseñado de tal manera que se puedan, microcontrolador PIC 16F876 (puertos 'este circuito se obtiene la señal para el

los interruptores del inversor. El con la etapa de potencia

se observa en la Figura 3-18.

56

. . ,. 5V

,.".

Chebyrheu

Figura 3-18. Diagrama eléctrico del sistema 6asado'en el microcontrolador PIC16F876

El bloque del filtro Chebyshev pasa-bajas de ctarlo orden, tiene la finalidad de filtrar las componentes de alta frecuencia y la señal de rizo. Lo que se obtiene en la señal de salida del filtro es un reflejo de la señal de resonancias acústicas, el cual se utiliza para ver la intensidad de la señal de resonancias acústicas. El bloque de acondicionamiento de señal, tiene la finalidad de llevar la señal de resonancias acústicas a un valor de O a 5 V para aplicarlo al convertidor del microcontrolador.

con la etapa de potencia ;lit

'I' "

I' :.hl

!

57

! l j ! I # 4.3.1 Sistema operando a]

. I,,

En todos los incisos el arco de descarga tiene la forma de media luna, pero es estable.

Estas observaciones se resumen en la Tabla 4-2. , ,

~ l J " j

.:I ¡I

Tabla 4-2. Observaciones para desviaciones de (+) 2 kHz 11,' . '' .

Resonancias acústicas para una desviación de (I) 2 kHz 1

Ir 111.

80 k

Frecuencia Eliminación Flicker.lI ./ ,,

modulante R.A. si, ' j 200H No

300H si :Il. i t ' 1 1 400H No si? f '

600H si .illl !I!

Pe,riód,Jcas II Forma de arco

si .. Arco en forma de:media luna !I 'I :Ir

:I. I t .!)

'I). I!: ib Si- 'I I!

, !I 'I

I! 'I ' I' Capitulo 4 ,' . . . .. .

una magnitud de 90.6 mV. Ellfenlmeno desaparece. 11 ''

I1 .: :I(: En la Figura 4-10 se observa: la con una desviación de (I) 20

acústicas para un señal modulante triangular para la señal modulante. !

Frecuencia modulante

200H 300H 400H 600H

Eliminación Flicker ]h PeGódicas I1 ,/j Forma deiarco ;v !I

!!¡I ;I '1 I! Arco en forma de: media luna R.A. .I -1. !I 11

No (( 'I si I . , , <I

si No

si

.'! . . $8 I

, i

J

Capitulo 4

Mi

. . . . . ........ *. D . . 7 Tekoicrn

!I I I t I

! . . ...u ,...... :.,_. i >

P , . O D , & '"1 , 2.90" ...... :I/ .om IOOrnY 1111

a). Señal de resonancias acusticas para una señal modulante triangular a 200 Hz

I I -.W .//I T d k k - I I .

I i

--mñi.. *'mi I 2 0 " "

. . 1 .b ., i . ...

b). Señallde resonancias acústicas Dara una señal modulante

I I -.- triangular a 300 Hz :,/I TeL,oit<".

'I c) Señal de resonancias acusticas para una señal modulante

a-W triangulai'i 400 Hz (,I Te*oelen.i I--------+

/ . . . . .

I !;' I.! . . . ~,.. 1 ,

d) Señal'& resonancias acústicas para una señal modulante triangular a 600 Hz

Figura 4-10 Señales de resonancias acústicas con una desviación maxima de 20kHz

Y,! 11 73

4.3.2 Sistema operando a

modulante 1 R.A.

I1 A continuación se presentan las señalc en lazo abierto a una frecuencia centr secuencia mostrada en la tabla 4-1.

En la Figura 4-1 1 se observa: la señal con una desviación de (f) 2 kHz y cual

I 11

1. Para 200 Hz la señal de resonar; magnitud de 260 mV. La señal no

11

I! Ill

2. Para 300 Hz la señal de resonar magnitud de 200 mV. El fenómenb

1 1

I

3. Para 400 Hz la señal de resonan magnitud de 260 rnV. El fenórnedo'

4. Para 600 Hz la señal de resonad magnitud de 260 mV. El fenómeno!

I !

11 !I

I1

:: I

'1 En todos los incisos el arco de descarg

11 ,I I1

Estas observaciones se resumen en 'la

Tabla 4-7. Obsen

,I

Arco en forma de media luna con It

..'I il 11 deform&ión. I' 11 I, '

I , '

" il I '1

,. .

Frecuencia I Eliminación I Flicke

, Capitulo 4

!

tiene una

observa en el osciloscopio tiene una

observa en el osciloscopio tiene una 11

S acúska; que SE! .observa en el osciloscopio tiene una I It I . ;

$aparece. 'i

?ne la forma de media luna, pero es estable. '1 II 11 I1 I

!!

I

Forma de arco 'I

: Periódicas I ':

! I 1 I)

s9

! I

Frecuencia modulante

200H 300H 400H 600H

66

Eliminación Flicker,l ![ , Periódicas 11 Forma de arco I R.A. I

No si111 II si .I si I l l II si II Ikl I . . .

No si lI 11: I \ ' SI ! I

i/ Arco en forma de media luna 'I1 $3 ir I/ ,i

19 jl!

m-. -- ----------- ' Y > i l " l o l 'I/

En la Figura 4-8 se observa: la con una desviación de (f) 10

I . Con el patrón de de baja

Frecuencia modulante

200H

acústicas tiene una magnitud

Forma de arco /I

Eliminación Flicker. R.A. No I) 'I 11. NO 'I Arco en forma de Ihedia luna,

I/ En todos los incisos el arco de descarga tiene la forma de media luna, pero es estable Ir it ,i !

300H 400H 600H

Estas observaciones se resumen en la I1

fl presenta resonancias +y pequeña; y esporádicamente '1 " 'I 11:; 1 : ,I

No .di1 :iI. NO I! I 1 " 11, si ill¡ II si ; ii I

1EArco en forma de mkdia luna I) i i

I1 11.: 1 1 , . ' Tabla 4-4. Obsermciones para desviacionesde (I) 10 kHz

Resonancias acústicas . b para una desviacion de (+) 10 kHz

; , I l l ! I1 ii 11 , !I, '/I

CaDitulo 4

i i em IDDrn" P L O O , 1 L", I 2.00" I ..... I ........................................

a). Señal de resonancias acústicas para una señal modulante lriangular a 200 Hz "!.?!ii .... ..-.I;-: ......... ..<!" ........ s. ,m

?

. . . . . . . . . . . . I m loom" P l .00, 'A Cn,',';,,,"

b). Señal de resonancias acústicas para una señal modulante triangular a 300 Hz r % W TI*OCli", 1~ ............ .: ...............,

f

I 1 !

m IO","" . I . O O L A Chl I 1,,0" I ...... i .......... -..."

i--- c). Señal de resonancias acústicas para una señal modulante triangular a 400 HZ T&Di,*" i > ~~ ~ *~ 67E

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . i P 1.00, A C", I 2.90"

d). Señal de resonancias acústicas para una señal modulante triangular a 600 Hz

Figura 4-8 Senales de resonancias acústicas con una desviación máxima de lOkHz

'!

69

, Tak".,.". *. -m r--- i

Capitulo 4

Figura 4-9 Seriales de resonancias acústicas con una desviacion maxima de 15kHz

k-G6;;; .... ~ ...~ . P 8.90, A <"I I 2 1 0 "

a). Señal de resonancias acusticas para una señal modulante triangular a 200 Hz

TIkOCii". a -~ .. --z r---

i j

--_i__~ I__ , m IDO"," t 1.00% I\ <:hJ, >.IO"

b). Señal de resonancias acusticas para una señal modulante

s * = L , I s. @ triangular a 300 Hz

~

! j

c). Señal de resonancias acústicas para una señal modulante triangular a 400 Hz *. e3 ----= Te*"<lrn. '-------+ r- 1

. . . . i

I ~.I~~ma. ~ .,.... : m s 1.00, A ?hi I ' Z S i i i .

d). Señal de resonancias acusticas para una señal modulante trianaular a 600 Hz

71

Capitulo 4

................. TekDrlrn 8.m r

................................... ~ . 0 1.007 A C h l , 4 0 0 "

i ' '

I---==- rn IOOrnY

a). Señal de resonancias acusticas para una señal modulante triangular a 200 Hz

n * o a c i i s. m -

/" .................... : . . . . . . . . . . . : m 100rn" *>.no, j< L h l , 4 0 0 "

b). Señal de resonancias acusticas para una señal modulante

% m 7 .- ~

triangular a 300 Hz TekOeWn r

.................................... I 1 . 0 0 ' 1 C", I < . O I Y

c) Señal de resonancias acusticas para una señal modulante triangular a 400 Hz

T r r O , i k = ___ .-- -0i

i I

d) Señal de resonancias acusticas para una señal modulante triangular a 600 Hz

Figura 4-1 1 Señales de resonancias acusticas con una,desviación maxima de 2kHz

1 75

Capitulo 4 i

i ! ~

j

i ~~ ~.~ am 1.001. s 100"s A Lhl I l . D D I

a) Señal de resonancias acústicas para una señal modulante triangular a 200 Hz

WOOOL I i... _I____ ._ ._

i ~

j

Í I 1 L .... .. . . . .l.. . ~

~:IOO,"I II Chi I , .mv am i . 0 0 " -

b). Señal de resonancias acústicas para una señal modulante triangular a 300 Hz

Tehoecin .---A--- -w r-

I .00" 0 ,om" 6 C", I 8 , I Y

c). Seaal de resonancias actisticas para una señal modulante

v 10011% I Lnl ,' ..OOY I m , m v

d). Señal de resonancias acuslicas para una señal modulante triangular a 600 Hz

Figura 4-12 Seriales de resonancias acústicas con una desviación máxima de 5kHz

77

6L

I ..................... " ' i ' O > l U 6s- -----I ..~

ZH ooz e ieinfiueiii

~

. . . . . i J

* ; , 33 . " *' '? k .,

Capitulo 4

CW ....... ..... . . Tekoiirn I 1 i I

j L-ror7*" .......... ........................ 1 rn" P,100.. R C h l , . O O V

a). Señal de resonancias acusticas para una señal modulante triangular a 200 Hz Takwien.

~

b). Señal de resonancias acusticas para una señal modulante

I I C W triangular a 300 Hz Te*ot,rn

I . . . . . I j . . I

c). Señal de resonancias acusticas para una serial modulante triangular a 400 Hz *- E3 TekMlen.

. . . I CD1Arn"l

~ .............. ! . . . . . . ..........., , . ! . . . . . . . . . . . . . 70.OrnY

j !

1 i ,

! I

d). Señal de resonancias acústicas para una señal modulante

l~ ____ -,+...-_ 1 _._~_.I-..-.__._i am smm" s IOLlrn, A <"I I 4.00"

triangular a 600 Hz Figura 4-14 Señales de resonancias acústicas con una desviación máxima de 15kHz

81

. . . . . . I , . < Capitulo 4

j Chl *mm,

D P ! i 'o'omy

. .

. . . . . . . . * i o a m i ' i ' i h i i ;.o.;

a). Señal de resonancias acuslicas para una señal modulante lriangular a 200 Hz

zm

- . . . .

b). Señal de resonancias acústicas para una señal modulanle

I I zm triangular a 300 Hz Tak(i<tin.

I i h l Amp, i 5O.Drn"

. . , . I t . ..................... .I . I . < , . / , .. f---- i

c). Señal de resonancias auisticas para una señal modulante triangular a 400 Hz

.............. j... ............... j 5oomv""-~ s%b% A c I i ~ 1 4 . 0 0 ~

d). Sena1 de resonancias acusticas para una sena1 modulante triangular a 600 Hz

Figura 4-15 Señales de resonancias acústicas con una desviación máxima de 20kHz

83

E). La Tabla 4-13 muestra los patrones de modulación de las pruebas a lazo abierto que tienen un mayor efecto en minimizar la intensidad de las resonancias acústicas en la lámpara de halogenuros metálicos para una frecuencia central de 60 kHz.

Aunque en esta se muestran los patrones de modulación con desviación de k 15kHz con una señal modulante de 300 y 400 Hz, que no eliminan las resonancias acústicas, en estos aparece el fenómeno esporádicamente y de muy baja intensidad, sin riesgo de que la lámpara se dañe, la mayor parte del tiempo el fenómeno no está presente.

Nuevamente los mejores resultados se obtienen con los patrones de modulación con desviación de k 20kHz. En todos los patrones de modulación de la Tabla 4-13 el arco de descarga se mantiene estable.

De los resultados obtenidos en lazo abierto se observa:

1. el aplicar la modulación en frecuencia disminuye la intensidad del fenómeno de resonancias acústicas

2. no todos los patrones de modulación eliminan el fenómeno, principalmente cuando la dispersión del espectro en potencia es reducido

3. el incrementar la desviación no garantiza que el fenómeno desaparezca

4. con algunos patrones de modulación el fenómeno desaparece.

85

Capítulo 4

señal en el convertidor del microcontrolador, se realizó un programa con los mejores resultados del lazo abierto: los casos que disminuyeron las resonancias acústicas y mantuvieron la lámpara en estado estable. El programa consiste en tomar lecturas de las resonancias acústicas cada 10 segundos y en caso de que se presente alguna resonancia se pase a un nuevo patrón de modulación. El diagrama de flujo de la Figura 4-17 contiene los siguientes pasos:

se genera la frecuencia central se espera un comando de entrada para iniciar con la primera desviación se cargan los temporizadores TMRl se genera el tiempo que estará trabajando cada cambio de frecuencia TMRO = se genera el tiempo para que el convertidor tome la lectura se llama la primera desviación la cual trabaja por 10 segundos se toman 8 lecturas de la señal de resonancias acústicas en el convertidor analógico digital y se obtiene el promedio para garantizar que el convertidor no tome señales de ruido. El promedio es comparado con una señal de referencia y si esta es mayor, permanece trabajando este patrón de modulación, de Io contrario se hace el cambio del siguiente patrón de modulación y as¡ sucesivamente hasta que la Iámpara,permanece en una desviación con una señal de resonancias acústicas estable.

de puertos y

la frecuencia

modulación I I I Convertidor AD

modulación

..... modulación 1 - Convertidor AD t>li Lectura > Ref.

I

Figura 4-17. Diagrama de flujo del programa en lazo cerrado

87

Capítulo 4

4. en las Fases 4 y 5 el programa aplica dos patrones de modulación más para que el sistema

5. en el Canal 2 se muestran las lecturas que el convertidor realiza cada 10 segundos, para

retorne al estado estable

garantizar la estabilidad del fenómeno de R.A.

1.710658HZ

~ . . . . . . . . . . .

21:41:39

Figura 4-19. Seiial de resonancias acústicas estable, aplicando perturbación y aplicando el control

La Figura 4-20 muestra el arco de descarga en estado estable, con el programa en lazo cerrado.

Figura 4-20. Arco de descarga de la LAID en lazo cerrado

4.4.2 Sistema operando a 60 kHz La misma prueba de lazo cerrado de la frecuencia central de 80 kHz se aplica para la frecuencia central de conmutación de GOkHz.

89

16

Capítulo 5

Conclusiones y trabajos futuros

En este capitulo, se presentan las conclusiones generales de este trabajo de investigación desarrollado, así como las recomendaciones para trabajos futuros dentro del área de la iluminación electrónica, que pueden dar continuidad a este trabajo.

5.1 Conclusión Actualmente, el desarrollo de balastros electrónicos se ha orientado solamente a lámparas de baja presión y muy poco se ha enfocado en el desarrollo de balastros electrónicos para lámparas de alta presión (lámparas de halogenuros metálicos, de vapor de sodio y vapor de mercurio). La principal razón se debe a la presencia del fenómeno de R.A. debido a las características de operación este tipo de lámparas. El fenómeno de R.A. es característico para las lámparas de alta presión operando a frecuencias superiores a los 10 kHz y surge cuando se tiene una combinación de potencia y frecuencia; que sobrepasan un valor de umbral a partir del cual surgen las resonancias.

Este fenómeno depende también de la presión del gas dentro del tubo en el cual se desarrolla la descarga, de las caracteristicas geométricas del mismo y de la temperatura del gas. En consecuencia, el rango de frecuencias en el cual aparecen las resonancias acústicas, varia con el tipo de lámpara y con sus características de operación.

Una de las técnicas para solucionar los problemas generados por las resonancias acústicas en LAID, es la técnica de modulación en frecuencia. El objetivo de esta técnica consiste en dispersar el espectro en potencia de la lámpara para evitar que la onda de sonido sea lo suficientemente grande en la frecuencia caracteristica de la lámpara. Esto se logra al tener la modulación de voltaje con Io cual se obtiene un espectro disperso.

Uno de los objetivos de este trabajo de tesis fue desarrollar una técnica de modulación en frecuencia que pemita eliminar el fenómeno de resonancias acústicas en LAID. Para tal efecto se tomó como serial modulante una señal periódica triangular. La modulación con esta señal tiene una mejor distribución espectral y el aumento del ancho de banda es directamente proporcional a la reducción de la máxima amplitud en el espectro, por Io cual presenta los mejores resultados en la eliminación de resonancias acústicas.

Para cumplir con este objetivo, fue necesario diseñar un balastro electrónico. Como etapa inversora del balastro se seleccionó la topología clase D (de las topologias analizadas, el inversor clase D maneja potencias medias y consta de un numero limitado de componentes) y como etapa del tanque resonante la configuración LCC (de las configuraciones analizadas, el tanque resonante LCC puede ,

93

Se realizó el programa para generar en el microcontrolador la técnica de modulación en frecuencia y se experimentó en la etapa de control.

1. De los recursos fundamentales del microcontrolador, la señal PWM se utiiizó para generar las señales de control para el inversor clase D.

2. Para generar la técnica de modulación en frecuencia fue necesario realizar una tabla con datos de frecuencias para generar la señal modulante, además de utilizar los temporizadores para generar los tiempos que cada dato de frecuencia estará presente.

Con la implementación de la técnica de modulación en frecuencia en el microcontrolador, fue necesario realizar varios patrones con diferentes desviaciones y diferentes frecuencias de la señal modulante. Para conseguirlo se realizó un programa en lazo abierto, al cual se le aplica un dato de entrada para una determinada desviación y una determinada frecuencia de la señal modulante. De este modo se encontraron los patrones de modulación que generan los mejores resultados.

La aportación más importante de este trabajo de tesis es la aplicación de la técnica de modulación en frecuencia implementada en un microcontrolador para minimizar el efecto de las resonancias acústicas en la operación de LAID. De los resultados obtenidos se pueden resumir las siguientes conclusiones:

1. La tecnica de modulación en frecuencia presenta buenos resultados para minimizar y en algunos casos eliminar completamente el fenómeno de resonancias acústicas en LAID.

2. La técnica de modulación en frecuencia representa una buena alternativa para eliminar el fenómeno de resonancias acústicas.

3. Aunque el arco de descarga en la mayoria de los patrones de modulación está deformado, se mantiene la estabilidad en la lámpara,

4. El incrementar la desviación no garantiza que el fenómeno desaparezca, principalmente cuando la dispersión del espectro en potencia es reducido.

5. Con algunos patrones de modulación el fenómeno desaparece.

Con los resultados en las pruebas en lazo abierto se determinaron los patrones de modulación que eliminaron de manera efectiva las resonancias acústicas en la lámpara de halogenuros metálicos.

Como contribución original de este trabajo de tesis se destaca la implementación de la técnica de modulación en frecuencia operando en lazo cerrado el balastro, este tópico no había sido abordado anteriormente.

Los criterios para cerrar el lazo se realizaron tomando en cuenta los patrones de modulación en lazo abierto, donde el fenómeno de resonancias acústicas no causa daño a la estabilidad de la lámpara. El programa funciona de la siguiente manera: la señal de resonancias acústicas es comparada con una señal de referencia que mantenga en condiciones estables a la lámpara, si la señal de resonancias acusticas es mayor, el programa aplica el siguiente patrón de modulación. La

95

.. - . . . ,

Ref eren cias

Referencias capítulo 1 J. De Groot, J. Van Vliet. "The High Pressure Sodium Lamp". Philips Technical Library, MacMillan Education, 1986. M. Ponce "Sistemas de Alimentación para Lámparas de Descarga basados en amplificadores clase E , Tesis Doctoral, CENIDET, Cuernavaca, México, Marzo 1999. E. Rodriguez "Analisis de topologías resonantes para su aplicación en sistemas de alimentación para lamparas de alta intensidad de descarga", Tesis de Maestría, CENIDET, Cuernavaca, México, Diciembre 1999. L. Laskai, P. Enjeti, I. Pitel. "A Unity Power Factor Electronic Ballast for Metal Halide Lamps". APEC 1994, pp. 31- 37 J. Correa "Estrategias de Control en Lamparas de Alta Presión para la Eliminación de Resonancias Acústicas", Seminario Predoctoral, CENIDET, Cuernavaca, México, Febrero 2001. S. Wada, A. Okada, S. Morii. "Study of HID Lamps with Reduced Acoustic Resonances". Engineering Society, Winter 1987, pp 162- 175 Redl R., J. Paul "A New High-Frequency and High-Efficiency Electronic Ballast for HID Lamps: Topology, Analysis, Design, and Experimental Results .". IEEE, APEC'99, pp 486- 492 Laskai L., P. Enjeti, I . Pitel. "White-Noise Modulation of High-Frequency High-Intensity Discharge Lamp Ballasts". IEEE Transactions On Industrial Applications, Vol 34, No 3, 1994 pp 597-604 J. Correa, M. Ponce, J. Arau, M. Alonso. "A Comparison of LCC and LC Filters for its Application in Electronic Ballast for Metal-Halide Lamps", IEEE Power Electronics Specialist Conference, PESC'2001, Vancouver, Canada, Junio 2001, DD. 114-1 19.

Journal of the Illuminating

, . 10 I. Guerrero

"Balastro Electrónico para Lámpara Fluorescente basado en un Amplificador Clase E operando a una frecuencia mayor a 1 MHz" Tesis de Maestría, CENIDET, Cuernavaca, México, Julio 2002.

Referencias capítulo 2 1 J. Angulo, I. Angulo

2 J. Peatman "Microcontroladores PIC diseño practico de aplicaciones" Mc Graw Hill

"Design with PIC Microcontrollers" Prentice Hall

97

B i b I iog raf ía

1 M. Ponce "Sistemas de Alimentación para Lámparas de Descarga basados en amplificadores clase E , Tesis Doctoral, Cenidet, Cuernavaca , México, 1999.

"Análisis de Topologías resonantes para su aplicación en sistemas de alimentacion para lámparas de alta intensidad de descarga" Tesis de Maestria, Cenidet, Cuernavaca , México, 1999. E. Rasch and E. Statnic "Behavior of Metal Halide Lamps With Conventional and Electronic Ballasts"Journa1 of the Illuminating Engineering society 1991 L. Laskai, P. Enjeti, J. Pitel "A Unity Power Factor Electronic Ballast for Metal Halide Lamps" IEEE Transactions on Industrial Electronics 1994. C. L. Tsay, H. S. Wu, K. S. Kwan "Development of the versatile Electonic Ballast for Metal Halide Lamps with Phase - Shift Soft - Switching Control" IEEE Transactions on Industrial Electronics 1996. H. Peng, S Ratanapanachote p. Engeti L. Laskai, J. Pitel "Evaluation of Acoustic Resonance in Metal Halide (MH) Lamps and An Approach to Detect its Occurrence" IEEE Transactions on Industrial Electronics 1997. J. de Grot, j: van vliet "The High Pressure Sodium Lamp". Philips Technical Library, MacMillan Education, 1996.

"Estrategias de Control en Lámparas de Alta Presión para la Eliminación de Resonancias Acústicas" Seminario Predoctoral, Cenidet, Cuernavaca, México, Febrero 2001, J Zhou, L. Ma and Z. Qian "A Novel Method for Testing Acoustic Resonance of HID Lamps" " IEEE Transactions on Industrial Electronics 1999.

"Estudio de estructuras resonantes con un solo transistor para su aplicación en balastros para Lámparas fluorescentes" Tesis de Maestría, Cenidet, Cuernavaca , México, 1996.

"Balastro electrónico integrado con control de intensidad luminosa y correccion del factor de' potencia utilizando un control difuso" Tesis de Maestría, Cenidet, Cuernavaca , México, 2000.

12 S. Ben-Yaakow, M. Gulko and A. Giter "The simplest Electronic Ballast for HID Lamps" IEEE , Departament of Electrical and Computer Engineering Ben Gurion University of the Negew 1996.

2 E. Rodriguez

3

4

5

6

7

8 J. Correa

9

10 M. Ponce

11 C. Morcillo

99

Anexo 1

Programa lazo abierto

; PROGRAMA LAZO ABIERTO list p-16F876 #include p16F876.inc

.*,,*. *****....,***..*.~.~~~*~~~*~~~.~*~~*.~.**.,~..*~~.**.*..,.

.n**.r.nn+*r+t++.i+. CONSTANTES n*+.t+rtrt*tr~.tt.

VARIABLES EQU Ox22 .nt.ft.*f"nff*.t*~~*~*,n*.~..*~*~~*~,*"~~~".~~".~"~**~

..*"*.*.."L**.*" Declaración de variables r"*rrnn'*r**+

CBLOCK VARIABLES R1 R2 c 1 c 2 ALTO BAJO DATOL DATOH ENDC ... tt.tttt.ftttt.l..*~.~~~.*~.*.,~**~~,.,~.*~~~,~n~..,*~,*.~~

ORG Ox00 GOTO INICIO

ORG 0x04 GOTO INTER

ORG 0x05

;Tabla de datos que nos dan el periodo de la señal en ;los interruptores. TABLA1

ADDWF PCL,l RETLW Dl24 RETLW D123' RETLW D121' RETLW D'119 RETLW D' I16 RETLW D' I13 RETLW D l l l ' RETLW D108'

RETLW D' I06 RETLW D l 0 4 RETLW D'I02' RETLW D100' RETLW D'99 RETLW D98' RETLW D 9 6 RETLW 0'94' RETLW 1792' RETLW D91' RETLW D 8 9 RETLW D87' RETLW D 8 6 RETLW D84' RETLW D83' RETLW D82' RETLW D81' RETLW D 7 9 RETLW D78' RETLW D77' RETLW D 7 6 RETLW ü 7 5 RETLW D74' RETLW 1773' RETLW ü72' RETLW D71' RETLW D70' RETLW D 6 9 RETLW D68' RETLW D67' RETLW D 6 6 RETLW D 6 5 RETLW DE4 RETLW D63'

;Tabla de datos que nos dan el ancho de pulso de la ;señal en los interruptores.

TABLA2

Al-1

C I

Anexo 1

CLRF PORTA CLRF PORTE CLRF PORTC RETURN

FRECUENCIA CENTRAL 80 KHz ********** .*.*******.** FCENTRAL

BSF STATUS,5 ;Banco 1 BCF STATUS,6

MOVLW D61' MOVWF PR2

BCF STATUS3 ;Banco0

MOVLW D31' MOVWF CCPRlL MOVLW 8'00101 100 MOVWF CCPICON MOVLW 8'1100000~ MOVWF INTCON MOVLW 8'00000100 MOVWF T2CON MOVLW 8'0000000~ M O W F PlEl RETURN

CONFIGURACIÓN DEL TIMER I""""" ...f.. **.**.t.

T I BSF STATUS,5 ;Banco 1

MOVLW 8'00000001' MOVWF PlEl

BCF STATUS,5 ;Banco O

MOVLW ~ 1 1 0 0 0 0 0 0 MOVWF INTCON MOVLW 8'00000001' MOVWF TICON MOVLW HFF' MOVWF TMRIH MOVLW H"21' MOVWF TMRIL RETURN

;""CONFIGURACIÓN DEL CONVETIDOR AID '*'* CONVERTIDOR

BSF STATUS5 ;Banco 1 BCF STATUS.6

MOVLW 8'00000000 MOVWF ADCONI

BCF STATUS,5 ;Banco O

MOVLW 8'11000001' MOVWF ADCONO BCF PIR1.6 MOVLW 8'1 1000000 MOVWF INTCON CLRWDT BSF ADCON0,Z RETURN

.******.** DESVIAC,ON DE 2K ..**..*..********** D2K

MOVLW D 5 MOVWF c 1 MOVLW D3' MOVWF c 2 MOVLW D 2 0 MOVWF R1 RETURN

DESVlAClON DE 5K **'+'*+*'** ** **l***ttt.....t

D5K MOVLW D'9 MOVWF R1 MOVLW D I 7' MOVWF c 1 MOVLW D I S MOVWF c 2 RETURN

DESVlAClON DE 10K ****"*'**'*"*' .f>t**.**l*t****..

DlOK MOVLW O1 1' M O W F R1 MOVLW D I 8 MOVWF c 1 MOVLW D I 6 MOVWF c 2 RETURN

DESVlAClON DE 15K '**'****~*'**'** .ttttt..tttl.tttf.

D15K MOVLW D8' MOVWF R1 MOVLW D2'l MOVWF c 1 MOVLW D22' MOVWF c 2 RETURN

DESVIACION DE 20K '*'*********'**' .tt*+t*t**t.l*t*.*

D20K MOVLW D O 0 MOVWF R1 MOVLW D33' MOVWF c 1

Al-3

Anexo 1

DESVIACION 10K A 200 Hz""""""" ... l.t.*t..*t [ DIK200H

MOVLW "FD MOVWF . ALTO MOVWF TMRlH MOVLW "68'

! MOVWF BAJO MOVWF TMRlL CALL DlOK CALL ESPERA RETURN

I

I

DESVIACION 10K A 300 Hz""""""" .*.********** DIK300H

MOVLW H'FE MOVWF ALTO MOVWF TMRlH MOVLW "56 MOVWF BAJO MOVWF TMRlL CALL DlOK CALL ESPERA RETURN

DESVIACIÓN 10K A 400 Hz"""'*****' i+.t***l<i****

DIK400H MOVLW "FE MOVWF ALTO MOVWF TMRlH MOVLW H C E MOVWF BAJO MOVWF TMRlL CALL DlOK CALL ESPERA RETURN

DESVIACION 10K A 600 Hz""""""" .t.t*fl*.t*.t

DIK600H MOVLW HFF' MOVWF ALTO MOVWF TMRlH MOVLW "44' MOVWF BAJO MOVWF TMRlL CALL D10K CALL ESPERA RETURN

DESVIACIÓN 15K A 200 Hz**"*"*""" .e***********

QK200H MOVLW "FE MOVWF ALTO MOVWF TMRlH MOVLW H'3E MOVWF BAJO MOVWF TMRlL CALL D15K

CALL ESPERA RETURN

.t.**f.t.*t.t DESVIACION 15K A 300 Hz""""""' QK300H

MOVLW "FE' MOVWF ALTO MOVWF TMRlH MOVLW HEY MOVWF BAJO MOVWF TMRlL CALL D15K CALL ESPERA RETURN

DESVIACION 15K A 400 Hz"*"'""*"' .t*ft**tlt*..

QK400H MOVLW H'FF' MOVWF ALTO MOVWF TMRlH MOVLW "38' MOVWF BAJO MOVWF TMRlL CALL D15K CALL ESPERA RETURN

DESVIACION 15K A 600 Hz"'*"~**"" .n*tt*tt**t*

QK600H MOVLW H'FF' MOVWF ALTO MOVWF TMRlH MOVLW H'8C' MOVWF BAJO MOVWF TMRlL CALL D15K CALL ESPERA RETURN

DESVIACIÓN 20K A 200 Hz"'"""" ..*t**lttt*.*

VK200H MOVLW H'FE' MOVWF ALTO MOVWF TMRlH MOVLW H'C3' MOVWF BAJO MOVWF TMRlL CALL D20K CALL ESPERA RETURN

DESVIACION 20K A 300 Hz"""""' .*t*.t*...ttt

VK300H MOVLW H'FF' MOVWF ALTO MOVWF TMRlH

AI-5

Anexo 1

CALL DIK200H CLRF TMRlL GOTO LIMPIA

CALL DIK300H CLRF TMRlL GOTO LIMPIA

TB300H

CB400H BTFSC PORTC.0 GOTO SB600H ~~ .. ~

CALL DIK400H CLRF TMRlL GOTO LIMPIA

SBGOOH CALL DIKGOOH GOTO REGRESA

CLRF TMRlL GOTO LIMPIA

.I., t.t,.f</*.t.l~~.tfl*l/fltt..tt<l

TRES3 BTFSC PORTC,l GOTO CC400H BTFSC PORTC,O GOTO TC300H

CALL QK600H CLRF TMRlL GOTO LIMPIA

;200 Hz

TC300H CALL QKGOOH CLRF TMRlL GOTO LIMPIA

GOTO SCGOOH CALL QKGOOH CLRF TMRlL GOTO LIMPIA

CC400H BTFSC PORTC,O

SCGOOH CALL QKGOOH

CLRF TMRlL GOTO LIMPIA

CUATRG4 BTFSC PORTC,l GOTO CD400H BTFCC PORTC,O GOTO TD300H

CALL VK200H CLRF TMRlL

;200 Hz

GOTO LIMPIA

CALL CLRF .~ GOTO

CD400H BTFSC GOTO CALL

VK300H TMRlL LIMPIA PORTC,O SOGOOH VK400H

CLRF TMRlL GOTO LIMPIA

CALL VKGOOH CLRF TMRlL GOTO LIMPIA

SDGOOH

....*it t t i t . * t * *~ . t<~,~~. . * *~ ,~*~~*~* , . .~~~***~ . ,~~~~. .~ . . * * * *~

.t***..tf***.~*t.* INTERRUPCION

INTER BCF BTFSS GOTO GOTO

BSF MOVF BCF MOVWF MOVF MOVWF BCF RETFIE

DES BCF BTFSS GOTO MOVF CALL BSF MOVWF BCF MOVF CALL MOVWF

MOVF

DESl CLRWD1

CALL MOVWF

MOVF MOVWF MOVF MOVWF

MOVLW ANDWF BTFSS

STATUS,5 ;Banco O PlR1,O DESl DES

STATUS,S ;Banco 1 ADRESL,W STATUS,S ;Banco O PORTC ADRESH,W PORTE PIR1,G

STATUS.5 ;Banco O PIR1,l DES R1,O TABLA1 STATUS,5 ;Banco 1 PR2 STATUS3 ;Banco O R1 ,O TABLA2 CCPRlL

R1 ,O TABLA3 CCPlCON

ALT0,W TMRlH BAJ0,W TMRlL

OxFF c 1 , w STATUS2

Al-7

Anexo 2

Programa lazo cerrado

: PROGRAMA LAZO CERRADO list p=16F876 #include p16F876.h~

.***.******,,*.. CONSTANTES *tft****ft(l./t..,~~.~**~~~*,

VARIABLES EQU Ox22 .(i*****.*tt.t*.t**<.Lllllttt*..~~~~~~,~~~~.~~.*~*,,.,,,*.**

,*.*..t***.*** Declaración de variables t*''**'***tttt*'**' CBLOCK VARIABLES R1 R2 R3 R4 R5 c 1 c 2 BANDERA ALTO BAJO REFERENCIA VALORCAD

ORG Ox00 GOTO INICIO

ORG Ox04 GOTO INTER

ORG 0x05 .t.tt*.<l.,tt***.t~.**~~~~..~~.*.~..**..*.~..~,.*~.~~~.*.~~~.~*

;Tabla de datos que nos dan el periodo de la sena1 en ;los interruptores. TABLA1

ADDWF PCL,l RETLW D124' RETLW D'l23' RETLW D121' RETLW D'119 RETLW D'116 RETLW D'113'

RETLW D ' l l l ' RETLW D'I08' RETLW D106 RETLW D104 RETLW D'l02' RETLW D'100' RETLW D'99 RETLW D98' RETLW D 9 6 RETLW D'94 RETLW D'92' RETLW 0'91' RETLW D'89 RETLW D'87' RETLW D'86 RETLW D84' RETLW D83' RETLW D82' RETLW D'81' RETLW D'79 RETLW D'78' RETLW D77' RETLW D'76 RETLW D 7 5 RETLW 0'74' RETLW D'73 RETLW D'72' RETLW D'71' RETLW D70' RETLW D'69 RETLW D'68' ~ ~~

RETLW 0'67' RETLW D66 RETLW D'65 RETLW 0'64' RETLW D63' RETLW D62' RETLW D'61'

I*~f*t*****.ll..l....~****tll<llttr~*.~

A2- 1

*.- Anexo 2

MOVLW 0x86 MOVWF PORTC :EIS

BCF STATUS,5 ;Banco0

CLRF PORTA CLRF PORTE CLRF PORTC

;*'**'* CONFIGURACION DE VARIABLES 'ttt*tt''* MOVLW D76 MOVWF R2

- . MOVLW D I 0 MOVWF R3 MOVLW DO0 MOVWF R4 MOVLW D I O MOVWF R5 MOVLW D51' MOVWF REFERENCIA MOVLW oxoo MOVWF VALORCAD MOVLW oxoo MOVWF BANDERA RETURN

;.**.*** CENTRAL **tt*..ttltt..t.. ;Programación de la frecuencia central a 60 KHz

FCENTRAL BSF STATUS,5 ;Banco 1 BCF STATUS,G

MOVLW D61' MOVWF PR2

BCF

MOVLW MOVWF MOVLW MOVWF MOVLW MOVWF MOVLW MOVWF MOVLW MOVWF

RETURN

STATUS.5 ;Banco O

D31' CCPRIL 8'00101100' CCPICON 6 1 1000000 INTCON 8'00000100 T2CON ~ 0 0 0 0 0 0 0 ~ PlEl

CONFIGURACION DEL TIMER i********* . I **...*t.

;Configuración del iemporizador 1 para generar los ;tiempos del cambio de desviacion.

T1

BSF STATUS.5 ,Banco 1

MOVLW 8'00000001' MOVWF PlEl

BCF STATUS.5 ;Banco O

MOVLW MOVWF MOVLW MOVWF

, MOVLW MOVWF MOVLW MOVWF

B11000000 INTCON 8'00000001' TICON H'OO TMRlH "00 TMRIL

RETURN ;""'*'CONFiGURACi6N DEL TIMER O **'***'* ;Configuración del temporizador O para generar el ;tiempo que para una nueva adquisición del dato ;de la resonancia.

TO BSF STATUS,5 ;Banco 1 MOVLW B11000111' MOVWF OPTION-REG

BCF STATUS,S ;Banco O

MOVLW 8'11100000 MOVWF INTCON MOVLW "00' MOVWF TMRO

RETURN ;"'CONFIGURAC16N DEL CONVETIDOR AID '** ;Configuración del convertidor analógico -digital.

CONVERTIDOR BSF BCF

MOVLW MOVWF

BSF BCF

MOVLW MOVWF BCF MDVLW MOVWF BSF

FLAG BTFSS GOT0 BCF RETURN

STATUS,S ;Banco 1 STATUS.6

8'00000000' ADCONl

PIE1.6 STATUS,S :Banco O

8'1 1000001 ADCONO PlRl fi . . . . . , - 8'11100000' INTCON ADCON0.2 BANDERA,^ FLAG BANDERA.0

A2-3

"e 1 IC -.,

Anexo 2

XORWF R5.W BTFSS STATUS2 <. . GOTO DIK600H CLRF PORTB BCF STATUS,2

RETURN DESVIACIÓN 15K A 200 Hz"""""""' .*.t******,lt

;Configuración de los tiempos para cada dato de la ;desviación de 15K a 200 Hz.

QK200H MOVLW "FE' MOVWF ALTO MOVWF TMRIH MOVLW "3E MOVWF BAJO MOVWF TMRIL

CALL D15K CALL ESPERA .$.

MOVF R4,W XORWF R5.W .,..

- ,

BTFSS STATUS,2 GOTO QK200H CLRF PORTB BCF STATUS,:,

RETURN DESVIACIÓN 15K A 300 Hz"'"*""""' .".*.*t.*~*

;Configuración de los tiempos para cada dato de la ;desviación de 15K a 300 Hz.

QK300H MOVLW "FE' MOVWF ALTO MOVWF TMRIH MOVLW .H'E5' MOVWF BAJO MOVWF TMRIL

CALL .D15K CALL ESPERA MOVF R4,W XORWF R5,W BTFSS STATUS,2 GOTO QK300H CLRF PORTB BCF STATUS,Z

RETURN

DESVIACIÓN 15K A 400 Hz'*""""**"' .**t..*tt*.t.

;Configuración de los tiempos para cada dato de la ;desviacion de 15K a 400 Hz.

QK400H MOVLW HFF' MOVWF ALTO MOVWF TMRlH MOVLW H 4 C MOVWF BAJO MOVWF TMRIL

CALL D15K CALL ESPERA MOVF R4,W XORWF R S W

. .~ .. .. . DESVIACIÓN 15K A 600 Hz"""""*****'* .... l.lt*t.t.

;Configuración de los tiempos para cada dato de la ;desviación de 15K a 600 Hz.

QK600H MOVLW MOVWF MOVWF MOVLW M O W F MOVWF

CALL CALL MOVF XORWF BTFSS GOTO CLRF BCF

RETURN

H'FF' ALTO TMRIH H8C' BAJO TMRIL

015K ESPERA R4,W R5.W STATUS, 2 QK600H PORTB STATUS,2

DESVlACldN 20K A 200 Hz"'""""""' <..***.***f.

;Configuración de los tiempos para cada dato de la ;desviación de 20K a 200 Hz.

VK200H MOVLW "FE MOVWF ALTO MOVWF TMRIH MOVLW H D I ' MOVWF BAJO MOVWF TMRlL

CALL D20K CALL ESPERA MOVF R4,W XORWF R5,W

. ..

A2-7

Anexo 3

A 3 5 1 Temporizadores

Una de las labores más habituales en los programas de control de dispositivos suele ser determinar intervalos concretos de tiempo, el elemento encargado de realizar esta función recibe el nombre de temporizador (timer). También es frecuente contar eventos que se producen en el exterior del sistema, el elemento destinado para esta función se denomina contador.

Los temporizadores pueden ser leidos y escritos en cualquier momento debido a que están conectados en el bus de datos. Cuando funcionan como temporizador coflviene cargarle con el valor de los impulsos que se quiere temporizar, pero expresado en complemento a 2. De esta manera, al llegar el numero de impulsos deseado se desborda y al pasar por O0 H se activa la bandera y se produce la interrupción.

Para calcular los tiempos a controlar con los temporizadores se utilizan las siguientes fórmulas:

Temporización = 4.Tosc.(valor cargado en TMR)(Rango del Divisor) 1

2 Temporización 4.Tosc.Rango del Divisor

Valor a cargar en TMR =

donde:

tiempo de oscilación: temporización: rango del divisor: valor cargado en TMR:

Tosc = IIFosc = 1120MHz Es el tiempo a programar Cuantos pulsos de reloj debe pasar para generar el tiempo Complemento a 2 del valor que se carga en el registro TMR

Los microcontroladores PIC 16F876 disponen de un conjunto de temporizadores - contadores para manejar operaciones que involucran al tiempo y el conteo de eventos. Son tres y se denominan TMRO, TMRI y TMR2.

A3.5.1.1 TMRO

El TMRO es un contador I temporizador de 8 bits, puede manejar reloj interno o externo para este último se puede seleccionar el flanco, contiene un predivisor de frecuencia de reloj programable y cuenta con la generación de interrupción por desbordamiento.

La Tabla 2 muestra los registros que involucran al TMRO [1,3]:

A3-7

Anexo 3

FIE1

T m L ThIRIH ricot4

Por último el registro TMRO en el cual se carga el valor del temporizador.

psP1Ef')I ADIE I RClE I THE 1 CSF'IE I CCPllE I TtrlWIE I TIiIRllE

Regdo de caga del byte de menos peso del registo de 16 blts Reg*o de carga del byte de mas peso del registo de 16 blts - I - ~ T l C K f f i I ~ T l C K P ~ ~ T l G S C E I ~ ~ TlSnlC I TMRICS 1 TI.(RlOH

A3.5.1.2 TMRI

El TMRI es un temporizador / contador de 16 bits, se puede manejar con reloj interno o externo, presenta una interrupción por desbordamiento y es posible reiniciarlo desde los módulos CCP.

En la Tabla 3 se muestran los registros que involucran al TMRI [1,3]

Tabla 3 Registros que se encargan de programar el funcionamiento del TMRI I I I I I I I I I I

En el registro INTCON se activa la petición de la interrupción por desbordamiento, en los bits GIE y PEIE, el registro PIE1 se habilita la interrupción en el bit TMRllF y en el registro PlRl se visualiza la bandera en el bit TMRIIE. Los registros TMRIL y TMRlH se carga el byte de menos peso y mayor peso respectivamente. Por último en el registro TICON se habilita el TMRI en el bit TMRlON.

A3.5.1.3 TMR2

El TMR2 es un temporizador de 8 bits maneja un predivisor y un postdivisor de frecuencia programable, dispone de un registro de período de 8 bits (PR2), maneja interrupción opcional al coincidir TMR2 y PR2 y tiene la posibilidad de generar impulsos al módulo SSP.

En la Tabla 4 se muestran los registros que involucran al TMR2 [3,4].

Tabla 4 Registros que se encargan de programar el funcionamiento del TMR2

A3-9

Anexo 3

El tiempo del periodo de la onda depende del valor cargado en TMR2 y se obtiene según la Formula 3.

3 Periodo = [(PR2)+ 114.Tosc.Valor Predivisor TMR2 Periodo - -

r Ciclo de tabalp I

~ T f v i l ? Z = P R Z

TIkQ2 =Ciclo de tabalo

Tf;lRZ = PR2 Figura 6. Periodo y ciclo de trabajo cuando los registros TMR2 y PR2 coinciden

Cuando el valor del TMR2 coincide con el del PR2 suceden tres acontecimientos, la descripción se orienta hacia el módulo CCPI:

I. se borra el TMR2 2. el pin RC21CCPI se pone a 1 3. el valor de CCPRIL, que es el que determina la anchura del impulso, se carga en

CCPRIH.

El tiempo que el pin de salida está en nivel alto, depende del contenido cargado en CCPRlL y de los dos bits 4 y 5 del CCPICON, para trabajar a una precisión de 10 bits, según la formula 4.

Anchura de pulso = (CCPRlL : CCPlCON'514 .Tosc.valor pedivisor TMR2)

La Tabla 5 muestra los registros asociados a los módulos CCPl y CCP2 en modo PWM [3,4].

4

Tabla 5 Registros que se encargan de programar el módulo CCPl y CCP2 en modo PWM

A3-11

Anexo 3

Los bits CHS2-O selecciona el canal por el que - se introduce la señal analogica a convertir, de acuerdo al siguiente código [3]. I -

El bit GOIDONE# es el bit de estado de la conversión, puesto a 1 inicia la conversión y permanece en 1 hasta terminar la conversion, cuando pasa a O confirma el final de la conversión y esta es puesta en la pareja de registros ADRESH-L.

El bit ADON su función es habilitar el convertidor AID

Registro de control ADCONl y la descripción de sus bits.

I ADFM I - - - I PCFGS I PCFGZ [ PCFGI I PCFGO bit 7 bit O

El bit ADFM selecciona el formato del resultado de la conversión si es 1 el formato está justificado en el registro ADRESH, que tiene sus 6 bits de más peso a O; si es O la justificación se realiza sobre el registro ADRESL, que tiene sus 6 bits de menos peso a O. En la Figura 2-7 se muestran las dos formas de alineación del resultado de la conversión sobre la pareja de registros ADRESH y ADRESL 131. . .

r

Resubdo de 10 b6

AOFIvI = 1 ADFM =it

t ? l i t , n 7 0 7 6 5 ci

I : ounu nu Y Y

A@RESH AORECL ADRESH AORESL Y Y

Jucmicación a la derecha Jucmicación a la izquierda

Figura 7. Alineamiento del resultado digital de 10 bits.

Los restantes cuatro bits (PCFG3-O) se usan para configurar los pines de los canales de entrada al conversor como analógicas o como EIS digitales, de acuerdo con la siguiente Tabla 6 (2,3,4].

i A3-13

I

_ -

I

I

I I

Anexo 5

Programa en matemática del tanque resonante LCC

Análisis del tanque LCC con ganancia máxima.

XL := QReq; xcs := XL- xcp;

Vanax :=*Va; print [ " valores de carponentes Tansue ="I

Crp

109

crs

109

print["Crp = 'I, N[ i-- ] , " nF"] ;

Print[ "CrS = ' 1 , N[ 1 , " W"];

Lr

106

Print["LL1 = ", N[ L ] , -' u"'] ;

0 3 - 0 3 1 4 A5-1