CARLOS ARTURO BONILLA JATIVA TESIS PREVIA A …...respuesta del sistema cuando cambia el nivel de la...

ESCUELA POLITÉCNICA NACIONAL

FACULTAD DE INGENIERÍA ELÉCTRICA

AMPLIFICADOR DE AUDIOFRECUENCIA CON

CONTROL AUTOMÁTICO DE GANANCIA

POR

CARLOS ARTURO BONILLA JATIVA

TESIS PREVIA A LA OBTENCIÓN DEL TITULO DE INGENIERO EN

LA ESPECIALIDAD DE ELECTRÓNICA Y TELECOMUNICACIONES,

DE LA ESCUELA POLITÉCNICA NACIONAL.

QUITO

JULIO DE 1978

CERTIFICO QUE;

EL SR. CARLOS BONILLA JATIVA, HA

REALIZADO ESTA TESIS BAJO MI CON

TROL COMO DIRECTO!

JSON DÍAZ

QUITO

JULIO DE 1978

A LA MEMORIA DE MI MADRE

A MI ESPOSA

A MI PADRE Y HERMANOS

A MIS HIJOS

.INTRODUCCIÓN , -

CAPITULO I : GENERALIDADES

Generalidades ,...

CAPITULO II: ANÁLISIS TEÓRICO DE LOS CIRCUITOS DEL -

AMPLIFICADOR CON CONTROL AUTOMÁTICO DE

GANANCIA.

2,1: Sistema básico con control automá*

tico de Ganancia.

2.2; Características Estáticas

2.3: Características Dinámicas

2.1*; Diagrama de Bloques del sistema -

para amplitudes constantes

2.5: Diagrama de Bloques para el Siste

ma Dinámico., ..,..,.

2.6; Sistema de Compresión General....

CAPITULO III: DISERTO

3.1: Especificaciones Técnicas del Am-

plificador con control automático

de Ganancia

3.2: Diseno ,del Pre-Araplificador

3.3: Diseno de la Sección de Ganancia

Variable

3.U; Respuesta de Frecuencia del Ate-

nuador,

PAG.

7

910

1921

25

30

33

37

II

3.5: Efectos de la Temperatura en el At£

nuador ., 39

3.6: -Diseño del Amplificador de Salida.. h2

3.7: Diseño del Rectificador y Filtro -

Asociado 1 3

3.8; Diseño del Amplificador Logarítmico

y del Sumador , *i5

3-9: Diseño del Comparador 1 51

3.10; Diseño de la Fuente de Corriente... 57

3.11: Diseno del Control de Carga y Des-

carga 63

" 3.12; Diseño del Rectificador y Filtro -

Asociado- 2... , 66

3.13: Diseño del Comparador 2 68

3.1 : Circuito para Ganancia Constante... 7

3.15: Circuito Total del Amplificador de

Audio-Frecuencia con control automa

tico de Ganancia 76

3.l6: Circuito de la Fuente de Alimenta-

ción , 77

CAPITULO IV: CONSTRUCCIÓN

U.l: Disposición de los Componentes en la

tarjeta del Amplificador con control

automático de Ganancia. 79

1*.2; Disposición de los Componentes en la

Tarjeta de la Fuente de Alimentación 8l

.3: Montaje de los Elementos que confor-

man el Amplificador de Audio-Frecuen

cia con Control automático de Ganan-

cia. , 82

^ A

III

CAPITULO V: PRUEBAS DE LABORATORIO

5.1: Obtención experimental de la caracte

rística de transferencia del Atenúa-

dor 8?

5«2: Obtención experimental de la caracte

rística de transferencia del Amplifi

cador Logarítmico -... * 9

5.3: Obtención experimental de la Curva -

de transferencia de la Fuente de Co-

rriente 97

5. : Respuesta del Amplificador con con-

trol automático de Ganancia para Se-

fíales de amplitud constante...,..,,. 100

5.5: Respuesta de Frecuencia del Amplifi-

cador con Control automático de Ga-

nancia ...,,,.,-,....,.,....,r.,,,,- 105

5.6: Medidas de distorsión en el Amplifi-

cador con control automático de Ga-

nancia 106

5.7: Comparación de la Ganancia con con-

trol automático y con Ganancia cons

tante. 110

5.8: Medición del tiempo de ataque y del

tiempo de recuperación 111

BIBLIOGRAFÍA; 115

T•

La presente tesis de grado consiste en el diseño y construc

ción de un amplificador de audio frecuencia con control automático de

ganancia«

Este tipo de amplificador surgió como una de las solucio -

nes al problema que representan las limitaciones físicas de los equi-

pos electrónicos utilizados en transmisores y la habilidad de los op£

radores para mantener un eficiente nivel de la señal para que no se -

produzca ni sub-modulación ni sobre modulación. La utilización del am

plificador con control;automático de ganancia permite, mejorar el por

centaje de modulación, transmitir señales con rango dinámico mayor -

que el del transmisor y, disminuir las variaciones sonoras que se prjB

sentan al cambiar las fuentes de señal de audiofrecuencia.

El trabajo ha sido planificado de la siguiente manera:

1.- Se analizan .cualitativamente las respuestas del sistema tanto -

para condiciones estáticas como para condiciones dinámicas,

2%- Para cada una de estas condiciones, se plantea un diagrama de blo

que básico, el cual es desarrollado por medio de un análisis- cuan

titativo.

3.- Se determinan los valores de los diferentes parámetros y se proce

de al diseño de los circuitos a emplearse.

4.- Se presentan y analizan los resultados obtenidos del amplificador

construido.

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GENERALIDADES•

En Telecomunicaciones, uno de los problemas fundamentales -

es lograr el uso óptimo del medio de transmisión. Es un hecho muy co-

nocido, que el alcance de un radio transmisor depende directamente de

la capacidad que se tenga para mantener el más alto porcentaje de mo-

dulación. Inclusive existe una recomendación en el sentido de que el

porcentaje de modulación sea mantenido por so"bre el Q5% con una bue -

na calidad de transmisión, pero no se debe sobrepasar el 100% en pi -

eos frecuentes. En este caso, el problema es tener la señal modulado-'

ra con el nivel promedio lo más alto posible y, prevenir sobre-modula

ción causadas por repentinos picos. (Ref. #2, Pag, 1-137)»

Pero también se debe considerar las limitaciones físicas de

los equipos electrónicos empleados en los transmisores. Una de estas

limitaciones es el rango dinámico, entre el máximo nivel de salida y

el nivel ruido. Este nivel de ruido puede incluir zumbido de fuente —

de alimentación, aguja de tocadiscos, de micrófonos, etc. En este -

caso, el problema es pasar una señal de audio con un gran rango diná-

mico a través de un canal con un reducido rango dinámico. El rango di

námico original, esto es, la relación entre los niveles máximo y mfni

mo de la señal, puede ser tanto como de 90 dB en música clásica.

Una vez que este material ha sido grabado, el rango dinámi-

co puede ser reducido a 70 dB. Sin embargo, se debe comparar este va-

lor con el rango dinámico de un trasmisor de FM que puede ser sola -

mente 40 dB y con el de un trasmisor de AM que puede ser solamente -

20 dB. (Ref. #1, Pag. 22).

•

Dadas estas limitaciones, el operador de sonido, puede eli-

minar la parte del programa que está por debajo del nivel de ruido, -

distorsionar los picos de alto nivel o, introducir distorsión que re-

sulta al amplificar los bajos niveles de señal más que los altos. Es-

te último procedimiento se llama comprensión.

» 4 -

Bebido a que el canal no puede reproducir la señal original

exactamente, cierto grado de distorsión debe ser introducida, la com-

prensión, cuando es utilizada adecuadamente, produce el menor grado de

distorsión.

Anteriormente, compresión aparecía cuando el operador de —

sonido ajustaba la ganancia manualmente para producir el efecto más -

placentero. Pero el tiempo de reacción de un operador al presentarse

un nivel alto de señal repentino es, relativamente largo. Una reac —

ción producida en un segundo sería considerada rápida. Durante este -

segundo, se produce distorsión audible cuando la señal excede el ni -

vel máximo.del canal.

Una posible solución sería examinar el programa, antes de -

transmitirse, de tal manera que la ganancia pueda ser reducida antes

que aparezca el nivel alto de señal, sin embargo, este procedimiento»

es inconveniente, práctica y económicamente hablado.

Por lo expuesto, se concluye que el sistema de control de -

ganancia debe ser automático. En este sentido, el uso de un amplifica

dor limitador ha sido común por varios años con resultados razonable-

mente buenos, sin embargo tiene también ciertas limitaciones. En un -

amplificador limitador, la ganancia es constante hasta cierto nivel -

de salida. Por sobre este nivel, se produce tanta reducción de ganancia,

que el nivel de salida será prácticamente constante, por esto el am -

plificador limitador será efectivo sólo con altos niveles de señal -

que constituyen una pequeña parte del rango total.

Por otro lado, el amplificador con control automático de -

ganancia, servirá para mantener una señal relativamente uniforme de -

la misma manera que lo haría un operador variando constante y cuida -

desámente la ganancia.

Las características del amplificador con control automáti -

co de ganancia y las del limitador se complementan mutuamente. Su uti

lización conjunta permite un promedio de modulación más alto sin lle-

gar a producir sobre-modulación por picos repentinos circunstancia -

que favorece el tener una mejor señal a mayores distancias sin tener-

que aumentar la potencia del transmisor.

En ciertas aplicaciones, es deseable que la señal reproducá^

da tenga el mismo rango dinámico como en su forma original; esto im -

plica la utilización del proceso llamado expansión. La señal de sali-

da de un expansor tiene un rango dinámico mayor que la señal de en -

irada. La principal ventaja que se obtiene al utilizar expansión es -

que se reduce el efecto del ruido de fondo lo cual es muy importante

cuando la fuente de señal es un disco. Sin embargo^ este proceso no -

puede ser utilizado indiscriminadamente por no existir regulaciones -

sobre los diferentes parámetros de los sistemas de compresión y de -

expansión.

C A P I T U L O I I

ANÁLISIS T30RICO DE LOS CIRCUITOS DEL AMPLIFICADOR

CON CONTROL AUTOMÁTICO US GANANCIA

'- 7

ANÁLISIS TEÓRICO

2,1.- Casi todos los sistemas de control automático de ganancia

se pueden concebir tal como se muestra en la figura 2,1,

e¡

Preampüficador

Amplificador de

Ganancia Variable Amplificador de Salida

FIG. 2.1,.- SISTEMA BÁSICO CON CONTROL AUTOMÁTICO DE GANANCIA

La señal a controlarse pasa a través del preamplificador, -

la sección dé ganancia variable y el amplificador de salida. El con -

trolador de ganancia examina la señal en la salida y determina cual -

debe ser la amplificación.

Con la excepción del controlador de ganancia, las caracte -

rísticas técnicas del sistema total son especificadas de un modo con-

vencional. Por ejemplo, la impedancia de entrada debe ser alta y la -

impedancia de salida debe ser baja, Alternativamente, se puede espe -

cificar las impedancias de entrada y de salida iguales ambas a 6CO -

ohmios. La distorsión debe ser baja, no más de 2%\a respuesta de fre_

cuencia debe cubrir el rango de audio, es decir los puntos de -2dB c£

rresponderán a 20 Ha, y a 20 KHz, la relación señal a ruido debe ser -

la más alta posible.

Se ha dispuesto un sistema de realimentación para el control

- 8 -

de ganancia, .porque en la práctica es más fácil su implernentación que

si se sutilizara un sistema de alimentación hacia adelante (feed-for-

ward)» Las características del controlador de ganancia determinan la-

calidad de la comprensión y son las más difíciles de plantear.

Básicamente el controlador de ganancia .es un computador ana

lógico cuyos parámetros pueden ser controlables externamente por el -

operador de sonido e internamente por la señal misma. Para facilitar-

la discusión, estos parámetros se pueden dividir en dos clases: Está-

ticos y Dinámicos.

• Los parámetros estáticos especifican la respuesta del sis te

ma a.señales estacionarias, los parámetros dinámicos especifican la -

respuesta del sistema cuando cambia el nivel de la señal- de entrada.

Aparte de los niveles máximo y mínimo del amplificador, -

las demás características del sistema se basan en opiniones subjeti -

vas. Un conjunto de características dinámicas puede ser conveniente -

para música clásica pero no para música popular. Una persona que acos

tumbra oir música clásica es muy sensible a ciertos aspectos del son_i

do que no tienen ninguna importancia en música popular.

En consecuencia, la optimización de ciertos parámetros está

relacionada a lo que la persona que escucha espera oir. Por ejemplo ,

se desea que el balance eniré los diferentes instrumentos no se haya

cambiado cuando se escucha música en un recinto silencioso, sin em -

bargo, al escuchar la misma música en una fábrica se puede desear que

el balance sea cambiado para que se pueda oir sonidos de bajo nivel*

Por tanto la mayoría de los parámetros se determinan expe -

rimentaimente y, los más críticos se los deja semifijos para ser ca -

librados según las circunstancias.

2,2.- Características Estáticas

SALÍDA

dB

SALIDA

j> ENTRADA

dB

FIG. 2.2..- CARACTERÍSTICAS ESTÁTICAS DE DOS DIFSREHríBS SISTEMAS DE

COMPRESIÓN.

En la figura 2.2 se muestran dos curvas estáticas de dos -

sistemas de compresión . diferentes* En ambos casos, el rango dinámico-

total es igual pero la calidad del sonido es muy diferente*

Ambas curvas son muy parecida~s,con la excepción de la reía —

clon de compresión., que para la curva 2.2«a es constante y para la —

curva 2.2.b aumenta gradualmente cuando aumenta el nivel de la señal.

La relación de compresión- . se define como la variación(en -

db) que debe haber en la entrada para producir un cambio de IdB en la

salida* La mayoría de los sistemas convencionales tienen una caracte -

rística similar a la curva 2.2«b. ' •

El utilizar una curva de tipo logarítmico, tiene la ventaja-

de que se reduce el rango dinámico de la señal de entrada sin introdu-

cir discontinuedades importantes y se logran mayores rangos de compen-

sación sin que sea auditivamente objetable» Adicional a esto, se debe-

considerar que un sistema de compresión . que tiene una curva lineal, en

._

- io - 1: .

.una escala de decibelios, tiene la ventaja de que el efecto de com -

presión es independiente del nivel de la señal. Esto es," aumentando-

el nivel de entrada no cambia la calidad del sonido en la salida. Con

la curva 2*2.b al aumentar el nivel de entrada aumenta el factor de -

compresión y disminuye el rango dinámico. En consecuencia es mejor -

tener independencia de señal.

El sistema de la curva 2.2,a reduce el rango dinámico del-

programa, pero también reduce la relación señal a ruido en el mismo «•

monto. Este monto es igual a la diferencia en amplificación cuando -

la entrada es de un nivel norma,! y cuando es ruido solamente. Es muy

grande si la región de compresión es extensa» Esto sugiere que no de-

be haber incremento de ganancia cuando sólo hay ruido presente. De e:s

ta manera la ganancia con señal normal y ganancia con ruido sería la

misma y, no se degradará la relación señal-ruido. La distinción entre

' señal de bajo nivel y ruido se puede hacer a base de nivel. Las seña-

les útiles normalmente se mantienen por lo menos 10 dB por encima -

del ruido de fondo, mbién se puede tomar en cuenta que está normal-

mente aceptado que., para un transmisor de frecuencia modulada, el ni-r

vel de ruido sea -éO dB con respecto al nivel que representa cien por

ciento de modulación. (Ref. #3» Pag. 40)* Para señales de régimen es-

tacionario, la ganancia no cambia y la salida es exactamente igual a

la. entrada.

2.3.- Características Dinámicas

Las características dinámicas de un sistema de compresión —

se pueden visualizar como una relación entre las variaciones de ganan

cia y la señal misma. Para definir esta relación se debe tomar en -

cuenta lo siguiente:

a) ¿ Cuándo debe cambiar la ganancia?

b) ¿ Con qué velocidad debe aumentar o disminuir la ganancia?

•Antes que nada, debe considerarse la respuesta del sistema-

a un tren de pulsos transitorio. El tiempo que toma el sistema, ante

un súbito incremento de señal, para efectuar el 63% del cambio de ga-

nancia, debido a dicho incrernentop se llama el tiempo de ataque. SI -

valor del tiempo de ataque varía normalmente entre 0,1 milisegundo y

100 milisegundos.

La figura 2.3.a muestra el efecto de un tiempo de ataque re

lativamente largo sobre un tren de pulsos de la señal. La figura 2.3.b

es la misma respuesta pero con un tiempo de ataque corto.

AENTRADA ENTRADA

FIG. 2.3..- RESPUESTA DEL SISTEMA DE COMPRESIÓN ANTE UN INCE3MEKPID

BS SEÑAL

Claramente se nota que la salida es más parecida a la entra

da cuando el tiempo de ataque es corto. Cuando es largo, la parte ini

cial del transitorio es acentuada. Este defecto es muy objetable al -

comienzo de cualquier nota musical o. sonido vocal. Para evitar este -'

sobre-énfasis un sistema de compresión debería tener un tiempo de ata

que inferior a 10 milisegundos. Un transitorio que decae en este in -

tervalo de tiempo normalmente no es objetado. (Ref. # 1» Fág. 22).

La desventaja de usar un tiempo de ataque muy corto es que-

la ganancia tiende a ser determinada por los picos de señal y no por-

su energía o sonoridad. Pajo ciertas condiciones esto puede cambiar -

la relación de compresión, un aumento de la sonoridad en la entrada -

de"be producir un menor amento de la sonoridad en. la salida. Considé-

rese el caso cuando una nota musical con una alta relación de nivel -

pico a nivel promedio aparece repentinamente, por ejemplo si un piano

se añade a una música de fondo, los picos de la señal con la nota de

piano puede ser de 10 dB más grandes que sin dicha nota, pero el in -

cremento de sonoridad puede ser, sólo 3dB. Si.la relación de compre -

sión es 2:1 y el tiempo de ataque es corto, la ganancia es reducida -

en 5dB y, la sonoridad de la señal de salida es reducida en 2dE. Esto,

produce un sonido plano. Este fenómeno está directamente relacionado-

ai hecho de que el oido responde a la sonoridad y, que señales con pi

eos de alto nivel no son necesariamente de alta sonoridad. Por esta -

razón el tiempo de ataque no se lo hace muy corto. Se de"be escoger un

valor que minimise el efecto de una señal alta transitoria y que al -

mismo tiempo evite que los picos controlen la ganancia.

El tiempo de recuperación se puede definir como el tiempo -

que toma el sistema, ante un súbito decrerriento de señal, para efec -

tuar el 6j>% del cambio total de ganancia debido a dicha disminución.

Normalmente, el tiempo de recuperación varía de 0,1 segundos a 2Q se-

gundos.. (Ref. # 1, Pag.2?)

ENTRADA

GANANCIA

j, SALIDA

ENTRADA

.. GANANCIA

, SALIDA

•FIO. 2.4,- RESPUESTA DEL SISTEMA DE COMPRESIÓN ANTE UN BECHM2NTO DE

SEÑAL.

-13.-

La figura 2.4-a muestra el efecto o.e un tiempo de recupera

ció*n corto y, la figura 2.4-t> corresponde a un tiempo de recuperación

largo.

La parte decreciente de la señal, o reverberación, es la —

afectada, de la misma manera que, un tiempo de ataque corto reproduce

más fielmente la parte inicial de un transitorio, un tiempo de recu -

peración largo asegura que la parte final no sea acentuada.

Con un tiempo de ataque corto y un tiempo de recuperación -

largo, la ganancia puede disminuir rápidamente pero aumenta lentamen-

te. Bajo esta condición, una nota de alto nivel, puede crear un va -

cío en el programa. Por ejemplo, una nota de piano tocada con música-

de fondo causa que todos los instrumentos sean reducidos en sonoridad

hasta diez segundos después que ocurrió la nota de piano. Alternativa_

mente, si el tiempo de recuperación es corto,la ganancia cambia rápi-

damente y a cada momento. Para el oyente,parece que las notas indivi-

duales se modulan unas a otras, en efecto,las notas individuales es -

tan siendo distorsionadas,

Debido a que las señales del programa no son estacionarias,

las características dinámicas de recuperación tienen un efecto mucho-

más importante en la naturaleza de la compresión que el que causan -

las características estáticas.

Sólo la compresión del rango dinámico en un tiempo largo no

es afectada por el tiempo de recuperación.La compresión del rango di-

námico, en un tiempo corto,depende de la velocidad con la cual la ganrn

cía vuelve a su valor previo después de un tren de pulsos transitorio

Por ejemplo,si un sistema tiene una relación de compresión grande y -

un tiempo de recuperación largo,este tiempo de recuperación impide -

que la ganancia cambie rápidamente después de los picos y,para seña -

les normales,la ganancia es constante.De esta manera,aunque hay una -

relación de compresión grande,el rango dinámico, en un 'liempo corto -

no cambia.

Las señales que siguen a un pico retienen la misma relación

dinámica con respecto al pico si es que la ganancia no ha tenido sufi

cíente tiempo para cambiar. Si la recuperación se ha producido, di -

chas señales son tratadas independientemente del -pico previo,

Por lo anteriormente expuesto, se concluye que el tiempo de

recuperación controla el monto de comprensión del rango dinámico»

Para que no se objeten los efectos de la ganancia cambiante,

se debe tomar en cuenta lo siguiente:

1.- La ganancia no debe cambiar durante la duración de una nota indi-

vidual para asegurarse que la salida sea una fiel reproducción de

la original.

2.- Los picos transitorios no deben dominar la ganancia.

5«- La velocidad de recuperación, debe ser constante, pues de esta nía

ñera se aumenta el nivel muy suavemente,lo cual es -.muy importante.

2.4*- DIAGRAMA EN BLOQUES DEL SISTEMA PARA AMPLITUDES CONSTANTES

¿ SALIDAdB

«si

£> ENTRADAdB

PIG. 2.5**- .CARACTERÍSTICA SSTA'TTCA DEL SISTEMA DE COMPRESIÓN..

La figura 2.5 muestra la curva de transferencia estática

cogida para el sistema de compresión.

L

Para señales de entrada menores que ve-i o mayores que

la amplificación del sistema será lineal. Para señales de entrada ma

yores que ve^ y menores que ve£ se producirá compresión. En la figu-

ra 2.6 se plantea un sistema básico.

- 3,5-

-fcv-

Rectificador y

Filtro Asociado

K

FIG. 2,6..- DIAGRAMA DE BLOQUES PARA EL SIS5EMA. ESTÁTICO BÁSICO

"Por consideraciones cié diseño, se resolvió utilizar un ate —

mador que incluye un transistor de efecto de campo (TEC) asociado con

un amplificador de ganancia G para conformar la sección de ganancia -

variable.

El transistor de efecto de campo TT ? será utilizado como -

tina resistencia lineal cuyo valor depende del voltaje de compuerta de

la siguiente manera:

nVc(2,1) (Ref.#4. Pag.

Ro y n son parámetros del transistor-. Ve es el voltaje de compuerta a

fuente.

El atenuador es el divisor de tensión formado por R^ y T-,,

por tanto:

-n.Vc

(2.2)

.Se puede escoger un valor de R^f tal que:

% -nVc.-** e«o "

Por lo que la ecuación 2.2, se reduce a:

—- va RQ - n.Vc- C¿ ,-_.„„»• e ( ? O

~' -r ~ u v ¿•*s)ve %

El sistema de compresión, realiza una medida de nivel to -

mando el valor promedio de la señal de salida vs. En consecuencia, -

es necesario rectificar y filtrar dicha señal. la transferencia de e£

te promediador se puede expresar así:

Vb «K- V (2.4)

K = Constante

A la señal X es necesario procesarla de tal manera que el~

voltaje de compuerta V , produzca una relación de compresión que no

dependa del nivel de ve o de vs o sea:

Vc = A.tfVb) . (2.5)

Vc = A.f(K.ys) (2.6)

De la ecuación 2.3 se tiene:

v = v 'Ro en*Vc •a e* pr * ' "

Pero, vs = G.va

Combinando las dos últimas ecuaciones se obtiene:

vs = G.ve. fo_. en'Vc (2.7)El

Combinando las ecuaciones 2.6 y 2.7 se obtiene:

r- ,r Ro ~n" v^-* *s/ /'o o^Vg = U, Ve. —i:—, e \»o^

Seaf '(K,vs) = ln(K*vs) voltios, en la ecuación 2.8 se obti^

ne:

}-ve. 2£_. (K. vs)nA

1-nAvs = ve-

r

. (G. 5aRÍ

1-nA) (2.9)

La ecuación 2.9 demuestra que al hacer, Vc = A In (K.vs), -

se produce compresión que no depende del nivel de la señal y, sólo es

necesario que:

1

1-nA

O sea: nA < o (2.10)

Como n es una magnitud positiva, la desigualdad 2.10, impo -

ne que el factor A sea negativo.

De la ecuación 2.9f se concluye que la relación de compre -

sión es representada por el término (l-nA)

En la ecuación 2.9 se puede ver que la relación de amplitud-

entre vs y ve está totalmente determinada por los parámetros G, n ,

A V "D ' ir T?_, A., IÍQ y lín •

RO y rú son parámetros, no controlables, del transistor T , -

G de"be tener un valor fijo para poder eliminar la distorsión en el -

transistor de efecto de campo, tal como se mostrará en el diseño, A y

R-, determinan la relación de compresión y K influye en el rango total

sujeto a compresión. Por lo anteriormente dicho, se ve que la reía —

ción de amplitud entre vs y ve no puede ser modificada puesto que los

parámetros que determinan su valor influyen en otros aspectos del sis-

tema que deben ser independientes del nivel de la señal»

Como esta dependencia entre las amplitudes de vs y ve no es-

deseable, se incluyen el prearnplificador y el amplificador de salida -

con ganancias semifijas, tal como se muestra en la figura 2.7

preampüficador

Ve'

Ganancia Variable

h-

Va

5"

-

— f*-

VC

\

Amplificador

Logarítmico

A

.-18 -

X Vs/ "

vb•q

>,

Rectificador y

Filtro

K

Amplificador de

SalidaX.

\ —

1/

•

FIG. 2.7.- DIAGRAMA CE BLOCÜ3S PARA EL SIS IA BÁSICO INCLUYENDO AL

PREAKPLIFICALOR Y AL AMPLIFICADOR

DS SALIDA

De esta manera, el preamplificador, además de acomodar' la -

s'efíal de entrada a la sección de ganancia variable, también evitará -

que la impedancia de entrada del atenuador afecte a la fuente de se -

nal.

El amplificador de salida cumplirá similar función al acomo-

dar los ni.veles de salida a la carga además que evita la influencia -

de la impedancia de carga en el controlador de ganancia.

Al revisar el funcionamiento del diagrama de bloques de la -

figura 2.7» se ve que al aumentar la señal de entrada v , la magnitud

de Vc también aumentará, lo cual es incorrecto porqiie en realidad, Vc

debe disminuir para aumentar la atenuación de la red R-, - IL ante un -

incremento de la entrada. Para corregir este error se incluye un cir -

cuito que nñada el valor de ln (K vs) a otro de signo opuesto de tal -

manera que:

Vc -= A

-19 -

+ ln(Kvg)' ) (2.11)

Cerno InVrefj es de signo opuesto a ln(Kvs), se logra que —

V^ disminuva su magnitud al producirse un incremento de la señal de enotrada.

ne:

Introduciendo la ecuación 2.11 en la ecuación 2.8 se obtie

í—\l-nA 1-nA

-

V = Vvs ve .(G. ^°_. K

nA ,_• VI

En la figura 2.8 se muestra el diagrama de

si•

(2.12)

bloques para el

stema estático.Ganancia Variable

Préamplificador P

,

— t*-•

-

"" -v.

"S"%1

^ >!L L^^>~^v

\s^

_

Va

_krl_

VpSumador

A

x

r

x.\\ vs

^~^

Amplificador

Logaritmico

"1

&

v

rf

Iiii11(

111

Rectificador y

FutroK

Amplificador deSalida

\N.

fc^ ^*x^

\

L/"•

IPIG. 2.8..- DIAGRAMA FINAL DE SLOQUSS PARA EL SISMVIA SSTATTCO.

El con'-rol del tiempo de ataque y el de recuperación se efec

tuará al inrroducir un retardo entre la salida ciel sunridor y la com -.

puerta del transistor de efecto de campo.

Cono sé dejó establecido anteriormente, la velocidad de re -

-20 r-

cuperación debe ser constante. Pero esta velocidad debe también ser -

un parámetro ajustable para proporcionar el tiempo de recuperación -

más conveniente según las circunstancias.

El retardo se obtendrá al cargar y descargar un condensa -

dore Para que este condensador varíe su voltaje con una velocidad -

constante se requiere que la corriente a través del condensador sea —

también de un valor fijo independientemente de la magnitud del cambio.

producido en la señal de entrada* Esto sugiere que el voltaje del con

densador sea controlado por una fuente de corriente. Esta fuente de -

corriente debe estar activada siempre que el voltaje del condensador-

sea diferente de la salida del sumador. En otros diseños, se ha util

zado una fuente de corriente para cargar y otra para descargar. En el

caso presente se utilizará una sola fuente que permite cargar y des -

cargar al condensador. Como la velocidad de ataque es diferente de la

velocidad de recuperación la fuente debe variar la corriente de sali-

da según sea el caso,

En conclusión se plantea'el siguiente diagrama de bloques ,.

tal como se muestra en la figura 2.9

VfControl de

Afch

^arga y Descarga

B

i '

Fuente de

Corriente _L "Separador -&_! &-A la

compuertadel Tec

FIG. 2.9 DIAGRAMA DE BLOQUES PARA INTRODUCIR RETARDO EN EL TIEMPO DE

REACCIÓN.

- 21 -

Se ha añadido un amplificador separador entre el condensa -

dor y la compuerta del TGC para que el voltaje del condensador no sea-

afectado por la impedancia de entrada que presentan el comparador 1 y

el TSC. La ganancia del separador es 1.

El comparador 1 producirá una señal que tendrá 3 estados:

1.- La salida del sumador es igual a la salida del separador» En cuyo-

caso la ganancia no debe cambiar.

2.- La salida del sumador es mayor que la salida del separador. Esto -

es una indicación de que la señal de entrada ha disminuido y que -

la ganancia debe aumentar.

3,- La salida del sumador es menor que la salida del separador. Esto -

significa que la señal de entrada ha aumentado y que la ganancia debe-

disminuír.

El control de carga y descarga interpreta la salida del com-

parador y determina la corriente de polarización, en el terminal B dé-

la fuente de corriente, que a su vez determina la magnitud de la co —

rriente de salida según sea el caso.De esta manera controla la veloci-

dad de carga y descarga.

La entrada A de la fuente de corriente, también interpreta -

la salida del comparador, pero en este caso para determinar el sentido

de la corriente de salida. Es decir, si la salida del comparador es ne

gativa, la corriente de salida también será negativa y el condensador .

se descargará. De la misma manera, si la salida del comparador es posi

tiva, la corriente de salida también será positiva y el condensador se

cargará.

2.6..- Sistema de Compresión., fien eral

Combinando la figura 2.8 con la figura 2.9» se obtiene el -

diagrama de bloques para el sistema total, lo cual se muestra en la -

figura 2.10:

L

^ preampltfiGanancia Variable -22 -

Amplificador de Salida

^

3

f

'

Rectificador y

Filtro 2

FIG. 2.10..- DIAGR.A11A. FINAL DE BLOvJ^S PARA 3L SISr~>iA LS COMPl SSION

En la figura 2.10 consta, además de los Aloques ya discutí -

dos, el comparador 2, Su función es determinar si existe señal presen-

te o si sólo hay ruido.

Cuando el- comparador 2 indica la presencia de señal, permi -

te que el comparador 1 cumpla su fundan normal. Si hay solamente rui-

do, el comparador 2 hará que el comparador 1 simule en su salida que -

v^y Vd son iguales. Debido a esto, la ganancia permanece con su últi-

mo valor y no cambia hasta que \aielve a aparecer señal.

Se mostrará en el diseño que el a temía do r formado por R? y -

RT obliga a que

V ' 2 .V (2.13)"

-23: - i;

En consecuencia, la salida jlel sumador se ha modificado de -

la siguiente manera:

Vd = 2.A.(lnVb£lnVref-L) (2.14)

El tiempo de ataque o el de recuperación, representan el -

tiempo que toma al condensador, el igualar su voltaje a la tensión de

salida del sumador. Para que dichos tiempos estén comprendidos dentro

de los rangos deseados se de"be considerar lo siguiente:

1«- Cuando se produzca un carabio de nivel de v , la entrada al compa-

rador 1 será diferente de cero y se puede expresar como:

V = V' - Vd (2.15)

2,- El tiempo que tome la variación de ganancia dependerá de la magni-

tud de V y de la velocidad conque sea variada. O sea: '

dV

dt dt dt(2.16)

De la ecuación 2.13 y de- la 2.14 se obtiene:

Fc - ( 2.17)dt ~ • dt

dVd ._ 21dt dt

Pero: V"b = K,vs - K.G.va

Por tanto: •

dVd 2A c

dt va dt(2.18)

De la ecuación 2.3» se tiene

v = ve.• «nV

Cuando ve ha cambiado de un nivel a otro, la velocidad con -

que cambia va será:

- 24 -

'. n. dVc

dt !E cTT"

dva

dt dt

Combinando las ecuaciones 2.18 y 2.19 se obtiene

« 2 An od t d t . . .

Introduciendo las ecuaciones 2,20 y 2.17 en la ecuación

2.16, se concluye lo siguiente:

dV 2(l»An).dVc ,p x .<nr - STT I2-21'

La ecua.ción 2.21 demuestra que la relación de compresión ~

(l-An) influye también en la velocidad conque el sistema cambiará su -

ganancia.

En lo que respecta a la fuente de alimentación se debe to -

mar en cuenta que los amplificadores operacionales del sistema necesita

rán dos tensiones de alimentación H-15 voltios y -15 voltios. El rizado

de estos voltajes deberá ser menor que 10 milivoltios teniendo en cuen-

ta los niveles de señal conque se trabajará. La fuente debe ser regula-

da para evitar que variaciones de sus voltajes de salida afecten al -

buen funcionamiento del amplificador. Además para prevenir cualquier da

ño a los amplificadores operacionales la fuente debe tener protección -

de sobre-voltaje. Para pro tejer a la fuente misma debe fijarse una co -

rriente de salida máxima. Cuando la corriente de la carga exceda dicho

límite la fuente debe desactivarse,

o 03H fi

- 25 - . £

5.1..- Especificaciones técnicas del amplificador" con control automáti-

co de Ganancia»

De acuerdo a la figura 2,10 se tiene la siguiente simbología que será -

utilizada en el presente capítulo:

ve' = Señal de entrada al preamplificador

ve = Señal de entrada al atenuador % - T]_

va = Señal de salida del atenuador R-, - Ti

vs = Señal de salida del amplificador asociado al atenuador R-.-

TIG = Ganancia del amplificador asociado al atenuador R-i - IS

vs' = Señal de salida del amplificador de salida

K = Ganancia del rectificador y filtro 1

V"k = Señal de salida del rectificador y filtro 1

In Vb = Señal de salida del amplificador logarítmico

In Vref. = Señal de referencia en la entrada del sumador

Vd = Señal de salida del sumador

Vf = Señal de salida del comparador 1

VQQ = Señal de salida del control de carga y descarga

Ve = Señal de salida del separador

YC = ítensión de compuerta a fuente de TI

Vref.2 = Señal de referencia en la entrada del comparador 2.

A continuación se procede a definir cuantitativamente el sis-

tema de compresi6n a ser implementado.

De acuerdo a s\ definición, se escoge una relación de compre-

sión de 2:1 en base a las siguientes consideraciones:

1.- Un rango dinámico de 40 dB será reducido a un rango de 20 dB,

2.- Si la señal de entrada tiene un rango dinámico superior a 40 dB, los

niveles más altos serán sometidos a compresión mientras que los ni-

veles "bajos serán amplificados linealmente. Le esta manera se tiene

la ventaja de que el nivel de ruido no será amplificado más que las

- 26 -

señales de bajo nivel. Sn consecuencia, si la señal de entrs.da tiene -

un rango dinámico de 60dB, la señal de salida tendrá un rango de 40dB«

3.- Por lo expuesto anteriormente, el s'istema cumpliría con una de —

aus funciones que consiste en acomodar el rango de señales de un -

programa, al rango dinámico de un transmisor de F.M. En todo caso ,

si la señal de entrada tiene un rango mayor a 60 dB, el limitador -

del transmisor, con una relación de compresión mucho más grande que

dos, evitará la sobre-modulación por las señales de más alto nivel.

Por razones a indicarse en el diseño, se impone que el nivel-

superior de compresión será;

milivoltios-Pico (3.1)

Este valor de v x corresponde a la condición de máxima ate

nuación. En esta condición, la resistencia equivalente del transistor -

de efecto de campo T-, es mínima e igual a Ro. En consecuencia, del ate-

nuador Ify «. T]_ se puede escribir:

vamáx =

Despejando vpm¿.j, se obtiene:

emxx = ' *'* vamáx

(3.2)

(3.3)

El transistor de efecto de campo a utilizarse es el 2N2498, -

cuyo valor de EO es:

^ = 315 Ohmios

Por consideraciones de diseño se hará:

RI = 12 Kilo-Ohmios

Introduciendo estos valores en la ecuación 3.3 se obtiene:

vemáx = x»41 Voli^rico (3.4)

Este valor de 1.41 voltio-pico corresponde al nivel máximo del

- 2? -

rango de señales de entrada sujeto a compresión, .'

Como ya se dejo establecido anteriormente, el rango dinámico

de entrada será de 40 dB el cual, a la 'salida será reducido a un rango

de 20 dB. En consecuencia de las igualdades 3.1 y 3»4 se establece lo~'siguiente:

vamín ** 3f6 milivoltios-Pico (3»5)

14?1 milivoltios-Pico (3#6)

En la ecuación 2,3 se estableció que:

va RQ n.Vc-Vg = IFf '

= n.Vc. 20.1g e t 20.1gjo . (3.7')

dB Rl

Para el 2N2498? experimentalmente se determinó la pendiente-

de la ecuación 3«7* siendo R]_ igual a 12 Kilo-Ohmios;

20.n.lg e = 6.16 2 U- V - • * • • • d":

Volt.

'En consecuencia:

n = 0,71 (3.8)

De acuerdo a los componentes del atenuador R]_ -Tj_ , la mayor

variación de la atenuación que se puede obtener es 20 dB« Cuando V-c es

cero voltios, la atenuación es máxima, mientras que para un valor máx.1

mo de Vc la atenuación es mínima. Por lo tanto, de la ecuación 3»7 se

tiene:

n. Vcmáx. 20 Ig e = 20 dB

cmáx = - ^n.20,lg e

Vcmáx « |™fV~- = 3.25 voltios (3.9)

"ToTE.

En el capítulo 2, se estableció que la relación de compresión

R.C. es:

-28 -

R.C. = 1-nA (3.10)

Como ya se ha determinado que R.C. será igual a dos y n será

igual a setenta y un centesimos, de la ecuación 3-10 se despeja el va-

lor de A:

A - 1-R.C. = - 1,41n

(3.11)

De la ecuación 2.11 se establece que:

Vd = 2.A.(ln Vre^ -*- ln Vb) (3.12)

Como en condiciones estacionarias V¿ será igual a dos veces-

Vc, se puede escribir que:

Vj <• = O Voltios (3«13)

vdmáx = 2 x 3,25 Voltios = 6,5 voltios (3.14)

Cuando V¿ es mínima, la tensión V, será máxima; en el dise -

fío se mostrará que V^náx será igual a doce voltios. En consecuencia, -

de la ecuación 5-12 se puede escribir:

V, ^ — 0 = 2 A. fin Vref 1 •$• ln V-, ^ vdmín ~ * *^ ™ vbmax/

De donde se puede despejar ln Vref^ así:

ln Vref 1 = -ln V^ máx

ln Vref 1 = -ln 12 = -2.48 voltios

De la figura 2,10, se puede ver que:

(3.15)

i

K.G. _ V%«Í3r - 12 voltios— * - -=7 rr: TTT-vamáx 56 milivoltios

En el diseño, se hará:

G = 16

Por tanto de IM ecuación 3*16:

(3.16)

-29-

16(3.17)

En consecuencia se puede establecer el rango de valores de V0ssujetos a compresión:

vsmáx = G-vamáx = 5?6 milivoltios-Pico (

Tsmín ~ G»vamín = 57,6 milivoltios-Pico (3.19)

las ganancias del preamplificador y del amplificador de sali

da, siendo semifijas, de"ben tener un rango de variación que permitan -

atenuación o amplificación de las señales respectivas, Ve'y Vs.

En base a consideraciones anteriores, se tomará como nivel -

de ruido aquel que esté 60 dB por debajo de vemáx- consecuencia, -

cuando ve í?:l,41 milivoltios-Pico se decidirá que sólo hay ruido pre-

sente. .

En lo que respecta a la fuente de corriente, se debe tomar -

en cuenta que. el máximo valor de V será 6.5 voltios. Para el caso de -

disminución de ganancia, este valor máximo deberá ser reducido a cero

en 10 milisegundos, o sea:

AY _ 6,5 voltios ^ 0,65 Volt. (-3.20)&t 10 miliseg, miliseg.

El factor que interesa conocer es dV ' , utilizando las e -"j j_

cuaciones 2.17 y 2.21 se obtiene lo siguiente:

dt " dt

dt 1-nA dtdV (3.21)

Para el caso de disminución de ganancia, se introduce la -

igualdad 3.20 en la ecuación 3*21 y se toma en cuenta que (l-nA) = 2 :

-30-

JL 0,65 Volt. 6,325 Volt. (3.22)dt 2 * miliseg miliseg

Con estos valores, el tiempo de ataque estará dentro del —

rango de 0,1 mseg a 10 mseg.

Cuando el sistema deba aumentar su ganancia¿ el valor máxi -

mo de V debe ser reducido a cero en un tiempo que será ajustable de -

20 seg a 7 s©g« e esta manera el tiempo de recuperación, para cual-

quier caso, se mantendrá en el rango de 0,1 seg. a 20 seg«

Entonces, para el caso de aumento de ganancia se tendrá:

(3.23)A Y _ 6,5 Volt = 0,325& ti 20 seg ™ Seg.

_6t5 Volt =0,93 Volt~ 7 seg. ~ Seg.

(3.24)

Introduciendo las igualdades 3.23 y 3.24 en la ecuación 3-21

se obtiene:

í= I x Ori2= Q 167 Volt

t-i V* XU / .-.Seg f Seg

= I x °'95 ir ir

(3.25)

(3<26)

3*2. .- Diseño del Preamplificador,

El preamplificador debe satisfacer dos requisitos fundamenta

les:

a) La irapedancia de entrada debe ser 600 Ohmios,

b) Bebe permitir amplificación o atenuación de la señal de entrada.

El circuito que permite cumplir con lo impuesto es el mostra_

do en la figura 3.1

- 51.-

FIG,...j«l..-_CIRCJTITO BÁSICO DEL PR3AMPLIFICA30R

La impedancia de entrada es igual al valor de la resistencia-

R30. Por tanto:

R30 = 600 Ohmios

La resistencia Rxg será un potenciómetro de 2.000 Ohmios para

que permita amplificar o atenuar gradualmente. R5^ tendrá un valor de -

600 Ohmios para minimizar el efecto de las corrientes de polarización.

Para que la frecuencia de operación más baja sea 20 Hz a

tiene que:

Cr u 12TTf

Cg = 13.26/if

En este tipo de amplificadores es necesario evaluar si exis

te un voltaje de salida VQOI cc-nio resultado de los efectos combinados

de la tensión de desviación del cero de entrada Vio y de las corrien

tes de polarización lio.

Yoo = Ay. Vio 4 %. lio (Ref.# 9, Pág.9)

Ve'

Donde Av es la ganancia del circuito considerado como nc—in-

•versor y, Hp es la resistencia de realimentación.

se tiene que:

será el amplificador operacional SN72301A para el cual -

Vio = 10 milivoltios

lio = 70 nano amperios

VOG = (l* oüü ) • 10 mv -fr- 2000 Ohmios x 70 nano amperios

Voo = 43«47 milivoltios

El voltaje ve puede llegar a ser. de 2 milivoltios, en conse-

cuencia, Voo de~be ser neutralizado. Para este, se modifica el circuito

de la figura 3«1 de la- manera como se muestra en la figura 3»2»;

+ 15

K13Í

-15

R3°

R42

->"

FIG. 3*2..- CIRCUITO FI^AL :)TCL PH - !FLIPICADOR

voltioVio R42

690 kilo-Ohmios

(Ref.#10,Fág LB9-1)

La resistencia R-,,. será un potenciómetro de 50 Kilo-Olimios,

1

- 33 -

3*3**- Diseño de la Sección de Ganancia Variable.'

Existen dos métodos muy difundidos para proporcionar control

electrónico de ganancia. El primer método» varía los parámetros de se-

ñal del tubo o del transistor utilizado como elemento amplificador. M

cha variación se obtiene al cambiar la polarización del elemento. El -

segundo método emplea una impedancia electrónicamente variable para -

controlar la ganancia de un amplificador o para obtener una atenuación

variable*

El método y el elemento a utilizarse» son determinados por -

los requisitos del sistema. En este caso, los objetivos son implemen -

tar una configuración que permita control de ganancia con una buena re

lación señal a ruido y baja distorsión* De acuerdo a esto, se recomien

da utilizar el segundo método (Ref. $ 12, Pag. 441) porque permite cum

plir dichos objetivos con mayor facilidad que el primer método, •

El siguiente paso consiste en escoger un elemento con sufi —

cíente variación de impedancia y, características que permitan cum -

plir los objetivos impuestos.

Entre los elementos utilizados como impedancia variables -

constan: Diodos, condensadores variables dependientes de voltaje, re -

sistencias controladas por luz, transistores bipolares y transistores-

de efecto de campo. Al realizar una comparación de sus características

se ha encontrado lo siguiente: (Ref.# 12, Pag.442),

a) El transistor de efecto de campo puede trabajar con señales de ma -

yor nivel que los demás elementos.

b) La resistencia controlada por luz es la única que presenta, mejor -

aislación entre.señal de control y señal controlada, que el transij

tor de efecto de campo.

c) La potencia necesitada por la señal de control es menor en el tran-

sistor de efecto de campo.

d) La variación de la impedancia es mayor en el transistor de efecto -

-34-

de campo.

De lo expuesto, se concluye que el transistor de efecto de -

campo es el elemento más conveniente para ser utilizado en el presente

sistema. Esta conclusión es refor¿ada por el hecho de que la gran mayo-

ría de los sistemas, incluidos los valvulares, requieren el empleo de -

montajes balanceados para cancelar, aunque sea parcialmente, la apari -

ción en la salida de la información de control.

El transistor de efecto de campo permite diseñar configura -

ciones no balanceadas manteniendo el aislamiento entre la señal de con-

trol y. la señal controlada.

Una vez seleccionado el elemento, se procede a examinar di -

versas configuraciones "básicas para determinar la más útil para la pre-

senté aplicación.

Previamente se debe tomar en cuenta que debido a las carac -

terísticas del transistor de efecto de campo, un sistema de control de.j"

ganancia que aplique la máxima tensión entre denaje y fuente, cuando la

resistencia entre los mismos terminales sea mínima,- y que aplique míni-

ma tensión entre drenaje y fuente cuando la resistencia entre ambos ter

rainales sea máxima, provocará la menor distorsión posible.

Experimentando con numerosos transistores de efecto de campó

se encontró que cuando la señal entre drenaje y fuente era de 50 mili

voltios-eficaces, la distorsión era inferior al 2%, siendo la resisten

cia entre drenaje y fuente mínima ( Ref, # 12. Fág. 442).

Al examinar las diversas configuraciones de la figura 3«3 -

se encuentra lo siguiente:

FIG. 5.3..- CIRCUITO LS GANANCIA VARIABLE.

1.- Las configuraciones (a)f (f) y (g) permiten que la señal de entra-

da aparezca a través del transistor de efecto de campo (BjO por -

tinto, para obtener ba,ja distorsión, el máximo valor de e¿ será -

50 mílivoltios-EKS, por esto no se podrá obtener una buena relación s_e

nal a ruido.

2.- En las configuraciones (b), (d), (e) prácticamente toda la tensión

de salida aparece a través del transistor de efecto de campo (Rp)-

en consecuencia, eo- debe ser menor que 50 milivol tios-iíí'ís para -

- 36 -

mantener baja la distorsión por lo que nuevamente no se podrá obte-

ner una buena relación señal a ruido.

3»- La configuración de la figura (c) tiene la gran desventaja de que-

necesita dos transformadores además de que para señales mayores a

300 milivoltios-KfíS la distorsión es mayor del 2% (Ref. #12, pág.

443), En consecuencia, ninguna de las configuraciones de la figura

1 satisfacen los requisitos iniciales.

El atenuador de la figura 3«4 (a) permite que e¿ sea aplica-

da directamente al transistor de efecto de campo sólo cuando la atenúa

ción es mínima y esto ocurre cuando la señal de entrada es mínima. Por

tanto, es obvio que al aumentar la atenuación, la señal de entrada pu<3

de ser mucho mayor a 50 milivoltios-RMS manteniendo baja la distorsión

con una buena relación señal a ruido.

/ J~.\)

&

e¡1

ec

FIG. 5.4«*- CIRCUITO ])S ATgiflTACION VARIABLE USANDO EL f!EC

El circuito de la figura 3«4 (b) muestra al anterior atenua-

dor pero incluyendo la red que realimenta a la compuerta, la mitad de

la tensión entre drenaje y fuente, para eliminar la distorsión por s_e

gunda armónica (Ref. #13> Pag, 1719). Sin embargo este circuito tiene

el inconveniente de que la aislación entre la señal de control y la s_e

nal con tro Ir. da disminuye. La configuración finalmente adoptada es la —

siguiente: (Ref. #5, Pag. 528)

-57 -

FIG» 5,5*.*-. CIRCUITO BÁSICO LE GATAFTGIA VARIABLE.

Aquí se aprovecha el amplificador, necesario para elevar el-

nivel de señal de trabajo del transistor de efecto de campo, con el ob_

jeto dé separar la señal de control y la de audio. La mitad de la ten-

sión presente entre drenaje y fuente es realimentada a la compuerta a

través de una red separadora. Se logran dos efectos simultáneamente :

El acceso de la señal de control a la compuerta no atraviesa componen-

tes reactivos; la acción del transistor de efecto de campo es esencial_

mente instantánea. La señal de control no puede retornar al circuito -

de audio salvo a través del sistema r, Re y R/. Ijsta red introduce ate_

nuación tan grande que se obtiene una interacción despreciable en la -

práctica.

5«4««— Respuesta de Frecuencia del Atenuador.

Al examinar la respuesta de recuencia del circuito de la fi-

gura 3v>»se ve 1ue dicha respuesta depende del atenuador puesto que el

amplificador operacional no influirá en el ra.ngo de audio-frecuencia.

El circuito equivalente del atenuador para altas frecuencias

se muestra en la figura %6;

- 38 -

r c

r

== CDF

DC

.(O)

FIG, 3.6..- CIRCUITO ECUIVAI/SHTS DEL ATENUADOS PARA ALTAS FRECUENCIAS

En la figura 4-"b se muestra el circuito- equivalente simplifi

cado donde Ceq representa la combinación de las capacidades drenaje —

fuente, drenaje-compuerta y compuerta-fuente. El valor de Ceq típica -

mente es de diez a cinco picofaradios (Eef.# 4* Fág* 119). La constan-

te de tiempo a la salida del atenuador es:

Rl ' (3.27) (Ref.#4, Pág.119)

En consecuencia, la frecuencia fo, a la cual la salida del -

atenuador ha disminuido tres decibelios en relación a la respuesta de

bajas frecuencias, es:

f0 = -l 1 (3.28)

L

- 39 -

En el peor de los casos, la combinación en paralelo de RT y

RJJJ, es representada por R- , esta resistencia tendrá un valor de doce-

kilo-Ohmios y para calcular f se tornará diez picofaradios para Cea ,

entonces:

fo= 1 _ 1,3MHZ2 Ceq,Ri '

De aquí se ve que el atenuador será prácticamente insensible

a la frecuencia en el rango de audio*

EFECTOS SS LA TEMPERA TüR/V_EN EL

En el transistor de efecto de campo hay dos efectos que se -

deben considerar cuando aumenta la temperatura. La interacción entre —

los electrones aumenta, lo que disminuye la mobilidad de los portado -

res y por tanto también disminuye la conductividad del canal. Sin em -

bargo, el potencial de contacto de la unión de la compuerta con el ca-

nal también disminuye, disminuyendo el voltaje efectivo de compuerta a

fuente, .lo cual tiende a disminuir la resistencia del canal* Sn conse -

cuencia, ambos efectos tienden a cancelarse mutuamente. Su influencia

conjunta se pxi.ede expresar como una variación en la atenuación del or-

den de veinte milésimas, de voltios por. grado centígrado (Ref.=H> -

Pag, 118). Como en el presente caso se ha determinado una variación en

la atenuación de 6,16 dB/Volt. , se concluye que el efecto de temperatu

ra es prácticamente despreciable*

Para el diseño se ha dado a R- el valor de doce kilo-Ohmios

para mantener baja la distorsión, para obtener rangos de variación de

veinte decibelios y porque se pueden lograr relaciones señal a ruido •*•

cercanas a setenta decibelios para señales de diez "milivoltios entre -

drenaje y fuente. (Ref. £5, Pag. 527).

A fin de mantener las denominaciones de los elementos, de -

acuerdo con el diagrama total, se utilizarán las denominaciones de la

figura J.7 para el cálculo del circuito de ganancia variable;

- 40.-

f^f MWVe

R46

FIG. 3*7**- CIRCUITO 33 GARAÍTCIA VARIABLE UTILIZADO EN EL SI SISMA SE

COMPHESION

La ganancia del amplificador operacional será:

v_ R/ix

va= 16 ( 5.29)

El valor de la ganancia ha sido tomado considerando los nive"

les de señal conque se trabajará y para minimizar el ruido generado,

*.Para proceder al cálculo, es necesario evaluar si existe un

voltaje de salida V00 como resultado de los efectos combinados de la -

tensión de desviación del cero de entrada VÍQ, y de las corrientes de

polarización IÍQ.

voo = <Av (Ref. #9, Pag. 9)

m

- 41 ~ •

Donde Av es la ganancia del circuito, y para el SN72747 :

Vi = 7»5 milivoltios

lio =0,300 micro-amperios

Asumiendo que R ? será de 30 kilo-Ohmios se tiene:

V00 = 16 . 7*5 m'V+30 Kilo-Ohmios. 0,3 micro-AMP. = 129 milv.

Este voltaje de V es del mismo orden q.ue-vs, por tanto debe

ser neutralizado. Los elementos utilizados con este propósito tendrán -

los siguiente valores:

%2 ~ Potenciómetro de cincuenta Kilo-Ohmios.

R31 = 120 Kilo-Ohmios.

R-i / = 100 Ohmios.

De la ecuación 3*29 se obtiene:

- = 15R-

Haciendo:

RZT =1,8 Kilo-Ohnios

De la anterior igualdad se obtiene:

R¿, = 28,5 kilo-Ohmios

La atenuación proporcionada por R-c y R^£ debe ser igual a la

inversa de la amplificación Ay, o sea:

R46 ....... ........ .R45 + R46 " l6

Asumiendo que R/Q y Rcg no cargan a dicho atenuador se asig-

nan los siguientes valores:

R = 39 lüLlo-Ohmios •

- 42

Kílo-Ohmios

Para que Rcg y R/g no carguen ni al atenuador formado por -

R/5 y R¿£ ni al circuito que proporciona el voltaje de control, se les

asigna el siguiente valor:

Rcg "2,5 Mega-Ohmios

R49 - 2*5 Mega-Ohmios

Se anota que Rt;£ y R/g son iguales en valor para realimentar

la mitad de la tensión de drenaje a fuente.

3.6..- Diseño del Amplificador de Salida»

Para tener posibilidades de amplificar o atenuar, se utiliza

rá un amplificador inversor de ganancia semifijo, tal como se muestra

en la figura J«8

FIG. 3.8..- CIRCUITO AMPLIFICADOR 33 SALIDA

Para el cálculo de los componentes, se debe tomar en cuenta-

que la carga será de 600.Ohmios y que vs tendrá valores de hasta 1 vol_

tio-Pico.

Debido al valor de In impedancia de carga, v^ deberá ser -

siempre menor 10 voltios-pico. Sn consecuencia, se plantea una ganan -

43 -

cía máxima de 5*

La resistencia En será un potenciómetro de 50 Kilo-Chmios ,

por lo que se asigna a Rp un valor de 10 Kilo-Ohmios. En consecuencia

R? deberá ser una resistencia de 8.3 Kilo-Ohmios.

5.7**- Diseño del Rectificador y Filtro Asociado 1

La tensión de entrada al rectificador, tendrá valores, co -

rrespondientes a la región de compresión, de 57 milivoltios-pico a -

576 milivoltios-pico (igualdades 3«I8 y 5-19). La magnitud de estos -

voltajes impone la utilización de rectificadores de señal pequeña, el

circuito a utilizarse se muestra en la figura y^ste es 'urt rectifica-

dor de onda completa al cual se ha añadido el condensador Cp para for-

mar el filtro pasábalos.

34

AV }

ion

PIG. 3-9.-- CIRCUITO RECTIFICADOR Y FILTRO ASOCIADO 1

La función de transferencia de este circuito es:

H (s) - R6. ._! (3.30) (Ref. #7, Pag. 104)Re R£ C2 s -i-1

Con la condición de que R-jc sea igual a R,J y, de que Re

sea igual a dos veces el valor de.R]/?»

- 44 -

La ganancia de este circuito en tensión continua es_ Ifc y

5para V/o _ 1 el módulo de la ganancia es 3 dB menor que R£.

E6 C2 R5

SI valor de Wo se escoge con el criterio de que se quiere —

controlar el rango dinámico de la señal en un tiempo corto, el valor -

recomendado para la presente aplicación es:

f0 = 200 E, . (3.31) (Ref. #1, Fág. 30)

Según la igualdad 3*17> es necesario que:

20,83 (3.32)

Ea aplicación de las igualdades 3» 31 y 3«32 da lugar a los -

siguientes valores:

Re ='8,2 Kilo-Ohmios

R£ = 170,81 Kilo-Chmios

C2 = 0, 0046 _ •

Anteriormente se dejó establecido que:

= 2 x R17

Por tanto: = 4»1 Kilo-Ohmios*

las resistencias R-,c y R^ se harán de 12 Kilo-Ohmios cada -

uno.

Las resistencias R, , R- g , R-^Q y R ^ son utilizadas para-

neutralizar los efectos combinados de la tensión de desviación del cero

y de las corrientes de polarización. Los valores asignados son los si-

guientes:

R =

R44 =

Potenciómetro de 50 Kilo-Ohmios.

1|8 Mega-Chmios

6 Kilo-Ohmios

3,3 Kilo-Ohmios

-45-

3.8,.- Diseño del Amplificador logarítmico y del Sumador»

El circuito a utilizarse en la presente aplicación, consis -

te de un diodo conectado en el circuito de realimentación de un ampli-

ficador operacional tal como se muestra en la figura 3.10 (Ref. # 6 -

Fág. 574).

vb —& AAWw

FIG. 3.10..- AMPLIFICADOR LOGARÍTMICO BÁSICO

La corriente I que circula a través de un diodo y su caída -

de tensión V están relacionadas por:

I = - 1) (3.33) (Ref. # 14, Pag. 165)

Si I es mucho mayor que Io, se puede simplificar la ecuación

3«33 de la siguiente manara;

T« I0 . e (3.34)

Debido a que el terminal de entrada inversora estí práctica-

mente al potencial de cero voltios la corriente I será igu;-.! a la co -

rriente de entrada Vh y la caída de tensión V será igual a la ten -R20

sión de salida Vx * De la ecuación 3*34 se despeja V y luego se reem -

- 46 ~

plazan las magnitudes equivalente así:

V = kT (In I - In I0)q

-Vx = kT (In V^ - In Ia £20

(3.35)

Para que se cumpla que I sea mucho mayor a I f se ve que

debería tener el menor valor posible. Teniendo en cuenta que R2

será la carga para el circuito rectificador 1 se hará;

«20 = 1 Kilo-Ohraio

Por no disponerse de las características del diodo IH325& 9

experimentalmente se obtuvo la siguiente expresión:

Vx = -(o,o413.1n Vb -h o,544l) voltios (3.36)

Este voltaje debe ser amplificado j sumado a la tensión In -

Vref-j de tal manera que cumpla con la ecuación 2«11, así:

V = 2. A. (In V-b -f- In (3-37)

El circuito básico cue podría ser utilizado se muestra en la

figura 3*H:

°1.

vre. —>- 4v

^—£>vd

.3.H.*- CIUCU-I'IO nAHICO 3?EL AMPLIFICADOS LOGARÍTMICO Y EL SUl-IADOR

- 47

El yol taje Vref representará simultáneamente a In Yref^ y

al voltaje compensador del término O,05441 vol"ki°s e 1a ecuación 3*36.

En estas condiciones, a continuación del sumador se introdu-

cirá un limitador para fijar los límites de la región de compresión. -

Es decir, de acuerdo a lo calculado en la sección 3«1 $ la magnitud de

V¿ se de"herá" mantener entre cero y seis voltios y medio* El circuito -

final se muestra en la figura 3«12:

+15

y - 1

" *"""

RL

-15 ó—% \y- 5.9v

R41AW 1

FIG. 3.12...- CIRCuTTO FINAL DEL AMPLIFICADOR LOGARIOMCQ Y DEL STJM&BOR

En este circuito se han añadido diversos elementos que se -

utilizan de la siguiente manera:

1.- $2 s un diodo de gemíanlo que limitará Vx a -í-0.3 voltios cuan

do sea cero,

y R24 Minimizarán los efectos de las corrientes de polariza

ción en los amplificadores A.^ y Axa respectiv¿Tniente»

. 48 --

3.- R7 Protegerá a los diodos D y S2 en caso que el amplifica -

dor A2b se sature. Para evitar saturación negativa el valor-

de R-7 será 6?0 Ohmios.

4.- R Será un potenciómetro de 20 kilo-Ohmios para ajustar el vol-

taje Vref.

Sn la figura 3.12 'se tiene lo siguiente:

. Vref

Además, mientras Vd se mantenga entre cero y -6,5 voltios

se cumplirá lo siguiente:

ET representa a la resistencia R^Q en la entrada del compa-'Lrador 1. Por tanto:

RT s: 1*8 Kilo-OhmiosLJ y

Cuando Vd alcance el valor de -6,5 voltios, se de"be produ -

cir la limitación pues DQ entrará en conducción, las corrientes a tra

vés de D? y D8 se representarán por IDy e I Q respectivamente ,

entonces:

-6,5 volt - Vg

5*9 9,1 voltRRX

(3.40)

(3.41)

Cuando Vd tenga un valor de cero voltios, se producirá limi-

tación al conducir Ly, on esta condición se tiene:

= 7 (5.42)

0,6voltRJI<-\ 49 -

- 14» 4 volt (5.45)

El valor de R^ se determinó medíante aproximaciones de tai-

mañera que tanto la. corriente de salida como el voltaje V3 en el ampli^

ficador operacional, se mantengan dentro de las especificaciones del -

SN72747. En consecuencia:

=1,8 Kilo-Ohmios (3.44)

Con este valor de el máximo valor que puede alcanzar -

Yz es -13i5 voltios; en la ecuación 3.40 se despeja el valor de

I -6,5 volt - Yy. _ 6,3 volt . (3-45)

será máxima cuando V sea máxima por tanto;

ID8máx _ -6,3 volt +13 «5 volt _1,8 kilo-Ohmios " 1,8 Kilo-Ohmios.

máx « 0,28 mA (3.46)

En el divisor formado por Re, y R/^ se impone que la co -

rriente a través de R z sea 10 mA, en consecuencia de la figura 3*12 -

se puede- escribir:

R53 = rl*9 volt -f 13 volt 0,91 kilo-Ohmios (3-47)10 mA

Aplicando las igualdades

despeja el valor de R*-j_,así:

5,9 voltl 01

3«47 en la ecuación 3*41 se-

_ 0,58 Kilo-Ohmios

R53

- 50 - ¿* ;,

Para el caso de la limitación a cero voltios, se considera —

lo siguiente:

Experimentalmente se determina que el voltaje Vz alcanzaría-

un valor positivo máximo de 2,5 voltios, en consecuencia, de la ecua -

ción 3,42 se calcula

2,5 voltios _ 1,34 mA (3.48)1,8? Kilo-Ohmios

Se impone que la corriente a través de

tanto de la figura 3*12 se puede escribir:

^AO — O»6 voltios _ 60 Ohmios~ 10 mA

sea 10 mA, por -

(3.49)

Introduciendo las igualdades 3*48 y 3*49 en la ecuación 3«43

se puede encontrar el valor de Rn2 así:

R52 = 14t4 volt~Ohmios

4--, ÍA mA7 I -L • Jl\

5>^

= 1,27 Kilo Ohmios

Considerando que R;Q será igual a H-r , de la ecuación 3*39

se ve que:

jd _ V(3.50)

Combinando las ecuaciones 3*50, 3*37 y 3«38 se obtiene lo

siguiente:

12 '

, 2.A.(ln Vb + In (3. 51)

En la ecuación 3*51 se introducen las igualdades 3*3^t 3*11,

y 3*15 cambiada el signo p\.iesto que InV es un voltaje negativo, de -

tal manera que:

_ 1 ..["_Ra .(o, o418 InVb .f-0,5441) ..EE' Vrefl 2. l,41.(lnVb+2,48)* L H ' E2 'J

Rq. 0,0209 lnVtj»R2.. 0,272 R£. Yref _ 2,82 InVtí-TfOl (3.52)RS ' R8 R23 2

' De la ecuación 3. 52 se obtienen las siguientes igualdades :

J& . 0,0209-» 2y82 (5.53)R8

£2 * 0,272 _ R^ . Vref = 7,01 (3.54)R8 R23 2

3)e la igualdad 3-53 se obtiene:

= 134,93

Haciendo:

% — 1,8 kilo-Ohmios

Se obtiene:

RO = 242,8 Kilo-Ohmios

El valor de Ro-z se hará igual a Rg , por tanto:

R23 S- I»8 Kilo-Ohmios

Introduciendo los valores de Rg , Rn , y R2^ en la- ecuaeión

3*54 se obtiene el valor de Vref, así:

£2 . 0,272 - 7,01

%9 y 24 tenolrán un valor de mil Ohmios cada una»

3»9»»- Disefio del Comparado 1

como se deja establecido en el análisis teórico, el coro-

parador 1 examinará las señales de salida del separador y del sumador,

para, determinar que valor tendrá su propia señal- de salida de acuerdo

a las siguientes condiciones: -

Si Ve' = V¿ Vf = o voltios

Vr>' !3» Vrf Vf = -5 VOltioS\s «•• \JL J-

V0 ' * VH Vf = 5 voltiosV^ «- VJ. J- -

La mayoría de los comparadores conocidos sólo permiten dos —

estados de su señal de salida. Una excepción es el comparador de ven —

tana cuyo circuito se muestra en la Fig« 3«13!

Vd

39

-15

FIG. 3.13-.- CIRCUITO DEL COMPARADOR DE VENTARA.

Cuando V¿ y Vc'son iguales en magnitud, pero de polaridad -

opuesta, la corriente i será muy cercana a cero si RIQ igual a R28» eJL

to hará que el puente de diodos provea una baja impedancia de reali --

mentación y Vf será cero. Cuando V¿ y Vc'son diferentes, la corrien -

'- 53 -'

te i aumenta. Inicialmente, la variación del voltaje de salida es so -

lamente el que aparece por el cambio de las corrientes en los diodos .

Sin embargo, se llega a un valor de i que hace que la entrada al ampli

ficador operacional sea excitada lo suficiente como para saturarlo, lo

cual polariza inversamente dos de los cuatro diodos* Los valores de i

que produc.en estos cambios, son los puntos de comparación que se pue -

den expresar en función de las señales de entrada de la siguiente mane

ra: - .

Ve! Ve-

FÍG. 3*14*.- RESPUESTA DEL COMPARADOR DS VENTANA

= - 14,4 x £]£_ Vd (3.55)R26

_ Vd (3.56)(Re;T.#ll, Págllj)

Para lo cual se ha asumido que R^Q es igual a R28i <lue R?6 ~

es igual a RSQ y, que la caída de tensión en cada diodo es 0,6 vol -

tios.

El ancho de la ventana, es decir V¿9 - V¿-, , define el inar -

- 54 -

gen dentro del cual, aunque V¿" y V¿ sean diferentes, estas se consi-

deran iguales en magnitud.

El ancho de la ventana es importante en el sentido que im -

pide variaciones de la ganancia causadas por ruido, zumbido o cambios

insignificantes del nivel de señal. Bxperimentalmente se determinó que

el ancho conveniente es 110 milivoltios. O sea:

- V' _ 28,8 xex - *

-SlíL. = 3,82 x 10"5

^

_. 0.11 voltios

Para que no seun valor excesivamente alto, se-

hizo:

R10 = 1,8 Kilo-Ohmios

= 470 Kilo-Ohmios

Para que el voltaje de salida del comparador sea reducido a

¿5 voltios, se inserta un limitador, de tal manera que el circuito fi

nal del comparador será como se muestra en la figura 3»15:

i5

PIG. 3.15..- CIRCUITO-FINAL DEL CCMPi\fíADOR 1.

- 55 -

para calcul' r las resistencias del limitador, se debe consi-

derar la resistencia de carga representada por la impedancia de entrada

del control de carga y descarga y del divisor de tensión formado por RC

y R^c, de la siguiente manera:

a) Saturación positiva del amplificador operacional y V« = 5 voltios»

En este caso, la resistencia de carga, del limitador será;

(3*50

RL = 13,8 Kilo- Ohmios

Si se representa la corriente a través del diodo D-J_Q por

se puede expresar lo siguiente:

- 0,36 mA-{-Imo (3.57)

En el divisor de voltaje positivo se tiene:

10,6 voltios — 4*4 voltios-- -- "

b) Saturación negativa del amplificador operacional y Vf « - 5 voltios.

En este caso la corriente de la carga del limitador será:

IT Vf , V-f 0,6 voltios fc VfJj = ..A *U .—.- '••- ...•'• i . &* — ^L..n, — •.

68 R48+ R47

IL = -1,24 mA •

Si se impone que la corriente a través del diodo D]_7 sea 1 mA

se tiene lo siguiente:

. ~VQ -hVf = -IL -f- 1 mA

R25

- - 56 -

•Yo 4- Vf, = 2,24 mA (3.59)

Con esta corriente de 2.24 mA, debido a las características

del SN72747» V0 tendrá un valor - 13>5 voltios aproximadamente. En

consecuencia de 3*59 se obtiene:

= 13»5 voltios - 5 voltios"" " 2.24 mA

= 3,79 kilo-Ohmios.

Además en el divisor de tensión negativo, se impone que la

corriente a través de R2y sea 3-9 t entonces:

27 = 4»4 voltios10 mA

R2y =0,44 Kilo-Ohmios

Rcn _ 10,6 voltios' ' " 9 mA

^ =1.18 Kilo-Ohmios

Con referencia a la ecuación 3-57 j teniendo en cuanta las

características del SF/2747 y Que R2c se hará 3*79 Kilo-Ohmios se ve

que la tensión positiva de saturación será 14 voltios, por tanto, de

3-57:

(14 - 5) voltios3,79 Kilo-Ohmios

__ 0,36 mA

DIO 2'01

Si se impone que la corriente a través de R2-j. sea

de la ecuación 3»58 se tiene:

TR21 «

R21 =

R35 =

- 57 -

4«4 voltios10 mA

0,44 Kilo^Ohmios

lOfé voltios7,99 mA

1,33 Kilo-Ohmios

3»10..- Diseño de la Puente de Corriente»

La .fuente de corriente debe satisfacer los siguientes requi-

sitos:

1,- La corriente de salida de~be ser bipolar

2.- La señal de entrada, que excitrrá a esta fuente, será bipolar y su

referencia está a-tierra.

3*~ Cuando la corriente de salida sea cero, la impedancia de salida -

debe ser lo más grande posible,

4«- De las ecuaciones 3.17 y 3*28 se ve oue la corriente de salida má-.

xima será 1900 veces la corriente de salida mínima.

Existiendo diversas configuraciones disponibles con aijiplifica_

dores operacionales convencionales, se decidió utilizar el amplifica -

dor operacional de transconductancia GAJOSO." Su uso permite implemen -

tar, de una manera muy sencilla y confiable, la fuente de corriente -

que cumple con los requisitos indicados.

'ABCFIG. 3.16..- CIHCHITO. EQUIVALENTE FÁSICO "PtfT AMI"I,IFTCATX)R GAJOSO

La figura 3«l6 muestra el circuito equivalente básico del —

CAJ080. Su funcionamiento se puede describir cuantitativamente, de la

siguiente manera:

gm » 19,2 I /

(Hef.#15,Páff.31l)IABC

El circuito "básico de la fuente es;

v¡

'ABC

-VC

FIG. 3.1?..- CIRCUITO .BÁSICO BE LA FUMTE SS CO

En el condensador se tiene:

( 3.60)

Por otro lado, siendo io , la corriente de salida del am

plificador operacional:

Í0s 0° . YÍ (3.61)

Combinando las ecuaciones 3,60 y 3.6l se obtiene:

gm = c .dt

gm ...dt

- 59 - • %

Para que el voltaje del condensador sea afectado lo menos -

posible, tanto por la impedancia de salida de la fuente de corriente -

como por la impedancia de' carga, la capacidad C debe ser lo más alta -

posible. Además, la igualdad 3«17 muestra el valor máximo del factor -

dVn igual a 0,525 volt/miliseg, Debido a esto el valor de C está li«dt

mitado por la máxima corriente que puede proporcionar el amplificador

operacional.

Haciendo C = 2 ¿R

io = C. dVcdt

i0 = 650/M . (3.65)

Esta corriente de salida es obtenida en el GA5080 siempre -

que IAJJC sea mayor que 650liA«

Por tanto, se hará I Q = 800 /4A (3.64)

gm = 19,2 x IABC

gm = 15,36 Miíi-Mhos. ( 3*65)

De la ecuación 2 , se despeja v¿ :

v = ÍQ.'gm 15-36 Hilimhos

v¿ = 42.32 milivoltios (3.66)

Estos valores se han calculado para el caso de disminución

de ganancia. Cuando se necesite aumentar la ganancia, dVn será se

gún las igualdades 3«20 y J.21:

dvn = 0.167 voltSeg.

dv^ - 0.465 voltdtg Seg.

- 60 -

En consecuencia: io = Cdt

se -tiene:

101 = 0.33/tA (3.67)

102 = °-93/tA (3.68)

Como v¿ se mantendrá en 42 milivoltios, de la ecuación 3«6l

= 0.0066 milimhos = 6.6 micro-Mhos

= 0*0186 milimhos = 18.6 micro-Hhos

O sea;

= 0.34/¿A

= 0.97 .¿¿A

(3-69)

(3*70)

Por tanto, en el. caso de aumento de ganancia IA-DT; será ajus-

table dentro de los dos valores indicados.

Como se ve de las igualdades 3*64 y 3*69, I n tendrá un va-

lor máximo que es 23CO veces el valor mínimo. Este rango de valores, ~

sugiere que se use un transistor de efecto de campo como fuente de co-

rriente para proporcionar

Para que un TSC funcione como fuente de corriente, el volta-

je de drenaje a fuente debe ser relativamente grande, pues de esta ma-

nera, la corriente de drenaje depende sólo del voltaje de compuerta a

fuente, de acuerdo a la siguiente expresión:

IBS = ss (i - ÍCS.)2 (5.71) (Reí1. # 6, Pág3i8)

Donde I g es la corriente de drenaje a fuente, I .gs es la -

misma corriente con la compuerta cortocircuitada a la fuente. VQS CiUe

és el .voltaje de compuerta a fuente y VU es el voltaje VQS que hace —

que la corriente Ipg sea cero. La ecuación 3.71 es válida para "EC fa-

bricados mediante el proceso de difusión (Ref. 7f6, Fág. 318).

~ 61-

• Teniendo en cuenta que I¿JJQ tiene el retorno a la fuente ne-

gativa de polarización del GAJOSO, se concluye que el TEC a utilizar -

se será de canal positivo.

El circuito de la fuente de corriente será tal como se mues-

tra, en la figura 5*18.

FIG. 5.18..- CIRCUITO PARCIAL DE LA FOEN'iE DE CORRIENTE.

•El TSC a utilizarse en esta aplicación será el 2N43&0, ya -

que sus características satisfacen los requisitos impuestos. Esto es ,

la máxima corriente IA-D,-, será 800 wA y, el voltaje de drenaje a fuen -

te será muy cercano a 15 voltios, lo cual asegura que trabajará como -

fuente de corriente.

En el capítulo 5 se muestra la curva experimental que reía -

cieña la corriente de salida io con el voltaje de compuerta a fuente.

Be aquí se ve que:

1.- Para disminución de ganancia VQQ = 1.90 volt.

2.- Fara aumento de ganancia VQCJ podrá valer desde 5»77 hasta 5«60 V.

3.- Para que la ganancia no cambie V = 6.07 volt.

- 62 -

Para calcular los valores de las resistencia RCQ y R^c se de

be tomar en cuenta que la resistencia de entrada- del CA3080 tendrá un

valor mínimo de 15 K_TÍ- . Por -tanto se hará E c = £ K*L. como v¿ = 42,52

milívoltios y Vf •- 5 volt, se tiene

K

= 117.15 K

El condensador de"berá tener la carga con una impedancia

sumamente alta, para evitar que esta- influya en su voltaje al desear

garlo.

La impedancia de entrada de un seguidor de voltaje viene da

da por la expresión: (Ref. # 7* Pag. 75)

Ze = Av) (3.72)

Donde Z± es la impedancia entre las dos entradas del ampli

ficador operacional y Av la ganancia a laso abierto.

Para el amplificador operacional SN72742:

A / = 2 x 10

Ze 4 x 105

El circuito final de la fuente de corriente será:

-63-

FIG. 3.19..- CIRCUITO FIEAL DE LA FUENTE DE CORRIENTE.

5,11».- Diseño del control de carga v_ descarga

Este circuito debe proveer la tensión de compuerta, VG?,

para el E5C '!£ , utilizado en la fuente de corriente, La tensión de -

excitación Vf proviene del conparador 1, Esta tensión de entrada ten -

drá tres niveles, 5 voltios, - 5 voltios y cero. Las correspondien -

tes tensiones de salida, tal como se determinó en el diseño de la fueri

te de corriente, serán

Y£ = 5 VOltiOS

Vf = -5 voltios

Vf = O voltios

VGS = de 5» 60 voltios a 5,77 vol.

= 6,07 VOltiOS

Con este propósito se ha implementado el circuito de la fi -

gura 3.20, el cual ha sido escogido por su simplicidad y confiatilidad

en relación a otros circuitos que emplean diodos y transistores.

-15.

- 64 - '

R36-W+-

J$u vft!_4J

VGS

Si Yf = C voltios la corriente a través de RZQ , R p ,

y H/7 idealmente es cero,por tanto::M7

voltios

VOS15

_ 6. 07 voltios15 voltios

Si V^ =+5 voltios se tien

VOltiOS -

(3.75)

^. 5 voltios

a) ni Ygc = 5.77 voltios

5.77 voltios =6,07 voltios - R37max

"b) Si

- 6 5 -

R37

R38 * R68 máx

voltios

5,6 voltios = 6,07 voltios _

= 0.096

(3.74)

m n5 voltios

Si Vf = -5 voltios se tiene;

.'(-4.4 voltios), (1+521 + . R37£47 ^36 R38 R68

15 voltios

5 voltios

En esta ecuación se introduce el valor indicado en 3#73»

un valor intermedio entre 3«74 y 3*75» P°r tanto:

1.90 voltios =

0.39 voltios

x (-4.4 voltios). (lt0.405-H 0.078) +6.07 volt.

R.41 0,70 (3.76)

Teniendo en cuenta las relaciones 3-73» 3-74 y 3-75» se asig-

na a la resistencia R^y el valor de 1,5 kilo-Ohmios, por tanto:

~ 3» 7 Kilo-Ohmios

25 Kilo-Ohmios

15,é3 Kilo-Ohmios

Para R^g se dispone de un potenciómetro de 10 kilo—Ohmios por

- 66 -'

lo <iue Rzo será una resistencia de 15 kilo-Ohuiios.zo

tanto:

Por otro lado, se impone que R -f- R^g = 5 Kilo-Ohmios, por -

R/7 = 5>5 Kilo-Ohmios

I?48 = 1*5 Kilo-Ohmios

Para el diodo D se dispone del diodo IN4001.

3,12..- DISECO DEL REG^FICADOR Y FILTRO A30CIASO 2.

Este circuito trabajará con señales tan pequeñas como 1 mili

voltior-Rl'lS. Esto obliga a la utilización del rectificador mostrado en

la figura 3,21.

+15

*L

FIG. 3.21..- RECTIFICADOR DS MEDIA ONDA Y FILERO PASBAJOS

Este es un rectificador de media onda de señal pequeña al

cual se ha añadido un circuito pasabajos formado por Ry* y C/.

La gar.ancia del rectificador propiamente dicho, cuando L^.

condxice es:

-67-

VR-. __ „ R58"77\r p - * i U

ve

La función de transferencia del circuito pasabajos es:

. - H(s) = - 1 _ "(5-78)R73C4s +1

La ecuación 3.7$ es válida cuando se cumple la condición de -

que:

EL » R?3 (3.79)

La ganancia del circuito total para corriente continua es R^B

E54y su constante de tiempo es dada por el producto'.. Rj-z+G^ , se desea -

que dicho valor corresponda a una frecuencia de 200 HZ« Por otro lado -

para cumplir la desigualdad 3.79 se hace:

RYJ =1,2 Kilo-Ohmios.

Por tanto: • '

2TTf0

la relación RC;Q se la hará igual a 14 para tener ganancia

R54que no produzca problema de ruido debido al bajo nivel de la señal. O

sea:

= 14R54 4

= 5 Kilo-Ohmios

= 70 Kilo-Ohmios

De esta manera, el nivel de, ruido eme equivale a 1,41 mili

tios-pico producirá un voltaje V|pde 19,7 milivoltios.

Las resistencias R£C), Rey y Ryo se utilizan para neutralisar

los efectos del voltaje de desviación del cero de entrada V±o y de las

- 68 -

corrientes de polarización IÍQ. Los valores asignados son:

Rey = $96 mega-ohmios

= Potenciómetro de 20 Kilo-Ohmios

=± 4,7 Kilo-Ohmios

Kn este caso, el potenciómetro R£Q también es utilizado para-

v-?riar el valor del voltaje V^ de tal ma,nera que el nivel de señal -

considerado como ruido sea ajustable según las circunstancias. El ran -

go de variación es determinado por el valor de la resistencia Rey , si

se desea aumentar dicho rango, se debe disminuir el valor de la resis-

tencia

*&MW4

•¿a-

3.13-.- Diseño del Comparador 2,

Este circuito servirá para determinar la presencia de señal -

útil o si sólo hay ruido. La magnitud de la serial Vg1 -será comparada a -

un nivel de referencia Vref2 ¿te "tal manera que si Y es mayor que Vref2

se entenderá que existe una señal de audio y si V^ es menor que Yref2 -

se decidirá que sólo hay ruido presente. El circuito básico a utilizar-

se es el mostrado en la figura 3»22.a:

ROO

1FIG. 3.22..- a) CIRCUITO BÁSICO DEL CCT-TARADCR 2...- b) RESPUESTA DE -

• ' DICHO COMPARADOR

Se utiliza un comparador regenerativo (S'chrnitt Crigger) (ref.

# 6, Pag. 583)» porque se desea que la transición- de un nivel a otro -

sea muy rápida. La respuesta característica de este comparador se mues-

tra en la figura 3»22."b, donde se ha asumido que la tensión Vref2 será

positiva.

La señal de salida V,, será aplicada a la salida del compara -

dor 1 de la siguiente manera:

!•- Si V-fc -Vref2 , Vp será positiva y no déte influir en el compara'

dor 1.

2.- Si V-fc ¿£. Vref 2 * V-Q será negativa y de un valor tal que obligue a

que la salida del comparador 1 sea cero*

En consecuencia será necesario añadir un limitador al circuí-

para mantener el valor de VL dentro d<

El circuito final se muestra en la figura 3-23¡

to "básico para mantener el valor de Y- dentro de límites conveniente.

+ 15

^r*7i

-15

FIG. 3.23..- CIRCUITO FINAL DEL COMPARADO!* 2.

- 70 -

El valor negativo de Vp será 1,2 voltios de tal manera que -

cuando los diodos B]_3 y D]_cj conduzcan, Vf será igual a cero voltios. El

valor positivo de Vp se establece en 7 voltios para evitar que el ampli

ficador opera.cional se sature. O sea, con referencia a la figura 5.22.b

Vp-. = 7 voltios

Vp2 = -1,2 voltios

Vm es voltaje negativo que proviene del rectificador 2»

Asumiendo que Vp es positivo, y en referencia a la figura 3.25

el diodo Djy conduce y ambos terminales de entrada del amplificador op_e

racional prácticamente se encuentran al mismo potencial, por tanto:

= - ÍD17 (3.80)

^m

VP1 ' "(3-81)R62 -f R65

Cuando la tensión de entrada "Vrp alcance el valor YIJ , la

corriente a través del diodo D-¡7 será cero y Vp cambiará de su estado

positivo al negativo. Por tanto, de %80:

ID17 = °

Despejando V^ se obtiene:

Si se repite el análisis, empezando con V^ en sxi estado ne -

gativo, el diodo DT¿ estará conduciendo y análogamente se obtiene:

• Vp2 (5-83)

- 71 -.

= O

Wg -

ReoTi

R59

(H-B52) (3.84)

De las ecuaciones 3.82 y 3.84 se ve que los valores de VT -

provocan el cambio de estado Yp estón centrados alrededor de:

Vref2 = R39 • Yp,, R60.

La diferencia entre dos niveles V^ y V^ se hará de diez-

railivoltios. V^ será igual a -19 milivoltios para coincidir con el ni-

vel de ruido calculado en el diseño del rectificador 2. En consecuencia

V^ será -9 milivoltios y Yref2 será 14 milivoltios. Por simplicidad -

de diseño VRjSerá-f-'lS voltios. Por tanto de 3.85 se tiene:

R60= 0,93 10'5

Para que R6o no sea excesivamente alta se dan los siguien -

tes valores:

= 12 Kilo-Ohmios

= 12,86 Mega-Ohmios

De acuerdo a lo expresado anteriormente:

Vrrv. - Vm~ = 10 Kilivoltios"

Introduciendo las ecuaciones 3-82 y 3.84 en la ecuación 3.86

se obtiene:

10 Milivoltios = (14 52 ).(VN1 - .2) (3.87)'R6o

- 72 -

Teniendo en cuenta los valores de Rea y E$o> 1a ecuación

3.87 se puede aproximar así:

10 milivoltios = (3.88)

Si se introducen las ecuaciones 3*81 y 3-83 en la ecuación 3,!

se obtiene:

así:

10 milivoltios =4-

(vpl - VP2)

De esta última ecuación se puede despejar la relación

R63

de

10 milivoltios(3.89)

Bn la ecuación 3*89 se introducen los valores, ya indicados,

y Vp2 y se obtiene:

R62 = 819

= 819 . (3.90)

Para calcular las resistencias del limitador se tomará la caí-

da de tensión errTbs diodos como 0,6 voltios. Para el caso de que Vp sea

7 voltios'y con referencia a la figura 3.23 en el nodo correspondiente -

a Vv se tiene:

4-15 voltiosHTS

De la ecuación 3*81 y la 3»90 se obtiene

= 8,5 milivoltios

(3.91)

(3.92)

Por tanto:

0,6 voltios

- 73 -

Vj,j = 0,6 voltios (3.93

Si se aplican los valores de VR , VNI y R59 en la ecuación-

3.80 se obtiene:

-4317 = -A'"/*ATl2mo:ahraios

Teniendo en cuenta este valor se lo puede despreciar frente a

los demás factores de la ecuación 3«9l> POT tanto:

Y-p-j — Vf.í « VT/T -j* 13 voltios (3.94)

Introduciendo los valores de Vp-. y "% en la ecuación 3*94

se obtiene:

E72 = 2.44 R64 (3*95)

Para el caso de que Vp sea negativo, con referencia a la fi

gura 3»23 en el nodo correspondiente a Y se tiene:

(5-96)R71 ' E61

De la ecuación 3*83 y la- 3-90 se obtiene:

• VIT2 = " milivoltios (3.97)

Por tnnto:

VT = VJ.TO - 0,6 VOltiOS

VL -0,6 volteos (3.98)

íal como se hizo con la ecuación 3-91f la ecuación 3.96 se

puede simplificar así:

74

VL -H6i

Introduciendo los valores de Vp2 y Vj, en la ecuación 3*99

se obtiene:

R?l _ 26~ 6T

R?1 = 26. R6! (3.100)

Los valores correspondientes a Rgg , Rg^ » R£¿ , Ryg » Ryi y

se es" a lecisron Por tanteo tratando de mantener al mínimo la co -

rriente de salida del amplificador operacional

Los valores finalmente establecidos fueron;

61 = 100° Ohmios

R62 == 55 9 Ohmios

= ' Ohmios

= 1000 Olimios

= 28 Kilo-Ohmios

= 2 s 44 Kilo-Ohmios

Para los diodos utilizados en este circuito se dispone de dio

de tipo IK4001.

3.14»*- Circuito para ganancia constante •

Este circuito se incluye para ser usado en caso de presentar

se un daño en cualquiera de los circuitos. Exceptuando el preamplifica

dor, el atenuador y su amplificador asociadof y el amplificador de

da. El circuito se muestra en la figura 3*24

:R66

67

FU9w

FIG. 3*24.*- CIRCUITO PARA GANANCIA CONSTANTE

Cuando el interruptor S^ esté en la posición 2, el voltaje

de control Vci será aplicado, a través de las resistencias R^5 y

a la compuerta del .transistor de efecto de campo TI. Sn la posición 1 -

de dicho interruptor el voltaje aplicado al T3C será de un valor fijo •-

que producirá una atenuación intermedia.

Para que Vc". sea igual a tres voltios se asignaron los si -

guientes valores:

= 16 Kilo-Ohmios *

= 4 Kilo-Ohmios

El voltímetro, que se muestra en el circuito, sirve para con-

trolar visualmente el funcionamiento del amplificador

•MS

11

-£•«

tt

-

-76-

CIR

CU

ITO

D

EL

A

>2?

LIF

ICA

DO

R

DE

AU

DIO

FR

EC

UE

NC

IA

CO

H

CO

IÍT

RO

L A

UT

OM

ÁT

ICO

DE

G/i

^M

CIA

.

V.

%a

R

AO

-77 -

3»j6..— Circuito cíe la fuente de Alimentación

^

— »*1 • — i r

iV^ SJ PH

.D6— .- !«9 Jj*«i

,D7I"*

~rc3

... i~

A^ 4

C A P I T U L O I V

COKSTRTJCCION

- 79 -

4.1é.~ Disposición de los componentes en la tarjeta del Amplificador

con control automático de ganancia»

La figura 4.1 muestra a la tarjeta que contiene los diversos-

circuitos del amplificador con control automático de ganancia» Santo la

tarjeta como los componentes han sido dibujados con las dimensiones muy

aproximadas a las reales para facilitar al máximo la localización de -

los elementos.

Los circuitos fueron distribuidos de tal manera que se evitó

al máximo la cercanía de componentes pertenecientes a los circuitos de

entrada con los de salida. Además gracias a la utilización de circuito

impreso en ambos lados de la tarjeta, se logró separar, casi integramen

te, las líneas pertenecientes a las conexiones de señal de las líneas -

pertenecientes a conexiones de las fuentes de alimentación.

Los potenciómetros fueron situados de tal manera que el acce-

so a cada uno de ellos es totalmente fácil. Aquellos potenciómetros con

los que se realizan ajustes de parámetros semifijos _son accesibles des-

de el exterior" del aparato.

Todos los elementos fueron numerados, progresivamente de iz -

quierda a derecha en el dibujo, dentro de cada grupo. Los potencióme -

tros están incluidos en el grupo de las resistencias.

Los amplificadores operacionales se identifican con un mime -

ro aunque el paquete contenga dos amplificadores, ya que en el dibujo -

del circuito propiamente dicho se identifica cada sección del paquete -

con los subíndices a y b.

o g o o ¡2!

O u

o co

s a co

o

I o CO

O Í3 o M O \-\

HH ñ rH

* -

ü o o g

- 81 -

4.2..- Disposición cíe los componentes en la tarjeta de la fuente de

Alimentación» •

La figura 4.2 muestra la tarjeta que contiene los circuitos pa-

ra las dos fuentes de alimentación-í-15 voltios y -15 voltios. La tarje-

ta y los componentes aparecen en escala 1:1 parg. facilitar la localiza-

ción de los elementos.

Los circuitos se distribuyen de tal manera que se mantienen -

separados entre sí los elementos de cada fuente. Los elementos se nume-

ran de acuerdo a su posición, en el diagrama, ya que se facilita su lo-

calización por razón del poco número de componentes.

F2i

A C*

AC«

F 3

F 3

Rl ^

C 1

"1

DI

D2

D6

D 7

C 3

R 7 /

yR2

R4

Al

74 1

03

*3

R5

*6 04\5

C2

+ V0

R8

N

D 8

*A2

7 4 1

Rio

R 7

R12

C 4

D9

R

DIO

FIG. 4.2..- DISTRIBUCIÓN DE LOS

3)2

EN LA TAEJETA D3 LA FUENTE

: -

- 82 - ' V

4*3**- Montaje de los Elementos que conforman el Amplificador de Audio-

frecuencia con control Automático de Ganancia»

la figura 4.3 muestra los siguientes elementos:

1.- La tarjeta con los circuitos del amplificador con control automáti

co de ganancia (A).

2.- La tarjeta con los circuitos de las fuentes de alimentación

3«- El transformador de poder para las fuentes de alimentación (c).

4«- Puente de conexión (D).

5.— Armazón (s) sobre la cual van montadas las tarjetas, los conecto -

res BNC de entrada y salida, y los fusibles.

6.- Conectores BNC de entrada (F) y de salida

7«- Fusibles: General (F^\ de la fuente de -|~15 voltios líffgjf y de la

fuente de -15 voltios (í )-

8,- Üapa frontal (j) seccionada y vista desde arriba.

La figura 4» 3 ilustra el montaje de los elementos menciona —

dos anteriormente. Cabe destacar que dicho montaje- permite tener acce-

so a cualquiera de los componentes en las tarjetas sin tener que des —

montar ningún elemento y con solo retirar la tapa posterior que cubre

al conjunto.

La figura 4*4 muestra el frente del aparato donde se indican

los interruptores, para encendido y apagado, y para cambiar la ganan -

cía de control automático a ganancia constante.

El voltímetro dará xma indicación del voltaje que se aplica-

al transistor de efecto de campo T-j_ , lo cual permite visualizar el -

funcionamiento apropiado del amplificador.

- 83 -

FIG. 4.3..- MOMIA JE DE LOS ELEMENTOS DEL AMPLIFICADOR.

Encendido

Apagado

O O O O OVs N1-N2 Ve TR

oVsTcVeT.R

FIG. 4-4..- PART3 FRONTAL DEL AMPLIFICADOR CON CONTROL AUTOMÁTICO DE

GANANCIA

- 84 -

Debajo del voltímetro se muestran cinco orificios desde los -

cuales se tiene acceso a los potenciómetros para realizar ajustes de la

siguiente manera;

Vg : Permite ajustar el nivel de la señal de salida.Corresponde al -

potenciómetro Rn.

V.

Corresponde al potenciómetro Rj_2 Q.ue sirve para ajustar la sali-

da del amplificador opera,cional ¿4a a cero cuando no hay señal

presente.

Corresponde al potenciómetro R]* y sirve para ajustar la salida-

del preamplificador Ag a cero en ausencia de señal*

• Permite ajustar el nivel de la señal aplicada al atenuador R]_ -

T-j según sea la magnitud de la señal de entrada. Corresponde al

potenciómetro R/g*

Sirve para variar el tiempo de recuperación según las circunstan

cías. Corresponde al potenciómetro

En la parte inferior de la Figura 4-4 se muestra cuatro pun —

tos de prueba para medir señales de la siguiente manera:

'S

rc

Señal de salida.

Señal, a la salida del comparador 1, que se usa para sincronizar

el disparo de un osciloscopio para observar la duración del tiem

po de recuperación o el de ataque.

Señal aplicada a la entrada del atenuador.

tensión-Vci , permite observar la magnitud de la tensión aplica-

da al transistor de efecto de campo T^» también sirve para ob -

servar el tiempo que toma una transición de ganancia, o sea la

duración del tiempo de ataque o el de recuperación.

La figura 4*5 nuestra la parte posterior del amplificador. En

ella se muestra lo siguiente:

- 85 - '

F-) = Fusible general conectado .en el "bobinado primario del transforma_

dor de poder de las fuentes de alimentación. El fusible es de -

es de 0,3 amperios.

Fo = Fusible de la fuente de 4- 15 voltios. El fusible es de 0,125 am

períos.

F, = Fusible de 0,125 amperios de la fuente de «15 voltios.

Entrada : Conector • BNC para aplicar la señal de entrada.

Salida : Conector BNC para la señal de salida.

F3-1/8A

OO .

F2-1/8A F1-1/3A

ENTRADA SALIDA

FIG, 4.5..- VISTA. POSTERIOR DEL AMPLIFICADOR.

C A P I T U L .O V

PRUEBAS BE LABORATORIO

- 8? -

5«1««- Obtención Experimental de la Característica de transferencia del

El objeto de esta medición es obtener una relación entre la -

atenuación medida en deci"belios y el voltaje compuerta-fuente del tran-

sistor de efecto de campo T • Para esto se realizó las mediciones in -

cluyendó al amplificador asociado por las siguientes razones:

1,- La tensión realimentada de la salida del amplificador a la compuer-

ta del TEG, elimina la distorsión por segunda armónica, lo que per-

mite una lectura más real del voltaje en la salida.

2.- La amplificación proporcionada a la señal drenaje fuente, permite -

realizar lecturas más precisas sin la molesta presencia del ruido.

3.- La alta impedancia de entrada del -amplificador asociado permite me-

dir indirectamente la característica del atenuador R-i - Ü>L sin que

el instrumento de medición modifique, con su impedancia de entrada,

la resistencia efectiva entre drenaje y fuente.

La figura 5,1 muestra el circuito utilizado para las .medici£

nes que se realizaron con una tensión senoidal de entrada de amplitud

fija y de frecuencia igual a 1 KHz^se tabularon valores de Vs corres -

pendientes a diferentes valores de Vct, Además, se tomaron medidas para

tres distintos valores de R . Los resultados se muestran en las tablas

y gráficos respectivos

-. 88 -

FIG. 5.1..- PROCSDIMIHNTO UTILIZADO PARA OETEHER LA TRANSFERENCIA DEL

AEWÜADOR E - 11 Y SU AMPLIFICADOR ASOCIADO

-89-

T A B L A Na

CARACTSRIS'HCA DE TRANSFERENCIA DEL ATSNUADOR R]_ - 1 Y SU

AMPLIFICADOR ASOCIADO

= 1 Kilo-Ohinios = 0,3 vpp -

dE

0.0

0.2

0.40.81.21.62.22.63.0

3.43.84.24.65.0

5.45.8

5.96.0

1.121.161.201.28

1.341.42

1.541.701.802.00

2.152.452.80

3.153.503.804.oo4.co

3.733.874.00

4.274.474.735.135.676.006.67

7.178.179.33

10.5011.6712.6713.3313.33

11.4411.7512.0412.6c13.00

13.5014.2115.0715.5616.48

17.1118.2419.4020.42

21.3422.0522.5022.50

-90-

T A B L A

CARACTERÍSTICA DE 5RAKSÍÉHEKCIA DEL ATENUADOR R]_


R-, = 6 Kilo-Ohraios Va =

Y SU

vpp - 1

VVoltios - D.C.

0.0

0.2

0.40.81.21.62,22.65.0

5.45.84.24.65.0

5.85.9

vpp dB

0.1750.18

0.19

0.21

0.23 .

0.25

0.28

0.32

0.340.38

0.46

0.550.700.92

1.16

1.481.6

0.700

0.720

0.760

0.840

0.920

1.000

1.121.28

1.56

1.52

1.842.20

2.80

5.68

4.64

5.926.40

- 3.10- 2.85- 2.38

- 1.51- 0.72

0.00

0.98

2.142.67

5.645.306.658.94

11.3213.3315.4516.12

~ 91 -

T A B L A Nf. 3

CARACTERÍSTICA DE TRANSFERENCIA DEL ATEMUADOR RI - TL Y SU


R! = Hg Kilo-Ohmios Ve = 0,44 vpp - 1 KHz

V0'

Voltios - D.C.

0.0

0.2

0.4

0.8

1.2

1.6

2.2

2.6

3.0

3.43.84.24.65.05.45.8

vpp dB

0.18

0.18

0.19

0.20

0.21

0.23

0.26

0.29

0.33

0.38

0.44

0,540.68

0.88

1.16

1.60

0.400.40'0.410.450.48

0.52

0.590.66

0.750.861.00

1.231.552.002.643.64

- 8.02

- 8.02

- 7.77- 6.86

- 6.43- 5.65- 4.58- 3.62

- 2.45- 1.28

0.00

1.783.786.02

8.4211.21

- 92 - -

CARACTEKISTICA DE TRANSFERENCIA DEL ATENUADOR R1-T1Y SU AMPLIFICADOR ASOCIADO.

Ve'

- 93 -

- ' Las curvas obtenidas fueron aproximadas a vina recta mediante

la técnica de regresión lineal, por el método de los mínimos cuadrados,

con la utilización de una calculadora H.P, - 25 (Hef. # 16, Pag. 98).

De esta manera de la tabla 2, se obtiene la siguiente aproxi-

mación:

= 3,12 dBVolt . Vcf - 4,71 (5.1)

dB

Como ya se conoce que:

v =

Donde Vc es el voltaje de compuerta a fuente, la ecuación 5.1

se puede escribir como sigue:

Ja.dB

= é'24 olt * V° - 4'71 dB ( 5.2)

La convergencia de esta aproximación es 0,95»

Análogamente de la table 3 se obtienen las siguientes aproxi-

maciones:

Ve

Ja.Ve dB

= 6'16

- 9,97

- 9'97 dB

(5.3)

(5.4)

La convergencia de esta aproximación es 0,93«

De las curvas obtenidas que se muestran en la figura 5«2, se-

ve que la variación de la atenuación es menor con EI igual a mil Ohmios,

mientras que para E igual a seis Kilo-Ohmios la atenuación es practica.

mente la misma que para Rj igual a 12 Kilo-Ohmios. También se puede -

- 94 - " é1..

apreciar que las aproximaciones logradas se pueden utilizar en el disé

fío sin introducir errores significativos.

Se debe indicar además que los componentes del atenuador y -

su amplificador asociado tienen los valores calculados en el diseño.

5.2..- Obtención Experimental de la característica de la Transferencia

del Amplificador Logarítmico

Esta medición se realiza para obtener una relación experimen

tal entre el voltaje de entrada y el de salida del amplificador loga -

rítmico. El circuito utilizado con este propósito se muestra en la fi-

gura 5.3 - '

FUENTE DETENSIÓNCONTINUA

VOLTÍMETRODIGITAL

FIG. 5.3..- PROCEDIMIENTO DE .MEDICIÓN DE LA CARACIEERIST1CA D3 TRANSFE-

RENCIA DEL AMPLIFICADOR LOGAHIOMICO

SI procedimiento consistió en medir la señal de salida Vx pj&

ra diferentes valores de V^* Los componentes del amplificador logarít-

mico son los mismos que se utilizaron en el diseño.

Los resultados se muestran en la tabla ÍI5 4 y la curva obte-

nida en la figura 5*4* Ssta curva también fue aproximada mediante la -

técnica de regresión lineal por el método de los mínimos cuadrados, -

con la utilización de la calculadora H.P. - 25 (Ref. #16, Pag.95).

Be esta manera, de la tabla 4> se obtiene la siguiente apro-

ximación:

Vx = - (0,0418 Ln Vb+ 0,5441)

La convergencia de esta aproximación es 0,99*

T A B L A N£ 4

CARACISRIS'nCA D3 1RA1TSFSREKCIA DEL AMPLIFICADOR LOGARÍTMICO

R20 = 1 Kilo=0hmio Ry = ' 670 Ohmios

Voltios - D.C.

0.50.6

0.70.8

1.0

1.2

1.4

1.852.8

4.0

5.37.2

8.4

11.012.0

Voltios - D.C,

- 0.515

- 0.523

- 0.529

- 0.534- 0.545- 0.552- 0.558- 0.570-0. 588- 0.601

- 0.614- 0.627- 0.632

- 0.644- 0.649

Vx i ,

— 0,65-

— 0,60

i r

. 5..- CURVA DE TRANSFERENCIA DEL AMPLIFICADOR LOGARÍTMICO.

T

9»

•2-0

3O

*'0

1-0

(O

- 97 -

5*5».- Obtención Experimental de la curva de Transferencia de la fuen-

te de Corríente«

El objeto de esta medición es obtener la curva de' transieren

cia de la salida de la fuente de corriente en función del voltaje com-

puerta a fuente, VQO , del transistor de efecto de campo que provee la

corriente de polarización I • El circuito a utilizarse se muestra -

en la figura 5-5.

Fuente deTensión 1

FIC-. 5.5..- PROCEDIMIENTO DE MEDICIÓN DE LA CURVA DE TRANSFERENCIA DS

LA FUENTE DE LA CORRIENTE

El procedimiento que se siguió fue el siguiente: La entrada-

ai amplificador operacional GAJOSO se mantuvo en 40 milivoltios median

te la fxiente de tensión 1. El voltaje de compuerta a fuente del TSC -

2N43oO se varió mediante la fuente do tensión 2, se midió indirectamen

te la corriente de salida Io dividiendo el valor de Vo para el valor -

de la resistencia R. Se utilizaron dos valores de resistencias debido -

al gran rango de la corriente de salida. Así, para V^g mayor a 3» 15 vol_

tios R tuvo un valor de 32,4 Kilo-Ohmios, Para VQS menor o igual a 3» 15

voltios, la resistencia R usada fue de 3,22 Kilo-Ohmios, En este caso -

el diseño no precisa de una aproximación matemática de la curva obteni-

da que se muestra en la figura 5«6. Los resultados de la mediciones se

muestran en la tabla N5 5

T A B L A N£ 5

CARACTERISITCA DE TRANSFERENCIA' DE LA FÍJENOS DE CORRIENTE

VGSYol tios ,-D.C.

6,04

6,01

5,995,96

5,93• 5,88

5,80

5,645,434,043,313,152,64

2,292,00

1,91

1,771,68

VRVoltios-D.C.

0,15

0,45

0,65

1,20

' 2,10

3,90- 8,90

24,7060,651,404,06

0,510,951,391,902,08

2,38

2,61

I0Mi ero- Amp er i o s

0,0046

0,01390,0201

0,03700,0643 -0,012

0,274

0,762

1,872

43,15125,31 .158,07294,10

431,37590,06 -

245,96

739,13810,56

- 99 -

0 ¿ ¿ 3 + 5

FIG. 5.6.- CURVA DE TRANSFERENCIA DE LA FUENTE DE CORRIENTE.

*"'ss* VGL.TÍCS

-.. 100 -

5.4..- -Respuesta del Amplificador con control Automático de Ganancia

para penales d'e Amplitud Constante,

Para obtener esta respuesta se utilizó el circuito mostrado-

en la figura 5*7»

OSCILADOR DEAUDIO-

VOLTÍMETRODIGITAL

•Ve

Ve

AMPLIFICADOR CONCONTROL AUTOMATICO DE GANANCIA

VOLTÍMETRODIGITAL

FIG. 5.7..- PHOCSDII-II2NTO BE K3DICIOII DS LA RESPUESTA DEL SISTEMA

ESTÁTICO

El procedimiento seguido con este propósito fue el siguiente;

Para un": señal de entrada dada se midió la señal aplicada al atenuador.

R- - TT y la señal de salida del amplificador asociado a dicho atenua-

dor. Las medidas se realizaron con diferentes niveles de señal ya va

rias frecuencias tal cerno se muestra en las taMas Ks 6 y HQ 7* Las -

lecturas se tonr-ron cuando el sistema de control de ganancia so esta -

MI izaba luego de una transición de amplitud en la se.ñal de entrada. -

No se realizaron las medidas directamente on la -entrada del preamplifi_

- 101 -

cador y en el amplificador de salida detido a que -sus ganancias son s

mifijas y las lecturas tomadas deten servir de referencia para eventua_

les calibraciones del equipo.

.S. A 2 M Si 6

RESPUESTA DEL SISTEMA ESTA11CO

ve¡

mV - KMS

124568

10152030406080

100130160200300400500600800

100012001800

vsf=20 Hz

.mY - HMS

.6.613.026.131.634*136.338.142.546.252.056.564.872.880.391.4

102.2115.0

-146.0173.0209.0248.0325.0402.0480.0

• 7H.O

f =100 Hz

raY-BMS

7.513.827.233.736.139.24L446.049.956.16l.o .69.247.0

' 85.196.3

107.3121.0152.0182.0225.0250.0328.0406,0483.0713.0

f=500 Hz

mY-RMS

7.313.9 .27.333.9

• 405054.359.764.371.877.887.295.0

102.7114.1125.4140.0173.0204.0232,0260,0333.0415.0

729.0

f =1 KHz

mY HMS

6.013.826.934.140.753.060.869.274.282.689.5

100.4108.8116,8128.2140.0155.0191.0225.0257.0288.0247.0422.0502.0737.0

H-»

M•

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111

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'>.:*•

100

60 ye 70

40

30

KH

z-15

KII

z-20

KH

z

FIG. 5.8.- RESPUESTA DEL AMPLIFICADOR CON CONTROL AUTOMÁTICO DE GANANCIA PARA SEÍÍALES DE

AMPLITUD CONSTANTE.

t.o20

3-

C

4.0

SO

G.C

70

30

9

1C20

30

40

50

60

?C

3C M

10O

I O

2oo

3o

c 4o

O

500

6cc

ffoo

ct>

£

- 104,- t;;

La figura 5»8 muestra un conjunto de curvas obtenidas de -

las mediciones realizadas. De dicha figura se concluye lo siguiente:

1,- Antes que empiece a producirse compresión, la ganancia es cons -

tante y prácticamente la misma para todas las frecuencias.

2,- 31 valor de ve , para el cual empieza a producirse compresión es

menor para señales de 20 Hz y 100 Hz que para señales de frecuen-

cia mayor. Esto se debe a que el rectificador y filtro 1 tienen —

una gana,ncia mayor para bajf-.s frecuencias. Este hecho, sin embar-

go no afecta al buen funcionamiento del amplificador.

3«~ Por la misma razón del numeral segundo la ganancia del sistema es

menor para señales de frecuencia de 20 Hz y 100 Hz que para seña-

les de frecuencia mayor. En todo a?so para frecuencias mayores a

500 Hz la ganancia prácticamente es la misma,

4,- Si se toman los límites de la región de compresión como sigue:

V0 m;?v = 1000 Milivoltios-RHSC 11 Id. .A-

ve mín- = 10 Milivoltios-RMS

Se concluye lo siguiente:

a) Dicho ran o de entrada que corresponde a 40 dJ3f es reducido a 16,5

d3 para frecuencias mayores a 500 Hz dando una relación de compre-

sión de 2,4 : 1

"b) Para señales de 20 Hz y 100 Hz, los límites coinciden con los pre-

vistos en el diseño, y el rango de entrada es reducido en la sali-

da a 20 dB dando una relación de compresión de 2:1 que es igual, a

la impuesta en el diseño.

5,- Sn realidad los límites de'compresión para señales de 20 Hz y 100

Hz son como sigue :

ve máx =

v * =ve mín 5 Milivoltios-RKS

- 105 -

En este caso un rango de entrada de 46 dB e's -reducido en la

salida a un rango de 21,7 dB dando una relación de compresión de 2,1:1

6»- En todo caso, las relaciones de compresión obtenidas son bastante-

cercanas a la impuesta.

7.- Tornando los siguientes límites de señal

ve máx = 100° Kilivoltios-I?MS vs m¿x = 400 MilivolJ;ios-?;;G

•ve mín = 1 Milivoltio ~?J''IS vs mín = 7 Milivoltios-Z-::

Se observa q;ie un rango de entrada de 6o d3 es reducido a la

salida a un rango de 35jl dB cumpliéndose de esta manera otro de los --

propósitos del amplificador con control automático de ganancia.

5«5*-~ Respuesta de Frecuencia del Amplificador 'con control AutoTiático

de Ganancia

El procedimiento seguido es el mismo que se mencionó en la -

sección 5.4 y las medidas mostradas en la tabla número ocho,sor, en -

realidad extraídas de l^s tablas 6 y 7« Las curvas correspondientes se

muestran en la figura 5«9«

Las acotaciones correspondientes a la dependencia de frecueri

cia ya se hicieron en la sección 5»4> página 104. ~n todo cas? se ve -

que el amplificador con control automático de ganancia, prácticamente -

tiene una buena respuesta de frecuencia, para un funcionamiento a^rorir^

do en cualquier circunstancia..

- 106 -

T A B L A 8

RESPUESTA DE FRECUENCIA DEL AMPLIFICADOR COIT CONTROL AUTOMÁTICO DE

GAHA1TCIA

f

Ez

.20

100

5001000

5000

10000

1500020000

5.6..-

vs/veve «.4afiMB

dB

16,316,6

16,7 .16,616,8

16,716,214,0

Medidas de

mático de

vs/ve

•13 ve = 15mV-HK¡

dB

9,19,7

12,0

13,212,6

12,713,113,0

Distorsión en el

Ganancia

vs/ve

3 ve =100mV-HMS ve

dB

- 1,9

- 1,40,2

1,30,8

0,8

1,0

1,0

Amplificador con control

Vé/Ve

= IV-RTíS

dB

~ 7 QI , s

- 7,8- 7,5- 7,5- 7,7

7 R

- 8,0

-8,0

axito -

El circuito utilizado en este caso se muestra en la figu-

5.9.

'El voltaje ve se refiere al voltaje aplicado al atenúa —

dor. Las medidas se realizaron para dos valores de ve que correspon

den a los niveles más altos conque puede trabajar el aparato* lío se

pudieron realizar medidas para valores de ve más "bajos porque el -

analizador de distorsi6n necesita en su entrada por lo menos 1 vol-

tio-KKS.

Los resultados se muestran en la tabla N9 9 y la curva c_o

•FIO. 5.8 .- RESPUESTA DE FRECUENCIA DEL AMPLIFICADOR CON CONTROL AUTOMÁTICO DE GANANCIA,

108 -

rresp.ondiente en la figura 5.10.

Se ve que para todos los casos, la distorsión armónica to

tal permanece por debajo del 2 % que fue el límite impuesto por el

diseño.

AMPLIFICADOR CONCONTROL AUTOMATICO DE GANANCIA

VOLTÍMETRODIGITAL

ANALIZADOR DEDISTORSIÓN

•HT=600 OHMIOS

Ve

FIG. 5.9-." PROCEDIMISK-TO PARA MSDIR DISTORSIÓN

T A B L A

DISTORSIÓN AMÓNICA TOTAL 3H SL

DS GANANCIA

CON CONTROL AUTOMÁTICO

f

Hz

2010050010005000100001500020000

DistorsiónV as 1 Y - HMS

%

0,200,180,180,200,561,001,301,30

Distorsión. ve = 1,8 V - BMS

%

0,18

0,140,110,180,621,301,601,55

ICC

SCO

1K

5K

FIO. 5.10.- DISTORSIÓN Í)EL AMPLIFICADOR CON CONTROL AUTOMÁTICO'DE GANANCIA.

-Mi.

- 110 -

5.7-»~ Comparación de la ganancia con control Automático y de I" G-?. •

nancia Constar;te»

Estas medidas se realizaron para ilustrar el trabajo del am

•plificador con control automático de ganancia. 31 circuito utilizado

se muestra en la figura 5«H

OSCILADOR DEAUDIO

Ve

<

AMPLIFICADORCON CONTROLAUTOMÁTICO DEGANANCIA

Vs

*—s

VOLTÍMETRODIGITAL

VOLTÍMETRODIGITAL

= RL= 600 OHMIOS

Los resultados se muestran en la tal;la KQ 10 y en las cur -

vas de la figura, 5»12« Las señales v representan la entrada al ate -

nuador R^ - T-,, la se ral vs es la salida efectiva de'' aparato.

En dichas curvas se aprecia con claridad que las senríes de

nivel rajo son amplificadas rnás que las serales de alto niv^l.

En la tarla 10, vsl representa la salida con control "uto -

mático y vS£ representa la salida con ganancia constante.

-111 -

T A E L A N9 10

RESPUESTA DEL SISTEMA COK CONTROL AUTOMÁTICO Y CON GANANCIA CONSTANTE

ve

mV - RT-rS

10

20

40

80

150 •

200

4006CO

800

1000

vslf = 1KHZ

mV - KÍS

140,8

178,2

207,0247,0288,0

. 346,0495,0623,0

772,0949,0

vs2f = 1 IGIZ

mV - H-:C

_14. • 29

57114186

288

573

864

1150

' 1438

5.8.,- N^dición del tiervpo de ataque. :r del tiempo de recuperación.

Con este objeto se utilizó el circuito mostrare en la fi-

gura 5-13.

La señal de entrada ve se refiere a la entrada efectiva

del amplificador con control automático de ganancia. La frecuencia-

.de dich." señal fue de 5 KHs.

Para medir el tiempo de ataque ne aumentó bruscamente la-

señal ve de 53 Kilivoltios-RMS a 95 iaiivoltios-PJ\3. La señal Vf, -

salida del comparador 1, se usa para disparar el osciloscorio para •

así sincronizar el comienzo del "barrido con el aumento de señal. El

mismo proceso se utilisó para medir el tiempo de recuperación,con -

la diferencia que e ata vez la señal se disminuyó "brusc?~ente de 955

Kilivoltios-Iü-'S a 302 Kilivol tíos Ifr:3. l^aMén en este caso se rea-

lizaron mediciones p'::.ra dos posiciones extremas del potenciórr.otro -

FIG. 5*12.- RESPUESTA CON CONTROL AUTOMÁTICO Y.CON GANANCIA CONSTANTE.

- 113 -

R/-Q y así lograr los tiempos de recuper?~ción más cortos y n's lar -

gós posibles.

El tiempo de ataque medido fue dé 1,5 mseg y -los ríe recu-

peración fueron 3 seg y 1,5 seg. listos tiempos se encuentran dentro

de los límites impuestos. "in encargo, más inportante que estos -

tiempos es la velocidad con que cambia le. ganancia. lüsto se midió -

indirectamente puesto que Yc' car.bió de 4»87 voltios a 4»24 voltios

cuando se aumentó el nivel de la señal.

For tanto:

t4 37 volt - 4 4 vol"

1,5 aiseg = 420voltseg

Cuando se disminuyó la ganancia,

tios a 2,31 voltios, por tanto:

2.'=n vol t - <\"i^ vol -^~ T - ' . _ _ . _ -T."'-I^ r— • '

3 seg

cambió de C,13 vol -

2,31 volt - C.13 volt- t i - -1,5 seg

seg

volt-r™~"seg

^stas velocidades calculadas están muy cercanas a lo

se impuso en el diseño.

La figura 5*3-4 muestra estas medidas realizadas _

de ver que la tensión YCT carpía linealmente con el tierrpo,.lo cual

es otra condición impuesta que se cumple.

OSCILADOR DEAUDIO

VOLTÍMETRODIGITAL

Ve AMPLIFICADOR CONCONTROL AUTÓMATACO DE GANANCIA

Vf v

VVc

OSCILOSCOPIO

DISPARO

FIG. 5-13-- MEDICIÓN DEL TIEMPO DE ATAQUE Y DEL TIEMPO DE RECUPERACIÓN.

Vé

0.13 volt

O \SC-t-T

3 seg

(a)

3.31 Volt

Ve

k.8? Volt

1,5 mse¿

(b)

FIG. 5:1 .- PROCEDIMIENTO DE MEDICIÓN DE; a) Tiempo de recuperaciónb) Tiempo de ataque

Volt

BIBLI. O G R A F - I A

- 115 -

.

1. "Audio Dynaiiiic Range Compression for Minimum Perceived

Diftortion" Barry Blesser, IEEE Transactions on Audio

and ELectroacoustics, Vol. AU-17, No. 1, March 1969.

2. NAB Engineering Handbock - McGraw - Hill.

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Chipp, IEES Transactions on Broadcasting, July 19 5-

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IEEE Transactions on Audio, September/October

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Notes"; RCA Solid State Databook Series.

16, "Manual de Programación Aplicada H.P.-25", Hewlett -

packard Conrpany,

p-TYPES 2NZ437 THRU 2N2500

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mechanized process developed by Texas Instruments. The case will withstand soldering temperaturas vviUio.-deformation. These devices exhibit stable characteristics under high-humidity conditions and are capable of meet^MIL-ETD-202C, Method 106B. The transistors are insensitive to light.

2N5460, 2N5461, 2NS462

NOTES: A. Lead diametar is not controllad in this arca.B. All dimensions are in ¡oches.

*ALL JEDECTO-92 DIMENSIONS AND NOTES ARE APPLICABLE

A5T5460, A5T5461, A5T5462

T • SOUKCI

NOTESi A. Lead diameter is not controlled ¡n this área.B. Leads having máximum diameter (0.019t shall be within Q.007 of their true positions mea-

sured in the gaging plañe 0.054 below the seaiing plañe of the device relativa to a maxi-murn diarneter package.

C. Al! dimensions are ín inches.

*absolute máximum ratings at 25"C free-air temperatura (unlessotherwise noted)

Drain-Gate VoltageReverse Gate-Source VoltageContinuous Forw'ard Cate CurrentContinuous Device Dissipation at (or below) 25° C Free-A¡r Temperature (See Note 1)

Storage Temperature RangeLead Temperature 1/16 ¡nch from Case for 10 Seconds

—65 C t

NOTE 1: Derate linear IV to ISS^C free-air temperature at the rale of 2.82 mW/"C.

"The asterisk identitics JEDEC registered data for the 2N5460, 2N5461, and 2N5462 only. This data sheel contains all applicafcir '**— ^

data in effect at the time of publication.

ÍU. S. Paient No. 3,439,238 ' USES CM

4-420

^/" '•^vT-^Tff^^-^í^^

'.&X&XM^^&¿^í¡^^^^^-''--^--•"/'-•'; J.Wy¿.' U^:--^J^iiJ£¿¿í^^^4a^^^^^,ff

'

TYPES 2N546G, 2N5461, 2N5462, A5T54GO, A5T5461, A5T5462P-CHANNEL SILICON JUNCTíQN FIELD-EFFECLTRA&iSSSTGRS

•tfical characteristics at 25"'C free-air temperatura {unless otherwise noted}

PARAMETER

Gate-Source

* jRiQSS Bfgahctown Voltage

„,. Gate Reverse Current

• ••; off) Gate-Source Cutoff Voltage

t .,- Gate-Source Voltage

Zero-G ate- Voltage

""^ Draín Current

Small-Signal Drain-Source

ftioH On-State Resistance

Small-Signa! Common-Source

'*' Forward Transfer Admittance

Small-Signal Common-Source

VM Output Admittance

Common-Source Short-Circuit

' 'H Input Capacitance

Comrnon-Source Short-Circuit

'" Reverse Transfer Capacitance

TEST CONDITfONS

lG«10nA, VDS = 0

VG S=20V. VDS = 0

VGS - 20 v, VDS = 0, TA » ioo°cVDS=-15V. ID = -1^A

VDS = ~15V. ID = -IOO'IAVDS = -15 V, ID = -200yA

VDS = -15V, lD = -400fiA

VDS = -15 v- VGS = °- See Note 2

VGS-°- ID = °. • f - i kHz

VDS = -15 V, VQS-O, f = t kHz

VDS n -15 v, VQS B °- f = 1 kHz

VDS " -15 v, VGS " °. f = 1 MHz

VDS = -15V, VGS = O, f = 1 MHz

2N5460

A5T5460

MIN MAX

40

5

1

0.75 6

0.5 4

-1 -5

2

1 4

75

7

2

2N5461

A5T5461

MIN MAX

40

5

1

1 7.5

0.8 4.5

-2 -9

0.8

1.5 5

75

7

2

2N5462 '

A5T54S2

MIN MAX

40

5

1

1.8 9

1.5 6

-4 -16

0.4

2 6

75

7

2

UN1T

V

nA

M

V

V

mA

kíí

mmho

í/mho

pF

pF

characteristics at 25°C free-air temperaíure

PARAMETER

* Spot Noise Figure

Equrvalent Input

Noíse Voltage

TEST CONDITIONS

VDS - -15 v, VGS = o. RG - i Míí-f=100Hz, B W = l H z

VDS = -15 v, VGS = o, f = 100 HZ.BW= 1 Hz

2N5460

A5T5460

MIN MAX

2.5

115

2N54E1

A5T5461

MIN MAX

2.5

115

2N5462

A5T5462

MIN MAX

2.5

115

UNIT

dB

nVA.ÍÜ

' • - -TE 2: This parameler must be measured using pulse techniques. tw = 300 ^s, dutv evcte < 2?;

'^«lorlsk indicatesJEDEC registered datafor the 2NS460. 2N5461, and 2 N 5462 onlv.

* **»¡H IE«IVtS THE ÍICHT TO M¡H [HAHCÍS AT ÍNt TIME* !»f»av( &E5IGN ANO ÍO SUPPIT !H[ EESt FÍODSÍtl POSSIBtE.

INCOKf 'OUAI LD4421

-'. y/*^tw

'•

File No. 475

Soljd StateDivisión

Linear Integrateci Circuits

CA3G80, CA3080S*CA3080A, CA3Q8QAS*

8-leadTOS

Gateable-Gain Blocks

Fea tures:

• Stew rate (unity gain, compensated):

• Adjustabíe power consumption: 10/^W to 30 mVV

• Flexible supply voltage ranga: ± 2 V to ± 15 V

o Fully adjustable gain: O to gm^L ürnit

• Tight gm spread: CA3080 (2:1), CA3080A U.6_:1)

• Extended gm línearity: 3 decades

• Hermetic package: 8-lead TO-5 style

Applications:

a Sample and hold

.• Multiplex

a Voltage follower

a Multípüer

• Cpmparator

RCA-CA3080 and CA3080A are Gateable-Gam Blocks whichutilize the same unique OTA (Operational TransconductanceAmplifier) concept first introduced in the RCA-CA3060.

The CA3080 and CA3080A have Differential I nput and aSingle-Ended, Push-Pull, Class A Output. ln addition, thesetypes have an Amplifier Bias Input which may be used eitherfor Gating oc for Linear Gain Control. These types aiso havean High Output Impedance and their Transconductance (gm)

Multiplex and Fast Unity-Gain Voltage Follbwers. Thesetypes are especially applicable for Multiplex applicationsbecause power ¡s only consumed when the devíces are in the"ON" Channel state.

The CA3080A is rated for operation over the full militarytemperature range and ¡ts characteristics are specificaüycontrolled for Sample-Hold applications in addition to thenormal CA3080 functions. Fig. 21 illustrates a complete andeconómica! Sample-Hold circuit utilizing the CA30SOA and

is directly proportional to the Amplifíer Bias Current(lABC)- an RCA-3N138 MOS FET. This circuit provides an acquisi-

The CA3080 and CA3080A are notable for their excellentSlew Rate (50V/MS), which make them especially useful for

"Formerly dwelaprnental typeTA58l6

Fig. 1 • Functional diagram of CA3080and CA308QA.

tign tim_e__of 3jnícroseconds.

*Tvpes CA3030S and CA3030AS are formed-lead (DIL-can) versionsof the CA3080 and CA3080A, respectively; see page 20 for packagephotographs,

MÁXIMUM RATINGS, Absolute-Maximum Valúes at TA = 25°CDC Supply Voltage (between V+ and V~termínals) 36 V

Differential Input Voltage ±5 V

OC Input Voltage V+ to V~

Input Signal Current 1 mA

Amplifier Blas Current -2 mA

Output Short-Circuít Duration* No limitation

Device Dlssipation ; 125mW

Temperature Range:Operating

CA308Q O to + 70 °C

CA3080A - 55 to + 125 °C

Storage - 65 to + 150 °C

Lead Temperature (During Solderíng):

Atdistancel/16± 1/32 in. (1.59 ± 0.79 mm)from case for lOs max + 300 C

•Short circuit may be applied to ground or to either supply.

458

• ^v^»?^3r?^

f*No. 175 CA°0°0 CA3080S, CA3080A, CA3080AS

ELECTRICAL CHARACTERISTICSFor Equipment Desígn CA3080

"

•

.

- -CHARACTERISTICS SYMBOLS

(nput Offset Voltage V.Q

Input Offset Currertt 1 |Q

tnput Bias Current 1.

Forward Tiansconductance(targe íignal) ^m

Peak Output Curren! 1 U-,]

Peak Output Voliage:p • • ..+

Negative V¿M .

Amplífier Supply Current |.

Devíce Dissipation ' pg

(nput Offset Voltage Sensrtíviíy;Positivo ñV,0/ñV+

Negativo ÜV[Q/AV~

Common-Mode Rejection Ratio CMRR

Common-Mode Input-Voitage Range ^|CR

1 nput Resista nce Rj

TESTCONDITIONS

Cir- V* - 1SV. V~ - -15V Typ¡r.alcuít IABC • BOO^A Charac-

T > 25°C teristics(unlsss ¡nrtir-atoH Curves

Fig. otherwise) Fig.

TA - 0 to 70°C

4

TA - 0 to 70°C

TA - 0 to 70°C

R L = o

RL-O.TA-Oto70°C

- R. - - 7L

8

9

-

7

15

LIMtTS

M1N. TYP. MAX.

- 0.4 5

6

0.12 0.6

2 5

^ _ 7

6700 9600 13000

S400

350 500 650

300 - -

12 13.5

-12 -14.4

0.8 1 1.2

24 30 36

' - 150

150

8 0 ' H O

12 to 13.6to-12 -14.6

10 26

UNITS

mV

(JA

íiA

írnho

M

V

mA

mW

d8

V

kll

,

ELECTRICAL CHARACTERISTICSTypical Valúes Intended Only For Design Guidance CA3080

«

Input Offset Voitage V|Q

Input Offset Voltage Change I ¿V ._{

Peak Output Current |QM

Peak Output Voltoge:Posilive VOM

Negativa " V¿M

Magnitude of Leakage Current

Differential Input Currunt

Arriplifier Bias Vollage VABC

Slew Rate:iLtaximurn luncompensatod)

SRUnityGain Icompenuted)

Open-Loop Bandwidth BWOL

Input Capacitan ce C|

Output Capacitdnce Cn

Output Resistance RQ

Input -to-Oufput Capacitance C| Q

- "ABC"5*1* 3

Change in V|Q between

¡5d?A"™5*A

- 'ABC-5"A P

- 'ABC"5 f j A 7

10 'ABC^O-VTP = ° . n

12 1 ar- * 0 Vriicc * 4V 13

16

23

-

- f - 1 MHi 17

- 1-1 MHi 17

18

19 f - IMHz 20

0.3

0.2

5

13.8

-14.5

0.08

0.3

0.008

0.71

75

50

2

3.6

5.6

15

0.024

mV

mV

MA

V

nA

nA

V

V/fií

MHi

PF

pF

Mí!

pF

459

T^T .. ._,..._. . -^^-•^•^r ?*^^ ' -

» i! *

1

; :,* A ;. í .«• IVy .-;• i.v :;

CA3080, CA3080S, CA30SOA, CA3080AS Fue No, 475

ELECTRICAL CHARACTERISTICSFor Equipment Design CA3080A

CHARACTERISTICS SYMBOLS

Inpui Offset Voltage V|Q

Input Offset Voltage Change I^viol

Input Offset Current IJQ

Input Bias Current t(

Forward Transconductince(large sígnal) 9m

Peak Output Current |'OM|

Peak Output Voltage:

Positive VOM

Negative VÓM

Positive VQM

Negative V¿M

Amplifier Supply Current 1 .

Device Dissipation Pp

Input Offset Voltage Sensítivity:

Positive ' AVlo/áV+

Negative AV,g/AV~

Magnitude of Leakage Current

Differential Input Current

Common-Mode Rejeclion Ratio CMRR

Common-Mode Input-Voltage Range ^ICR

Input Resistance R(

TESTCONDITIONS

Cir- V*-15V.V---15V TYpicalcuit IABC • 500^1 A Charac-

T. • 25°C twlitinA . . Curve*

Fig. otherwíse) Fig.

lABC-5íiA

3

TA--55to + 125°C

Change in V.Q— bet\veen lAgf- = 500/1 A 3

4

5

o 14"

\ = S»A.RL-0

RL-O 6

RL=O,TA--55to+125°C

,ABC = 5,A

L 7

L

8

9

-

10 11

12 'ABC-°-vDIFF-4V 13

-

7

1S\

LIMITS

Min. Typ. Max,

0.3 2

0.4 2

- 5

0.1 3

0.12 0.6

2 5

8

7700 9600 12000

40CO

3 5 7

350 500 650

30»

12 13.8

-12 -14.5

12 13.S

-12 -14.4

0.8 1 . 1.2

24: 30 36

- 1 5 0

150

0.08 5

0.3 5

0.008 5

80 110

I2to 13.Sto _-12 -14.6

10 26

UNITS

mV

mV

jiA

fj A

fimho

íiA

V

mA

mW

íiVfV

nA

nA

dB

V

kíl

ELECTRICAL CHARACTERISTICSTypica! Valúes Intended Only For Design Guidance CA3080A

Amplifier Bias Voltage VABC

Slew Rate:

Máximum (uncompensated)SR

Unity Gain (compensated)

Open-Loop Bandwidth BWOL

Input Capacítance C(

Output Capacitante CQ

Output Resistance RQ

Irtput-to-Output Capacitance CJ_Q

16

23

-

- f = 1MHi 17

- f-IMHi 17

18

19 f-IMHi 20

0.71

75

50

2

3.6

5.6

15

0.024

V

V/ffi

MHz

pF

pF

Mií

pF

x^

¡«*iiiíi i':& ^

, CA3080AS

Typasal Ctescísraiics Curves for iSvs CAS3SD ana CASONA

F/g. 3 - Input offset voltage vs. smp-Hfier tías curren t

Fig. 4 > Iflfiítt offset Cut-tent vs. amp-iffter bía& euftént

461

V : '^-^r^v:f ?^^ VG&&33?™™*****--

¿Átá™& tft*;¿££BÍa&i ¿i, ^

file No. 475 • CA3080, CA3080S, CA3080A, CA3080AS

Typica! Characteristics Curves and Test Circuits for the CA3030 and CA3080A

4 E B j Z 46 8I J 10

•AMPUFlEfi BiíS MICRQAMPERES1000

9ZCS-IT594

Fig. 9 • Total power dissipation vs.amplifier bias current.

Fio. 10- Leakage current testcircuit.

SZCS-17596

Fig. 11 - Leakags current vs. temperatura.

V+.I5V

92CS-I7697

Fig. 12 • Differential input currenttest circuít.

X

tUPUT DIFFERENTIAL VOLTS

Fig. 13 - InpuT current vs. input dif-ieren tía! voltage.

2 4 6 > I Z ^ « 6 B 2 4 6 B ] ^ 2 * A í100 ÍQOO

AMPLIFIER BIAS MICROAMPERES"93CS-1TS9»

Fig. 14 - Transconductance vs. amp~lifier bi'as curren t.

463

^K -qr^r- ?^r7^ . ^-7^f^^^<:r*V^^ ';i ^^ ; -

» 3

t -a

. ^ .,.,,/

File No. 475 • CA3080, CA3080S, CA3080A, CA3080AS

SLEW RATEHN SftMPLE MODE)- 1.3 V/j.1¿COUISITION 7tME*i3/ii

• TIME REOUIRED FOR OUTPUT TOSETTLEW1THIN ¿3mV OF A «- VOLT 5TEP

92CS-17607

fiff. 21 - Schematic diagrem of th& CA3030A m 9 ssmpfe- Fig. 22 - Schematíc díagram of the CA3080 ín a two-channelhotd configuraron, multiplex configuraron.

.OOI»íFf fCS-17664

Fig. 23-Schematíc diagram of the CA3080and CA3080A tn a unity-gain vottage follower configuraron and associated waveform.

Dimensional Outline 8-Lead Package JEDEC MO-002-AL

SVMpPL

,

*tAZ

«B

£&**1JO«Qj

f.1k

•-1

<•!s•N

«1

(NCMESMIN. { MAX.

0200TPOOID0.16S

00160 125D.016033503050.020002800»0000O.KQ

0500

0050

11 185

0019

0160

0021

0370

033S00400034004S0.0500500OS62

*5"TPB3

NOTE

2

3

3

4

3

3

3

Cs

MILLIMET RSM¡H M X

SBST0261 20

0407

3180407B51

7.75O&l

07120.74

ooo64

127

17

G9

482

0653339

5001£6314

• 27

I

2745" I

1a

NOTES

1. fítlti la Ruin lar Dimcniíomng Anuí LtiO Producl Oul

0.500*' (I2.70minl iromiMImg plint Ditnttiti >! uncontiollt

*. Muiuit (rom M». . OD.

5. NI .iirwQu.nl

6. N nlht minm

465

^^^^^^^^^^^

^

LlílEABIHTE6RATI

Short-Circuit Protection

Offset-Voltage Nuil Capability

Large Common-Mode andDifferential Voltage Ranges

TYPEO SN52741, SÍ372741ÍESÍERAI-PÜ8P0SE GPERATIQFJAL A&1PLIFIERS

3ULLETIN NO. DL-S 7311363, NOVEMBER 1970-REV1SED SEPTEM8ER 1973

• No Frequency Compensation Required

* Low Power Consumption

• No Latch-up

* Same Pin Assignments as"SN52709/SN72709

description schematic

The SN52741 and SN72741 are genera I-purposeoperstional amplifíers, featuring offset-voltage nuilcapabüity.

The high common-mode input voltage range and theabsence of latch-up make the amplifier ideal for volt-age-follower applications. The devices are short-cir-cuít protected and the interna! frequency compensa-tion ensures stabílity without externa! components. Alow-vslue poteníiometer may be connected betweenthe offset nuil ¡nputs to nuil out the offset voltage asshovvn in Figure 11.

The SN52741 is'characterized for operation over thefull miliTary temperature rsnge of -55°C to 125°C;the SN72741 is characterized for operation from 0°Cto 70°C.

terminal assignments

FAFLATPACKAGE

(TOP V(EW)J.JA.ORNDUAL-IN-LINE

PACKAGE (TOP VtEW)

JPORP DUAL-IN-LINE

PACKAGE

(TOP VIEW)LPLUG-IN PACKAOE

(TOP VIEWl

J3EEHIL

PIN 4 IS IN ELECTRICALCONTACT WITH THE CASE

TEXAS I N S T R U M E N T SI N C O H F O K A I l O

4-67

TYPES SN52741, SFJ72741-PURPOSE OPERATIOBAL

absoluta máximum ratings over operating free-air temperatura range (untess otherwise noted)

Supply volmge VCQ+ («* Note 1)

Supply voltaje ^CC~ e Note 1)DH ferential input voltage Uee Note 21

Input volteos ieither ¡nput, j'ee Noteí 1 and 3)Voltage between either offset nuil terminal (N1/N2Í and V^C—

Duration OÍ output short-circurl (see Note 4)

Continuouí total powfr dissipation at for below) 25UC frw-air temperature (see Note 5)

Operating froe-air temperature rango

Storage temperature range

Lead temperature 1/16 inch from case for 60 seconds

Lead temperature 1/16 inch from case for 10 seconds

FA, J, JA, JP, or L package

N or P package

SNS2741

22

-22

130

¡15

1 0.5

unlimited

500

-55lo 125

-65 to 150

300

260

SN72741

13

-18

•30

í15

¡0.5unlimited

500

O t o 70

-65 to 150

300

260

UNIT

V

V

V

V

V

mW

°C

"c"c°c

NOTES: 1. All voluta valuoi, unían oth«rwi«j notad, are with roipect to tha loro raforanco \eval (ground) of th* lupply voltoges whera thaloro rufarenca levol U ths midpoint betwean VQ^+ an(l V(;c_,

2. Diífarentiol voltogoi ara nt the noninvartirtg Input terminal wlth rwpact to tho Irtvarting ¡nput terminal.3. The magnitud» of tha Input voltoga must nevar axeeed tfie magnitud» of the supply voltaga or 15 wott», whichaver is lau.4. Th« output may b» *horted to (jround or either powar tupply. For th« SN52741 onlV, tha uní imitad duratíon of the ihort-circuit

sppllo* at (or balow} 125°C cese temperatura or 75°C fr««-a¡r temperatura.5. For oparaiion abova 25 C fraa-aír temperatura, rafar to Oílsipation Derating Curva, Figura 12.

elactrical characteristics at specified free-air temperature, VCG+ = 15 V, VCC— = ~^5 V

PASÁMETER

VIQ Input offset voltage

AV|o(edj) Offset voltage adjust ranga

I¡Q Input offíet current

IIQ Input bías current

V| Input voltage range

Máximum poak-to-peskVOPP output voltage swing

Large-signal differentialAwn

voltsae amplífication

r¡ Input resistance

ro Output resistance

C¡ Input capacitance

CMHR Common-mode rojection ratio

AV|Q/AVcc Supply voltage sensitivitv

'OS Short-circuit output current

Ice Suppfy current

PQ Total powur dissipation

TEST CON DITIONSt

RS < 1 0 kíí

RL = 10 knRL> ioknR L »2kn

R L ?2kn

RL> 2 kíl,

V0-i10V

vo - o v,See Note 6

RS< 10 kíl

RS< 10 kn

No load.

No signal

No load.No signal

25'C

Ful I range

25eC

25° C

Full range

25" C

Full range

25° C

Full range

25° C

Full ranje

25°C

Full range25° C

Full range

25° C

25°C

2S°C

25° C

Full ranga

25" C

Full range

25° C

25° C

Full range

25° C

Full range

SN52741

MtN TYP MAX

1 5

6

±15

20 200

500

80 500

1500

±12 ±13

±12

24 23

24

20 26

20

50,000 200,000

25,000

0.3 2

75

1.4

70 90

70

30 150

150

±25 ±40

1.7 2.8

3.3

50 85

100

SN72741

MIN TYP MAX

1 8

7.5

s15

20 200

300

80 500

800

±12 ±13

±12

24 23

24

20 26

20

20,000 200,000

15,000

0.3 2

75

1.4

70 90

70

30 150

150

±25 í40

1.7 2.8

3.3

50 85

100

UNIT

mV

mV

nA

nA

V

V

Mil

n

pF

d8

^V/V

mA

mA

mW

'All eharKWittki are ipacif¡od undar opan-loop operation. Full range for SN52741 U —55 C to 125 C ond for SN72741 ¡t O C to 70 C.

NOTE 6: Thti tvpica' valué applia* only ai fraquanciei ebova • faw hundrad hertí bacaute of the sf fscti of drift and therrnal faedback.

4-63 TEXAS I N S T R U M E N T S(NCOHPORATEO

ii&a^V5^^ ¿&V 1

íiS¿¿,;úSii'/yffi¿4^ ¿í jü;iü

1YPES SE352741, SN72741GENERAL-PURPGSE OPEBATiOftAL A^PUFIERS

operating characteristrcs, V"CC+ = 15 Vr VcC— * —^ V, TA = 25°C

PÁRAMETE R

tr Rise time

Overshoot

SR SIew rale at unity gain

TESTCOND1TIONS

V| = 20mV, RLc2kíí,

CL - 100 pF, See Figure 1

Vj « 10 V. RL - 2 kil,


SN52741

MíN TYP MAX

0.3

5%

0.5

SN72741

MIN TYP MAX

0.3

6%

0.5

UNIT

W

V/yi

DEF1NITIO1MOFTERMS

Input Offset Volíage (V|Q) The d-c voltage which must be applíed between the iriput termináis ío forcé thequiescentd-c output voltage to zero, The input offset voltage may also be defined for the case where two equaí resistances (Rs)are inserted ín series with the ¡nput leads.

Input Offset Current (lio) The difference between the cunents into the two input termináis with the output at zerovolts.

Input Bias Current MIÉ) The average of the currents into the two input termináis with the output at zero volts.

Input Voltsge Rantfe (Vjl The range of voltage that ¡f exceeded at either ¡nput terminal wül cause the amplifier tocease functioning properly.

Máximum Peak-to-Peak Output Voltage Swing (VQpp) The máximum peak-to-peak output voltage which can beobtained without waveform cüpping when the quiescent d-c output voltage Ís zero.

Large-Signal Differenttal V'olíage Amplification (AVD) ^ne rat'° of the peak-to-peak output voltage swing to the

change in differential input voltage required to drive the ouíput.

Inpirt Resistance (r¡) The resistance between the input termináis with eiíher input grounded.

Output Resistance (ro) The resistance between the output terminal and ground.

Input Cspacitance (C¡) The capacitance between the input termináis with either input grounded.

Common-Mode Rejecrtion Ratk) (CMRR) The ratio of differential voltage amplification to cornmorvmode voltageamplíftcation. This ts measured by determíning the ratio of a change in input common-mode voltage to the resultingchange ¡n input offset voltsge.

Supply Voltage Ssnsitivity Í^V¡o/AVcc) Tte ratio of the change ¡n input offset voltage to the chsnge in supplyvoltages producing it. For these devíces, both supply voltages are varied symmetrically.

Short-Circuit Output Current (iQS) The máximum output current available from the ampüfier with the output shortedto ground or to either supply.

Tota! Power Díssipation (Prj)) The total d-c power supplied to the device less any power delivered from the device to aload. At no load: PQ = V<x+ * "CC+ + VCC- ' 'CC—

Rise Time (tf) The time required for an output voltage step to change from 10% to 90% of its final valué.

Overshoot The quotíent of: (1) the largsst deviation of the output sígnal vatue from ¡ts steady-stats valué after astep-functíon change of the input sígnal, and (2) the difference between the output signal valúes in the steady statebefore and after the step-function change of the input signal.

SIew Rate (SR) The average time rate of change of the closed-loop amplifier output voltage for a step-signal input. SIewrate ís measured between specified output levéis (O and 10 volts for this device) with feedback adjusted for unity gain.

TEXAS I N S T R U M E N T SOFFICE BOX SO12 . OAt-LAS. TEXAS 7S23I

4-69

^

^ \ ,.

TYPES SFJ52741, S872741GENERAl-PURPOSE OPERATIO&Al AR3PUFIERS

PARAMETER MEASUREMENT INFORMATION

ov

INPUT VOLTAGEWAVEFORM

TEST CIRCUIT

FIGURE 1-RISE TIME, GVERSHOOT, AND SLEW RATE

TYP1CAL CHARACTER1ST1CS

INPUT OFFSET CURRENTvs

FREE-AIRTEMPERATURE

-60 -40 -X O 20 40 60 80 100 110 !40

FIGURE 2

INPUT B1AS CURRENTvs

FREE-AIR TEMPERATURE

a5 700

_VCC*-15Vvcc---'sv

-60 -40 -20 O M 40" 6O 80 100 120 t4O

FIGURES

4-70

MÁXIMUM PEAK-TO-PEAK OUTPUT VOLTAGE

LOAD RESISTANCE

vcc*- is vvcc-- -15vTA

0.1 O.J 0,4 O.T 1 3

Rl-Loíd R*(iit*ncl--kR

FIGURE 4

MÁXIMUM PEAK-TO-PEAK OUTPUT VOLTAGEvs

FREQUENCY

VCC . • 15 VVCC 15 V

100 1k 10 k 100 k

FIGURE S

TEXAS INSTRUMENTSINCOlíf'ORAIED

¿^^

^

TYPES SN52741, SR72741GENERAL-PU8PGSE GPERATÍQ&AL Af^PÜFíERS

TYPICAL CHARACTERISTICSOPEN-LOOP LARGE-SIGNAL

OIFFERENT1ALVOLTAGE AMPLIFICARON

vsSUPPLY VOLTAGE

OPEN-LOOP LARGE-SIGNALD1FFERENTÍAL

VOLTAGE AMPLIFICARONvs

FREQUENCY

1i< i»»s

>

o

<

VD

TA

.,1

•15

/

7

C

y-r-X-

e¿X ^

XI-^c 10*

I 10=

I< 10"

I5 1QJ

COMMON-MODE REJECTION RATIOvs

FREOUENCY

Ivcct I -suoo^ voii«a»-v

FIGURE 6

OUTPUT VOLT AGEvs

ELAPSEDTIME

> w1I ' vcc,- isv

VCC---151

\+- I5V

c---isv• TO kn

VCC. • 15 VVCC 15 VV 0 -=10U

N10 100 Ik lOk IKJk IM 1QM100M

FIGURE 7

VOLTAGE-FOLLOWERLARGE-SIGNAL PULSE RESPONSE

ICO Ik 10V IDOk

FIGURE- 8

IM JOM 100M

O 0.5 1 15 3 23

l-T-w-tnO I O Í O » * J S 0 6 0 7 0 8 O 9 0

FIGURE 10

TYPICAL APPLICATION DATA

TO NEGATIVE VOLTAGE

FIGURE It-INPUT OFFSET VOLTAGE NULL CIRCUIT

THERMAL INFORMATION

I.| 400

b¡ 300

•a& 200

DISSIPA7ION DERATING CURVE

J A . FJ N

DERATE FROM4.8 mW/'C 46'5.B mW,'°C 64'6.6 mW/JC 74'< O mW/"C 87'

10* mW"C 103=

30 30 40 60 6U 70 80 90 100110120130

TA-Frt.-AitTtm.ptiiurr-'C

-, I'R'NIIP IN U S A

i' tipnitnt Ihol Ihry vt d(t tiom polini inlrtn^riniM.

'•'« IHUÍUWÍNU «SERVES IH[ (ICHI 10 MÍKf OUNCIS ÍT ÍNT HMf

* «OH 10 IMPKOVE OESICN AND 10 SUPFLY 1H{ BEST PíüDUCI POSSIBIE.

TEXAS I N S T R U M E N T SINCOKl 'OKAT tD 4-71

^

LIREAR I&YEG8ATID TYFES SN52747, SN72747DUAL GEfoERAl-PURPQSE

QPERATI0FIAI AMPLIFIERSBULt-ETIN NO. DL-S 731144G. FEBRUARY 1971-HEV ISED SEPTEMBER 1973

No frequency Compensation Requíred

Low Power Consumptton

Short-Circuit Protection

Offset-Voltage Nuil Capability •

descríption

• Wide Common-Mode andDifferential Voltage Ranges

» No Latch-up

• Designed to be Interchangeabte withFairchild AiA747 and MA747C

FA FLAT PACKAGE OR J, JA, OR NDUAL-IN-LIME PACKAGE (TOP VIEWJ

The SN52747 and SN72747 are dual general-purposeoperational amplifiers featuríng offset-voltage nuilcapability. Each half is electrically similar toSN52741/SN72741.

The high common-mode ¡nput voltage range and theabsence of latch-up make the amplifiers ideal forvoltage-folíower apptications. The devices are short-circuit protected and the internal frequency compen-sation ensures stability without externa) components.A low-value potentiometer may be connectedbetween the offset nuil inputs to nuil out the offsetvoltage as shown in Figure 3.

The SN52747 ts characterized for operatton over thefutí milttary temperature range of —55°C to 125°C;the SN72747 is characterized for operation from 0°C

to 70°C.

Echematic (each amplifier)

fNVERTINGI NPUT

NC—No Interna! connectionLPLUG-IN

PACKAGE (T.OP V1EVV)

OFFSETNULL

NI

OFFSETNULL

N2

Component voluet ihown are nominal.

4-72 TEXAS INSTRUMENTS

^

DUAL GEMERAL-PURPGSTYPES SEJ52747, SF372747

GPERATIG&Al AMPUFfERS

absolute máximum ratings over operattng free-air temperature range {unless oíherwíse noted)

Supply voltage Vr;c+ ses Note 1)

Supply voltage VQQ_ (see Note 1)

Differcntíal input voltage (see Note 2)

Input voltage any input, fsee Notes 1 and 3}

Vollage between any offset nuil terminal {N1/N2I and VQQ_

Duration of oulput short-circuit (see Note 4f

Continuous total dissipation at (or beiow) 25~C Each arnpüfter

free-air temperature {see Note 5} Total package

Operating free-air temperature range

Storage temperatura range

Lcad temperaiure 1/16 ¡nch fromcase for 60 seconds FA, J, JA, or L package

Lcad temperatura 1/16 ¡nch f rom case for 10 seconds N package

SN52747

22

-22

±30

±.15

±0.5

únlimited

. 500.

SM72747

18

-18

±30

±15

±0.5

unlimited

. 500

See'Figure 2

-55 to 125

-65 to 150

300

260

Oto 70

-65 to 150

300

260

UNIT

V

V

V

V

V

rnW

°C

°C

°C

°C

NOTES: 1. A1I voltage vaiues, unless oiherwise noted, are with respect IQ The zaro refarenea leve! íground) of the supply voltagas whare

3. The magnitude of the input vottage must never exceod the magnítude of the suppty vollage or 15 volts, whichever ¡s Icss.

'4. The output msy t>e shorted to ground or either power supply. For the SN52747 only, the unlimited duration of the short-circuitapplies at (or belowí 125DC cese temperature or 75CC frec-aif temperature.

5. For operatiün zbove 25 C free-air temperatura and for total package ratings, refer to Dissipatíon Derating Curve, Figure 2.

eléctrica! charactensíics at specified free-air temperature, Vcc+ = 15 V, V'CC— = ~15 V

PARM-iETER

VIQ Input offset voltage

A^10(ad}) Offset voltage adjusí range

)|Q Input offset currsnt

l|y Input biaácurrent

Vj Inputvoltage range

Máximum peak-to-peakVnpp

output voltage swmg

Large-signal differentialAyn vollage amplification

rj Input resistance

ro Output resistance

Cj Input capacitan.ee

CMRR Common-mode rejection ratio

áVjQ/AVcc Supply voltage sensitivity

fQS Short-circuit output current

Suppty current'ce (each ampüfier)

Power dissipalionD {each smpüfier)

Vo1^o2 Channel separation

TESTCONDITIONS*

RS< 10kíí

RL = 10k¡7

RL > 10 knRL = 2kr¡

RL 3 2kfí

R L > 2kíi,

VQ = ±iov

V0 - 0 V,See Note 6

RS< (Okíí

Rs < 1 0 kn

No load,

No signal

No load,

No signal

25° C

Full range

25° C

25° C

Full range

25° C

Full range

25° C

Ful! range

25" C

Full ranga

25" C

Full range

25" C

Full range

25'C

25° C

25° C

25" C

Full range

25" C

Full range

25"C

25"C

Full range

25° C

Full range

25U'C

8N52747

MIN TYP MAX

1 5

6

±15

20 200

500

80 500

1500

±12 ±13

±12

24 28

24

20 26

20

5D.OOO 200,000

25,000

0.3 2

75

1.4

70 90

70

30 150

150

±25 í40

1.7 2.S

3.3

50 85100

120

SN72747

MIN TYP MAX

1 6

7.5

±15

20 200

300

80 500

800

±12 ±13

±12

24 28

24

20 26

20

50.000 200,000

25,000

0.3 2

75

1.4

70 90

70

30 150

150

±25 ±40

1.7 2.8

3.3

50 85

100

120

UNIT

mV

mV

nA

nA

V

V

Mn

n

pF

dB

í<WV

mA

mA

mW

dB

1 All charnctoristics are ípecrf ied undor opon-loop operatíon. FiNOTE 6: Thii typical valúa apphdi only ai frefquencioi above a

For defínitions of terms, we tha SN52741/SN72741 ri;tia sheet.

j|| rang« for SN53747 is -55 C tofcw hundrud hortí bocause of thepatie 4-69.

125 Cand for SN72747 ¡saflcctf of drllt and thormal

C to 70 <eedback.

TEXAS I N S T R U M E N T S!N< (IKl'Ofí A I 1 O

4-73

TYPES SfJ02747f SN72747DUAL GEESERAL-PURPQSE OPERATSD8JAL AMPLIFIERS'

opersting chafacteristics, VCG+ = 15 V, VcC— = —15 V, TA a 25°C

PARAMETER

tr Rise time

Overshoot

SR Slew rate at unity gain

TEST CONDITIONS

V|-20mV, RL-2kfl,


V| -10V, RL«2kíí,


SN52747

MIN TVP MAX

0.3

5%

0.5

SN 72747

MiN TYP MAX

0.3

5%

0.5

UNIT

íis

Vf»s

PARAMETER MEASUREMENT INFORMATION

•v i

ovINPUT VOLT AGE

WAVEFORM

INPUTÍCH

T

4-74

TEST CIRCUIT

FIGURE 1-R1SE TIME, OVERSHOOT, AND SLEW RATE

THERMAL ¡NFORMÁTION

DISSlPÁTION DERATtNC CURVE

20 30 40 50 60 70 BO 90 1D011D1201X

LFAJAJ. N

1A£ mYifCS S mW/°Ce.e m«/*c

10 4 mW/"C

FflOMOTPKGl

K'C

25'CM'C73*C

FflOM1EACH AMP)

46'CWC87°C

I02'C

TYPICAL APPLICATION DATA

'CC-

FIGURE 3-INPUT OFFSET VOLTAGE NULL CIRCUIT

TEXAS INSTRUMENTS

TYPES S8B2747, SFI72747DUAL GE^ERAL-PURPOSE OFERATIO^AL AF^PUFIERS

IITSi!

j 100

;

\"í j

> 60

í 1'. 0

} l "°

: " JO

\T OFFSET CURRENT

vsFREE-AIRTEMPERATURE

\ S«?2

\cc,-'isv

VCC- ' -'5 V

1

mrí! i! ¡ i

í ' > '-•

^L¡1 i

TYPICAL CHARACTERISTÍCS

INPUTBIAS CURRENTvs

FREE-AIR TEMPERATURE

MÁXIMUM PEAK-TO-PEAK

OUTPUT VOLTAGE

LOAD RESISTANCE

_VC C,- TSVVCC 15V

7-U

-eo-40-30 o ;c 40 eo so 100 120 no

MÁXIMUM PEAK-TO-PEAKOUTPUT VOLTAGE

FREGUÉNCY

-40 -20 O X tO 60 SO 100 '20 HO

• FIGURES

OPEN-LOOP LARGE-SIGNAL

DIFFERENTIAL

VOLTAGE AMPLIFICATION

' vs

SUPPLY VOLTAGE

FIGURE 6

OPEN-LOOP LARGE-SIGNAL

DIFFERENTIAL

VOLTAGE AMPL1FICATIONvs

FREQUENCY

í Jh

3

¡

:«:

1 .

.

n>

CC

too

rI wi *>I-

so

40

xJO

í »D

jlTy

ii'

... u.

íTí\.\i

lu~-L -al

g1 \ i

i

1:

!l!;¡

VCGBL-

I T4 •

1.«v t15VF

10 kll 1I5-C r

1u!¡iii1;1

\' i

15

\

1 :

1 '

'.'1

1

4«t05

17,105

Í

e< 1*105

f

>

í 4'10Í

g 7«1O*<

•I• 7 'c

^/

*¿

S/

|

P

^T***

—• — -J — i—

1

1

J 1, ,0t ,00. 1M 0 7 4 6 S « ,3 ,4 ,6 1

FIGURE? FIGURES

3MMON-MOOE REJECTION RATIO OUTPUT VOLTAGEvs vs

FREOUENCY ELAPSED TIME

V.

>i

\ ^

\r

TA

SS\1

iS V

n

J»'

> 17

1

1 *

O> 4

•7//"•f

CSx*

1

vcc-vcc-R L - 2

u-

s a

• 15

*nQÚp

S C

5V

F

1O tW 1k 101. !00k IM 10M 100M 0 0 5 1 1 6 3

FIGURE 10 FIGURE 11

10*

c 10*§

* 10*

1< 10*

8

a¡ 10?

1e

e

> 4

1

1 0o

-a

35

— N

\cc.-,5V

TA • 25'C

M__N

to toa i » 10 k 100 v i M 10 M 100

FIGURE 9

VOLTAGE-FOLLOWERARGE-SIGNAL PULSE RESPONSE

—

—

/

í

CTPUT

I

|

\- '5 v

I- Vcc isvBL • : "u

-CL • ioooF —

\j INPUT

+L,

_.

i

A_±:

0 1 0 2 O 3 0 4 0 S 0 6 0 r o a o 9 (

FIGURE 12

«INIfD IN US A

»' rtfftiinl thul Ihtr ait f f t t liom pclínl .nlriíjcmtnl

i "«KUMFNIS ÍESEÍV» 1HE KICNI 10 MAKÍ (K»NCfS *l iHY IIME

XI 10 lilflOV! DÉSICK *ND 10 SUPFlT IK[ Efit PSQOUÍI POSSIEIE.

INCUKt- 'UKAF CD 4-75

CARLOS ARTURO BONILLA JATIVA TESIS PREVIA A …...respuesta del sistema cuando cambia el nivel de la...

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