Capítulo 3 - Formatos de modulación para altos...

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Capítulo 3 Formatos de modulación para altos regímenes binarios 3.1.- Introducción En este capítulo se presentan diferentes formatos de modulación para comunicaciones ópticas a altos regímenes binarios. Modulación es el proceso mediante el cual se modifica alguno de los parámetros que caracterizan una onda en función de una señal que porta los datos que se desean transmitir. A la onda de la que se modifica alguno de sus parámetros se la denomina portadora; a la onda que porta la información según la cual se altera alguno de los parámetros de la portadora se la denomina moduladora. En la onda portadora es posible modificar cuatro parámetros distintos: amplitud, frecuencia, fase y estado de polarización. Dependiendo del parámetro elegido, y limitando el estudio al terreno de las señales digitales, cuatro tipos de modulación son posibles: modulación en amplitud (Amplitude Shift Keying, ASK), modulación en frecuencia (Frequency Shift Keying, FSK), modulación en fase (Phase Shift Keying, PSK) y modulación del estado de polarización (Polarization Shift Keying, PolSK). La Fig. 3.1 muestra un esquema de los cuatro tipos de modulación citados.

Proyecto Fin de Carrera Capítulo 3. Formatos de modulación para altos regímenes binarios

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(a)

(b)

(c)

(d)

Figura 3.1. Tipos de modulación binaria. (a) ASK. (b) FSK. (c) PSK. (d) PolSK.


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La utilización de un formato de modulación adecuado permite combatir los efectos lineales y no lineales del canal de comunicación, así como incrementar el régimen binario del sistema, la longitud de los tramos entre amplificadores y el OSNR global de dicho sistema [12]. Por ejemplo, un formato de modulación con un espectro óptico estrecho permite un espaciado intercanal menor que un formato de modulación en el que el espectro óptico ocupado por la señal es más amplio. Además, la anchura del espectro óptico influye directamente en la tolerancia a la CD de la señal. Mientras menor sea esta anchura, menor será el número de componentes frecuenciales de la señal y, por tanto, ésta se verá afectada en menor medida por la acción de la CD [13]. En el mismo sentido, un formato de modulación en el que la potencia de la señal emitida sea constante se verá afectado por la SPM y la XPM en menor grado que un formato de modulación en el que la potencia de la señal óptica varíe en el tiempo [13]. Así mismo, un formato de modulación m-ario, con m > 2, tiene una mayor eficiencia espectral que los formatos binarios y, además, la mayor duración de los símbolos transmitidos reduce la distorsión debida a la acción de la CD y de la PMD [13]. Debido a la facilidad para modular y demodular las señales binarias, las modulaciones bi-nivel están presentes en gran parte de los enlaces ópticos desplegados actualmente. En el caso de que más de un formato de modulación sea apropiado para un escenario concreto, existen otros factores que pueden ayudar a tomar una decisión. A saber [14]:

- Coste de los transceptores - Sensibilidad requerida en el receptor - Simplicidad del mecanismo de recuperación del reloj

Puesto que los formatos ASK y PSK están ampliamente extendidos en la actualidad, dichos formatos representan la base de estudio de este capítulo. Con respecto a formatos ASK, los tipos on/off keying (OOK); carrier suppressed return-to-zero (CS RZ); duobinario y Alternate-Mark Inversion (AMI) son expuestos. En el lado del formato PSK, los tipos Differential PSK (DPSK) y Partial DPSK son presentados. 3.2.- Tecnologías utilizadas en los moduladores Debido a que los regímenes binarios en comunicaciones ópticas han estado históricamente limitados por la velocidad de conmutación de los componentes electrónicos, es de gran importancia tener en cuenta las características del


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hardware utilizado en la modulación y detección de las señales durante la etapa de diseño de un sistema de comunicaciones ópticas. Existen tres tecnologías fundamentales empleadas en el diseño de moduladores ópticos: lásers de modulación directa (Directly Modulated Lasers, DMLs); moduladores basados en mecanismos de electroabsorción (Electro-Absortion Modulators, EAMs) y moduladores Mach-Zehnder (Mach-Zehnder Modulators, MZMs) [15]. 3.2.1.- Láser de modulación directa (Directly Modulated Laser, DML) La modulación directa del láser es el método más sencillo para insertar datos en una portadora óptica. En este caso, la información a transmitir modula la señal de estímulo del láser, por lo que el láser emitirá o dejará de emitir luz en función de los ceros y unos contenidos en los datos que se van a transmitir. Como consecuencia, se genera una señal OOK binaria [15]. Actualmente, existen enlaces operados a 10 Gb/s que utilizan DMLs como tecnología de modulación en los transmisores [16]. Además, se han hecho pruebas de laboratorio donde se han alcanzado velocidades de transmisión de hasta 40 Gb/s [17], [18], [19]. El principal inconveniente que presentan los DMLs para aplicaciones de medio/largo alcance y elevados regímenes binarios es el chirp. Este chirp ensancha el espectro óptico, lo que impide el empaquetado de un número de canales WDM alto y puede ocasionar un aumento de la distorsión de la señal debido al efecto de la CD. 3.2.2.- Modulador por electro-absorción (Electro-Absortion Modulator, EAM) El EAM está constituido por una región activa de semiconductor localizada entre una capa con dopado tipo p y otra con dopado tipo n, formando una unión p-n. El funcionamiento del dispositivo se basa en el efecto de Franz-Keldysh, según el cual la anchura de la banda prohibida de un semiconductor es función inversa del campo eléctrico que la atraviesa. Cuando la caída de tensión en la unión p-n es nula, la banda prohibida es lo suficientemente ancha como para ser transparente a la longitud de onda del láser. Sin embargo, cuando se aplica una tensión inversa adecuada sobre la unión p-n, la anchura de la banda prohibida se reduce hasta el punto en el que la región activa comienza a absorber la luz proveniente de la fuente láser, convirtiéndose, por tanto, en un cuerpo opaco [20]. La relación entre la potencia óptica de salida, Pout, y la caída de tensión en la unión p-n, Vm, en un EAM se muestra en la función de transmisión de la Fig. 3.2 [20].


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Vsw

Pout

Vm

ER

Figura 3.2. Función de transmisión de un EAM.

La tensión necesaria para hacer conmutar al modulador de estado ON al estado OFF, o tensión de conmutación (VSW), está, típicamente, en el rango de 1.5 V a 4 V, mientras que la relación de extinción dinámica (dynamic Extintion Ratio, ER) no suele exceder los 10 dB. Debido a que el campo eléctrico aplicado en la región activa no modula únicamente la capacidad de absorción del modulador, sino también su índice de refracción, el EAM introduce cierto chirp en la señal. Sin embargo, la magnitud del chirp introducido por este tipo de moduladores es, en la mayoría de los casos, mucho menor que el introducido por los lásers de modulación directa [20]. Existen EAMs comerciales disponibles para modulaciones hasta 40 Gb/s [21], habiéndose realizado con éxito pruebas de laboratorio que han alcanzado los 100 Gb/s [22]. 3.2.3.- Modulador Mach-Zehnder (Mach-Zenhder Modulator, MZM) Los MZMs son apropiados para aplicaciones metropolitanas, de largo alcance y de muy largo alcance. Su funcionamiento se basa en el principio de interferencia, la cual es controlada mediante la modulación de la fase de la señal óptica. La Fig. 3.3 [15] muestra la estructura del modulador y su función de transmisión. La luz incidente se separa en dos caminos ópticos mediante un acoplador. De los dos caminos ópticos presentes a la salida del acoplador citado, al menos uno de ellos se equipa con un modulador de fase (PM), lo que permite introducir una diferencia de fase relativa entre los dos caminos ópticos.


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Los moduladores de fase están controlados por las tensiones V1 y V2. Por último, las señales que se propagan por los dos caminos ópticos se hacen interferir mediante un segundo acoplador. Dependiendo de la tensión aplicada, la interferencia que se produce a la salida del segundo acoplador será constructiva o destructiva, teniendo lugar así la modulación de la intensidad de la fuente láser.

(a) (b)

Figura 3.3. Modulador Mach-Zehnder (MZM). (a) Estructura. (b) Función de transmisión.

El parámetro VП mostrado en la Fig. 3.3(b) se conoce como tensión de conmutación y es la tensión necesaria para cambiar la fase en uno de los brazos del modulador un valor de П radianes, haciendo, por tanto, que el MZM conmute del estado de máxima transmisión (full transmission) al de máxima extinción (full extintion), y viceversa. En el caso de que se requiera cierto chirp, las tensiones V1 y V2 permiten introducirlo. Si no se desea este chirp, lo que suele ser el caso más común, los dos brazos del modulador deben estar atacados por tensiones iguales pero de signo opuesto ( tVtV 21 ), esta condición es conocida como balanced-driving o régimen pull-push. Los MZMs se implementan comúnmente en niobato de litio (LiNbO3), aunque también pueden encontrarse moduladores fabricados en arseniuro de galio (GaAs) o fosfuro de indio (InP). Los MZMs, sobre todo los que están basados en LiNbO3, muestran características de modulación independientes de la longitud de onda, un muy buen ER (sobre 20 dB) y unas pérdidas de inserción más bajas que los EAMs (alrededor de 5 dB). Como contrapartida, trabajan a mayor tensión que los EAMs (hasta 6 V), lo que hace necesario el uso de amplificadores de banda ancha, complejos de fabricar para regímenes binarios superiores a 10 Gb/s [15].


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3.3.- Formatos de modulación en amplitud 3.3.1.- On/Off keying (OOK) Éste es el formato de modulación más simple utilizado en comunicaciones ópticas. Consiste en emitir un pulso de luz cada vez que la información que llega al transmisor es un bit 1 y no transmitir nada en el caso de que la información que llega al transmisor es un bit 0 (ver Fig. 3.1(a)). 3.3.1.1.- On/Off keying sin retorno a cero (non-return-to-zero On/Off keying, NRZ OOK) NRZ OOK, frecuentemente referida como OOK, ha sido el formato dominante durante un largo tiempo. Diferentes razones han favorecido históricamente el uso del formato NRZ OOK, convirtiéndolo en un formato de referencia. Entre estas razones están las siguientes [13]:

- Ancho de banda relativamente bajo en comparación con el formato RZ OOK.

- Inmunidad frente al ruido de fase, en contraposición a los formatos PSK.

- Transceptor mucho más simple que el necesario para otros formatos de

modulación. En los últimos años, conforme las comunicaciones ópticas avanzan hacia regímenes binarios superiores, sistemas DWDM y enlaces de muy larga distancia, el formato NRZ OOK ha perdido terreno frente a otros formatos más adecuados para enlaces de elevada capacidad. Sin embargo, debido a su dominio histórico, es una buena referencia a modo comparativo [13]. Para regímenes binarios de 10 Gb/s y superiores, las señales NRZ OOK suelen generarse mediante DMLs y EAMs en el caso de enlaces de corto y medio alcance, mientras que se utilizan MZMs para enlaces de largo o muy largo alcance [13]. Cuando se utilizan MZMs, el modulador es polarizado con la tensión correspondiente a la mitad de la potencia óptica de salida (ver Fig. 3.3(b)). A dicha tensión de polarización se le suma otra tensión cuyo valor pico a pico es VП, lo que hace que el modulador oscile entre el punto de máxima extinción y el de máxima transmisión (ver Fig. 3.18 [27]) [15]. La Fig. 3.4 [13] muestra el diagrama de bloques de un transmisor NRZ OOK.


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La señal eléctrica con un régimen binario Rb es convertida a una señal óptica del mismo régimen binario. En el caso de que se utilice un modulador externo, éste puede ser tanto de tipo MZM como de tipo EAM. En el receptor, los pulsos ópticos son convertidos en corriente eléctrica mediante un fotodiodo.

(a) (b)

Figura 3.4. Transmisor NRZ OOK. Estructura basada en (a) láser de modulación directa y (b) láser modulado externamente.

La Fig. 3.5 [15] muestra el espectro óptico y el diagrama de ojo de una señal NRZ OOK ideal. El formato NRZ OOK presenta el espectro más compacto entre todos los formatos de modulación presentados en este capítulo. Sin embargo, esto no implica que dicho formato muestre mayor resistencia que el resto a la acción de la CD en un sistema de comunicaciones ópticas con amplificadores y compensación de dispersión, ya que existen otros formatos, tales como el duobinario o el formato AMI, que implementan técnicas de reducción de dispersión en el propio proceso de modulación.

(a) (b)

Figura 3.5. Formato NRZ OOK. (a) Espectro óptico. (b) Diagrama de ojo.

3.3.1.2.- On/Off keying con retorno a cero (return-to-zero On/Off keying, RZ OOK) Los términos con retorno a cero (Return-to-Zero, RZ) y sin retorno a cero (No-Return-to-Zero, NRZ) hacen referencia a la duración del pulso óptico con respecto al periodo del mismo (T). Si el ciclo de trabajo del pulso óptico es el 100% o, dicho de otro modo, si la duración del pulso óptico es T, entonces se


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dice que el pulso es sin retorno a cero; en caso de que la duración del pulso óptico sea menor que T, el pulso será con retorno a cero. Los transmisores RZ OOK pueden ser implementados creando las señales RZ tanto de forma electrónica, con prioridad a la generación del pulso óptico, como mediante moduladores externos que recortan los pulsos ópticos una vez que éstos han sido generados [13]. A lo largo de la presente memoria, al elemento cuya función es recortar los pulsos ópticos para generar la señal RZ a partir de la señal NRZ se le denominará modulador de pulsos. El método de generación de señales RZ de forma electrónica es factible hasta regímenes binarios de 10 Gb/s, mientras que para capacidades de 40 Gb/s o superiores se utilizan moduladores de pulsos. Generalmente, estos moduladores de pulsos son EAMs o MZMs excitados mediante señales sinusoidales, aunque para elevados regímenes binarios, se opta por MZMs frente a EAMs debido a la característica de absorción variable que presentan los EAMs y al chirp residual que introducen [15]. La Fig. 3.6 [13] muestra el diagrama de bloques de un transmisor RZ OOK que genera la señal RZ mediante un modulador externo.

Figura 3.6. Transmisor RZ OOK.

El funcionamiento del transmisor RZ OOK es parecido al del transmisor NRZ OOK mostrado en el apartado 3.3.1.1. En primer lugar, se genera una señal NRZ OOK modulando la intensidad de la señal óptica; posteriormente, los pulsos de esta señal son recortados mediante un modulador de pulsos. Este modulador de pulsos es excitado mediante un tren de pulsos eléctricos cuya frecuencia coincide con el régimen binario de la señal eléctrica que porta los datos originales. La Fig. 3.7 [15] muestra el espectro óptico y el diagrama de ojo de una señal RZ OOK ideal con un ciclo del trabajo del 33%. En comparación con una señal NRZ OOK, la señal RZ OOK tiene un espectro óptico más ancho debido a la menor duración que tienen sus pulsos, lo que lleva a una menor eficiencia espectral. Por otra parte, la comparación entre señales RZ OOK con ciclos de trabajo del 33%, el 50% y el 66% muestra que,


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a medida que el ciclo de trabajo aumenta, la anchura del lóbulo principal del espectro óptico se hace menor, mientras que la potencia óptica de los lóbulos laterales también aumenta, lo que puede originar interferencias en los canales adyacentes en sistemas WDM si la separación entre canales no es suficiente. También es importante señalar que un incremento en el ciclo de trabajo se traduce en un decremento en la potencia de pico del pulso óptico, ya que la potencia media del pulso se mantiene constante mientras que la duración del mismo aumenta. Esta reducción en la potencia de pico reduce los efectos no- lineales que la señal óptica sufre conforme se propaga por el interior de la fibra [23].

(a) (b)

Figura 3.7. Formato RZ OOK. (a) Espectro óptico. (b) Diagrama de ojo.

3.3.1.3.- Señales RZ frente a señales NRZ Como se ha expuesto anteriormente, el formato de modulación más utilizado en enlaces ópticos en tiempos pasados era NRZ OOK. En aquellos tiempos, debido a la baja/media capacidad de dichos enlaces, la causa principal de la degradación que sufrían las señales al propagarse por la fibra era la CD. Sin embargo, en la actualidad los regímenes binarios que portan las señales ópticas rondan las decenas de Gb/s, alcanzándose en algunos casos regímenes de 100 Gb/s [5], [6], haciendo que los efectos no-lineales sean comparables al efecto de la CD. A tales regímenes binarios, las señales RZ han mostrado mejor rendimiento que las señales NRZ, ya que presentan mejores prestaciones frente a efectos no-lineales [24]. Debido a que los pulsos RZ tienen un ancho de banda mayor que los pulsos NRZ, el ensanchamiento por efecto de la CD se produce con mayor rapidez en los primeros que en los últimos. Aunque a primera vista este hecho supondría un efecto negativo para la señal óptica que viaja en la fibra, a altas tasas binarias el efecto producido es positivo, ya que, a medida que el pulso óptico se ensancha, su potencia media decae, decayendo, por tanto, la acción de los efectos no-lineales [24]. Además, la acumulación de CD en los pulsos ópticos no es un problema demasiado importante, ya que el efecto producido por esta acumulación puede eliminarse mediante técnicas de compensación de CD.


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Por otra parte, debido a que la duración de los pulsos en una señal RZ es menor que la duración de los pulsos en una señal NRZ, para una potencia media de pulsos dada, la potencia de pico de los pulsos RZ será mayor que la potencia de pico de los pulsos NRZ, resultando una mayor apertura del diagrama de ojo en el caso de pulsos RZ que en el caso de pulsos NRZ, lo que se traduce en una mayor sensibilidad del receptor cuando se transmiten pulsos RZ. Recíprocamente, esto implica que, para una sensibilidad de receptor dada, la potencia de la señal transmitida puede disminuirse si se transmite una señal RZ en lugar de una señal NRZ o que, para una potencia de transmisión dada, la distancia del enlace óptico puede aumentarse si se transmite una señal RZ en lugar de una señal NRZ [24]. Cuando se tiene en cuenta el fenómeno SPM, su interacción con la dispersión depende fuertemente de la anchura del pulso. En el caso de formatos de modulación NRZ, debido a que el pulso no retorna a cero en cada periodo de bit, la anchura del pulso depende del patrón de bits transmitido, por lo que el efecto del fenómeno SPM será dependiente de la cadena de bits transmitida. Por el contrario, en el caso de formatos de modulación RZ, la señal transmitida está formada por una cadena de pulsos cuya anchura es constante e independiente del patrón de bits transmitido, por lo que el efecto del fenómeno SPM es independiente de este patrón de bits [24]. Las ventajas de los formatos RZ con respecto a los NRZ no se limitan únicamente a reducir los efectos no-lineales dentro del propio canal, sino que estos formatos también ofrecen mejor respuesta que los formatos NRZ en el caso de efectos inter-canal. Los fenómenos XPM y FWM son más severos cuando los pulsos ópticos de diferentes longitudes de onda se solapan. Debido a que, para un régimen binario dado, la anchura de los pulsos RZ es menor que la anchura de los pulsos NRZ, el tiempo que dichos pulsos se solapan parcial o completamente será mayor en el caso de que se emplee un formato NRZ que en el caso de que se emplee un formato RZ, lo que, según lo expuesto anteriormente, potencia el efecto de los fenómenos inter-canal XPM y FWM [24]. Es importante remarcar que los formatos NRZ son más robustos frente al fenómeno de diafonía (cross-talk) inter-canal que los formatos RZ. Esto se debe al hecho de que los formatos NRZ tiene un ancho de banda inferior al de los formatos RZ. Sin embargo, un filtrado de señal apropiado en el transmisor que elimine componentes de alta frecuencia no deseadas hace que el efecto de la diafonía inter-canal pueda ser minimizado en sistemas RZ, haciendo que el rendimiento de estos sistemas pueda ser comparable al rendimiento de los sistemas NRZ frente al citado fenómeno [24].


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3.3.2.- Portadora suprimida con retorno a cero (Carrier suppressed return-to-zero, CS RZ) La diferencia más significativa entre una señal CS RZ y una señal RZ OOK convencional es que la primera introduce un salto de П radianes en la fase entre bits adyacentes. La Fig. 3.8 [13] muestra el diagrama de bloques de un transmisor CS RZ donde se puede apreciar que la alternancia de П radianes en la fase se introduce mediante un MZM polarizado en el punto de mínima transmisión y excitado mediante una señal sinusoidal cuya frecuencia es la mitad del régimen binario de los datos que se transmiten. Un MZM polarizado y excitado en estas condiciones dobla la frecuencia de la señal modulada y hace que su fase alterne entre 0 y П radianes. La inversión de fase entre bits adyacentes hace que, en promedio, el campo óptico de la mitad de los 1’s lógicos transmitidos tenga signo positivo (0 radianes) mientras que el campo óptico de la otra mitad de 1’s lógicos transmitidos tenga signo negativo (П radianes), resultando un campo óptico de valor medio nulo. Como consecuencia, la portadora, que se debe al valor medio o valor de continua del campo óptico, desaparece [13]. La Fig. 3.9 [15] muestra el espectro óptico y el diagrama de ojo de una señal CS RZ ideal. Debido a que la fase óptica en una señal CS RZ es periódica a una frecuencia igual a la mitad del régimen binario de la señal transmitida, el espectro de estas señales exhibe tonos a ±R/2, siendo R el régimen binario de la señal transmitida [15]. Las señales CS RZ muestran mayor tolerancia a las no-linealidades de la fibra y a la CD residual que las señales OOK. Además, la supresión de la portadora atenúa la acción del fenómeno FWM en sistemas WDM [13]. 3.3.3.- Duobinario La idea fundamental del formato de modulación duobinario es introducir interferencia intersimbólica (Inter-Symbol Interference, ISI) de forma controlada haciendo que bits adyacentes se solapen parcialmente, lo que permite reducir el ancho de banda necesario para la transmisión de los datos con respecto a los formatos OOK [2]. Puesto que la ISI se introduce de forma controlada en el transmisor, una vez recibida la señal, es posible eliminar esta ISI y recuperar la señal original. Uno de los métodos aplicados para generar señales duobinarias se basa en el uso de un filtro de respuesta finita al impulso (Finite Impulse Response, FIR). Cuando la entrada del filtro es binaria, siendo los valores binarios -1 y +1, la salida puede tomar los valores -1, 0 y +1, por lo que la señal duobinaria es una señal de tres niveles [25].


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(a)

(b)

Figura 3.8. (a) Transmisor típico CS RZ. (b) Generación de la señal de fase alterna CS RZ mediante un MZM.

Una importante propiedad de la señal tri-nivel de salida del filtro FIR es que no todas las combinaciones posibles de los tres valores pueden ocurrir. Un valor +1 no puede ir a continuación de un valor -1, y viceversa, siempre debe haber un valor 0 entre ellos. Del mismo modo, las combinaciones {+1 0 +1} y {-1 0 -1} tampoco son posibles [25].


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(a) (b)

Figura 3.9. Formato CS RZ. (a) Espectro óptico. (b) Diagrama de ojo.

Para recuperar la señal original, la ISI introducida en el trasmisor se elimina en el receptor mediante decodificación diferencial. Existe un problema fundamental con este esquema: en el caso de que ocurra un error de transmisión en algún bit de los datos, el error se extenderá a todos los bits siguientes, ocasionando una recepción pésima de los datos transmitidos. Para evitar este problema, se sustituye la decodificación diferencial en el receptor por la codificación diferencial en el transmisor. Los bits de datos, dk, son codificados como sigue

ck = mod2(ck-1 + dk) (3.1) La Fig. 3.10 [25] muestra dos implementaciones diferentes de la expresión (3.1). La primera implementación requiere una puerta X-OR, realimentación de la salida y un elemento de retraso de un periodo de bit en el bucle de realimentación; la segunda implementación hace uso de una puerta AND y un contador.

(a) (b)

Figura 3.10. Codificadores diferenciales. (a) Estructura basada en una puerta X-OR y un elemento de retardo de un periodo de bit. (b) Estructura basada en una puerta AND y un contador de módulo 2.

En el caso del esquema mostrado en la Fig. 3.10(b), cuando el dato es un 1-lógico, el contador cambia su estado (0-lógico ó 1-lógico), lo que equivale a añadir un 1 en un sumador binario de módulo 2; cuando el dato es un 0-lógico, el estado del contador se mantiene, lo que equivale a añadir un 0 en un sumador binario de módulo 2. Una vez que los datos a transmitir han sido correctamente codificados, se añade ISI solapando bits adyacentes. Este proceso se lleva a cabo añadiendo a la cadena de bits una copia de ella misma retrasada un periodo de bit. Con


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prioridad a la introducción de ISI, la cadena de bits tiene que ser mapeada según se indica a continuación

1 1 0 -1

La secuencia de bits obtenida tras el proceso de mapeo se pasa a través de un filtro FIR para obtener una nueva secuencia de tres niveles (duobinaria). A esta secuencia duobinaria se le hace un filtrado paso-baja (Low Pass, LP), obteniéndose la señal analógica que será transmitida. La Fig. 3.11 [25] muestra el codificador duobinario, formado por los filtros FIR y paso-baja. El codificador duobinario mostrado en la Fig. 3.11 puede sustituirse por cualquier otro tipo de filtro con un factor de roll-off apropiado y un ancho de banda de 3 dB de, aproximadamente, el 25% del régimen binario de la señal a transmitir. Las estructuras de retraso-y-suma (delay-and-add) suelen presentar una mejor respuesta back-to-back, mientras que el uso de filtros LP adecuados aportan una mayor tolerancia a la CD a expensas de cierta pérdida de sensibilidad back-to-back [15].

Figura 3.11. Codificador duobinario.

El paso final es modular la luz proveniente de la fuente láser con los tres niveles dados por la señal duobinaria, lo que implica la generación de una señal óptica de tres niveles. Este objetivo se alcanza mediante el uso de un MZM polarizado en el punto de transmisión nula. Cuando la entrada es un 0 lógico, no se transmite luz alguna; por el contrario, cuando la entrada es un 1 lógico, se emite un pulso óptico cuyo campo eléctrico es +E ó –E. La señal óptica generada es una señal cuyo campo eléctrico puede tomar tres niveles diferentes, pero cuya potencia óptica toma únicamente dos valores distintos. El modo en que la señal duobinaria se mapea en el campo eléctrico ayuda a reducir el efecto de la CD en la fibra. A medida que el pulso óptico se propaga en el interior de la fibra, se ensancha debido a la acción de la CD. Cuando el formato de modulación aplicado es NRZ OOK, la secuencia de datos {1 0 1} se mapea en el dominio eléctrico como {+E 0 +E}. Por otra parte, en la secuencia duobinaria, la cadena {1 0 1} no puede ocurrir, ocurriendo la cadena {1 0 -1} en su lugar, la cual se mapea como {+E 0 -E} en el dominio eléctrico. El efecto de la CD en los dos casos mencionados se muestra en la Fig. 3.12 [25], donde


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se puede comprobar que este efecto es mucho menos dañino para señales duobinarias que para señales NRZ OOK.

+E

-E

1 -10

(a) (b) (c)

Figura 3.12. Efecto de la dispersión cromática. (a) Datos originales. Efecto de la dispersión tras una distancia de propagación determinada en (b) pulsos NRZ OOK y (c) pulsos duobinarios.

La Fig. 3.13 [25] muestra un diagrama de bloques del transmisor duobinario. Se ha introducido un inversor precediendo al codificador diferencial; sin él, los datos recibidos estarían invertidos con respecto a los transmitidos.

Figura 3.13. Transmisor duobinario típico.

Es importante remarcar que, en sistemas ópticos limitados por ruido generado por emisión espontánea amplificada (Amplified Spontaneous Emision, ASE), las señales NRZ duobinarias muestran un mejor rendimiento que las señales RZ duobinarias. De hecho, el rendimiento óptimo de las señales RZ duobinarias se obtiene cuando se aplica un filtro óptico de ancho de banda ultra-estrecho en el


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receptor, lo que convierte a la señal RZ duobinaria en una señal NRZ duobinaria. Sin embargo, aún haciendo la conversión de señal RZ duobinaria a señal NRZ duobinaria mediante la aplicación de un filtrado óptico ultra-estrecho en el receptor, la penalización por dispersión que sufre la señal NRZ duobinaria obtenida tras la conversión es mayor que la que sufriría una señal NRZ duobinaria original [26]. La Fig. 3.14 [15] muestra el espectro óptico y el diagrama de ojo de una señal duobinaria ideal.

(a) (b)

Figura 3.14. Formato duobinario. (a) Espectro óptico. (b) Diagrama de ojo.

3.3.4.- Alternate-mark Inversion (AMI) La Fig. 3.15 [24] muestra el diagrama de bloques de un transmisor AMI.

láserModilador de datos

Modulador de pulsos

T T

Datos (dk)

A la fibra

Pre-codificador Codificador

Amplificador AC

Modulo 2 B

AC

D

C

dk

k

0

-1

0

0

1

1

1

2

1

3

1

4

1

5

0

6

1

7

1

8

0

9

1

10

1

11

0

12

1

13

0

14 15

Pre-codificador 0 0 0 1 0 1 0 1 1 0 1 1 0 1 1 0 0

B retrasado1 bit

Codificador

A

B

C

D 0 0 1 -1 1 -1 1 0 -1 1 0 -1 1 0 -1 0

Campo eléctrico 0 0 E -E E -E E 0 -E E 0 -E E 0 -E 0

Potencia óptica

Bits recibidos 0 0 1 1 1 1 1 0 1 1 0 1 1 0 1 0

E

F

G

0 0 E2 E2 E2 E2 E2 0 E2 E2 0 E2 E2 0 E2 0

0 0 1 0 1 0 1 1 0 1 1 0 1 1 00

Figura 3.15. Transmisor AMI típico.


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La única diferencia entre los formatos duobinario y AMI radica en la forma en la que se lleva a cabo el proceso de codificación. El circuito de retraso-y-suma propio de los transmisores duobinarios (ver Fig. 3.11) es sustituido por un circuito retraso-y-diferencia (delay-and-substract) en el caso de los transmisores AMI. Esto hace que la secuencia de datos codificada que genera un transmisor AMI difiera significativamente de aquella generada por un transmisor duobinario [24]. El codificador AMI mapea cada 1 lógico de la secuencia original de datos como un ±1, mientras que los 0 lógicos de la secuencia original de datos se mapean como un 0. Un codificador AMI da lugar a que los campos eléctricos de dos pulsos ópticos consecutivos tengan signo opuesto sin importar el número de 0’s que haya entre los citados dos pulsos. A diferencia del caso duobinario, no es necesario introducir un inversor ni en el transmisor ni en el receptor AMI [24]. Del mismo modo que ocurre en las señales duobinarias, los pulsos ópticos adyacentes tienen campos eléctricos de signo opuesto. Por tanto, la aparición de pulsos fantasma debidos a la superposición de pulsos adyacentes por efecto de la CD se suprime y la FWM inter-canal (IFWM) se reduce. Este hecho minimiza la ISI en los slots correspondientes a los bits 0 causada por la superposición de los pulsos que rodean a dichos slots (ver Fig. 3.12) [24]. En comunicaciones ópticas, las señales AMI son normalmente implementadas en formato RZ (RZ AMI) [15]. La Fig. 3.16 [15] muestra el espectro óptico y el diagrama de ojo de una señal AMI ideal.

(a) (b)

Figura 3.16. Formato AMI. (a) Espectro óptico. (b) Diagrama de ojo.

3.4.- Formatos de modulación en fase 3.4.1.- Phase shift keying (PSK) La modulación PSK se basa en modificar la fase de la portadora óptica en función de la cadena de bits a transmitir, mientras que la amplitud de dicha portadora se mantiene constante (ver figura 3.1(c)). El hecho de mantener la amplitud constante con independencia de la cadena de bits que se trasmita


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representa una gran ventaja para los formatos de modulación en fase con respecto a los formatos de modulación en amplitud, ya que todos los efectos no-lineales producidos como consecuencia de cambios en la amplitud de la señal son eliminados [14]. Sin embargo, existe un problema fundamental en la recepción de señales PSK: se hace necesario un detector coherente. Un detector convencional es sensible únicamente a cambios en la intensidad de la onda recibida, pero la intensidad óptica de una señal PSK es constante, por lo que, para su detección, se requiere un dispositivo sensible a cambios en la fase. Estos dispositivos, conocidos como detectores coherentes, hacen uso de una portadora de referencia con la que comparan la señal recibida. En el caso de las comunicaciones ópticas, la portadora de referencia, llamada comúnmente oscilador local, es una fuente láser. Dependiendo de la diferencia entre la fase del oscilador local y la fase de la señal recibida, el receptor generará un 1 lógico o un 0 lógico. Desafortunadamente, la inclusión de un oscilador local añade complejidad al sistema y eleva su coste, por lo que se evita hacer uso de él en la medida de lo posible; no obstante, en casos determinados, como, por ejemplo, en la recepción de señales PSK cuyo régimen binario es igual o superior a 100 Gb/s, el uso de osciladores locales mejora el rendimiento del sistema [14]. Por otra parte, la demodulación de señales PSK exige una elevada estabilidad en la fase de la portadora óptica. Cuando se considera la transmisión sobre vanos de varios cientos de kilómetros, un pequeño cambio en el índice de refracción de la fibra óptica puede modificar la fase de la portadora П radianes, haciendo que el receptor genere una cadena de bits inversa a la que el transmisor introdujo en la fibra. Mantener la estabilidad de la fase de la portadora óptica es complejo debido a su reducida longitud de onda (1550 nm, en tercera ventana de comunicación) [14]. Otro inconveniente mostrado por el formato PSK está relacionado con la polarización de la portadora óptica. Para que el detector coherente funcione correctamente, tanto la portadora óptica como el oscilador local tienen que tener el mismo estado de polarización. Sin embargo, el estado de polarización de la portadora óptica tras haberse ésta propagado por tramos de varios cientos de kilómetros es completamente desconocido [14]. Tanto los requisitos que conciernen a la fase de la portadora como los que conciernen a su estado de polarización pueden ser suavizados mediante el post-procesado de la señal en el receptor, pero, de nuevo, esta solución añade coste y complejidad al sistema, por lo que se prefiere evitar siempre que sea posible [14]. Todas las limitaciones expuestas llevan a abandonar PSK en favor de variaciones de este formato, entre las cuales la más extendida actualmente es su versión diferencial (Differential PSK, DPSK).


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3.4.2.- Differential phase shift keying (DPSK) El formato DPSK resuelve los problemas del formato PSK expuestos en el apartado anterior. Cuando se aplica un formato DPSK, la información es transmitida mediante cambios diferenciales en la fase de la portadora óptica. El proceso de modulación se basa en la utilización de un bit como referencia de fase del bit siguiente. 3.4.2.1.- El formato DPSK En una señal modulada de acuerdo con un esquema DPSK, los datos se codifican como saltos de 0 o П radianes entre bits adyacentes, portando todos los slots energía. Cuando se transmite un 1-lógico, se inserta un salto de П radianes en la fase de la portadora óptica, mientras que dicha fase permanece inalterada cuando se transmite un 0-lógico. Cada pulso óptico puede ocupar el slot correspondiente completa (NRZ DPSK) o parcialmente (RZ DPSK) [27]. Gracias a la posibilidad de ser detectada de forma balanceada, la señal DPSK ofrece la ventaja de requerir un OSNR 3 dB menor que una señal OOK para alcanzar una BER determinada. Este hecho se explicará en detalle en el apartado 3.4.2.3, correspondiente al receptor DPSK [27]. Manteniendo a un lado las no-linealidades de la fibra, esta mejora de 3 dB en el OSNR de la señal DPSK con detección balanceada con respecto a la señal OOK se traduce en la posibilidad de alcanzar una mayor distancia de transmisión para una potencia del transmisor determinada (en condiciones ideales, la distancia que se puede alcanzar es el doble) o en requerir una menor potencia en el transmisor para alcanzar una distancia de transmisión específica. Además, el formato DPSK también ha demostrado ser muy robusto frente a las no-linealidades del canal óptico, por lo que no es sorprendente que muchos de los enlaces WDM de larga distancia establecidos recientemente con regímenes binarios de 10 Gb/s y 40 Gb/s por canal estén basados en éste el formato de modulación [27]. El formato DPSK es más sólido que el formato OOK frente al filtrado de banda estrecha, especialmente cuando se emplea la detección balanceada de señal. Por otro lado, cabe destacar que los formatos multinivel, como QPSK o DQPSK, mejoran la eficiencia espectral y el comportamiento de la señal frente a la CD y a la PMD. 3.4.2.2.- El transmisor DPSK La Fig. 3.17 [27] muestra dos estructuras frecuentemente utilizadas en transmisores DPSK.


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El transmisor está constituido por un láser que emite luz de forma continua, seguido por uno o dos moduladores externos. La modulación en fase puede hacerse mediante un PM o mediante un MZM. Un PM únicamente modula la fase de la portadora, permaneciendo su intensidad inalterada. Dado que la modulación de fase no se produce instantáneamente, un PM introduce, inevitablemente, cierto chirp en las transiciones entre bits [27].

(a)

(b)

Figura 3.17. Estructuras típicas de transmisor DPSK. Implementación mediante (a) modulador de fase y (b) MZM.

Por otra parte, cuando se utiliza un MZM en lugar de un PM para generar la señal modulada en fase, el modulador se polariza en el punto de transmisión nula y se excita con una tensión de amplitud doble a la aplicada en el caso de generación de señales OOK. El método seguido para generar señales moduladas en fase a partir de un MZM se muestra en la Fig. 3.18 [27]. Debido a que la fase del campo óptico es de signo opuesto a izquierda y derecha de un mínimo de la curva de transmisión del MZM, dos máximos contiguos de dicha curva tendrán fase opuesta [27]. Como puede apreciarse en la Fig. 3.17(b) y la Fig. 3.18, el beneficio obtenido por una elevada precisión en la fase se produce a expensas de introducir cierta oscilación en la amplitud de la señal óptica cada vez que se produce un cambio de fase, es decir, cada vez que se transmite un 1 lógico. La amplitud de la citada oscilación depende del ancho de banda y de la amplitud de la señal eléctrica con la que se estimula el MZM. Sin embargo, como una señal DPSK porta la información en la fase, esta oscilación en la amplitud referida es de poca importancia, sobre todo en señales RZ DPSK [27]. A continuación se explican algunos detalles de los transmisores DPSK.


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Modulador de fase frente a modulador Mach-Zehnder Cuando se utiliza un MZM para generar una señal modulada en fase, la forma cosenosoidal de la curva de transmisión del citado dispositivo reduce el impacto de las posibles imperfecciones o las limitaciones en el tiempo de subida presentes en la forma de onda con la que se estimula dicho MZM. Cualquier imperfección en dicha forma de onda se traduce en variaciones de la intensidad de la señal óptica transmitida, pero la fase de esta señal, que es la que porta la información, permanece intacta. Por el contrario, cuando el dispositivo utilizado para generar la señal PSK es un PM, cualquier imperfección en la forma de onda con la que se excita dicho PM se mapea directamente en la señal PSK generada, degradando, por tanto, su calidad [27].

Señal de estímulo para la generación de señales OOK

Tie

mpo

Fun

ción

de

tran

smis

ión

de u

n M

ZM

Potencia óptica

Caídas de intensidad

DPSK OOK

Campo óptico

Pot

enci

a óp

tica

0π πππ 0 0 0 0 0

Tiempo

Tensión de estimulación

Diferencia u1(t) – u2(t)

Señal de estímulo para la generación de señales DPSK

Figura 3.18. Generación de señales moduladas en fase mediante un MZM.

Cuando se utiliza un PM, un ancho de banda insuficiente en la señal que estimula el modulador degrada notablemente la señal modulada, ya que produce saltos de fase reducidos que, además, son dependientes del patrón de


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bits con el que se estimula el modulador. Este problema puede solucionarse incrementando la amplitud de la señal de estímulo. Por el contrario, cuando se utiliza un MZM para generar la señal modulada en fase, un ancho de banda insuficiente en la señal que estimula el dispositivo sólo afecta a las caídas en la intensidad de la señal modulada, permaneciendo inalterados los saltos de Π radianes en la fase de dicha señal. Pruebas de laboratorio demuestran que, en el caso de señales RZ DPSK, se produce un impacto mínimo en la señal modulada cuando se utilizan MZMs para su generación y el ancho de banda de la señal con la que se estimula el modulador es insuficiente [27]. La robustez frente a variaciones de amplitud de la señal con la que se estimula el modulador ha sido experimentalmente verificada para MZMs a 42.7 Gb/s. Aplicando una señal de estímulo cuya amplitud es la mitad de la amplitud óptima para la generación de señales DPSK (por tanto, la amplitud óptima para la generación de señales OOK), sólo se observa una degradación en el OSNR de 0.7 dB, aunque el raíl correspondiente al 1-lógico en el diagrama de ojo sufre una expansión notable [27]. Moduladores de pulsos para señales RZ DPSK Dado que la señal DPSK porta la información en su fase, cualquier distorsión de dicha fase, tal como el chirp, tendrá un impacto importante en la calidad de la señal recibida. En el transmisor, cuando se trata de señales RZ, las distorsiones en la fase pueden estar causadas por el dispositivo utilizado para modular los pulsos. Para producir pulsos exentos de chirp, el dispositivo utilizado para modular dichos pulsos debe ser un MZM estimulado con dos señales sinusoidales de la misma amplitud y de fase opuesta. La Fig. 3.19 [15] muestra el espectro óptico y el diagrama de ojo de una señal NRZ DPSK ideal y de una señal RZ DPSK ideal. 3.4.2.3.- El receptor DPSK La Fig. 3.20 [27] muestra un receptor balanceado DPSK típico. En primer lugar, la señal óptica atraviesa un Interferómetro Mach-Zehnder (Mach-Zehnder Interferometer, MZI) que introduce un retraso en uno de sus brazos. El retraso diferencial que introduce entre sus dos brazos el MZI es igual a un periodo de bit de la señal óptica de entrada. Este pre-procesado óptico es necesario en receptores basados en detección directa, ya que la fotodetección de señales es insensible a la fase de la señal recibida, un detector únicamente convierte energía óptica en energía eléctrica. En un receptor DPSK de detección directa, el MZI hace que dos bits consecutivos interfieran entre sí. Esta interferencia conduce a la presencia o ausencia de potencia en la salida constructiva del MZI si los dos bits citados


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interfieren en fase o en oposición de fase, respectivamente. Por lo tanto, un bit dado de una cadena de bits en una señal DPSK actúa como referencia de fase para demodular el bit siguiente (ver Fig. 3.21).

(a) (b)

(c) (d)

Figura 3.19. Formato NRZ DPSK. (a) Espectro óptico (b) Diagrama de ojo. Formato 33% RZ DPSK (c) Espectro óptico. (d) Diagrama de ojo.

Figura 3.20. Receptor DPSK típico.


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Una vez que el receptor balanceado DPSK ha sido presentado, puede exponerse el motivo de la mejora de 3 dB en el OSNR que el formato DPSK con detección balanceada presenta sobre el formato OOK. Cuando una señal DPSK alcanza el receptor y atraviesa el MZI, cuyo retardo diferencial ha sido previamente establecido a un periodo de bit de la señal óptica transmitida, una de las salidas del interferómetro muestra energía debida a la propia señal DPSK y al ruido generado en el canal de comunicación mientras que la otra salida del interferómetro muestra energía debida únicamente al ruido generado en el canal de comunicación. En el detector balanceado, la potencia correspondiente al ruido del canal se resta de la potencia correspondiente a la señal óptica y al ruido del canal, reduciendo la cantidad de ruido de la señal recibida y dando lugar a la mencionada mejora de 3 dB en el OSNR sobre los formatos OOK (ver Fig. 3.22). Un análisis profundo de las señales que se tienen en ambos puertos de salida del MZI muestra que en el puerto constructivo se tiene una señal duobinaria mientras que en el puerto destructivo se tiene una señal AMI, tal como se aprecia en la Fig. 3.20. Una operación retraso de un bit y suma (one-bit delay-and-add) realizada sobre una señal DPSK produce una señal duobinaria, mientras en una operación de retraso de un bit y diferencia (one-bit delay-and-substract) produce una señal AMI [27]. Ambas operaciones se pueden realizar con un MZI cuyo retraso relativo entre sus dos brazos está establecido a un periodo de bit de la señal recibida, ya que el puerto constructivo implementa una función retraso-y-suma mientras que el puerto destructivo implementa una función retraso-y-diferencia [28]. Actualmente, las dificultades técnicas para fabricar interferómetros estables se han superado y los MZIs han sido probados con éxito tanto en tecnología basada en fibra óptica como en tecnología basada en circuitos planares (Planar-Lightwave-Circuit, PLC). Para ajustar con precisión el retraso diferencial entre los dos brazos del MZI, normalmente se introduce en el dispositivo un elemento electrónico que aumenta la temperatura de uno de sus brazos, haciendo aumentar de este modo la longitud del mismo. La finalidad es hacer coincidir el retraso relativo de los brazos del dispositivo con el periodo de bit de la señal recibida, con lo que las señales que se propagan por los dos brazos del MZI interferirán con un bit de retraso (ver Fig. 3.21). Puesto que tanto la onda presente en el puerto destructivo del MZI como la onda presente en el puerto constructivo del mismo portan toda la información transmitida, la recepción de la información puede hacerse a partir de una de las ondas o a partir de las dos. En este último caso, la longitud del camino óptico entre cada puerto (constructivo y destructivo) y el correspondiente fotodetector debe ser constante. Para alcanzar este objetivo, se utilizan tanto elementos de retraso variable como integración de los fotodetectores en el propio MZI. Siendo el MZI un elemento fundamental en la detección directa de señales DPSK y, también, uno de los elementos clave utilizados para llevar a cabo la


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simulación expuesta en el capítulo 4 y en el experimento mostrado en el apéndice C, su funcionamiento se explica brevemente a continuación.

T 5T

π 0 0 0 0 π π π 0 π 0 0 π π

10T 15T

π 0 0 0 0 π π π 0 π 0 0 π π

π 0 0 0 0 π π π 0 π 0 0 π π

1 1 0 0 0 1 0 0 1 1 1 0 1 0

1 1 0 0 0 1 0 0 1 1 1 0 1 0

0

0

0

0

Dat

os

Sal

ida

del

tran

smis

or D

PS

KD

atos

a la

ent

rada

del M

ZI

Dat

os a

la e

ntra

da

del

MZ

I re

tras

ados

1 b

itD

atos

rec

ibid

os

(inve

rtid

os)

Figura 3.21. Detección directa de una señal DPSK.


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Figura 3.22. Mejora de 3 dB en la detección balanceada de señales DPSK con respecto a señales OOK.

Interferómetro Mach-Zehnder Un MZI es un dispositivo interferométrico que, a través de dos caminos de diferente longitud, detecta una diferencia de fase entre dos copias de la misma señal. El dispositivo tiene uno o dos puertos de entrada y dos puertos de salida. Si las dos copias de la señal de entrada interfieren en fase o en oposición de fase, la potencia total de la señal de entrada irá a uno de los dos puertos de salida (constructivo y destructivo); si, por el contrario, las dos copias de la señal de entrada no interfieren en fase o en oposición de fase, ambos puertos de salida mostrarán un patrón de interferencia [2]. Hoy en día, los MZIs están, típicamente, construidos en óptica integrada y consisten en dos acopladores ópticos conectados mediante dos caminos ópticos de diferente longitud (ver Fig. 3.23(a) [2]). La estructura mostrada en la Fig. 3.23(b), aunque corresponde a un interferómetro de Michelson, tiene un principio de funcionamiento idéntico al MZI y es el dispositivo utilizado para realizar el experimento expuesto en el apéndice C. En el caso del interferómetro de Michelson, la luz proveniente de la fuente es dividida mediante un separador/combinador de haz, reflejada en dos espejos, uno de ellos, situado a una distancia fija del separador/combinador de haz y, el otro, a una distancia configurable del citado elemento, y recombinada mediante el mismo separador/combinador de haz, haciendo que la luz reflejada en los dos espejos interfiera en los dos puertos de salida [29]. Interferómetro Mach-Zehnder. Principio de operación Considerando el MZI como un demultiplexor, se introduce una señal en uno solo de los puertos de entrada, por ejemplo, en el puerto 1. Tras atravesar el primer acoplador, la potencia de la señal de entrada se divide en partes iguales entre los dos puertos de salida de dicho acoplador, pero la señal en uno de los puertos de salida tiene una diferencia de fase de 2⁄ radianes con respecto a la


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señal en el otro puerto de salida. Como hay una diferencia de longitud entre los dos brazos del MZI, tras alcanzar el segundo acoplador, habrá una diferencia de fase de · entre la señal que se propaga por el brazo inferior y la que se propaga por el brazo superior del MZI (ver Fig. 3.23(a)) [2].

(a)

(b)

(c)

Figura 3.23. Interferómetro de Mach-Zehnder. (a) Estructura basada en la interconexión de dos acopladores de 3 dB. (b) Estructura basada en espejos y en separador/combinador de haz. (c) Bloque esquemático.

En el segundo acoplador, la fracción de la señal que se propaga por el brazo inferior atraviesa el acoplador y sale por el puerto de salida superior. En este proceso, dicha fracción de señal sufre otro desfase de 2⁄ radianes con


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respecto a la fracción de señal que se propaga por el brazo superior y sale por el puerto de salida superior. Por tanto, la diferencia de fase relativa entre las dos señales en el puerto de salida superior es 2 · 2⁄ ·⁄ . Del mismo modo, la fracción de señal que se propaga por el brazo superior y, tras atravesar el acoplador, sale por el puerto de salida inferior sufre un desfase de 2⁄ radianes con respecto a la fracción de señal que se propaga por el brazo inferior y sale por el puerto de salida inferior. Por tanto, la diferencia de fase relativa entre las dos señales en el puerto de salida inferior es 2 · 2⁄ ·⁄ [2].

Si · y es impar, las señales en el puerto de salida superior se suman en fase, mientras que las señales en el puerto de salida inferior se suman en oposición de fase, por lo que se cancelan. Por lo tanto, las longitudes de onda que pasan del puerto de entrada superior al puerto de salida superior son aquellas para las que · y es impar. Por otra parte, las longitudes de onda que pasan del puerto de entrada superior al puerto de salida inferior son aquellas para las que · y es par [2]. Asumiendo que la diferencia de longitud entre los caminos que conectan los dos acopladores es y que únicamente en el puerto de entrada superior del primer acoplador hay una señal presente, se demuestra que la función de transferencia del MZI está dada por

sin · 2⁄cos · 2⁄

(3.2)

Consecuentemente, la diferencia de longitud entre los dos brazos del MZI es el parámetro que caracteriza la función de transferencia del dispositivo. Este parámetro es de capital importancia en la simulación expuesta en el capítulo 4 y en el experimento mostrado en el apéndice C, puesto que la señal DPSK generada en la citada simulación y en el mencionado experimento es recibida mediante un detector balanceado, el cual es alcanzado a través de un MZI. Los cuatro apartados siguientes muestran varios parámetros de diseño del receptor DPSK y su influencia en la detección de la señal. La explicación del funcionamiento del MZI hecha en este apartado ayuda a comprender la influencia de los parámetros de diseño que se van a exponer en el comportamiento del receptor. Detección balanceada frente a detección simple En primer lugar, se introducirá el término desbalanceo de amplitud, β. Este término se define como

(3.3)


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donde SA y SB son los factores de conversión optoelectrónica de los dos puertos, A y B, del MZI. La detección balanceada, β = 0, se alcanza cuando SA = SB, mientras que si la recepción de la señal transmitida se lleva a cabo únicamente a través de uno de los dos puertos de salida del interferómetro, se obtiene β = -1 ó β = 1 [27]. Un desbalanceo de amplitud β puede producirse por diferentes responsividades de los fotodiodos a los que se encuentran conectados los dos puertos de salida del MZI, por diferentes factores de acoplamiento de las fibras a los citados fotodiodos o por diferentes pérdidas producidas en los elementos electrónicos que intervienen antes de combinar las señales procedentes de los puertos de salida del MZI [27]. La Fig. 3.24(a) [27] muestra medidas del OSNR en función del parámetro β tomadas en un sistema óptico trabajando a 10 Gb/s con una señal 33% RZ-DPSK (circulos). También se muestran datos obtenidos mediante simulaciones numéricas (curva sólida). Se aprecia que, para β = ±0.1, lo que corresponde a un desbalanceo de amplitud del 22%, la penalización en el OSNR es menor que 0.1 dB. Desbalanceo temporal del receptor En este caso, existe una diferencia en los tiempos de propagación (∆T) de las señales ópticas desde los puertos de salida del MZI hasta el punto en el que se realiza la resta de señales de forma electrónica (ver Fig. 3.22). En la práctica, la mencionada diferencia de tiempos puede ser debida a diferentes longitudes de las fibras que unen los puertos de salida del MZI con los fotodiodos o debida a diferentes retrasos en la electrónica que sigue a la detección de las señales [27]. La Fig. 3.24(b) [27] muestra medidas del OSNR en función del parámetro ∆T tomadas en un sistema óptico trabajando a 10 Gb/s con una señal 33% RZ-DPSK (circulos). También se muestran datos obtenidos mediante simulaciones numéricas (curva sólida). Para un valor de ∆T próximo al periodo de bit de la señal transmitida, se aprecia una penalización cercana a 0.5 dB en el OSNR. Retraso del MZI La Fig. 3.24(c) [27] muestra la degradación en la sensibilidad del receptor cuando el retraso relativo establecido entre los dos brazos del MZI no coincide con el periodo de bit de la señal que se propaga por dichos brazos (Td ≠ T, donde Td es el retraso relativo entre los dos brazos del MZI y T, el periodo de bit de la señal que se propaga por dichos brazos). Esta falta coincidencia puede deberse a imperfecciones en la fabricación del MZI o a cambios en la tasa de transferencia de la señal (y, por tanto, en su periodo de bit) cuando los servicios o los usuarios así lo requieren. Puede verse


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como una diferencia del 10% entre Td y T conlleva una penalización en el OSNR inferior a 0.5 dB [27]. La diferencia entre Td y T tiene un importante papel tanto en la simulación presentada en el capítulo 4 como en el experimento mostrado en el apéndice C, ya que, haciendo variar esta diferencia, la señal DPSK se transforma en una señal Partial DPSK, que ofrece mayor tolerancia a la CD. Error de fase del MZI La Fig. 3.24(d) [27] muestra el impacto de una diferencia (∆f) entre la frecuencia del láser que porta la señal de información y la frecuencia que produce condiciones ideales de interferencia constructiva/destructiva en el MZI. La diferencia ∆f se expresa en tanto por ciento del régimen binario (R) de la señal de información. Debido a que la recepción de señales DPSK se basa en que la diferencia ∆f sea nula, cualquier desviación de este valor afecta notablemente a la calidad de la señal recibida. De aquí que un ∆f de tan solo el 4% cause una penalización en el OSNR cercana a 1 dB [27].

(a) (b)

(c) (d)

Figura 3.24. Penalizaciones en receptores RZ DPSK no ideales. (a) Desbalanceo de amplitud en las señales del puerto constructivo y destructivo del MZI. (b) Desbalanceo de fase en las señales del puerto constructivo y destructivo del MZI. (c) Retraso relativo entre los brazos del MZI desajustado. (d) Frecuencia de la luz incidente en el MZI desajustada de la frecuencia nominal del MZI.


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Tolerancia al filtrado óptico Las señales DPSK son más tolerantes al filtrado de banda estrecha que las señales OOK. Esto se debe a la naturaleza duobinaria de las señales DPSK demoduladas mediante MZIs. Dichas señales duobinarias muestran un espectro óptico más estrecho que las señales OOK para un régimen binario dado. 3.4.2.4.- Pruebas de transmisión con señales DPSK Este apartado muestra los resultados obtenidos en dos bancos de prueba: uno, basado en una señal DPSK a 10 Gb/s y, el otro, en una señal DPSK a 40 Gb/s. Banco de pruebas basado en señal DPSK a 10 Gb/s En el caso ideal, en un sistema lineal con amplificadores ópticos, la mejora de 3 dB en el OSNR que ofrece la modulación DPSK frente a la modulación OOK haría que la máxima distancia alcanzable por la señal DPSK fuera doble de la máxima distancia alcanzable por la señal OOK, ya que la señal DPSK permitiría acumular el doble de ruido ASE que la señal OOK. Del mismo modo que en los sistemas OOK, en el caso de los sistemas DPSK se puede hacer uso de métodos de gestión de la CD para reducir el efecto del fenómeno FWM entre los diferentes canales WDM. Por tanto, el efecto inter-canal de este fenómeno no suele suponer un problema [27]. En el caso del fenómeno SPM, como se expuso en el capítulo 1, la variación de la intensidad de la señal óptica da lugar a la modulación de la fase de la propia señal a través de las no-linealidades del índice de refracción de la fibra óptica. Como resultado, el espectro de la señal se expande. Esta expansión del espectro, combinada con la CD de la fibra, da lugar a la expansión temporal de los pulsos recibidos. De acuerdo con esto, cambios en la intensidad de la señal producidos por el ruido generan cambios en la fase de la señal debido a las no-linealidades del medio de transmisión, causando una importante degradación de la calidad de la señal recibida, ya que las señales DPSK portan la información en la fase. En el caso del fenómeno XPM, la variación de la intensidad de la señal óptica que se transmite en un canal WDM da lugar a la modulación de la fase de la señal óptica que se transmite en otro canal WDM. En sistemas OOK, las colisiones entre señales WDM dan lugar a variaciones en la fase de las señales. Estas variaciones de fase, combinadas con la CD, originan jitter en las cadenas de bits recibidas, dependiendo la intensidad de este jitter de los patrones de bits contenidos en dichas cadenas. Cuando los pulsos ópticos que colisionan tienen una duración igual al periodo de bit de la señal (colisiones completas), los daños ocasionados en las señales por efecto del fenómeno XPM son inferiores a los ocasionados cuando los pulsos ópticos que colisionan tienen una duración inferior al periodo de bit de la señal (colisiones parciales). Esto se debe a que las variaciones de fase producidas como consecuencia de la colisión


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de las señales durante la primera mitad del periodo de bit son compensadas con las variaciones de fase producidas como consecuencia de la colisión de dichas señales durante la segunda mitad del periodo de bit. Conforme los canales WDM se localizan más próximos entre sí, los pulsos de los distintos canales se solapan durante periodos de tiempo mayores y las colisiones parciales incrementan los daños causados por efecto del fenómeno XPM. En señales DPSK, por el contrario, los pulsos ópticos siempre ocupan la totalidad del periodo de bit, por lo que todos los pulsos experimentan colisiones similares, mitigando así el efecto del fenómeno XPM [27]. En términos generales, puede afirmarse que los enlaces ópticos de largo alcance y canal simple que trabajan con señales OOK a 10 Gb/s tienen mejor rendimiento que los enlaces ópticos de las mismas características que trabajan con señales DPSK a 10 Gb/s. Sin embargo, es importante señalar que el rendimiento de un sistema de canal simple es altamente dependiente de las características del propio sistema, por lo que puede haber casos en los que las señales DPSK ofrezcan mejores prestaciones que las señales OOK. Por otra parte, en sistemas WDM, tanto las medidas experimentales como las simulaciones numéricas muestran un rendimiento muy parecido entre señales OOK y señales DPSK cuando la eficiencia espectral es 0,2 b/s/Hz. Cuando la eficiencia espectral es 0,4 b/s/Hz o superior, el rendimiento de las señales DPSK es mejor que el de las señales OOK. Esto se debe al mejor comportamiento de las señales DPSK frente a los efectos del fenómeno XPM [27]. Banco de pruebas basado en señal DPSK a 40 Gb/s A 40 Gb/s, la acción del fenómeno IFWM hace que la energía se transfiera de unos bits a otros conforme los pulsos se dispersan y se mezclan entre ellos por efecto de las no-linealidades de la fibra óptica. Como consecuencia, en señales OOK se producen fluctuaciones de amplitud en los bits correspondientes a 1’s-lógicos, mientras que aparecen pulsos fantasmas en los bits correspondientes a 0’s-lógicos. Por el contrario, en señales DPSK, estas fluctuaciones de amplitud no son tan importantes como las fluctuaciones de fase, ya que la información se porta en la fase de la señal, no en su amplitud. Por lo tanto, los efectos del fenómeno IFWM son más nocivos en sistemas OOK que en sistemas DPSK [27]. En el caso del fenómeno XPM inter-canal (Inter-channel XPM, IXPM), las fluctuaciones de intensidad causadas por el solapamiento de pulsos que se han ensanchado por acción de la dispersión dan lugar a fluctuaciones de fase. El efecto en señales OOK es la introducción de jitter. En señales DPSK, el efecto es más serio, ya que el jitter y las fluctuaciones de fase tienen una importante influencia en la calidad de la señal recibida [27]. Por otra parte, en el hecho de que, para una potencia media dada, las señales DPSK libres de distorsión tengan una potencia de pico 3 dB inferior a la potencia de pico que tienen las señales OOK libres de distorsión ayuda a reducir la penalización de calidad debida a las no-linealidades de la fibra que sufren las señales DPSK [27].


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Los resultados experimentales ponen de manifiesto un mejor comportamiento de las señales DPSK a 40 Gb/s frente a las señales OOK a la misma tasa binaria tanto en sistemas de canal simple como en sistemas WDM [27]. La Fig. 3.25 [27] muestra un experimento típico de transmisión en bucle cerrado a 40 Gb/s que utiliza un esquema híbrido de amplificación EDFA/Raman. En enlaces de 400 Km a 2400 Km, haciendo uso de vanos de 100 Km de NZDSF, el OSNR mostrado por señales DPSK con detección balanceada supera en 3 dB, aproximadamente, al mostrado por señales OOK, tanto en sistemas de canal simple como en sistemas WDM. En el caso de que se emplee filtrado de banda estrecha, el rendimiento de las señales RZ-DPSK también es superior al de las señales RZ-OOK [27].

Figura 3.25. Montaje típico en bucle re-circulante utilizado como banco de pruebas.

Concretamente, se observan los siguientes comportamientos [30]:

- Las señales DPSK con detección balanceada muestran una mayor tolerancia al filtrado con anchos de banda inferiores al ancho de banda óptimo que las señales DPSK con detección simple y que las señales OOK.

- Las señales RZ OOK tienen, aproximadamente, la misma sensibilidad que

las señales RZ DPSK con detección simple para anchos de banda mayores que 2R, siendo R el régimen binario de la señal. Para anchos de banda inferiores, la apertura del diagrama de ojo en señales OOK puede disminuir drásticamente debido a distorsiones causadas por el filtro. En el caso de señales DPSK, estas distorsiones debidas al filtrado son mitigadas por el MZI.


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- Cuando la demodulación de la señal DPSK se realiza a través de un filtro de banda estrecha, la calidad de la señal obtenida es mucho peor que en el caso de que la demodulación se realice a través de un MZI.

3.4.3.- Partial differential phase shift keying (Partial DPSK) Como se ha expuesto antes, el demodulador DPSK está normalmente basado en un MZI cuyo retraso relativo entre sus dos brazos está fijado a un periodo de bit de la señal recibida. La idea del formato de modulación Partial DPSK es reducir el retraso relativo entre los dos brazos del MZI a un valor inferior al periodo de bit de la señal recibida y así contrarrestar la degradación que ha sufrido la señal al atravesar el enlace óptico, mejorando la sensibilidad del receptor DPSK. Por lo tanto, más que un formato de modulación, Partial DPSK es un método de demodulación. Cuando el retraso relativo entre los dos brazos del MZI es inferior a un periodo de bit de la señal recibida, un bit determinado interfiere parcialmente consigo mismo y parcialmente con el bit adyacente. Aunque en un canal cuya CD neta fuera nula esto causaría una penalización en la calidad de la señal recibida, cuando la CD neta presente en el canal es no nula, es posible optimizar el receptor para obtener una señal de mejor calidad. De hecho, el ajuste del ancho de banda del filtro de recepción y del retraso relativo entre los brazos del MZI lleva a un aumento notable de la tolerancia de la señal a la dispersión cromática, sin pérdida de OSNR [33]. Más aún, la degradación que sufre la señal debida a imperfecciones del canal es mitigada mediante la reducción del retraso relativo entre los brazos del MZI por debajo del periodo de bit de la señal recibida [31]. Cuando un bit interfiere parcialmente consigo mismo y parcialmente con el bit adyacente, como es el caso del formato Partial DPSK, la parte del bit que interfiere consigo misma produce una interferencia constructiva en cada periodo de bit. Esta interferencia constructiva aporta un buffer entre bits tras la demodulación que minimiza el ISI causado por la parte del bit que interfiere con el bit adyacente [31]. La tolerancia al ISI proporcionada por la interferencia constructiva citada es menos eficiente en presencia del fenómeno PMD. Este fenómeno origina un retraso relativo entre los dos estados de polarización de la luz que se propaga por la fibra, haciendo que la localización temporal de la interferencia constructiva varíe en el tiempo y que el ISI sea más intenso [31]. La Fig. 3.26 [32] muestra, para diferentes valores de la CD, la penalización en el OSNR para una BER de 10-3 en función de la diferencia entre el retraso relativo entre los brazos del MZI y el periodo de bit de la señal transmitida, expresada esta diferencia en tanto por ciento. Dicha señal transmitida tiene un régimen binario igual a 40 Gb/s y un formato RZ-DPSK. En la citada figura, se puede apreciar que, a medida que aumenta la CD, la curva se desplaza hacia la izquierda del punto central, donde la diferencia entre el retraso relativo entre


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los brazos del MZI y el periodo de bit de la señal transmitida es nula, lo que significa que, para una recepción óptima de la señal, el retraso relativo entre los brazos del MZI es menor cuanto mayor sea la CD neta del sistema.

Figura 3.26. Penalización en el OSNR debida a un ajuste no óptimo en el retraso relativo entre los brazos del MZI.

Por otra parte, de la Fig. 3.27 [33] se puede deducir que la tolerancia a la CD puede ser más que duplicada mediante la optimización del retraso relativo entre los brazos del MZI y del ancho de banda del filtro de recepción. Se puede ver en esta figura que dispersiones superiores a 50 ps/nm causan una penalización importante en sistemas DPSK; sin embargo, en el caso de Partial DPSK, la máxima dispersión tolerada crece notablemente, ya que el deterioro del factor de calidad con el aumento de la CD es muy suave. El hecho de que la señal Partial DPSK muestre una mayor tolerancia a la CD que la señal DPSK común puede entenderse si se tiene en cuenta que, conforme se reduce el retraso relativo entre los dos brazos del MZI, la señal DPSK es parcialmente convertida en una señal duobinaria. Esta señal duobinaria, al tener un ancho de banda inferior a la señal DPSK para un régimen binario específico, soporta un filtrado de ancho de banda más estrecho que el que precisa la señal DPSK, ofreciendo, por tanto, una mayor tolerancia a la CD (ver apartado 3.3.4). Esta mejora en la tolerancia a la CD se obtiene a expensas de cierta degradación en el OSRN, ya que, a medida que la señal DPSK se convierte en una señal duobinaria, la potencia en uno de los puertos del MZI aumenta con respecto a la potencia en el otro puerto del interferómetro, dejando de producirse, por tanto, una detección perfectamente balanceada de la señal [33]. En el terreno de los sistemas WDM, se ha demostrado experimentalmente que, en el caso de que las señales multiplexadas sean Partial DPSK, es posible fijar el


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espaciado inter-canal a 50 GHz sin que se produzca interferencia importante entre los distintos canales [31], [33], [34]. Otro beneficio que ofrece el formato Partial DPSK es que permite la coexistencia de señales a 10.7 Gb/s y a 43 Gb/s en un mismo sistema WDM (sistema híbrido), satisfaciendo, de este modo, los crecientes requisitos de tráfico y permitiendo, al mismo tiempo, el uso de infraestructuras ya existentes. Sobre estos sistemas híbridos han sido detectados numerosos problemas cuando las señales a 10.7 Gb/s están moduladas en amplitud e interaccionan con señales a 43 Gb/s que están moduladas en fase. Experimentalmente se ha demostrado que utilizado Partial DPSK como formato de modulación para las señales a 43 Gb/s, el impacto producido por las señales OOK a 10.7 Gb/s se reduce. Esta robustez frente al formato de modulación de las señales que se transmiten en canales adyacentes hace que, cuando se utiliza el formato Partial DPSK para las señales moduladas en fase, no sea necesario introducir bandas de guarda entre los canales adyacentes, lo que permite cubrir futuras demandas de tráfico [35].

Figura 3.27. Factor de calidad frente a la dispersión neta en un receptor óptimo (Sistema trabajando a 42.7 Gb/s). Las líneas punteadas corresponden a un filtro de ancho de banda 50 GHz y a un retraso relativo entre los brazos del MZI igual al periodo de la señal recibida. Las líneas sólidas corresponden a un filtro de ancho de banda óptimo y a un retraso entre los brazos del MZI también óptimo. El % se refiere al ciclo de trabajo de la señal RZ.

Capítulo 3 - Formatos de modulación para altos...

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