OPTIMIZACIÓN DE LA RAZÓN SEÑAL A RUIDO DE UN RECEPTOR A 115 GHZ PARA FINES RADIOASTRONÓMICOS.

MEMORIA PARA OPTAR AL TÍTULO DE INGENIERO CIVIL ELECTRICISTA

CRISTIÁN CLAUDIO VÁSQUEZ DROUILLY

PROFESOR GUÍA: JORGE MAY

MIEMBROS DE LA COMISIÓN:

HELMUTH THIEMER LEONARDO BRONFMAN

FERNANDO PAVEZ

SANTIAGO DE CHILE ENERO 2007

Universidad de Chile Facultad de Ciencias Físicas y MatemáticasDepartamento de Ingeniería Eléctrica

RESUMEN DE LA MEMORIA PARA OPTAR AL TÍTULO DE INGERIERO CIVIL ELECTRICISTA POR: CRISTIÁN VÁSQUEZ DROUILLY FECHA: 06 / MARZO / 2007 PROF. GUÍA: Sr. JORGE MAY

“OPTIMIZACIÓN DE LA RAZÓN SEÑAL A RUIDO DE UN RECEPTOR A 115 GHZ PARA

FINES RADIOASTRONÓMICOS”.

Esta memoria se enmarca en una iniciativa del Departamento de Astronomía de la Universidad de Chile, la cual tiene por principal finalidad modernizar el receptor de alta frecuencia del radiotelescopio que opera en colaboración con la Universidad de Harvard.

El receptor en cuestión es el 1.2m Southern Millimeter-Wave Telescope (SMWT), el cual ha operado desde 1983 y está ubicado en Cerro Tololo Interamerican Observatory (CTIO), al interior de La Serena, Chile.

Este receptor ha sido objeto de dos modificaciones y el objetivo de la presente memoria es estudiar una eventual tercera modificación.

1. La primera modificación fue la incorporación de un nuevo oscilador del tipo Gunn, en reemplazo del oscilador local original del tipo Klystron.

2. La segunda modificación fue la incorporación de un amplificador HEMT en la primera etapa de recepción.

Y la tercera modificación, que es la que concita el mayor interés dentro de la presente

memoria, será estudiar las técnicas para la eliminación de la banda imagen de la señal recibida por el receptor. Todas estas modernizaciones buscan alcanzar menores niveles de ruido, ampliar el rango de operación del receptor y mejorar su sensibilidad.

Por otro lado, el conocimiento teórico y práctico que se obtiene sobre los amplificadores HEMT, los osciladores Gunn, las tecnologías de alta frecuencia y las alternativas existentes para solucionar el problema de la banda imagen serán de gran utilidad en futuros proyectos.

Esta memoria logró múltiples objetivos, entre los que destacan:

• La caracterización del funcionamiento del receptor del SMWT, tanto con su configuración original como con sus últimas modernizaciones. • Se caracterizó y estudió el receptor del SMWT para la eventual incorporación de un método capaz de solucionar el problema de la banda imagen, recomendándose un supresor de banda lateral o SSB fuera del termo. • Además, se recomienda incorporar un nuevo amplificador HEMT dentro del termo, aprovechando la experiencia lograda en la modernización previamente realizada en el receptor.

Esta memoria espera ser un aporte para vincular la ingeniería y la astronomía de nuestro

país y así enfrentar los desafíos que se presentarán en un futuro próximo con la instalación en Chile de los nuevos grandes proyectos radioastronómicos, los cuales nos obligarán a ser no sólo espectadores o anfitriones de los mismos, sino también ser capaces de aportar en su desarrollo e implementación.

Para mi abuelito Lucho, me hubiese gustado que estuviese aquí…

Agradecimientos Pido disculpas, pues de seguro quedará mas de alguien fuera de esta página, son tantas las personas a las que le debo en cierta medida haber terminado mi memoria, que espero que de no aparecer aquí, no crean que me importan menos que las que si aparecen. Quiero agradecer a mi familia, sin los cuales jamás podría haber alcanzado esta meta, también a Bélgica, sin quien no habría perseverado en los momentos difíciles. Agradezco de igual manera a mis amigos, Ítalo, Francisco, Rodrigo, Priscila, Khalil, Nicolás, Daniel, Sebastián y Felipe, los cuales siempre estuvieron dándome ánimo en los días de duro estudio. También quiero agradecer a los profesores que formaron parte en la comisión examinadora de esta memoria, a don Jorge May, por brindarme la oportunidad de hacer esta memoria, por sus siempre enriquecedores comentarios y su confianza en mí. A don Leonardo Bronfman, por su siempre buena disposición y confianza. A don Fernando Pavez, por su gran voluntad y paciencia al momento de aclarar mis inquietudes intelectuales y por su amistad. Otras personas a las cuales no puedo dejar de mencionar y que me prestaron cooperación al momento de entender conceptos que me presentaron dificultad son, Nicolás Reyes, Mario Vielma, Walter Max-Moerbeck, don Guillermo Cifuentes y don Fernando Olmos, gracias por su tiempo y ayuda. Quiero realizar una mención especial a gente que no participo directamente en la confección de esta memoria, pero que sin sus consejos y palabras jamás hubiese llegado a esta instancia, a don Nelson Zamorano, a don Humberto Fuenzalida, a don Néstor Becerra, don Roberto Aviles, don Ricardo Silva, Felipe Torres, a la señora Susana Garay, a la señora Lily Leal, a Jimmy, a la Sonia y a Johanna, muchas gracias por todo. Tengan todos por seguro que pensé en ustedes en algún momento de la confección de esta memoria.

Índice general 1. Introducción……………………………………………………………………………..... 1 1.1. Motivación………………………………………………………………………….……. 1 1.2. Objetivos…………………………………………………………………………………. 2 1.2.1. Objetivos generales………………………………………………………………… 2 1.2.2 .Objetivos específicos………………………………………………………………. 2 1.3. Estructura del presente informe………………………………………………………….. 3 2. Las señales provenientes desde el espacio ………………………………………………. 4 2.1. Mecanismos de radiación electromagnética.……………………………………….…….. 5 2.2. Detección de señales débiles en la banda de microondas ……………………………….. 8 3. Descripción general de un radiotelescopio.……………………………………………... 10 3.1. Introducción…………………………………….………………………………….…….. 10 3.2. Receptor superheterodino………………………………………………………………... 11 3.3. Ruido en recepción………………………………………………………………………. 13 3.3.1. Mecanismos de ruido………………………………………………………………. 13 3.3.2. Ruido del sistema…………………………………………………………………... 15 3.3.3. Figuras de mérito del ruido……………………………………………………….... 17 3.3.4. Rango dinámico……………………………………………………………………. 19 4. Tecnologías de recepción modernas en la banda milimétrica………………………….. 21 4.1. Receptores a baja temperatura…………………………………………………………… 21 4.2. Diodo Schottky………………………………………………………………………….. 22 4.2.1. Principios de funcionamiento……………………………………………………… 22 4.2.2. Características eléctricas…………………………………………………………… 22 4.2.3. Características constructivas……………………………………………………….. 23 4.2.4. Ventajas y desventajas de los diodos Schottky…………………………………….. 24 4.3. High Electron Mobility Transistor: HEMT……………………………………………… 25 4.3.1. Principios de funcionamiento……………………………………………………… 25 4.3.2. Comportamiento…………………………………………………………………… 26 4.3.3. Circuito equivalente……………………………………………………………….. 26 4.3.4. Diseños actuales…………………………………………………………………… 27 4.3.5. Elección del dispositivo…………………………………………………………… 28 4.3.6. Ventajas y desventajas de los HEMT………..…………………………………….. 29 4.4. Superconductor Insulator Superconductor: SIS…………………………………………. 30 4.4.1. Principio de funcionamiento……………………………………………………….. 30 4.4.2. Características constructivas……………………………………………………….. 31 4.4.3. Características de ruido…………………………………………………………….. 32 4.4.4. Ventajas y desventajas de los mezcladores SIS……………………………………. 33 4.5. Hot Electron Bolometer: HEB…………………………………………………………… 34 4.5.1. Principio de funcionamiento……………………………………………………….. 34 4.5.2. Características constructivas……………………………………………………….. 35 4.5.3. Ventajas y desventajas de los HEB………………………………………………… 35 4.6. Tecnologías según banda de frecuencia………………………………………………….. 36

5. Receptor del 1.2m Southern Millimeter-Wave Telescope SMWT Columbia-U. De Chile……………………………………………….................................. 37 5.1. Descripción general del radiotelescopio…………………………………………………. 37 5.2. Sistema receptor………………………………………………………………………….. 38 5.2.1. Primera etapa o (front end)………………………………………………………… 38 5.2.2. Primera etapa de frecuencia intermedia……………………………………………. 39 5.2.3. Segunda etapa de frecuencia intermedia y espectrómetro…………………………. 39 5.3. Oscilador Local…………………………………………………………………………... 43 5.3.1. Oscilador local original…………………………………………………………….. 43 5.3.1.1. Principio de funcionamiento…………………………………………………. 44 5.3.1.2. Características del Klystron usado en el oscilador…………………………… 45 5.3.2. Modernización del Oscilador original del receptor por uno del tipo Gunn………... 46 5.3.2.1. Principios de operación del oscilador Gunn…………………………………. 46 5.3.2.2. Características del oscilador Gunn…………………………………………… 49 5.3.3. Comparación con el Klystron……………………………………………………… 50 5.3.4. Principios de funcionamiento y especificaciones de los componentes del oscilador local........................................................................................................... 50 5.3.5. Aspectos básicos sobre el Phase Lock Loop……………………………………….. 51 5.4. Amplificadores…………………………………………………………………………… 54 5.4.1. Incorporación del amplificador HEMT…………………………………………….. 55 5.4.2. Nuevo diseño del front-end del receptor del SMWT……………………………..... 56 5.5. Harmonic mixer.................................................................................................................. 57 5.6. Diplexor.............................................................................................................................. 57 5.7. Atenuadores........................................................................................................................ 58 5.8 Aislador............................................................................................................................... 59 5.9. Acoplador direccional……………………………………………………………………. 60 5.10. Conectores y guías de onda……………………………………………………………... 61 5.11. Otros instrumentos en la misma banda de frecuencias…………………………………. 62 6. Estudio realizado para solucionar el problema de la banda imagen………………….. 63 6.1. Explicación del problema………………………………………………………………… 63 6.2. Tecnologías disponibles………………………………………………………………….. 68 6.2.1. Mediante uso de Filtros…………………………………………………………….. 68 6.2.1.1. Principio de funcionamiento…………………………………………………. 68 6.2.1.2. Ventajas y desventajas……………………………………………………….. 70 6.2.1.3. Posibilidades de implementación…………………………………………….. 70 6.2.1.4. Rediseño del receptor incluyendo un filtro…………………………………... 72 6.2.2. Mediante técnicas de digitalización………………………………………………... 73 6.2.2.1. Principio de funcionamiento…………………………………………………. 73 6.2.2.2. Ventajas y desventajas……………………………………………………….. 73 6.2.3. Mediante mezcladores separadores o elimina banda………………………………. 74 6.2.3.1. Principio de funcionamiento…………………………………………………. 74 6.2.3.2. Ventajas y desventajas……………………………………………………….. 77 6.2.3.3. Posibilidades de implementación…………………………………………….. 78

6.3. Elección de la tecnología a usar en el receptor del 1.2m Southern Millimeter-Wave Telescope (SMWT) Columbia-U. De Chile………................ 79 6.3.1. Rediseño del receptor incluyendo un SSB…………………………………………. 79 6.3.2. Diagrama preliminar del SSB que necesita el receptor del SMWT………………... 81 6.3.3. Análisis teórico del ruido del receptor del SMWT operando DSB y SSB………… 81 6.3.4. Partes del SSB……………………………………………………………………… 84 6.3.5. Adquisición de las componentes del SSB………………………………………….. 85 6.3.6. Diseño de híbridos…………………………………………………………………. 94 6.3.7. Problemas de diseño……………………………………………………………….. 98 6.3.8. Ideario de una eventual incorporación de un SSB…………………………………. 98 7. Conclusiones………………………………………………………………………………. 99 7.1. Conclusiones de los objetivos generales………………………………………………… 99 7.2. Conclusiones de los objetivos particulares……………………………………………… 99 Bibliografía………………………………………………………………………………....... 100 Anexo……………………………………………………………………………………......... 103 A.1 Transiciones rotacionales……………………………………………………………... 103 B.1 Ángulo sólido…………………………………………………………………………. 107 C.1 Barrera de Potencial…………………………………………………………………... 108 D.1 Tipos de HEB…………………………………………………………………………. 110 D.2 Acopladores direccionales e Híbridos………………………………………………… 113 D.3 Microstrip……………………………………………………………………………... 118 E.1 Otros radiotelescopios en la banda entre los 85 [GHz] a los 115 [GHz]……………... 120 F.1 Diseño del SSB……………………………………………………………………….. 133 G.1 Hoja de datos H315…………………………………………………………………… 142 G.2 Hot cold test o Y método……………………………………………………………… 143 H.1 Pruebas realizadas al receptor…………………………………………........................ 144 H.2 Análisis del ruido del receptor del SMWT…………………………………………… 152

Índice de figuras 2.1: Radiación recibida desde la fuente M82…………………………………………………. 7 2.2: Transmisión atmosférica en la banda submilimétrica, donde cada color representa un nivel de humedad………………………………………. 8 2.3: Simulación del interferómetro ALMA…………………………………………………… 9 3.1: Detalle de la heterodinación entre señales de frecuencia f1 y f2......................................... 10 3.2: Receptor Superheterodino……………………………………………………………….. 11 3.3: Estructura típica de un sistema receptor superheterodino sin etapa de preamplificación…………………………………………………………….. 12 3.4: Atenuación debido a componentes gaseosos, niebla y precipitaciones para las transmisiones a través de la atmósfera…………………………………………... 16 3.5: Rango dinámico para un elemento tal como un receptor, mezclador o amplificador……. 20 4.1: Corte transversal de un diodo Shottky típico…………………………………………….. 23 4.2. Izquierda: Diagrama de bandas de energía de un HEMT genérico Derecha: Estructura de un HEMT AlGaN / GaN………………………………………… 25 4.3: Circuito equivalente simplificado de un HEMT…………………………………………. 27 4.4: Medidas de ruido para un HEMT AlInAs / GaInAs / InP de última generación en función de la frecuencia…………………………………………………... 29 4.5: Izquierda: bandas de energía de un SIS Derecha: curva I-V donde se aprecia la fuerte no linealidad de estos dispositivos……… 31 4.6: Izquierda: Bloque mezclador con la cubierta removida Derecha: esquema de un mezclador SIS…………………………………………………. 32 4.7. Detalle de una juntura para un dispositivo HEB…………………………………………. 35 4.8. Comparación de diferentes tecnologías de recepción en cuanto a ruido y frecuencia…… 36 5.1: Izquierda: El telescopio en su ubicación en el CTIO Derecha: El receptor en el Laboratorio de Cerro Calán, donde se encuentra actualmente………………………………………………………….. 37 5.2: Primera etapa o front end………………………………………………………………… 38 5.3: Primera etapa de frecuencia intermedia………………………………………………….. 39 5.4: Segunda etapa de frecuencia intermedia y espectrómetro……………………………….. 40 5.5: Diagrama completo del receptor del SMWT…………………………………………….. 41 5.6: Espectro típico del CO obtenido usando el radiotelescopio SMWT…………………….. 42 5.7: Estructura que tenía el receptor del SMWT con el antiguo oscilador local tipo Klystron....................................................................... 44 5.8: Esquema básico de un Klystron………………………………………………………….. 45 5.9: Característica corriente-voltaje de un dispositivo Gunn…………………………………. 46 5.10: Dispositivo Gunn en modo de tiempo de tránsito………………………………………. 47 5.11: Dispositivo Gunn en modo de carga espacial limitada…………………………………. 47 5.12: Ejemplo de configuración de oscilador Gunn…………………………………………... 48 5.13: Otro ejemplo de configuración de oscilador Gunn……………………………………... 48 5.14: Oscilador Gunn de J. E. Carlstrom Co.............................................................................. 49 5.15: Potencia de salida versus frecuencia para el oscilador Gunn de J. E. Carlstrom Co. (Datos reportados por el fabricante)…………………………………………………….. 51 5.16: Configuración básica de un Phase Lock Loop………………………………………….. 51 5.17: Phase Lock Loop para oscilador Gunn de XL Microwave............................................... 52 5.18: Estructura que tiene el receptor del SMWT con el nuevo oscilador local tipo Gunn…... 53

5.19: Curvas de ganancia y figura de ruido (ambas en dB) en función de la corriente de bias (en mA)…………………………………………... 55 5.20: Amplificadores HEMT adquiridos gracias a la colaboración entre la Universidad de Chile y CALTECH…………………………………………………….. 55 5.21: Estructura que tiene el receptor del SMWT luego de la incorporación del amplificador HEMT y el aislador…………………………………………………... 56 5.22: Harmonic mixer para banda W de Pacific Millimeter Products……………………….. 57 5.23: Atenuador giratorio……………………………………………………………………... 58 5.24: Atenuador para banda W……………………………………………………………….. 59 5.25: Funcionamiento del aislador (rotación de Faraday)……………………………………. 60 5.26: Esquema de funcionamiento del acoplador direccional………………………………… 61 5.27: Conectores de radiofrecuencia usados. De izquierda a derecha, BNC, N y SMA……… 61 6.1: Diagrama de bloques de un receptor similar al del SMWT donde se observa el problema de la banda imagen…………………………………………………………. 63 6.2: Problema de la banda imagen……………………………………………………………. 64 6.3: Primer caso del problema de la banda imagen…………………………………………… 65 6.4: Segundo caso del problema de la banda imagen…………………………………………. 66 6.5: Tercer caso del problema de la banda imagen…………………………………………… 67 6.6: Filtro de Millitech que opera a 100 [GHz] (arriba) y su característica de ancho de banda (abajo)………………………………………………………………… 69 6.7: Diagrama de bloques simplificado del receptor SAO……………………………………. 71 6.8: Diagrama de bloques de la implementación de un filtro en el receptor del SMWT…….. 72 6.9: Diagrama de bloques de un SSB…………………………………………………………. 74 6.10: Separación real de la banda lateral en dB…………………………………………..... 77 6.11: Diagrama de bloques de la implementación de un SSB en el receptor del SMWT……. 78 6.12: Diagrama preliminar del receptor con el mezclador de rechazo de imagen incluido…... 80 6.13: Diagrama del SSB que se implementaría en el SMWT………………………………… 81 6.14: Diagrama del receptor actual…………………………………………………………… 83 6.15: Diagrama del receptor con el SSB incluido…………………………………………….. 84 6.16: SSB dentro del termo con híbrido de RF……………………………………………….. 86 6.17: Híbrido RF de Millitech………………………………………………………………… 86 6.18: Mezclador de Millitech…………………………………………………………………. 87 6.19: Tees Millitech…………………………………………………………………………… 88 6.20: Híbrido IF……………………………………………………………………………….. 88 6.21: Terminación RF………………………………………………………………………… 89 6.22: Diagrama del receptor con el SSB dentro del termo……………………………………. 89 6.23: Mezclador de Millitech…………………………………………………………………. 90 6.24: Diagrama del receptor con el SSB fuera del termo……………………………………... 91 6.25: SSB fuera del termo sin híbrido de RF…………………………………………………. 92 6.26: Desfasadores modelos VPS-10-R0000 (izquierda) y DRP-10-R0000 (derecha), ambos de Millitech…………………………………………. 92 6.27: Diagrama del receptor con el SSB fuera del termo……………………………………... 93 6.28: Híbrido branchline con seis ramas……………………………………………………... 96 6.29: Empalmes en forma de T del E-plano, interconectados por las guías de onda…………. 96 6.30: Circuito equivalente de un empalme en T del E-plano, dado por Marcuvitz…………... 96 6.31: Híbrido WR-10…………………………………………………………………………. 97 6.32: Valores medidos (MS) y simulados (QWB)……………………………………………. 97

A.1.1: Configuración de una molécula diatómica……………………………………………. 103 A.1.2: Distintos niveles de energía rotacional……………………………………………….. 104 A.1.3: Modelo más realista de una molécula diatómica, donde la conexión entre átomos es como un resorte………………………………….. 105 A.1.4: Diferentes estados vibracionales………………………………………………………. 106 B.1.1: Representación de un ángulo sólido…………………………………………………… 107 C.1.1: Barrera cuántica con anchura W en la dirección z…………………………………….. 109 D.1.1: Curva resistencia-temperatura de un dispositivo HEB real…………………………… 111 D.1.2.: Estructura del micropuente en un HEB del tipo diffusion-cooled. Se ven claramente los electrodos de oro y el micropuente de Nb. El tamaño de este dispositivo es 150 [nm] de largo por 75 [nm] de ancho…………... 112 D.2.1: Acoplador direccional en dos líneas de transmisión acopladas implementado en un microstrip…………………………………………….. 113 D.2.2: Híbrido de Wilkson……………………………………………………………………. 114 D.2.3: Híbrido de Lange……………………………………………………………………… 115 D.2.4: Híbrido cuadrado……………………………………………………………………… 116 D.2.5: Híbrido de anillo………………………………………………………………………. 117 D.2.6: Diseño de híbrido de anillo que aumenta el ancho de banda………………………….. 117 D.3.1: Línea de Microstrip……………………………………………………………………. 118 E.1.1: Arreglo de los preamplificadores del receptor SEQUOIA…………………………….. 120 E.1.2: Diagrama de bloques del oscilador local del receptor SEQUOIA…………………….. 121 E.1.3: Gráfico del ruido de un MMIC preamplificador versus la frecuencia (izquierda) y un MMIC preamplificador (derecha) del receptor SEQUOIA………………………... 121 E.1.4: Gráfico de las perdidas del aislador versus la frecuencia (izquierda) y un aislador (derecha) del receptor SEQUOIA………………………………………… 122 E.1.5: Gráfico de la ganancia de conversión versus la frecuencia (izquierda) y un diagrama del interior del mezclador (derecha) del receptor SEQUOIA…………... 122 E.1.6: Instalaciones del receptor IRAM………………………………………………………. 123 E.1.7: Simulación de las instalaciones del proyecto ALMA…………………………………. 124 E.1.8: Fotografía de las instalaciones de ATCA……………………………………………… 126 E.1.9: Radiotelescopio de MOPRA, ubicado en Australia…………………………………… 127 E.1.10: Radiotelescopio de NANTEN, ubicado en Pampa la Bola, Atacama Chile…………. 128 E.1.11: Temperatura de ruido y pérdidas del receptor gemelo a temperatura ambiente……… 129 E.1.12: Diagrama del receptor gemelo con el front-end modificado con dispositivos SIS y HEMT. La sección delimitada por líneas punteadas se encuentra enfriada a 4.2 [K]…………………………………………………………………….. 130 E.1.13: Radiotelescopio de Metsähovi……………………………………………………….. 131 G.2.1: Esquema del hot cold test o Y método………………………………………………… 143 H.1: Diagrama de conexión del receptor operando con el oscilador Klystron……………...... 146 H.2: Diagrama de conexiones para prueba de oscilador Gunn en el laboratorio……………... 148 H.3: Diagrama de bloques del receptor actual con su temperatura de ruido.……………......... 152

Índice de Tablas 2.1: Principales líneas espectrales en la banda entre 85 [GHz] y 115 [GHz] según la International Astronomical Union……………………………………………… 5 5.1: Datos básicos oscilador Gunn de J. E. Carlstrom Co……………………………………. 50 5.2: Otros receptores que operan en la banda 85 [GHz] -115 [GHz]…………………………. 62 6.1: Temperaturas de ruido y ganancia de cada uno de los dispositivos actuales del receptor, en particular desde el FET hasta el horn o bocina……………………………………….. 82 E.1: Cuadro de características de los receptores ubicados en las instalaciones del IRAM…… 123 E.2: Datos técnicos del proyecto ALMA……………………………………………………... 125 E.3: Características de los receptores SEST………………………………………………….. 132 E.4: Características de los espectrómetros de los receptores SEST…………………………... 132 F.1: Características eléctricas del híbrido escogido…………………………………………... 133 F.2: Características mecánicas del híbrido escogido…………………………………………. 133 F.3: Características eléctricas del mezclador escogido……………………………………….. 134 F.4: Características mecánicas del mezclador escogido……………………………………… 134 F.5: Características Tees Aeronave............................................................................................ 135 F.6: Características Tees Millitech............................................................................................. 135 F.7: Características Híbrido IF................................................................................................... 136 F.8: Características eléctricas de la terminación RF escogida………………………………... 136 F.9: Características mecánicas de la terminación RF escogida………………………………. 137 F.10: Características eléctricas del mezclador escogido……………………………………… 138 F.11: Características mecánicas del mezclador escogido…………………………………….. 139 F.12: Características eléctricas del desfasador VPS escogido………………………………... 140 F.13: Características mecánicas del desfasador VPS escogido………………………………. 140 F.14: Características eléctricas del desfasador DRP escogido……………………………….. 141 F.15: Características mecánicas del desfasador DRP escogido………………………………. 141 G.1: Hoja de datos H315............................................................................................................ 142 H.1: Parámetros iniciales del receptor (sin usar el HEMT)....................................................... 151 H.2: Parámetros del receptor utilizando el HEMT (variando Vg)……………………………. 151 H.3: Situación del receptor antes de la incorporación del amplificador HEMT……………… 152 H.4: Situación del receptor después de la incorporación del amplificador HEMT…………... 152 H.5: Situación del receptor ante la eventual incorporación de un SSB mas el amplificador HEMT actual………………………………………………………. 153 H.6: Situación del receptor ante la eventual incorporación de un SSB mas dos amplificador HEMT……………………………………………………………. 153

Glosario de siglas 2SB Sideband Separation Receiver ALMA Atacama Large Millimeter Array AOS Acousto-Optical Spectrometer ATCA Australia Telescope Compact Array CCIR International Radio Consultative Committee CfA Center of Astrophysics CNC Control Numérico Computarizado CO Monóxido de carbono CTIO Cerro Tololo Interamerican Observatory DAS Departamento de Astronomía DSB Double Sideband Receiver FCRAO Five College Radio Astronomical Observatory FET Field Effect Transistors FI o IF Frecuencia Intermedia H2 Molécula de hidrógeno HEB Hot Electron Bolometer HEMT High Electron Mobility Transistor LNA Low Noise Amplifier LSB Low Side Band LSA Limited space-charge LSR Local Standard of Rest MDS Minima Señal Detectable MMIC Circuito Integrado Monolítico de Microondas MPIfR Max-Planck-Intitut für Radioastronomie OL o LO Oscilador Local PLL Phase Lock Loop RD Rango Dinámico RF Radio Frecuencia

NS o SNR Razón señal a ruido

SAO Smithsonian Astrophysical Observatory SIS Superconductor Insulator Superconductor SMWT Southern Millimeter-Wave Telescope SOFIA Stratospheric Observatory for Infrared Astronomy SSB Single Sideband Receiver UIT-R Unión Internacional de Telecomunicaciones

(Sector de Normalización de las Radiocomunicaciones) USB Up Side Band VCO Voltage Controlled Oscillator

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1. Introducción 1.1. Motivación

El Departamento de Astronomía de la Universidad de Chile (DAS), en colaboración con la Universidad de Harvard, ha operado desde 1984 un radiotelescopio para la banda milimétrica1, el cual esta ubicado en Cerro Tololo Interamerican Observatory (CTIO), ubicado al interior de La Serena, Chile. Este radiotelescopio fue diseñado para observar a la frecuencia de 115.3 [GHz] permitiendo el estudio de la distribución del hidrógeno molecular H2, por medio de la detección de la línea de emisión2 de la transición3 01→=J de la molécula de monóxido de carbono CO, que es un trazador4 del H2. Este radiotelescopio ha dado origen a importantes publicaciones científicas relacionadas con la estructura de la Vía Láctea ([1], [2], [3], entre otras).

Actualmente el radiotelescopio se encuentra fuera de servicio, pues se han estado realizando una serie de modificaciones que mejorarán su desempeño, permitiendo que nuevamente sea capaz de generar datos de interés científico y realizar labores de apoyo a la docencia en astronomía e instrumentación radioastronómica.

En efecto, el receptor del radiotelescopio 1.2m Southern Millimeter-Wave Telescope o Southern Mini, Columbia-U. de Chile que a lo largo de la memoria recibirá el nombre de SMWT 5 y cuyo estudio es uno de los objetivos de esta memoria, ha sido objeto de dos modificaciones y se quiere estudiar una eventual tercera modificación.

La primera modificación fue la incorporación de un nuevo oscilador6 del tipo Gunn en reemplazo del oscilador local original del tipo Klystron. La segunda modificación fue la incorporación de un amplificador7 HEMT en la primera etapa de recepción. Y la tercera modificación, que es la que concita el mayor interés dentro de la presente memoria, será estudiar las técnicas para la eliminación de la banda imagen de la señal recibida por el receptor8. Todas estas modernizaciones buscan alcanzar menores niveles de ruido, ampliar el rango de operación del receptor y mejorar su sensibilidad.

Por otro lado, el conocimiento teórico y práctico que se pueda obtener sobre los amplificadores HEMT, los osciladores Gunn, las tecnologías de alta frecuencia y las alternativas existentes para solucionar el problema de la banda imagen serán de gran utilidad en futuros proyectos, ya que son estas tecnologías las que están siendo ocupadas actualmente en los receptores más modernos del mundo.

1 Señales cuya longitud de onda (λ) son del orden del milímetro (mm), en particular desde los 2 [mm] hasta 3 [mm]. 2 Banda brillante a una longitud de onda determinada del espectro, emitida directamente por la fuente, y que indica por su longitud de onda un constituyente químico de la misma. 3 Se recomienda revisar el anexo A.1 para entender el concepto de transición rotacional. 4 Trazador o indicador, la molécula de CO guarda una relación empírica con la molécula de H2, por lo que la presencia de CO implica una presencia proporcional de H2. 5 SMWT por su nombre en inglés Southern Millimeter-Wave Telescope. 6 Revisar parte 5.3. de la presente memoria para entender detalles de la función de un oscilador. 7 Revisar parte 5.4. de la presente memoria para entender detalles de la función de un amplificador. 8 Revisar punto 6.1. de esta memoria para entender en que consiste el problema de la banda imagen.

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1.2. Objetivos

En este trabajo se pretenden alcanzar múltiples objetivos, tanto teóricos como prácticos, para ello se han dividido los objetivos en generales y específicos, los cuales se detallan a continuación. 1.2.1. Objetivos generales • Servir de marco de referencia y ser un real aporte para futuros ingenieros y científicos que necesiten entender el funcionamiento de un radiotelescopio típico y en particular del receptor del radiotelescopio de onda milimétrica SMWT. • Caracterizar el funcionamiento del receptor del SMWT con su configuración original, o sea con el antiguo oscilador local del tipo Klystron. • Caracterizar el funcionamiento del receptor del SMWT con la configuración alcanzada luego de la primera modernización realizada en el DAS, o sea con el nuevo oscilador local del tipo del tipo Gunn. • Caracterizar el funcionamiento del receptor del SMWT con la configuración alcanzada luego de la segunda modernización realizada en el DAS, o sea con la incorporación del amplificador HEMT. 1.2.2 .Objetivos específicos • Realizar un estudio comparativo de las tecnologías modernas utilizadas en la primera etapa de recepción en radiotelescopios, tales como los Superconductor Insulator Superconductor (SIS), High Electron Mobility Transistor (HEMT) y los Hot Electron Bolometer (HEB). • Se caracterizará y estudiará el receptor del SMWT para la eventual incorporación de un método capaz de solucionar el problema de la banda imagen, luego de haber escogido una de las tecnologías estudiadas. • Se hará un diseño para la incorporación de la alternativa escogida para solucionar el problema de la banda imagen. • Finalmente se propondrá un ideario para la incorporación de este mecanismo eliminador de banda imagen tomando en consideración las restricciones físicas, eléctricas y económicas del receptor del SMWT.

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1.3. Estructura del presente informe

El primer capítulo busca ser una introducción general al tema, explica las motivaciones y alcances que busca cubrir la presente memoria, además define los objetivos tanto generales como específicos de la misma.

El segundo capítulo es una introducción a los principales objetivos que persigue la radioastronomía.

El tercer capítulo entrega una descripción de un receptor superheterodino9, además hace referencia a los mecanismos de ruido involucrados al momento de analizar una señal radioastronómica.

En el cuarto capítulo se estudiarán las tecnologías de recepción en la banda milimétrica, en particular de los diodos Schottky, amplificadores High Electron Mobility Transistor (HEMT), Superconductor Insulator Superconductor (SIS), Hot Electron Bolometer (HEB), finalmente se realizará un cuadro resumen de todas las tecnologías abordadas en la presente memoria según su banda de frecuencia.

En el quinto capítulo se realizará una descripción detallada del receptor del SMWT, mostrando tanto su configuración original, como la resultante de sus modernizaciones, lo mismo en lo que respecta a sus componentes. También se revisarán instrumentos en la misma banda de frecuencias, entre los que destaca un radiotelescopio gemelo que tiene este receptor.

En el sexto capitulo se revisará el estudio realizado para solucionar el problema de la banda imagen, en este capítulo se explicará en que consiste este problema, las distintas tecnologías disponibles, sus ventajas y desventajas y se recomendará una de las tecnologías para su implementación en el SMWT, esta recomendación incluirá un rediseño del receptor incluyendo la tecnología escogida y un ideario para efectuar dicha incorporación.

En el séptimo capitulo se describen las conclusiones de esta memoria, para ello se abordan cada uno de los puntos descritos en los objetivos.

A continuación se incluye la bibliografía utilizada en la presente memoria. Finalmente se encuentra el anexo, aquí se abordarán en mayor detalle distintos aspectos

que se consideran útiles de explicar para la mejor comprensión de la presente memoria. Destaca en particular el anexo H.1, en el cual se describe una serie de pruebas que se le pueden hacer al receptor, esto con la finalidad de que futuros operarios del mismo cuenten con una planificación detallada para realizarlas.

9 En el transcurso de esta memoria se hará uso indistinto de los conceptos receptor heterodino y superheterodino, dado que ambos conceptos difieren solo del nivel de frecuencia en que trabajan los equipos y no de la idea que se quiere desarrollar.

4

2. Las señales provenientes desde el espacio

Un sistema receptor en cualquier ámbito de las telecomunicaciones esta formado por un conjunto de elementos que procesan una señal electromagnética recibida a través de una antena, con el fin de rescatar información transportada por ella o simplemente para detectar su presencia, procurando agregarle la mínima distorsión posible.

En radioastronomía se busca alcanzar el mismo objetivo, salvo que las señales que se busca procesar son generalmente muy débiles, dado que son señales de origen remoto, las cuales llegan con muy baja intensidad, a diferencia de señales de telecomunicaciones terrestres que por

lo general poseen una alta razón de señal a ruido (NS )10.

Fue así que en el ámbito de las telecomunicaciones comerciales en el año 1931 Karl Jansky, un ingeniero en telecomunicaciones, descubrió una extraña fuente de ruido que interfería las comunicaciones de radio transoceánicas. En ese momento el origen de ese ruido pareció provenir desde el espacio exterior, pero solo fue al cabo de algunos años que se logró determinar el origen de dicho ruido, el cual provenía desde el centro de nuestra galaxia.

Este descubrimiento dio pie para el advenimiento de nuevas técnicas de observación astronómica, la cual utiliza la información proveniente de nuevas bandas de frecuencia que hasta ese momento no habían sido estudiadas, esta nueva técnica se bautizó como radioastronomía.

La importancia de contar con este tipo de información proveniente desde estas bandas de frecuencias es que muchos objetos son visibles solamente en ciertas longitudes de onda, por ejemplo el centro de nuestra galaxia es invisible en la banda óptica, sin embargo es visible en la banda RF.

El presente trabajo se concentrará en las técnicas de observación para la banda RF, en particular en la banda que comprende desde los 85 [GHz] hasta los 115 [GHz].

Dentro de la radioastronomía son dos los tipos de señales que se desean detectar, una la del tipo emisión continua y la otra del tipo línea espectral11.

El receptor del SMWT fue construido para observar líneas espectrales y como se mencionó anteriormente, está siendo modificado para observar la banda comprendida entre los 85 [GHz] hasta los 115 [GHz]. En esta banda de frecuencias las principales líneas espectrales a observar se listan en la Tabla 2.1.

10 En realidad debería decir

NC

, sin embargo, dado que los conceptos NC

, NS

o SNR guardan una intima relación

se usará indistintamente la notación NC

, NS

o SNR para referirse a la razón señal a ruido, teniendo en cuenta que se

refiere a conceptos diferentes. Se recomienda mirar el punto 3.3.3 de la presente memoria para entender mejor este concepto. 11 Se recomienda mirar el anexo A.1 para mayor comprensión del tipo de señales que se desean detectar.

5

Sustancia Frecuencia central [GHz]

Ancho de banda recomendado [GHz]

Silicon monoxide (SiO) 86.243 Desde 86.16 hasta 86.33 Formylium (H13CO+) 86.754 Desde 86.66 hasta 86.84

Silicon monoxide (SiO) 86.847 Desde 86.76 hasta 86.93 Ethynyl radical (C2H) 87.300 Desde 87.21 hasta 87.39

Hydrogen cyanide (HCN) 88.632 Desde 88.34 hasta 88.72 Formylium (HCO+) 89.189 Desde 88.89 hasta 89.28

Hydrogen isocyanide (HNC) 90.664 Desde 90.57 hasta 90.76 Diazenylium (N2H) 93.174 Desde 93.07 hasta 93.27

Carbon monosulphide (CS) 97.981 Desde 97.65 hasta 98.08 Carbon monoxide (C18O) 109.782 Desde 109.67 hasta 109.89 Carbon monoxide (13CO) 110.201 Desde 109.83 hasta 110.31 Carbon monoxide (C17O) 112.359 Desde 112.25 hasta 112.47 Carbon monoxide (CO) 115.271 Desde 114.88 hasta 115.39

Tabla 2.1: Principales líneas espectrales en la banda entre 85 [GHz] y 115 [GHz] según la International Astronomical Union.

2.1. Mecanismos de radiación electromagnética

Según la teoría cuántica los átomos y moléculas poseen ciertos niveles definidos de energía. Es por ese motivo que un compuesto sólo puede absorber y/o emitir fotones con una energía determinada o cuantizada, dada por la diferencia de energía entre dos estados permitidos12. Como la energía de un fotón se relaciona con la frecuencia de éste por medio de la

fórmula υη=E , donde η= π2h , con h la constante de Planck13 y υ es la frecuencia asociada al

fotón. Es así que se dice que en esa frecuencia se produce una línea espectral de ese compuesto. Por otro lado, debido a la agitación térmica de las moléculas de un cuerpo, dado a que este

no se encuentra a 0 [K], y al hecho de que los distintos elementos que componen este cuerpo pueden emitir en frecuencias determinadas, se tiene que un cuerpo negro emitirá una cantidad de radiación en un intervalo υ∂ que depende de la temperatura a través de la Ecuación (2.1).

( ) ( )1.21

2

2

3

υυυυυ

∂

⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛−

=∂⋅KTh

ec

hI

En dicha ecuación c14 representa la velocidad de la luz, h la constante de Planck, ( )υI

corresponde a la potencia radiada por unidad de ángulo sólido15 y υ la frecuencia en Hertz.

12 Se recomienda mirar el anexo A.1 para mayor comprensión de este punto. 13 Cuyo valor es [ ]SJh ⋅⋅= −341063.6 .

14 Cuyo valor es ⎥⎦⎤

⎢⎣⎡=

smc 458.792.299 .

15 Se recomienda mirar el anexo B.1 para entender en que consiste un ángulo sólido.

6

Estos conceptos fueron rápidamente aplicados en la astronomía óptica, permitiendo analizar la composición química y la temperatura de numerosas fuentes hasta entonces no estudiadas, más tarde fueron utilizados en otras bandas de frecuencia, en particular en la banda milimétrica y submilimétrica16.

Es así que cuando un cuerpo se encuentra en movimiento emite un fotón de frecuencia 0υ , este fotón es recibido con una nueva frecuencia υ , por un observador que se encuentra en reposo respecto al cuerpo emisor. Este efecto se conoce como efecto Doppler. La relación entre la frecuencia recibida y la frecuencia original corresponde a la Ecuación (2.2).

( )2.21

1 2

2

0

c

cvυ

υ

υ−

−=

Se observa que estas frecuencias están relacionadas por medio de la velocidad radial v a la

que se desplaza el cuerpo emisor respecto al observador. Utilizando este efecto es posible encontrar la velocidad radial con que se aleja o acerca una fuente hacia el observador en reposo, pues se producirá un corrimiento de las líneas espectrales que se observen, debido al cambio aparente de la frecuencia17.

En la banda de las microondas se realizan observaciones de líneas espectrales de distintas moléculas. En general se trata de transiciones rotacionales18, pues las transiciones de otro tipo tienen mayor o menor energía y por tanto se producen en otras bandas.

Son de particular importancia las líneas del H2, pues este es el elemento más abundante del universo y el cual da origen al nacimiento de estrellas. Lamentablemente, las líneas espectrales de este elemento no son fáciles de observar19, afortunadamente, se pueden utilizar las líneas espectrales del CO, pues este elemento es un trazador del H2. En esta banda también se realizan observaciones de cuerpos que poseen bajas temperaturas, menores a 10 [K], pues el máximo de la emisión de cuerpo negro de estos objetos ocurre dentro de la banda de las microondas. Este es el caso de los estudios que se realizan sobre el fondo de radiación cósmica, que emite con una temperatura de 2,7 [K].

Aparte de los mecanismos de emisión descritos anteriormente, que consisten en procesos de absorción, emisión, o radiación de cuerpo negro, existen otros mecanismos, llamados mecanismos no térmicos. Dentro de ellos destaca la radiación sincrotrónica20. Este tipo de radiación cae en el rango inferior del espectro electromagnético, típicamente en la banda RF.

En la Figura 2.1 se muestra la radiación recibida desde la fuente M8221 en el rango de frecuencias RF, milimétrico, submilimétrico e infrarrojo lejano. En dicha figura se pueden apreciar los aportes realizados por los distintos mecanismos de emisión.

16 Señales cuya longitud de onda (λ) es del orden del micrómetro (μm). 17 Se recomienda mirar el anexo A.1 para mayor comprensión de este corrimiento de las líneas espectrales. 18 Se recomienda mirar el anexo A.1 para mayor comprensión del significado de una transición rotacional. 19 Ya sea porque tienen baja probabilidad de ocurrir, por que no se polarizan frente a la acción de un campo electromagnético externo o bien porque caen en zonas del espectro donde no existen ventanas de observación. 20 Radiación electromagnética emitida por una partícula con carga eléctrica moviéndose en órbitas circulares a velocidades relativistas o cercanas a la luz en un campo magnético. 21 Galaxia irregular, alargada y estrecha, ubicada en la constelación de la Osa Mayor. Se encuentra a unos 12 millones de años luz de la Tierra.

7

Figura 2.1: Radiación recibida desde la fuente M82.

En primer lugar se observa la forma de la curva principal, la que corresponde a una

emisión de cuerpo negro de alrededor de 100 [K]. En la banda RF se observa radiación debida a procesos no térmicos. En la banda milimétrica se encuentran las líneas espectrales de diversas moléculas, mientras que en el infrarrojo lejano se ubican las líneas espectrales de algunos átomos.

En el rango de las microondas existen dos tipos de receptores que son utilizados usualmente en radioastronomía. Por un lado están los bolómetros y por otro lado los receptores coherentes o heterodinos.

Los receptores del tipo bolómetros miden la cantidad de radiación incidente utilizando un sensor térmico, el que aumenta su temperatura en función de la potencia detectada. Esta forma de operar les confiere un gran ancho de banda, sin embargo no poseen resolución en frecuencia, por ello, se pueden utilizar para medir la temperatura de una fuente, pero no pueden ser utilizados para estudios de líneas espectrales.

En cambio, los receptores coherentes poseen un ancho de banda más angosto, pero tienen una buena resolución de frecuencia. Esto los hace idóneos para realizar observaciones de líneas espectrales. Otra característica de los receptores coherentes es que conservan la información de fase de la onda incidente, pudiendo ser utilizados en interferometría.

El receptor que opera la Universidad de Chile en conjunto con la Universidad de Harvard pertenece a esta segunda especie (receptor coherente). Es por ello que el presente trabajo se concentrará en este tipo de receptores, dejando de lado los de tipo bolómetro.

8

2.2. Detección de señales débiles en la banda de microondas Las señales provenientes de fuentes ubicadas en el espacio deben recorrer considerables distancias antes de llegar hasta la Tierra, luego deben atravesar la atmósfera, para finalmente llegar hasta la superficie terrestre. Este trayecto tiene como consecuencia que la potencia de estas ondas sea extremadamente baja, debido a ello se hace necesario contar con tecnologías de recepción capaces de detectar estos bajos niveles de potencia. No obstante, algunas longitudes de onda son completamente absorbidas por los gases atmosféricos, especialmente por el vapor de agua que se encuentra en este, siendo imposible realizar observaciones en esas frecuencias. Afortunadamente, existen una serie de ventanas atmosféricas que permiten observar en la banda de las microondas. En la Figura 2.2 se muestra la transparencia de la atmósfera, para distintos niveles de humedad ambiental, estas transparencias se notan en que su valor de transmisión es distinto de cero para dicha frecuencia en particular.

Figura 2.2: Transmisión atmosférica en la banda submilimétrica, donde cada color representa un

nivel de humedad.

Otro problema que se presenta en la detección de las señales es que no basta con detectar los fotones provenientes desde el espacio, sino que se desea saber exactamente desde dónde provienen. Es por ello que se debe realizar un cuidadoso diseño de la antena receptora, de tal forma que ésta tenga una alta directividad, logrando así una buena resolución angular. De todas formas, la máxima resolución angular que se puede lograr viene dada por el tamaño de la antena parabólica, debido a los efectos de la difracción de las ondas electromagnéticas. Este límite para la

resolución angular viene dado por Dλθ =∂ , donde D es el diámetro de la antena y λ es la

longitud de onda que se está observando.

9

Entonces, para lograr una mejor resolución angular se debe aumentar el tamaño de la antena parabólica, aumentando también el costo de la misma y la potencia de la señal recibida.

Otra solución consiste en utilizar arreglos de antenas, conocidos como interferómetros, en

donde la resolución angular viene dada por Dλθ =∂ , pero esta vez D corresponde a la distancia

entre las antenas, un ejemplo de interferómetro puede ser observado en la Figura 2.3.

Figura 2.3: Simulación del interferómetro ALMA22.

Este trabajo no se concentrará en los problemas de diseño de una antena, sino que en la

resolución del problema de detectar las señales en cuestión. Este problema tiene dos aristas principales.

1. Los bajos niveles de potencias que se deben detectar. 2. Las altas frecuencias de estas señales.

Estos son resueltos por medio de un cuidadoso diseño del receptor y utilizando

dispositivos electrónicos de última generación, especialmente diseñados para este tipo de problemáticas.

22 ALMA por sus siglas en inglés, Atacama Large Millimeter Array.

10

3. Descripción general de un radiotelescopio 3.1. Introducción Un radiotelescopio consiste básicamente en una antena que recoge las señales provenientes de radiofuentes extraterrestres, un receptor que amplifica en una cierta banda dada y un calibrador que genera señales de referencia.

Cuando una señal es recibida por un radiotelescopio que opera en la banda milimétrica, esta no suele ser analizada directamente, ya que por una parte no existen dispositivos digitales que alcancen velocidades de procesamiento tan elevadas23 y por otra parte las señales de interés son tan débiles que no generan niveles de voltaje detectables para su digitalización. En el caso de esta memoria el receptor en el cual se trabajará opera en la banda comprendida desde los 85 [GHz] a los 115 [GHz]. Por este motivo, las señales deben ser bajadas en frecuencia antes de ser analizadas.

El método comúnmente utilizado es la heterodinación, que consiste fundamentalmente en mezclar la señal de alta frecuencia proveniente del espacio con otra proveniente de un oscilador local a una frecuencia cercana, la señal resultante es la suma o diferencia entre ambas señales, esto se puede ver esquematizado en la Figura 3.1.

Figura 3.1: Detalle de la heterodinación entre señales de frecuencia f1 y f2.

Con este método se conserva su información de amplitud y fase pero con una portadora a

una frecuencia menor, llamada frecuencia intermedia (FI o IF), que en el caso del receptor del SMWT corresponde a f1-f2, siendo f1 la señal RF y f2 la señal proveniente del oscilador local OL o LO.

Los receptores superheterodinos construidos para observar líneas espectrales aprovechan esta propiedad para bajar sucesivamente la frecuencia de la señal recibida, y por medio de filtros, lograr un ancho de banda adecuado para observar desplazamientos en frecuencia de líneas espectrales.

23 Según el teorema del muestreo si una señal continua, S(t), tiene una banda de frecuencia tal que fm sea la mayor frecuencia comprendida dentro de dicha banda, dicha señal podrá reconstruirse sin distorsión a partir de muestras de la señal tomadas a una frecuencia fs, siendo fs > 2 fm.

11

Por otro lado, los receptores superheterodinos tienen otras ventajas, tales como: • Las señales de alta frecuencia pueden ser reducidas a frecuencias en las que operan dispositivos disponibles comercialmente, con la consiguiente reducción de costos. • Las señales pueden ser transportadas a una frecuencia intermedia fija (IF), con lo cual los dispositivos que vayan a continuación del mezclador pueden ser de banda fija, facilitando su operación y disminuyendo costos. • Se mejora la selectividad aritmética24 del receptor. 3.2. Receptor superheterodino

Un receptor superheterodino tiene múltiples representaciones, las cuales dependen principalmente de la aplicación, otra representación alternativa a la presentada en la Figura 3.1 es la que se observa en la Figura 3.2.

Figura 3.2: Receptor Superheterodino25.

En este esquema, la señal proveniente del espacio es preamplificada por un amplificador

de bajo ruido (LNA) antes de ser filtrada por un filtro de alta frecuencia, el cual purifica la señal antes de ingresar al diplexor, lugar donde la señal de RF se junta con la señal proveniente del oscilador local.

Posteriormente las dos señales entran juntas al mezclador o mixer donde la señal es llevada a una frecuencia menor, esto mediante el proceso heterodino. La señal de IF que sale del mezclador resulta de esta manera más fácil de detectar y posteriormente procesar con métodos digitales tradicionales.

24 Selectividad aritmética se refiere a la capacidad de seleccionar una determinada banda de frecuencia medida en porcentaje de la frecuencia de operación. Por ejemplo, si se tiene un filtro con un ancho de banda del 2%, la capacidad de filtrado será mayor para una frecuencia de 1 [GHz] (o sea un filtro con ancho de banda de 20 [MHz]) que para una frecuencia de 100 [GHz] (en cuyo caso tendría un filtro con ancho de banda de 2 [GHz]). 25 Donde Sf representa la frecuencia de la señal de entrada, ,

Sf la frecuencia filtrada, OLf la frecuencia generada

por el oscilador local (la que se mezclará con ,Sf ), IFf la frecuencia intermedia y mf la frecuencia muestreada.

12

Entre los múltiples esquemas de un radiotelescopio, las mayores diferencias se presentan en la primera etapa, donde el filtro RF puede estar delante del LNA o incluso puede prescindirse de ambos dispositivos, dejando como primer elemento del receptor a un mezclador de muy alta sensibilidad, esto para disminuir las pérdidas que cada dispositivo introduce. En la Figura 3.3 se puede apreciar la estructura típica de un sistema receptor de esta clase.

Figura 3.3: Estructura típica de un sistema receptor superheterodino sin etapa de preamplificación.

En este caso la señal proveniente desde el espacio es confinada a una guía de onda por medio del Horn o bocina, el cual generalmente se ubica en el foco de la antena. Como se mencionó anteriormente el proceso de conversión de frecuencia es realizado por el mezclador, el cual es un dispositivo no lineal que opera sobre la señal RF proveniente desde el espacio, y sobre la señal proveniente desde el oscilador local (LO o OL).

Como salida se obtiene la heterodinación entre ambas señales, seleccionándose, por medio de un filtro pasa banda, una señal cuya frecuencia corresponde a la resta entre ambas, llamada frecuencia intermedia IF o FI.

Esta señal intermedia (IF), típicamente de algunos GHz es amplificada nuevamente, para posteriormente ser procesada en la siguiente etapa. Por último, la señal es procesada por medio de un espectrógrafo o un detector de ley cuadrática, dependiendo de los propósitos del receptor.

En algunos casos se realiza un nuevo proceso de heterodinación antes de realizar el análisis final de la señal. El objetivo de este último proceso es medir la cantidad de potencia recibida por unidad de frecuencia. De esa forma es posible identificar líneas espectrales y el corrimiento que éstas presentan.

13

3.3. Ruido en recepción En dispositivos electrónicos, el movimiento aleatorio de los portadores de carga generan corrientes y voltajes que varían aleatoriamente en el tiempo. Aunque su característica aleatoria hace que sea imposible predecir su magnitud en un determinado momento, su comportamiento puede ser modelado como ruido blanco, ya que se presenta en todo el espectro de frecuencia.

Hay varios mecanismos por los cuales se genera ruido, sin embargo, hay tres que son los más importantes: shot noise, ruido térmico y flicker noise (llamado también ruido 1/f). 3.3.1. Mecanismos de ruido. Shot Noise:

Es un tipo de ruido que ocurre cuando un número finito de partículas que llevan energía,

tal como electrones en un circuito o fotones en un dispositivo óptico, dan lugar a fluctuaciones estadísticas perceptibles en una medida. La intensidad de este ruido aumenta con la magnitud media de la corriente o la intensidad de la luz.

También se puede interpretar como el ruido provocado por las fluctuaciones en el número de electrones que pasan a través de una barrera de potencial26. Esto provoca corrientes que fluctúan en torno a una corriente promedio I. Luego, el cuadrado de la corriente que provoca el shot noise se calcula con la Ecuación 3.1, donde e27 es la carga del electrón y B el ancho de banda:

( )1.322 eIBiSh =

Ruido Térmico: El ruido térmico (o ruido de Johnson) es importante en telecomunicaciones y otros

sistemas electrónicos, este corresponde al ruido producido por el movimiento de los electrones en los elementos integrantes de los circuitos, tales como conductores, semiconductores, tubos de vacío, etc. Se trata de un ruido blanco, es decir, uniformemente distribuido en el espectro de frecuencias.

Este ruido es producto del movimiento de los portadores dentro de un dispositivo electrónico. La potencia de ruido térmico ( )Tn , es usualmente expresada en dBm como ( )TN y es el producto entre la constante de Boltzman28 (k), la temperatura del sistema en grados Kelvin (T) y el ancho de banda del ruido del sistema en Hertz (bn). El ancho de banda de ruido del sistema (bn) es ligeramente distinto al ancho de banda del sistema (B). De esta forma:

( )2.3nT kTbn =

26 Ver anexo C.1 para entender mejor el concepto de barrera de potencial. 27 Cuyo valor es [ ]Ce 1910602.1 −⋅= .

28 El valor de la constante de Boltzman es .KJ101.38 23-⎥⎦⎤

⎢⎣⎡⋅=k

14

( )( )

( )3.3⎟⎠⎞

⎜⎝⎛

=

HzWn

WnHzb

avepk

avenotn

Donde ( )Wn avenot es la potencia promedio del ruido térmico del sistema sobre todo el

espectro, ⎟⎠⎞

⎜⎝⎛

HzWn avepk es la potencia promedio peak del ruido térmico sobre 1 [Hz] de ancho de

banda y k es la constante de Boltzman. Flicker Noise o 1/f Noise:

El Flicker Noise o 1/f Noise, es una señal con un espectro de frecuencia, tal que la

densidad espectral de la energía es proporcional al recíproco de la frecuencia. Ocurre en muchos campos del estudio y toma su nombre de encontrarse entre el ruido blanco y el ruido rojo o térmico.

Es el ruido producido por un conjunto de fenómenos físicos tales como: • Fluctuaciones en la movilidad de electrones. • Radiación electromagnética y ruido cuántico.

La característica de este ruido es que decrece en forma proporcional a la frecuencia, por

eso su segundo nombre ⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛f1 . En receptores de banda milimétrica este ruido es despreciable en

comparación al ruido térmico.

15

3.3.2. Ruido del sistema

En el sistema receptor existen múltiples orígenes para el ruido, es así que al ruido generado por las múltiples etapas del receptor se le llama ( )eT , también existe el ruido proveniente de la antena, el cual está en términos de la temperatura de la antena ( )AT , luego se tiene que la temperatura del sistema antena-receptor ( )ST es:

( )4.3eAS TTT +=

La temperatura de antena29 ( )AT proviene de distintas fuentes y es captada en la antena por

el lóbulo30 principal. La magnitud de este ruido está relacionado directamente con las características propias de la antena, siendo la directividad uno de los factores más relevantes. Por otra parte la temperatura de antena dependerá de la dirección en la que se apunte el radiotelescopio.

En observaciones de banda milimétrica, las fuentes de ruido más importantes son: 1. El ruido generado por la atmósfera (ver Figura 3.4). 2. El ruido debido a la temperatura de la Tierra. 3. El ruido de radiofuentes de gran intensidad en el espacio, tales como el Sol, la Luna, los planetas, etc. 4. El ruido generado por el hombre debido principalmente a señales de telecomunicaciones con frecuencias cercanas a las que se desea detectar. 5. Ruido generado por el receptor, en particular en su primera etapa (front end).

29 Una antena se comporta como una resistencia, es así que la potencia recibida en la antena es directamente proporcional a la temperatura de la región a la que apunta el haz de la antena, para mayores detalles ver [37]. 30 Lóbulo de mayor importancia que resulta al momento de confeccionar un diagrama de radiación de la antena.

16

Figura 3.4: Atenuación debido a componentes gaseosos, niebla y precipitaciones para las

transmisiones a través de la atmósfera31.

La temperatura de antena de un radiotelescopio apuntando al cielo dependerá de la frecuencia en que se esté trabajando, ya que la atmósfera será más o menos ruidosa.

En la banda milimétrica la atmósfera tendrá una temperatura de ruido que puede variar entre 250 [K] y 600 [K] dependiendo de la elevación en que se apunte con la antena, esto si se tienen buenas condiciones atmosféricas. Con esto, la temperatura de antena vendrá dada por:

• La temperatura debido a la atmósfera. • La temperatura de fondo cósmico. • El ruido que ingresa por los lóbulos laterales y trasero. • Y la temperatura dada por la fuente en cuestión, la cual aporta la fracción más pequeña.

Para observaciones radioastronómicas, en las cuales las fuentes observadas son muy

débiles, cualquier ruido externo a la señal que ingrese perjudicará fuertemente la razón NS de la

señal captada.

31 Figura 4 del informe 719 del (CCIR) UIT-R.

17

3.3.3. Figuras de mérito del ruido

Es importante tomar en cuenta que el ruido, como cualquier otra señal, será atenuado o amplificado. Además, todos los componentes en el receptor añadirán ruido.

Como se verá mas adelante la magnitud de la contribución de ruido por cada componente del receptor será más alta mientras más cercana a la antena se encuentre, de esta forma, se hace imprescindible tener niveles de ruido lo más bajo posible en las primeras etapas de recepción.

La calidad de una señal con respecto al ruido que trae se mide en términos de la razón

señal a ruido ⎟⎠⎞

⎜⎝⎛

NSoSNR la cual tiene la siguiente expresión:

( )5.3deseadonoruidodelPotencia

deseadaseñalladePotenciaSNR =

La calidad de una señal se ve degradada mientras mayor sea la potencia del ruido no

deseado en relación a la señal que se desea detectar. En radioastronomía, el ruido tiende a enmascarar las débiles señales del espacio, limitando

la sensibilidad del sistema receptor. El factor de ruido ( )fn es la razón entre la relación señal a ruido a la entrada y a la salida

de un dispositivo, mientras que la figura de ruido ( )NF es el factor de ruido pero en decibeles. La temperatura de ruido ( )Tn es la conversión del factor de ruido a una temperatura de entrada equivalente32, que de existir produciría cierta potencia de ruido de salida, esta temperatura de ruido se calcula a partir del factor de ruido ( )fn y la temperatura ambiente33 ( )0T la cual se expresa en Kelvin. Para disminuir la temperatura ambiente se suele criogenizar el receptor34, es decir enfriado. El factor de ruido se calcula generalmente para un ancho de banda de 1 [Hz] para luego ser ajustado al ancho de banda del filtro.

( )6.30

0

0 i

i

i

salida

entrada

gnn

NSNS

SNRSNR

fn ===

( ) ( )7.3log10 fnNF ⋅=

( ) ( )8.310 −= fnTTn

32 Las ecuaciones que relacionan la temperatura de entrada equivalente ( )Tn con el factor de ruido ( )fn son:

0

1TT

f nn += , luego ( )[ ]dBfNF nlog10 ⋅= , con T0 la temperatura ambiente expresada en grados Kelvin.

33 Cuyo valor es T0 = 290 [K]. 34 Tanto en Nitrógeno como con Helio, ambos en estado líquido.

18

Donde 0n es el ruido a la salida de un dispositivo, in es el ruido de entrada del mismo y g es la ganancia de este dispositivo. Por convención se usará temperatura de ruido cuando se habla de antenas y figura de ruido cuando se habla de receptores y toda su electrónica asociada.

Cuando se trabaja en receptores con sus elementos dispuestos en cascada, como es el caso de los receptores heterodinos, el factor de ruido total del sistema ( )Tf (3.9) se calcula tomando los factores de ruido ( )nf y ganancia ( )ng de cada elemento individual.

De esta forma, el cálculo se hace tomando los factores de ruido en cada etapa y se dividen por la ganancia total que los precede. De igual manera, de la Ecuación 3.8 se desprende una relación análoga para la temperatura de ruido (3.10) en sistemas en cascada. Estas relaciones son las siguientes:

( )9.31

......11

21

3

1

21 ∏

−++

⋅−

+−

+=n

nT g

fgg

fg

fff

( )10.3......21

3

1

21 ∏

++⋅

++=n

nT g

Tgg

TgT

TT

De (3.9) y (3.10), es claro que la ganancia y figura de ruido son críticas en la primera etapa

del receptor, o sea la etapa cercana a la antena y de esto dependerá un buen comportamiento de todo el sistema receptor.

Si la tecnología lo permite, el uso de amplificadores de bajo ruido (LNA) y alta ganancia en la primera etapa del receptor puede ser muy ventajosa para enmascarar el ruido provocado por las etapas siguientes. Ahora, lo que interesa es encontrar el nivel de ruido que se tiene a la salida del receptor.

Tomando el equivalente en decibeles del factor de ruido se obtiene una expresión para el ruido de salida ( )0N , donde el ruido de entrada ( )iN está en dBm y la figura de ruido ( )NF y la ganancia (G) están en dB. Esto implica que el ruido de entrada es amplificado por la figura de ruido y la ganancia. Aquí el ruido de entrada ( )iN se calcula a partir de la temperatura de ruido de la antena ( )AT , el ancho de banda (B) y la constante de Boltzman (k).

( )11.30 iNGNFN ++=

( )12.3BkTN Ai =

Luego, para encontrar el ruido generado en una etapa particular n sólo basta hacer el

siguiente cálculo:

( )13.30 in GNNN −=

19

3.3.4. Rango dinámico

Se define el rango dinámico (RD35) como el rango deseable de niveles de potencia de la señal en el cual un dispositivo tal como un receptor, amplificador o mezclador operará correctamente. El RD será función de la potencia de entrada y la potencia de salida, los cuales definen un backoff de entrada y otro de salida, el RD estará limitado inferiormente por el ruido y superiormente por el límite de saturación del dispositivo. Para potencias de entrada sobre este rango, la señal de salida comenzará a saturarse36, y para niveles de señal de entrada menores a este rango la señal se volverá indetectable debido a que la señal se confundirá con el ruido.

En la Figura 3.5 se muestra el rango dinámico de un dispositivo real, cabe la pena destacar que en el caso de un amplificador, el RD se calcula para la señal RF de entrada, en cambio para el sistema receptor y para el mezclador la curva se calcula para la señal FI. En la misma figura se ve el noise floor o ruido de piso ( )iN dado por el ruido térmico de entrada, la mínima señal detectable ( )MDS que dependerá de las características del sistema y el punto de compresión37.

Con esto en cuenta, se puede definir el rango dinámico (RD) de un receptor en función de un punto de compresión de 1 [dB] en función de la potencia de entrada (3.14) o la potencia de salida (3.15). Aquí G y L son ganancia y pérdidas, respectivamente.

[ ] ( )14.31, MDSPRD dBin −=

[ ] ( )15.31, MDSLGPRD dBout −+−=

35 Desde ahora en adelante se usará esta nomenclatura para referirse al rango dinámico. 36 O sea la respuesta del dispositivo dejará de ser lineal. 37 El punto de compresión de señal de 1 [dB] es aquel punto de la Figura 3.5 en el cual las perdidas de conversión se incrementan en 1 [dB] de la característica ideal, también se define como el punto máximo aceptable donde la señal sigue siendo relativamente lineal.

20

Figura 3.5: Rango dinámico para un elemento tal como un receptor, mezclador o amplificador.

21

4. Tecnologías de recepción modernas en la banda milimétrica 4.1. Receptores a baja temperatura En los sistemas de recepción y radioastronomía se debe contar con una alta sensibilidad capaz de detectar las muy pequeñas variaciones en la temperatura de antena, ya que la temperatura aportada por una fuente observada puede ser sólo una pequeña fracción de la señal total recolectada. La diferencia mínima de temperatura38 minTΔ que puede ser captada está relacionada directamente con la temperatura del sistema. De las Ecuaciones 3.9 y 3.10 se desprende la importancia de tener bajos niveles de ruido en la primera etapa de recepción. La antena capta una temperatura que consiste en la suma de ruido atmosférico, fondo cósmico y la señal de interés en cuestión. Por este motivo, las tecnologías han evolucionado en los últimos años para crear dispositivos que reduzcan las influencias de ruido térmico generado por los elementos del receptor39.

Entre los dispositivos que cumplen las características de bajo ruido previamente mencionadas destacan los mezcladores de diodo Schottky40, mezcladores superconductor-insulator superconductor41 (SIS), los hot electron bolometers42 (HEB's), transistores de efecto de campo (FET's), heteroestructuras FET (HFET's, HEMT's43), etc. De ellos, tanto los SIS's como los HEB's funcionan únicamente a temperaturas criogénicas (por lo que deben ser enfriados con helio líquido para lograr su temperatura de operación). Los demás, son enfriados para mejorar el transporte de electrones y reducir la influencia del ruido térmico generado por los elementos parásitos en estos dispositivos.

Para lograr bajas temperaturas en el receptor se utilizan termos con elementos refrigerantes tales como nitrógeno líquido (77 [K]) y helio líquido (4.2 [K]), con el objetivo de mantener a baja temperatura los dispositivos que se introducen en él. Estos termos son llamados crióstatos. Los elementos refrigerantes se localizan en cámaras selladas al vacío que mediante un mecanismo de conducción térmica enfría la base sobre la cual son montados los dispositivos que se requiere enfriar.

38

LFHF

sys

tf

TT

⋅Δ

Δ=Δ min Donde sysT es la temperatura del sistema, HFfΔ el ancho de banda en la

región de alta frecuencia y LFt es el tiempo de integración en baja frecuencia, justo antes de ingresar al detector. 39 Ver pie de página 32 para entender la relación entre ruido y temperatura. 40 Mirar punto 4.2. de esta memoria para una descripción de este dispositivo. 41 Mirar punto 4.4. de esta memoria para una descripción de este dispositivo. 42 Mirar punto 4.5. de esta memoria para una descripción de este dispositivo. 43 Mirar punto 4.3. de esta memoria para una descripción de este dispositivo.

22

4.2. Diodo Schottky Los diodos Schottky son ampliamente usados en radioastronomía como mezcladores, multiplicadores y detectores en el rango milimétrico y submilimétrico.

Este tipo de diodo se destaca por su alta velocidad de conmutación, cualidad que los mantuvo durante años como la tecnología más usada en mezcladores de alta frecuencia. Sin embargo, debido a sus altos requerimientos de potencia (del orden de los mW) y sus niveles de ruido, han sido reemplazados progresivamente por los mezcladores SIS (dispositivos que alcanzan velocidades de conmutación del orden del THz) y por mezcladores HEB (a frecuencias aun superiores), ambos diseñados con materiales superconductores.

El mezclador utilizado en el receptor del SMWT tiene un diodo del tipo Schottky. 4.2.1. Principios de funcionamiento

Este diodo está formado por la unión de un metal con un material semiconductor. Este tipo de unión, con un pequeño almacenamiento de carga, le proporciona características apropiadas para aplicaciones de alta frecuencia.

Su funcionamiento se basa en la diferencia de las bandas de energía del metal y del semiconductor. Un metal como el platino (Pt) u oro (Au), actúa como material aceptador de electrones, cuando está unido al semiconductor, el cual puede ser Si n+ ó GaAs n+. De esta forma, cuando el metal está conectado al semiconductor de tipo n, los electrones del semiconductor se difunden inicialmente al metal. Luego, el silicio estará empobrecido de electrones cerca de la unión y adquirirá un potencial positivo.

Posteriormente, este mismo potencial impedirá la difusión de electrones. Ahora, si se aplica una tensión positiva suficientemente grande entre el metal y el semiconductor, aparecerá una circulación neta de electrones entre sus terminales. 4.2.2. Características eléctricas

El diodo Shottky puede ser modelado como una resistencia óhmica en paralelo a una capacitancia no lineal. Para fines prácticos, la curva característica corriente-voltaje (I-V) puede ser descrita por:

( ) ( )1.4⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛

= kTqV

sjj

j

eIVI η

Donde: jI y jV son la corriente y voltaje de juntura respectivamente, sI es la corriente de

saturación inversa, q es la carga de un electrón, k es la constante de Boltzman, T es la temperatura absoluta en Kelvin y η es un factor relacionado con lo ideal que sea el diodo. Siendo η =1 para un diodo ideal y η =1.05 para un buen diodo real.

En cuanto a su velocidad de operación, los diodos Schottky están limitados por su frecuencia de corte dada por la siguiente ecuación:

( )2.42

1

0jsc CR

fπ

=

23

En este caso, la máxima frecuencia de operación está relacionada con Cj0, que es la capacidad de la juntura a voltaje cero y sR es una resistencia shunt44, ambos parámetros son intrínsicos a la construcción de la juntura.

Cabe mencionar que, aunque la frecuencia de corte de un diodo Shottky puede llegar teóricamente a 2 [THz] para diodos comunes y 4 [THz] para diodos de alta velocidad, esto no garantiza que un dispositivo, tal como un mezclador, que utilice estos diodos operará a tales frecuencias. En un mezclador, su frecuencia de corte viene dado por el circuito completo, por lo que no es recomendable tomar la frecuencia de corte del diodo como parámetro para caracterizar la velocidad que puede alcanzar el mezclador. 4.2.3. Características constructivas

Los diodos Schottky se construyen depositando delgados substratos entre el ánodo y el cátodo del dispositivo. Los substratos se componen de materiales semiconductores, tales como Si y GaAs, los cuales son dopados en la etapa de fabricación. El ánodo y cátodo en tanto se construyen de metal, siendo el oro (Au) el material más empleado.

Estos dispositivos se construyen con técnicas litográficas que han ido mejorando durante los últimos años, principalmente para lograr la mejor calidad posible en los contactos óhmicos. Un esquema de un diodo Schottky cortado transversalmente muestra las distintas capas que separan el ánodo y cátodo y da una idea de las dimensiones de las capas que lo componen.

Figura 4.1: Corte transversal de un diodo Shottky típico.

44 Corresponde a una carga resistiva a través de la cual se deriva una corriente eléctrica. Generalmente la resistencia de un shunt es conocida con precisión y es utilizada para determinar la intensidad de corriente eléctrica que fluye a través de esta carga mediante la medición de la diferencia de tensión (voltaje) a través de ella, valiéndose de ello por medio de la ley de Ohm.

24

4.2.4. Ventajas y desventajas de los diodos Schottky

Una de las principales ventajas que tienen estos dispositivos en aplicaciones de RF, frente a todos sus competidores, es que han sido ampliamente usados y testeados en la industria de microondas durante años. Por esta razón, se pueden encontrar diodos integrados en una gran variedad de empaquetamientos y adaptados a casi todas las aplicaciones.

Los diodos Schottky se pueden encontrar en mezcladores, detectores, multiplicadores y en una amplia gama de circuitos electrónicos.

Además, debido a que se fabrican en gran número, tienen un costo mucho menor a las tecnologías alternativas, principalmente las basadas en superconductores, lo que los vuelve competitivos a la hora de escoger la mejor alternativa.

Otra ventaja muy importante es que no necesitan ser criogenizados a temperaturas extremadamente bajas para que funcionen correctamente, aunque la criogenización puede ser útil para mejorar sus características de ruido.

Para aplicaciones radioastronómicas, hay 2 razones principales que podrían no favorecer la elección de dispositivos del tipo Shottky, estas son:

1. Dado que tienen temperatura de ruido alta, que si bien es cierto puede ser mejorada mediante criogenización, distan mucho de sus competidores superconductores tales como el SIS y el HEB. 2. La segunda razón es su requerimiento de potencia de oscilador local. Los mezcladores de diodo Schottky necesitan potencias de oscilador local del orden del mW, potencia que a frecuencias cercanas al THz son difíciles de lograr.

25

4.3. High Electron Mobility Transistor: HEMT Los transistores utilizados en recepción son principalmente del tipo FET (Field Effect Transistors), de ellos el que presenta las mejores características de velocidad y ruido es el HEMT (High Electron Mobility Transistors) que pertenece a la familia de los dispositivos de efecto de campo45. 4.3.1. Principios de funcionamiento

La principal diferencia entre los FET comunes y los HEMT es que los primeros tienen una capa de conducción dopada por donde fluyen los electrones, esto provoca gran cantidad de scattering46. En los HEMT en cambio, se tiene una heterojuntura47 creada por un pozo de potencial entre dos capas de semiconductores con distinta conducción de sus bandas de energía (que suelen ser AlGaN / GaN ó AlGaAs / GaAs), en donde se confina una delgada capa bidimensional de electrones 2DEG48 (2 Dimensional Electron Gas) con muy bajo scattering, logrando un movimiento de electrones casi libre a lo largo y ancho de esta capa.

Así, los electrones quedan atrapados en las dos dimensiones de este “gas” ya que debido a limitaciones cuánticas y a la forma del pozo de potencial formado por las capas semiconductoras superior e inferior, los electrones no pueden subir ni bajar a las otras capas. En la Figura 4.2 se muestra a la derecha las distintas capas semiconductoras que permiten formar una zona con un pozo de potencial que confina los electrones a una capa bidimensional. A la izquierda se aprecia que este pozo de potencial se forma en la región donde hay una mayor diferencia en las bandas de energía de los semiconductores dopados.

Figura 4.2. Izquierda: Diagrama de bandas de energía de un HEMT genérico. Derecha: Estructura de un HEMT AlGaN/GaN.

45 Ver anexo D.1 para entender el principio de un dispositivo de efecto de campo. 46 O choques entre electrones que limita la velocidad de desplazamiento y aumentan la temperatura debido a la fricción entre ellos. 47 La característica central de una heterojuntura es que los gaps de los semiconductores que participan son generalmente diferentes. Así, la energía de los portadores de por lo menos uno de los bordes de la banda debe cambiar cuando esos portadores pasan por la heterojuntura. 48 Desde ahora en adelante se usará esta nomenclatura para referirse a este arreglo bidimensional.

26

4.3.2. Comportamiento

Se debe tener en cuenta, que en los HEMT, la concentración de electrones es modulado por el voltaje de compuerta Vg, controlando así el flujo de corriente de drenaje Id. Así se obtiene una conductancia de salida muy alta gm, lo que le confiere gran velocidad, pero con muy bajos niveles de potencia de salida.

Cuando estos dispositivos son enfriados a temperaturas criogénicas, presentan excepcionales características de bajo ruido (reducción de ruido térmico generado por resistencias parásitas) y mayor velocidad de desplazamiento de electrones. Esta última característica, en la primera generación de HEMT, se vio degradada en el tiempo (horas o días) debido a que estos dispositivos presentaban memoria a temperaturas criogénicas, efecto llamado colapso I-V, el cual ha sido explicado porque algunos electrones quedan atrapados en la capa de AlGaAs reduciendo así el número de portadores.

Experimentos demostraron que los HEMT son sensibles a la luz. Este comportamiento fue aprovechado para liberar electrones atrapados mediante iluminación del HEMT con luz de distintos colores. En los últimos años, la utilización de AlInAs / GaInAs / InP para crear la heterojuntura, ha solucionado en parte este problema, haciéndolos casi sin memoria y mucho menos sensibles a la luz. 4.3.3. Circuito equivalente

En un análisis más profundo se puede caracterizar el HEMT con su circuito equivalente, el cual ayuda a un mejor entendimiento de los parámetros que afectan su performance. En la Figura 4.3, se modelan las resistencias equivalentes que se pueden encontrar en un HEMT, donde rs, rg y rd son función de la temperatura física del dispositivo Ta, que puede estar a temperatura ambiente o enfriado criogénicamente, con rt = rs + rg + rgs.

Por otro lado, la conductancia drenaje-fuente gds y la resistencia compuerta-fuente rgs dependen de las temperaturas equivalentes de compuerta Td y drenaje Tg, respectivamente.

En la práctica se usa que Tg =Ta. Con este modelo, se determina la temperatura mínima de ruido (4.3) que puede alcanzar el HEMT en función de la frecuencia f, la frecuencia de corte fT, la temperatura, la conductancia y las resistencias parásitas. Para calcular la frecuencia máxima de operación que se puede alcanzar, se recurre a la Ecuación 4.4.

( )3.42min ddsgtT

TgTrffT ≈

( )4.44

1max

gsdsT rg

ff ≈

Se ve que la frecuencia depende de parámetros físicos del dispositivo, mientras que el ruido mínimo generado por el HEMT Tmin es función de los parámetros constructivos, frecuencia de operación y temperatura de operación.

27

Figura 4.3: Circuito equivalente simplificado de un HEMT

4.3.4. Diseños actuales

Hoy en día los diseños alcanzan los siguientes objetivos: 1. Altas frecuencias de operación. 2. Bajos niveles de ruido.

Para tener frecuencias máximas de operación (4.4) es necesario lograr frecuencias de corte intrínsecas fT lo más alto posible. Esta frecuencia fT, como se muestra en la Ecuación 4.5, es proporcional a la transconductancia gm (4.6), la cual está en función de la máxima velocidad de desplazamiento de los electrones vsat, la permitividad de la capa conductora e, el ancho de compuerta (gate) Wg y de la distancia d desde la compuerta a la capa 2DEG. Para lograr esto, tres generaciones de HEMT´s han sido creadas con heterojunturas cada vez más complejas (AlGaAs / GaAs, AlGaAs / Ingaes / GaAs y AlInAs / GaInAs / InP) acompañadas por modernas técnicas litográficas de haz de electrones para lograr longitudes submicrométricas de compuerta.

( )5.42 gs

mT C

gf

π=

( ) ( )6.4

dWev

g gsatm =

Para el segundo punto, los niveles de ruido pueden reducirse disminuyendo la magnitud de

las resistencias parásitas de compuerta y fuente, rg y rs, respectivamente. Estas han sido minimizadas mejorando la tecnología de contactos óhmicos, incorporando mejoras en los procesos de fabricación, tales como crear compuertas en forma de “T”y reduciendo la separación entre fuente y drenaje.

28

4.3.5. Elección del dispositivo Para escoger un HEMT en particular, primero se debe definir la banda de frecuencias en

que operará, luego se debe fijar la aplicación que se le dará. En radioastronomía, el factor más importante es que tenga bajo ruido, ya que cualquier

ruido generado por este dispositivo (ubicado generalmente en las primeras etapas de recepción) podría enmascarar las débiles señales provenientes del espacio.

Otra característica crítica en radioastronomía es que el dispositivo mantenga una ganancia estable en el tiempo en condiciones de temperatura que pueden ser levemente variables. Por ejemplo, para un receptor con temperatura Tsis=200 [K], una variación del 1% en la ganancia, provocaría un ∆T=2 [K] lo que sería dos ordenes de magnitud mayor que una señal típica en radioastronomía (0.02 [K]).

Además, es importante que el dispositivo tenga bajas pérdidas de retorno a la entrada, ya que las señales vienen con muy poca potencia y hay que aprovecharlas al máximo.

Para saber qué HEMT presenta las mejores características de ruido, no basta con hacerle pruebas a temperatura ambiente, ya que el ruido provocado por las resistencias parásitas puede estar enmascarado por la temperatura ambiente.

Por este motivo, siempre las pruebas deben realizarse a la temperatura en la cual se pretende operar. Las características de ruido de dispositivos HEMT a diferentes temperaturas de operación se muestran en la Figura 4.4.

La ganancia también es un factor a tomar en cuenta, sin embargo, una ganancia requerida se puede lograr mediante arreglos de amplificadores en serie.

Otro factor a ser tomado en cuenta es lo que los fabricantes llaman “reliability”, que se define como la probabilidad que un dispositivo mantenga sus características de funcionamiento durante un cierto período de tiempo en condiciones normales de operación. Esto viene dado por las características de diseño y por la calidad del material usado.

29

4.3.6. Ventajas y desventajas de los HEMT

Las principales ventajas son: 1. Los HEMT tienen la ventaja de poder cubrir amplias bandas de frecuencia, lo que permite usar un único dispositivo para cubrir una ventana atmosférica de interés. 2. Tienen bajos requerimientos de enfriamiento, por lo que basta enfriarlos utilizando nitrógeno líquido (77 [K], esto es importante si se piensa que en la banda milimétrica los HEMT compiten con los mezcladores SIS que deben ser enfriados a temperatura de helio líquido 4,2 [K]). 3. Los HEMT presentan poca degradación en ruido, bajo temperaturas más elevadas (Figura 4.4) lo que les permite incluso operar a temperatura ambiente, cosa que no ocurre con los SIS que sólo funcionan a temperatura criogénica.

Figura 4.4: Medidas de ruido para un HEMT AlInAs / GaInAs / InP de última generación en función de la frecuencia.

30

4.4. Superconductor Insulator Superconductor: SIS Los mezcladores SIS49 (Superconductor-Insulator-Superconductor) han desplazado en el último tiempo a los mezcladores de tipo Schottky, debido a sus buenas características de ruido que se acercan al límite cuántico50. Estos mezcladores son ampliamente usados en radioastronomía en la banda milimétrica y submilimétrica abarcando un rango de frecuencias que va desde los 100 [GHz] hasta 1.2 [THz].

A frecuencias cercanas a los 100 [GHz] compiten fuertemente con los amplificadores HEMT como primer elemento en la cadena de recepción. A frecuencias mayores, entre 200 [GHz] y 1 [THz] son los líderes indiscutidos, gracias a su incomparable característica de ruido y la baja potencia de oscilador local que necesita para operar, alrededor del microwatt (μW).

Sobre 1 [THz], se ve parcialmente limitado por un límite cuántico dado por el material superconductor del que está fabricado y su característica de ruido se va degradando. A estas frecuencias compite con los HEB. Los mezcladores SIS, así como todos los dispositivos en base a materiales superconductores deben ser enfriados a temperaturas criogénicas cercanas a los 4.2 [K] (helio líquido), de lo contrario estos dispositivos simplemente no operarán. 4.4.1. Principio de funcionamiento

Los mezcladores SIS se basan en la alta no-linealidad de su curva característica de Corriente-Voltaje, la cual permite el paso de electrones de un superconductor a otro por efecto cuántico atravesando el material aislador que los separa. El paso de electrones es posible cuando se igualan los niveles de energía de los dos superconductores, que en la práctica se logra aplicando un voltaje de bias51 continuo entre ellos. La Figura 4.5 muestra los niveles de energía del SIS y su curva I-V, en donde la mayor no-linealidad de la curva I-V se produce a un voltaje

DC igual a eΔ2 .

49 O Superconductor-Insulator-Superconductor, en ingles, desde ahora en adelante se usará esta nomenclatura para referirse a este dispositivo. 50 Aunque la velocidad de la luz en el vacío es independiente del foco que la genera, la luz tiene un origen reconocible, o sea somos capaces de identificar su procedencia y la consideramos como símbolo representativo del mismo objeto que la emite. En la vida diaria siempre se supone esta asociación, aunque a veces la asociación esté errada. Así funcionan muchas técnicas científicas: telecomunicaciones, espectroscopia, teledetección, radioastronomía. Sin embargo, a nivel cuántico por principio no se puede distinguir un fotón de otro. Esta partícula no tiene la identidad individual que se ha supuesto para las señales luminosas. La detección de la señal luminosa supone la detección de fotones; por tanto debe ser posible asociar fotones individuales a señales (ondas) luminosas para que el principio de constancia de la velocidad de la luz tenga sentido físico. La dualidad dice que fotones y señales luminosas no son independientes, a esto se refiere el límite cuántico. 51 En electrónica, el voltaje bias (llamado a veces simplemente bias) es un voltaje de estado estacionario, se utiliza para hacer funcionar parcialmente un dispositivo tal como un transistor, un tubo de vacío, etc. Ésta es una manera de operar el dispositivo en un estado donde eventualmente es más útil.

31

Figura 4.5: (a): bandas de energía de un SIS. (b): curva I-V donde se aprecia la fuerte no linealidad de estos dispositivos.

El voltaje bias se hace a un nivel e

hv menor que eΔ2 . Luego, al ingresar una señal de

frecuencia v, se alcanza la parte más no-lineal de la curva, logrando así eficiencias de conversión muy altas.

Si bien es cierto que la curva I-V presenta otras zonas no-lineales en donde se pueden provocar saltos de electrones a otras frecuencias, esto puede ser minimizado con un apropiado voltaje de bias y usando filtros pasa banda a la frecuencia deseada. 4.4.2. Características constructivas

Los mezcladores SIS se construyen con técnicas litográficas depositando una capa superconductora, que suele ser Niobio (Nb), una delgada capa aislante (AlOx ó AlN) y otra capa superconductora (Nb ó NbTiN en los dispositivos más modernos) con dimensiones del orden del μm.

Los dispositivos construidos en base a Nb presentan un límite teórico de frecuencia de corte de 700 [GHz], dado por el gap Δ2 del Nb. A frecuencias mayores, las pérdidas por absorción aumentan entre un 50% a un 65% por largo de onda, característica que los hace inaplicables en radioastronomía.

El uso de metales normales, tales como oro (Au) o aluminio (Al) enfriados a 4 [K] en reemplazo de Nb ha demostrado que a frecuencias mayores a 800 [GHz] tienen menores pérdidas (alrededor de un 40% por largo de onda), sin embargo, por su mayor gap de energía, los superconductores siguen siendo preferidos ya que son más no-lineales.

En los últimos años, el desarrollo de nuevas aleaciones tales como NbTiN han permitido alcanzar frecuencias cercanas a 1.2 [THz], con bajas pérdidas, en receptores cuasi-ópticos. Sin embargo, a frecuencias superiores a 1 [THz], las pérdidas comienzan a ser cada vez mayores en el film superconductor, degradando con ello la performance del mezclador en función del aumento de frecuencia.

32

Figura 4.6: Izquierda: Bloque mezclador con la cubierta removida. Derecha: esquema de un

mezclador SIS. 4.4.3. Características de ruido

La temperatura de ruido en estos dispositivos es teóricamente dada sólo por el principio de incertidumbre de Heisenberg52, cuya expresión es:

( ) ( )7.42lnk

hvTM =

Donde h es la constante de Planck, v la frecuencia de operación y k la constante de

Boltzman. Los dispositivos superconductores reales, sin embargo, presentan ruido provocado por el

efecto Josephson53. Para suprimir este efecto y mejorar sus características de ruido, se añade al bloque mezclador un solenoide para crear un campo magnético que suprima las corrientes creadas por este efecto y así acercarse al límite cuántico.

De todas formas, el ruido es muy bajo, lo cual los convierte en los dispositivos con mejores características de ruido en la banda milimétrica y submilimétrica.

Considerando sólo el límite cuántico en un dispositivo ideal, para una frecuencia de operación de 700 [GHz], la temperatura de ruido que alcanzaría sería sólo de 49 [K].

En los dispositivos reales, el ruido es unas cinco veces el del límite cuántico.

52 En mecánica cuántica el principio de indeterminación de Heisenberg afirma que no se puede determinar, simultáneamente y con precisión arbitraria, ciertos pares de variables físicas, como son, por ejemplo, la posición y la cantidad de movimiento de un objeto dado. En palabras sencillas, cuanta mayor certeza se busca en determinar la posición de una partícula, menos se conoce su cantidad de movimiento lineal. 53 Es una propiedad interesante de los superconductores, está basado en otro fenómeno que recibe el nombre de efecto túnel. Se produce en la unión formada por una delgada barrera de óxido colocada entre dos superconductores, dado que ahí se puede producir efecto túnel. Las caras externas de los dos superconductores se unen entre sí y se mide la corriente que pasa a través de la unión. Cuando la unión se expone a campos magnéticos o radiación, el flujo de corriente debido a que algunos electrones atraviesan la barrera de óxido (efecto túnel). Este efecto suele emplearse para detectar campos magnéticos muy débiles.

33

Los mezcladores SIS son altamente sensibles a variaciones de temperatura, sus características de ganancia y ruido se degradan fuertemente a ligeros cambios en la temperatura, llegando al extremo de no operar. Una variación de 1% en la temperatura de criogenización (20 - 50 [mK]) provocaría un cambio de un 0.5% en la ganancia. Es por ello que muchos mezcladores SIS tienen sofisticados mecanismos de estabilización.

La Ecuación 4.8 describe la variación de ganancia en función de la variación de temperatura, en donde B es el ancho de banda FI y t el tiempo de integración.

( )8.41 2

⎟⎠⎞

⎜⎝⎛+

⋅⋅=

GG

tBTT sys

δδ

4.4.4. Ventajas y desventajas de los mezcladores SIS

Los mezcladores SIS tienen muchas ventajas en la región milimétrica y submilimétrica con respecto a sus competidores, algunas de ellas son: 1. Característica de corriente-voltaje (I-V) extremadamente no-lineal, lo cual le brinda una excelente eficiencia de conversión. 2. Alta frecuencia de operación (hasta cerca los 1.2 [THz]). 3. Sensibilidad cercana al límite cuántico. 4. Relativamente bajas potencias requeridas de oscilador local (del orden de los μW). 5. La mejor característica de ruido de los dispositivos actuales. 6. Bajas pérdidas, disipación y dispersión de la señal.

Entre las desventajas que presentan los SIS frente a sus competidores se encuentran: 1. Es necesario enfriarlos por criogenización para que puedan funcionar, lo cual significa mayores costos y tamaño de los dispositivos. Los HEMT y Schottky en cambio, deben ser enfriados para mejorar sus características de velocidad y ruido, pero no como condición necesaria para operar. 2. Alta posibilidad de verse afectado por vibraciones provocadas por el mecanismo criogénico. 3. Son inestables ante cambios leves de temperatura. 4. Debido a sus bajos niveles de saturación, el dispositivo podría verse afectado por variaciones de la potencia entrante tanto de la señal RF como del OL, o bien por interferencias electromagnéticas externas. 5. Su alto costo no siempre es justificable si se tienen otras tecnologías que hacen lo mismo a un precio mucho menor.

34

4.5. Hot Electron Bolometer: HEB

Hasta frecuencias cercanas a 700 [GHz], son los receptores con mezcladores SIS la principal tecnología de receptores heterodinos de bajo ruido. Sobre esta frecuencia, la energía del fotón sobrepasa el gap de energía del Nb y los mezcladores SIS basados en Nb comienzan a tener muchas pérdidas degradando fuertemente sus características de ruido.

Avances en nuevos materiales superconductores han logrado aleaciones como NbN y NbTiN que logran que dispositivos SIS operen hasta frecuencias cercanas a 1 [THz] con buen desempeño sin mayor degradación de la señal. A frecuencias mayores, los mezcladores SIS pasan a tener invariablemente muchas pérdidas dadas las características intrínsecas de los materiales con los que son construidos. Por este motivo se hace indispensable tener mezcladores que operen a frecuencias mayores conservando sus características de ruido y que además tengan bajos requerimientos de potencia de OL, ya que a mayor frecuencia la potencia se hace cada vez más escasa debido a las etapas de multiplicación que debe pasar para alcanzar la frecuencia de operación requerida.

Los dispositivos HEB, sin embargo, no responden a la frecuencia de la señal RF sino que a la potencia de la señal, esta característica hace que la frecuencia de operación no dependa de las características intrínseca de los materiales que lo componen.

Es por ello que en la última década los mezcladores y detectores HEB han cobrado gran importancia en aplicaciones radioastronómicas siendo pieza clave en las nuevas generaciones de radiotelescopios, tales como SOFIA (Stratospheric Observatory for Infrared Astronomy) y el Observatorio Herschel de la Agencia Espacial Europea, entre otros. 4.5.1. Principio de funcionamiento

Básicamente los HEB son dispositivos que responden por efecto fotoeléctrico a la energía incidente de una señal. Este efecto mueve electrones en un material que generalmente es un superconductor para lograr características de voltaje-corriente altamente no lineales que los vuelve aptos para su uso como mezcladores.

En un comienzo, los HEB fueron construidos situando una delgada película de un semiconductor normal entre dos electrodos metálicos. Con esta configuración se lograron mezcladores con muy buenas características de ruido y muy sensibles, sin embargo, sus altos tiempos de respuesta térmica les confería un reducido ancho de banda FI, del orden de los MHz, que los hacía inapropiados para observaciones prácticas de líneas espectrales.

A principios de los 90’s se obtuvieron los primeros HEB con nuevos materiales superconductores con tiempos de respuesta térmica mucho menores en reemplazo de los semiconductores normales. Actualmente, los HEB son construidos con un delgado puente superconductor que une dos electrodos metálicos, este superconductor a su vez va sobre un substrato. Los superconductores usados pueden ser Nb, NbN, NbTiN ó AlTiN. En cuanto a los electrodos, se usa normalmente oro (Au) y el substrato es SiOx.

Hay dos tipos de HEB que pueden operar a frecuencias de los THz, estos son: 1. Phononcooled HEBs (p-HEBs)54, basados en la interacción electrón-phonon. 2. Difusion-cooled HEBs (d-HEBs)55, basados en la interacción electrón-electrón.

54 Ver anexo D.1 para mayor detalle de este tipo de dispositivos. 55 Ver anexo D.1 para mayor detalle de este tipo de dispositivos.

35

4.5.2. Características constructivas

Como a mayor frecuencia, la longitud de onda es menor, todos los elementos constructivos deben tener menor tamaño. Es por ello que elementos tales como cables y soldaduras pasan a tener gran importancia en términos de ruido dado por sus dimensiones relativas. Por ello la construcción de dispositivos que operen a frecuencia de los THz debe hacerse tomando precauciones tales como:

• Cualquier imprecisión en tamaño y disposición de los elementos podría causar resonancias indeseadas. • Los materiales usados son muy frágiles y delgados, por lo que se les debe proveer de una montura apropiada, que sea simple, fácil de armar y desarmar.

Figura 4.7: Detalle de una juntura para un dispositivo HEB.

4.5.3. Ventajas y desventajas de los HEB

La principal desventaja es que las características de ruido de los HEB son de unas 20 veces el límite cuántico, lo cual los hace más ruidosos que los SIS a frecuencias hasta 1.2 [THz]. Sin embargo, a frecuencias mayores poseen ventajas que los hacen preferibles respecto a los mezcladores SIS y Shottky.

Sin embargo las ventajas son múltiples, entre estas destacan: 1. Los HEB poseen gran cobertura en frecuencia, ya que no se ven limitados por el material de construcción como sucede con los SIS. Por ello, la frecuencia de operación de los HEBs llega hasta frecuencias cercanas al infrarrojo, lo que los vuelve apropiados en observaciones en la banda submilimétrica y observaciones cuasi-ópticas. 2. Requieren potencias de operación del orden de los nW, potencia que es muy pequeña, pero se vuelve difícil de obtener a frecuencias del orden del THz y mucho más difícil a medida que la frecuencia aumenta. Esto es importante si pensamos que los SIS requieren potencias de OL del orden del μW y los Shottky del orden de los mW. 3. La impedancia de los HEB es puramente resistiva, o sea, independiente de la frecuencia. 4. Su baja respuesta térmica le confiere además una casi despreciable producción de armónicos lo que evita tener filtros adicionales en la montura del HEB.

36

4.6. Tecnologías según banda de frecuencia

En los sistemas de recepción usados actualmente, los amplificadores HEMT son los líderes indiscutidos hasta frecuencias cercanas a los 50 [GHz], esto les permite estar presente como amplificadores de frecuencia intermedia en casi todos los receptores más modernos. Para frecuencias mayores a 200 [GHz] son los mezcladores SIS los mayormente usados gracias a sus incomparables características de bajo ruido lo que les ha permitido estar como primer elemento de recepción en casi todos los radiotelescopios construidos actualmente que operen en el rango de 300 [GHz] a 1 [THz]. Para frecuencias mayores a 1.2 [THz] son los HEB's los que presentan las mejores características de ruido superando largamente en cuanto a ruido a los mezcladores Schottky.

En la Figura 4.8 se muestra en forma comparativa los niveles de ruido de las distintas tecnologías de recepción en función de la frecuencia y se les compara con el límite cuántico, que en teoría es el mínimo nivel de ruido al cual se puede llegar.

Figura 4.8: Comparación de diferentes tecnologías de recepción en cuanto a ruido y frecuencia.

Sin embargo, como se puede ver en la Figura 4.8, hay bandas de frecuencia en donde más de una tecnología resulta apropiada y dependerá de la situación particular (tanto de los requerimientos, como de los recursos que se disponen) la tecnología a usar. Por ejemplo, en la banda que cubre las frecuencias entre 50 a 200 [GHz] los amplificadores de bajo ruido HEMT compiten con los mezcladores SIS en la primera etapa de recepción y en la banda de 700 [GHz] hasta 1.2 [THz] son los mezcladores HEB los que compiten con los SIS. En general, los dispositivos fabricados en base a materiales semiconductores presentan menores niveles de ruido, sin embargo sus costos de adquisición y mantención son mayores.

37

5. Receptor del 1.2m Southern Millimeter-Wave Telescope del SMWT Columbia-U. de Chile. 5.1. Descripción general del radiotelescopio El radiotelescopio SMWT fue construido a principios de la década de los ’80 en la Universidad de Columbia, con el propósito de observar transiciones rotacionales56 del monóxido de carbono, las que emiten fotones entre las frecuencias 110.201 [GHz] y 115.271 [GHz]57.

El radiotelescopio esta conformado por una antena parabólica de 1.2 [m] de diámetro, construida en una sola pieza de aluminio, con una exactitud superficial menor a 26 [um], permitiendo que la resolución angular sea limitada solamente por difracción.

Figura 5.1: Izquierda: El telescopio en su ubicación en el CTIO. Derecha: El receptor en el laboratorio de Cerro Calán, donde se encuentra actualmente.

Durante el año 2005, Walter Max-Moeberck [11] realizó el reemplazo del oscilador local

del receptor58, posteriormente el año 2006 Mario Vielma Sossa [13] y Nicolás Reyes [14] realizaron la incorporación de un amplificador HEMT.

Vale la pena aclarar que a continuación se realizará una descripción del receptor del SMWT basándose en el diseño original, posteriormente se abordarán las modificaciones mencionadas anteriormente.

A continuación se tratarán los detalles de construcción y funcionamiento de cada uno de los bloques. 56 Ver anexo A.1 para entender en que consiste una transición rotacional. 57 Ver Tabla 2.1 para observar las principales líneas de emisión en la banda comprendida entre los 85 [GHz] y los 115 [GHz]. 58 Ver punto 5.3 de esta memoria, para entender en que consiste un oscilador local.

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5.2. Sistema receptor

Este receptor se compone de tres bloques principales: primera etapa o front-end, la primera etapa de frecuencia intermedia, la segunda etapa de frecuencia intermedia y espectrómetro. 5.2.1. Primera etapa o (front end)

El front-end, corresponde a la primera sección del receptor, es una de las más importantes y es la que difiere más entre instrumentos operando a distintas frecuencias, debido a las múltiples tecnologías utilizadas.

Esta etapa esta conformada por las siguientes partes: Diplexor, Oscilador local y Mixer o mezclador59.

Esta etapa opera con señales con frecuencias del orden de los [ ]GHz100 y se encuentra enfriada a 77 [K], por medio de nitrógeno líquido en un termo.

La radiación captada por el espejo primario, es reflejada en el secundario y capturada por el feed horn. Luego de esto la señal de entrada es combinada con la señal del oscilador local por medio de un diplexor de anillo resonante (resonant ring injection filter)60 con una pérdida de señal de 0.2 [dB]. Esta señal combinada pasa al diodo Schottky (double sideband Schottky-barrier diode mixer) que tiene una temperatura de ruido de 110 [K] y pérdidas de conversión de 5.2 [dB], donde se realiza la primera conversión de frecuencia.

Figura 5.2: Primera etapa o front end. 59 Cada una de estas partes es descrita en este capitulo, se recomienda continuar con la lectura. 60 Ver punto 5.7 de la presente memoria.

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5.2.2. Primera etapa de frecuencia intermedia

Como se mencionó anteriormente el objetivo de esta etapa es poder trabajar con frecuencias menores donde la electrónica es más fácil de implementar y es posible realizar con alta precisión una gran cantidad de procesos de detección de la señal. Esta sección se ubica inmediatamente después del front-end, usualmente se compone de una o más etapas de amplificación, filtrado y conversión de frecuencia.

Esta etapa trabaja a una frecuencia de 1390 [MHz]. La señal de salida a esta etapa es amplificada en 30 [dB].

Figura 5.3: Primera etapa de frecuencia intermedia. 5.2.3. Segunda etapa de frecuencia intermedia y espectrómetro

En esta última etapa, también llamada back-end se encuentra el detector que permite medir algunas propiedades de la señal, ya sea ésta la potencia, el contenido espectral (en el caso de los espectrómetros) o algo más específico como la forma y el periodo de los pulsos para el caso de las observaciones de pulsares.

En el caso de los espectrómetros (caso que corresponde al receptor del SMWT), estos pueden ser de diversos tipos. El más simple de todos los espectrómetros se puede construir usando un banco de filtros (espectrómetro multi-canal). Estos son muy difíciles de construir pues se debe lograr que todos los canales tengan la misma respuesta pasa banda (obviamente con distinta frecuencia central) y que tengan una estabilidad idéntica para poder realizar integraciones largas. Existen otros tipos de espectrómetros que realizan un análisis de Fourier de la señal, los que usan propiedades de la correlación de señales y otros tipos más sofisticados como los espectrómetros acusto-ópticos (AOS - Acousto-Optical Spectrometer)61.

Luego de la amplificación la señal pasa por un filtro pasa-banda centrado en 1390 [MHz], a la salida del filtro pasa-banda se ubica un aislador que impide que la potencia reflejada en el segundo mezclador se devuelva generando oscilaciones indeseadas en el sistema o respuestas espurias en el diodo Schottky.

61 Una descripción completa de estos dispositivos se da en [12].

40

En esta etapa se realiza una segunda conversión a la frecuencia intermedia de 150 [MHz], la señal de oscilador local se obtiene de un oscilador de cristal a 1.24 [GHz] y la señal a la salida de este mezclador es nuevamente amplificada en 30 [dB], para finalmente llegar al espectrómetro.

Hasta 1988 el espectrómetro era un banco de filtros de 256 canales, cada uno con un ancho

de banda de 500 [kHz]. Lo anterior permitía una resolución de ⎥⎦⎤

⎢⎣⎡

skm3.1 , y un rango espectral62

de 128 [MHz] o ⎥⎦⎤

⎢⎣⎡

skm333 .

En 1988 este espectrómetro fue trasladado al radiotelescopio gemelo63 y el espectrómetro del radiotelescopio pasó a ser una banco de filtros de 256 canales de 100 [MHz] de ancho, lo que

se traducía en un ancho de banda total de 25.6 [MHz] o un rango de velocidades entre ⎥⎦⎤

⎢⎣⎡

skm66 y

⎥⎦⎤

⎢⎣⎡

skm70 , dependiendo de la frecuencia.

En el marco de una cooperación con el Max-Planck-Intitut für Radioastronomie (MPIfR) durante un par de años se operó un espectrómetro acusto-óptico que permitía una resolución de 1.07339 [MHz] y un ancho de banda 274.8 [MHz]. Este AOS regresó al MPIfR una vez terminado el proyecto [3].

Figura 5.4: Segunda etapa de frecuencia intermedia y espectrómetro.

62 En radioastronomía usualmente se habla de rango de velocidades en lugar de rango de frecuencias. Estas dos cantidades están relacionadas por medio del efecto Doppler, dada

por la expresión cf

f υΔ=

Δ. Donde c es la velocidad de la luz.

63 Ver punto 5.16 de esta memoria para saber más del radiotelescopio gemelo.

41

Finalmente el diagrama que reúne todas las etapas del receptor del SMWT se muestra en la Figura 5.5.

Figura 5.5: Diagrama completo del receptor del SMWT.

La Figura 5.6 muestra un espectro típico de los obtenidos usando el radiotelescopio. La escala horizontal representa la velocidad del gas molecular con respecto al estándar de reposo local (LSR - Local Standard of Rest) que se define como la velocidad de un punto ubicado instantáneamente en la posición del Sol y que se mueve en orbita circular con respecto al centro de la Vía Láctea64. La escala vertical es la temperatura de antena, el asterisco indica que aunque se han corregido algunos efectos como la atenuación de la atmósfera, pérdidas resistivas y otras, no se trata de la temperatura de radiación final. El detalle del significado de esta temperatura y la forma de llegar al resultado final se dan en [1].

64 Esto corresponde a la definición dinámica. Existe otra definición, denominada cinemática, que se basa en el movimiento promedio de las estrellas en la vecindad solar.

42

Figura 5.6: Espectro típico del CO obtenido usando el radiotelescopio SMWT.

43

5.3. Oscilador Local Este dispositivo es el encargado de generar la frecuencia de referencia que permite obtener desde el primer mezclador una señal de salida de más baja frecuencia pero con iguales características a la señal de entrada al receptor.

El oscilador local se compone de dos elementos principales, estos son: • La fuente de radiofrecuencias. • Phase Lock Loop que permite realizar el control de frecuencia.

En el presente capítulo se da una descripción general de ambos bloques, entregándose algunos detalles sobre el funcionamiento de las tecnologías usadas en este radiotelescopio tanto en su configuración original como la del actual oscilador local.

Debido a que el oscilador local tiene un papel fundamental en el funcionamiento del receptor, éste debe cumplir con exigentes características para asegurar el correcto funcionamiento del sistema.

Como se vio en la Ecuación 3.3 la potencia de la señal a la salida del mezclador es directamente proporcional a la potencia del oscilador local, es por esto que cualquier variación en la potencia de salida del oscilador local generará una variación en la potencia de frecuencia intermedia, lo que puede mal interpretarse como una variación de la potencia en la fuente radiostronómica.

Además de este problema con la potencia de salida se requiere que la frecuencia de salida sea igualmente estable y precisa, pues cualquier variación de la frecuencia de salida puede llevar a una errónea interpretación, debido a que puede ser interpretada como un movimiento de la fuente, debido a que las diferencias de frecuencia son interpretados como velocidades relativas (este es un problema realmente serio en la observación de líneas espectrales).

Actualmente existen una gran variedad de tecnologías de oscilador local disponibles. La elección de una en particular depende, entre otras cosas, de los niveles de potencia, ruido y el rango de frecuencia requerido. 5.3.1. Oscilador local original

En este radiotelescopio se realizan dos conversiones de frecuencia, la primera requiere de un oscilador local funcionando típicamente a 57 [GHz] y un multiplicador X2 que permite obtener una frecuencia de 113.9 [GHz]. La segunda conversión requiere de un oscilador a 1.24 [GHz]. Estas frecuencias corresponden a las necesarias para observar la línea de emisión 01→=J de CO, modificando la primera se podría eventualmente observar otras transiciones.

Originalmente el oscilador local de este receptor, correspondía a un oscilador del tipo Klystron que generaba una frecuencia de 57 [GHz] y una potencia cercana a 25 [mW]. El Klystron es un tipo de oscilador de tubo de microondas que funciona por medio de un mecanismo de modulación de la velocidad de un haz de electrones y realimentación (más detalles en 5.3.1.1). En la Figura 5.7, se aprecia la estructura que tenía el receptor del SMWT con el antiguo oscilador local.

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El Klystron generaba una frecuencia de 57 [GHz], parte de la potencia de esta señal seguía su camino hasta el diplexor de anillo resonante y una parte de ella era desviada por medio de un acoplador direccional hasta un harmonic mixer donde se obtenía una señal de frecuencia intermedia a 850 [MHz] que servía de realimentación para un Phase Lock Loop que permitía estabilizar la frecuencia de salida del Klystron al valor de 57 [GHz]. Los detalles del funcionamiento de este sistema se pueden ver en [16].

Figura 5.7: Estructura que tenía el receptor del SMWT con el antiguo oscilador local tipo

Klystron.

5.3.1.1. Principio de funcionamiento

Un esquema básico de este tipo de oscilador se muestra en la Figura 5.8. El principio de funcionamiento es el siguiente: se genera un haz de electrones que es acelerado para hacerlo pasar por una cavidad resonante. En la cavidad resonante se genera, como respuesta a una señal de corriente alterna acoplada a la cavidad, una onda que modifica la velocidad de los electrones del haz (modulación de velocidad).

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Figura 5.8: Esquema básico de un Klystron.

Esta onda tiene la misma frecuencia que el campo en la cavidad y una velocidad un poco menor a la del haz. El haz modulado en velocidad sigue su camino hacia el reflector que está a potencial negativo para frenar el haz y eventualmente hacer que éste cambie su dirección retornando a la cavidad. Este mecanismo permite realimentar la señal de corriente alterna que moduló el haz. Dependiendo de la fase y la magnitud del acoplamiento entre el haz y la cavidad se puede obtener oscilaciones auto sostenidas en el Klystron. Una descripción completa y detallada de este dispositivo se puede encontrar en [16].

5.3.1.2. Características del Klystron usado en el oscilador.

El Klystron usado en el receptor es el modelo VRE-2103B19, fabricado por Varian, Canadá. En condiciones de operación típicas se usa un voltaje de haz de 1500 [V], y un voltaje de reflector de 500 [V] con respecto al voltaje de haz. Debido a que se usa una cavidad resonante el Klystron es capaz de generar frecuencias en un pequeño rango. Para evitar el calentamiento del Klystron, éste es enfriado por medio de circulación de agua.

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5.3.2. Modernización del Oscilador original del receptor por uno del tipo Gunn.

Durante el año 2005, Walter Max-Moeberck [11] realizó el reemplazo del oscilador local del receptor del tipo Klystron por uno del tipo Gunn, a continuación se explican detalles de este nuevo oscilador.

5.3.2.1. Principios de operación del oscilador Gunn.

Un oscilador Gunn se compone básicamente de un dispositivo semiconductor (dispositivo Gunn) acoplado a una cavidad resonante. El principio de funcionamiento se basa en el hecho que la estructura de bandas de algunos semiconductores (GaAs, InP o CdTe) tiene la banda de conducción dividida en dos bandas muy cercanas, una de ellas de baja energía-alta movilidad y la otra de alta energía-baja movilidad.

Cuando hay más electrones en la banda de baja energía-alta movilidad la conductividad es mayor, que cuando hay más en la banda de alta energía-baja movilidad, pues la conductividad se relaciona directamente con la movilidad de los portadores de carga (Una discusión completa sobre las propiedades básicas de semiconductores se puede encontrar en [17]).

En términos de comportamiento como elemento de circuito se tiene que la característica corriente-voltaje de un semiconductor de este tipo es como el de la Figura 5.9.

Figura 5.9: Característica corriente-voltaje de un dispositivo Gunn. En la figura anterior se tiene una zona de resistencia diferencial negativa, que se

forma cuando los electrones pasan de la banda de baja energía a la de alta, disminuyendo la resistencia. Hay básicamente dos modos de operación que generan oscilaciones, el primero de ellos se denomina modo de tiempo de tránsito (transit-time mode) o modo Gunn y consiste en aplicar al dispositivo un voltaje mayor que el umbral, de este modo se forma un dominio bipolar (Figura 5.10) que separa una región de alta movilidad de una de baja movilidad.

47

Este dominio viaja desde el cátodo al ánodo donde se destruye, este proceso se repite sucesivamente generando oscilaciones cuyo periodo está dado por el tiempo de tránsito del dominio bipolar. El principal problema de este modo de operación es que la frecuencia no puede ser controlada externamente y que no es muy eficiente en términos de generación de potencia.

Figura 5.10: Dispositivo Gunn en modo de tiempo de tránsito.

El segundo modo de operación se denomina modo de carga espacial limitada (limited space-charge (LSA)) y consiste en acoplar el dispositivo Gunn a un circuito resonante con una frecuencia varias veces mayor que la frecuencia de oscilación del modo de tiempo de tránsito, de esta forma el dominio bipolar no tiene tiempo de formarse, por lo que el comportamiento del dispositivo Gunn es esencialmente el de un dispositivo de resistencia negativa. En este modo de operación el dispositivo se polariza con un voltaje ligeramente mayor al umbral, de esta forma genera oscilaciones con una amplitud tal que cubre toda la zona donde la resistencia es negativa (Figura 5.11).

Algunas configuraciones usadas en la práctica se muestran en las siguientes figuras. Ambas corresponden a la operación en el modo LSA, pues éste permite realizar el control de la frecuencia de las oscilaciones.

Figura 5.11: Dispositivo Gunn en modo de carga espacial limitada.

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La primera configuración (Figura 5.12) permite ajustar la frecuencia de oscilación

por medio de un tornillo sintonizador. En esta configuración los transformadores 4λ

permiten ajustar la impedancia de la cavidad a la salida.

Figura 5.12: Ejemplo de configuración de oscilador Gunn.

La segunda configuración (Figura 5.13) permite ajustar electrónicamente la frecuencia de oscilación por medio de un diodo varactor (dispositivo de capacidad variable y controlable).

Figura 5.13: Otro ejemplo de configuración de oscilador Gunn.

49

5.3.2.2. Características del oscilador Gunn

El oscilador Gunn que se instaló en el receptor fue fabricado por J. E. Carlstrom Co., este equipo es capaz de entregar directamente la frecuencia de 113.9 [GHz], sin necesidad de un multiplicador X2, con un nivel de potencia cercano a los 20 [mW]. Esto lo hace apropiado para la sintonización del receptor a 115.3 [GHz].

El oscilador Gunn es capaz de oscilar a frecuencias entre 85 [GHz] y 116 [GHz] entregando una potencia de salida mayor a 10 [mW], esto último permite la observación de un gran número de transiciones moleculares.

El ajuste de frecuencia de este oscilador se realiza por medio de un tornillo micrométrico y un voltaje de polarización del orden de 10 [V], 170 [mA].

El tornillo permite hacer una selección gruesa de la frecuencia de salida, mientras que el voltaje de bias permite variar la frecuencia electrónicamente en valores del orden de 100 [MHz] cada 0.2 [V].

El oscilador cuenta con un segundo tornillo micrométrico que permite optimizar el acoplamiento entre la cavidad resonante y la salida, aumentando la potencia de salida.

Figura 5.14: Oscilador Gunn de J. E. Carlstrom Co.

50

5.3.3. Comparación con el Klystron

El oscilador Gunn tiene múltiples ventajas en comparación con el Klystron. Entre estas destacan. • Rango de frecuencias de oscilador local: Mientras que con el Klystron sólo se pueden generar frecuencias de oscilador local entre 108 [GHz] (54 [GHz] a la salida del Klystron) y 118 [GHz] (59 [GHz] a la salida del Klystron), esto gracias al efecto del multiplicador, con el oscilador Gunn se puede cubrir toda la banda entre 85 [GHz] y 116 [GHz], sin necesidad de contar con el multiplicador. Lo anterior significa que el receptor puede ser sintonizado para observar una mayor cantidad de transiciones moleculares, aumentando sus potencialidades científicas. • Facilidad de operación: El Klystron requiere de altos voltajes para ser operado y de una bomba de agua para ser enfriado. El oscilador Gunn sólo requiere de una polarización del orden de 10 [VDC] para generar potencia y un disipador de calor. Si bien también se requiere de la implementación de un phase lock loop (PLL) esto no genera mayores complicaciones. 5.3.4. Principios de funcionamiento y especificaciones de los componentes del oscilador local.

En esta sección se describen las características y parámetros que definen el comportamiento de los dispositivos utilizados en este oscilador. El oscilador Gunn fue fabricado por J. E. Carlstrom Co. Las especificaciones de éste se dan en la Tabla 5.1.

Rango de Frecuencias ~ 82 [GHz] ~ 117 [GHz] Potencia de salida Ver Figura 5.15

Voltaje de polarización ~ 10 [VDC], ~ 170 [mA]

Tabla 5.1: Datos básicos oscilador Gunn de J. E. Carlstrom Co.

51

Figura 5.15: Potencia de salida versus frecuencia para el oscilador Gunn de J. E. Carlstrom Co. (Datos reportados por el fabricante).

5.3.5. Aspectos básicos sobre el Phase Lock Loop

Debido a la dependencia de la frecuencia de salida de los osciladores con la temperatura, las variaciones de la impedancia de la carga u otras causas, se requiere de algún esquema por medio del cual se pueda estabilizar la frecuencia de salida.

Esta estabilización de la frecuencia de salida se logra por medio del llamado Phase Lock Loop, cuyas principales características se discuten a continuación.

La configuración clásica de un Phase Lock Loop se muestra en la Figura 5.16.

Figura 5.16: Configuración básica de un Phase Lock Loop.

52

El detector de fase es un dispositivo que compara dos frecuencias de entrada generando una salida que es una medida de la diferencia de fase de las señales entrantes.

Si las señales no tienen frecuencias iguales el detector de fase genera una señal de error que luego de ser filtrada y amplificada es aplicada al oscilador controlado por voltaje (VCO - Voltage Controlled Oscillator) de modo de desviar su frecuencia en la dirección de fIN.

Con un diseño apropiado se logra finalmente que fVCO sea igual a fIN y que mantengan una relación de fase constante.

Los dispositivos instalados en el receptor del SMWT fueros fabricados y distribuidos por XL Microwave Inc. y consistieron en un Oscillator Phase Lock Module, Model 800A y un Control Unit, Model 801 (ver Figura 5.17).

Figura 5.17: Phase Lock Loop para oscilador Gunn de XL Microwave.

53

Finalmente un diagrama del receptor del SMWT con el oscilador Gunn incorporado se muestra en la Figura 5.18.

Figura 5.18: Estructura que tiene el receptor del SMWT con el nuevo oscilador local tipo Gunn.

54

5.4. Amplificadores Este dispositivo consiste en un elemento que provee ganancia de potencia a una señal de entrada. Tal ganancia se expresa generalmente en decibeles (dB) y viene dada por:

[ ] [ ] ( )1.5log10 dBPP

dBGin

out⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛⋅=

Donde Pout es la potencia de salida y Pin es la potencia de entrada. Según su aplicación se pueden encontrar diversos tipos de amplificadores, por ejemplo, en

las últimas etapas de un transmisor se usan amplificadores de potencia con altos niveles de potencia de salida, mientras que en las primeras etapas de recepción se usan amplificadores de bajo ruido (LNA), los cuales tienen bajos niveles de ruido y alta ganancia.

En un LNA las consideraciones de diseño más importante son: 1. El ruido. 2. La ganancia. 3. La estabilidad. 4. Y el rango de frecuencias de operación.

En los amplificadores usados con fines radioastronómicos el ruido y la estabilidad son los

factores más importantes, estos dispositivos suelen estar enfriados a temperaturas criogénicas y no son usados en condiciones de máxima ganancia, esto para operar en su rango dinámico.

Si fuese necesario, dos o más amplificadores pueden ser puestos en serie para lograr la ganancia deseada, si la ganancia se mide en decibeles, la ganancia total será la suma de las ganancias individuales de cada amplificador.

En cuanto a la estabilidad, los amplificadores pueden ser altamente estables si para cualquier carga pasiva o desadaptación de impedancia se mantienen sin oscilaciones de ganancia, o condicionalmente estables si son estables sólo para ciertas cargas o impedancias.

En la actualidad la tecnología de los LNA llega hasta frecuencias cercanas a 150 [GHz] con amplificadores del tipo HEMT (como el amplificador con el que cuenta el receptor del SMWT), a frecuencias mayores la primera etapa de recepción es reemplazada por mezcladores de alta sensibilidad tipo SIS o HEB.

Para incorporar adecuadamente un amplificador a un sistema receptor se deben tomar en cuenta dos aspectos importantes, la adaptación de impedancias y el bias del dispositivo.

La adaptación de impedancias es algo crítico, ya que a mayor frecuencia de operación es más difícil lograr amplificadores incondicionalmente estables. Desadaptaciones a la entrada o salida del amplificador pueden provocar ondas estacionarias que lo desestabilicen y dañen.

En cuanto al bias, el fabricante entrega en el datasheet65 especificaciones de ruido y ganancia en función de la corriente. Para un LNA la corriente de bias estará dada por la región en que la curva de figura de ruido sea menor, y en esa región el punto con mayor ganancia. Por ejemplo, en la Figura 5.19 la corriente de bias óptimo sería alrededor de 15 [mA].

65 Datasheet u hoja de especificaciones.

55

Figura 5.19: Curvas de ganancia y figura de ruido (ambas en dB) en función de la corriente de bias (en mA).

5.4.1 Incorporación del amplificador HEMT.

Como se mencionó anteriormente este dispositivo proporciona grandes ventajas a un receptor, fue por eso que en una memoria anterior [14] se realizó la incorporación de un amplificador de bajo ruido del tipo HEMT al front-end del receptor del SMWT. El amplificador que se utilizó fue producto de una colaboración entre la Universidad de Chile y CALTECH. Este amplificador puede operar en la banda de los 85 [GHz] hasta los 115 [GHz] con al menos 25 [dB] de ganancia.

Con la incorporación de este amplificador se logró disminuir la temperatura de ruido del sistema, de modo que el receptor sea capaz de detectar señales más débiles que las que detectaba anteriormente.

Figura 5.20: Amplificadores HEMT adquiridos gracias a la colaboración entre la Universidad de Chile y CALTECH.

56

5.4.2 Nuevo diseño del front-end del receptor del SMWT.

Para lograr disminuir la temperatura de ruido del receptor, el amplificador HEMT fue ubicado como primer componente del sistema, es decir, inmediatamente después del Horn o bocina y de la ventana de vacío.

Entre el amplificador HEMT y el resonant ring se utilizó un aislador, el cual tiene una doble finalidad: • Por una parte, proteger el amplificador de posibles ondas reflejadas desde el mixer o mezclador. • Y por otro lado, evitar que potencia acoplada desde el oscilador local hacia el HEMT pueda dañar este componente al ingresar en reversa.

Luego de la incorporación del HEMT y el aislador, el diseño del receptor del SMWT resultó ser el de la Figura 5.21.

Figura 5.21: Estructura que tiene el receptor del SMWT luego de la incorporación del

amplificador HEMT y el aislador.

57

5.5. Harmonic mixer La función del harmonic mixer es mezclar la señal del oscilador Gunn (con una frecuencia del orden de 100 [GHz]) con armónicas de una señal de oscilador local a una frecuencia bastante menor (de unos pocos GHz). De este modo se puede contar con una referencia de una frecuencia mucho más baja, lo cual hace más fácil satisfacer los requerimientos de estabilidad.

El harmonic mixer es un dispositivo de dos terminales, uno de ellos permite la entrada de la señal del oscilador Gunn, mientras que el otro terminal permite la entrada de la señal de referencia y al mismo tiempo la salida de las combinaciones generadas en el dispositivo. Es por esta razón que se requiere separar por medio de filtros estas señales usando un diplexor66 (ver 5.6).

El harmonic mixer usado en este receptor es el modelo WM de Pacific Millimeter Products67, el cual se puede observar en la Figura 5.22

Este harmonic mixer permite bajar la frecuencia de la señal de salida del oscilador Gunn, por medio de la combinación de ésta con armónicas de una señal de aproximadamente 4 [GHz]. Esta señal debe ser controlable por medio de un sintetizador de frecuencia, esto para poder sintonizar la salida del Gunn a distintas frecuencias y permitir la observación de material a distintas velocidades y para distintas líneas de emisión.

Figura 5.22: Harmonic mixer para banda W de Pacific Millimeter Products.

5.6. Diplexor Dado a que el harmonic mixer es un dispositivo de dos terminales, se requiere separar la señal de referencia de las señales generadas por él, las cuales salen por el mismo terminal.

Un diplexor es un dispositivo que permite separar (o unir) dos bandas de frecuencia. Para el caso del SMWT se decidió reutilizar el diplexor presente en la unidad de PLL del

Klystron, esta alternativa ya fue usada en el radiotelescopio milimétrico del CfA68 y dio buenos resultados.

Este dispositivo es en realidad un triplexor, por lo que además permite la administración de polarización al harmonic mixer o de un retorno a tierra en caso que la polarización no sea necesaria. 66 En realidad este diplexor corresponde a un triplexor. 67 Para detalles de su ficha técnica se recomienda leer el apéndice C de la bibliografía [11]. 68 CfA o telescopio gemelo, para mayores detalles se recomienda ver el punto 5.15 de la presente memoria.

58

5.7. Atenuadores Los atenuadores permiten regular el nivel de potencia de modo de proteger algunos elementos y ajustar mejor la respuesta de ciertas secciones. Estos también contribuyen a disminuir el efecto del mal acoplamiento entre dispositivos.

Los atenuadores pueden ser fijos o variables y existen muchas formas de construirlos, algunas de estas formas son discutidas en [18].

Uno de los mejores atenuadores que existen es el atenuador giratorio (rotary attenuator), que se muestra en la Figura 5.23. Conceptualmente el funcionamiento es el siguiente: la onda entra al atenuador con el campo eléctrico perpendicular a la tarjeta resistiva (resistive card) por lo que se produce poca atenuación. Al pasar a la guía cilíndrica la onda sufre una atenuación determinada por la componente del campo eléctrico alineada con la tarjeta resistiva rotatoria. Como el campo que emerge de la guía circular no es completamente perpendicular a la tarjeta resistiva, se produce una segunda atenuación a la salida. Es fácil probar (ver [8]) que la atenuación está dada por:

( )( ) [ ] ( )2.5sinlog40 dBθα ⋅−=

Donde θ representa el ángulo de rotación de la guía circular con respecto a la guía rectangular.

Figura 5.23: Atenuador giratorio.

El parámetro más importante de un atenuador es la atenuación, que corresponde a la razón entre la potencia de entrada y la de salida del atenuador en decibeles.

59

5.8. Aislador El aislador es un dispositivo de dos terminales que permite la transmisión con muy poca atenuación en una dirección, y con un gran nivel de atenuación en la otra.

Este dispositivo se usa generalmente para acoplar una fuente de microondas a la carga, esto debido a sus propiedades que permiten que la fuente siempre vea una carga adaptada, disminuyendo las variaciones en la potencia de salida y frecuencia que podrían producirse.

Figura 5.24: Atenuador para banda W.

El funcionamiento de este dispositivo se basa en un fenómeno denominado rotación de Faraday que corresponde a la rotación del plano de polarización de una onda electromagnética linealmente polarizada cuando esta atraviesa ferritas. Esta rotación es producto de las distintas constantes de propagación para las ondas circulares de polarización dextrógira y levógira.

Un esquema de un aislador y de la forma en que este opera se muestra en la Figura 5.25. En una dirección se produce un giro en 45o el cual es compensado por la rotación Faraday en las ferritas. La onda que sale del aislador lo hace con su dirección de polarización perpendicular a la tarjeta resistiva sufriendo muy poca atenuación. Para la otra dirección se produce una rotación en 45o en las ferritas y una segunda rotación en ésta cantidad, de este modo se logra que la dirección de polarización quede paralela a la tarjeta resistiva produciéndose una atenuación casi total de la onda incidente. Los detalles del aislador y la propagación de ondas electromagnéticas en ferritas se pueden ver en [18].

60

Figura 5.25: Funcionamiento del aislador (rotación de Faraday) [18].

En el caso de este receptor la mayor desadaptación de impedancia podría darse en el diplexor de anillo resonante y el amplificador HEMT, por lo que el aislador es necesario para impedir que esto genere un mal funcionamiento del oscilador Gunn. 5.9. Acoplador direccional

Un acoplador direccional es un dispositivo de cuatro puertos (puertos 1, 2, 3 y 4) que idealmente están perfectamente acoplados a la red (no hay reflexiones) y tiene las siguientes propiedades: • La potencia incidente en el puerto 1 (P1), se transfiere a los puertos 2 (P2) y 3 (P3). No hay transferencia de potencia al puerto 4 (P4). • La potencia incidente en el puerto 4, se transfiere a los puertos 2 y 3. No hay transferencia de potencia al puerto 1. • Lo de los puntos anteriores se repite para los puertos 2 y 3, en relación a los puertos 1 y 4.

De lo anterior se tiene que los pares de puertos 1-4 y 2-3, deberían estar completamente desacoplados. En las aplicaciones el puerto 4 se termina con una carga adaptada, por lo que se trata de un dispositivo con tres puertos. Si se hace incidir potencia por el puerto 1, ésta debería transferirse a los puertos 2 y 3. De haber transferencia al puerto 4 esta debería ser absorbida por la terminación.

61

Los acopladores direccionales que usan guías de onda usualmente se construyen con dos secciones de guía de onda paralelas (ver Figura 5.26). En la pared común a ambas se construyen aberturas de acoplamiento que permiten la transferencia de potencia. La teoría que permite entender y diseñar estos acopladores direccionales es revisada en [18].

Figura 5.26: Esquema de funcionamiento del acoplador direccional.

El acoplador direccional permite tomar una muestra de la frecuencia generada por el

oscilador del tipo Gunn, esta muestra de frecuencia hace posible que la unidad PLL controle la frecuencia de salida del Gunn. 5.10. Conectores y guías de onda Para blindar las señales de interés de las señales externas, se usan tanto guías de onda para las señales analógicas, como cables coaxiales para las señales digitales.

Las conexiones por medio de cables coaxiales tienen dos limitaciones, el aumento de las pérdidas en los conductores al aumentar la frecuencia y la excitación de modos de guía de onda cilíndrica. Este comportamiento está determinado tanto por el tipo de cable como por los conectores usados, siendo este último el factor más importante en la determinación del comportamiento a alta frecuencia de un sistema conector-cable.

Existe una gran cantidad de conectores para radiofrecuencias, su diseño depende de su finalidad, numero de conexiones-desconexiones y rango de frecuencias.

Los conectores usados en este receptor y su frecuencia máxima son (Figura 5.25): BNC, 2 [GHz]; N, 18 [GHz]; SMA, 12.4 [GHz]. Todos ellos tienen una impedancia de 50 [Ω].

Figura 5.27: Conectores de radiofrecuencia usados. De izquierda a derecha, BNC, N y SMA.

Al ir aumentando aún más la frecuencia las pérdidas y la excitación de modos de guía de onda hacen imposible realizar la transmisión por medio de cables coaxiales y se debe usar guías de onda. Las guías de onda encontradas en este receptor reciben las denominaciones estándar: WR-15 para la banda V, 50-75 [GHz] y WR-10 para la banda W, 75-110 [GHz].

62

5.11. Otros instrumentos en la misma banda de frecuencias A fin de comparar algunas de las tecnologías en la banda de interés de esta memoria (entre los 85 [GHz] y los 115 [GHz]) se muestra a continuación una tabla comparativa de distintas instalaciones y su tecnología asociada (ver Tabla 5.2). El objetivo de esta revisión de radiotelescopios es sacar ideas acerca de sus diseños y tratar de incorporarlas en el receptor del SMWT.

Tabla 5.2: Otros receptores que operan en la banda 85-115 [GHz]69

Se puede observar que los mezcladores SIS son la tecnología dominante para realizar observaciones en esta banda, encontrándose tan sólo dos receptores que funcionan basados en amplificadores HEMT como front-end. Se recuerda que ésta es la tecnología con que cuenta el receptor del SMWT. Un caso importante es el CfA 1.2m Telescope (el telescopio gemelo del SMWT), el cual es descrito en el anexo E.1.7 de la presente memoria.

Para el presente trabajo son de particular importancia los ejemplos del Five College Radio Astronomical Observatory (FCRAO) y el de Australia Telescope Compact Array (ATCA), pues ambos utilizan amplificadores HEMT como front-end.

Sin embargo el receptor australiano tiene una primera etapa de amplificación que opera enfriada con helio. Luego, la señal es conducida hacia un mezclador que se encuentra al exterior del termo, es decir, a temperatura ambiente. Este receptor no puede operar en toda la banda, llegando sólo hasta los 105 [GHz].

69 Mayores detalles sobre estos radiotelescopios se pueden encontrar en el Anexo E.1.

63

6. Estudio realizado para solucionar el problema de la banda imagen. 6.1. Explicación del problema

El problema de la banda imagen se origina en la etapa de mezclado de las señales IM70 y RF71 (señales provenientes del espacio) con la señal OL72 (proveniente del oscilador local), la señal imagen puede tener un origen cósmico o simplemente corresponder a ruido. Este problema se puede describir de la siguiente manera.

Figura 6.1: Diagrama de bloques de un receptor similar al SMWT donde se observa el problema

de la banda imagen.

La señal o espectro a la salida de un mezclador (mixer) excitado con la señal Vin contiene múltiples combinaciones lineales de las frecuencias IM, RF y OL. Esto debido a la característica no lineal del mezclador, de esta manera se puede expandir en una serie de Taylor, obteniéndose a la salida del mixer o mezclador la Ecuación 6.1.

( ) ( ) ( ) ( )1.6......3 +++= ϑininout VbVaI

Despreciando los componentes de orden 3 y superiores, considerando que el voltaje de entrada al mezclador corresponde a la suma de la señal de origen extraterrestre y la señal proveniente del oscilador local, es decir:

( ) ( ) ( ) ( )2.6coscoscos tVtVtVV LOLORFRFIMIMin ωωω ++=

Luego al expandir la Ecuación 6.2 se obtiene la Ecuación 6.3. En ella es posible identificar las distintas componentes de frecuencia que se encuentran a la salida del mezclador.

( ) ( ) ( )( ) ( )( ) ( )( )tatatatataI LORFLORFLORFout ωωωωωω 2cos2coscoscoscos 54321 ++−++=

( ) ( ) ( )( ) ( )( ) ( )( ) ( )3.62cos2coscoscoscos ,5

,4

,3

,2

,1 tatatatata LOIMLOIMLOIM ωωωωωω ++−+++

70 IM corresponde a la parte de la señal proveniente del espacio que posee frecuencia de valor IM. 71 RF corresponde a la parte de la señal proveniente del espacio que posee frecuencia de valor RF. 72 OL corresponde a una señal de referencia proveniente de un oscilador local que posee frecuencia de valor OL.

64

El filtro pasa banda (Filtro IF en la Figura 6.1) que se ubica inmediatamente después de este bloque tiene como finalidad seleccionar la componente de frecuencia LORF ωω −=Δ , cuya amplitud, a3, es directamente proporcional a la amplitud de la señal RF que se desea medir [31]73.

Sin embargo de la misma manera este filtro seleccionará la componente de frecuencia LOIM ωω −=Δ , cuya amplitud, ,

3a , es directamente proporcional a la amplitud de la señal IM que no se desea medir.

El problema de este esquema y que concita parte del interés de esta memoria, es que tanto la señal en cuestión (RF) como su imagen (IM) son trasladadas hasta la misma parte del espectro, lo cual se observa en la Figura 6.2. Cuando un receptor opera con esta modalidad se dice que trabaja en modo de doble banda o DSB74.

Figura 6.2: Problema de la banda imagen.

En la Figura 6.2 (a) se puede observar el estado de las señales IM, RF y OL antes del proceso de mezclado, posteriormente en la Figura 6.2 (b) se puede observar que sobre IFω se superponen tanto la señal de interés (RF-OL) como la señal imagen (IM-OL).

73 En particular se recomienda observar el capitulo 2 de la tesis [31]. 74 DSB o Double Side Band, desde ahora en adelante se usara esta nomenclatura para referirse a este concepto.

65

Sean WLO la frecuencia asociada al oscilador local, WIM una frecuencia cualquiera, donde WIM es inferior a la frecuencia WLO, tal que WIM-WLO = -Δ= -WIF y WRF la frecuencia de interés tal que WRF -WLO = Δ = WIF, esto provocará tres eventuales situaciones al momento de observar la señal que se desea analizar (WRF). 1. La señal WIM ≠ 0 y WRF ≠ 0 (Figura 6.3 (a)), luego de la etapa de mezclado -WIF se replicará en la parte positiva del espectro, montándose sobre la señal de interés WIF (Figura 6.3 (b)).

Figura 6.3: Primer caso del problema de la banda imagen.

66

2. La señal WIM = 0 y WRF ≠ 0 (Figura 6.4 (a)), luego un eventual ruido disminuirá la razón señal a ruido de la señal de interés (Figura 6.4 (b)).

Figura 6.4: Segundo caso del problema de la banda imagen75. 75 Cabe destacar que en la Figura 6.4 no se ha dibujado el ruido, sin embargo este siempre existe, y en este caso en particular equivale a disminuir la amplitud de la señal RF.

67

3. La señal WIM ≠ 0 y WRF = 0 (Figura 6.5 (a)), luego -WIF se replicará en la parte positiva del espectro, dando a entender de que existe señal de interés sin existirla en realidad (Figura 6.5 (b)).

Figura 6.5: Tercer caso del problema de la banda imagen.

Es por esto que resulta de alta importancia corregir el problema de la banda imagen.

68

6.2. Tecnologías disponibles [27]. En esta parte de la memoria se mostrarán tres técnicas existentes para solucionar el problema de la banda imagen, sin embargo se hace la salvedad de que estas no son las únicas, pudiéndose encontrar otras formas para solucionar este problema que van a variar dependiendo de la frecuencia a la cual se esta trabajando y la tecnología utilizada en las etapas posteriores en el receptor.

Las tecnologías que aquí se describen son las más apropiadas para la frecuencia del SMWT, se recomienda mirar la Figura 6.2 para mayor comprensión de las explicaciones asociadas a cada una de las tecnologías. 6.2.1. Mediante el uso de Filtros

Una técnica utilizada es el uso de filtros antes de la etapa de mezclado, esto permite eliminar la señal de frecuencia WIM antes de obtenerse la señal imagen de dicha señal (-Δ = -WIF).

6.2.1.1. Principio de funcionamiento

La elección de un filtro a la entrada es altamente dependiente de los requerimientos del mezclador, esto dado que el sintonizador del mezclador Shottky del receptor del SMWT opera mejor cuando es conectado a fuentes de impedancia del mismo valor, por lo que un filtro implementado en la primera etapa debería al menos satisfacer este requerimiento.

Existen filtros de dos y cuatro puertos los cuales están sintonizados para trabajar a ciertas bandas de frecuencia, ya que a estas frecuencias (del orden de los 100 [GHz]) no resulta conveniente desarrollar filtros activos76 debido a complicaciones tecnológicas y económicas.

Los filtros sean de dos o cuatro puertos cumplen la función de eliminar la señal cuya frecuencia no es de interés, generalmente esta señal indeseada se elimina mediante elementos pasivos, un ejemplo de filtros a la frecuencia de interés (alrededor de 100 [GHz]) son los filtros Fabry Perot [30], otro filtro en ese orden de frecuencias y sus características se pueden observar en la Figura 6.6.

76 Son filtros que pueden trabajar en rangos de frecuencia variable.

69

Figura 6.6: Filtro de Millitech que opera a 100 [GHz] (arriba) y su característica de ancho de banda (abajo) [32]77.

77 Se recomienda observar este catalogo para mayor información.

70

6.2.1.2. Ventajas y desventajas

Entre las principales ventajas destacan:

• No se requiere de gran intervención del receptor del SMWT para su implementación, solo bastaría intercalar el filtro entre el HEMT y el anillo resonante.

• Existencia de empresas que fabrican dicha tecnología. Sin embargo posee las siguientes desventajas:

• Poco ancho de banda78, lo que limitaría el rango de observación del receptor

del SMWT, esto se solucionaría con la implementación de un filtro activo, sin embargo esto resulta extremadamente costoso.

• Alto costo, el cual se incremente exponencialmente a medida que se aumenta la frecuencia.

• Imposibilidad de desarrollar esta tecnología en Chile, debido a la falta de equipos para su implementación.

6.2.1.3. Posibilidades de implementación

No se recomienda utilizar este dispositivo en el receptor del SMWT, ya que

limitaría demasiado el espectro observable con el receptor, de lo contrarío habría que imitar lo utilizado en el receptor SAO (radiotelescopio experimental RLT del Smithsonian Astrophysical Observatory), el cual concentra su trabajo en cuatro partes del espectro de frecuencia (850 [GHz], 1.03 [GHz], 1.2 [GHz] y 1.5 [GHz]), donde básicamente se utiliza un receptor para cada banda, por lo que posee cuatro filtros, uno para cada frecuencia de interés, el esquema de este receptor se puede observar en la Figura 6.7.

78 Ver Figura 6.6 y catalogo de empresa Millitech.

71

Figura 6.7: Diagrama de bloques simplificado del receptor SAO.

72

6.2.1.4. Rediseño del receptor incluyendo un filtro

A continuación se observa un diagrama de bloques del receptor del SMWT incorporando un filtro en la primera etapa, antes del mezclador.

Figura 6.8: Diagrama de bloques de la implementación de un filtro en el receptor del SMWT.

73

6.2.2. Mediante técnicas de digitalización

Otra técnica utilizada es el uso de filtros digitales en la etapa de baja frecuencia (en el caso del SMWT a 150 [MHz]), esto permitiría eliminar la señal imagen (fI) mediante el aprovechamiento del desfase de múltiples señales de entrada, por lo que este procedimiento necesita de señales proveniente de distintos receptores.

6.2.2.1. Principio de funcionamiento [28]

Este mecanismo utiliza múltiples señales de entrada, por lo que suele ser utilizado en interferómetros. Consiste básicamente en aprovechar la separación espacial de las antenas, el cual genera en desfase a nivel de frecuencia, luego mediante el uso de computadores en la etapa digital de la señal, utiliza dicho desfase para eliminar la banda imagen.

Los métodos para realizar este análisis digital son múltiples, uno de ellos consiste en utilizar dos bancos de filtros, donde el primero suma las señales en las dos bandas laterales (desplazamiento de fase), y los segundos las restan para proporcionar las visibilidades para cada banda lateral por separado [29].

6.2.2.2. Ventajas y desventajas

Lamentablemente para las necesidades del receptor del SMWT este procedimiento presenta solo desventajas, las principales son:

• Necesita de varias señales de origen simultáneas, o sea de un arreglo de antenas, el

cual no es el caso del SMWT. • Necesita de un computador de alto nivel de procesamiento en la etapa digital. • Necesitaría de una modificación a nivel de programación, en su etapa digital.

74

6.2.3. Mediante mezcladores separadores o elimina banda

En esta parte de la memoria se describirán dos técnicas que solucionan el problema de la banda imagen, estas dos técnicas se encuentran fuertemente relacionadas, estas son SSB79 y 2SB80, sin embargo poseen una sutil diferencia que cabe la pena destacar.

El SSB filtra la banda imagen después del mezclado, por lo tanto solo la señal de interés es presentada a la salida como señal IF.

Por otra parte el 2SB separa la señal de interés de la parásita, con la finalidad de utilizar ambas señales para la observación a distintas frecuencias de interés. 6.2.3.1. Principio de funcionamiento

Este dispositivo se colocaría posterior al aislador utilizado para el HEMT (ver Figura 5.21), por lo que recibiría directamente la señal RF, tal como se observa en la Figura 6.9, posteriormente la señal RF es dividida en dos de igual potencia (la mitad en la entrada A y la otra mitad en la entrada B), luego cada una de estas señales son mezcladas en mixers diferentes, donde uno de ellos posee su señal LO desfasada en -90˚, de esta manera resultan dos señales, donde una de ellas (C) es producto del mezclado propio de un proceso heterodino y otra (D) que corresponde a una heterodinación con desfase.

Posteriormente tanto C como D son introducidas a un híbrido81 que vuelve a desfasar ambas señales en -90˚ obteniéndose las señales E y F, donde se observa que E corresponde a la llamada USB82 y F a la LSB83.

Figura 6.9: Diagrama de bloques de un 2SB. 79 SSB o Single Sideband receiver, desde ahora en adelante se usará esta nomenclatura para referirse a este concepto. 80 2SB o Sideband Separation receiver, desde ahora en adelante se usará esta nomenclatura para referirse a este concepto. 81 Ver anexo D.3 82 USB o Up Side Band, desde ahora en adelante se usará esta nomenclatura para referirse a este concepto. 83 LSB o Low Side Band, desde ahora en adelante se usará esta nomenclatura para referirse a este concepto.

75

A continuación se desarrollarán las ecuaciones que describen el comportamiento de este dispositivo, para un mejor entendimiento se recomienda ver la Figura 6.9.

Usando la misma notación de la parte 6.1 de la presente memoria se puede definir )cos( tVV LOLOLO ⋅= ω como la señal proveniente del oscilador local, por otra parte la señal

proveniente desde el espacio se puede definir como )cos( tVV RFRFRF ⋅= ω , de esta manera dado que la señal de frecuencia intermedia (tercer termino de la Ecuación 6.3) tiene como argumento de la señal sinusoidal a LORF ωω − se define la frecuencia intermedia como IFω , donde:

( )4.6LOIFRFLORFIF ωωωωωω +=⇒−=

Lo que correspondería a la señal USB.

Por otra parte:

( )5.6IFLORFRFLOIF ωωωωωω −=−⇒−=−

Lo que correspondería a la señal LSB. Luego la señal USB y LSB que resultaron de la mezcla en el mixer 1 (MIX1) son:

( ) ( )6.6)2cos()cos(21)cos()cos()cos()cos( IFLOIFLOIFLORFLOUSB ωωωωωωωω ++=+⋅=⋅⇒

( ) ( )7.6)2cos()cos(21)cos()cos()cos()cos( IFLOIFIFLOLORFLOLSB ωωωωωωωω −+=−⋅=−⋅⇒

Considerando solo el término IFω que esta representado por la señal C de la Figura

6.9, se puede representar, sin perdida de generalidad a las señales USB y LSB por los siguientes vectores.

USBLSB21

21

⇑⇑

Realizando el mismo análisis, pero esta vez para la señal que resulta del mezclado

en el mixer 2 (MIX2) se tiene que:

( )8.6)90cos(21)(

21)cos()()cos()( +=−=+⋅=⋅⇒ IFIFLOIFLORFLO sensensenUSB ωωωωωωω

( )9.6)90cos(21)(

21)cos()()cos()( −==−⋅=−⋅⇒ IFIFIFLOLORFLO sensensenLSB ωωωωωωω

76

Si nuevamente se considerando solo el término IFω que esta representado por la señal D de la Figura 6.9, se puede representar, sin perdida de generalidad a las señales USB y LSB por los siguientes vectores.

USBLSB21

21

⇐⇒

Es así luego de que ambas señales C y D pasan por el híbrido se puede realizar un

análisis vectorial de las mismas, resultando las señales LSB y USB separadas completamente.

USBUSBLSBUSBLSB

=⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛ ⇑⇓⇑⇑21

LSBUSBLSBUSBLSB

=⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛ ⇒⇒⇐⇒21

Es así que a la salida del dispositivo resultan dos señales, la de interés (USB) y la lateral (LSB), las cuales se obtuvieron tras un primer mezclado con una señal de oscilador en fase y la otra desfasada en 90° respectivamente y desfasadas posteriormente ambas a la salida del dispositivo mediante un híbrido, es así que se logra la cancelación de la banda lateral.

Una cancelación perfecta de la banda lateral ocurre en el caso ideal cuando las señales del oscilador local (OL) y la señal proveniente del espacio (RF) se dividen igualmente y se ponen en fase exactamente.

El grado de supresión de la banda lateral se relaciona directamente con el equilibrio de la magnitud y de la fase de la energía dividida de las señales RF y de OL aplicada a ambos mezcladores, así como el resto de la simetría de los componentes del circuito.

Con un cálculo más cuidadoso se puede definir la asimetría total de la amplitud entre los dos ramas como “x” y el desequilibrio total de la fase como ΔΦ , entonces la separación real de la banda lateral en dB está dada por.

( )10.6)cos(

x12x1

)cos(x1

2x-1log10[dB] lateral banda la de Rechazo

2

2

⎟⎟⎟⎟

⎠

⎞

⎜⎜⎜⎜

⎝

⎛

ΔΦ⋅+

+

ΔΦ⋅+⋅=

77

El comportamiento de la Ecuación 6.10 se observa claramente en la Figura 6.10.

Figura 6.10: Separación real de la banda lateral en dB.

6.2.3.2. Ventajas y desventajas Las principales ventajas de esta tecnología son:

• Alta posibilidad de integración del dispositivo en el receptor del SMWT, bastaría intercalar este dispositivo entre el aislador del HEMT y el amplificador FET, es mas este dispositivo elimina la necesidad de contar con el anillo

resonante, el transformador de 41 de onda y el mixer que actualmente posee el

SMWT, quedando mucho espacio disponible en el termo. • Gran ancho de banda, lo que permitiría el rango de observación del receptor

deseable para el SMWT (entre los 85 [GHz] y los 115 [GHz]). • Aceptable costo, comparado con las otras alternativas previamente

mencionadas. • Posibilidad de desarrollar esta tecnología en Chile, debido a que se puede

realizar el diseño mientras que su fabricación se podría encargar a otra institución.

Entre las desventajas de esta tecnología destacan:

• Reciente desarrollo de esta tecnología a esta frecuencia (entre los 85 [GHz] y

los 115 [GHz]), de hecho solo se ha encontrado información y resultados de las pruebas realizadas a estos dispositivos en memos del proyecto ALMA.

• Se debe evaluar cuidadosamente el diseño mecánico del interior del termo, ya

que habrá que retirar el anillo resonante, el transformador de 41 de onda y el

mixer que actualmente posee el SMWT.

78

6.2.3.3. Posibilidades de implementación

Se recomienda utilizar este dispositivo en el receptor del SMWT, ya que permitiría cumplir las necesidades de observación para el receptor, además de ser una gran oportunidad para desarrollar la tecnología en Chile, abaratando así los costos de esta modernización.

Un rediseño del receptor incorporando un SSB en la primera etapa, antes del mezclador se observa a continuación.

Figura 6.11: Diagrama de bloques de la implementación de un SSB en el receptor del SMWT.

79

6.3. Elección de la tecnología a usar en el receptor 1.2m Southern Millimeter-Wave Telescope (SMWT) Columbia-U. De Chile.

Una vez estudiadas las alternativas más recomendadas para solucionar el problema de la banda imagen y considerando múltiples parámetros, entre los que destacan:

• Ancho de banda en el cual debe operar el receptor. • Consideraciones económicas. • Restricciones mecánicas y técnicas. • Compatibilidad con los dispositivos que actualmente posee el receptor del SMWT. • Posibilidad de desarrollar la tecnología.

Se ha determinado que el mejor dispositivo para solucionar el problema de la banda

imagen es un SSB, este equipo cumple la mayor parte de los requerimientos que impone el actual diseño del receptor del SMWT, además presenta ventajas económicas y tecnológicas que hacen pensar en la posibilidad de diseñar el dispositivo en Chile, creando así una nueva veta para ingenieros y científicos nacionales. 6.3.1. Rediseño del receptor incluyendo un SSB

Como se mencionó anteriormente los receptores de banda milimétrica que operan en modo DSB (como lo es actualmente el SMWT) ven limitada su sensibilidad debido al ruido que entra junto a la señal de interés, la cual se ve incrementada por la banda imagen, para eliminar esta banda imagen se ha escogido un SSB, como se mencionó en la parte anterior (6.3).

Cabe la pena destacar que se podría haber propuesto un 2SB para solucionar este problema, sin embargo esta posibilidad se descarto ya que no es de interés (por el momento) analizar la señal imagen, siendo esta la diferencia fundamental entre un SSB y un 2SB.

Es por esto que el SSB recupera solo la banda lateral de interés y disipa a la otra (la banda imagen) en una carga resistiva, la cual puede estar eventualmente enfriada84.

En este caso específico lo más adecuado sería la incorporación de un SSB construido en base a mezcladores Schottky, que corresponde a la tecnología que utiliza el SMWT, estos tendrán que reemplazar al mezclador Schottky actual justo después del HEMT, de hecho dado que resulta fundamental para el funcionamiento de un SSB la equivalencia de las señales que se mezclaran85 se recomienda fabricar o adquirir dos nuevos mixers, esto para asegurar la simetría de la división.

De esta forme se deberá sacar el diplexor, el transformador de 41 de onda y el mixer que

actualmente posee el SMWT y alimentar el SSB directamente con la potencia del Gunn, ya que la potencia de la señal de LO debe ser dividida en partes iguales para cada mezclador balanceado.

En cuanto a la carga disipativa de la banda imagen, se recomienda que esté sumergida en el nitrógeno líquido cuando el termo esté enfriado. El único inconveniente es que, cuando se opere el termo a temperatura ambiente la carga deberá igual ser enfriada, de no ser así, se convertirá en una fuente de ruido térmico muy perjudicial para la sensibilidad del receptor.

84 Si esta resistencia no esta enfriada podría provocar una señal que producto de un VSWR indeseado dañe equipos o aumenten el ruido en el receptor. 85 Esto se explico en la parte 6.2.3.1 de la presente memoria.

80

Al incorporarse este dispositivo, el receptor podría adquirir la siguiente configuración:

Figura 6.12: Diagrama preliminar del receptor con el mezclador de rechazo de imagen incluido

81

6.3.2. Diagrama preliminar del SSB que necesita el receptor del SMWT

Si se realiza un zoom a la Figura 6.12, en la parte que se refiere al SSB se obtiene un diagrama similar al siguiente.

Figura 6.13: Diagrama del SSB que se implementaría en el SMWT

Aquí se observa claramente la entrada de la señal RF a un primer híbrido, el cual es un

dispositivo de cuatro puertos, en este mismo híbrido al igual que en el segundo se observan unos símbolos a tierra, los cuales representan a las cargas disipativas eventualmente enfriadas.

También se observan los dos mixers que reciben tanto las señales RF (con y sin desfase) y la señal proveniente del oscilador local LO. 6.3.3. Análisis teórico del ruido del receptor del SMWT operando DSB y SSB

Actualmente el receptor del SMWT opera en modo DSB, además la incorporación de un

amplificador HEMT se encuentra en su etapa final, por lo que en el análisis del ruido que posee este receptor se considerarán estos aspectos.

Como se sabe los amplificadores HEMT poseen una temperatura de ruido determinada por la temperatura y frecuencia a la que están operando. Las curvas de ruido de un amplificador HEMT del tipo instalado en el receptor del SMWT se pueden observar en la Figura 4.4, en base a dichas curvas, para una frecuencia de 100 [GHz] se tendrá una temperatura de ruido de 170 [K] para el HEMT operando a temperatura ambiente (297 [K]) y una temperatura de ruido de 66 [K] para el HEMT enfriado a 77 [K], o sea en nitrógeno líquido.

82

En cuanto a la ganancia se ha estimado que es del orden de 20 [dB]86 enfriado a 77 [K]. Dado que los HEMT son elementos muy delicados y pueden ser dañados tanto por un exceso de potencia en sus puertas de entrada o de salida como producto de desadaptaciones en la puerta de salida del HEMT (dado que pueden aparecer armónicas de frecuencias indeseadas), se decidió colocar un aislador a la salida del HEMT, lo que ha entregado una temperatura de ruido equivalente “HEMT-aislador” de aproximadamente 520 [K] y una ganancia aproximada de 15 [dB] funcionando a temperatura ambiente.

En la siguiente tabla se resume la temperatura de ruido y la ganancia o pérdida (según corresponda) de cada elemento en la primera etapa cuando el receptor esta operando a temperatura de nitrógeno líquido, o sea a 77 [K].

Componente Temperatura de ruido [K] Ganancia [dB]

Horn 20.6 -0.15 Ventana de vacío 14.3 -0.1

Guía de onda 23.9 -0.25 HEMT 66 20

Aislador 500 -2.5 Diplexor 7.3 -0.2

Mezclador y oscilador local 185 -5.15

Transformador de 41 de onda

0.7 -0.05

Cable coaxial 0.7 -0.05 FET 15 30

Tabla 6.1: Temperaturas de ruido y ganancia de cada uno de los dispositivos actuales del receptor,

en particular desde el FET hasta el horn o bocina87.

Cabe la pena destacar la alta contribución de ruido por parte del horn, la guía de onda y de la ventana de vacío. De esta manera los tres primeros componentes dan un valor mínimo de ruido equivalente a 58.8 [K].

Por ello se deben tomar las precauciones necesarias de forma que las guías de onda queden bien alineadas y no se introduzcan pérdidas adicionales por mala alineación. Otra fuente de pérdidas pueden ser impurezas que queden al interior de las guías de onda. Esta situación debe ser evitada por medio de una adecuada limpieza de las mismas.

Finalmente se concluye que si se toman todas las medidas correspondientes es posible llegar a niveles de ruido del orden de 150 [K], lo que corresponde a un valor bajo, especialmente si consideramos que el receptor es enfriado solamente a 77 [K].

Con la información de la Tabla 6.1 y la ecuación de temperatura equivalente (Ecuación 3.10), se puede calcular la temperatura de ruido equivalente del receptor.

[ ] [ ] ( )SSBKKT receptordelRuido 2363.236 ≈= 88

Dado a que el SMWT opera en modo DSB se tiene que:

86 Estos datos se pueden encontrar en la carpeta “Memos Lab. 2006, Carpeta incorporación del HEMT” ubicada en el laboratorio de radiofrecuencia de Cerro Calán. 87 Se recomienda mirar [14] para mayor detalle de cómo se confeccionó la Tabla 6.1. 88 Para mayor detalle del análisis del ruido del receptor SMWT se puede observar el anexo H.2

83

[ ] [ ] ( )DSBKKT receptordelRuido 4714.471 ≈= Esta temperatura de ruido corresponde a la configuración actual del receptor, cuyo

diagrama corresponde al siguiente:

Figura 6.14: Diagrama del receptor actual.

Para modelar el comportamiento del receptor utilizando un SSB en lo que se refiere a la

temperatura de ruido equivalente del mismo, se harán los siguientes supuestos:

• Los términos de la temperatura de ruido del receptor que suceden al diplexor son despreciables. • La temperatura SSB es aproximadamente la mitad de la temperatura DSB, donde la temperatura DSB del receptor corresponde a 471[K].

Finalmente, se puede estimar sin cometer mayor error que la temperatura del receptor queda reducida a la mitad una vez incorporado el separador de banda (SSB).

84

Es así que el diagrama del receptor incluyendo el SSB es el siguiente:

Figura 6.15: Diagrama del receptor con el SSB incluido. 6.3.4. Partes del SSB

Si se observa la Figura 6.13 se puede notar que el SSB que se desea implementar consta de las siguientes partes: • A la entrada de la señal RF existe un híbrido de alta frecuencia89, este esta encargado de dividir la señal RF a la mitad y desfasar en 90˚ una de estas mitades. • Idealmente a continuación se encuentran dos mezcladores, uno para cada señal RF proveniente del híbrido de alta frecuencia. • Una “T90” que divide la señal proveniente del oscilador local, esta “T” debe dividir dicha señal en partes iguales y comunicar el oscilador local con los mezcladores. • Posteriormente existe otro híbrido, pero esta vez para IF, este esta encargado de desfasar en 90˚ una de las señales provenientes desde los mezcladores. • También se necesitarán de dos terminaciones que corresponden a los puntos en los cuales se eliminarán las señales indeseadas (una terminación RF en el primer híbrido y la segunda del tipo IF en el segundo híbrido).

89 En ciertos pasajes de esta memoria se llamará a este híbrido de alta frecuencia, híbrido RF. 90 En ciertos pasajes de esta memoria se llamará a esta “T”, Tees.

85

Cabe la pena destacar que dependiendo de las dimensiones disponibles en el termo, de la polarización que posean tanto a su entrada como a su salida cada una de las partes previamente mencionadas y de las dimensiones de las mismas, se podrían necesitar curvas E o H, Twists, guías de onda o incluso nuevas Tees. 6.3.5. Adquisición de las componentes del SSB

De decidirse a armar el SSB con partes adquiridas en el mercado existen múltiples alternativas entre las que destacan los siguientes proveedores:

• Millitech • Aerowave • Spinnaker Microwave, inc. Algunas de estas empresas se especializan en desarrollar tecnologías en ciertas frecuencias,

por lo que eventualmente las piezas podrían adquirirse en más de una de ellas. A continuación se describirán las piezas necesarias para construir un SSB [32], bajo tres

visiones, estas son: • Conservando la etapa de mezclado dentro del termo y utilizando un híbrido para desfasar

la señal RF. • Incorporando la etapa de mezclado fuera del termo y utilizando un híbrido en la etapa de

RF. • Incorporando la etapa de mezclado fuera del termo y utilizando un desfasador para la señal

del OL. Estas visiones nacen del stock de insumos para las piezas que se encuentran disponibles en

el mercado y de sus eventuales ventajas comparativas.

86

A. Conservando la etapa de mezclado dentro del termo y utilizando un híbrido para desfasar a señal RF.

Para empezar se mostrará el diagrama correspondiente a esta implementación del SSB.

Figura 6.16: SSB dentro del termo con híbrido de RF.

Donde se observa un híbrido RF, dos mezcladores, una “T” que divide la señal del OL y

un híbrido de IF. Estas piezas son preliminares ya que se podrían necesitar eventualmente curvas, Twists u

otro tipo de guía de ondas. El detalle de las piezas es el siguiente:

1. Híbrido de RF El dispositivo escogido es el CSS-10-R094N (de Millitech), el cual tiene la siguiente

forma:

Figura 6.17: Híbrido RF de Millitech91.

Sin embargo este dispositivo ofrece poca banda de operación (± 5% a partir de la

frecuencia central), por lo que se recomienda mirar la parte 6.3.6 de la presente memoria para observar los híbridos desarrollados por el proyecto ALMA, los cuales operan muy bien en la banda comprendida entre los 85 [GHz] y los 115 [GHz]. 91 Para mayores detalles de este dispositivo se recomienda revisar el anexo F

87

2. Mezcladores Este dispositivo presenta un inconveniente, ya que en las empresas consultadas no se

encontraron dispositivos que funcionen a temperaturas criogénicas y en Millitech (empresa en la cual si se encontró el dispositivo criogénico) se encuentra descontinuado, sin embargo, a modo de ejemplo se presenta un modelo que satisfacería las eventuales necesidades, el MXW-10-FFNM

Figura 6.18: Mezclador de Millitech92.

92 Para mayores detalles de este dispositivo se recomienda revisar el anexo F

88

3. Tees Los dispositivos escogidos son el TEH-10-RH000 (de Millitech) o los 10-29912 y el 10-

2809 (de Aerowave), en particular los primeros tienen la siguiente forma:

Figura 6.19: Tees Millitech.

4. Híbrido de IF

El dispositivo escogido fue el VC1020B2 (de Spinnaker Microwave inc.), el cual tiene la siguiente forma.

Figura 6.20: Híbrido IF.

89

5. Terminación RF

El dispositivo escogido fue el WTR-10-R0000 (de Millitech), el cual tiene la siguiente forma.

Figura 6.21: Terminación RF (Millitech). Cabe la pena destacar que en la elección de los dispositivos se consideraron los aspectos

mencionados en la parte 6.3 de la presente memoria. Finalmente el diagrama de bloques de esta alternativa es:

Figura 6.22: Diagrama del receptor con el SSB dentro del termo.

90

B. Incorporando la etapa de mezclado fuera del termo con un híbrido en la etapa de RF.

El diagrama correspondiente a esta implementación del SSB es similar a la mostrada en la Figura 6.16, sólo se diferencia en que la etapa de mezclado se encuentra fuera del termo, por lo que el cambio fundamental en el diseño es la eliminación del requisito criogénico de las partes del SSB.

Además se propone colocar el otro HEMT con el que cuenta el Departamento de Astronomía (HEMT W793) en la primera etapa de amplificación dentro del termo. 1. Mezcladores

En este caso se recomienda el MXB-10-RR2WF (de Millitech), el cual se observa en la siguiente figura.

Figura 6.23: Mezclador de Millitech94.

93 El Departamento de Astronomía de la Universidad De Chile cuenta con dos HEMT experimentales el W7 y el W10. 94 Para mayores detalles de este mixer se recomienda mirar el anexo F.

91

Por lo que el diagrama de bloques de esta alternativa es:

Figura 6.24: Diagrama del receptor con el SSB fuera del termo.

92

C. Incorporando la etapa de mezclado fuera del termo y utilizando un desfasador para la señal del OL.

El diagrama correspondiente a esta implementación del SSB es el observado en la Figura 6.25.

Figura 6.25: SSB fuera del termo sin híbrido de RF.

1. Desfasador

En este caso se recomiendan los siguientes modelos VPS-10-R0000 y DRP-10-R0000 (de Millitech), la imagen de estos equipos se observa en la Figura 6.26.

Figura 6.26: Desfasadores modelos VPS-10-R0000 (izquierda) y DRP-10-R0000 (derecha), ambos de Millitech95.

95 Para mayor información de estos dispositivos se recomienda mirar el anexo F

93

Finalmente el diagrama de bloques de esta alternativa es:

Figura 6.27: Diagrama del receptor con el SSB fuera del termo.

94

6.3.6. Diseño de híbridos

Dado el pobre performance del híbrido RF mostrado en la parte anterior, se muestra el desarrollo de un híbrido que cumpliría su función en forma adecuada dentro del espectro comprendido entre los 85 [GHz] y los 115 [GHz], para tener mayores detalles de este desarrollo se recomienda revisar [35-38].

Este híbrido de cuadratura fue desarrollado para el proyecto ALMA y es altamente conveniente para el uso en mezcladores equilibrados, de SSB, amplificadores equilibrados, combinadores y divisores de la energía.

Los híbridos son del tipo del branchline y se pueden desarrollar mediante tecnología CNC. Este diseño es ideal para trabajar con guías del tipo WR-10 (75 [GHz] a 110 [GHz]), pero

los parámetros que lo rigen pueden elegirse para permitir el escalamiento hasta aproximadamente los 700 [GHz].

Los diseños fueron optimizados mediante dos simuladores, ambos para modelar circuitos de microondas MMICAD y FDTD (QuickWave).

En los receptores del proyecto ALMA, los híbridos de cuadratura se han propuesto para la combinación de energía en la primera etapa y para un mezclador SSB equilibrado tipo SIS. El último requiere tres híbridos de cuadratura del tipo RF, uno para la separación de la banda lateral y uno para cada uno de los mezcladores equilibrados que lo componen.

Un híbrido de cuadratura es un acoplador direccional de cuatro puertos. En el caso ideal, la energía incidente en cualquier puerto se divide igualmente entre dos otros puertos con una diferencia de fase de 90°, y se aísla el cuarto puerto. La forma de la guía de onda de híbrido de cuadratura consiste en dos guías de onda paralelas juntadas con una serie de aberturas o de guías de onda. Este último diseño recibe el nombre de acoplador del branchline y es comúnmente la opción para el actual diseño de híbridos, debido a su facilidad de construcción y posibilidad de combinar híbridos múltiples en una sola estructura de bloque.

En un acoplador branchline la parte E del campo electromagnético, está entre las amplias paredes de las guías de onda principales, allí forma un plano a través de los centros de las amplias paredes de dichas guías de onda. Pues ninguna corriente fluye a través de este plano de simetría, un acoplador se puede partir en este plano sin la preocupación que el contacto imperfecto entre las dos mitades pueda afectar el funcionamiento del circuito.

Cabe la pena señalar la importancia de que esta división de energía sea extremadamente equilibrada, ya que el desequilibrio de la amplitud y de la fase en las salidas de un híbrido de la cuadratura afecta el rechazamiento del ruido de un mezclador equilibrado y el rechazamiento de la imagen de un SSB.

El propósito de esta parte de la memoria es mostrar el desarrollo de dos híbridos de cuadratura en guías de onda, uno con desequilibrio de amplitud ≤ 1[dB] y un desequilibrio de fase ≤ 1°, y el otro con un desequilibrio de amplitud ≤ 0.5 [dB] y un desequilibrio de fase ≤ 1°.

Estos diseños deben cubrir tanto sea posible la banda de la guía de onda ( 5.1min

max ≈ff

) y

deben tener dimensiones convenientes para la fabricación en una máquina CNC. Un híbrido branchline con seis ramas se demuestra en la Figura 6.28. Las longitudes de la

rama las guías y sus especificaciones son aproximadamente cuartos de una longitud de onda de la guía en la frecuencia de centro de la operación. El número de ramas, las alturas, las longitudes de las mismas, las alturas y las longitudes de las secciones principales de la guía de onda entre las ramas son los parámetros que pueden ser variados en la optimización del funcionamiento eléctrico.

95

Inicialmente, el híbrido fue modelado como un número de empalmes en forma de T del E-plano, interconectados por las guías de onda como es mostrado en la Figura 6.29, y analizado usando el simulador MMICAD.

Un circuito equivalente de un empalme en T del E-plano, dado por Marcuvitz, se muestra en la Figura 6.30, MMICAD permite una optimización rápida del circuito equivalente aproximado del híbrido. Luego el simulador QuickWave permite un exacto pero más lento análisis del híbrido, incluyendo los efectos de todos los modos de propagación y evanescencia involucrados.

Para verificar la exactitud del análisis de QuickWave, el híbrido WR-10 mostrado en la Figura 6.31 fue fabricado en los laboratorios del proyecto ALMA y posteriormente medido en un analizador vectorial de red.

La Figura 6.32 muestra los resultados medidos y simulados. Notar que los parámetros S21 y los S31 medidos tienen amplitudes más bajas que las predichas por QuickWave, esto debido a pérdidas de la guía de onda en el híbrido real que no se considera en el análisis de FDTD. Sin embargo, la amplitud y las curvas del desequilibrio de fase coinciden bien con las medidas. El análisis de QuickWave converge después de que 6.000 iteraciones y toma cerca de 22 minutos a una velocidad de procesamiento de 933 [MHz] con una computadora Pentium III96.

Para optimizar el diseño de los híbridos se aprovechan las ventajas del simulador exacto pero lento (QuickWave), lo cual se combina con los del simulador rápido pero aproximado del circuito (MMICAD)

La simulación y el diseño de los híbridos fueron hechos en la banda WR-10 (75 [GHz] – 110 [GHz]) para permitir a prototipos ser medido en un analizador vectorial de red. El límite en altura de la guía de la rama requiere Bn ≥ 0.012". La altura de las secciones principales de la guía de onda es fija en el estándar b = 0.050".

Los híbridos con N = 5, 6 y 7 ramas fueron considerados inicialmente, es así que se encontró que para N a partir 6 a 7 aumentó la anchura de banda en solamente una cantidad pequeña, solamente las alturas más pequeñas requeridas de la rama (la altura de la rama es

aproximadamente proporcional a N1 ). Fue encontrado que con N = 6, la altura más pequeña de la

guía de la rama era de aproximadamente 0.12a97, mientras que para N = 7 se requirió de ramas de 0.11a de altura y tenía solamente una anchura de banda marginal mayor.

Por lo tanto, los híbridos descritos en [15] tienen N = 6 ramas. Pues no se encontró ningún diseño que mantuvo un equilibrio de la amplitud dentro de 1 [dB] sobre la banda llena de la guía de onda.

96 Mas detalle de las simulaciones se pueden encontrar en [15]. 97 Donde “a” representa el ancho de la guía de onda y “b” el alto de la misma.

96

Figura 6.28: Híbrido branchline con seis ramas.

Figura 6.29: Empalmes en forma de T del E-plano, interconectados por las guías de onda.

Figura 6.30: Circuito equivalente de un empalme en T del E-plano, dado por Marcuvitz.

97

Figura 6.31: Híbrido WR-10.

Figura 6.32: Valores medidos (MS) y simulados (QWB).

98

6.3.7. Problemas de diseño

En cuanto a los posibles problemas que pueden surgir si se decide incorporar un SSB con mezcladores Schottky, es la potencia disponible para alimentar dos mezcladores con el mismo oscilador Gunn.

Como se vio anteriormente, la potencia mínima que necesita un mezclador de diodo Schottky para rectificar es 0.5 [mW] (criogenizado, en el caso del diodo que actualmente posee el receptor del SMWT), siendo 1.5 [mW] la ideal, afortunadamente el Gunn inyecta una potencia de 3.1 [mW].

Sobre las pérdidas en el híbrido del SSB a la entrada de la señal de OL no se tiene información, pero si fueran similares a las pérdidas de inserción del anillo resonante, sería suficiente para alimentar ambos mezcladores. Esto se considera una buena aproximación, ya que las pérdidas de los híbridos y divisores de potencia de los SSB son bastante bajas, ya que por lo general se encuentran integrados.

Otros problemas que se deben considerar al momento de incorporar el SSB fueron abordados en el punto 6.3.5 de la presente memoria, por lo que para mayor información se recomienda mirar dicha parte de la memoria.

Por último se recomienda leer [33] para conocer las últimas dificultades encontradas en la incorporación de SSB en receptores del proyecto ALMA, a pesar de que estas dificultades hablan del comportamiento en un interferómetro, resulta ilustrativo para comprender efectos de eventuales retrasos de múltiples señales que pueden afectar a estos dispositivos. 6.3.8. Ideario de una eventual incorporación de un SSB

Resulta difícil entregar un ideario de trabajo para incorporar un SSB al receptor del SMWT, puesto que dicha implementación está sujeta a múltiples variantes, entre las que destacan:

• Corroboración del diseño propuesto, esto debido a que resultaría útil simular el dispositivo

mediante un software antes de implementar. • Condiciones presupuestarias, dado a que se necesitaría financiamiento para adquirir los

dispositivos necesarios para implementar el SSB. • Disponibilidad en stock de los insumos necesarios para su fabricación, dado que de un año

a otro se puede dejar de fabricar alguno de los dispositivos necesarios para la implementación del SSB.

• Retraso en la llegada de las piezas necesarias para la implementación del SSB al país.

En fin un periodo adecuado de duración de dicha implementación, considerando los tiempos utilizados por las implementaciones del oscilador Gunn [11] y del HEMT [14] sería de aproximadamente un año y medio.

99

7. Conclusiones. Las conclusiones a los objetivos planteados originalmente son: 7.1. Conclusiones de los objetivos generales • La presente memoria servirá de marco de referencia y será un aporte para que futuros ingenieros y científicos logren entender el funcionamiento de un radiotelescopio típico y en particular del receptor de onda milimétrica del SMWT, este objetivo se desarrollo en los primeros capítulos de la presente memoria. • Se caracterizó el funcionamiento del receptor del SMWT con su configuración original, o sea con el antiguo oscilador local del tipo Klystron. • Se caracterizó el funcionamiento del receptor del SMWT con la configuración alcanzada luego de la primera modernización realizada en el DAS, o sea con el nuevo oscilador local del tipo Gunn. • Se caracterizó el funcionamiento del receptor del SMWT con la configuración alcanzada luego de la segunda modernización realizada en el DAS, o sea con la incorporación del amplificador HEMT. 7.2. Conclusiones de los objetivos particulares • Se realizó un estudio comparativo de las tecnologías modernas utilizadas en la primera etapa de recepción en radiotelescopios, en particular de los diodos Schottky, los Superconductor Insulator Superconductor (SIS), High Electron Mobility Transistor (HEMT) y los Hot Electron Bolometer (HEB). • Se caracterizó y estudió el receptor del SMWT para la eventual incorporación de un método capaz de solucionar el problema de la banda imagen, recomendándose un SSB fuera del termo e incorporando un nuevo amplificador HEMT dentro del mismo. • Se realizó un diseño para la incorporación de la alternativa escogida, para ello se estudiaron las alternativas tecnológicas existentes en el mercado y el eventual diseño de parte de las mismas. • Finalmente se propone un periodo de tiempo necesario para la incorporación de este mecanismo eliminador de banda imagen, este periodo sería de aproximadamente un año y medio.

100

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101

[15] S. Srikanth, A.R. Kerr, “Waveguide Quadrature Hybrids for ALMA Receivers”, ALMA memo 343, 11 January 2001 <http://www.alma.nrao.edu/memos/html-memos> [16] Chang K., “Microwave Ring Circuits and Antennas”, John Wiley & Sons, 1996. [17] ALLISON, J. 1990. Electronic Engineering Semiconductors and Devices. Second edition. McGraw-Hill Book Company. 376p. [18] COLLIN, ROBERT E. 1992. Foundations for microwave engineering. Second edition. McGraw-Hill, Inc. 924p. [19] SEQUOIA <http://www.astro.umass.edu/~fcrao/instrumentation/sequoia/seq.html> [Consulta: Noviembre 2006] [20] IRAM <http://www.iram.es> [Consulta: Noviembre 2006] [21] ALMA <http://www.alma.nrao.edu> [Consulta: Noviembre 2006] [22] ATCA <http://www.atnf.csiro.au/technology/future/overall_plan.html#Australia%20Telescope%20Compact%20Array_Subreflector%20upgrade> [Consulta: Noviembre 2006] [23] MOPRA <http://www.physics.uq.edu.au/people/mjd/projects/WG3.2/decadalplan_mopra.doc> [Consulta: Noviembre 2006] [24] NANTEN2 <http://www.ph1.uni-koeln.de/workgroups/astro_instrumentation/nanten2/> [Consulta: Noviembre 2006] [25] Metsähovi <http://kurp-www.hut.fi/general.shtml> [Consulta: Noviembre 2006] [26] ONSALA (SEST) <http://www.oso.chalmers.se/oso/sest/general.html> [Consulta: Noviembre 2006] [27] A.R.Kerr, “Image Frecuency suppression on the MMA”, ALMA Memo 70, <http://www.mma.nrao.edu/memos/html-memos> [28] Larry R. D’Addario, “Fringe Tracking, Sideband Separation, and Phase Switching In The ALMA Telescope” ALMA Memo 287, <http://www.alma.nrao.edu/memos/html-memos>

102

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103

Anexo. A.1 Transiciones rotacionales [4].

Para entender este concepto se hace necesario partir desde la configuración de una molécula diatómica, como la que se observa en la Figura A.1.1.

Figura A.1.1: Configuración de una molécula diatómica.

Este sistema está constituido de dos partículas de masa m1 y m2 separadas por una

distancia fija r0. Como se puede observar las partículas pueden rotar libremente alrededor del centro de masa respecto a un eje perpendicular a la línea que los une. Este modelo se llama rotor rígido y sirve como modelo para el estudio de la rotación de una molécula diatómica. Se vera entonces cuáles son los niveles de energía asociados a este movimiento.

Cuando un cuerpo rígido gira con velocidad angular ω alrededor de un eje perpendicular a través de su centro de masa, la magnitud L de su momento angular es:

ωμωωω 2

02

222

11 rrmrmIL =+== (1) donde I es el momento de inercia del sistema

20

222

211 rrmrmI μ=+= (2)

Cabe la pena destacar que en (2) se ha usado la relación entre la masa reducida μ y las

masas m1 y m2 así como la relación entre la coordenada r0 con r1 y r2. La energía cinética K del sistema está dada por:

2

21 ωIK = (3)

Así que, usando (1) se puede rescribir:

ILK2

2

= (4)

104

Como la energía potencial U es cero, se tiene que la energía total del sistema es:

20

22

22 rL

ILE

μ== (5)

Ya que el potencial U es cero, no depende entonces de los ángulos en coordenadas

esféricas θ y ϕ, así que como el U del átomo de H tampoco dependía de estos ángulos, las soluciones angulares de la ecuación de Schrödinger para el rotor rígido son las mismas que para el átomo de H, y el momento angular está cuantizado de igual manera.

22 )1( η+= llL con (l = 0, 1, 2...) (6)

Por lo tanto, con (5) se tiene la expresión mecano-clásica de la energía. Utilizando (6) se

ve que los niveles de energía rotacionales de una molécula diatómica son:

IllE

2)1(

2η+= con (l = 0,1, 2...) (7)

El estado fundamental corresponde a l = 0, y por lo tanto E = 0 lo que significa que no hay

rotación. El espaciamiento ΔE entre los niveles l y l-1 aumenta con l.

IlE

2η=Δ (8)

Los distintos niveles de energía rotacional se muestran en la Figura A.1.2.

Figura A.1.2: Distintos niveles de energía rotacional.

Sin embargo las moléculas no son nunca rígidas. En un modelo más realista de una

molécula diatómica entonces la conexión entre átomos es como un resorte. Un esquema de esto se muestra en la Figura A.1.3.

105

Figura A.1.3: Modelo más realista de una molécula diatómica, donde la conexión entre átomos es como un resorte.

Así, además de la rotación, los átomos de la molécula pueden vibrar alrededor de su

posición de equilibrio en la línea que los une. Para pequeñas oscilaciones, la fuerza restauradora puede tomarse proporcional al desplazamiento respecto a r0 y el sistema será entonces un oscilador armónico. Luego los niveles de energía vibracional de una molécula diatómica serán:

μω '

21

21 knnEn ηη ⎟

⎠⎞

⎜⎝⎛ +=⎟

⎠⎞

⎜⎝⎛ += (9)

por lo tanto la diferencia entre estados vibracionales vecinos será:

μω 'kE ηη ==Δ (10)

Los diferentes estados vibracionales se muestran en la Figura A.1.4.

106

Figura A.1.4: Diferentes estados vibracionales.

Las transiciones entre estados con varios pares (ninicial y nfinal) de n dan diferentes series de

líneas espectrales y el espectro resultante tiene una serie de bandas. Cada banda corresponde a una transición vibracional particular y cada línea individual representa una transición rotacional.

Se puede aplicar igual procedimiento para el estudio de moléculas más complejas. Una molécula con 3 o más átomos posee diferentes modos de vibración, cada modo tiene su propio set

de niveles de energía, relacionados con su frecuencia por ωη⎟⎠⎞

⎜⎝⎛ +=

21nEn . En casi todos los

casos, la radiación asociada cae en el infrarrojo. De esta manera, la espectroscopia infrarroja provee información sobre fuerza, rigidez,

longitud de enlaces moleculares, estructuras moleculares, y además, como cada molécula posee su propio espectro, sirve para caracterizarla.

Con respecto a los tipos de emisión, continua y líneas espectrales estas se diferencian en:

• Emisión continua. La emisión continua puede ser debido a radiación térmica de cuerpo negro de objetos en el

espacio, emisión térmica de gases ionizados o a radiación sincrotrónica98. Los receptores construidos para detectar fuentes de emisión continua son de banda ancha,

de manera de captar la mayor cantidad de potencia en todo el rango de frecuencias. • Líneas espectrales.

Por otra parte la emisión de líneas espectrales se debe a transiciones entre distintos niveles de energía (como se explicó en los párrafos anteriores de este anexo) de átomos o moléculas en el espacio, asociándose una determinada frecuencia a cada transición atómica o molecular.

Este tipo de emisión a diferencia de la emisión del tipo continua es captada con receptores de banda angosta, que por medio de filtros son capaces de detectar pequeños desplazamientos de frecuencia en torno a la frecuencia específica de la fuente, la cual es fija para cada transición.

Según sea el desplazamiento en frecuencia, se pueden determinar variables tales como, dirección de desplazamiento y velocidad de dicha radiofuente por efecto Doppler99.

98 Radiación electromagnética emitida por una partícula con carga eléctrica moviéndose en órbitas circulares a velocidades relativistas o cercanas a la luz en un campo magnético.

107

B.1 Ángulo sólido [5]. El ángulo sólido o ángulo cónico, (denotado por la letra griega Ω) es el espacio que un objeto abarca, visto desde un punto dado, o sea mide cuan grande “aparece” ese objeto al observador.

Dicho en términos simples el ángulo sólido mide qué "pedazo de cielo" ocupa un objeto. La unidad SI del ángulo sólido es el estereorradián, cuya abreviación es “sr”. Un estereorradián es igual a un radián al cuadrado.

Figura B.1.1: Representación de un ángulo sólido.

Para calcular el ángulo sólido bajo el cual se ve un objeto desde un punto, se proyecta el objeto sobre una esfera de radio R arbitrario centrada en el punto. Si la superficie de la proyección del objeto sobre la esfera es S el ángulo sólido bajo el cual se ve el objeto es, por definición:

( )12RS

=Ω

99 Consiste en la variación de la longitud de onda de cualquier tipo de onda emitida o recibida por un objeto en movimiento. En el caso del espectro visible de la radiación electromagnética, si el objeto se aleja, su luz se desplaza a longitudes de onda más largas, desplazándose hacia el rojo. Si el objeto se acerca, su luz presenta una longitud de onda más corta, desplazándose hacia el azul.

108

C.1 Barrera de Potencial [7]. La barrera de potencial o barrera cuántica se refiere a un volumen del espacio en el cual existen ciertos niveles de energía potencial que confinan a una partícula que generalmente es un electrón a moverse solo en este volumen.

Este concepto de barrera resulta más fácil de entender a través de un ejemplo, para ello considere lo siguiente.

Una barrera de potencial como la de la Figura C.1.1 a), donde en primer lugar la barrera cuántica infinita donde el perfil de la energía potencial en dirección z esta dado por:

( ) ( )1mod

0

⎩⎨⎧∞

<<−=

ootrodeaza

zU

A lo largo del plano x-y la energía potencial es de valor constante para cierto valor de x e

y, luego cualquier electrón que quiera moverse en esta barrera estará confinado en la dirección z, pero es libre de moverse en el plano x-y. Es así que si se encuentran las soluciones para la energía del electrón en la barrera cuántica, se producen una serie de parábolas C.1.1 b), donde cada una de estas se conoce como banda secundaría o sub-banda y cuya expresión es la siguiente.

( )22 2

0

222

WmnEE nz

ηπ==

Donde π2h

=η , con h la constante de Planck, Nn∈ , m0 es la masa del electrón libre y W

el ancho de la barrera cuántica.

109

Figura C.1.1: Barrera cuántica con anchura W en la dirección z. Los dispositivos que aprovechan esta característica poseen una gran importancia en radioastronomía y pueden fabricarse mediante la combinación de estructuras de semiconductor.

110

D.1 Tipos de HEB [8] Phonon-Cooled HEB (p-HEB):

El primer modelo de un phonon-cooled HEB fue confeccionado en 1990, este consistió en

un delgado film superconductor depositado sobre un substrato, el cual iba a su vez entre dos placas de metal que cumplen la función de electrodos.

El principio de funcionamiento es el siguiente: Se hace incidir la radiación de la señal sobre el material superconductor, que por efecto

fotoeléctrico100 produce un movimiento de electrones dentro del material, los cuales comienzan a oscilar con período Tee. Los electrones en movimiento traspasan parte de su energía a phonones101 en un determinado tiempo de interacción electrón-phonon Tph. Los phonones pueden escapar del film hacia el substrato dentro de un período muy corto Tesc antes de interactuar con otro electrón. Este tiempo de escape está relacionado con las dimensiones del film, a través de la siguiente ecuación:

( )14ph

eesc Cv

dCT

α⋅=

Donde Ce y Cph son las constantes de calor del electrón y phonon, respectivamente, v es la

velocidad del sonido en el film, d es el espesor del film y α es la constante de transmisión del phonon a través de la interfaz film-substrato.

Luego, si el film es lo suficientemente delgado, Tesc y Tee son mucho menores que Tph y los phonones logran escapar. El ancho de banda de la frecuencia intermedia queda limitado por Tph de la siguiente forma:

( ) ( )22 1−= phIF Tf π

Por ejemplo, para un delgado film de NbN con Tph=15 [ps] y enfriado a 4 [K], se tendría en teoría un ancho de banda fIF de 10 [GHz]. Un film superconductor típico de NbN tiene unos 4

[nm] de espesor, resistividad de ⎥⎦⎤

⎢⎣⎡ Ω

cmμ400 y una temperatura crítica entre 10 y 11 [K].

100 El efecto fotoeléctrico consiste en la emisión de electrones por un material cuando se le ilumina con radiación electromagnética (luz visible o ultravioleta, en general). 101 Un fonón, es un modo cuantizado de vibración que tiene lugar en redes cristalinas como la red atómica de un sólido.

111

Diffusion-Cooled HEB (d-HEB) Este tipo de HEB fue propuesto por primera vez en 1993. La construcción de este tipo de

HEB se logra situando un delgado micropuente superconductor, normalmente hecho de Nb de unos 10 [nm] de espesor, entre dos electrodos enfriados que suelen ser de oro (Au) de unos 50 [nm] de espesor y de ancho varias veces mayor que el puente.

La idea es que los fotones, capturados por una pequeña antena que capta la radiación de la señal, sean emitidos al micropuente para mover electrones por efecto fotoeléctrico. Estos electrones se difundirán en forma de corriente hacia los electrodos.

Sin embargo, a medida que se difunden los electrones, el micropuente se va calentando y de esta forma cambia su relación corriente-voltaje, es decir, la conductividad del micropuente cambia volviéndose no-lineal y permitiendo la heterodinación.

El largo del micropuente debe ser tal que los electrones se difundan a los electrodos en un tiempo menor al tiempo de interacción electrón-phonon. Esto se logra con un largo de puente del orden del largo de difusión electrón-electrón que se abrevia como le-e.

( )32 eeee DTl −− =

Donde D es la constante de difusión (normalmente de ⎥⎦

⎤⎢⎣

⎡s

cm2

1 ) y Te-e es el tiempo de

interacción electrón-electrón (unos 100 [ps]). Para este caso, le-e sería aproximadamente 200 [nm].

Figura D.1.1: Curva resistencia-temperatura de un dispositivo HEB real.

112

Figura D.1.2.: Estructura del micropuente en un HEB del tipo diffusion-cooled. Se ven claramente los electrodos de oro y el micropuente de Nb. El tamaño de este dispositivo es 150 [nm] de largo

por 75 [nm] de ancho.

113

D.2 Acopladores direccionales e Híbridos [9]. Los acopladores direccionales son componentes que se utilizan para combinar o dividir señales. Estos dispositivos constan de cuatro puertos llamados Input, Direct, Isolated, Coupled.

En un buen acoplador direccional la potencia disponible en el puerto Input será transmitida hacia los puertos Direct y Coupled. En cambio en el puerto Isolated no debe haber potencia disponible.

Para medir la calidad de un acoplador direccional se utilizan los siguientes parámetros:

Factor de acoplamiento: ( )1log103

1⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛⋅=

PP

C

Directividad: ( )2log104

3⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛⋅=

PP

D

Donde P1, P3 y P4 son, respectivamente, las potencias disponibles en los puertos Input,

Isolated y Coupled. El modelo más simple de acoplador direccional consiste en dos líneas de transmisión

acopladas. En la Figura D.2.1 se muestra un acoplador direccional de este tipo implementado en microstrip102.

Figura D.2.1: Acoplador direccional en dos líneas de transmisión acopladas implementado en un microstrip.

Otra implementación de acopladores direccionales utilizados para microondas, consiste en

dos guías de ondas rectangulares unidas a través de pequeños agujeros. Esta configuración tiene como efecto que el campo electromagnético que viaja por una guía de onda será transferido parcialmente, a través de los agujeros, a la otra guía de onda.

Un tipo de acoplador direccional particular es el híbrido de Wilkinson. Este tiene solamente tres puertos y su función es separar una señal en dos señales que tengan la misma potencia y la misma fase.

102 Ver anexo D.3 para mayores detalles de un microstrip.

114

Figura D.2.2: Híbrido de Wilkinson.

Por otra parte un híbrido es un acoplador direccional que presenta la particularidad de que

las señales disponibles en los puertos 2 y 4 están desfasadas en 90° o 180° y poseen igual potencia. Esta característica es utilizada para construir receptores en cuadratura, mezcladores y amplificadores balanceados. Híbridos en 90°

Es posible encontrar la matriz S de un híbrido de 90° a partir de las propiedades que

debiera tener un elemento de este tipo. Estas propiedades son las siguientes: o Una onda incidente en el puerto 1 debe ser trasmitida a los puertos 2 y 3 y no al puerto 4. o Las potencias disponibles en 2 y 3 deben ser iguales. o Las señales en 2 y 3 deben estar desfasadas en 90°. o El sistema debe ser recíproco, es decir potencia incidente en 4 será transmitida a 3 y 2, potencia en 2 será transmitida a 1 y 4, y potencia en 3 será transmitida a 4 y 1.

Luego la matriz S de un híbrido de 90° ideal será:

( )3

001001

100100

21

⎥⎥⎥⎥

⎦

⎤

⎢⎢⎢⎢

⎣

⎡

−−

−−

=

jj

jj

S

La forma más simple de construir un híbrido es a través de líneas acopladas. Presenta un

desarrollo basado en las simetrías del sistema para encontrar la matriz S de dos líneas acopladas. El resultado obtenido es:

( )4

0000

0000

21

1314

1413

1314

1413

⎥⎥⎥⎥

⎦

⎤

⎢⎢⎢⎢

⎣

⎡

=

SSSS

SSSS

S

115

Donde:

( ) ( )( )5

sincos11

2

2

13θθ jk

kS+−

−=

( )

( ) ( )( )6

sincos1

sin214

θθ

θ

jk

jkS+−

=

Donde “θ” es el largo eléctrico de la línea y “k” es el coeficiente de acoplamiento, definido

como:

( )700

00

oe

oe

ZZZZ

k+−

=

Con Z0e y Z0o las impedancias de línea en modo par y modo impar respectivamente. Si se

elige el factor “k” como 0.707 y el largo eléctrico de las líneas como 2πθ = resulta que la matriz

S corresponde a la matriz de un híbrido ideal de 90°. Estos híbridos son también conocidos como acopladores de 3 [dB] pues una línea con las

especificaciones recién dadas tendrá un factor de acoplamiento C = 3 [dB]. Lamentablemente es imposible conseguir un coeficiente de acoplamiento con ese valor

utilizando dos líneas de microstrip acopladas. La solución para este problema es utilizar configuraciones que aumenten el acople entre las líneas. La solución más utilizada actualmente fue propuesta por Julios Lange en 1969 y consiste en dividir las líneas de microstrip en dos líneas en paralelo tal como lo indica la Figura D.2.3.

Figura D.2.3: Híbrido de Lange.

116

Las dimensiones óptimas de este acoplador deben ser cuidadosamente escogidas. Las variables de interés son la separación entre líneas y el ancho de las líneas, que determinan las impedancias pares e impares. Otra variable de interés es el número de conductores que se utilizarán. La configuración más común es de 4 conductores (Figura D.2.3).

Otro híbrido utilizado frecuentemente es el híbrido cuadrado (90° Branch line coupler) que se muestra en la Figura D.2.4.

Figura D.2.4: Híbrido cuadrado.

Cuando una señal llega al puerto 1 se divide en dos ondas que viajan por cada rama del cuadrado. Las señales llegan con un desfase de 90° a los puertos 2 y 4. Por otro lado en el puerto 3 ambas señales se cancelan pues llegan en fase de 180°. Híbridos de 180°

Los híbridos de 180° cumplen las mismas características que los de 90° con la diferencia

de que potencia incidente en el puerto Input es llevada con 180° de diferencia a Coupled y Direct. En base a lo anterior se tiene que la matriz S de un híbrido de 180° sería:

( )8

001100111100

1100

21

⎥⎥⎥⎥

⎦

⎤

⎢⎢⎢⎢

⎣

⎡

−

−=S

El híbrido más utilizado es el híbrido de anillo (Rat-race hybrid- ring coupler) mostrado

en la Figura D.2.5.

117

Figura D.2.5: Híbrido de anillo.

La potencia que entra en el puerto 1 será dividida en dos partes iguales llegando con fase

de 90° al puerto 2 y con 270° al puerto 4, luego la diferencia de fase entre ambos es de 180°. Ambas señales llegan con 180° de desfase al puerto 3 y por tanto se anulan.

Tanto este híbrido como el híbrido cuadrado presentan la desventaja de poseer un ancho de banda muy estrecho, esto debido a que las condiciones de borde para las ondas estacionarias son fijadas para una frecuencia en particular, y fuera de esa frecuencia el sistema se comporta de forma diferente.

Para aumentar el ancho de banda del híbrido de anillo se utiliza la configuración mostrada en la Figura D.2.6.

En esta configuración se reemplaza la línea de largo 2

3λ por dos líneas acopladas que

proveen un desfase entre el puerto 1 y el 4 equivalente a 2

3λ . Como los modos pares e impares de

las líneas acopladas varían lentamente con la frecuencia se obtiene un híbrido con un mejor ancho de banda que el anterior. Otra ventaja de esta variación consiste en una disminución en tamaño del híbrido.

Figura D.2.6: Diseño de híbrido de anillo que aumenta el ancho de banda.

118

D.3 Microstrip [10]. Las líneas microstrip (microstrip lines) son utilizadas ampliamente en la construcción de amplificadores con transistores en microondas por su facilidad de fabricar utilizando técnicas de circuito impreso. La interconexión de la red, la colocación de elementos concentrados y transistores es hecho fácilmente sobre su superficie de metal.

Las características de funcionamiento superiores de la microstrip line la hace uno de los mejores medios de transmisión en la tecnología de circuitos integrados en microondas.

Una línea microstrip es, por definición, una línea de transmisión que consiste de una franja conductora y un plano de tierra separados por un medio dieléctrico. La Figura D.3.1 muestra la geometría microstrip.

El material dieléctrico sirve como un substrato además de ser la separación entre el conductor strip y el plano de tierra. La constante dieléctrica del substrato, εr, y ε están

relacionadas por ε = εrε0, en donde ε0 = ⎥⎦⎤

⎢⎣⎡⋅ −

mF1210854.8 .

Figura D.3.1: Línea de microstrip.

Algunos substratos dieléctricos típicos son los de RT/Duroid (una marca registrada de la Corporación Rogers, Chandler, Arizona), los cuales son disponibles con diferentes valores de εr (por ejemplo, ε=2.23ε0, ε=6ε0, ε=10.5ε0, etc.), cuarzo (ε=3.7ε0), aluminio (ε=9ε0); y Epsilon-10 (ε=10ε0).

Las líneas de campo electromagnético en la microstrip line no están contenidas totalmente en el substrato. Por esto, el modo de propagación en el microstrip no es puramente un modo transversal electromagnético (modo TEM) pero si un cuasi-TEM.

Asumiendo esto, la velocidad de fase esta dada por:

( )1ff

pcVε

=

En donde c es la velocidad de la luz y εff es la constante dieléctrica relativa efectiva de la

línea microstrip.

119

La constante dieléctrica relativa efectiva esta relacionada con la constante dieléctrica relativa del substrato y también toma en cuenta el efecto de los campos electromagnéticos externos.

Entonces si CLZ =0 y

LCVp

1= , la impedancia característica de la línea microstrip

puede expresarse en la forma:

( )210 Cv

Zp

=

Donde C es la capacitancia por unidad de largo de la microstrip. Por otra parte la longitud de onda en la microstrip line esta dada por:

( )30

ff

p

fv

ελ

λ ==

Donde λ0 es la longitud de onda en el espacio libre. Como se ha visto en las fórmulas (1), (2), y (3), la evaluación de Z0, vp, y λ en una línea

microstrip requiere de la evaluación de εff y C. Existen diferentes métodos para determinar estos valores, por supuesto, las expresiones en forma cerrada son de gran importancia en el diseño de las líneas microstrip.

La evaluación de εff y C basado sobre el modo cuasi-TEM es preciso para propósitos de diseño en las frecuencias menores de microondas, a más altas frecuencias los componentes longitudinales de los campos electromagnéticos son significativos y asumir el modo cuasi-TEM no es válido.

Varios materiales para substrato son disponibles para la construcción de líneas microstrip, con valores prácticos de εr dentro del rango de 2 a 10.

El material de substrato viene enchapado en ambos lados con cobre, y una capa dorada sobre el cobre es utilizada algunas veces después de realizar el circuito para prevenir oxidación. Valores típicos de ancho del cobre son de 0.5 a 2 milésimas de pulgada.

El valor de εr y el espesor del dieléctrico (h) determinan el ancho de la línea microstrip para un valor dado de Z0. Estos parámetros también determinan la velocidad de propagación en la línea, y consecuentemente su largo. Típicos valores del espesor dieléctrico son 25, 30, 40, 50, y 100 milésimas de pulgada.

Otra característica de la línea microstrip es la atenuación. La constante de atenuación es función de la geometría, las propiedades eléctricas del substrato dieléctrico y los conductores, y de la frecuencia.

Existen dos tipos de perdidas en la línea microstrip, una pérdida del substrato dieléctrico y la pérdida óhmica en los conductores. En los substratos dieléctricos, las perdidas por el dieléctrico son normalmente menores que las pérdidas por conductores.

De cualquier modo, las pérdidas dieléctricas en los substratos de silicón pueden ser del mismo orden o mayores que las pérdidas por conductores. Una línea de transmisión también tiene perdidas por radiación.

120

E.1 Otros radiotelescopios en la banda entre los 85 [GHz] a los 115 [GHz]103. E.1.1. FCRAO 14m (SEQUOIA, SEcond QUabbin Optical Imaging Array) [19]. E.1.1.1 Descripción de sistema la SEQUOIA.

El receptor de SEQUOIA es un equipo diseñado para trabajar en la banda de frecuencia comprendida entre 85 [GHz] y los 115.6 [GHz], este receptor posee un sistema que utiliza preamplificadores del tipo INP MMIC (circuito integrado monolítico de microondas), los cuales poseen una capacidad de amplificación que va desde los 35 [dB] a los 40 [dB], por otra parte el ruido del receptor varía entre los 50 [K] a los 80 [K].

Figura E.1.1: Arreglo de los preamplificadores del receptor SEQUOIA.

E.1.1.2 Oscilador local

EL oscilador local de este radiotelescopio proporciona una señal de 10.05 [GHz], la cual se multiplica y se amplifica posteriormente para producir dos distintas frecuencias, una de 40.2 [GHz] y otra de 60.3 [GHz], las cuales posteriormente van a termos distintos.

103 Este anexo busca dar a conocer los principales receptores que operan en el rango de frecuencias de 85 [GHz] a los 115 [GHz], estos se describieron de forma general en la Tabla 5.2, sin embargo para mayor detalle se recomienda revisar la bibliografía asociada a este anexo.

121

Figura E.1.2: Diagrama de bloques del oscilador local del receptor SEQUOIA.

E.1.1.3 MMIC Preamplificadores

Los amplificadores de la primera etapa del receptor utilizan la tecnología del INP MMIC, la cual posee un ruido de 40 [K] a 100 [GHz].

Figura E.1.3: Gráfico del ruido de un MMIC preamplificador versus la frecuencia (izquierda) y un

MMIC preamplificador (derecha) del receptor SEQUOIA.

122

E.1.1.4 Aisladores

El aislador de la primera etapa en el receptor SEQUOIA utiliza el principio de rotación de Faraday104, conviene que este aislador funcione a bajas temperatura, puesto que la pérdida a condiciones ambientales es 1.7 veces más grande que en frío.

Figura E.1.4: Gráfico de las perdidas del aislador versus la frecuencia (izquierda)

y un aislador (derecha) del receptor SEQUOIA.

E.1.1.5 Mixer / IF Amplificador

El mezclador Sub-harmónico o Mixer utiliza un par de diodos anti-paralelos de capacidad ( ) [ ]FC j μ400 ≈ cada uno, posteriormente van ubicados los Amplificadores de 2 [GHz] a 20 [GHz] del tipo MMIC incluido en el mismo bloque. El mezclador y el amplificador funcionan dentro de un termo a 20 [K]. Posteriormente existe una etapa de frecuencia intermedia a 5 [GHz] y a 20 [GHz]. El mezclador solo funciona con un sistema SSB a través del filtro pasa alto para frecuencias cercanas a su límite inferior (80 [GHz]), y utiliza la ganancia roll-off de los preamplificadores para frecuencias cercanas a 115 [GHz].

Figura E.1.5: Gráfico de la ganancia de conversión versus la frecuencia (izquierda)

y un diagrama del interior del mezclador (derecha) del receptor SEQUOIA. 104 Revisar parte 5.9 de la presente memoria para entender el principio de rotación de Faraday.

123

E.1.2. IRAM [20].

Este receptor utiliza ambas polarizaciones del frente de onda, además usa un oscilador local externo especial, el cual le permite tener un buen rechazamiento de la banda lateral para las frecuencias por debajo de 77 [GHz].

Este receptor puede funcionar como interferómetro, dado que junto a el pueden operar otros cuatro receptores a la vez.

Tabla E.1: Cuadro de características de los receptores ubicados en las instalaciones del IRAM.

Figura E.1.6: Instalaciones del receptor IRAM.

124

E.1.3. ALMA [21]. E.1.3.1 Datos generales del proyecto ALMA

El proyecto ALMA consiste en un instrumento integrado por 64 antenas de alta precisión, que se situaran en el llano de Chajnantor en San Pedro de Atacama a 5.000 [m] (16.500 pies) sobre nivel del mar. Su función primaria deberá ser observar con una sensibilidad y resolución sin precedente las regiones frías del universo, que son ópticamente invisibles.

Las 64 antenas de 12 [m] de diámetro cada una poseen como principal característica poder obtener líneas de fondo reconfigurables, esto al poder variar la posición en que cada una de ellas se ubica, logrando ocupar un área que va desde los 150 [m] a 18 [km]. La capacidad de reconfiguración proporciona una lente de alta resolución, la que puede llegar hasta 0.004" para las frecuencias más altas. ALMA estará diseñada para funcionar en las longitudes de onda comprendida desde los 0.3 [mm] a 9 [mm].

Figura E.1.7: Simulación de las instalaciones del proyecto ALMA.

E.1.3.2 Datos técnicos.

Éstos son los radiotelescopios de más alta calidad que se construirán, ellos mantendrán su forma exacta bajo cualquier circunstancia de operación, sin olvidar que estarán ubicados en el llano de Chajnantor a 5.000 [m] de altura.

El sitio ofrece condiciones excepcionales, en particular clima seco y cielo claro requerido para funcionar en longitudes de onda milimétrica y submilimétrica, pero también condiciones diurnas con altas variaciones de la temperatura y vientos fuertes al mediodía.

Los detectores de los receptores del proyecto ALMA podrán cubrir la totalidad del espectro electromagnético de la superficie de la Tierra a partir 0.3 [mm] hasta 9 [mm] en longitud de onda.

En el corazón del sistema de recepción están los mezcladores superconductores, funcionando a apenas 4 [K], por lo cual se encuentran enfriados en termos de Helio líquido.

125

La capacidad de procesamiento de las señales permitirá combinar las señales de cada una de las antenas, donde cada una de ellas entregará una señal con una anchura de banda de 16 [GHz]. La electrónica convertirá y procesará numéricamente estos datos a digital, posteriormente las imágenes astronómicas se construirán de los datos procesados.

A continuación se muestra una tabla resumen de las características de las antenas del proyecto ALMA.

Especificaciones Arreglo extendido Arreglo compacto

Número de antenas Sobre 64 12(7 [m]) + 4 (12 [m]) Área ocupada Sobre 7240 [m2] 460+450 [m2]

Resolución angular 0.02”(λ/1 [mm])(10km/línea base) 5.7” (λ/1 [mm])

Arreglo

Acercamiento continuo 150-18500 [m] Diámetro 12 [m] 7 [m],12 [m]

Precisión superficial <25 [μm] <20 [μm], <25 [μm] Antenas

Compensador de señal <0.6” <0.6” líneas base 2016 120

Ancho banda 16 [GHz] por línea base 16 [GHz] por línea base

Correlador

Canales espectrales 4096 4096 Tabla E.2: Datos técnicos del proyecto ALMA.

La banda 3 del proyecto ALMA operará en la región espectral comprendida entre los 80

[GHz] y los 115 [GHz], la cual es rica en líneas espectrales moleculares con sobre 500 transiciones conocidas, aunque la molécula del CO en el extremo superior de esta ventana es de las mas importantes.

126

E.1.4. ATCA [22].

Hay tres receptores del prototipo 3.5 [mm] instalados en el ATCA (en las antenas 2, 3 y 4). La temperatura del sistema sobre los 85 [GHz] es de aproximadamente 250 [K] y entre los 88 [GHz] y los 91 [GHz] es de alrededor de 200 [K].

El primer receptor de la producción 3.5/12 [mm] posee un sistema LNAs de 100LNA-02A. Los 100LNA-02A MMICs se utilizan en los receptores existentes de 3.5 [mm]. Pruebas realizadas han revelado una banda de frecuencia útil entre los 85 [GHz] y los 112 [GHz], pero con algún aumento de ruido en el extremo inferior de esta banda. La temperatura de ruido del receptor es de aproximadamente 85 [K], aumentando a alrededor de 150 [K] en los bordes del espectro.

Este receptor utiliza solamente una polarización de la onda electromagnética.

Figura E.1.8: Fotografía de las instalaciones de ATCA.

127

E.1.5. MOPRA [23].

MOPRA es un radiotelescopio de 22 [m] de diámetro, el cual funciona en la banda de los 3 [mm], esta ubicado cerca de Coonabarabran en NSW Australia a 850 [m] sobre el nivel del mar. Actualmente consiste en un receptor que utiliza tecnología SIS en su primera etapa de amplificación y funciona en el rango comprendido entre los 85 [GHz] y los 115 [GHz] (3.5 [mm] hasta los 2.6 [mm])

Actualmente este radiotelescopio esta siendo producto de una modificación, la que consiste en el reemplazo de la tecnología SIS por una MMIC y la incorporación de un correlador de 16000 canales con una anchura por banda de 8 [GHz].

Mopra es el único radiotelescopio de gran diámetro (22 [m]) en esta banda que funciona en el hemisferio meridional. Es por lo tanto el único capaz de sondear con altos niveles de ganancia las líneas rotatorias más bajas de muchas de las moléculas más abundantes del medio interestelar, como por ejemplo CO, HCN y del HCO+.

Mopra también podrá proporcionar la información complementaria a los telescopios de ALMA que ahora son construidos en Chile, los cuales registraran las transiciones rotatorias más altas de las mismas moléculas.

Su banda de operación en frecuencia luego de su modernización se encontrará comprendida entre los 74 [GHz] y los 118 [GHz].

Figura E.1.9: Radiotelescopio de MOPRA, ubicado en Australia.

128

E.1.6. NANTEN2 [24].

El radiotelescopio NANTEN2 es un proyecto producto de una colaboración entre los institutos de investigación de Japón (Nagoya y universidad de Osaka), Corea del sur (universidad nacional de Seul), Alemania (KOSMA, zu Köln, Argelander-Institut Universität Bonn de Universität), y Chile (Universidad de Chile).

A mediados del 2004, el radiotelescopio de NANTEN fue movido desde el observatorio de Las Campanas, en Chile, donde estuvo ubicado desde 1995 y fue situado a 4900 [m] de altitud en la localidad llamada Pampa la Bola en el desierto de Atacama, Chile.

La operación comenzó en Mayo del 2006 y esta equipado de un radiotelescopio de un diámetro de 4 [m].

NANTEN2 será utilizado para examinar el cielo meridional en líneas espectrales moleculares y atómicas entre 110 [GHz] y 880 [GHz] (que corresponde a la longitud de onda comprendida entre los 2.6 [mm] y los 350 [µm]).

El radiotelescopio fue aumentado en diámetro, además se le colocó un subreflector nuevo. Este radiotelescopio se contiene dentro de una bóveda para protegerlo contra las condiciones atmosféricas severas del lugar donde se halla emplazado.

El radiotelescopio posee una configuración del tipo Cassegrain y fue fabricado por Mitsubishi. Consiste en 33 paneles de aluminio que son ajustables con los actuadores (3 para cada panel), y una estructura ligera de fibra del carbón. La exactitud superficial es de 20 [µm] (rms).

Figura E.1.10: Radiotelescopio de NANTEN, ubicado en Pampa la Bola, Atacama Chile.

129

E.1.7. CfA 1.2m Telescope (Telescopio gemelo del SMWT) [11] y [13]. Como se mencionó anteriormente el receptor del SMWT posee un receptor gemelo, el telescopio Columbia Giss 4-ft o CfA 1.2m Telescope, en el cual se basó su diseño. El telescopio gemelo es constructivamente muy similar al SMWT y ha dado pie a diversas publicaciones, al igual que el SMWT, solo por destacar se puede mencionar que con él se han hecho múltiples investigaciones sobre la distribución del monóxido de carbono en nuestra galaxia.

Existe información sobre el receptor gemelo que ha sido muy útil para caracterizar el receptor del SMWT. Por ejemplo, la temperatura del mezclador del gemelo a temperatura ambiente es de 440 [K] y las pérdidas son muy similares a las del SMWT.

La temperatura de ruido del receptor, visto a la entrada es de 860 [K], esto antes de las modificaciones a las que fue sometido.

Visto en bloques, las temperaturas de ruido y pérdidas en varios puntos del receptor vienen dadas por:

Figura E.1.11: Temperatura de ruido y pérdidas del receptor gemelo a temperatura ambiente. Las modificaciones a las que se hace mención consisten en la implementación de la

tecnología SIS en su etapa de mezclado, reemplazando así el mezclador Schottky original y la incorporación de un HEMT como amplificador de frecuencia intermedia, para ver estas modificaciones se recomienda observar la Figura 5.27. Toda la primera etapa de recepción incluyendo al SIS y al HEMT se encuentra enfriada a 4.2 [K] mediante helio líquido. La temperatura de receptor lograda con estas modificaciones es de 65 [K] (SSB).

130

Figura E.1.12: Diagrama del receptor gemelo con el front-end modificado con dispositivos SIS y HEMT. La sección delimitada por líneas punteadas se encuentra enfriada a 4.2 [K].

131

E.1.8. Metsähovi [25].

El radiobservatorio de Metsähovi es un instituto de investigación dependiente de la universidad de Helsinki. Ahí funciona un radiotelescopio de 14 [m] de diámetro.

Los usuarios principales de la estación son la universidad de tecnología de Helsinki y la universidad de Turku. En la misma área, cerca del observatorio de radio de Metsähovi, están también los edificios del observatorio de Metsähovi correspondientes al departamento de astronomía óptica y la estación Geodetic del espacio de Metsähovi (instituto Geodetic; geodesy).

El radiobservatorio de Metsähovi ha sido operacional desde 1974. El receptor fue modernizado entre 1992 y 1994. La exactitud superficial del actual telescopio es 0.1 [mm] (rms).

Las actividades en Metsähovi se concentran en el espectro milímetro y microondas, en particular en las frecuencias comprendidas entre los 2 [GHz] y los 150 [GHz], correspondiendo a las longitudes de onda en la gama de 13 [cm] a los 2 [mm].

La investigación en tecnología incluye el desarrollo de los receptores de microonda, el desarrollo de la adquisición de datos y de la informática y el desarrollo de la tecnología de la antena.

Los objetos de la investigación radioastronómica son: radiación solar, quasares variables, galaxias activas, línea molecular radiación, e interferometría muy larga de la línea de fondo (VLBI).

Figura E.1.13: Radiotelescopio de Metsähovi.

132

E.1.9. ONSALA (SEST) [26].

El radiotelescopio submilimétrico SEST de ONSALA es un radiotelescopio de 15 [m] de diámetro, fue construido en 1987 en los talleres del observatorio La Silla en los Andes chilenos ubicado a 2300 [m] sobre el nivel del mar.

El radiotelescopio SEST se utiliza para las observaciones de una amplia gama de objetos astronómicos, del centro galáctico y de las nubes de Magallanes. También se utiliza para las observaciones de VLBI en las longitudes de onda del milímetro.

El radiotelescopio se equipa de los siguientes receptores, todos utilizan tecnología del tipo SIS.

Receptor Rango de frecuencias

[GHz] Temperatura de

ruido [K] Manufactura

78-116 100-180 Doble frecuencia 2 [mm] y 3 [mm] 128-170 120-200

Onsala

80-116 Doble frecuencia 3 [mm] y 1.3

[mm] 210-268 90-160

Onsala & IRAM

Única frecuencia 320-363 350-450 Onsala Tabla E.3: Características de los receptores SEST.

El receptor consiste en tres espectrómetros acusto-ópticos (AOS) y un autocorrelador,

además de receptores del tipo VLBI y de registradores. Dos de los espectrómetros del AOS tienen una resolución baja y banda ancha (LRS 1 y 2), y uno tiene de alta resolución y una banda estrecha (HRS). Los espectrómetros tienen las características siguientes:

Ancho de banda Separación del

canal Resolución

LRS 1 1 [GHz] 0.7 [MHz] 1.4 [MHz] LRS 2 1 [GHz] 0.69 [MHz] 1.4 [MHz] HRS 84 [MHz] 42 [kHz] 80 [kHz]

Autocorrelador 1 [GHz] Tabla E.4: Características de los espectrómetros de los receptores SEST.

133

F.1 Diseño del SSB 1. Conservando la etapa de mezclado dentro del termo y utilizando un híbrido para desfasar la señal RF: 1.1 Características híbrido RF

Tabla F.1: Características eléctricas del híbrido escogido.

Tabla F.2: Características mecánicas del híbrido escogido.

134

1.2 Características mezcladores

Tabla F.3: Características eléctricas del mezclador escogido.

Tabla F.4: Características mecánicas del mezclador escogido.

135

1.3 Características Tees

Tabla F.5: Características Tees Aerowave.

Tabla F.6: Características Tees Millitech.

136

1.4 Híbridos IF

Tabla F.7: Características Híbrido IF. 1.5 Terminación RF

Tabla F.8: Características eléctricas de la terminación RF escogida.

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Tabla F.9: Características mecánicas de la terminación RF escogida.

138

2. Incorporando la etapa de mezclado fuera del termo con un híbrido en la etapa de RF:

1. Características mezcladores

Tabla F.10: Características eléctricas del mezclador escogido.

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Tabla F.11: Características mecánicas del mezclador escogido.

140

3. Incorporando la etapa de mezclado fuera del termo y utilizando un desfasador para la señal del OL:

1. Características desfasadores

Tabla F.12: Características eléctricas del desfasador VPS escogido.

Tabla F.13: Características mecánicas del desfasador VPS escogido.

141

Tabla F.14: Características eléctricas del desfasador DRP escogido.

Tabla F.15: Características mecánicas del desfasador DRP escogido.

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G.1 Hoja de datos H315.

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G.2 Hot cold test o Y método.

Este procedimiento es ampliamente utilizado para medir la temperatura de ruido de receptores, permitiendo calibrar el receptor antes de realizar observaciones astronómicas. De hecho, cada vez que se desea tomar mediciones científicas con un receptor, es necesario medir la temperatura de ruido del instrumento usando este procedimiento.

En primer lugar se debe poner una carga fría, que consiste en un material absorbente empapado en nitrógeno líquido, en frente del horn. El amplificador detectará la radiación de cuerpo negro emitida por la carga y adicionará una cierta cantidad de ruido a la salida, cantidad caracterizada por su temperatura de ruido, TRuido.

Luego se realiza el mismo procedimiento, pero esta vez frente al horn se utiliza un absorbente a temperatura ambiente. La salida que se mide en el amplificador, para cada caso, corresponde, a las Ecuaciones 1 y 2.

( )1RuidoColdCold KTKTV +=

( )2RuidoHotHot KTKTV +=

Utilizando ambas ecuaciones, además de un poco de álgebra, es posible despejar la temperatura de ruido como:

( )31−

−=

YYTT

T ColdHotRuido

En esta ecuación el parámetro Y corresponde al cuociente entre las potencias de salida que

se midió en cada caso, es decir:

( )4Cold

Hot

VV

Y =

Un esquema de esta prueba se puede observar en la Figura F.1.1.

Figura F.1.1: Esquema del hot cold test o Y método.

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H.1 Pruebas realizadas al receptor105. H.1.1. Encendido del receptor

Los procedimientos para realizar el encendido y posterior operación del receptor del SMWT casi no varían al usar uno u otro de los osciladores que este utilizando incluso si se encuentra operando el amplificador HEMT o no.

Sin embargo se ha estimado procedente describir todas las posibilidades de operación, es decir operación del SMWT tanto con el oscilador Klystron en su configuración original, como con el Gunn y con el Gunn y el HEMT incorporados simultáneamente, a pesar de que actualmente el receptor opera solo de la última manera mencionada. H.1.2. Pruebas con los osciladores

A continuación se describirá la operación del SMWT en su configuración original (con el oscilador Klystron) y luego de su primera modificación (con el oscilador Gunn).

H.1.2.1. Pruebas del receptor usando el oscilador Klystron

Esta operación se realizó a temperatura ambiente, se procuró utilizar los valores óptimos de los voltajes de polarización del mixer y el doblador de frecuencia, del ajuste del diplexor de anillo resonante y del ajuste del mixer backshort.

El diagrama de conexión y la descripción de los procedimientos desarrollados se entregan a continuación, para entender mejor el procedimiento, se recomienda observar la Figura H.1.

• Procedimiento de partida. a) Partir bomba de agua. b) Verificar potencia RF apagada. Máxima atenuación en atenuadores a la salida del Klystron (Ambos) y a la entrada del termo (Girar en sentido horario). c) Verificar voltaje del doblador de frecuencia apagado (Girar en sentido antihorario). d) Verificar voltaje de mixer apagado (Girar en sentido antihorario). e) Quitar los cortos del mixer, doblador y harmonic mixer. f ) Dar potencia a la placa del oscilador local. g) Verificar que circula agua en el Klystron. h) Encender simultáneamente.

1) PLL power supply box. 2) Reflector voltage on, 288 [V].

i) Esperar un minuto y Beam voltage on, 1671 [V]. 1) Se debe tener corriente de beam del orden de 10 [mA], en el caso de esta medición

se obtuvo 11 [mA]. 2) El voltaje de beam se debe aplicar en pasos de 500 [V] para evitar la formación de

arcos.

105 Estos datos se pueden encontrar en la carpeta “Memos Lab. 2006, Carpeta incorporación del HEMT” ubicada en el laboratorio de radiofrecuencia de Cerro Calán.

145

j) Dar potencia de RF, atenuadores del Klystron y termo. k) Polarización del mixer, -0.76 [V]. Con esto se obtuvo una corriente de polarización de 0.5 [mA]. Este valor debe estar en el rango de -0.8 [V] a 0 [V]. l) Polarización del doblador de frecuencia, 2.0 [V]. Este valor se ajusta para maximizar la corriente DC en el mixer. m) Ajustar tornillos micrométricos del doblador. M1: 0.5 + 2.5 y M2: 2.5 + 17 (este ajuste maximiza la corriente DC en el mixer). n) Ajustar el diplexor de anillo resonante para maximizar la corriente DC del mixer (la corriente del mixer es muy sensible a este ajuste). ñ) Ajustar mixer backshort para maximizar corriente DC del mixer. La corriente del mixer no es muy sensible a este ajuste, sin embargo este ajuste es importante cuando se quiere minimizar la temperatura de ruido (no es recomendable realizar este ajuste muy seguido pues acorta la vida útil del mixer). • Procedimiento de apagado. a) Cortar RF a termo. b) Cortar RF a salida del Klystron. c) Polarización del mixer y doblador a 0 [V]. d) Beam voltaje a 0 [V]. e) Beam H.V. off f ) Reflector voltaje a 0 [V]. g) Beam off. h) Simultáneamente: PLL power supply off y reflector off. i) Desconectar potencia L.O. plate. j) Poner cortos en mixer, doblador y harmonic mixer. k) Desconectar bomba de agua.

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Figura H.1: Diagrama de conexión del receptor operando con el oscilador Klystron. H.1.2.2. Pruebas del receptor usando el oscilador Gunn

Se han realizado múltiples pruebas de la operación del oscilador Gunn y el PLL,

lográndose un completo conocimiento de la forma de operar las distintas partes del sistema.

La Figura H.2 ilustra un diagrama de conexiones para el receptor operando con el oscilador Gunn.

Al igual que en la parte H.1.2.1 se detalla el procedimiento que se debe seguir para operar sin problemas este oscilador local, es así que para la operación del receptor se debe seguir el mismo procedimiento de sintonización de la polarización del mixer, el diplexor de anillo resonante y el mixer backshort descritos en H.1.2.1, sobre la operación del receptor con el oscilador Klystron. Las conexiones se realizan según Figura H.2. Además de las conexiones del diagrama, se debe conectar el mixer bias box y la GASFET Amplifier Power Supply, ubicadas en la placa del oscilador Klystron. Al hacer esto se debe desconectar la energía del doubler bias box.

147

• Antes de la partida. a) Ponerse pulsera antiestática (recordar que los componentes mas delicados son el harmonic mixer y el oscilador Gunn). b) Conectar las distintas partes del receptor según Figura H.2 c) Ajustar frecuencia Gunn utilizando los micrómetros según hoja de datos H315106 (Esto corresponde al ajuste grueso, el fino se realiza mas adelante para alcanzar el lock). d) Atenuadores RF y PLL al máximo de atenuación. e) Sintetizador Fluke en 80 [MHz], con potencia de salida de 2 [dBm]. f) En XL801

VOP = 10 [VDC], VLG al mínimo IF MON, SWEEP y OSC. OFF

g) Calcular la frecuencia del generador de señales como:

[ ] ( )1.780

GHzN

ff Gunn

LO−

=

Donde N es la armónica a utilizar (en este caso se recomienda N=20 y potencia de salida

de 0 [dBm]). • Procedimiento de partida a) Encender fuente de poder para el PLL. b) Encender sintetizadores de frecuencia, Fluke y Agilent 8257 c) Encender oscilador Gunn, Interruptor OSC en posición ON, en XL801. d) Reducir atenuación en atenuador PLL. e) Encender la salida de monitoreo IF MON en XL801. Aumentar en pasos de 1 [dBm] la potencia del Agilent 8257 (esto generara un aumento en la corriente del mixer, la que no debe sobrepasar los 2 [mA], en este caso se utilizó 1.82 [mA]). Durante este proceso debe aparecer en IF Mon una señal de frecuencia cercana a 80 [MHz]. f ) Dejar VLG en algún valor intermedio. Encender SWEEP ON en XL801 para encender el lazo de control. g) Ajustar cuidadosamente el Tuning micrometer del Gunn hasta lograr lock. También podría ser necesario ajustar VLG, esto modifica la respuesta transiente. h) Ajustar Backshort micrometer para maximizar la potencia del oscilador. • Procedimiento para apagar receptor a) Apagar oscilador Gunn, OSC OFF, SWEEP OFF, IF MON OFF b) Apagar Fluke y Agilent. c) Apagar fuente de poder d) Al desconectar los cables se debe cuidar que el harmonic mixer y el Gunn queden con los cortos puestos.

106 Mirar hoja de datos en el anexo G.1.

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• Comentarios:

Se logró operar satisfactoriamente el oscilador Gunn, comprobándose que el sistema se encuentra en buen estado. Quedan dos problemas por solucionar: 1) Decidir como se entregará la señal de referencia al sistema una vez que el receptor se encuentre fuera del laboratorio, claramente no será con el Signal Generator de Agilent. 2) Medir la potencia de oscilador local en toda la banda de interés (85 [GHz] hasta los 115 [GHz]).

Figura H.2: Diagrama de conexiones para prueba de oscilador Gunn en el laboratorio.

149

H.1.3. Amplificador HEMT La operación con el amplificador HEMT (tanto el W7 como el W10 operando por separado) recientemente incorporado es muy similar a la operación con el oscilador Gunn, salvo que ahora hay que considerar la polarización del HEMT para su correcta operación.

H.1.3.1. Temperatura de ruido y ganancia del HEMT

Para medir la temperatura de ruido de los amplificadores se utilizó el método llamado Hot cold test, también conocido como método Y107.

Para medir la potencia de salida de los amplificadores se cuenta con un Power Meter (PM3 de Erickson [34]) que puede medir potencia en la banda comprendida entre los 59 [GHz] hasta varios THz. Se trata de un instrumento basado en un bolómetro108.

Este instrumento permite medir potencias tan bajas como 10 [uW], con un error de ±0.5 [uW]. Para obtener este tipo de resultados el sensor necesita de un tiempo de estabilización de algunas horas y de un tiempo de integración de cerca de un minuto. Por esas razones las mediciones toman bastante tiempo, pero se obtienen resultados satisfactorios.

Se debe ser cuidadoso al manejar el sensor, pues al medir potencias muy bajas este detecta variaciones del orden de milésimas de grado. Por ello, si se toca el sensor este pierde su punto de operación siendo necesario esperar cerca de 30 minutos para que se vuelva a estabilizar. A continuación se describen los pasos a seguir para sintonizar el receptor a cierta frecuencia y poder así realizar el Y método, cabe la pena destacar que esta prueba se realizó una vez ya operando el receptor, por lo que previamente a los pasos que a continuación se mencionan se deben realizar los descritos para operar el Gunn (H.1.2.2), además se utilizó el HEMT W10 para realizar esta prueba, de realizarla con el HEMT W7 los pasos a seguir son los mismos.

a) Primero que todo se decide que transición rotacional se estudiara. b) Luego, con la hoja de datos H315 se determina a que frecuencia debe estar oscilando el oscilador Gunn. c) Luego se aumenta la atenuación en el atenuador RF, de modo que la corriente de mezcla (corriente bias del mixer) disminuya a 0.2 [mA] y el PM3 entregue una potencia de ~ 0.08 [mW]. d) Se apaga el PLL, luego es posible bajar la frecuencia del oscilador Gunn utilizando el tornillo micrométrico, es así que se baja la frecuencia hasta que la corriente de mezcla sea similar a 0 [mA]. Luego se vuelve a sintonizar el resonant ring para recuperar la corriente de 0.2 [mA]. e) Se Ajusta el backshort del Gunn para maximizar la corriente de mezcla. Si la corriente de mezcla aumenta se recomienda volver a mover el atenuador RF de forma que vuelva a ser 0.2 [mA]. La frecuencia en que se encuentra el Gunn puede ser medido utilizando el Harmonic mixer y el PLL del Gunn. Para seguir moviendo la frecuencia del Gunn es necesario repetir los pasos c, d y e.

107 Para entender en que consiste este método se recomienda revisar el anexo G.2. 108 Es decir mide el incremento de temperatura que se produce en una carga bien adaptada cuando la radiación incide sobre ella.

150

f) Luego se pueden tomar muestras a la frecuencia escogida, para ello se procede a enclavar el oscilador, luego se aumenta la potencia RF de forma que la corriente bias del mixer llegué alrededor de 0.5 [mA], mientras que en el PM3 no debe superar los 0.25 [mW] (o sea la lectura del Power mixer x10). g) Para disminuir el ruido se debe realizar un ajuste fino del mixer backshort, mixer bias y potencia RF. h) Finalmente se registran los valores para la mejor temperatura de ruido que se encuentre.

Para mantener enclavado el oscilador Gunn, el PLL que lo controla necesita contar con las señales de referencia provenientes del Agilent E8257D y el Fluke 35517 (aproximadamente 5 [GHz] y 80 [MHz], respectivamente).

También se debe contar con una fuente de poder de ± 15 [V] tanto para el bias del FET (polarización del FET al interior del dewar o termo), para el PLL, el bias del mixer (o voltaje de polarización del mezclador ~-0.75 [V]) y el IF plate.

Para observar si en oscilador esta enclavado o no se mira el analizador de espectro (HP 182T), esta señal proviene del PLL 800A a través de la salida IF Mon.

Luego la señal que entrega la placa del Gunn entra al dewar, donde es mezclada con la señal RF, luego esa señal (que ya esta bajada en frecuencia) sale del termo hacia el plato IF, en este plato es nuevamente bajada en frecuencia hasta los 150 [MHz], esta señal es la que se mide en el Agilent 53150A para realizar los hot y cold test.

151

H.1.4. Curvas de funcionamiento

Para estimar el comportamiento del amplificador HEMT (W10) se procedió a realizar la prueba del hot cold test o Y método a 115 [GHz] y a temperatura ambiente, el detalle del procedimiento puede ser encontrado en el anexo G.2.

Para empezar se procedió a medir el estado del sistema cuando no se encuentra operativo el HEMT, esto entrego los siguientes valores.

Tabla H.1: Parámetros iniciales del receptor (sin usar el HEMT).

Posteriormente se hizo funcionar el HEMT, para ello fue necesario polarizarlo, donde Vd y

Vg son respectivamente su voltaje de drenaje y fuente. En la tabla que sigue a continuación se procedió a mantener fijo Vd y variar Vg, esto solo a

modo ilustración.

Tabla H.2: Parámetros del receptor utilizando el HEMT (variando Vg).

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H.2 Análisis del ruido del receptor del SMWT.

Tabla H.3: Situación del receptor antes de la incorporación del amplificador HEMT.

Tabla H.4: Situación del receptor después de la incorporación del amplificador HEMT.

Figura H.3: Diagrama de bloques del receptor actual con su temperatura de ruido

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Tabla H.5: Situación del receptor ante la eventual incorporación de un SSB mas el amplificador

HEMT actual.

Tabla H.6: Situación del receptor ante la eventual incorporación de un SSB mas dos amplificador

HEMT.