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UNIVERSIDAD AUTONOMA

IZTAPALAPA METROPOLITANA

REPORTE PROYECTO TERMINAL

Amplificadotes depotencia Clase Cpara transmkor de FM de cobertura limitada

Presenta: JOSE BERNARDO ROSAS FERNANDEZ

UA"1 Asesor: Juan Carlos Sánchez Garcia

José Bernardo Rosas Femández Repote proyecto terminal

INDICE

INDICE ................................................................................................................................................... i I . INTRODUCCION A LA FRECUENCU MODULADA Fu) ................................................................ 7

1 . I La modulación en pecuencia m) .................................................................................................... - 7

1.2 FiM de banda angosta ........................................................................................................................ 7 1.3 M de banda ancha ......................................................................................................................... 12 I . 4 Transmiones comerciales de M ...................................................................................................... 14 I1 METODOS DE FRECUENCIA "OULADA .................................................................................... 16 2 . I FiM directa ....................................................................................................................................... 16 2.2 FiM indirecta .................................................................................................................................... 18 2.3 Deén fasis-preén fasis ......................................................................................................................... 19 III . AMPLIFICADORES DE POTENCIA ................................................................................................ 21 3.1 Introducción a los amplificadores de potencia .................................................................................. 21 3.2 Amplijcadores de Radio Frecuencia con transistores ....................................................................... 26 3.3 Amplificadores de Potencia para Radio Frecuencia con transistores ................................ : .............. 29 N CIRCUITOS DE MLIHCADORES CLASE C .............................................................................. 38 4.1 Amplificadores C ............................................................................................................................. 38 4.2Redes de acoplamiento sintonizadas ................................................................................................. 41 4.3 Oscilaciones y neutralización .......................................................................................................... ../ 4 4.4 Disefio de salida de un amplijcador de potencia clase C ................................................................. 15 4.5 Análisis de los antplijcadores de clase C ......................................................................................... 47 4.6 Dise fiado de entra& de un amplijcador clase C .............................................................................. 53 V CONCLUSIONES ............................................................................................................................... 61 VI BIBLIOGRAFLA ................................................................................................................................. 62

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UA”1 Asesor: Juan Carlos Sánchez Garcia

José Bernardo Rosas Fernández Repote proyecto terminal

L INTRODUCCION A LA FRECUENCIA MODULADA (FM).

1.1 La modulación en frecuencia 0.

Si se consigue una onda que porte la información en forma de variación de

frecuencia, tendremos una modulación en frecuencia. Esta variación se define como

máxima desviación en frecuencia y la velocidad con la que se produce dicha

variación es directamente proporcional a la frecuencia moduladora. El valor máximo

de esta profundidad de modulación se ha estandarizado en h75 kHz. Esta variación

no es constante, sino que cambia por ser función de la amplitud instantánea de la

moduladora.

En la modulación de frecuencia, la amplitud portadora permanece constante,

sea cual fuere la fiecuencia y amplitud de la señal moduladora.

En este tipo de modulación, las bandas laterales aparecen como múltiplos

enteros de la frecuencia moduladora y se sitúan a ambos lados de la portadora. Su

número depende del índice de modulación, que en este caso se define como el

cociente entre la desviación de la frecuencia central de la portadora y la frecuencia

de modulación.

2



La frecuencia modulada puede descomponerse en varias componentes. Del

estudio de la señal modulada resulta que, en teoría, se producen un número infinito

de componentes laterales. El ancho de banda es, por consiguiente, infinito,

contrariamente a lo que ocurre con A M , en la que son sólo dos bandas de un ancho

determinado.

Sin embargo, un estudio más detallado de las componentes nos permite ver que

en la práctica su amplitud decrece rápidamente según se alejan de la frecuencia de la

portadora. Tomando un número relativamente pequeño de las mismas, puede

recuperarse suficiente información como para regenerar la señal con un determinado

grado de fidelidad. Cuanto mayor número de componentes laterales se tomen, mejor ,

calidad de reproducción obtendremos y mayor el ancho de banda se necesitará.

Analizando el compromiso entre ancho de banda, o lo que es lo mismo,

número de canales que se permiten una banda detexminada y calidad sonora, se

deduce que con una desviación tipica de k75 kHz es preciso un ancho de banda de

255 kHz para conseguir una buena reproducción de la señal original (que llega hasta

15 m). Pero con 185 kHz no se puede apreciar prácticamente distorsión alguna.

Estos hechos dieron lugar a las separaciones normalizadas entre canales de 200

kHz en EE.UU. y 300 kHz en Europa. La difusión de la estereofonia en FM alteró

algo la normativa: en Europa se puede mantener la separación, pero en EE.UU. se

alternan los canales, con lo que el ancho de separación pasa a ser de 400 kHz.

En FM no ocurre como en A M , en donde la mayor parte de la potencia

transmitida se uttlizaba para la portadora, sin conducir idormación útil. Ahora la

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UAM-I Asesor: Juan Carlos Sánchez Garcia


potencia que se gasta en la emisión se distribuye por toda la banda entre todas las

componentes, de forma que solo en el caso de que no se module, toda la potencia se

empleará en la portadora.

Con la normativa actual, propuesta por el CCIR (Comité Consultivo

Internacional de Radiocomunicaciones), sólo la FM está en condiciones de emitir

programas estereofónicos. Solo en EE.UU. y México se realizan emisiones

experimentales de AM estereofónica.

La modulación de frecuencia y la fase no son independientes, la frecuencia no

puede variar sin variar la fase y viceversa. La variación de la frecuencia de una

senoidal continua en proporción a la amplitud de una señal moduladora se llama

modulación en frecuencia (FM). Esto es un ejemplo de modulación en ángulo al

igual que modulación en fase (PM). La frecuencia instantánea es la derivada en el

tiempo de la fase, por lo que la PM y la FM están estrechamente relacionadas.

En la generación de FM hay una conversión de amplitud a frecuencia y una de

frecuencia a frecuencia. La desviación de frecuencia pico es una medida de la

primera y la frecuencia moduladora de la segunda, La relación se Zlama índice de

modulación

El valor de la detennina l a s características espectrales de la señal FM. Para los

valores de por debajo de 0.2, la densidad espectral de una señal de FM consiste en

dos bandas laterales sobre una gran portadora lo que se conoce como FM de banda

angosta. Los detalles de espectrales para valores mayores de 0.2 bllamados FM de

banda ancha, depende de cada señal moduladora en particular porque la generación

de FM no es lineal. El ancho de banda total puede aproximarse agregando el doble

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de la desviación de frecuencia pico al doble del ancho de banda de la señal

moduladora (regla de Carson).

Cuando una señal modulada es aplicada a un modulador de FM, la frecuencia de la

portadora se incrementa durante un medio ciclo de la señal modulada y se

decrementa durante el medio ciclo de la polaridad opuesta. El cambio en la

frecuencia de la portadora ("desviación de frecuencia") es proporcional a la amplitud

instantánea de la señal modulada. La desviación es pequeña cuando la amplitud

instantánea de la señal modulada es pequeña y es la más grande cuando la señal

modulada alcauza un pico ya sea positivo o negativo.

Los métodos para la comunicación radiotelefónica por frecuencia Modulada

(FM) fueron desarrollados en 1930 por el Mayor E. Amstrong. ' El trataba de reducir

los problemas de estática y ruido asociados con el receptor de Amplitud

Modulada.La ventaja de FM es la habilidad que tiene para producir una relación alta

de señal-ruido apesar de que se este recibiendo una señal con poca fuerza. Por esto

la FM ha sido escogida para los servicios de comunicación móvil y para aumentar la

calidad de radiodifusión. Las desventajas, son el ancho de banda requerido y algunas

veces, los pobres resultados obtenidos cuando las ondas se propagan por la ionosfera

debido a que esta produce una distorsión en la fase y como la fase y Ia modulación

en fiecuencia están estrechamente ligadas, produce alteraciones en la modulación.

Por esto la FM ha sido limitada a la banda de 10 metros y la sección UHFNHF del

espectro.

La FM tiene algunas ventajas para la operación , especialmente comparada

con A M . Con FM el proceso de modulación se lleva a cabo en una etapa de bajo

nivel independientemente de la potencia de transmisión.

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La señal debe de ser multiplicada en frecuencia después de ser modulada y la

etapa de amplificación es recomendable hacerla con un AMPLIFICADOR CLASE C

para obtener una mejor eficiencia, y la salida no necesita que ser lineal..

La Frecuencia modulada es cuando la frecuencia de la portadora es variada

de acuerdo con las variaciones en la señal modulada. Cuando una señal en banda

base es aplicada a un modulador de FM, la frecuencia de portadora se incrementa

durante el ciclo durante la mitad positiva del ciclo y se decrementa en la mitad de

polaridad contraria . El cambio en la frecuencia de la portadora (desviación de

frecuencia ) es proporcional a la amplitud instantánea de la señal que modula a la

información. Por lo tanto la desviación es pequeña cuando la amplitud instanthea

de la señal es pequeña, y el mayor valor se alcanza cuando la señal moduladora

alcanza su pico, positivo o negativo.

El ángulo de la señal senoidal se describe en términos de una frecuencia y un

ángulo de fase. La frecuencia de la señal senoidal puede ser constante ó no.Si esta

tiene una velocidad angular constante 00, se dice que la fiecuencia de la senoidal es

de 00 radianes por segundo entre velocidad angular instantánea oi(t) y 0(t):

Derivando de ambos lados de la ecuación (1) se tiene

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José Bernardo Rosas Femández Repote proyecto terminaí

~~ ~~~

Se concluye, por tanto, que la frecuencia instantánea de una señal senoidal es

la derivada con respecto al tiempo de su fase.

Si hacemos la frecuencia instantánea sea proporcional a la señal de entrada

a la señal de entrada

donde QC y kf son constantes. El hgulo de fase de esta señal de frecuencia

modulada es:

O . . o J

1.2 FM de banda angosta

Con el Ein de fundamentar el caso de la modulación no lineal, se usará una

s e " moduladora senoidal.Para ser especifico tendremos:

f ( t ) = acosa,t

Como se trata de FM

=ac + k , f ( t ) .

coi = ac + akf cosamt . ......... 2

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U A " I Asesor: Juan Carlos Sánchez Garcia


donde kf es la constante de modulación en frecuencia; las unidades tipicas

están en radianes por segundo por volt. Definiendo una nueva constante llamada

desviación de frecuencia pico,

Aa=akf,

entonces la ecuación 2 se puede escribir como:

ai = ac + Aa COS^,^.

La fase de la señal de FM haciendo 80 igual a cero es

Donde

p=AO/Om

que es la relación adimensional entre la desviación de frecuencia pico y la

frecuencia moduladora.

La señal de FM resultante será

8



Nótese que la ecuación anterior se puede reescribir como:

$ m ( t ) = Acos(oct + pseno,,t). De manera alterna se puede usar una identidad para la parte real del producto,

y la ecuación pasada seria:

(p,(t) = Acoso,tcos(pseno,t) - Asenoctsen(pseno,t). Por la complejidad de la ecuación se aproxima p a un valor pequeño los

cuales darían:

cos(pseno,t) = 1. Y

sen( pseno ,t) = psem ,t. La condición en que p es lo bastante pequeño para estas aproximaciones es la

condición de FM de banda angosta (NBFM). Es usual que se tome un valor de p< 0.2. para satisfacer esta condición. usando las tres ecuaciones anteriores, se obtiene

una solución aproximada para p pequeña:

$NBFM(t) = Ac0so.t - ApsenQctseno,t. Expandiendo la ecuación anterior en forma fasorial se tiene que:

Tomando como referencia el tennino Adact (es decir , suprimiendo la

rotación continua oc), la representación fasorial de la señal se muestra en la figura

1.2.1. La señal resultante puede ser encontrada rotando el diagrama fasorial

completo a razón de o c rads y tomando despues la proyección de la resultante sobre

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el eje real.En NBFM la modulación se agrega en cuadratura con la portadora (90

grados) y esta da origen a una variación de fase con muy pequeño cambio en

amplitud.

Fig. 1.2.1 Representación fasorial de (a) AM y (b) NBFM.

Es instructivo determinar los limites de p a partii de los resultados de los

diagramas fasoriales de la figura anterior;el ángulo de fase con la portadora es

y ( t ) = tan"(pseno,t). La desviación instantánea en frecuencia respecto a la frecuencia de la

portadora debe de ser igual a

Am cosa,t = PO, COSO,^). y se halla derivando el ángulo de fase, o

- dy - Po, coso,t dt 1 + P2sen2a,t

3 pa, COSQ, t ,

si P2sen20 ,t <<I.

10 F M y Amplificadores de potencia clase C.



La amplitud del fasor resultante debe de ser una constante (A); verificando el

diagrama fasorial, se halla: r

Ad1 + P2sen2mmt A

si P2sen m ,t<<1. 2

como Set2 03 ,t 5 1, estas aproximaciones son validas si p2< l. Eligiendo 2

p2<0. 1, se halla que p<0.3 16 que es una cota razonable para la aproximación de

banda angosta. La suma de la modulación en cuadratura de la portadora N B F M , a la

diferencia de la suma de fase en A M , sugirieron un método de generación de NBFM

usando desfasadores y moduladores balanceados. LA figua 1.2.2 siguiente muestra

el diagrama a bloques de la generación de NBFM.

11 FM y Amplificadores de potencia clase C.


Jose Bernardo Rosas Fernández Repote proyecto terminal

w- Fig. 1.2.2 Generación

NBPM; (e) NBFM; de señales con modulares balanceados:

1.3 FM de banda ancha.

Si el valor de p no es pequeño, la transformada de fourier de una s d a l

general de ángulo modulado no pueden evaluarse. En casos específicos, la

integración puede efectuarse en forma numérica o en términos de valores tabulados.

Por tanto, antes de restringir el análisis a unas cuantas señales de señal moduladora,

se intentara establecer algunas cotas a la densidad espectral.

Una medida de la conversión de amplitud pico a la frecuencia es la

desviación de frecuencia pico, Ao. Esta representa la cantidad máxima en que ai se

desvía del valor "promedio" de oc. En la figura 1.3.1 se muestra lo anterior para dos

casos diferentes.




FIG.1.3.1 Definición de desviación de frecuencia máxima (pico).

Hay dos mecanismos identificables en la descripción del espectro de una

señal FM. El primero se debe a la tasa de cambio de la señal moduladora, es decir, a

su contenido de frecuencia. El segundo, peculiar de la FM, es la proporcionalidad

entre la amplitud de la señal moduladora y la frecuencia instantánea de la señal de

FM. La frecuencia instantánea sigue a la amplitud de la señal moduladora. pero esta

no implica por fuerza que la densidad espectral siga el mismo esquema. Los

conceptos de frecuencia instantánea y de frecuencia como se usa en la transfonnada

de Fourier no son idénticos.

En la aproximación de NBFM, se ve que el segundo efecto se desprecio en

favor del primero, dado que Am << Qm. de hecho ahora se ve que en el caso

senoidal el índice de modulación p=Ao/m da una mediada relativa de la

importancia de estos dos efectos en FM.

La idea de un índice de modulación puede extenderse a señales mas

generales. Para una señal pulsante en general, puede definirse una desviación de

frecuencia pico Am y una duración T; si la señal es periódica, entonces T es el

FM y Ampliíicadores de potencia clase C. 13


José Bernardo Rosas Femández Repote proyecto teminal

~~ ~ ~~ ~~ ~~~ ~~ ~ ~ ~~

periodo. El producto = (A0 / 2 x ) T es un numero adimensional. llamado índice de

dispersión, que toma lugar del índice de modulación par las señales de modulación

mas generales. Es fácil ver que p 1-p para modulación senoidal. Para indices de

dispersión muy bajos, el contenido espectral de la señal moduladora controla de

manera principal la densidad espectral controlada principalmente por la conversión

de amplitud a frecuencia. Los efectos de la fase no son tan predecibles porque

dependen de la fase relativa entre señales. Lo que ocurre para valores intermedios se

examinara con base a cada tipo de señal.

Volviendo al caso senoidal de FM sea

f ( t ) = a cosu,t

Y

=a, +ACDCOSO,~.

El contenido espectral de la señal moduladora se hala en o m rads. La

conversión de amplitud pico frecuencia es de A a rad/s. Entonces, para valores muy

bajos de p=Aolo (esto es,Aco << om>, el espectro será banda limitada. Por otra

parte, para valores muy altos de p=Aco/o (esto es,Ao << o& predominara la

conversión de amplitud a fkecuencia y puede esperarse que el ancho de banda sea del

orden de 2Ao.

1.4 Transmiones comerciales de FM. La FM de banda angosta es lineal, por lo que puede aplicarse gran parte del

análisis de A M . Las ventajas de la FM de banda angosta sobre la AM incluyen la

posibilidad de una respuesta a O hertz (importante en telemetría y la grabación) y el

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FM y Amplificadores de potencia clase C.

UA"I Asesor: Juan Carlos Sánchez Garcia


I

rechazo de grandes pulsos de ruido(como resultado de cortar o limitar la amplitud de

la señal) que pueden tender a saturar el receptor. La FM de banda angosta se usa

sobre todo en telemetría y comunicaciones modes. Si solo nos interesa el ancho de

banda, se puede aplicar los conocimientos de FM puramente senoidal a señales mas

generales también en el caso de banda ancha. En este, se vio que el que el ancho de

banda depende mas que nada de la desviación de frecuencia pico, Af. Esto, para

una constante moduladora dada, depende a su vez de la amplitud de la señal

moduladora. En consecuencia, debe establecerse algún limite a la señal moduladora

para evitar anchos de banda excesivos, aunque el ancho de banda de la señal puede

estar bien definido.

Para,la radiodifusión comercial FM. La Federal Communications Commision

(FCC) , asigna fiecuencias portadoras espaciadas por intexvalo de 20khz, en el

intervalo de 88 a 108 MHz y fija la desviación de frecuencia pico en 75 khz. Los

200khz disponibles para cada estación, en comparación con los 10 khz de la

radiodifusión de AM, penniten transmitir material de alta fidelidad, con espacio de

sobra, llenando la banda de FM de banda ancha. Supóngase que se toma una

fiecuencia moduladora FM de 15 khz (el valor máximo tipico para la fiecuencia de

audio en transmisiones FM). Así, el uso de la regla de Carson da un ancho banda de

p 2( Af + fm ) = 180khe, que se halla dentro del ancho de banda requerido. El

análisis senoidal indica que p=5 y el ancho de banda ocupado por las bandas

laterales sigmficativas es 2(8)( 15 khz)=240khz. Por supuesto la discrepancia cae

dentro de la definición de ancho de banda. Sin embargo, en lo que se refiere a la

transmisión de audio tipica se eligió un caso extremo porque se supuso que el tono

de 15 khz se ajustaba a la máxima amplitud para producir una desviación de

frecuencia pico de 75 khz.Usualmente no se tiene mucho contenido de alta

frecuencia. Para fiecuencia de audio menores, el valor de p aumenta y el ancho de 15




banda ocupado por las bandas laterales se aproxima al limite de banda ancha, 2A

g150 khz (para las señales audio de amplitud máxima total y frecuencias menores

de unos 5 khz, todas las bandas laterales significativas se hallan dentro del ancho de

banda de 200 khz ). Nótese que si la importancia de la amplitud es uniforme, es la

mayor frecuencia moduladora la que gobierna el ancho de banda final.

La transmisión de un canal de audio deja de espacio para material adicional

dentro del ancho de banda asignado. A menudo, las porciones del-espectro

modulador de mayor fiecuencia se ocupan con multiplexión estéreo y otras

transmisiones auxiliares. Para mantener restringido el ancho de banda, se reduce la

amplitud máxima de estas transmisiones.

II. METODOS DE FRECUENCIA MODULADA

2.1 FM directa.

Un simple y satisfactorio artículo para producir FM en un transmisor amateur es el

modulador de reactancia. Este es un tubo de vacío o transistor conectado a un

circuito tanque RF de un oscilador en tal forma como actha una variable de

inductancia o capacitancia.

El voltaje de audio introduce a través del estrangulamiento de la fiecumcia de

radio, variaciones en la transconductancia de el transistor y así variaciones del

drenaje de la corriente de RF.

El oscilador de modulación usualmente puede asegurar un alto orden de estabilidad

de portadora en relativamente bajas fiecuencias. Los multiplicadores de fiecuencia

son usados para aumentar la fiecuencia hasta la ftecuencia deseada. Un modulador

de reactancia puede ser conectado a un oscilador de cristal. La sensibilidad del

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José Bemardo Rosas Femández Repote proyecto terminal

modulador sería (el cambio de frecuencia por unidad de cambio del voltaje

modulado) dependiente de la transconductancia del transistor modulador. Esto se

incrementa cuando Rl es hecha más pequeña en comparación con C3. Esto también

se incrementa con un aumento en el radio de LC en el circuito tanque oscilador. Sin

embargo para más alta estabilidad de portadora es recomendable usar un capacitor

más grande en el tanque, que permita la desviación deseada para ser guardada

mientras se guardan limites de operación lineal.

Un cambio en cualquiera de los voltajes del transistor modulador, causará un cambio

en la comente RF de drenaje y consecuentemente un cambio en la fiecuencia. Sin

embargo es recomendable utilizar una fuente regulada de poder para el modulador

como oscilador.

17




7"=

~~

'IG. 2.2.1 Moddadores de reactancia

II

usando Mosfet con alta transconductancia y (b) un diodo varactor.

2.2 F M indirecta

El amplificador de voz que nutre al modulador es de diseño ordinario exceptuando

que la potencia no es tomada de é1 y la AF-voltaje requerida por la entrada del

modulador es pequeña. (Solo un volt o dos para el transistor). Un segundo estado de

amplificación consiste de 2 transistores bipolares ambos acoplados por resistencias,

será más que suficiente con un cristal cerámico o Hi-2 micrófono dinámico. Muchas

formas de procesamiento de voz producen útiles mejoras en el funcionamiento de

sistemas de FM.

El proceso de recortar algunos armónicos de alto orden, los cuales se les permite el

paso a través de las etapas del modulador podría crear no deseados lados de banda.

Sin embargo u11 filtro paso bajo de audio con.una frecuencia de corte entre 2.5 y 3 18


urn-r Asesor: Juan Carlos Sánchez Garcia


_________~ ~ ~~

kHz se coloca por necesidad en la salida de un recortador. Un exceso de corte puede

causar distorsiones severas de las señales de voz.

Para reducir la cantidad de ruido en algunos sistemas de comunicación de FM se

puede utilizar una red de audio llamada preénfasis, proporcionando una atenuación

de las fiecuencias bajas de audio, dando uniforme propagación de la energia en la

banda de audio. La preénfasis aplicada a un transmisor de FM dará la emisión de las

características de desviación que presenta la PM.

2.3 Deénfasis-preénfasis

Resulta que para las señales de voz y música la mayor parte de la energía se

concentra en las más bajas frecuencias, sin embargo en la demodulación las señales

de ruido crecen parabólicamente con la frecuencia, creando u11 sistema deficiente ya

que la densidad de señal espectral es menor que la densidad de potencia espectral del

ruido. Para remediar esto se acentúan las componentes de alta frecuencia. de la señal

de entrada al transmisor, antes que se introduzca el ruido. En la salida del

demodulador de FM se efectúa la operación inversa llamada deénfasis.

Cuando se utiliza la técnica de preénfasis-deénfasis si las componentes de alta

fiecuencia se acentúan demasiado, el ancho de banda del espectro de FM crecerá a

menos que se reduzca, cancelando la ventaja. Haciendo análisis se llega a la

conclusión de que lo más adecuado es utilizar una combinación de modulación PM y

FM. Entonces se necesita un filtro constante para bajas frecuencias pero que en las

altas se comporte como derivador.




PREENFASIS 1=1/RIC 2= 1 /R2C

R3

I, T

DEENFASIS W1 =I /R3C

I w l 1

La elección de wl y w2 determina las componentes que se usarán. Se propone que

para *1/27c es la frecuencia en la cual la señal se reduce en 3dB, para

radiodifusión se toman 2.1kHz (rc=75p S) y se supone que la densidad espectral

disminuye con gran rapidez más allá de esta fiecuencia. La elección de f2=w2/271:

hace u11 poco por arriba de la mayor frecuencia de audio que se va a transmitir.

Fig. 2.3.1 Ejemplo de una red de combinación con preénfasis y deénfais.

Para aumentar la relación señdruido se utiliza el llamado énfmis. El

preénfmis tiene lugar en el emisor y consiste en aumentar en 6 dB las altas

frecuencias de la señal de información.

Esto nos pennitirá colocar un filtro en el receptor, llamado de deénfmis, que

atenúa estos mismos 6 dB. Con ello se consigue una mejora en la relación

señdruido de 10 a 12 dB.

La constante de tiempo de estos filtros debe ser la misma, tanto en el emisor

como en el receptor, y está normalizada a 75 mseg para Europa y se reducen a 25

mseg para emisiones codifkadas con Dolby. .




m. AMPLIFICADORES DE POTENCIA.

3.1 Introducción a los amplificadores de potencia.

En esta sección se presentara una introducción a los amplificadores

usados en R F , estos dependiendo de sus características de amplificación y

linealidad, se dividen en diferentes clases, como ¡a son la A, B,S,AB,C,D,etc ... En

especial haremos énfasis en los amplificadores no lineales clase C.

Para obtener alta eficiencia con una buena ganancia en potencia, los

dispositivos que controlan la corriente son operados de manera que actúen como un

conmutador.

Algunas técnicas especiales son usadas para remover los armónicos que

ocurren cuando la amplificación no es lineal.

La mayoría de estos amplificadores tienen circuitos resonantes en su

configuración, que aseguran que la potencia es disipada en la carga en m a sola

fiecuencia. Grandes cantidades de energía son almacenados en circuitos resonantes

(osciladores) comúnmente llamados circuitos tanque.Uno de ellos es el amplificador

de clase C, donde la potencia es deliberada al cto. tanque por pulsos . Estos pulsos

duran un corto tiempo cuando son comparados con el tiempo que dura el periodo de

oscilación. 21




Los amplificadores de clase C mas sencdlos cuentan con un solo dispositivo

y una fuente de poder para proveer de una buena potencia de salida, con eficiencias

alrededor del 80 %.

Los amplificadores Clase C sintonizados a una cierta frecuencia de salida son

simples y eficientes fuentes de energía de comente alterna con alta potencia de

salida. Estos amplifican usando señal de entrada de poca potencia para controlar la

generación de pulsos cortos que excitan a una red de salida sintonizada a una

fiecuencia deseada a alta potencia.

Esa red oscila a su fiecuencia de resonancia cuando es excitada por esos

pulsos cortos que por lo general tienen una gran amplitud ,la energía dada por esos

pulsos son extraídos de la red de oscilación continuamente por la carga en la

salida.(generalmente 50 ohms).

En el diseño de estos amplificadores se busca al optimización en la

operación, tratando de que la disipación de potencia en el transistor se mantenga en

limites seguros.

Los amplificadores clase A, con retroalimentación negativa o sin ella,

reproducen la señal de entrada con mayor fidelidad o menor distorsión. Estos

amplificadores realizan esto a expensas de entregar una pobre eficiencia, que implica

que la potencia de la señal que es deliberada en la carga, es solo una pequeña

fracción de la potencia de CD. tomada de la fuente de alimentación. El resto es

disipado en forma de calor. La eficiencia máxima teóricamente posible es para un 22


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amplificador de clase A es del 50 %, pero la eficiencia mas tipica de estos

dispositivos se encuentra alrededor de 25 % Uno de los factores que influyen para

que la máxima eficiencia teórica no se cumpla, es que un dispositivo practico que

amplifica una señal no puede llegar a ser un conductor perfecto debido a que este

tendrá m a minina caída de voltaje finita que evitara que toda la potencia de la

fuente suministrada pueda ser impresa a través de la carga. El punto de operación

para un amplificador de clases A debe de ser escogido para pennitir que toda la

potencia de comente suministrada pueda fluir a través del ciclo completo de 360

grados de la señal de entrada, y que el promedio de esta comente no varíe con el

nivel de entrada de la señal..

Una ventaja del amplificador de clase A, además de la casi perfecta

reproducción de la señal de entrada (linealidad), es que esta requiere una mínima

energía proveniente de la señal. Por lo tanto como la eficiencia en la potencia es

baja, la ganancia en potencia puede ser extremadamente alta.

Un amplificador operando en clase B es polarizado de manera tal

que no fluye nada de potencia de la corriente suministrada si no hay una señal de

entrada aplicada. La comente es obtenida de la fuente solamente en una mitad del

ciclo, o sea exactamente en 180 de la señal de entrada aplicada. Un amplificador

clase B en terminación única (single-ended), que trabaja solo para un únice resistor

de carga es,en efecto, un rectificador de media onda, debido a que una mitad del

ciclo de entrada es duplicada en la salida y la otra mitad esta ausente. Este tipo de

circuitos encuentran algunas aplicaciones como un rectifícador o un detector en los

trabajos de radio, pero la distorsión puede llegara a ser intolerable si este es usado

como amplificador.


UAM-I José Bernardo Rosas Femández Asesor: Juan Carlos Sánchez Garcia Repote proyecto terminal

~~~ ~ ~~~

De cualquier modo,los amplificadores clase B pueden ser usados en

aplicaciones de baja distorsión. Dos dispositivos clase B pueden ser combinados en

un circuito tipo push-pull. Las dos terminales de entrada son manejadas con un

d e s f d e n t o de 180 grados con respecto a la otra , así que los dispositivos de

amplificación conducen en ciclos opuestos de la señal de entrada. Las terminales de

salida son acopladas sirmlannente fuera de fase ( usualmente por un transformador)

para reproducir la forma de onda de entrada fielmente.

Una etapa de amplificación clase B con terminación única puede ser aplicada

para una amplificación de RF lineal si la carga es una circuito sintonizador teniendo

un factor de calidad Q mayor o igual a 5. El efecto de rueda voladora (ringing(ver la

sección de circuitos tanques resonantes)) del circuito tanque suministra la mitad

faltante del ciclo de sahda. La eficiencia de este tipo de amplificador es tipicamente

del 60 YO.

Un amplificador que es polarizado para conducir durante el ciclo completo

para entrada a señal pequeña pero a u ángulo reducida para señal grande es el

amplificador de tipo AB.

El punto de operación es ajustado para una relación deseado y

comprometida a los valores e eficiencia, ganancia en potencia y linealidad.

La terminal de salida de un dispositivo amplificador de una etapa clase A,

AB o B opera con retroalimentación negativa y actúa como una fuente de comente,

Esto signtfica que la potencia de comente instantánea suministrada es esencialmente

independiente de la fuente de potencial y es determinada por la amplitud de la señal

de entrada. Cuando un dispositivo de amplificación es llevado a la saturación, esto

es, que al incrementar la amplitud de entrada ya no causa incremento en la salida,

por lo tanto la terminal de salida ya no se aproxima a una Euente de corriente. En




lugar de esto. la terminal de salida se vuelve "Ohmica", que sigmfica que la

comente suministrada varia casi linealmente con el voltaje suministrado.

El voltaje de la señal de salida también varia linealmente con el voltaje de

alimentación. Este efecto es muy usado en un modo de radiotelefonía muy

importante. Este amplificador de saturación descrito anteriormente es el llamado

amp. clase C. Su punto de operación es seleccionado para permitir que la potencia

de la comente suministrada para fluir solo en pulsos estrechos correspondientes a

los picos de la señal de entrada. Los amplificadores de clase C son extremadamente

no lineales, y los armónicos producidos en el proceso de distorsión de la forma de

onda hace al amplificador de clase C muy útil como multiplicador de frecuencias.

Circuitos tanques con alto factor de calidad Q son requeridos para suprimir los .

componentes de frecuencia indeseables generados por la etapa de clase C.

Además de que es útil como amplificador de amplitud modulada (AM) o

multiplicador de frecuencia, su principal cualidad es que la operación de clase C

tiene alta eficiencia de potencia. la eficiencia practica en un servicio de

amplificación directa puede llegar a ser hasta del 85 %, pero una considerable

potencia del preamplificador (drrver) es requerida para la señal, así que la ganancia

en potencia no es tan alta como la que puede ser obtenida en clase A o clase B. En

un servicio de multiplicación de frecuencias la eficiencia máxima teórica es el

reciproco del numero de armónicos.

Todavía eficiencia mas grande puede ser obtenida en amplificadores de clase

D y clase E. En estos circuitos los dispositivos activos actúan como conmutadores de

saturación que son controlados por la señal de entrada. Los circuitos de RF en clase

E son de desarrollo reciente (en la década de los setentas) Estos alcanzan gran

eficiencia de una manera interesante: los dispositivos activos únicos conmutan la

corriente suministrada a través de la carga en puntos críticos de la forma de onda. La 25


UA”T Asesor: Juan Carlos Sánchez Garcia


forma de onda de salida es como un conmutador electrónico que no conduce

corriente y mantiene simultáneamente el voltaje, resultando en muy poca energía

desperdiciada. Como en el caso de clase C, la forma de onda de salida es rica en

armónicos, por lo cual debe de ser filtrada cuidadosamente.

3.2 Amplificadores de Radio Frecuencia con transistores

En muchos aspectos los amplificadores de RF a señal pequeña son

similares en su diseño a aquellos usados en las aplicaciones de audio.

De cualquier manera, para efectos de una máxima amplificación estable

algunas importantes mediciones de diseño son necesarias. Además, la

importancia de un correcto acoplo de las impendancias se incrementa

considerablemente que en los amplificadores de audio. También hay que

tener en cuenta otras consideraciones como la cifra de ruido (noise figure),

pureza de la señal amplificada y banda de operación.

Aunque los transistores bipolares pueden ser usados como ampli-

ficadores de RF para recibir alguna s d a l , no son encontrados en la mayoría

de los receptores de alto desempeño. Los transistores de efecto de campo (FETs)

son mas usados en las elecciones de los diseñadores debido a su alta impedancia

de entrada y sus condiciones de buena banda de operación. De cualquier foxma,un

buen diseño para una etapa de entrada en radio frecuencia con transistores pueden

tener un buena banda de operación.. Es necesario operar con un transistor de bajo

ruido

cuando se trabaja en clase A., para ello se usa una relativamente alta corriente de

colector, la cual se mantiene tipicamente de 50 a 100 mA.

FM y Amplificadores de potencia clase C. 26


José Bernardo Rosas Fernández Repote proyecto tenninal

Algunos circuitos amplificadores de Frecuencia intermedia y radio frecuencia

que usan transistores bipolares son mostrados en la figura 3.2.1 .

I 1

FIG.3.2.1 Ilustraciones de amplificadores base c o m h y emisor común de RF para uso de banda angosta.

Cuando las redes son usadas con los valores apropiados de L y C son apropiados

para las siguientes aplicaciones. En el inciso A de la figura 3.2.1 , la base del

transistor es acoplada en impedancia al conectarse a una terminal del circuito

sintonizador de entrada.El colector es conectado en el circuito sintonizador de

salida para proveer un acoplamiento optimo. Si se desea , l a s uniones de base y

colector pueden ser unidas mas abajo en el circuito sintonizador de lo que se muestra

en la figura. Esto resultara en un deliberado desacoplo. La técnica descrita, es usada,

algunas veces, para suministrar mayor estabilidad y/o para menor ganancia en la

etapa. El circuito mostrado en la figura 3.2. l b es operado en el modo de base

común. Las conexiones son mostradas en la bobinas de entrada y salida para

propósitos de acoplamiento de impedancia.

Amplificadores de banda ancha con una grm retroalimentación negativa son

usados como amplificadores de F. intermedia y RF de pequeña señal. Un ejemplo de 27




esto es mostrado en la figura 3.2.2. En este circuito no sólo se aplica una

retroalimentación negativa (de colector a base), sino también es obtenida una

retroalimentación degenerativa a través de un resistor de no derivación de 10 ohms.

I I

FIG. 3.2.2 Amplificador de banda ancha con retroalimentación teniendo un filtro pasa banda a la entrada.

El uso de la retroalimentación asegura una etapa incondicionalmente estable.

Como la frecuencia de operación es decrementada, la retroalimentación negativa se

incrementa debido a que la reactancia de la red de retroalimentación se hace menor.

Esto es muy importante si una ganancia razonablemente constante es deseada sobre

un intervalo grande de fiecuencias, digamos, de 1.8 a 30 M H z .

En forma de compensación en ganancia es necesaria debido a que la frecuencia

de operación dada en un cierto transistor se decrementa si la ganancia se

incrementa.

En la mayoría de la veces, la ganancia se incrementará en un orden de 6 dB por

octava. Por lo tanto, la probabilidad de inestabilidad ( oscilaciones ) se vuelve de

mayor consideración a baja fiecuencias como en los amplificadores de RF no

compensados.

En el circuito de la figura 3.2.2 opera establemente y tiene impedancias de

entrada y de salida de 50 Ohms. El transformador de banda ancha con relación de




4: 1 que es conectado al colector es requerido para llevar la impedancia en el colector

a 50 ohms.

Un filtro pasabanda es necesario en la entrada del amplificador. Otro puede ser

usado en la salida de transformador (4: 1) , si se desea. El transistor usado en

cualquiera de los tres últimos amplificadores descritos debe tener una frecuencia de

transición (FT) que sea de 5 a 10 veces más grande que la mayor frecuencia de

operación de la etapa. El transistor 2N5 17 1 tiene una FT máxima de 1000 Mhz,

haciéndolo un buen dispositivo para los 149 Mhz para esta aplicación.

3.3 Amplificadores de Potencia para Radio Frecuencia con transistores.

Los amplificadores de potencia que usan transistores bipolares caen en dos

categorías principales, una de clase C y lineales. Estos últimos son usados para

amplificación de señales de AM y BLU y este tipo de operación, como ya lo hemos

descrito en secciones anteriores, son de clase A o AB. Estos amplificadores son

designados para aplicaciones de banda estrecha o banda amplia, dependiendo de los

propósitos para los cuales la etapa o etapas sean utilizados. Los amplificadores que

utdizan transistores bipolares y están diseiiados para trabajar en clase C son usados

para trabajarse en FM o onda continua (CW).

La mayorías de los amplificadores de banda ancha contienen

transformadores de banda ancha hechos de femita en los puertos de entrada o de

salida. El transformador de salida es seguido por un por un filtro pasa baja con

múltiples polos para cada banda de operación . Esto es necesario para atenuar las

corrientes de los armónicos tal que estas no sea radiadas por la antena del sistema.

Aunque este tipo de filtrado no siempre es necesario con amplificadores de banda

estrecha (dado a que las redes proveen una selectividad razonable), los filtros deben 29




~~ ~-

de ser usados con el interés de que de que haya una buena pureza espectral. Filtros

de doble etapa de media onda o filtros pasa bajas T son perfectamente admisibles

para una reducción de armónicos en puertos de salida de 50 ohms en los

amplificadores.

Una de las principales dificultades encontradas al diseñar o construir un amp.

de alta potencia, es que los amplificadores de estado sólido son inestables en algún

punto del intervalo de potencias. Esto es, que un amplificador llevado a su máximo

rango de salida puede ser estable si su terminación es la correcta, pero cuando el

nivel de es reducido, esto producirá que el circuito empiece a oscilar en la frecuencia

del punto de operación, en VHF o tal vez, a fiecuencias muy bajas. Parte del

problema es causado debido a que si la comente de colector disminuye la bata se

incrementa. Esto eleva la ganancia de amplificación que provoca inestabilidad.

También, los amplificadores de estado sólido son diseñados para una impedancia

especifica en la red a un cierto nivel en la potencia de salida. Cuando el suministro

en corriente es reducido las impedancias en el colector y la base se incrementa. Esto

causa un cierto desacoplo. Un incremento en el factor de calidad Q de la red de

carga también puede resultar en una situación que provoque inestabilidad. Por lo

tanto, lo mejor es hacer el diseño para una potencia específica de salida y después

acercar a poco a el nivel deseado durante el proceso de operación.

Los amplificadores de potencia de estado sólido deben de ser operados

justamente debajo de sus puntos de operación para una mejor eficiencia y

estabilidad. Ese es el punto donde ocurre que ninguna salida de RF adicional puede

ser obtenida con el incremento de la potencia de preamphfícador. Algunos

diseñadores recomiendan que por ejemplo,que un transistor de 28 Volts sea usado en

12 Volts de operación . La saturación tomara lugar en un nivel donde los

transistores están relativamente a salvo de daños si se presenta un significante 30

F M y Amplificadores de potencia clase C.

UA"1 José Bernardo Rosas Fernández Asesor: Juan Carlos Sánchez Garcia Repote proyecto terminal

descarrilamiento de impedancia a la salida. La estabilidad generalmente es mejor

bajo esas mismas condiciones, aunque las ganancias de los transistores serán

considerablemente menores por lo que seria como usar dispositivos equivalentes

para funcionamiento a 12 volts.

La figura 3.3.1 muestra dos amplificadores de terminación única de diseño

tipico. En la fig. A un transformador de banda ancha a la entrada acopla la fuente de

50 ohms a la mas baja impedancia de base del transistor Q l. (la mayoría de las

etapas de potencia tienen una impedancia de base de 5 ohm o menor). Aunque un

numero de posibles redes sintonizadas pueden ser usadas para afectar al

acoplamiento de impedancia deseado, el uso del transformador 1 (Tl) elimina los

componentes y algunas veces cálculos complejos requeridos para el diseño

apropiado del circuito. Cuando la impedancia de base del transistor Q1 es

desconocida ( esta varia con respecto al nivel de preamplificación y fiecuencia de

operación ), el ajustamiento teórico en la relación de vueltas permitirán un mejor

acoplamiento.

FIG.33.1 Circuito amplificador clase C para RF.




Un indicador de SWR puede ser usada entre el transformador T1 y la señal

para indicar cual es la condición de acoplo. Esta prueba debe de ser hecha

aplicando el máximo nivel de entrada con el que tengamos intención de diseñar.

Para continuar con la discusión acerca de la figura 3.3.1, un resistor de 10

ohms (Rl) es puenteada a través del devanado secundario en el transformador T1

para incrementar la estabilidad. Esta medida no siempre es necesaria. esto dependerá

en la ganancia del transistor, al arreglo del circuito y la Q (con carga) del

transformador T1. Pueden ser usados otros valores en la resistencia. Una buena regla

empírica es solo usar el valor de resistencia con la cual ocurre la estabilidad. Debe

de recordarse que R1 esta en paralelo con la impedancia de entrada del transistor.

Esto tendrá efecto en la relación de vueltas del transformador T l. Cuando la ,

potencia de preamplificación es excesiva, un deliberado desacoplo puede ser

introducido a la entrada del transistor Q1 reduciendo el numero de vueltas en el

devanado secundaria del transformador T1. Sí esto se ha hecho, R1 generalmente

puede ser e h a d a .

El inconveniente de esta técnica es que la entrada de preamplificación no

tendrá una impedancia de 50 ohms. El transformador T1 es generalmente hecho de

ferrita y tiene forma seleccionada o toroidal. El material interno de los devanados

son usualmente del tipo de 950-4 (permeabilidad inicial). El devanado primario

del transformador T1 ( y otros transformadores de banda ancha) debe de ser

aproximadamente cuatro veces el valor terminal de impedencia con respecto a loa

reactancia. Por lo tanto, para una carga característica de 50 ohms la reactancia del

devanado primaria del transformador T1 debe de ser aproximadamente de 200

ohms.

32 F M y Amplificadores de potencia clase C.



Dos chokes (bobinas) de RF son mostrados en la figura 3.3. l . Estos son

necesarios para asegurar ampliamente el aislamiento de CD en relación a los

capacitores de paso. El choke de RF que se sitúa en la parte superior sirve también

como impedancia de carga del colector. La reactancia debe de ser cuatro o cinco

veces la impedancia de colector. Tres valores de capacitores de paso son usados

para asegurar un buen desacoplo o aislamiento para VHF,HF y LF. Si el aislamiento

e inadecuado, Radiofrecuencia del amplificador pude fluir a través de las conexiones

de la batería de 12 volts a otras partes del transmisor, además de causar inestabilidad

en una o más etapas. Una red pasabajo tipo T de una etapa es usada para acoplar el

colector a la carga de 50 ohms, y esto también suprime energía de armónicos. El

valor tipico del factor de calidad Q ( con carga) de esta red común de adaptación

debe de ser mantenido menor a 4 para que se mantenga la estabilidad.

La figura 3.3.2 otro amplificador común. La diferencia con el pasado esta en

la polarización. El circuito en el inciso A esta diseñado para trabajar en clase C. Este

es llevado a la región de saturación durante su operación. En el inciso B hay una

cierta cantidad de polarización directa aplicada en Q 1 (aproximadamente de 0.7 volt

) debido al voltaje proporcionado por D 1, el cual es un diodo de potencia. D 1

también funciona como un sencillo regulador de polarización. La resistencia R2

puede ser seleccionada para proveer una substancial corriente de diodo. La

polarización directa estabiliza la linealidad para el amplificador,así que por lo tanto,

señales de AM y BLU pueden ser amplificadas por Q1 con un mínimo de distorsión.

Aunque algunos transistores son diseñados especialmente para amplificación lineal,

cualquier transistor de potencia puede ser usado para este propósito. Una vez

encontrado el apropiado punto de polarización para una amplificación lineal con un

transistor tipo clase C, una investigación de linealidad contra potencia de salida 33

F M y AmpUcadores de potencia clase C.



~ ~~

puede ser llevada a cabo. Algunos transistores diseñados para funcionar en clase C

son incapaces de deliberar mucha potencia (sin distorsión) en clase A B , como estos

podrían en caso de trabajar en clase C. La mayoría de los transistores de potencia

hechos para amplificación lineal tiene construidos internamente, resistores de

retroalimentación degenerativa localizados en el emisor. Esta técnica aumenta

1inealidad.Dependiendo del tipo de encapsulado del transistor tipo clase C, un

resistor de retroalimentación de emisor puede ser conectado externamente, tal que

esos resistores sean usualmente del orden de 1 ohm.

7 1.. I.

1

FIG33.2 Circuito de RF polarizado para amplificar en forma lineal.

Un amplificadores clase C de banda ancha es mostrado en la figura 3.3.3.

Los transformadores T1 y T2 tienen relación de vueltas entre el devanado primario y

secundario de 4: 1. Estos son transformadores de banda ancha conectados en serie

para proveer y disminución en la impedancia de 16: 1. Para muchas aplicaciones este

arreglo dará un acoplamiento aceptable entre los 50 ohms y la impedancia de base

del transistor Q l. en este ejemplo asumimos una impedancia de base

aproximadamente de 3 ohms.

34




El transformador T3 sirve como la carga en el colector y de transformador de

paso de elevación. Es útil usar un transformador de elevación cuando la impedencia

de colector es baja ( 25 ohms o menos). Esto hace posible que el diseñador puede

trabajar con valores de componentes de filtrado (FL1) que son más comunes, que si

el caso here tratar de acoplar a Ohms a 50 Ohms con la red de filtrado. FL1, es en

este caso, es un filtro pasas bajo tipo pi de dos etapas ( fdtro de media onda). Este

esta diseñado para acoplar 40 ohms a 50 ohms y tiene una Q ( con carga ) de 1.

La retroalimentación puede ser aplicada para estabilizar el amplificado. Esto

es visto en la fig. 3.3.3B. C1 y R1 son escogidos para reducir la ganancia de

ampliíicación cual sea la cantidad necesaria para dar mayor estabilidad y las

características de ancho de banda necesarias. C1 sirve como un capacitar de bloqueo

de CD.

FIG. 3.33 En el inciso (a) son usados transformadores de banda ancha para acoplo de impedancias. FL1 suprime las comentes armónicas en la salida del amplificador. En (b)los componentes de retroalimentación son C1 y R1.




Un amplificador tipo Push-Pull para amplificación lineal es mostrado en la

FIG. 3.3.4. Cuando una frecuencia adicional de compensación es deseada ( a través

de una posible red de retroalimentación negativa) L1 y Rl pueden ser añadidas a

través de la entrada del amplificador. Estas son seleccionadas para llevar a la

potencia de preamplificación al mínimo punto del intervalo de operación del

transistor. Como la frecuencia es reducida, L1 representa una reactancia baja,

además de pemitir que alguna potencia de preamplificación sea disipada en R1.

T1 es un transformador convencional de banda ancha ( no es del tipo de

línea de transmisión) con una relación en vueltas diseñada para acoplar 50 ohms a la

carga de la base de los transistores Q1 .y 42. T2 es otro transfonnador de banda

ancha, usada para obtener una h e n t a c i ó n de CD balanceada a los colectores. T3

es otro transformador de banda ancha el cual es enrollado para disminuir la

impedancia de colector-base a 50 ohms. FLl es diseñado para tener una impedancia

bilateral de 50 ohms en este ejemplo.



I 1

FIG. 33.4 Ejemplo de amplificador con retroalimentación de tipo push- pull, este amp. de potencia da servicio en banda ancha de 1.8 a 30 Mhz. Polarizado para amplificación lineal.




NClRCUITOS DE AMPLIFICADORES CLASE C.

4.1 Amplificadores C.

La polarización es ajustada de tal modo que el dispositivo este en corte.

Después, la comente fluye solo durante pico del ciclo de la señal de entrada. La

corriente de salida consiste en pulsos en la frecuencia de la señal de entrada ; el

ángulo de conducción es, generalmente, mucho menor que 180 grados. Ya que el

dispositivo esta en corte en más de la mitad del ciclo de operación, la eficiencia es

relativamente alta, más del 80 % en algunos casos, pero la linealidad es

extremadamente pobre.

(C 8 I

FIG .4.1.1 Sistemas simplificados clase C. (a) Sistema de conmutación en voltaje (b) sistema de conmutación de comente.

Sistemas clase C simplificados son mostrados en la fig. .4. l. 1 La mayoría de

los sistemas trabajan como sistemas de conmutación de voltaje , e n la fig. 4.1. la y en

la fig. 4. l . lb se muestra la analogía en conmutación de comente. Un amplificador

emisor común es mostrado en la fig. 4.1.2a, las formas de onda se describen en la

figura 4.1.2b. Una red de acoplamiento sintonizada-paralelo con factor de calidad Q

mayor a 10 asegura señales senoidales en la base y colector.

~~ ~




B

2"- , - .

L

FIG. 4.1.2 Amplificador de emisor ~

común operación (b) forma de ondas de comentes y voltajes.

C. circuito de

39



José Bernardo Rosas Fernández Repote proyecto te&

w- (o D íb

<e > ce > I

FIG. 4.1.3 Técnicas de polarización de entrada en clase C. (a) Polarización fija (b) polarización de resguardo en serie. (c)polarización de resguardo en paralelo.(d) polarización de resguardo en emisor RC>> l/f.

Una señal de entrada de CD en la base es requerida para la mayoría de los

amp. de clase C. Si comentes directas son suministradas a través de una red

inductora acoplada se dice que el amplificador es alimentado en serie. Si se

suministra corriente directa a inductores en paralelo el amplificador se dice que es

alimentado enparalelo.Inductores alimentados en paralelo ofrecen una alta

impedancia a todas las frecuencias de interés al sistema y proveen un cierto

aislamiento a los elementos sintonizadores, a las fuentes y a las cargas, también se

incluyen capacitares de baja impedancia para aislar las comentes directas.



FIG.3.2.4 Circuito de (b)alimentación en paralelo.

alimentación de potencia alimentación en serie

4.2 Redes de acoplamiento sintonizadas.

Los osciladores son circuitos sintonizados con una determinada fiecuencia

de resonancia, sus características importantes son por ejemplo que acoplan las

fuentes y las cargas al sistema, almacenan energía, limitan en banda e igualan

impedancias.Varias redes que se pueden usar en amplificadores de clase C se

presentan en la fig. 4.2.1.Generalmente se usan a la salida del circuito.Debido a los

diferentes niveles de impedancia, y consideraciones de eficiencia, las redes de

acoplamiento de entrada y salida generalmente no son similares.

Estas pueden oscilar a otras frecuencias de la frecuencia fbndamental y la

multiplicación en frecuencia se puede obtener sintonizando a un armónico, pero la

eficiencia decrece en relación al cuadrado del armónico , así que la operación

después del tercer armónico es raramente usada. Almacenar energía en la red

mantiene el voltaje y la corriente en la salida del circuito provocando que este

oscile, aun cuando el remplazamiento en la energía es obtenido por l a s fuentes de




comente directa cada ciclo siguiente o tal vez con un poco menos del ciclo

siguiente.

42 Fh4 y Amplificadores de potencia clase C.



la V54

c 7

FIG. 4.2.1 Circuito de acoplamiento de carga de salida. De arriba hacia abajo y de derecha a izquierda: resonante paralelo,acoplado por inducción, capacitor de derivación,inductor de derivación, combinación de derivación, red pi, paralelo resonante L, red pi L, red T.

Los componentes prácticos tienen perdidas, por lo tanto l a s redes de

acoplamiento de salida tienen Q s finitas hasta con la carga desconectada, si el factor

de calidad con la carga desconectada es Qo con RL= . ~1 factor de calidad con

la carga conecta es % , entonces la eficiencia de la red de salida es:




QL debe ser lo sdicientemente grande para dar el efecto de péndulo, y

asegurar m a operación senoidal y e h a r los armónicos no deseados. Qo debe de

ser mayor que QL para minimizar la perdida de potencia. En la practica se debe de

obtener una QL minima de 10 o 15.Para una fiecuencia de resonancia fi, los valores

de L y C son:

Las capacitancias en el transistor y en la carga pueden ser incluidas en la

capacitancia de la sintonización en las redes resonantes-paralelo.Las resistencias de

carga practicas van generalmente de 50 a 500 ohms. Estas resistencias de carga se

pueden acoplar inductivamente como en la figura 4.2. lb, o derivando el capacitar o

inductor o ambos en la figuras 4.2.1c,d y e.El circuito pi mostrado en la figura 4.2. I f

es otro usado frecuentemente y una característica importante en el es que tienen

grandes atenuaciones de armónicos que otras redes resonantes con la misma Q no

tienen.

4.3 Oscilaciones y neutralización.

Los dispositivos usados en clase C generalmente producen

retroalimentación interna, produciendo oscilaciones no deseadas en la frecuencia de

operación.Esto generalmente se eliminan con la neutralización de la

retroalimentación usando el circuito mostrado en la fig.4.3.1 . Este circuito actúa de

forma parecida a un circuito puente. Si las dos partes del inductor en derivación de 44




salida son acoplados, el análisis a pequeña señal indica que el balance para la

neutralización requiere que CFCF.

I

FIG. 4.3.l.Circuito Hazeltine de neutralización.

Las oscilaciones parásitas resultan en muchos circuitos causadas por las

inductancias y capacitancias adherentes en los dispositivos.

4.4 Diseño de salida de un amplificador de potencia clase C.

La potencia de salida de un amplificador clase C es limitada por el valor

máximo de voltaje, su disipación en potencia y en la corriente misma del

transistor. El voltaje de salida y la eficiencia son atendidos al máximo valor de

voltaje.

De cualquier forma un valor un poco menor de que la mitad del voltaje de

corte del transistor puede ser usado en el red de salida para que en su acción



José Bernardo Rosas Fernández Repote proyecto terminaí

oscilante produzca una salida de voltaje pico aproximadamente del doble de la

fuente de alimentación.

La disipación es afectada severamente por la comente de salida en forma de

pulso y el ángulo de conducción. El ángulo de conducción de salida 8, es la

porción donde la comente es considerable.Angulos de conducción cortos producen

altas eficiencias,pero amplitudes pequeñas producirán poca potencia de

salida.Angulos de conducción grandes producirán alta potencia de salidqpero

eficiencias bajas , así como en frecuencias altas también disminuye la eficiencia.La

forma del pulso es definido por las características del transistor. Por eso se debe de

tener en cuenta el compromiso entre la potencia de salida y la eficiencia dentro de

los limites permitidos por Vcc e I h m , o por las capacidades de la alimentación.

La potencia de entrada de CD y la potencia de salida de CA son

proporciónales al valor promedio Io y a la amplitud del armónico €imdamentalI1

.La resistencia de carga requerida es aproximadamente VcclI1 . La potencia de CD suministrada y la potencia de salida de ca es aproximadamente:

Po,& = VCCIO .... . . .. . .4.41

El diseño prelimmar de un amp. clase C requiere selecciones simultáneas de

la potencia de salida y de la eficiencia de los dispositivos electrónicos con un

detenninado Vcc y una cierta I%=.


UA"1 Asesor: Juan Carios Sánchez Garcia


4.5 Análisis de los amplificadores de clase C.

Hay algunas técnicas en donde se utilizan gráficas para predecir por

aproximaciones el diseño del amplificador . Para estos se utilizan curvas como las de

la figura 4.5.1 pero en cada caso se requiere de las curvas del transistor

utdizado.Para simplificar las cosas se asume a la entrada y a la salida como ondas

senoidales .

Usando el circuito de la fig. 4.1.2a como ejemplo de análisis tendremos:

Eliminando el coseno resulta en:

La ecuación pasada muestra que la operación ocurre en una línea recta en las

curvas características del transistor teniendo a Vce y Vbe como ejes.la tabulación de los de vBE(e), VCE (e), ig (e) e i&), dan información que puede ser

analizadas numéricamente . Una gráfica que de transistor que muestra las curvas de

corrientes es mostrada en la figura 4.5.2 Esta gráflca pertenece a un transistor

bipolar de Motorola 2N3055, las líneas de operación son mostradas ;los puntos

necesarios para establecer las líneas, son las condiciones inactivas (O=lSO) y

(VBBYVCC ) y las pico con (VBE,XII~X,VCE,~- otros Puntos de 8 pueden ser encontrados por las ecuaciones 4.5.1 y 4.5.2.

Los componentes armónicos de los pulsos de corriente en la base y colector

pueden estar representados por las Series de Fourier como:




FIG. 4.5.1Curvas de predicción para diseño de un amp. clase C. Las corrientes de entrada y salida relativas, y la eficiencia en función del ángdo de conducción son mostrados para varios tipos de forma de entrada con la misma amplitud.




W

i(e) = Io + X I , cos9 n=l

donde Io es valor promedio, y los Ins son l a s magnitudes de los armónicos. Io e 11

pueden ser encontrados con de la siguiente forma:

FIG.4.5.2Curvas de comente en el transistor con l a s líneas de operación mostradas en curvas de comente en base.




Para obtener Imax se hace el ángulo igual a cero grados, los pulsos de comente en

este caso serian simétricos. Ya que las corriente mayores a 90 grados son

despreciables, en la mayoría de los casos, la aplicación de la regla del trapecio nos

permite conocer los valores numéricos de estas integrales que son:

Donde los I(h)'s son los valores de las corrientes correspondientes a los ángulos h.

Las amplitudes de los armónicos de alto orden son evaluados de manera

similar.Como se ve en la figura 4.1..2, el voltaje exacto de CA a la salida es algo

menor que la potencia dada por la fuente de alimentación, esto es : VO = VCC - VCE,min

L a potencia de salida en CA es deliberada sola en la fiecuencia fundamental

y es :




Donde los I(9n)'s son los valores de las comentes correspondientes a los ángulos h.

Las amplitudes de los armónicos de alto orden son evaluados de manera

similar.Como se ve en la figura 4.1..2, el voltaje exacto de CA a la salida es algo

menor que la potencia dada por la fuente de alimentación, esto es : vO = vCC - vCE,min

La potencia de salida en CA es deliberada sola en la frecuencia fundamental

y es :

Por lo tanto el valor requerido para la resistencia de carga es :

La potencia de CD aplicada por la potencia de la fuente de alimentación en

el colector esta dada por la ec. 4.4.1: Po,& = VCCIO .

El voltaje de entrada en CA puede ser obtenido de la fig. 15.2b y será:

VI = V B E , ~ = - VBB

La potencia de entrada deliberada por la señal al transistor y la fuente de

alimentación es dada por:

5 1 F M y Amplificadores de potencia clase C.



La potencia de entrada es también deliberada solo en amplitudes fundamentales.

Si los pulsos de la corriente de base son estrechos comparados con el voltaje

senoidal en la base y se puede aproximar de la siguiente manera:

P1,ac w VI~BO

Y la potencia de polarización de entrada es:

Hay que hacer notar que la potencia de entrada de CD algunas veces puede ser

negativa, lo cual indica que la potencia es deliberada por la señal a la fuente de

polarización. La resistencia de entrada efectiva es:

La disipación total del transistor es:

La eficiencia total y de colector están dados por:

PO, ac

'o,dc + '1,dc + '1,ac rl' XlOO%




% =- X100% ,dc

y la amplificación en potencia es: PO, ac A, =- PI, ac

4.6 Diseñado de entrada de un amplificador clase C.

El diseño preliminar de la salida de uf amplificador clase C (sección 3.6) es el

resultado de los tipos dispositivos que escogemos (tipo de transistor o' tubo al vacío),

la potencia de salida de la fuente de alimentación, la amplitud pico de la corriente y

el ángulo de conducción. El diseño completo para el circuito del la figura 15.2a

requiere la especificación del los voltajes VBB y VI. En la practica esto corresponde

a conocer perfectamente l a s especificaciones de la condiciones máximas de

operación de la forma de onda con la que se trabaje (senoidal a señal grande,

comúnmente).

Los voltajes VBB y VI afectan la amplitud pico del voltaje de entrada debido

a que Vbe= VBB+VI.El pulso y el ángulo de conducción no se pueden ajustar

independientemente ufo del otro.Generalmente se puede escoger un valor VBE,max

verificando l a s líneas de operación del dibujo 4.5.2 otras similares para cada

transistor deseado. VBE debe ser lo mas bajo posible dentro de una operación

eficiente del transistor.

53 FM y Ampiificadores de potencia clase C.



VBE,max no debe de ser excesivamente mas grande que VBE,min para evitar un

exceso en polarización directa de la unión base colector que causaría que la corriente

de base fuera mayor y la de colector menor.

Los valores iniciales de VBB y VI pueden ser determinados

aproximadamente si se proponen un ángulo de conducción y un VBE,max también

aproximados. Si los pulsos de comente de base y colector son cosenoidales y tienen

el mismo ángulo de conducción Oc, los valores de V1 y VBB para los cuales la

unión base colector esta polarizada directamente son:

Y

donde Von es un voltaje bajo, cercano a 0.55 volts para transistores de silicon, si

este voltaje se excede causar que fluya una gran corriente en el circuito base.

Después de obtener estos valores iniciales se analiza el circuito usando

técnicas de la sección 4.5. Pasos sucesivos de modificación en los parámetros del

circuito y del análisis descrito permiten que haya un diseño optimo. Si VI y VBB fueron correctamente escogidos como ondas cosenoidales y con un ángulo de

conducción conveniente, los pulsos de corriente de salida dan una buena potencia de

salida y una buena eficiencia.

La mejor eficiencia en la transferencia de energía provenientes de las etapas

preamplificadoras es solo lograda con un buen' acoplamiento de impedancia. Para el P '

54 I;M y Amplificadores de potencia clase C.



circuito de la figura 4.1.2a., si Rs=RI, y Vs=2VI se aplica a su entrada una red

sintonizadora paralela-resonante de una etapa para obtener un acoplamiento

adecuado.

Las redes discutidas en la sección 4.2 pueden ser usadas para obtener un

limitar de ancho de banda de entrada e igualar impedancias donde las redes en

paralelo no pueden ser usadas. No es necesario que el voltaje de entrada VI@) sea

senoidal. Aunque laos amplificadores clase C con una entrada no. senoidal no pueden

ser analizados usando la técnica discutida en este reporte, la operación es muy

parecida, y algunas veces la eficiencia puede ser mayor.

3.8 Circuito amplificador clase C propuesto.

El circuito amplificador clase C propuesto tuvo que tomar en consideración

varias cosas. La primera y tal vez mas importante era la elección del dispositivo

amplificador deseable. Como ya hemos discutido, estos podrían ser o bien un tubo al

vacío o un transistor de potencia de RF. En este primer punto nos inclinamos con un

transistor pues los tubos al vacío necesitan voltajes mas grandes de operación, son

mas voluminosos aunque desarrollan mas potencia. Como este f ie un transmisor de

cobertura limitado no hubo problemas en encontrar que muchos transistores en una

etapa podrían satisfacer esta necesidad. Otra consideración importante es que los

conocimientos de toda la carrera en Ing. electrónica en Comunicaciones de la U A "

I se le hace mucho énfasis al diseño con transistores y debido a ello nosotros

tuvimos mucha mayor facilidad de manipular el diseño con este que si lo hubiéramos

hecho con un triodo u otro tubo. Después de considero que 55

F M y Arnpliiicadores de potencia clase C.



en nuestro proyecto de Radio U A " 1 se considero que la banda de operación del

transmisor de FM estaría dentro de la banda comercial de FM. Esto se propuso

debido a que de esta forma se podría demodular nuestra senil con cualquier receptor

comercial como grabadoras, walkmans o radio portátiles en general. Entonces

nuestro dispositivo amplificador debería de tomar un intervalo de operación a

excelente nivel de los 86 a 108 MHz ( aunque en realidad el ancho de banda es

mucho mas grande para asegurar esa intervalo de operación). Para este

requerimiento se detennino que tuviera un frecuencia de transición FT de 500 Mhz.

después de esto, consideramos al ver los posibles transistores Motorola en el

mercado para RF que había un transistor que en 90 Mhz y con una entrada de 100

mW nos podría dar hasta 4 Watts. Este era el 2N3553 y por lo tanto se sistematizo

su circuito de evaluación que Motorola recomienda para este transistor. Este

transistor es de la línea de RF de Motorola y esta fabricado de S* es de tipo

NFN y trabaja a altas frecuencias ( ya dijimos que su FT es de 500 M h z . ) . este

transistor esta diseñado para se usados en la etapa de amplifilcación o

preamplificación en VHF. Otras características importantes son que a 175 Mhz y 28

Vcd de polarización su potencia de salida es de 2.5 Watts. A nuestra frecuencia (90

M h z ) las características de sal ida con respecto a la entrada se muestra en la sig. Fig. :

5 i l ; d o

e " ~

- 56


U A " 1 Asesor: Juan Carlos Sánchez Garcia


FIG. 3.8.1 Amplificador clase C de potencia con un 2n3055 de Motorola

Para tener mas idea del dispositivo de estudio se muestran las tablas 1 y 2 siguientes:

Medición de

Voltaje colector- emisor..

Voltaje Base-Colector

Voltaje base-emisor

Comente de colector

Disipación total del

dispositivo tC=25"C

TABLA I VALORES MÁXIMOS Símbolo Valor

VCEO 40

VCB 65

VEB 4.0

IC 1.0

PD 7.0 40

Unidad

Vcd

Vcd

Vcd

Acd

Watts

m W / T 57




-65 a +200 OC Intervalo de temperatura Tst,

de operación

TABLA 2

Características eléctricas (T~=25"c)

Símbolo MiIl Típica Máxima Unidad Característica

Característica de apagado.

Voltaje colector-emisor de

sostenimiento

(Ic=20OmAdc,IB=O)

Voltaje de rompimiento emisor-

colector

@=O. lmAd, IC=O)

Corriente de corte en colector

(VEC=30, IB=O)

Corriente de corte en colector

(VEC=30,VBE(o~=1.5vcd

T=20OoC)

(VEC=65,VBE(o~=1.5vcd)

Corriente de corte de emisor

(VEB=4vcd,Ic=O)

Caract. en funcionamiento

Ganancia en CD

(Ic=25OmAcd,VEC=5.Ovcd)

Voltaje de saturacion CE

(Ic=25OmAcd,Ib=5OmAcd)

Ved

Vcd

mAcd o. 1 k E 0

ICEX

-.

5.0 mAcd

1 .o o. 1 mAcd IEBO

10 hFE

1 .o Vcd

58




Caract. dinamicas

Producto anco de banda-

ganancia comente

(Ic=1OOmAcd,VCE=28vcd,

f- 10OMhz)

Capacitancia de salida

(Vcb=30Vcd,IE=07f-100khz)

Pruebas funcionales

Potencia de entrada

(Vce=28Vcd,Pout=2.5W7

fl- 175Mhz)

Ganancia de amplificacion en

Colector-Emisor.

(Vce=28Vcd,Pout=2SW,

6175Mhz)

Eficiencia de colector

(Vce=28Vcd,Pout=2.5W7

f- 175Mhz)

fT - 500 o MHz

rl

- 8.0 10 PF

- I 0.25 Watt

10 .. -

50 o

Después de conocer a fondo las características del transistor

procedimos a evaluar el circuito de evaluación del manual de RF

propuesto por Motorola. Este se muestra en la figura 3.8.1 la cual

es como se ve un circuito amplificador clase C ( Se observa tanto

el emisor como el colector y emisor están a tierra de CD y la fuente en

dB

59

FM y Ampliicadores de potencia clase C.

urn-I Asesor: Juan Carlos Sánchez Garcia


~

colector como el único voltaje aplicadojndependienternente del análisis

del ángulo de conducción. Usualmente el emisor es conectado directamente

al chasis y la base es aterrizada a través de una red inductiva o un Choke.),

A este amplificador par empezar se le hicieron simulaciones por computadora

con el paquete de MC4s, el cual es escogdo sobre el Pspice debido a su facilidad

para introducir los datos a evaluar, en esta paquete se reciben en forma esquemática

donde se dibuja el circuito deseada y se analiza. En el paquete Pspice es necesario

editar los datos en texto haciendo mas propenso a errores. PSpice es mas exacto,

pero para nuestras caracteristicas los resultados para MC4s son iguales.

A continuación se muestras las simulaciones que hicimos, los parámetros que

simulamos fue en 90 o 100 MHz, y algunos de ellos fueron impedancia de entrada,

impedancia de salida, voltaje de salida, ganancia en dB y potencia de salida. Algunas

de estas simulaciones de anexan a continuación.

Después procedimos a la implementación del circuito al laboratorio. Los

aparatos necesarios son de alto costo y se recomienda que un profesor especializado

en el tema explique con claridad los instrumentos necesarios. En el lab. de

comunicaciones de la UA"1 tuvimos oportunidad de aprender a utilizar para el

amplificador, el analizador de espectro HP90A, los sintetizadoredgenerador de

función de señales, 3325A de HP y el 2500A de Wavetek ( con modulación interna

de RF en AM y FM), el contador de fiecuencias en microondas 535B de EIP inc..

También son necesarias los instrumentos de uso común para ingeniería electrónica

como osciloscopio, fuentes de polarización, etc..




Al realizar el amplifizador nos encontramos que la potencia de salida maxima

con una buena estabilidad y puerza era de mas o menos 750 mWatts aunque se llega

a 1.2 Watts pero era muy inestable y provocaba demasiados armónicos. Por ello es

recomendable, que el interesado de hacer amplificadores de esta clase de

amplificadores que se tenga mucho cuidado en el acoplamiento de entrada y de

salida a la antena. Por ultimo se comprobaron a través de un modular de FM la

transmision y con la ayuda del analizador de espectros y una grabadora pudimos

evaluar estos resultados.

V CONCLUSIONES.

En este proyecto terminal se obtuvo la etapa de potencia con un amplificador

clase C evaluado en los laboratorios de comunicaciones de la

UAM-I. Concluimos que se llego a los objetivos que era el diseño e implementación

de un amplificador clase C, pero se considera que no fue el rendimiento mas optimo

esperado. Esto es debido a que en RF es mas dificil cumplir con las expectativas

teóricas que a bajas fi-ecuencia debido a que como ya explicamos los elementos

tantos pasivos como activos se comportan de manera diferente y mas inestables que

a frecuencias bajas. Se pudo transmitir dentro de un área 1 K m dentro de las

instalaciones de la UA"1 transmitiendo un tono. La modulación en FM se logro

con un circuito impreso adquirido por la sección de Electrónica, y se transmitió un

tono a 1 Khz para apreciarlo a través de una radio. Es necesario que se haga un

modulador y un preamplificador para que la potencia de entrada sea suficientemente 61




~~ ~~ ~~~~~ ~

buena para tener una buena ganancia de potencia. También es necesario que nuestra

etapa de amplificación tenga un buen filtrado en la frecuencia deseada pues este

amplificador tenia muchos armónicos que eran notablemente percibidos. También

hay que tener cuidado con la inestabilidad de la portadora y es muy importante tener

TRIMMERS para ajustar en un punto especifico. Por ultimo quiero agradecer al área

de Sistemas Digitales y en especial al prof. Juan Carlos Sánchez Gracia que me

apoyo y me asesoro en toda la estancia en el laboratorio.

VI BIBLIOGRAPÍA

Motorola INC, "RF Device", Motorola VOL. II Rev.4, Phoenix Arizona,USA 1991.

ARRL,, "Radio Amateur Handbook 1994",Publicado por la American Radio Relay

League, 1994.

F.G Stremler, "Introducción a los sistemas de comunicación", Adisson Wesley

interamericanaTercera Edición.

L. J.Giacolleto , "Electronic's designers Handbook", McGraw-Hill Book

Company, 1977.

62 I;M y Amplificadores de potencia clase C.

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