Tema 3: El Transistor Bipolar

TEMA 3: EL TRANSISTOR BIPOLAR

3-1

Tema 3: El Transistor Bipolar

INDICE

3.1 ESTRUCTURA FISICA. TERMINOLOGIA Y SIMBOLOS.................................... 3-1

3.2 CARACTERÍSTICAS ESTÁTICAS DEL TRANSISTOR BIPOLAR.................. 3-5

3.3 CONFIGURACIONES DE TRANSISTOR BIPOLAR.............................................. 3-14

3.3.1 Características a emisor común...........................................................................3-16

3.3.2 Aplicación del modelo a emisor común a análisis de un transistor bipolar

polarizado............................................................................................................3-17

3.3.3 Dependencia de β................................................................................................3-21

3.3.4 Ejemplos..............................................................................................................3-22

3.4 EL BJT COMO INVERSOR......................................................................................... 3-24

3.5 EL BJT COMO AMPLIFICADOR............................................................................... 3-27

3.6 CARACTERÍSTICAS DINÁMICAS DE UN TRANSISTOR BIPOLAR ............... 3-31

3.7 EL TRANSISTOR SCHOTTKY................................................................................... 3-32

3.8 BIBLIOGRAFIA ........................................................................................................... 3-33


3.1: ESTRUCTURA FÍSICA. TÉRMINOS Y SÍMBOLOS.

A diferencia de los diodos, los transistores son dispositivos semiconductores de tres

terminales. El principio básico de su operación es la posibilidad de controlar, mediante la

tensión entre dos de esos terminales, la intensidad que para a través del tercero. Esta

circunstancia se puede utilizar para generar fuentes de intensidad controladas por tensión, base

del funcionamiento de los amplificadores de señal. Además, se pueden utilizar para regular el

paso o no de corriente, es decir, como un conmutador real. Desde este punto de vista, su

funcionamiento es básico en circuitos digitales.

Un transistor bipolar de unión es un dispositivo semiconductor compuesto por tres regiones,

como se muestra en la Fig. 3.1. Cada una de las tres regiones se obtiene dopando con impurezas

adecuadas (aceptoras o dadoras) un substrato de material semiconductor intrínseco. El dopado

de la región de emisor (n) es superior al de la región de colector, y del mismo tipo. La base

también se encuentra débilmente dopada con impurezas de tipo p. La anchura de esta región de

base es reducida.

Se pueden identificar dos uniones PN. En primera instancia podría interpretarse que un

transistor bipolar funciona de forma equivalente a dos diodos enfrentados. Sin embargo, se verá

como no es así.

Se pueden encontrar dos tipos de transistores bipolares en función del tipo de material

utilizado para las tres regiones semiconductoras. En la Fig. 3.3 se muestra su disposición. En el

Fig. 3.1 (a) Estructura de tres regiones de un transistor bipolar NPN, (b) seccióntransversal.

n np

Emisor Base Colector

(a)

(b)n

n

p

3-2


análisis que se desarrollará continuación se hará hincapié en la estructura NPN, aunque el

comportamiento de la PNP es dual.

En un transistor bipolar, o BJT (Bipolar Junction Transistor) se distinguen tres terminales

externos.

EMISOR: Terminal externo que suele estar más fuertemente dopado de impurezas

(n).

BASE: Terminal intermedio que se conecta a la región central, dopada con

impurezas tipo p. Suele ser la región menos dopada de las tres, y la más

estrecha.

COLECTOR: Extremo opuesto al emisor, del mismo tipo de dopado, pero con menor

concentración de impurezas n.

Se identifican las uniones Base-Emisor (BE) y Base-Colector (BC). Asociada a esta

estructura se definen variables eléctricas de tensión e intensidad del modo indicado en la Fig.

3.4

Fig. 3.2 Estructura NPN (a) y PNP (b).

TIPO N o NPN

TIPO P o PNP

N NP

P PN

(a)

(b)

Fig. 3.3 Terminales de un transistor bipolar NPN.

N NPE

B

C

Contacto ohmico

(emisor) (colector)

(base)

3-3


Fig. 3.4 Definición de las variables eléctricas de tensión e intensidad en un transistorbipolar NPN (a) y símbolo (b).

N NPE

B

C

iC

iE

iB

+ +

+-

- -

vCE

vBEvBC

iE

iCiB

vBC

vCE

vBE

-

-

-

+

+

+

(a)

(b)

C

B

E

Fig. 3.5 Definición de las variables eléctricas de tensión e intensidad en un transistorbipolar PNP (a) y símbolo (b).

P PNE

B

C

iC

iE

iB- -

-+

+ +

VEC

vEBvCB

iE

iCiB

vCB

vEC

vEB

+

+

+

-

-

-

(a)

(b)

B

C

E

3-4


Como criterio general, las intensidades iC, iB e iE son consideradas positivas según el sentido

asociado en la Fig. 3.4. Según este criterio, se cumplirá que iC+iB = iE. vBC es la tensión de la

unión PN base-colector. La conducción asociada a dicho diodo dependerá por tanto, del signo

y valor de dicha tensión. La tensión vBE controla, de modo similar, la tensión del diodo PN base

emisor. Un transistor PNP funciona de forma similar, con la definición de sus terminales,

variables y símbolos, tal como se muestra en la Fig. 3.5.

3.2. CARACTERÍSTICAS ESTÁTICAS DEL TRANSISTOR BIPOLAR.

A continuación se va a determinar el funcionamiento del transistor NPN en condiciones

estáticas, es decir, considerando la relación existente entre sus variables de tensión e intensidad

cuando todas ellas permanecen constantes en el tiempo. El análisis a realizar supone cuatro

condiciones posibles, función de la polaridad de vBE y vBC. Considerando un modelado ideal de

las tensiones en las uniones, se supondrán las condiciones de la Tabla 3.1.

El funcionamiento del transistor bipolar no se ajusta al modelado con dos diodos enfrentados.

A continuación se detalla el comportamiento en las diferentes regiones de operación.

A) ZONA ACTIVA DIRECTA:

CONDICIONES: vBE > 0 Unión base-emisor polarizada en directa.

(Modelo ideal) vBC < 0 Unión base-colector polarizada en inversa.

Estas condiciones de polarización se representan en la Fig. 3.6. La situación para el transistor

PNP es dual.En estas condiciones de polarización, el diodo PN base-emisor está conduciendo

Tabla 3.1 Polarizaciones de las uniones de un transistor: (Modelo ideal)

CASO Tensiones de polarización Estado de las uniones

vBE vBC BE BC

A > 0 < 0 ON OFF

B < 0 > 0 OFF ON

C > 0 > 0 ON ON

D < 0 < 0 OFF OFF

3-5


(polarizado directamente), mientras que el diodo base-colector está cortado (polarizado en la

región inversa). El comportamiento que se puede deducir de esta situación es que la intensidad

de emisor es elevada, al estar la unión BE inyectando portadores, mientras que la intensidad de

colector es muy pequeña, al estar la unión BC en corte, Fig. 3.7. Sin embargo, esta situación no

se plantea, y la intensidad de colector es elevada (iC). Este estado se alcanza como consecuencia

de la disposición de las corrientes de portadores que se representa en la Fig. 3.7 En ella se

aprecia como, en la unión base-emisor, los e- (portadores mayoritarios en el emisor) son

inyectados desde el emisor a la base, y los huecos (portadores mayoritarios en la base) son

inyectados desde la base al emisor. La concentración de impurezas en el emisor es muy

superior, respecto de la base, lo cual hace que la corriente dominante en la interfase emisor-base

sea la de los electrones. Estas cargas, al atravesar la unión base-emisor, se difunde en la base,

tendiendo a atravesar la región de base. La mayoría de estos e- consigue atravesar la región de

base, y solo unos pocos se recombinan en la misma. Este fenómeno consiste en la neutralización

Fig. 3.6 Polarización en la región activa directa (ZAD) del transistor NPN (Modelo ideal).

iE

iCiB

vBC<0

vCE

vBE>0-

-

-

+

+

+

Fig. 3.7 Corrientes de portadores en el interior de un BJT NPN.

n np

e-

p+

iE iC

iB

E

B

C

e- injectadose- difundidos

e- colectados

e- recombinados

Corriente de saturación

p+ inyectados

3-6


de una carga negativa (e-) con una positiva (p+) al interactuar entre si. De este modo, los

electrones que llegan a las proximidades de la unión base-colector “ven” un campo eléctrico que

los atrae hacia la región de colector. Este campo eléctrico es, si cabe, más intenso, como

consecuencia de la polaridad negativa de la unión base-colector. Como conclusión, la gran

mayoría de los electrones que han sido emitidos desde el Emisor, son recolectados en el

Colector, y solo algunos se recombinan en la Base. Para compensar esta corriente de

recombinación, la intensidad de base tomará un valor positivo (huecos penetrando hacia la

base). Como conclusión, podríamos resumir el comportamiento en zona activa directa en el

siguiente cuadro.

Modelo en la región activa directa:

Corriente de colector: Se expresa mediante la relación,

(3.1)

Siendo IS la intensidad de saturación, que es constante a una temperatura dada (10-12 a 10-15 A

son valores típicos, aunque se dobla cada 5oC. VT es el potencial térmico (26mV a 25oC). Esta

expresión refleja la dependencia de la corriente de colector con la tensión base-emisor,

responsable de la polarización directa de la unión BE.

Corriente de base: Se expresa mediante la relación,

(3.2)

El parámetro β se denomina ganancia de corriente a emisor común. Su valor aproximado para

Tabla 3.2 Zona Activa Directa (Modelo ideal)

CONDICIONES TENSIONES INTENSIDADES

BE BC vBE vBC vCE iE iC iB

ON OFF > 0 < 0 > 0 > 0

Elevada

> 0

Elevada

> 0

No nula

iC βI S evBE V T⁄

⋅=

iB I S evBE V T⁄

⋅=

3-7


transistores actuales se sitúa entre 50 y 200. De (3.1) y (3.2) puede observarse la definición de

β como,

(3.3)

Corriente de emisor: Se puede expresar mediante la expresión,

(3.4)

que ha sido simplificada mediante la definición del parámetro α,

(3.5)

como la ganancia de corriente a base común. Este parámetro toma valores menores que la

unidad. Para una β=100, es de 0.99. Pequeñas variaciones en α generan grandes variaciones en

β. Su valor no es constante, y es dependiente del nivel de corriente, siendo mayor cuanto más

elevada es la corriente de colector. En general, puede considerarse constante para la mayoría de

las situaciones. También denominado coeficiente de recombinación de la corriente en la base

(respecto de los electrones inyectados desde el emisor), ya que informa del porcentaje de

electrones que, habiendo sido inyectados desde el emisor, consiguen alcanzar el colector sin

recombinarse en la base. De ahí su definición alternativa como,

(3.6)

Circuito equivalente en la región activa directa (Modelo de primera aproximación).

Con la dependencia de las corrientes expresado anteriormente se puede deducir el circuito

equivalente para la región activa directa mostrado en la Fig. 3.8. En la figura 3.8 (a) se expresa

la dependencia exponencial de la intensidad de base con la tensión base-emisor propia de una

unión PN polarizada directamente. En la figura 3.8(b) se expone un modelo más simplificado

para análisis a mano, que abstrae el comportamiento fundamental del transistor. En él se ha

sustituido la tensión de entrada (BE) por una fuente de tensión de valor vBE(act)=0.7V,

característica del comportamiento en conducción de una unión PN. Este modelo será el

empleado en lo sucesivo para el análisis de circuitos con transistores bipolares.

βiC

iB-----=

iE iC iB+1 β+( )

β----------------- I S e

vBE V T⁄⋅ ⋅

I S

α----- e

vBE V T⁄⋅= = =

α β1 β+------------= β α

1 α–------------=⇒

αiC

iE-----=

3-8


B) ZONA ACTIVA INVERSA:

CONDICIONES: vBE < 0 Unión base-emisor polarizada en inversa.

(Modelo ideal) vBC > 0 Unión base-colector polarizada en directa.

La situación respecto del comportamiento de los portadores de carga es similar a la descrita

en el apartado A), o zona activa directa. En este caso, el terminal de emisor haría las funciones

de colector y el terminal de colector de emisor, respectivamente. El comportamiento, en

realidad no es simétrico puesto que el dopado de las regiones de emisor y colector no es, en

general, el mismo, dando lugar a concentraciones de portadores de carga libre (e-) muy

superiores en el emisor que en el colector, destinados a favorecer la conducción en la región

activa directa. A pesar de que es posible definir los coeficientes α y β en la región activa inversa,

la utilidad de esta región de operación es reducida frente a las correspondientes de la región

activa directa (ZAD).

Fig. 3.8 (a) Circuito equivalente en la región activa directa. (b) Modelo equivalente.

(a)

(b)

B C

E

iE

iCiB

vBE

-

+

I B

I S

β----- e

V BE V T⁄⋅=

βI B

B C

E

iE

iCiB

vBE=vBE(act)

-

+

βI B

vBE(act)=0.7V

3-9


C) ZONA DE SATURACIÓN:

CONDICIONES: vBE > 0 Unión base-emisor polarizada en directa.

(Modelo ideal) vBC > 0 Unión base-colector polarizada en directa.

Se caracteriza porque ambas uniones se encuentran polarizadas directamente. Ambas

uniones conducen e inyectan portadores mayoritarios en la región de base. En esta región ya no

es válida la relación iC= β. iB. Los valores de iB son más elevados que los correspondientes a las

regiones activas directa e inversa, ya que iB alimenta la corriente de minoritarios a través de las

uniones BE y BC, y la recombinación de los mayoritarios en la base. La corriente de colector

Tabla 3.3 Zona Activa Inversa (Modelo Ideal)



OFF ON < 0 > 0 < 0 < 0

Elevadamenor que en ZAD

< 0

Elevada

> 0

No nula

Fig. 3.9 Polarización en la región activa inversa (ZAI) del transistor NPN.

iE

iC

iB

vBC>0

vCE

vBE<0-

-

-

+

+

+

Fig. 3.10 Polarización en la región de saturación (SAT) del transistor NPN.

iE

iCiB

vBC>0

vCE

vBE >0-

-

-

+

+

+

3-10


es también elevada. Las dos uniones PN están conduciendo, de modo que las tensiones a través

de las mismas son prácticamente constantes. Este factor condiciona la tensión colector-emisor,

fijándola a un valor constante dado por,

(3.7)

en donde se han tomado, vBE(sat)~0.8V y vBC(sat)~0.6V. El modelo de primera aproximación

para el transistor bipolar en saturación se muestra en la figura 3.12.

D) ZONA DE CORTE:

CONDICIONES: vBE < 0 Unión base-emisor polarizada en inversa.

(Modelo ideal) vBC < 0 Unión base-colector polarizada en inversa.

Se caracteriza porque ambas uniones se encuentran polarizadas en inversa. Las uniones son

atravesadas por portadores minoritarios, generando corrientes muy pequeñas derivadas de las

intensidades inversas de saturación en ambas uniones (Ise, Isc).

Tabla 3.4 Zona de Saturación (Modelo ideal)



ON ON > 0 > 0 > 0 > 0Elevada

> 0Elevada

menor que enZAD

> 0No nula

mayor que enZAD

vCE vBE vBC– 0.8 0.6–≈ 0.2V= =

Fig. 3.11 Circuito equivalente en la región de saturación.

B C

E

iE

iCiB

vBE=vBE(sat)

-

+

vCE=vCE(sat)

3-11


.

El circuito equivalente correspondiente al modelo de primera aproximación se muestra en la

figura 3.14.

En la Tabla 3.6 se resumen las condiciones del transistor para cada una de las regiones de

operación, los circuitos simplificados en cada uno de ellas y las relaciones entre sus variables

necesarias para el análisis de circuitos con transistores. Asimismo, en la Fig. 3.14 se representan

las diferentes regiones de operación de los transistores bipolares NPN y PNP en función de las

polarizaciones en las uniones. Es necesario puntualizar que se ha tomado un modelado ideal

para las uniones (VON = 0).

Tabla 3.5 Zona de Corte (Modelo ideal)



OFF OFF < 0 < 0 ? = 0

nula

= 0

nula

= 0

nula

Fig. 3.12 Polarización en la región de corte (OFF) del transistor NPN.

iE

iCiB

vBC<0

vCE

vBE<0-

-

-

+

+

+

Fig. 3.13 Circuito equivalente en la región de corte.

B C

E

iC = 0

iE = 0

iB = 0

3-12


Tabla 3.6 Resumen: Condiciones de polarización y modelos de circuito de primeraaproximación para un transistor bipolar NPN.

REGIÓN CONDICIONES MODELO

vBE vBC Circuito Relaciones

ZAD vBE(act) vBC(sat)

vBE(act) = 0.7V

vCE(act) > 0.2V

iC =β.iBiC =α.iE

ZAI vBE(sat) vBC(act) Dual de la ZAD a

a. Se puede deducir el modelo para ZAI intercambiando los terminales de colector y emisor, y los senti-dos de las intensidades en ambos. La utilidad de hacer trabajar al transistor en esta región es muylimitada, por lo que en general se prescinde de su estudio.

SAT vBE(sat) vCE(sat)

vBE(sat) = 0.8V

vCE(sat) = 0.2V

iC < β.iB

CORTE vBE(act) vBC(act) iC =iB = iE = 0

≤B C

EiE

iCiB

vBE(act)-

+

βiB

≤

B C

EiE

iCiB

vBE(sat)-

+

vCE(sat)

≤ ≤

B C

E

iC

iE

iB

Fig. 3.14 Regiones de operación del BJT NPN (a) y PNP (b) en función de laspolarizaciones en las uniones (considerar el modelo ideal).

(a)

vBC

vBE

ZAD

ZAI

SAT

CORTE

vCB

vEB

ZAD

ZAI

SAT

CORTE

(b)

NPN PNP

3-13


Dentro de las principales aplicaciones de los transistores bipolares encontramos:

1) Electrónica analógica en general: amplificación, osciladores, filtros, transconductores, y

en general, implementación de circuitos analógicos. Se aprovecha fundamentalmente el

comportamiento del transistor bipolar en la región activa directa, en la que posee una

determinada relación de ganancia (tensión o intensidad)

2) Electrónica digital: Realización de puertas lógicas, para lo cual se aprovecha el

funcionamiento del transistor bipolar en conmutación. Se aprovecha el funcionamiento en

corte y saturación (circuito abierto y cortocircuito).

3) Electrónica de potencia: Como amplificador en gran señal (ZAD) y como interruptor real,

en convertidores de energía eléctrica.

3.3: CONFIGURACIONES DEL TRANSISTOR BIPOLAR.

Para encontrar una representación del transistor bipolar en términos de sus variables

eléctricas se va a utilizar el concepto general de representación BIPUERTA. Se dice que un

circuito admite una representación bipuerta si es posible identificarlo mediante una puerta de

entrada y otra de salida. Los pares de variables (Vi,Ii) (Vo,Io) están asociados a las variables de

tensión e intensidad en la entrada y la salida respectivamente. En el caso del transistor bipolar,

al tener tres terminales, estos se pueden combinar para obtener tres representaciones del tipo

bipuerta: Tomando la base como terminal de referencia (base común, BC), tomando el colector

como terminal de referencia (colector común, CC) y tomando el emisor como terminal de

referencia (emisor común, EC). Las tres aparecen representadas en la Fig. 3.16.

En función del contexto, cada una de estas descripciones tendrá mayor o menor utilidad. La

configuración a Emisor Común es la más utilizada, por lo que de aquí en adelante se adoptará

para la descripción del transistor BJT. En este contexto, quedan justificadas las nomenclaturas:

ganancia a base común (α=iC/iE) y ganancia a emisor común (β=iC/iB), anteriormente

utilizadas.

Fig. 3.15 Representación bipuerta de un circuito.

Vi Vo

Ii Io

+ +

- -

BIPUERTA

3-14


La caracterización de cada una de estas representaciones en términos de tensiones e

intensidades se deberá realizar en base al funcionamiento interno del transistor. Al igual que

ocurriera con el diodo de unión PN, estas relaciones tensión-intensidad son complejas, y

conducen a modelos con ecuaciones de dificil manejo para cálculos a mano. Por esta razón, en

el apartado anterior se han obtenido modelos simplificados, derivados de la abstracción del

comportamiento real del dispositivo, que a la postre permiten simplificar los cálculos,

reteniendo el funcionamiento básico del componente.

Fig. 3.16 Representaciones bipuerta de un transistor bipolar.

BASE COMUN

VARIABLES BASE COMUN (BC)

ENTRADA SALIDA INTERNAS

vBE , iE vCB , iC vCE =vCB+vBE

iB = iE - iC

COLECTOR COMUN

EMISOR COMUN

iE

iCiB

vCE

vBE- -

+

+

VARIABLES COLECTOR COMUN (CC)


vCB , iB vCE , iE vBE =vCE-vCB

iC = iE - iB

VARIABLES EMISOR COMUN (EC)


vBE , iB vCE , iC vBC =vBE -vCE

iE = iB + iC

iE iC

iB

vCBvBE

-

-

+

+

iC

iEiB

vCE

vCB

-

-

++

3-15


3.3.1: Características a Emisor Común.

En esta configuración las variables de entrada son: vBE e iB. Ambas definen la curva iB-vBE

denominada característica de entrada. Este tipo de curvas incluyen además la dependencia con

vCE, tensión de salida, dando lugar a una familia de curvas: para cada valor de vCE (tomado

como parámetro) se obtiene una característica iB-vBE, iB=iB(vBE, vCE). En la Fig. 3.17 se aprecia

la dependencia de la corriente de base con la tensión BE. Los valores de iB son del orden de

decenas de µA, mientras que el valor de vBE permanece acotado al tratarse de la caida de tensión

en una unión PN, que se sitúa en torno a los 0.6-0.8V.

En la que se distinguen tres zonas de trabajo:

1) CORTE: vBE < 0.6 [V]

2) ZAD 0.6 < vBE < 0.8 [V]

3) SATURACIÓN vBE > 0.8 [V]

Se puede tomar como modelo en la región activa directa: vBE(act)=0.7V, mientras que en

saturación vBE(sat)=0.8V. Para este modelo, se supone que la entrada en la región activa directa

se produce a partir de vBE(act) > 0.6V, y no a partir de un valor positivo de la tensión base

emisor, como indica la gráfica de la Fig. 3.14(a), correspondiente a una situación ideal.

La característica de salida a emisor común representa iC = iC (vCE, iB), es decir, para cada

valor de iB, se obtiene una característica de salida iC versus vCE.

Fig. 3.17 Características de entrada a emisor común.

vBE[V]

iB

0.5 0.7

OFF

ZAD

SAT

3-16


En esta curva aparece la intensidad de colector para cada valor de la tensión colector emisor.

Se han fijado una serie de valores de la corriente de base, que sirve como parámetro para definir

la familia de curvas de salida a EC.

En la que se distinguen tres zonas de trabajo:

1) CORTE: vCE > 0, iC=0, iB~0, vBE < vBE(act)

2) ZAD vCE > 0.3V, vCE < vRUP, iC > 0, iC = β.iB

3) SATURACIÓN vCE > 0, pero de valor pequeño (0.1-0.3V), iC > 0

vCE(sat) ~ 0.2V

3.3.2: Aplicación del modelo a emisor común al análisis de un transistor BJT polarizado.

En este apartado se van aplicar los modelos deducido anteriormente para el transistor bipolar

al análisis de un circuito en gran señal. El circuito se muestra en la Fig. 3.19. Consta de un

transistor bipolar, Q, dos resistencias, RB (resistencia de base) y RC (resistencia de colector) y

una fuente de alimentación VCC. La señal de entrada del circuito es Vi, mientras que la señal de

salida es Vo. Se supone que Vi puede variar en el rango [0,VCC]. El terminal de emisor se

encuentra conectado a la tensión de referencia, por lo que se puede utilizar de un modo natural

la representación a emisor común. El análisis de este circuito se va a plantear incrementado la

tensión de entrada desde 0 hasta VCC. Para cada valor de Vi, es necesario:

Fig. 3.18 Características de salida a emisor común.

ZAD

ZAI

vCE(V)vCE(V)vRUP(V)

3-17


1) Determinar la región de operación del BJT y sustituir el modelo correspondiente.

2) Resolver el circuito bajo las hipótesis de comportamiento de Q.

3) Comprobar que el resultado es consistente con las hipótesis de partida.

4) Determinar el rango de operación respecto de Vi para el que mantiene este

comportamiento.

Se va utilizar el modelo del BJT anteriormente presentado en el análisis de un circuito. Se

han de determinar las diferentes regiones de operación del transistor Q en función de los valores

de la tensión de entrada. Se trata por tanto de un análisis en gran señal. En análisis se especifica

a continuación.

(a) Para valores pequeños de la tensión de entrada, Vi, la tensión vBE de Q será reducida. En

concreto, se puede determinar el rango de valores de Vi que colocan a dicha tensión por

debajo de 0.6V, de modo que la unión EB esté siempre cortada. Esta situación provoca

que la intensidad de base sea muy pequeña (aproximadamente nula) si el transistor

estuviese cortado. Esta hipótesis es consistente, ya que iB=iC=0 implica que vBC < 0. En

estas condiciones:

si Vi < V1 y vBE < 0.6V entonces Vo=VCC

donde el valor de V1 es algo superior a 0.6V, en concreto, es aquel que coloca al

transistor Q en el límite entre la zona de corte y activa directa. Si se supone que la

intensidad de base es nula en este punto, el valor de V1 será 0.6V.

(b) Se supone que la tensión de entrada sigue incrementándose hasta que alcanza valores

VCC

RC

RBVi Vo

Fig. 3.19 Circuito bajo estudio.

3-18


superiores a V1, lo cual provoca que vBE > 0.6V y Q se pueda encontrar en la región

activa directa. Se puede trabajar sobre este supuesto. De este modo, la conducción de la

unión BE provoca que iB > 0 y no nulo. Simultáneamente, iC > 0, e iE > 0. El incremento

de iC hace bajar la tensión de salida por debajo de VCC (Vo=VCC-iC. RC), de modo que la

tensión colector emisor se reduce paulatinamente. Dado que la tensión de base aparece

limitado por la unión base emisor en conducción, se puede suponer que la unión base-

colector es negativa, y que nos encontramos en la región activa directa: vBE > 0, vBC < 0.

Un breve análisis del circuito nos lleva a las siguientes ecuaciones:

(3.8)

(3.9)

(3.10)

Utilizando como valor de vBE, vBE(act)=0.7V. Un valor de β típico se sitúa en el rango de

50 a 200.

(c) Ante un incremento superior de Vi, la corriente de colector es tan elevada que puede dar

lugar a una tensión vCE muy pequeña, y a la polarización de la unión Base-Colector en

directa. Esta situación se corresponde con el paso de Q a la región de saturación. En esta

región, la dependencia de iC=β . iB no se cumple, y aunque un incremento de iB incide en

un aumento de iC, ya no lo hace con un factor de proporcionalidad tan elevado como en

la zona activa directa.

Nótese que en esta región, el modelo utilizado: vBE(sat)=0.8V y vCE(sat) = 0.2V, da lugar

a una simplificación notable del análisis a realizar. La intensidad de colector queda fijada

a,

(3.11)

mientras que la de base a,

(3.12)

iB

V i vBE–

RB--------------------=

iC βV i vBE–

RB--------------------⋅=

V o V CC RC iC⋅–=

I C sat( )V CC vCE sat( )–

RC-------------------------------------=

I B sat( )V i vBE sat( )–

RB--------------------------------=

3-19


de modo que iC se hace independiente de iB a partir de un cierto valor de la misma: β.iB(sat),

que coincide con el último punto de la región de activa directa. A partir de ahí iC es siempre

menor que iB. β. Se puede definir un nuevo valor de β, βForzada, del siguiente modo

(3.13)

que será siempre menor que β en la región activa directa, y que nos informa de una forma

rápida de la situación de Q. La tensión de salida mientras dure esta situación es vCE(sat)= 0.2V.

ESTUDIO GRÁFICO

Se puede establecer el comportamiento cualitativamente a partir de las característica de

salida a EC del transistor y utilizando el concepto de recta de carga. En la Fig. 3.21 aparecen

representadas ambas. La familia de curvas de salida para Q, para diversos valores de iB, y la

recta de carga: iC=iC(vCE, RC, VCC). Esta recta representa el lugar geométrico de todos los

puntos de operación posibles de Q para unos valores de RC y VCC dados. La curva de salida

sobre la que el BJT trabaja en cada instante se determina mediante iB, dependiente de la tensión

de entrada. Así se puede estudiar la evolución Q de sobre la recta de carga cuando se incrementa

iB desde cero:

PUNTO A: iB=0, Vi=0, la situación de Q es CORTE

PUNTO B: Vi > 0.6V, iB > 0 y dependiente de Vi. Q se encuentra en la ZAD, para la que iC =

β. iB, Vi = iB. RB + vBE.

En esta región, a medida que se incrementa Vi (iB) se recorren los puntos C y D.

PUNTO E: vBE >=0.8V, y el transistor se encuentra en la región de saturación.

Incluye también al punto F.

βForzada

iC sat( )

iB----------------= βForzada β<⇒

Fig. 3.20

vCE[V]

iC

0.2OFF

ZAD

SAT

3-20


La función característica que se obtiene para el circuito se muestra de forma aproximada en

la Fig. 3.22.

3.3.3: Dependencia de β:

El parámetro de ganancia a emisor común en ZAD (β) relaciona la intensidad de base con la

de colector. Dicha relación deja de ser válida en saturación, aunque no deja de cumplirse hasta

la frontera: ZAD -- SAT. Este punto pertenece a ambas regiones, por lo que se puede plantear la

relación

(3.14)

siendo iBlim, el último valor de iB para el que es válido la relación iC=β . iB, antes de entrar en

Fig. 3.21 Características de entrada (a) y salida (b).

vCE[V]

iC

vBE[V]

iB

0.5 0.7

Vi Q

F E

D

B

C

A

(a) (b)

Vi

Fig. 3.22 Función característica.

Vo

FE

D

B

C

A

Vi

OFF ZAD SATVcc

vCE(sat)

iBlim

iC sat( )

β----------------=

3-21


saturación. Para valores de iB > iBlim, el BJT está metido en saturación. De este modo se puede

deducir que iB > iC(sat) / β. definiendo el factor de sobreexcitación como:

(3.15)

De esta forma, para cada valor de β, existe un iBlim que define la frontera entre la zona activa

directa y saturación. Se puede ahora plantear la situación en la que existe un rango de valores

de β en el rango [βmin, βmax]. Para los dos extremos de rango encontramos valores límites

distintos de iB:

(3.16)

siendo iC(sat) = (VCC-vCE(sat))/RC el mismo para ambos (no función de β). Dado que βmax >

βmin se cumplirá que iBlim2 < iBlim1

Si la situación de Q ha se ser siempre saturación, con independencia de las fluctuaciones de

β, se habrá de toma el valor de βmin, que nos conduce a un valor de iBlim superior para el diseño

del circuito de polarización correspondiente. El peor caso, en saturación, se dará para β=βmin.

Si β > βmin, la intensidad β.iB > iC(sat) y por lo tanto entrará en la región de saturación para

valores más pequeños de iB, esto es, para cualquier β.

Por el contrario, para asegurar que el transistor se encuentra siempre en la zona activa, se

debe tener en cuanta βmax. Si en la situación de máxima ganancia de corriente de base, βmax. iB,

intensidad de colector no es suficiente para colocar a Q en saturación, no entrará para ningún

otro β < βmax.

3.3.4: Ejemplos

EJEMPLO 1: Analizar el circuito indicando el punto de operación. β=100.

FactordesobreexitacioniB

iBlim-----------=

I Blim1

I Csat

βmin------------= I Blim2

I Csat

βmax------------=

Fig. 3.23

RC=4.7KΩ

VBB=4VVo

VCC=10V

RE=3.3KΩ

3-22


Hipótesis 1: Q está es la región de corte. Quiere decir que iC=iE=iB=0. La tensiones en los

nudos del transistor son:

VC=VCC

VB=VBB

VE=0

de modo que vBE= 4 - 0 = 4V, lo cual es incongruente con la hipótesis de partida

(vBE < vBE (act) ).

Hipótesis 2: Q está es la región activa directa. Se deduce que vBE(act)=0.7V e iC=βiB.

Se puede calcular la tensión de base y la corriente de emisor:

VBB= vBE(act) + iE . RE luego iE = 1mA.

Además, la corriente de base se relaciona con la de emisor:

iB= 1/(1+β) . iE = 9.9µA, e iC = β . iB = 0.99mA.

Así pues

VC=VCC - iC.RC = 10 - .99 . 4.7 = 5.34V

VB=VBB

VE= iE . RE = 3.3V

Obteniéndose, vBC = -1.35V, que es consistente con la hipótesis 2 (vBC <

vBC(sat)=0.6V). El transistor está en ZAD.

EJEMPLO 2: Considerar en el ejemplo 1 que VBB= 6V.

Hipótesis 1: Q está es la región de corte. Se deduce que no lo está, como en el ejemplo anterior.

Hipótesis 2: Q está es la región activa directa. Se deduce que vBE(act)=0.7V e iC=βiB.

Siguiendo los mismos pasos que en el ejemplo anterior se llega al resultado: vBC =

6 - 2.574 > vBC(sat). Esto anula la validez de la hipótesis.

Hipótesis 3: Q está es la región de saturación. se deduce que vBE(sat)=0.8V y vCE(sat)=0.2V.

Se puede deducir la intensidad de emisor:

iE = (VBB - vBE(sat) ) / RE = 1.58 mA.

VE = iE. RE = 5.2V.

iC(sat) = (VCC - vCE(sat) - VE)/RC = 0.98mA. iB = 0.6mA.

De este modo, el valor de la ganancia a emisor-colector:

βForzada = iC/iB = 1.62, lo cual es congruente con la hip3 (β < 100).

3-23


EJEMPLO 3: Analizar el circuito. β=100.

Hipótesis 1: Q está es la región de corte (vBE < vBE(act)), de modo que vBE= VBB es imposible.

Hipótesis 2: Q está es la región activa directa.

Se puede calcular la intensidad de base: iB = (VBB - vBE(act) )/ RB = 33µA.

iC = β . iB = 3.3mA

VC= VCC - iC. RC = 3.4V

vBC = VB - VC = 0.7 - 3.4 = -2.7V < vBC(sat) = 0.6V.

vCE = -VC = 0.7V O. K. , VC =3.4V >vCE(sat)=0.2V.

3.4: EL TRANSISTOR BIPOLAR COMO INVERSOR.

Entre las formas de operación del BJT figura el funcionamiento en conmutación. En este

modo de operación, el transistor cambia de una región de operación a otra para realizar una

determinada funcionalidad, como la de inversor lógico. El comportamiento del circuito de la

figura se corresponde con la característica de transferencia de un inversor lógico. Si

identificamos el cero lógico con un valor bajo de tensión, p. e. Vo=vCE en la región de

Fig. 3.24

RC=2KΩ

VBB=4V

VCC=10V

RB=100KΩ

Fig. 3.25 (a) Circuito. (b) Curva de transferencia.

Vo

Vi

OFF ZAD SATVCC

RC

RBVi Vo

(a) (b)

VCC

vCE(sat)

3-24


saturación, y el “uno lógico” con un valor elevado de tensión, p. e. vCE en corte, podríamos

asociar la función lógica al inversor: Vo = Vi (lógica positiva). La evolución en el tiempo de

salida frente a una señal cuadrada será:

La caracterización completa de esta puerta lógica se realizará en temas posteriores (puerta

lógicas - definición de los niveles de entrada - salida, tiempos de conmutación, etc). Sin

embargo, el funcionamiento como inversor implica la alternancia entre las regiones de corte y

saturación en gran señal. Para ello se ha de tener en cuenta:

1.- Las señales de entrada ha de tener un amplio rango de valores que lleven al BJT a

un estado “bien definido”. Además, tales señales de entrada han de ser estables.

2.- La transición entre corte y saturación ha de realizarse en el menor tiempo posible a

través de la región activa directa.

Influencia de RB y RC en el comportamiento del inversor:

Estado de corte: No es conflictiva desde el punto de vista de RB y RC puesto que se obtiene

para Vi=0, situación en la que las intensidades en Q son casi nulas.

Estado de saturación: Para polarizar el transistor en saturación, la tensión de entrada ha de

ser lo suficientemente elevada. A continuación se considerará la influencia de RB y RC por

separado, para así aislar sus efectos.

(a) RC=cte, VCC conocida. La influencia de RB se puede estudiar a partir de la ecuación de

polarización de la base:

(3.17)

Fig. 3.26 (a) Formas de onda de entrada/salida. (b) Símbolo de un inversor lógico.

Vo

Vi

t

(a) (b)

Vi Vo

iB

V i vBE sat( )–

RB--------------------------------=

3-25


La definición de iB, fija la curva de salida del transistor. Para valores pequeños de RB (IB alto),

la curva de salida se corresponde con valores de iC más elevados, y que por tanto aproximan el

comportamiento de Q más a saturación. De otro modo, los valores de RB mayores alejan al

transistor de zona de saturación, y representan el peor caso desde el punto de la polarización en

la región de saturación.

Asimismo, calculado el valor de iB(sat) necesario para llevar el transistor a la región de

saturación, se puede calcular el valor máximo que puede tener la resistencia de base como,

(3.18)

(b) RB = cte, VCC conocido. La influencia de RC se manifiesta en la pendiente de la recta de

carga, Fig. 3.28. Se puede apreciar como, para un valor constante de iB (RB), a medida que se

incrementa la resistencia de colector, el transistor tiende a colocarse más profundamente en la

región de saturación. De otro modo, si se reduce el valor de RC, la tensión vCE tiende a

incrementarse, intentando sacar al transistor de la región de saturación. El peor caso de elección

de RC para la polarización en saturación se da para su valor más pequeño.

Fig. 3.27 Dependencia con RB.

vCE[V]

iC

RB-

iBV I iB RB⋅ vBE+=

RB

V i vBE sat( )–

iB sat( )--------------------------------=

Fig. 3.28 Dependencia de la polarización con RC.

VCE[V]

iCRC-

iB

V CC iC RC⋅ vCE+=

3-26


3.5: EL TRANSISTOR BIPOLAR COMO AMPLIFICADOR.

Los transistores se encuentran dentro de los denominados elementos activos, ya que, bajo

determinadas condiciones, son capaces de entregar a una carga una potencia mayor que la que

absorben a su entrada. La aplicación de esta propiedad permite la utilización del transistor

bipolar como amplificador de señal o de ganancia de tensión, es decir, un BJT es capaz de

amplificar una señal alterna de entrada dando lugar a una señal de alterna a la salida de mayor

amplitud.

Este razonamiento no contradice el principio de conservación de la energía, ya que la energía

entregada ala carga procede de la fuente de alimentación. El amplificador se encarga de

transformar la energía procedente de una señal de continua, en otra de alterna.

Para operar como amplificador el BJT ha de estar polarizado en la región activa directa. Los

elementos de polarización deberán ser seleccionados para garantizar el funcionamiento en esta

región (resistencias, fuentes). El principio de operación del transistor como amplificador se basa

en el concepto de pequeña señal, y exige que en todo el rango de señal, el BJT no pase a corte

o saturación. La configuración más simple de amplificador que podemos encontrar es la

mostrada en la Fig. 3.29. En ella aparecen dos resistencias (colector y base). La entrada del

circuito tiene dos componentes: VI, en gran señal para la polarización del transistor, y vi, en

pequeña señal, que es la tensión que se desea amplificar. Para analizar el comportamiento como

amplificador es necesario:

1) Localizar el punto de trabajo, Q.

2) Realizar un análisis en pequeña señal en Q.

Fig. 3.29 Circuito de amplificación.

VCC

RC

RB

ViVo

v i

V I

3-27


1) PUNTO DE TRABAJO, Q:

Para su determinación, se consideran las condiciones de polarización en DC, es decir, se

anulan las fuentes de alterna (vi = 0), y se resuelve el circuito. La solución define el punto de

trabajo. Gráficamente es posible visualizar la localización de Q si se consideran las

características de entrada y salida a emisor común del transistor. Las coordenadas del punto Q

dependen de los parámetros de la red de polarización: RB, RC, β y VI. La resistencia RB se suele

tomar para localizar Q en una región intermedia entre corte y saturación que optimice el rango

de operación. No debe ser excesivamente baja para evitar que entre en saturación. La resistencia

de colector define la pendiente de la recta de carga en las curvas de salida. A mayor pendiente,

mayor excursión de tensión para los mismos niveles de intensidad de colector, lo cual equivale

a mayor ganancia en tensión. No obstante, para un valor de RC demasiado elevado, el transistor

se puede colocar en saturación.

2) ANALISIS EN PEQUEÑA SEÑAL

Parte de que el BJT se encuentra polarizado en el punto Q situado en la zona activa directa.

Se consideran nulas las polarizaciones de continua (DC) y se analiza el comportamiento del

circuito excitado exclusivamente por las señales de alterna de entrada (vi). De este modo, se

calculan las oscilaciones de las variables sobre el punto de operación. Se sigue la notación

convencional:

(3.19)

Fig. 3.30 Polarización de las características de entrada (a) y de salida (b).

VCE[V]

iC

vBE[V]

iB

0.5 0.7

Q(VBE , IB)Q(VCE , IC)

(a) (b)

V I iB RB⋅ vBE+= V CC iC RC⋅ vCE+=

iE I E ie+=( ), vBE V BE vbe+=

iC I C ic+=( ), vBC V BC vbc+=

iB I B ib+=( ), vCE V CE vce+=

3-28


Para realizar este análisis se requieren modelos en pequeña señal para el BJT. Para ello, se

linealiza el comportamiento del BJT a en un entorno del punto de operación. Las variables ib,

vbe, ic y vce describen estas oscilaciones en torno al punto de operación. La relación entre ellas

se obtiene a partir de las expresiones completas de iB e iC aproximadas en Q. Así. para iB e iC

consideramos en la región activa directa:

(3.20)

(3.21)

Estas expresiones se pueden linealizar considerando su aproximación en un entorno del

punto de operación.

(3.22)

Fig. 3.31 Representación gráfica del proceso de amplificación.

iC

vBE[V]

iB

Q

vCE[V]

QiB

t

vi

vo

Entrada

Salida

t

t

t

ic

ib

vbe

t

iB I S evBE V T⁄

⋅=

iC βI S evBE V T⁄

⋅=

iC∂V BE∂

-------------Q

I CQ

V T--------- gm= =

3-29


siendo gm la transconductancia. Un valor típico es de 40mA/V. Según esto, se cumplirá la

relación: ic = gm . vbe. Además,

(3.23)

siendo rbe la resistencia base-emisor. Un valor típico es de 1KΩ.

El modelo en pequeña señal del BJT a emisor común se muestra en la Fig. 3.32. Aparece una

fuente de intensidad controlada por tensión, gm. A partir de este modelo se puede obtener la

ganancia en tensión de vo respecto de vi. Para ello, es necesario calcular la relación vo/vi sobre

el circuito de la Fig. 3.34. En él se han eliminado las fuentes de continua, que han de colocarse

a tierra, preservando sólo la de alterna a la entrada como excitación.

Mediante un sencillo cálculo se obtiene la relación:

(3.24)

iB∂V BE∂

-------------Q

I BQ

V T--------- 1

rbe-------= =

Fig. 3.32 Modelo del BJT en pequeña señal (estática).

b c

eie

icib

vbe

-

+

gm.vberbe

Fig. 3.33 Modelo del circuito amplificador en pequeña señal (estática).

b c

eie

icib

vbe

-

+

gm.vberbe

vi

-

+

RC

RB

vo

-

+

Av

vo

vi----- g– m

RC rbe⋅rbe RB+--------------------⋅= =

3-30


en donde Av es la ganancia en tensión a bajas frecuencias en pequeña señal del amplificador de

la Fig. 3.29. El valor de la ganancia es función de gm, que a su vez depende de las coordenadas

del punto de operación (IC/VT). Esto quiere decir que la red de polarización (VCC, RB y RC)

influyen indirectamente en la ganancia del amplificador. Asimismo, para mayores cargas (RC)

mayor ganancia en tensión. El signo negativo procede de la inversión de señal a la salida

(amplificador inversor).

3.6: CARACTERÍSTICAS DINÁMICAS DE UN TRANSISTOR

BIPOLAR.

Las características dinámicas del transistor Bipolar vienen determinadas por la existencias

de capacidades en las uniones BE y BC. Asociadas a cada una de ellas se encuentran las

capacidades de empobrecimiento o deplexión (Cje, Cjc respectivamente) y las capacidades de

difusión (Cde, Cdc respectivamente). Las primeras son generadas como consecuencia de la

creación de regiones de empobrecimiento en las interfases de las uniones. Las cargas iónicas,

no compensadas con cargas móviles, dan lugar a una capacidad BE y BC. Esta capacidad

depende de forma no lineal con vBE y vBC, aunque para análisis simplificados pueden

aproximarse a valores constantes. Las segundas, capacidades de difusión, proceden de las

existencia de portadores móviles en la base (corrientes de mayoritarios que atraviesan la región

de base). En la región de saturación, ambas uniones están polarizadas en ON e inyectan

portadores mayoritarios, por lo que ambas capacidades de difusión son de relevancia. Por

contra, en la ZAD, solo la capacidad de difusión de la unión BE es relevante, al estar en ON dicha

unión.

Los fenómenos asociados a la carga y descarga de estas capacidades parásitas provocan que

la respuesta del BJT aun estímulo no sea instantánea. En función del contexto (tipo de análisis)

de operación del circuito: gran señal o pequeña señal, el análisis necesario para tener en cuenta

estas capacidades es diferente, teniendo como denominador común la complejidad del cálculo.

a) GRAN SEÑAL: Las transiciones entre CORTE-SAT no son instantáneas. Esto quiere decir

que el tiempo de transición o conmutación entre ambos estados de una puerta lógica es finito y

limita la máxima frecuencia de operación de un circuito digital.

3-31


B) PEQUEÑA SEÑAL: La respuesta de un amplificador ha de ser lineal y constante en el

rango de frecuencia para el que opera (ancho de banda), de modo que el análisis se realiza

incorporando al modelo en pequeña señal estático (sección 3.5) las capacidades parásitas. El

modelo para este tipo de análisis se muestra en la Fig. 3.35.

3.7: EL TRANSISTOR SCHOTTKY.

Supone una modificación del transistor BJT para evitar la región de saturación. Para un BJT

en saturación, las condiciones de operación son las siguientes:

SATURACIÓN: vBE(sat) = 0.8V, vCE(sat) = 0.2V --------> vBC(sat) = 0.6V

De modo que para evitar que el transistor entre en la región de saturación es suficiente con

evitar que vBC alcance los 0.6V. Para conseguir este efecto, se puede colocar un diodo Schottky

entre la base y el terminal de colector. El diodo comienza a conducir a para una tensión ánodo-

Fig. 3.34 Ilustración de los tiempos de conmutación de un inversor BJT.

Entrada

t

Salida

t

Fig. 3.35 Modelo dinámico en pequeña señal de un BJT.

b c

eie

icib

vbe

-

+

gm.vbe

rbe

Cbe

Cbc

3-32


cátodo de 0.4V, limitando los valores superiores. De esta forma se consiguen las siguientes

condiciones:

SATURACIÓN: vBE(sat) = 0.8V, vCE(sat)=0.3-0.4V ---- VSCH(ON)=0.4-0.5V.

La aplicación de este tipo de transistores se centra en circuitos de alta velocidad de

conmutación, debido a que la transición de saturación a corte requiere de un tiempo de retardo

que se puede reducir notablemente.

3.8 BIBLIOGRAFIA.

[SEDR91] A. S. Sedra and K. C. Smith: “Microelectronic Circuits”. Saunders ColleguePublishing, Third Edition. 1991.

[GHAU87] Ghausi, M.S.: “Circuitos electrónicos discretos e integrados”. Nueva editorialInteramericana, 1987.

[SCHI93] Schilling, D.L. and Belove.: “Circuitos electrónicos discretos e integrados”. 3a

edición, McGraw-Hill, 1993.

Fig. 3.36 Transistor schottky: (a) Realización y (b) Símbolo.

(a) (b)

3-33

Tema 3: El Transistor Bipolar

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