Montajes LW3DYL

Desarrollos y montajes electrónicos Autor: Guillermo H. Necco - LW3DYL

Email: [email protected]

Recopilación: Equipo del GACW

Desarrollos y montajes electrónicos

Realizados por: Guillermo H. Necco - LW3DYL


“El autor, es un apasionado de la experimentación, alguien que atesora y

emprende con fervor y cariño cada una de sus creaciones, y aqui ha

desarrollado un excelente trabajo, en el que se destaca la elección de las

configuraciones más simples, junto a la utilización de materiales de fácil

adquisición en cualquier negocio dedicado a la electrónica y lo más

importante, el costo de la compra de todos los materiales representa una

suma que será facilmente alcanzada por cualquier bolsillo.

A través de cada entrega, ha intentado poner a disposición de todos Uds., un pormenorizado

detalle de los componentes y de las técnicas y formas de armado, con un ámplio sentido

didáctico, de manera que es posible que se encuentren con algunos asuntos muy conocidos por

los más experimentados, pero que es necesario incluir en detalle para quienes recien se inician

con este tipo de experiencias.”

Gracias Willow

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mailto:[email protected]





Desarrollos y montajes electrónicos

Realizados por: Guillermo H. Necco - LW3DYL


PREAMPLIFICADOR PARA DISCOS DE VINILO

DISPLAY DIGITAL PARA RECEPTOR DE RADIOAFICIONADO

OSCILADORES DE FRECUENCIA VARIABLE

PREAMPLIFICADOR PARA MICROFONOS DE ALTA IMPEDANCIA

BOBINAS DE RADIOFRECUENCIA (Con ondámetro)

ADAPTADOR PARA MICROFONOS TIPO PHANTOM

ADAPTADORES DE IMPEDANCIA EN L

VUMETRO A LEDS PARA AMPLIFICADOR ESTEREO

TRANSVERSOR PARA RADIOAFICIONADOS

FRECUENCIMETRO DISCRETO Y FRECUENCIMETRO CON PIC

MEDIDOR INDUCTANCIAS

FUENTE DE ALIMENTACION PARA RADIOAFICIONADOS

OSCILADOR PARA LA PRACTICA DE TELEGRAFIA

FORMA SENCILLA Y EFICIENTE DE PREPARAR PLAQUETAS DE CIRCUITO IMPRESO

TRANSCEPTOR TELEGRAFICO PARA 40 METROS GACW 7

TRANSCEPTOR DE BLU PARA RADIOAFICIONADOS “NOVICIO”

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PREAMPLIFICADOR PARA DISCOS DE VINILO

Para los que vivimos nuestra adolescencia en los 70's surge un ligero inconveniente a la hora de escuchar música de nuestra época: hay muchos artistas e intérpretes cuyos álbumes no han sido editados en CD. Si uno tiene un equipo de audio con algunos años encima no tiene problema, dado que puede conectar una bandeja pasadiscos a la entrada PHONO y por la salida de MONITOR conectar la entrada de una placa de sonido de PC, para que por algún programa de audio (Cool Edit o Sound Forge) se puedan garbar los temas como archivos .wav y encima se pueden mejorar y procesar con los plug-in de estos programas. Pero en estos días, es muy difícil encontrar un equipo de audio hogareño con entrada para cápsulo magnética, para hacer la conexión con una bandeja y la PC.

INTRODUCCION

En mi caso particular tengo arriba de la PC un MiniDisc, un Deck de casetes y una bandeja pasadiscos, para poder pasar a CD todo tipo de formato de música. El equipo de audio lo tengo bastante lejos de la PC, por lo que no me quedó más remedio que hacer un ecualizador RIAA (así se denomina el tipo de ecualizador para cápsulas magnéticas) independiente, que paso a describir en los siguientes renglones.

¿POR QUE SE ECUALIZA?

La grabación en un soporte de vinilo tenía ciertos inconvenientes, a saber: para una velocidad angular constante, la diferencia de amplitud entre una señal de baja frecuencia y una de alta frecuencia era muy importante (ver figura 1). Al grabar las frecuencias bajas el surco iba a ser muy ancho, lo que provocaría una reducción en la duración del disco. Para evitar esto, se introducía un deénfasis a partir de los 500Hz, que atenuaba los graves. Con respecto a las frecuencias agudas pasaba lo contrario, al decrecer en amplitud el surco era más estrecho, pero existía el problema de la relación señal – ruido. Esto es, que al desplazarse la púa sobre el surco se generaba un siseo, con una componente importante en el rango de los agudos. Podía suceder que el siseo propio del arrastre se mezclara con la música grabada, por lo que se introdujo un preénfasis a partir de los 2.150Hz para superar este inconveniente (ver figura 2). LW

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La tensión de salida de los fonocaptores magnéticos viene dada por: Vsal = (A . v) – (Z . i) donde A es una constante que depende de la inducción magnética B y del número de espiras de la bobina; v es la velocidad de desplazamiento lateral del estilete (vemos que si es más aguda la frecuencia, más se desplaza); Z es la impedancia del fonocaptor formada por la inductancia L y la resistencia r de la bobina; e i es la corriente que suministra. De aquí podemos ver que si la impedancia es infinita, la cápsula entrega una tensión directamente proporcional a la velocidad de desplazamiento. Como la impedancia infinita es teórica, los fabricantes trabajan con una impedancia normalizada de 47 Kilohms.

Vemos entonces, que para lograr una reproducción fiel del disco debemos aumentar graves a partir de los 500Hz y disminuir los agudos a partir de los 2150Hz , o sea, una curva inversa a la que vimos en la figura 2.

¿COMO FABRICARLO?

Teniendo en cuenta que la tensión de salida de un fonocaptor magnético está en el orden de los 5mV, debemos tener mucho cuidado con el tema de la inducción electromagnética, dada la extrema facilidad para captar ruidos de corriente alterna. Como ésta es una unidad independiente, decidí hacerla a baterías. Para que tenga fidelidad y ganancia la única opción de diseño es el amplificador operacional, pero si utilizo uno con integrados voy a tener mucho nivel de ruido (típicamente 4 veces más que con transistores) y un consumo importante, que limitaría la vida útil de las baterías. Es por eso que me decidí a hacer un operacional discreto, esto es con transistores y resistencias, obteniendo un muy bajo ruido y un consumo mínimo (1,5mA por canal), lo que asegura una vida prácticamente ilimitada de las baterías. Podemos ver el circuito en la figura 3.

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Como vemos, es un elemental amplificador operacional, cuya fuente de corriente es una resistencia de 27K; la entrada está fijada a una impedancia de 47K, que es valor óptimo para el funcionamiento del pick-up y la red de ecualización está conectada entre la salida y la entrada inversora. La resistencia de 120 ohms fija la ganancia del sistema, si ésta es muy elevada y satura la entrada de la placa de sonido de la PC puede aumentarse, con lo que disminuye la tensión de salida.

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En la figura 4 tenemos el dibujo de circuito impreso de un canal y la ubicación de los componentes en la plaqueta, recuerden que hay que hacer dos plaquetas idénticas para la versión estéreo: una para el canal izquierdo y una para el canal derecho.

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En la figura 5 hay un diagrama de montaje completo para los que recién se inician. Recuerden que la llave de encendido debe ser doble, para que corte el positivo y el negativo al mismo tiempo, de lo contrario se descargaría una de las pilas.

MATERIALES

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DISPLAY DIGITAL PARA RECEPTOR DE RADIOAFICIONADO

Para los que armaron el receptor publicado anteriormente, les ofrezco este complemento, que le dará un toque de distinción, así como una mayor flexibilidad, al poder leer directamente la frecuencia en que el mismo está sintonizado.

Si bien hay disponibles en la web varios circuitos de frecuencímetros con PIC, decidí diseñar este en forma discreta, con contadores y presentadores de display absolutamente comunes, para que el que no se anima a programar microcontroladores pueda montar éste, que se programa una sola vez y manualmente por medio de unos dip-switch.

Una de las características de este contador es que cuenta en forma descendente, dado que el oscilador está por debajo de la FI, para poder obtener la banda lateral inferior, que es la utilizada en 40 y 80 Mts. Por ejemplo: si queremos escuchar en 3,645 el oscilador debe estar en 4,436 – 3,645 = 0,791 KHz. Ahora, si queremos escuchar en 3,665 el oscilador estará en 4,436 – 3,665 = 0,771 KHz. Como vemos, para subir en la frecuencia de recepción tenemos que bajar el oscilador. Esta cuenta descendente la obtenemos con los contadores CMOS CD4029. (Ver circuito en fig1).

Otro detalle de estos contadores es que se pueden programar el número desde donde empieza a contar. Esto se hace con las dip-switch. ¿Cómo es esto? Bien, en el display, cuando no hay señal del oscilador, debe leerse el valor de la frecuencia intermedia. Al aplicar el oscilador, éste se resta a LW

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la FI para dar el valor de frecuencia que está sintonizando. En éste en particular, el valor de los MHz queda fijo (en 3 ó 7, dependiendo si lo hacemos para 40 u 80 Mts) y varían el resto de los dígitos. En el caso de sintonizar la frecuencia de 3.678.926 Hz se leería en el display 3.678.9, dado que tiene una resolución de 100 Hz, más que suficiente para un uso amateur.

En la figura 2 vemos el circuito de la etapa de reloj. Esta provee de un pulso de puesta de los contadores al número inicial elegido (preset enable), luego abre la puerta de cuenta por 0,1 seg (clock) y una vez finalizada la cuenta la transfiere a los visualizadores de 7 segmentos por medio de los CD4511. Para esto requieren de un pulso llamado latch enable. Para generar la señal de referencia se utiliza un cuarzo de 4 MHz, que por medio de una serie de divisores obtenemos 5 Hz, o sea una señal con un período de 200ms, de los cuales 100ms son altos y 100ms bajos. De aquí, utilizando un CD4013, un CD4011 y un CD4001 obtenemos los pulsos de pe y le (ver fig 3).

La señal de clock sufre un tratamiento previo. Es común en los contadores digitales que el último número fluctúe rápidamente. Este fenómeno se conoce como “jitter” (nerviosismo) y se debe a que la señal de entrada no está en fase con la señal de reloj del contador. En la figura 4 vemos un detalle del dispositivo que utilizo para poner en fase ambas señales, utilizando las propiedades de un CD4013, flip-flop disparado por flanco. Si bien este sistema no lo elimina totalmente, lo hace mucho más lento y a veces imperceptible.

La entrada del contador se conecta al oscilador de frecuencia variable. La forma de ajustarlo es sencilla: primero hay que poner el cristal a 4 MHz exactos, esto se logra apoyando la entrada de un frecuencímetro en la pata 10 del CD4011 y ajustando el trimmer hasta leer 4.000.000 Hz. Luego se sintoniza una emisora de la cual sepamos su frecuencia exacta (alguien que transmita con un transceiver digital) y se tocan los dip-switch hasta leer en el display la frecuencia exacta de sintonía.

Diagrama esquemático sección display LW3D

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Diagrama esquemático sección pulsos de cuenta LW3D

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Detalle de los pulsos de cuenta

Detalle puesta en fase de los pulsos LW3D

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Placa sección contadora

Placa sección contadora en espejo (para plancha)

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Ubicación de los componentes

Placa sección reloj

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Placa sección reloj en espejo (para plancha)

Inserción de componentes

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Placa display

Placa display en espejo (para plancha)

Inserción de componentes LW3D

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OSCILADORES DE FRECUENCIA VARIABLE

Mientras observaba a algunos amigos armar los equipos telegráficos presentados en una edición anterior notaba que no había problemas en armar las plaquetas, tanto del receptor como del transmisor, pero los inconvenientes comenzaban a la hora de ajustar el OFV (Oscilador de Frecuencia Variable). Por eso trataré, en este artículo, de despejar todas las dudas e interrogantes que pueda con respecto a ésta, la parte más delicada del equipo, dado que de su estabilidad depende su calidad.

FALLAS DE ARRANQUE EN OSCILADORES VACKAR

Cuando Roberto, LU8DIW me vino a ver para mostrarme cómo iba quedando su GACW40R, aproveché y me puse a calibrarlo. Ahí notamos que no oscilaba. Como es de rigor en estos casos, revisamos toda la plaqueta a ver si había un componente fallado o equivocado y no, todas las tensiones estaban bien pero no arrancaba. ¿Por qué suceden estas cosas? En principio por la disparidad de componentes que se usan, muchos de ellos de "surplus" (desarme), pero, si bien normalmente en un circuito de audio uno lo arma y funciona de primera, en Radiofrecuencia, esto no siempre resulta así. Acostúmbrense a que siempre habrá que hacer algún pequeño retoque. Yo sostengo que aparte de las leyes de Ohm y de Kirchoff, en radiofrecuencia estamos sujetos a la ley de Murphy (aquella que afirma que cuando una tostada cae sobre la alfombra indefectiblemente lo hará del lado untado con mermelada). ¿Por qué éste oscilador no arranca si armé un montón y funcionaron todos? En este caso particular se cumple la Ley de Flage, sobre la perversidad de los objetos inanimados: de cualquier objeto inanimado, no importa, su composición o configuración, puede esperarse que se comporte alguna vez de manera totalmente inesperada por razones tanto absolutamente oscuras como completamente misteriosas. Cuando un oscilador no arranca, significa que no tiene suficiente realimentación positiva como para iniciar la oscilación y mantenerla en el tiempo. En el caso particular de este oscilador levantamos el capacitor de .001uF que va de la base del transistor por un lado y masa por el otro (ver figuras 1 y 2). En este momento comienza a oscilar. Debemos entonces ir probando distintos capacitores (470pF, 220pF, etc.) hasta que deje de oscilar nuevamente. Soldaremos entonces el valor anterior a cuando dejó de oscilar. No lo dejemos sin capacitor, porque se vuelve inestable. En este caso se cumple la Constante de Skiness, que es la cantidad que debe sumarse o restarse, o aquélla por la que debe multiplicarse o dividirse el resultado logrado para obtener el que debería haberse alcanzado según la teoría aceptada.

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EL 1N4007 INQUIETO

El amigo Saúl, LU7EJT me comentaba que en su equipo 3DY el oscilador tenía corrimiento de frecuencia (drift), y que lo solucionó eliminando los diodos 1N4007 que usó como varicaps e instalando un capacitor variable con placas y dieléctrico de aire, con lo que se estabilizó de inmediato el oscilador. Esto sucede porque las junturas son sensibles a la temperatura ambiente. En este caso, utilizo diodos comunes de fuente por su fácil adquisición, pero si bien yo no tuve problemas, me han hecho muchos comentarios sobre inestabilidad de los mismos. Esto se debe a que hay muchas diferencias de fabricación entre componentes identificados con un mismo número y una realidad: es un diodo de fuente de alimentación que lo estamos forzando a trabajar en una zona para la que no fue diseñado. ¿Por qué hacemos esto? Básicamente porque es un componente fácil de conseguir. Me sería más fácil para mí poner un varicap, pero ¿todo el mundo puede conseguirlo?

OSCILADOR ESTABLE CON COMPONENTES COMUNES

Dado que el problema estaba en las junturas de los diodos usados como varicap, diseñé otro oscilador, para aquellos que hayan tenido problemas con el Vackar y deseen mayor estabilidad. Es un oscilador Colpitts con sintonía en paralelo (ver figura 3). Notarán que he cambiado los 1N4007 por dos transistores BD139, de mayor calidad, de los que usó sus junturas base-colector.. Hay que tener en cuenta en este oscilador que los capacitores de .001uF de realimentación deben ser de poliéster o mica-plata; no usen capacitores cerámicos tipo lenteja, dado que provocan inestabilidad por diferencias de temperatura. Además, la bobina es más crítica, aconsejo comenzar con unas 25 espiras de alambre de 0,50mm y tomar medidas de frecuencia hasta llegar a los 3MHz necesarios. Recuerden que si la frecuencia es más baja se le deben quitar vueltas a la bobina, de a una o dos por vez, hasta llegar a la frecuencia especificada. Una vez establecido el número de espiras necesario conviene sumergirla en barniz. Tienen la plaqueta en las figuras 4 y 5. LW

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¿COMO MIDO LA FRECUENCIA?

En principio con un frecuencímetro. Para los que no poseen este instrumento y no tengan medios económicos para armarlo (en la revista hay varios publicados) hay que ver si algún amigo o Radio Club tiene un receptor de banda corrida, con el que podamos sintonizar la señal del oscilador y leer en el display su frecuencia. Para los que no tengan ninguna de estas posibilidades y posean, por ejemplo, un téster que mide frecuencias, generalmente hasta 200KHz, presento un versátil aparatito que divide la frecuencia de entrada (esto es, la de la salida de OFV) por 10 o por 100, así una frecuencia de 3MHz se transforma en una de 30KHz, de fácil medida para el téster económico. Ver figura 6. Otro método, incluido en la plaqueta, que se conmuta por una llave de cambio, es un divisor por 2 y por 4. ¿Para qué sirve? Supongamos el caso del oscilador de 3MHz. Si lo dividimos por 2 y acercamos esta salida a un receptor de AM común escucharemos la señal de 1.500KHz. Si tenemos un oscilador, por ejemplo, en 4,920MHz y conectamos el cablecito del divisor por 4 a la antena del receptor AM escuchamos su señal en 1.230KHz. Con este truco se pueden "escuchar" frecuencias hasta más de 20MHz. Con esto pretendo hacerles ver a los recién iniciados que en electrónica la falta de dinero se suple con ingenio.

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PREAMPLIFICADOR PARA MICROFONOS DE ALTA IMPEDANCIA

Unos amigos adquirieron hace poco un micrófono para arpa, el cual conectaron a un amplificador común para guitarra, descrubriendo que no tenía nada de ganancia, aún con el volumen al máximo apenas si sonaba, asimismo el sonido que daba era muy agudo. Lógicamente vinieron a verme para que los guiara en el tema, porque tenían la duda de si era el micrófono que estaba defectuoso o si ellos estaban haciendo algo mal.

Desarrollo:

Al ver la hoja de características técnicas del micrófono noté que era de alta impedancia, recomendando el fabricante la utilización de un buffer o adaptador para pasar de alta a baja impedancia. Estos aparatitos son comunes en las guitarras acústicas, que utilizan este tipo de micrófonos también, son unas cajitas que tienen además de volumen un control de tono y que están a mano del músico. Como es costumbre, como no había en plaza un preamplificador de este tipo, lo diseñé sobre la base de un ecualizador a giradores y se los ofrezco en estas páginas, por si les toca fabricar uno o en el caso de encontrar un ecualizador parecido que deban reparar, para comprender cómo funciona.

LOS GIRADORES: Veamos el circuito de la figura 1.

Allí tenemos una capacidad en serie con una inductancia puesta a masa, conformando un circuito resonante serie. Si barremos la entrada de este circuito con un generador de frecuencias notaremos que a f0 (la frecuencia de resonancia del circuito resonante) la salida disminuye. En el caso de los preamplificadores de audio elegiremos los valores de L y C para que resuenen en una frecuencia de audio. Podemos entonces ver cómo funciona un elemental control de tono con este sistema.

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Analicemos el caso de la figura 2. Aquí tenemos el sistema LC en la entrada no inversora del amplificador operacional, por lo que a la salida obtenemos una disminución de la ganancia en la frecuencia de resonancia del filtro, al derivar éste a masa esas frecuencias, en este caso tenemos un atenuador selectivo.

En la figura 3, por el contrario, el filtro LC está en la entrada inversora del operacional, produciendo el efecto contrario al ejemplo anterior, aumentando la salida en la frecuencia de resonancia del sistema LC. ¿Por qué sucede esto? Si recuerdan una de las máximas del amplificador operacional es que entre las entradas inversora y no inversora la diferencia de potencial el cero. A la frecuencia de resonancia del filtro LC llega menos tensión proveniente de la salida a la entrada inversora, dado que la red LC la deriva a masa. Para compensar esto el operacional eleva su tensión de salida para equilibrar esta pérdida de tensión y mantener la condición V+ = V-. Como vemos en este caso, la ganancia del operacional se hace selectiva a la frecuencia, en este caso a la de resonancia del filtro LC. Si ponemos varios filtros, uno para las frecuencias graves, otro para las medias y otro para las agudas, seleccionándolos por medio de potenciómetros, que deriven el filtro a la entrada inversora (para amplificar) y la no inversora (para atenuar) obtendremos un control de tono como el de la figura 4. LW

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Aquí nos encontramos con un pequeño inconveniente: las inductancias para un filtro LC para el rango de audio tienden a ser grandes, del orden de las decenas de milihenrios, lo que las hace voluminosas y difíciles de conseguir, por lo que se las simula electrónicamente con un circuito que se denomina girador, denominado así porque hace que una reactancia capacitiva se vea como una inductiva. Recordemos que la reactancia capacitiva se expresa como 1/j C, representándose con una flecha para abajo, mientras que la reactancia inductiva se expresa como j L, y se representa como una flecha para arriba. El hecho de hacer “girar” la flecha desde abajo (capacitiva) hacia arriba (inductiva) es lo que le da el nombre a este dispositivo, del que tenemos uno para estudio en la figura 5.

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Una vez comprendido el concepto vamos a ver su desarrollo matemático. Para ello simplificamos las ecuaciones dando los siguientes presupuestos: A) la impedancia de entrada del operacional es infinita Zin= . B) la ganancia de

tensión del operacional es infinita V= . C) la impedancia de salida del operacional es cero Zout=0. Podemos ir presentando una serie de ecuaciones:

(V1-V2) / R3 = I2 (1) (V1-V3) / R2 = I4 (2) (V1-V3) / R1 = I1 (3)

Como Zin = 0 Iin = 0 por lo tanto: I2 = I4 y Iin = I1

Según la ecuación (3) (V1 – V3) = I1 . R1; pero como I1 = Iin se puede igualar:

V1 – V3 = Iin . R1

Si dividimos ambos miembros por R2 obtenemos las siguientes ecuaciones

(V1 – V3) / R2 = (Iin . R1) / R2 (4)

Al ser I2 = I4 se pueden igualar las ecuaciones (1), (2) y (4), obteniendo:

(V1 – V2) / R3 = (V1 – V3) / R2 = (Iin . R1) / R2

Si analizamos el circuito podremos ver que:

(V1 – V2) = I3 / j C

observemos que en este punto la reactancia es capacitiva = 1/j C Si substituímos I3 por su equivalente V1 / R4 tenemos:

(V1 – V2) = V1 / j C R3 R4

podemos ver que el primer miembro de la ecuación es igual a la ecuación Nº4, por lo que podemos escribir: LW3D

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(R1 . Iin) / R2 = V1 / j C3 R4

si multiplicamos en cruz obtenemos: j C R1 R3 R4 Iin = V1 R2 (5) pero tenemos que V1 = Vin, y la impedancia de entrada es Zin = Vin / Iin por lo que utilizando la ecuación (5) tenemos:

Zin = Vin / Iin = V1 / Iin = (j C R1 R3 R4) / R2

Notemos que aquí la reactancia pasó a ser inductiva, (+j ). Es aquí donde se produce el efecto girador. Podemos escribir L = (C R1 R3 R4) / R2 y si hacemos todas las resistencias iguales tenemos L = C R .

En la figura 6 tenemos la plaqueta de circuito impreso y en la figura 7 la disposición de los componentes. El circuito se debe alimentar con una batería de 9 Volts, y la duración de la misma (una alcalina) es de aproximadamente unas 20 horas. Recuerden conectar el positivo de la batería a la pata 8 del CI y el negativo a la pata 4.

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RADIOAFICIONADO - BOBINAS DE RADIOFRECUENCIA

Las bobinas suelen ser una pesadilla para los que recién se inician en Radiofrecuencia. Muchos amigos desisten de hacer algún proyecto cuando ven alguna inductancia en el camino. Por otro lado es perfectamente comprensible, dado que por estas latitudes es imposible conseguir toroides específicos para este fin, y los que se consiguen tienen una variación enorme en su permeabilidad, por lo que es muy difícil proponer un número de espiras, dado que varía enormemente la inductancia de un toroide a otro.

Introducción:

Conversando con el amigo Miguel, LU6ETJ me comentaba que lograba excelentes resultados con las bobinas de aire, cosa que resultó cierta en el diseño de los equipos de transmisión y recepción telegráficos publicados anteriormente. El desafío ahora era conseguir una forma y un tipo de alambre que pudiera conseguir todo el mundo. Comenzamos con las jeringas hipodérmicas de Guille, LW4DZC y alambre de 0,70mm2, pero nos comentaron de Puerto Rico que no los podían hacer porque se necesitaba una orden médica para comprar jeringas. Tuve también muchos pedidos de cambio de alambre porque era difícil adquirirlo.

Aprovechando el último encuentro del Grupo Argentino de Telegrafía, donde nos juntamos amigos de todo el país, les comenté mi idea de utilizar caño de PVC de 5/8” para instalaciones eléctricas y cable de instalación telefónica para interiores (ver figura 1) y coincidimos que se consigue en todo el país.

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Con este dato me puse a trabajar en una tabla (ver figura 2) que tuviera (sobre un caño de PVC de 5/8) la cantidad de espiras necesaria para lograr distintas inductancias y las frecuencias de resonancia a diversas capacidades: 15pF, 100pF, 365pF y 410pF, elegidas por coincidir con la mayoría de los capacitores variables de recepción, cosa que veremos con detalle en un próximo artículo cuando armemos un preselector de recepción. El Q de las mismas resultó estar entre 80 y 90.

Si queremos averiguar la frecuencia de resonancia para una bobina o un capacitor dados tenemos las siguientes fórmulas, con f en MHz, L en µHy y C en pF: L= 25.330 / f_ C C= 25.330 / f_ L

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Para los que trabajan con frecuencias más elevadas hice otra tabla (ver figura 3) con una bobina de alambre esmaltado de 1mm2, que se puede conseguir en cualquier taller de bobinado de motores y se enrolla sobre una broca o mecha de 10mm, retirándola luego y quedando la bobina al aire y con las espiras juntas, detalle importantísimo, ya que si

estiramos las espiras varía la inductancia. El Q que presenta varía entre 40 y 60.

Resonancia en paralelo: LW3D

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Recordemos que si a una bobina y un capacitor conectados en paralelo le aplicamos un generador de tensión constante y frecuencia variable y hacemos un barrido de la misma, obtendremos una curva similar a la de la figura 4. Aquí vemos que para un determinado valor de frecuencia, la tensión será máxima, mientras que para otras no habrá prácticamente salida. Esto se conoce como resonancia de la bobina y se utiliza en los receptores para sintonizar estaciones que nos interesan, rechazando las demás. Las bobinas tienen una factor de mérito o Q, que es determinado por la construcción de la misma. Un Q elevado permite una buena sintonía mientras que un Q pequeño indica una pobre selección de estaciones. Está relacionado con el ancho de banda (B), que es el rango de frecuencia a ambos lados de la frecuencia central donde la tensión cae al 77% del valor del pico de resonancia. Las fórmulas para calcular estos datos, mas la atenuación y la impedancia a resonancia las doy en la figura 5.

Ejemplos practicos

Supongamos que necesito un filtro paso banda para la banda de 80Mts como el de la figura 6. Me fijo en la tabla de la figura 2 y veo que las bobinas las puedo fabricar con caño de PVC de 5/8 y 42 espiras de cable telefónico para interiores. Las tomas de entrada y salida se realizan a baja impedancia con bobinados auxiliares de cuatro espiras del lado de masa, para no sobrecargar el filtro, de lo contrario se achataría la respuesta al bajar el Q.

Supongamos que necesito obtener una frecuencia de 30MHz y no consigo cristal para ello. Fabrico entonces un triplicador como el de la figura 7, que consta de un oscilador con un cristal de 10MHz y un amplificador sintonizado en su tercer armónico (30MHz) que lleva una inductancia de 0,9µHy y un trimmer de 40pF. Reviso entonces la tabla de la figura 3 y veo que bobinando 14 espiras de alambre esmaltado de 1mm2 sobre una broca o mecha de 10mm obtengo la inductancia necesaria para montar la plaqueta. LW

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Ondametro:

Un elemento fundamental para trabajar en Radiofrecuencia es el ondámetro, el cual presentamos uno en la figura 8. Consta de una bobina asociada a un capacitor variable y de una derivación de baja impedancia, para no sobrecargar el circuito, se toma una parte de la tensión, se rectifica con un diodo de señal (de germanio, de baja barrera de tensión) y va a un instrumento de medida, que puede ser un vúmetro común y corriente.

Debe ser calibrado, marcando en el dial la frecuencia de resonancia. Esto se logra acercando la bobina a un oscilador variable o a una carga fantasma conectada a un transmisor banda corrida. Normalmente se hacen marcas cada 500KHz. En la calibración es fundamental contar con ayuda de algún Colegio Industrial u otro radioaficionado con experiencia e instrumental, pero una vez calibrado el instrumento es invalorable.

Si queremos calibrar, por ejemplo, el transmisor telegráfico GACW40 acercamos la bobina del ondámetro sintonizado en 7MHz a una de las bobinas del trans-misor y lo ponemos en funcionamiento (ver figura 9). Retocamos los trimmers del emisor hasta que la aguja del ondámetro deflexione lo más posible. Esto nos garantiza que el equipo emite en 7MHz y no en otra frecuencia, pues suele suceder que autooscila o se engancha con otro subproducto del mezclador. Si nosotros ponemos un medidor de potencia a la salida vemos que entrega los 2 Watts, pero no nos escucha nadie, porque estamos por ahí en 5 o 6 MHz. Con el ondámetro nos aseguramos que toda su potencia la entregue en la frecuencia correcta.

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ADAPTADOR PARA MICROFONOS TIPO PHANTOM

Hace algún tiempo un amigo me llamó para comentarme que le había comprado al hijo, que es saxofonista, un micrófono de muy buena calidad, pero tenía el inconveniente de tener una ficha rara y de funcionar solamente en algunas consolas, casualmente las más caras, y no podía conectarlo en una consula o amplificador común porque no funcionaba. Le pregunté si por algún lado el dispositivo decía "phantom", a lo que me respondió que sí. Le comenté que no había inconvenientes, sólo hay que hacer un pequeño adaptador como el que les presento en este artículo.

¿QUE ES PHANTOM?

Se conoce como “alimentación fantasma” y funciona del siguiente modo: el micrófono es del tipo a condensador, por lo que tiene un preamplificador adosado al transductor que amplifica la señal y baja la impedancia a niveles manejables (aproximadamente 600ohm). Lógicamente este preamplificador necesita alimentación, y se la envía por los mismos cables del micrófono. La tensión de trabajo de estos dispositivos es normalizada en 48 Volt.

La “ficha rara” que comentaba mi amigo es una del tipo Canon XLR-3, que se utiliza en audio profesional por su robustez y porque es balanceada (ver figura 1).

¿QUE SIGNIFICA BALANCEADA?

Analicemos el circuito de la figura 2. Allí vemos un micrófono conectado a un amplificador simple con una ganancia G. La masa no es perfecta en estos casos, por lo que entre la salida del micrófono y la entrada del amplificador se genera una er, que es una tensión de ruido, que puede ser inducido por transformadores, dimmers, lámparas de descarga, tubos fluorescentes, etc.

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A la salida del amplificador tenemos la señal del micrófono amplificada, pero también se amplificó el ruido. Hay que buscar una forma de atenuarlo o eliminarlo.

Para esto se diseñaron los circuitos balanceados (vean la figura 3). Aquí vemos que la señal del micrófono entra a un transformador, en cuyo secundario las tensiones se dividen por dos y se envían fuera de fase con respecto a masa. Aquí utilizamos un amplificador operacional, el cual, recordemos que amplifica solamente la diferencia de señal entre sus entradas. Si aparece una señal en fase en ambas entradas el operacional la rechaza de acuerdo a su CMRR (Common Mode Rejection Ratio) o Relación de Rechazo al Modo Común, no obteniendo señal a la salida. Observen en este caso LW

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que, mientras la señal del micrófono entra al operacional fuera de fase y es amplificada (+Vm/2 y –Vm/2), el ruido entra en fase, por lo que es rechazado.

Por eso en la ficha Canon vemos 3 conductores, el de masa (pata 1), el de +mic (pata 2) y el de –mic (pata 3). En los micrófonos phantom la alimentación de +48V va por los cables de +mic y –mic a través de sendas resistencias.

CONSTRUCCION

En la figura 4 tenemos el diagrama completo del adaptador. Tenemos dos preamplificadores de micrófono de bajo ruido hechos con un par de transistores, dado que tienen menor ruido que los integrados. (En realidad porque los integrados de bajo ruido para micrófonos son carísimos e inconseguibles). Las salidas de estos preamplificadores entran a un operacional TL071 para que se produzca el balanceo y posterior rechazo del ruido. La salida del mismo es del tipo de línea desbalanceada y puede conectarse a cualquier amplificador o consola por medio de un plug común de guitarra.

Para alimentar el circuito integrado y lograr los +48V necesarios recurrimos a un truco: a un transformador común de 12 + 12 VCA x 500mA le conectamos una pata a masa. La salida de 12VCA se conecta a una fuente de media onda, que carga en un hemiciclo al electrolítico de 1000uF positivo y en el otro al de 1000uF que va a negativo. La salida de 24VCA se conecta a un doblador de tensión (que nos provee unos 65V sin regular) y éste es derivado a un pequeño regulador en base a un MJE340, cuya base está a un potencial de 48V por medio de dos zener de 24V puestos en serie. El emisor de este transistor nos ofrece los +48V necesarios para alimentar el micrófono, lo cual hacemos por medio de dos resistencias de 10K. La placa de circuito impreso está en la figura 5 y la disposición de los componentes en la figura 6.

Recuerden armarlo en una caja metálica y en la medida de lo posible blinden el transformador de alimentación para evitar que capte algún zumbido por la salida desbalanceada. LW

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ADAPTADORES DE IMPEDANCIA EN L

Hace un tiempo comentábamos, entre amigos, el buen desempeño de unos dipolos rígidos fabricados con caño de aluminio y montados en lo alto de la torre de transmisión. La mayoría experimentaron el de 10 M (28 Mcs) mostrado en la figura 1 y por mi parte monté uno para 15 M (21 Mcs) con el que trabajé en telegrafía en incontables estaciones de USA, dado que lo orienté hacia el NO.

Desarrollo:

El dipolo es la antena de mayor rendimiento que existe, pues la casi totalidad de la energía que le llega es radiada al éter. Pero hay un muy pequeño detalle: el dipolo con los brazos extendidos tiene una impedancia de 75 ohm, si lo alimentamos con cable coaxil a un transmisor con salida normalizada de 52 ohm tendremos una pérdida por desadaptación de impedancias. Esto se ve reflejado en la ROE (Relación de Ondas Estacionarias) que es la energía que refleja la antena a causa de esta desadaptación y causa una disminución en el rendimiento de la misma. Si bien en este caso la ROE es pequeña (75/52=1,44), para los perfeccionistas ofrezco un sistema de adaptación de impedancias conocido como “red L” (ver fig 2), que tiene la particularidad de poder calcularse sin una matemática complicada, apelando a un método gráfico, utilizando solamente lápiz, papel, regla y escuadra.

Comenzaremos trazando en el centro de una hoja de papel tipo A4 una línea de 75 mm (que representan los 75 ohm de la antena). Denominaremos sus extremos A y B (ver figura 3). LW

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Sobre esta línea marcaremos a los 52 mm (que representan los 52 ohm de la impedancia a adaptar) que denominaremos punto C. Apoyamos la regla sobre esta línea AB y con la escuadra trazamos dos líneas perpendiculares a ésta. Una para arriba en el punto C (que representan la reactancia inductiva de la red L de adaptación) y otra para abajo en el punto B (que representa la reactancia capacitiva de la red L). Vemos esto en la figura 4.

En el siguiente paso tomamos los lados de la escuadra y apoyamos los lados en los puntos A y B de forma que el vértice del ángulo recto que forman los lados, toque el eje de la reactancia inductiva que nace del punto C (ver figura 5).

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Este eje es interceptado en este caso a unos 35 mm del punto C. Denominaremos este punto como D. Estos 35 mm representan 35 ohms de reactancia inductiva, esto es de la bobina de la red L. Para averiguar la inductancia de la bobina se utiliza la fórmula L = XL / (f . 6,28). Aprovechamos estos cálculos par aclarar una serie de conceptos sobre unidades de medida. Para que la fórmula dé correctamente hay que respetar las unidades. Esto es: la inductancia L en Henrys; la frecuencia en ciclos / seg. y la reactancia en ohms. En este caso tendríamos L = 35 / (28.000.000 x 6,28) o sea L = 35 / 175.840.000 es decir L = 0,000 000 2 Henrys (ver figura 6).

Aquí tenemos un detalle de los submúltiplos comúnmente utilizados. Tres ceros a la derecha (e-3 en notación exponencial) son los milihenrys y seis ceros a la derecha (e-6 en notación exponencial) son los microhenrys. En este caso nos da como resultado 0,2 microhenrys.

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La tabla de la figura 7 nos da la cantidad de espiras necesaria de alambre de 1 mm bobinado a espiras juntas sobre una forma de 10 mm que puede ser una mecha, que luego se retira. En este caso son 3 espiras.

Continuamos con nuestra hoja de papel. Apoyamos la regla en el segmento AD y la escuadra como muestra la figura 8.

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Desde el punto A trazamos una línea que intercepte al eje de la reactancia capacitiva. En este caso lo cortará a unos 113 mm del punto B, en un punto que denominaremos E. Estos 113 mm corresponden a 113 ohms de reactancia capacitiva, que como en el caso anterior, deberemos aplicar una fórmula para averiguar la capacidad en pF. Esta fórmula es C = 1 / (6,28 x f x XC).

En este caso tenemos C = 1 / (6,28 x 28.000.000 x 113). C = 1 / 19.869.920.000 C = 0, 000 000 000 050 Farads.

En la figura 9 tenemos el detalle de los submúltiplos. Los tres primeros ceros a la derecha son milifaradios. Los seis ceros a la derecha son los microfaradios (µF). Los nueve son nanofaradios (nF) y los doce picofaradios (pF). Tenemos en este caso particular una capacidad de 50pF, cuyo valor comercial más cercano es 47pF. Nos queda entonces acoplar la red L a la antena. En estas redes el capacitor va en paralelo con la impedancia más alta, quedándonos entonces como en la figura 10. LW

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Con esta red entonces, la ROE será prácticamente de 1 a 1 siendo el rendimiento de la antena del máximo posible.

Este método nos puede ayudar en el diseño de adaptadores de impedancia simples, teniendo en cuenta que provoca un desfasaje (que no provoca una red pi) que en el caso de una antena no tiene ninguna importancia, pero hay que prever en el diseño de un splitter, por ejemplo. El ángulo puede medirse con un transportador en el ángulo CAD (ver la figura 8) y en este caso es de unos 35 º.

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VUMETRO A LEDS PARA AMPLIFICADOR ESTEREO

Muchos de nuestros lectores, entusiastas de los montajes de los amplificadores que hemos venido presentando, me han pedido un excitador de leds para lograr una mejor terminación en los gabinetes en que son montados estos amplificadores. Las condiciones básicas son: que funcione a 12 Volts, par apoder utilizarlo en un automóvil y que no tenga integrados "específicos" como el LM3915, dado que son caros y en muchos lugares difíciles de conseguir. En este proyecto que les presento espero cumplir ambas solicitudes.

¿COMO FUNCIONA?

Básicamente he utilizado para este diseño amplificadores operacionales como comparadores. El funcionamiento es simple y lo tenemos desarrollado en las figuras 1 y 2.

En la primer figura vemos que la entrada inversora está fija a un potencial de, en este caso, 6 Volts. En la entrada no inversora aplicamos una tensión ligeramente menor, en este caso, al tener la entrada - más tensión que la entrada + la salida cae casi a cero.

Queda un poco de tensión porque los transistores no son perfectos y queda una pequeña caída de tensión Vce sat, que no supera el medio volt en un integrado tipo LM324. Esta tensión no alcanza a encender el LED.

En la figura 2 vemos el caso opuesto. La entrada + es ligeramente superior a la entrada - y la salida pasa a tener casi toda la tensión de alimentación (descontando como en el caso anterior medio volt por la caída en la saturación del transistor). En este caso, el LED pasa a estar encendido.

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En la figura 3 observamos el diagrama esquemático completo del dispositivo. Tenemos 6 LED a las salidas de sendos comparadores y las entradas inversoras están alimentadas con una escalera de tensiones provistas por un divisor resistivo. Estas tensiones no son lineales sino que siguen (aproximadamente) una escala logarítmica, pues sino tendríamos el defecto que a bajo volumen no encendería ningún LED y a mayor volumen encienden todos prácticamente juntos. La señal que viene de la salida del amplificador es rectificada por un diodo 1N4007 e ingresada a un preset de 50K que sirve para el ajuste. Como vemos, a medida que sube la tensión de la señal rectificada, las entradas + van superando a las entradas – y las salidas pasan a estado alto haciendo encender los LED. En este montaje LW

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en particular hay una fila de 13 LED, el del medio está siempre encendido, indicando que hay tensión aplicada. Luego, a derecha e izquierda van encendiendo el resto a medida que sube el volumen del amplificador.

Vemos la plaqueta de circuito impreso en la figura 4 y la disposición de los componentes en la figura 5.

Si no se consiguen los LM324 se pueden utilizar TL074.

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TRANSVERSOR PARA RADIOAFICIONADOS

Para el radioaficionado que comienza es muy difícil adquirir hoy en día equipos comerciales para desarrollar su hobby. Mi preocupación es que aquél que se incline a esta apasionante actividad tenga todas las posibilidades de transmitir y recibir señales de radio por medio de equipos de fabricación propia. Uno de los equipos que menor dificutad presenta y a su vez dá enormes satisfacciones es el transversor, el cual convierte señales de un económico equipo BLU de Banda Ciudadana a 80Mts ó 40Mts. El equipo que les presento en este artículo funciona perfectamente en cualquiera de estas bandas.

Desarrollo:

El principio de funcionamiento es muy simple y lo tenemos desarrollado en la figura 1. Supongamos que queremos recibir señales en la banda de 40 Mts en el equipo de BC (27MHz). La señal de 7MHz (40 Mts) ingresa por la antena (a la derecha de los bloques). De allí va a un Filtro Paso Banda, que selecciona solamente las frecuencias que nos interesan (alrededor de 7MHz) y rechaza todo el resto. Un conmutador a diodos deriva estas señales a un amplificador de recepción que eleva su amplitud y las ingresa a un Mezclador Bilateral realizado con un Mezclador Doble Balanceado a anillo de diodos, que procede a mezclarla con una portadora de 20MHz, por lo que obtenemos a la salida una señal de 27MHz, que es recibida y demodulada por el equipo de BC.

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Al transmitir, la señal de BLU del equipo de BC hace conmutar el sistema de control, accionando un pequeño relay que provee de tensión (+Tx) a la parte transmisora del dispositivo. Esta señal ingresa al Mezclador Bilateral y es heterodinada con la portadora de 20MHz (que está siempre). Es derivada a un amplificador de transmisión e ingresada al Filtro paso Banda, que selecciona entonces las señales mezcladas en torno a los 7MHz y las deriva a un amplificador lineal de salida, y de allí a la antena.

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En la figura 2 tenemos el diagrama esquemático. Vemos que de la entrada del BC se deriva un pequeño capacitor de 47pF hacia un rectificador que acciona un transistor BC548. Al ingresar señal de BLU en 27MHz, ésta excita el relay y pasa al estado de transmisión.

Allí vemos que el relay conecta la salida del BC a una carga resistiva hecha con 4 resistencias de 220 ohm 2W que le presentan al transmisor una carga cercana a los 50 ohms y derivan la señal con un atenuador resistivo de 560 ohms 2W. Esta resistencia está calculada para equipos de entre 5 a 10 Watts de salida. Para equipos más potentes hay que aumentar la disipación de las resistencias de 220 ohm y aumentar experimentalmente la de 560 ohms.

Luego vemos el Mezclador Doble Balanceado, hecho a partir de cuatro diodos 1N4148 y dos transformadores tipo balún binocular o toroidal. Para el que no consiga núcleos de este tipo puede desarmar un par de transformadores de FI de 10,7MHz de alguna radio en desuso y utilizar los anillos de ferrite que traen. En el peor de los casos, se pueden bobinar sobre unos pedacitos de varilla de ferrite de antena. En la figura 4 doy un dibujo explicativo de cómo hacerlos.

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Este Mezclador es alimentado por un oscilador de 20MHz desarrollado en base a un cristal de 10MHz que es doblado a 20MHz. ¿Porqué no utilizar directamente un cristal de 20MHz? Simple: los cristales de 20MHz son de sobretono, por lo que si uno los hace trabajar obtenemos 20,002 ó 20,005. En cambio, los de 10MHz son en fundamental, por lo que nos pueden dar 10,000,000MHz redondos, los que multiplicaremos por dos para obtener 20,000,000MHz exactos. Esto es útil en los equipos con sintonía digital, porque podremos leer en el display –por ejemplo- 27.095.2 y sabremos que estamos escuchando en realidad 7.095.2

Luego del Mezclador Bilateral vemos los dos amplificadores, el de recepción y el de transmisión, que se acoplan por llaves de diodos a un Filtro Paso Banda desarrollado con las bobinas L1 y L2 y los capacitores C1 y C2, cuyos valores vemos abajo para la banda a elegir. Las bobinas pueden hacerse con toroides (para los que tengan inductámetro) o sino pueden bobinarse en caño de PVC de 5/8 de instalación de luz hogareña con cable de portero eléctrico o de empalme telefónico. 8µHy se consiguen bobinando 36 espiras y 4µHy bobinando 22 espiras. Las derivaciones son a 1/3 del lado de masa. La bobina L3 del doblador se hace enrollando (para 40 M) 18 espiras de alambre de 0,80 ó 1 mm2 sobre una mecha de 10mm y para 80 M se enrollan sobre igual forma 15 espiras. La derivación es a 1/3 del lado frío (el de la alimentación).

Les ofrezco, en la figura 3, un amplificador lineal que nos da unos 5 Watts (si utilizamos MOSFET de buena calidad) y si alimentamos el transistor de salida con 24V nos entrega unos 10 a 15 Watts. Hay que regular el preset de corriente de reposo a unos 50 a 100mA y dotar al IRF510 de un disipador generoso. Las bobinas de salida se pueden enrollar sobre una madera cilíndrica de 10mm de ancho, con 35 espiras para 2,7µHy; 18 espiras para 1,2µHy; 13 espiras para 0,9µHy y 8 espiras para 0,45µHy, todas con alambre de 0,80 a 1 mm2 de sección.

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En las figuras 5 y 6 doy la placa de circuito impreso del transversor y la ubicación de los componentes. En las figuras 7 y 8 la plaqueta y disposición de componentes del amplificador de salida y en la figura 9 un diagrama de conexión entre las plaquetas.

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El ajuste es muy sencillo. Primero debemos armar la sonda de RF que vemos en la Figura 2. La conectamos a un téster de aguja en la escala de 2,5V o similar. Conectamos la entrada de la carga a la salida de L2 en la placa del transversor y aplicamos tensión al circuito. Notaremos que la aguja del téster deflexiona un poco. Esto es porque el oscilador tiene mucha energía y un poco de ella vence la aislamiento del mezclador y pasa a la salida. Para disminuir la energía sobrante movemos el trimmer acoplado a L3 hasta que cae a cero. Si esto no sucede tenemos que aumentar la resistencia de 33 ohms que va de L3 al colector del BF494 a 100 ohm o más. Conectamos ahora la antena y el equipo de BC y sintonizamos alguna estación que sepamos que está transmitiendo con un equipo sintetizado en una frecuencia con un número redondo (p.e. 7.125.0). Movemos ahora el trimmer del cristal X1 hasta que leamos en el display de nuestro BC 27.125.0 Luego tocamos los trimmers asociados a C1 y C2 hasta lograr la mayor señal en recepción. En transmisión hay que regular el preset de corriente de reposo a unos 50 a 100mA y el trimmer de entrada a máxima señal sin que autooscile.

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Espero que se animen a armar este pequeño pero eficaz equipo y en un próximo número les ofreceré un amplificador lineal de 25 Watts para añadirle y tener una mejor transmisión.

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FRECUENCIMETRO DISCRETO Y FRECUENCIMETRO CON PIC

Damos a continuación, el circuito completo y la lista de materiales del frecuencímetro presentado en la edición anterior. Además se expone el circuito de un frecuencímetro con PIC que puede medir frecuencias desde algunos Hz hasta 99,999MHz.

FRECUENCIMETRO DISCRETO

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Recopilación: Equipo del GACW LW3D

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El frecuencímetro de la figura 1 fue descripto en la edición anterior de Saber Electrónica y aquí presentamos el circuito completo, las placas de impreso y la lista de materiales.

El instrumento posee una etapa conformadora de entrada, que es la que adapta el mundo analógico al universo digital. Se emplea un amplificador de señal de alta acoplado a un Trigger de Schmitt, que es un circuito que empareja y regulariza las ondas para poder ingresarlas al contador digital.

Luego de tener la señal en condiciones para ingresar al contador digital la hacemos pasar por una llave electrónica controlada por un reloj, que se abre a intervalos regulares, en este caso cada 1 segundo. Se intercala entre el contador digital y la presentación (los display de 7 segmentos) otra llave electrónica que se abre, dejando pasar los datos, cuando está alto el pulso de latch.

Para poder observar la frecuencia que mide el contador digital tenemos que adaptarla a nuestros parámetros de lectura, esto es: los números del cero al nueve, esto se consigue en la etapa decodificadora que presenta la información en un juego de displays de 7 segmentos.

El contador puede construirse en grupos de a dos, es decir, podemos contar de 00 a 99, de 0000 a 9999 o de 000000 a 999999 (en nuestro prototipo pensamos en un frecuencímetro de cuatro dígitos pero sólo se muestra el impreso para dos). Para esto la plaqueta contadora tiene una conexión que se repite a cada costado, permitiéndonos conectar hasta tres o cuatro contadores “en cascada”.

Recuerde que, si Ud. desea más detalles sobre el funcionamiento y el armado de este frecuencímetro puede recurrir a la edición anterior de Saber Electrónica.

En la figura 2 se muestran las placas de circuito impreso.

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FRECUENCIMETRO CON PIC

Les presento en la figura 3 un frecuencímetro que he bajado de Internet y le he realizado un par de modificaciones que hacen que funcione correctamente.

Según el archivo, el autor es Donald Trepss, pero en el programa aparece como autor Terry J.Weeder, con fecha 18 de noviembre de 1993 (www.weedtech.com).

El display es de uso general de 1 línea y 16 caracteres, pudiendo emplearse cualquiera de estas características que se consiga en las casas de venta de componentes electrónicos.

El circuito es muy fácil de armar, y el programa no tiene problemas para su ensamblado. El prototipo está realizado sobre una placa de circuito impreso tipo universal por lo cual queda para el lector el diseño, si es que desea montarlo sobre una placa específica.

El frecuencímetro permite medir en forma automática señales de frecuencia desde algunos HZ hasta 99MHz, sin necesidad de tener que realizar ninguna conmutación. En el display aparece la unidad de medida (Hz, kHz y MHz) incluso aparece la indicación “OVERFOLE” cuando el instrumento está fuera de escala.

Se alimenta con una fuente que debe entregar dos tensiones reguladas, una de 9V y otra de 5V y sólo requiere un ajuste, en este caso el preset de 500 ohm que se encuentra en la base del transistor 2N4403.

Debe mover el resistor variable hasta obtener 5V en dicho punto (marcado con X en la figura 3).

Como compuertas emplee un CD4001 con las entradas unidas, aunque debo reconocer que el original menciona un integrado TTL 7400 (el CI de cuatro compuertas NAND puede ser un 7400).

Cabe aclarar que no he obtenido buenos resultados para frecuencias mayores a los 9,9MHz, ya que, por ejemplo una frecuencia de 27MHz me la muestra como una de 2,7MHz y aún estoy investigando las causas.

Nota de Redacción: Al momento de publicar esta nota, el prototipo funciona sin inconvenientes y se están realizando modificaciones para que el frecuencímetro opere a frecuencias mayores. El mayor inconveniente se encuentra en los componentes de entrada para realizar la división de frecuencias requerida para dichos casos. LW

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www.weedtech.com




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MEDIDOR DE INDUCTANCIAS

Antes de comenzar a construir equipos de radio es necesario desarrollar una serie de pequeños instrumentos que nos permitan acceder a medidas que no son posibles con un simple téster. En Saber Nº 184 presenté un frecuencímetro simple y económico, que puede medir con comodidad más de 30MHz. En este artículo explico cómo construir con componentes comunes un medidor de inductancias. Permite fabricar bobinas para circuitos sintonizados de la mejor calidad, dado que no es posible armar buenos equipos sin buenos filtros de entrada, y para eso debemos poder medir ciertos parámetros que sin instrumental es imposible, y como el instrumental específico es caro... Lo construímos y de paso estudiamos la teoría de los circuitos.

Introduccion:

Uno de los principales problemas en la construcción de equipos para radioaficionado es poder hacerlos duplicables, esto es, que así como yo lo puedo armar y calibrar en mi taller de Burzaco (Bs. As., Argentina) también debe poder hacer lo mismo un estudiante de Colombia o un aficionado de México. Es por eso que utilizo para mis proyectos transistores e integrados comunes y corrientes, fácilmente accesiibles en todas partes. Pero mis buenas intenciones chocan contra una pared al momento de fabricar una bobina. Normalmente puedo decir “15 espiras de alambre de 1mm sobre forma de 5/8 de pulgada” y pienso que todo el mundo la va a poder hacer, pero...

¿Y si tengo una forma distinta?, ¿y si tengo un alambre diferente? ¡Y no hablemos de bobinar sobre ferritas o toroides! En esos componentes la disparidad de características es enorme!

¿Cómo puedo superar este escollo? Simple: en todos mis circuitos doy el valor de la inductancia, sólo tenemos que construir este simple inductómetro, que además funciona como generador de RF (radiofrecuencia) y calibrador de filtros de entrada, conseguir una forma, un poco de alambre, bobinar, medir y listo, ya tenemos una de las partes más delicadas del equipo en condiciones.

Aclarado este punto importantísimo, pasaremos a una breve revisión sobre bobinas y circuitos sintonizados.

Tomemos como ejemplo el circuito de la figura 1. Allí observamos un oscilador acoplado a una bobina de 10µHy por medio de un resistor de 10kohm?y a un condensador de 47pF en paralelo con ésta. A su vez todo el conjunto está acoplado a un voltímetro de radiofrecuencia que sirve para medir la tensión presente en los extremos del circuito.

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Si hacemos correr el oscilador desde, digamos 1MHz hasta 15MHz (lo pueden hacer con el Bode Plotter del Workbench) observaremos que la tensión hace un pico en la zona de los 7.5MHz. Esto quiere decir que una emisora en esa frecuencia va a generar más tensión que una supongamos en 1.4MHz u otra en 14MHz. Esto hace que escuchemos una frecuencia (la de sintonía) y no todas las demás. Este pico de tensión se conoce como resonancia del circuito y puede calcularse con la fórmula:

f: en MHz L: en µHy C: en pF

Ahora bien, si queremos escuchar una emisora en una frecuencia determinada y no otras calculamos un circuito sintonizado de éstos y ya está...

Pero no todo es tan fácil. Veamos algunos detalles: Si aplicamos una frecuencia de 7.5MHz con el oscilador a una amplitud de 10V obtenemos en el voltímetro una lectura de unos 5.5 Vp (de pico). Si nos desplazamos hasta los 5.1MHz o los 10.7MHz la tensión cae a la décima parte (unos 0,55Vp).

Estos son los puntos de –20dB (la tensión cae 10 veces), una emisora de 1kW en 5,1MHz se escucha 10 veces menos fuerte que una de 7,5MHz. Si nos alejamos a 2 MHz tendremos apenas 0,135Vp y en 15 MHz 0,2 Vp como muestra la figura 2.

Habrán notado el detalle de que el oscilador y el voltímetro se conectan a la carga por sendas resistencias de 10K. Probemos ahora haciendo el mismo trabajo pero con resistencias de 500 ohms, de acuerdo a la figura 3. LW

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Aquí notamos que en la frecuencia de resonancia (7.5MHz) la tensión es de 9.5Vp pero en 5.1MHz y en 10.7MHz ya no es 10 veces menor, sino que es ahora de 7.5Vp. Los puntos de –20dB están ahora en 750kHz y en 65MHz, con 0,96Vp.

Como vemos en la figura 4, este circuito no es tan efectivo como el anterior, dado que es mucho más ancho. Con esto observamos que este tipo de circuitos sintonizados deben cargarse con alta impedancia para que sean efectivos y puedan discriminar eficazmente las emisoras.

Comparando las dos figuras vemos que la primera es más aguda que la segunda, siendo entonces de mejor calidad para el propósito al que son destinadas. Esto se mide con el factor de mérito o factor de calidad Q.

Hay que detallar que en todo circuito sintonizado, además de la inductancia y la capacidad hay también presente resistencia. Hasta más o menos los 30MHz la resistencia se encuentra principalmente en el alambre de la bobina y en frecuencias superiores por la pérdida en el dieléctrico del capacitor, que es equivalente a una resistencia en el circuito.

El Q (factor de mérito o de calidad) de un circuito es el valor de la reactancia (ya sea capacitiva o inductiva) del circuito dividida por la resistencia del mismo. LW

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Una forma clásica de construir una bobina con alto Q es bobinarla con alambre grueso, para que de este modo tenga menos resistencia. Pero para lograr mayor agudeza en la sintonía se utilizan bobinas con núcleo de ferrita.

La inclusión de este elemento hace que aumente notablemente el factor de calidad del inductor, pero crea el inconveniente (para el que no tiene instrumental específico) que las características de la bobina varían de acuerdo a la permeabilidad del núcleo.

Este último inconveniente se puede solucionar fácilmente construyendo un simple pero efectivo medidor de inductancia que ya mismo paso a describir.

DESCRIPCION DEL CIRCUITO

En la figura 5 podemos ver el circuito completo del medidor.

Este es un instrumento doble, la primera etapa es un oscilador de radiofrecuencia, que cubre aproximadamente entre los 2 y los 6MHz, de modo que a la mitad de su recorrido se encuentre la banda de 80Mts (3,5 a 3,75MHz). Hice entonces una salida como para poder calibrar los filtros de entrada del equipo QRP o para poder probar la etapa de potencia, entre otras cosas.

Este oscilador es un Hartley, que funciona muy bien en bajas frecuencias, da una onda senoidal muy pura, arranca siempre y es extremadamente sencillo, lo que lo hace ideal en un proyecto para principiantes, dado que una de las cosas más feas que le pueden suceder al aficionado novato es armar algo y que no funcione, o que lo haga con dificultad. Todavía recuerdo algunas de mis frustrantes primeras experiencias, en una época que casi no había instrumental y la bibliografía era para entendidos. Menos mal que abandonaba los proyectos sólo por un tiempo (hasta que se me fuera el enojo) y luego perseveraba nuevamente hasta que funcionaran bien.

Regresando al oscilador, éste tiene como elemento activo un transistor FET (Field Effect Transistor ó Transistor de Efecto de Campo) tipo BF245, que es muy común, barato y de fácil adquisición. El circuito sintonizado es una bobina de 13µHy hecha con un tubito de papel de fax que tiene 1,5 cm de diámetro, al cual le bobiné 48 espiras de alambre para transformador de 0,70mm2 con una derivación a las 14 espiras del lado de masa. Todo el bobinado ocupa unos 4 centímetros. LW

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Para variar la sintonía utilicé una sección de un condensador variable de radio vieja, que tiene una capacidad de 410 pF.

La salida de este oscilador genera 6 Vpp y para evitar cargarlo, lo que provocaría inestabilidades y hasta el apagado del mismo, le sigue una etapa buffer con un transistor BC547 que le permite excitar otros circuitos sin inconvenientes.

La salida de este buffer va a una resistencia de 100 ohms que por medio de una ficha RCA me permite salir al exterior, en caso de utilizar solamente el oscilador para el caso de necesitar ajustar un filtro, por ejemplo.

Hay una llave a palanca que permite desconectar el oscilador del inductámetro.

A la salida del buffer tenemos el corazón del instrumento. Vemos que del emisor del transistor BC547 sale un capacitor, al que le sigue una resistencia de 4.700 ohm. Este conjunto es así para presentar una alta impedancia al circuito sintonizado (recordemos la diferencia entre la figura 2 y la figura 4).

Le sigue una llave de 3 posiciones con diferentes capacidades y los bornes para la bobina a medir, una resistencia de 4.700 ohm (por la misma razón de la alta impedancia) y entra a un bloque de ganancia (típicamente 25 dB, unas 15 veces) hecho con dos transistores BC547 que excita un instrumento cuya medida es en forma logarítmica, que nos permite un mayor rango de mediciones.

En mi caso utilicé un humilde vúmetro de un grabador viejo. Este bloque medidor tiene a su vez acceso desde el exterior con otra ficha RCA para el caso de utilizarlo en forma independiente.

El principio de funcionamiento del sistema es el siguiente: en los bornes marcados Lx colocamos la bobina que deseamos medir. Seleccionamos con la llave de 3 posiciones uno de los condensadores y barremos con el oscilador desde 2 hasta 6MHz. En algún momento, la aguja del vúmetro va a subir y bajar. Ese es el punto de resonancia del circuito sintonizado. Dejamos entonces el oscilador en el punto en que la aguja deflexiona al máximo y procedemos a medir la frecuencia. Si armaron el frecuencímetro digital les será fácil cumplir con la tarea. Si no lo hicieron sugiero que con paciencia vayan buscando un amigo con receptor banda corrida (puede ser en un Radio Club) y anoten en la carátula del aparato los valores de frecuencia batiéndolo con el OFB (oscilador de frecuencia de batido) cada, por ejemplo, 500kHz y marcando con más detalle la banda de 80 metros (3,5 a 3,75MHz).

Una vez medida la frecuencia, podemos saber la inductancia por medio de la siguiente fórmula:

L = en µHy C = en pF f = en MHz

Como sabemos el valor del capacitor (es uno de los que seleccionamos con la llave de 3 posiciones, cuyo valor también debemos colocar en la carátula del equipo) y sabemos el valor de la frecuencia (por medio del frecuencímetro o la lectura en el frente) nos queda solamente hacer un pequeño cálculo y ya tenemos el valor de la inductancia. LW

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Puede parecer engorroso, pero detengámonos en el siguiente razonamiento: un medidor de inductancia profesional o un Qmetro son carísimos y difíciles de conseguir. Aquí con este aparatito no gastamos mucho dinero, más el costo de una simple calculadora (que se puede pedir prestada) y obtenemos un resultado con buena precisión.

Con esto hacemos cumplir un viejo axioma que dice “Tiempo tengo,... dinero no”. Y podremos entonces encarar la parte más divertida, que es la específica de radiofrecuencia sin temores al fracaso o al mal funcionamiento.

Como detalle cabe observar que el preset que está en serie con el vúmetro hay que experimentarlo, porque depende de lo “duro” que sea el instrumento.

En mi caso utilicé uno de 500 ohms.

Para calibrarlo hay que encender el equipo sin colocarle ninguna bobina y regular el preset para que el instrumento llegue a fondo de escala. LW

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Fuente de Alimentacion para Radioaficionados

Hoy en dia, donde el radioaficionado generalmente utiliza equipos comerciales (VHF, HF o BC) sus ganas y entusiasmo por hacer cosas se limitan a construir una antena, un acoplador y muchas veces la fuente de alimentacion, constantemente me piden algun “planito” de alguna fuente que sea facil de hacer y que no lleve integrados pequeños, para poder asi armarla sin dificultad.

Bien, la fuente que aqui presento cumple con estos requisitos, puede manejar corrientes elevadas y la regulacion es muy buena. La primera que armamos sigue en funcionamiento como el primer dia (y esto fue hace ocho años).

Pero, no solamente quiero brindarles el circuito y un dibujo para poder guiarse en el montaje, sino que tambien comentare algo de la teoria de funcionamiento de estos dispositivos.

El primer elemento que encontramos es el transformador reductor de tension. La mayoria de los equipos funcionan a 12 Volts y la tension de red es de 220 Volts, por lo que es necesario reducirla con este transformador. Muchos radioaficionados utilizan transformadores de surplus o bobinan los propios.

La salida del transformador es de corriente alterna, por lo que es preciso rectificarla, o hacerla continua, esto se logra con un rectificador de onda completa, logrando entonces una corriente continua, pero pulsante. Para mantenerla en un nivel se utiliza un capacitor de filtro, que mantiene la carga entre hemiciclo y hemiciclo, para evitar un desagradable ruido de 100 hertz.

Vemos en la figura que el capacitor se carga al valor de pico y se descarga hasta el proximo hemiciclo. Esta diferencia entre el valor de pico y el valor de descarga hasta el nuevo hemiciclo se conoce como ripple, y es como un serruchito.

Mientras mas elevado sea el ripple, peor es la regulacion de la fuente.

Para atenuar el ripple podemos pensar con certeza en agregar mas capacidad, y es cierto, a mas capacidad, mas posibilidad de mantener la carga, pero… ¿cual es el valor correcto? ¿voy experimentando valores hasta encontrar uno que me satisfaga? No, mejor estudiemos el tema con detenimiento:

Tenemos que en un rectificador de onda completa (con cuatro diodos) el capacitor electrolitico se carga a un valor pico de:

Vp = (Vtransformador . √ 2) – 1.4

En este caso vemos que Vp es el valor de pico, Vtransformador es la tension alterna que nos entrega el transformador por la raiz cuadrada de 2 menos 1.4 que es la caida de tension en los diodos rectificadores. LW

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Bien, supongamos que debemos hacer una fuente de 12V para una corriente de 5 Amper. ¿Cuanto ripple seria aceptable? Los diseñadores industriales sostienen que un ripple minimo aceptable es del 25%. Por lo tanto, si la tension en el momento de mayor descarga del capacitor es de 12V, la tension de pico debe se un 25% mayor, esto es de 15 Volts.

La formula para hallar la tension del transformador es entonces:

Vsec = (Vcc + Vripple + Vrect) / √2

En nuestro caso Vcc=12V, Vripple 3V y Vrect 1,4 V ( en cada diodo caen 0,7V)

Vemos ahora como elegir el capacitor adecuado para cumplir con estos valores. Recordemos que una de las formulas para la capacidad es:

C = ( ∂t ∕ ∂v) . I

Aqui tenemos que C es el valor de capacidad requerida en Farads. I es la maxima corriente de la carga (en nuestro caso 5 A) ∂t es el tiempo de carga del capacitor (10 ms) la inversa de 100Hz ∂v tension de ripple aceptable (en nuestro caso 3 Volt)

Poniendo en la formula nuestros valores tenemos que:

C= (5 . 0.01) / 3 = 0.016 Farads

O lo que es lo mismo: 16.000 μF

Recordemos que esta es la capacidad minima para que nuestra fuente funcione bien. Si ponemos un capacitor mas grande no es problema, al contrario.

Pero los que armaron este tipo de fuentes y le conectaron algun equipo de potencia (un autoestereo por ejemplo) habran notado que la regulacion es pobre y es evidente al subir el volumen un zumbido de fondo. La tension sobre la carga tambien fluctua, bajando al aumentar los requisitos de corriente.

Para eliminar estos inconvenientes se utiliza un regulador serie, que es un dispositivo que emplea un transistor de potencia entre la fuente y la carga como resistencia variable, de modo que la tension sobre la carga permanezca estable. El diagrama basico que muestra la figura consta de una referencia de tension (una tension totalmente estable) en una entrada de un comparador (un amplificador operacional por ejemplo) y la otra entrada toma una muestra de la tension de salida. La salida del comparador va a la base de un transistor de paso en serie con la carga.

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Cuando la carga absorbe mucha corriente la tension sobre la misma tiende a bajar. La tension en la pata inversora del comparador se hace mas negativa, por lo que la tension en la base del transistor se hace mas positiva y deja pasar mas corriente, hasta equilibrarse al valor de tension prefijado. En este tipo de fuentes tenemos que sumar a la tension que deseamos obtener a la salida la caida de tension propia del regulador (drop out) que esta entre 3 y 5 Volt. Por lo tanto, si tenemos un regulador de 12V (un 7812 por ejemplo) la tension minima de entrada debe ser de 15 Volt.

Otro detalle a tener en cuenta es la disipacion de calor del regulador, dado que por el circula corriente y hay una caida de tension existe generacion de calor, cuya disipacion en Watts se calcula:

Dis = (Volts ent – Volts sal) . I

Un inconveniente muy grave de estas fuentes en equipos de radioaficionado es que, como vimos, para obtener buena regulacion hay que elevar la tension en la entrada del regulador. Algunas fuentes comerciales manejan hasta 24V en su entrada. Si por algun motivo (a veces la misma radiofrecuencia del transmisor) se pone en cortocircuito un transistor de paso en serie, los 24V van directamente al equipo, pasandolo a mejor vida en forma instantanea.

Para evitar este desastre se colocan sistemas de proteccion contra sobretensiones, conocidos como crowbar. Constan de un tiristor conectado a la entrada del regulador. El gate del tiristor esta conectado a la salida por medio de un diodo zener de valor un poco superior a la tension de trabajo. Funciona del siguiente modo: Supongamos una tension de LW

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trabajo de 12V. Utilizamos un zener de 15V, el cual estara inactivo mientras existan 12V en la entrada. Si se quema el regulador la tension de salida se elevara, el zener dejara pasar corriente excitando el gate del tiristor, el que a su vez se encendera, provocando un cortocircuito que quemara el fusible de entrada, por lo que el regulador quedara inactivo y el equipo no sufrira ninguna sobretension.

Para realizar un crowbar efectivo en una fuente de alta corriente es necesario contar con tiristores muy potentes, que suelen ser caros y dificiles de conseguir. En este circuito utilizamos transistores 2N 3055 que son encendidos por un pequeño TIC 106D, que es muy comun, barato y por sobre todo, muy sensible, dado que a veces los tiristores grandes son muy “duros”, tardando mucho tiempo en encenderse y poniendo en riesgo el equipo conectado a la fuente. En este crowbar los 2N 3055 no necesitan disipador de calor, dado que estan encendidos muy poco tiempo, el necesario para que se corte el fusible.

Los reguladores serie mas conocidos son los 78XX, que tienen tensiones fijas de trabajo. Es necesario conectarles lo mas cerca posible de la entrada y salida sendos capacitores de 0,1μF para evitar autooscilaciones indeseadas. Para lograr tensiones variables tenemos el LM 317, al cual, como vemos en la figura…podemos conectarle un preset para obtener diversas tensiones de salida. Si deseamos calcular R1 para obtener un valor fijo de tension podemos utilizar la siguiente formula provista por el fabricante:

Vsal = Vent – drop out Vsal = Vent – 3 V

R1 = ⌠ (Vsal / 1,25) - 1⌡ . R2 LW3D

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Ahora bien, estos reguladores son muy buenos, pero pueden soportar una corriente maxima de 1 Amper. ¿Como hago para aumentar su capacidad de corriente para alimentar un equipo de BC por ejemplo? Simple, le agregamos un transistor PNP de potencia como muestra la figura….

Para hacer una fuente de alimentacion de mediana potencia, buena regulacion y extremadamente sencilla recomiendo el siguiente circuito, que esta muy probado y no da mayores inconvenientes. Lleva un TIP 36 por cada 5 A de consumo. En el dibujo aparecen 2, pero no hay inconvenientes en poner hasta 4.

Para facilitar el armado de la misma proveo un dibujo explicativo. Recuerden aislar los transistores con respectivas micas. Si no tienen TIP 36 pueden utilizar cualquier transistor PNP de potencia, como el MJ 15002 o incluso el MJ 2955 solo si es de buena calidad pues tuve muchas malas experiencias con este tipo de transistores.

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Bien, espero que se animen a construir este proyecto, que es muy util incluso como fuente variable para el taller de reparaciones.

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OSCILADOR PARA PRACTICA DE TELEGRAFIA

La telegrafía es uno de los medios de comunicación inalámbrica que más satisfacciones da al radioaficionado. Con equipos sencillísimos, se han alcanzado distancias de casi 10.000 Kilómetros con apenas 1,5 Watt de salida. En este artículo incluimos un curso completo de CW en formato MP3 y un circuito para armar un oscilador para practicas telegraficas.

En la mayoría de los concursos internacionales suele haber más estaciones en CW que en Fonía. Otra ventaja es que en CW no hay acentos, los mensajes son deletreados en un inglés muy básico y las abreviaturas ayudan a completar los textos entre las estaciones. El único escollo es que hay que aprenderla. Si bien hay muchos métodos para la enseñanza del código, luego de varios años de enseñanza en mi Radio Club me he inclinado al siguiente sistema, llamado Fansworth (utilizado por la Marina Norteamericana) que consiste en pasar las letras desde el primer día a una velocidad equivalente a 15 ppm. Pero dejando mucho espacio entre letra y letra. Esto hace que la letra "B" suene siempre "dah - di di di" y no que al principio suene "daaaaaaah - diiiiii diiiiii diiiiii" confundiendo al estudiante y lo que es peor, infundiéndole el vicio de "contar" los puntos y rayas, cosa que ya a 10 ppm es imposible de llevar a cabo.

A medida que el curso avanza, disminuye el espacio entre letra y letra, logrando así que al cabo de unos pocos meses, el alumno copie perfectamente un texto a 5 palabras por minuto. Si le gusta la telegrafía, con un poco de práctica puede alcanzar los 15 ppm con facilidad.

Comenzamos con grupos de letras de acuerdo a su dificultad, comenzando por EISTM, HOANR, DUGWC, KBVLF, XPJQYZ y luego los números. Yo recomiendo estudiar 15 minutos todos los días, no abandonar y luego continuar o estudiar cinco minutos antes de la práctica porque eso no sirve.

Dicen los que saben que el cerebro humano tiene dos tipos de memoria, una eléctrica o momentánea, que sirve para recordar hechos recientes, que luego son descartados (algo así como una memoria RAM) y una memoria química, que es de largo plazo (algo así como el disco rígido). Para pasar de la memoria volátil a la permanente, es necesario el hábito de la repetición, pero como normalmente el cerebro se fatiga cuando pone más de 20 minutos de atención sobre algo, recomiendo practicar no más de 15 minutos pero diariamente. Al cabo de muy poco tiempo se notan los resultados.

Es imprescindible aprender primero a escuchar, si nos ponemos a transmitir de entrada, lo más probable es que desarrollemos vicios de transmisión, que son muy difíciles de sacar, por eso recomiendo utilizar este oscilador de práctica una vez que sepamos recibir todas las letras.

El oscilador:

La generación de oscilaciones se produce trasladando una fracción de la señal de salida de un amplificador a la entrada con fase positiva, debiendo satisfacer el criterio de Nyquist (Figura 1). En este diseño utilicé un oscilador del tipo RC con red de desfase (phase shift) de tres celdas, las cuales retrasan la fase cada una de ellas en 60º, lo que hace que entre las tres celdas se desfase la señal 180º, sumado a que la amplificación es más que 1, se genera una señal oscilatoria sinusoidal.

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Muchos me preguntarán ¿porqué hacer un oscilador de onda sinusoidal, más un amplificador, cuando se puede hacer un oscilador simple con un 555 y listo? La respuesta está en la forma de onda. Mientras que la señal de este oscilador es pura y limpia, la del 555 es cuadrada, lo que da un sonido agudo, dado la cantidad de armónicas que contiene y desagradable al oído, lo que lleva a su cansancio luego de un rato de utilización del mismo.

La frecuencia del mismo está cercana a 1 kiloherz, que es lo que se utiliza normalmente como tono telegráfico, pero puede desplazarse unos cuantos ciclos por medio de un preset.

La manipulación se logra interrumpiendo la conexión del emisor del oscilador. La señal ingresa a un amplificador discreto desarrollado en torno a tres transistores, esto es para que pueda utilizarse una batería de 9 Volt y pueda excitar un parlante común de radio portátil.

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Lista de Materiales:

1 Placa pertinax 10 x 5 cm simple faz 3 Transistores BC337 1 Transistor BC327 2 Diodos 1N4007 1 Potenciómetro 5K A (logarítmico) 1 Preset horizontal 10K 3 Electrolíticos 100uF x 16V 2 " 10uF x 16V 2 " 1uF x 16V 1 Cerámico 0,1uF (104) 3 Cerámicos 0,033uF (333) 2 Resistencias 5,6 ohm 1 " 100 ohm 2 " 220 ohm 4 " 1 K 3 " 4K7 1 " 10K 1 " 47K 1 " 56K 1 " 220K

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FORMA SENCILLA Y EFICIENTE DE PREPARAR PLAQUETAS DE CIRCUITO IMPRESO

Realizar circuitos impresos a pequeña escala puede convertirse en un dolor de cabeza.

El método que se detalla a continuación nos allana el camino hacia el impreso feliz y a la vez nos hará reflexionar sobre aquellas anticuadas formas de tortura a las que nos sometía la fibra indeleble o los calquitos “letraset”.

En primer lugar debemos procurarnos de los archivos del equipo que vamos a armar, donde se encuentre el diseño de las pistas en color negro sobre blanco. Una vez abiertos en un programa tipo Corel Draw, debemos imprimirlos en espejo, (las letras se ven al revés). En el Corel es Imprimir / Presentación preliminar / E.

Si no poseemos Corel puede servirnos cualquier editor grafico incluso el viejo “Paint “, siempre teniendo en cuenta que sobre el papel debe quedar impreso con las letras al revés. En el “Paint”, por ejemplo, podemos valernos de las herramientas “voltear / girar” para poner les dibujo al revés.

Si disponemos una impresora de chorro de tinta, debemos imprimir la imagen en papel corriente. Una vez obtenida la imagen, se le debe sacar una fotocopia en papel ilustración (el que se usa en las fotocopiadoras color).

Si tenemos la suerte de tener una impresora Laser podemos imprimir directamente sobre el papel ilustración. Si se complica conseguir el papel ilustración, bien puede servirnos las hojas de cualquier revista donde vemos fotos sobre papel brillante. La foto siguiente es un ejemplo de esto último. LW

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Luego, cortamos la plaqueta de pertinax a la medida adecuada y le pasamos una virulana para sacarle brillo y eliminar las impurezas y el oxido. Colocamos la fotocopia con el toner haciendo contacto con el cobre y las fijamos con dos banditas de cinta de papel.

Una vez fijadas ambas le pasamos la plancha caliente por encima del papel de la fotocopia unos 3 minutos haciendo presión fundamentalmente en los bordes. Esto pega el toner a la plaqueta.

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Al cabo de un par de minutos notamos que la imagen se transparenta. Cuando esta el papel totalmente transparente tomamos la plaqueta y la sumergimos en un recipiente con agua fría. Esto hace que el papel se arrugue y deje de adherirse al cobre.

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Una vez sumergido en el agua (entre 5 a 10 minutos, dependiendo del papel) lo extraemos del cobre con suavidad, levantándola con cuidado

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Luego de secarla obtenemos una transferencia perfecta de la plaqueta, que será luego tratada con percloruro ferrico y agujereada. Puede usarse luego un flux comercial o preparar uno con piedra de soldar y thinner. Esto hará que la soldadura brille y el cobre no se oxide.

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TRANSCEPTOR TELEGRAFICO PARA 40 METROS GACW 7

En los países desarrollados es común armar por diversión un equipito casero de baja potencia para divertirse un rato comunicando con algunos amigos, o probándolo en un “field day”, para luego retornar a los cómodos equipos comerciales, que por esas latitudes son fáciles de obtener. En nuestra querida América Latina es cada vez más difícil adquirir un equipo comercial de aficionado, siendo entonces el QRP la única alternativa posible para acceder a este apasionante hobby. Es por ello que en el Grupo Argentino de Radiotelegrafía (GACW) trabajamos sin pausa para desarrollar un equipo que sea fácil de armar y ajustar por cualquier aficionado a la electrónica y que brinde un resultado aceptable en una de las bandas de más uso por estas latitudes, como la de 7 MHz. Habiendo cosechado mucha experiencia con anteriores equipos, he observado las dificultades más comunes en el montaje de estos aparatitos para los que recién se inician en el tema y he probado un montón de circuitos para ver cuál se desempeñaba mejor, por eso este equipo tiene algunas mejoras importantes, como ser: un VXO, para brindar estabilidad en TX y RX, así como un ajuste sencillo del mismo. Bobinas hechas con formitas de madera de 10mm, fáciles de conseguir en cualquier ferretería. Filtro único de cristal en la frecuencia intermedia de recepción, para evitar la complicación de ajustar un filtro con cristales de baja frecuencia. Lo que no pude evitar es la utilización de ferrites toroidales como choques o acoplamientos interetapa. Créanme que he probado de todo, pero lamentablemente son insustituibles. Por suerte se pueden utilizar los comunes de fuente de PC, que algunos comercios tienen o desguazar lámparas de bajo consumo o alguna fuente de PC quemada o TV. Con respecto a los toroides quiero hacer una aclaración importante: una cosa es utilizarlos para un circuito sintonizado, debiendo utilizar entonces núcleos específicos como el T50-2, de imposible adquisición en nuestro medio y otra cosa es utilizarlos para transferir energía, como en este equipo, pudiendo utilizar un ferrite común, que se desempeña muy bien, y sintonizar con bobinas de aire. En la figura 1 tenemos el diagrama en bloques del transceptor. Vemos que consta de un Oscilador Variable controlado a Cristal (VXO) que trabaja entre 11,034 MHz y 11,010 MHz, para sintonizar, con una FI de 4 MHz entre 7,010 y 7,034 MHz. Este oscilador ataca, por medio de un buffer, al mezclador balanceado. Este mezclador es utilizado tanto en transmisión como en recepción. En LW

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recepción vemos que la antena ingresa a un filtro paso banda de 7 MHz, luego es amplificada para ingresar al mezclador balanceado. La salida de éste entra al amplificador de frecuencia intermedia de 4 MHz para luego mezclarse con la señal del oscilador de batido, el cual tiene una pequeña variación en su frecuencia, para poder clarificar las señales que nos llegan corridas, esta mezcla es la señal de audio, que es amplificada y llevada al parlante.

Cuando transmitimos se genera una señal coincidente con la del filtro de FI que es ingresada al mezclador balanceado, para mezclarse y lograr los 7 MHz de salida, que son amplificados y filtrados, para pasar a un buffer que está controlado por el manipulador: al bajarlo le damos tensión, transfiriendo la señal a la etapa de potencia, que en este caso tiene un BD139 trabajando en clase C, obteniendo 1,5 Watt a la salida. Acompañan a este sistema un monitor de manipulación y un delay, que cambia de recepción a transmisión al bajar el manipulador y luego de un tiempo que podemos programar a gusto regresa a recepción. Paso ahora a detallar los circuitos en forma individual: VXO: Una de las cosas que más me preocupaba era el oscilador. Los libres de bobina y capacitor son inestables y difíciles de ajustar y es necesario estabilizarlos, lo que lleva a una enorme complicación. Guille (LW4DZC) tiene un transceptor maravilloso hecho con un resonador cerámico de 4 MHz y una FI de 11 MHz. Consultando con proveedores veo que estos cristales son difíciles de obtener y no está asegurada su provisión en el tiempo. Intento entonces con un resonador de 11,059 MHz pero es un fracaso; no sólo oscilaba en cualquier lado sino que además se corría de frecuencia. ¿Qué hacer? Los cristales más próximos son los de 11,0592 MHz, de los que hay en cantidad y económicos, dado que los usan los microprocesadores de Atmel, pero... ¿cómo desplazar casi 50 KHz un cristal? La solución llega desde Suiza, donde Norbert Litz (HB9BWY) obtiene grandes desplazamientos montando dos choques axiales uno al lado del otro. Mientras más cerca están entre sí más desplazamiento obtenemos. Hice una prueba y resultó más satisfactoria de lo que imaginaba: ¡casi 60 LW

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KHz de desplazamiento de la frecuencia fundamental! Y lo mejor de todo: donde uno lo dejaba se quedaba quieto sin moverse. Para lograr esto tuve que acercar los dos choques con una pinza, si los separaba se iba el efecto y no se movía más de 10 KHz, como un VXO común y corriente.

En la figura 2 podemos ver el diagrama esquemático del VXO, que está armado en torno a Q1 como un simple oscilador, pero con capacidades de realimentación pequeñas para que resulte más “blando” y se pueda desplazar de frecuencia con facilidad. Para modificar la frecuencia tenemos un trimmer de 60pF que funciona como enclavador, asociado a un humilde 1N4007 que funciona como varicap. Este diodo es alimentado por un circuito que linealiza su variación de capacidad y que consta de un zener de 4V7 y un par de resistencias. Si no estuviera este sistema la sintonía variaría mucho en el primer cuarto de vuelta del potenciómetro y casi nada en los tres cuartos restantes. Mezclador Balanceado: Este es un circuito que popularizó Doug de Maw , W1FB (SK) y es tan simple como efectivo. Trabaja con un transistor buffer (Q2) que genera en la salida de T1 (transformador trifilar, ver figura 3) dos ondas iguales pero de fase invertida. En condiciones de equilibrio, que se logra ajustando el preset de 100 ohm y el trimmer de 30 pF del divisor capacitivo, no tengo señal alguna a la salida. Al ingresar por el punto medio de T1 otra frecuencia, se produce la mezcla y obtengo FVXO + F2 y FVXO – F2. En este caso F2 puede ser 1) en recepción: la señal de 7 MHz de la estación que estamos sintonizando y que viene del amplificador de recepción montado sobre Q3 y Q4. Ingresa al mezclador y sale como Frecuencia Intermedia en 4 MHz. 2) en transmisión la señal del generador de portadora, generada por Q5, que entra al mezclador y sale como señal de transmisión en 7 MHz, siendo amplificada hasta la salida de 1,5 Watt. Entrada recepción: Aquí tenemos que las señales de radiofrecuencia que ingresan a la antena son LW

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filtradas por un juego de bobinas y capacitores que dejan pasar solamente las más cercanas a los 7 MHz, eliminando o atenuando el resto. Las bobinas están fabricadas (ver figura 4 ) con varillas redondas de madera de 10mm de diámetro, en las que se bobinan 32 espiras de alambre de transformador de 0,50mm y se le practica una derivación en la espira Nº8 a partir de masa. Notarán que las bobinas están marcadas con las letras “C, D y F” que significan “lado caliente”: el que va al capacitor de paso de 4,7pF. “lado frío”, que es el que va a masa o a un capacitor de 0,1uF cerámico que va a masa y “derivación”. Si confundimos estas conexiones no funcionará bien. En la figura 5 vemos la curva de respuesta de este filtro, tomada con un generador de RF y una sonda, como explicaré más adelante.

Luego del filtro, las señales seleccionadas son ingresadas a un amplificador comprendido por los transistores Q3 y Q4. La salida de baja impedancia de este amplificador de radiofrecuencia ingresa al mezclador balanceado, para batirse con la señal del VXO y convertirse en la frecuencia intermedia de 4MHz. Frecuencia Intermedia: Del mezclador salen dos señales: f(in) + VXO y f(in) – VXO. El transistor Q6 (figura 6) amplifica ambas y son ingresadas a un filtro de cristal, que tiene una curva de respuesta muy estrecha, como la de la figura 7. Normalmente se utilizaría un filtro escalera de 4 cristales, pero en los de 4 MHz hay que ajustar muy bien las impedancias de entrada y salida, porque tienden a tener un “ripple” (rizado) muy pronunciado, siendo difícil su ajuste para un recién iniciado en la radiofrecuencia. Como este equipo tiene la intención de ser sencillo, probé con un solo cristal y la verdad, anda muy bien, logrando buen rechazo de señales adyacentes y lo que es más importante, se escucha una sola nota de batido. Me explico: en los receptores de conversión directa escuchamos 2 señales de batido, esto es, la misma estación dos veces, una por encima y otra por debajo de la portadora, que sería el batido cero. Como vemos en la figura 7, la frecuencia imagen cae en una zona donde el filtro la atenúa casi totalmente, por lo tanto escuchamos una sola vez, y en su lugar a la estación que nos interesa. LW

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Del filtro de cristal pasamos a un amplificador de radiofrecuencia: Q7, que está conectado a Q8 por medio de un preset. Este sistema se utiliza para ajustar la máxima ganancia del sistema. Si lo ponemos al máximo (mínima resistencia) probablemente el equipo aúlle o se escuche con autooscilaciones. Como la máxima ganancia es muy variable, dependiendo de los transistores utilizados y del armado del equipo, coloqué un preset para hacerlo más sencillo: le damos hasta lo máximo que dé. Detector de producto: Q8 maneja el detector de producto, que es un mezclador, donde por un lado tenemos una señal del oscilador de batido (Q9 y Q10) y por el otro la señal de frecuencia intermedia. La diferencia entre ellas es el tono de audio. Como vemos en la figura 7, la señal que deja pasar el filtro está en 3,999500 MHz. Si la mezclamos con una señal de 4,000300 MHz del oscilador de batido tendremos a la salida un tono de audio de 800 Hz, que es la señal telegráfica que escuchamos en el parlante. Esta señal la podemos desplazar unos pocos hercios por encima y por debajo para variar el tono de la nota de batido, esto se hace con un varicap (en realidad un diodo 1N4007) en el circuito de sintonía del oscilador, gobernado por un potenciómetro identificado como “Clarificador”. Amplificador de audio: Vemos su circuito en la figura 8. Está compuesto por un transistor amplificador de audio (Q16) y un confiable y económico TDA2002. Notamos que el 2002 está alimentado por medio de un estabilizador de tensión Q17, esto es porque me ha pasado que en algunos equipos oscilaba aún con volumen bajo. Investigando el tema vi este sistema y lo adopté, eliminando de raíz el problema. Monitor de manipulación: Cando transmitimos debemos tener un “retorno” de la señal telegráfica que estamos emitiendo. Esto lo logramos inyectando un tono de audio (de 800 Hz más o menos) en el amplificador de audio, para que salga por el parlante. Está armado en torno al integrado IC2, un LM555 que vemos en la figura 9, conectado como multivibrador astable, que genera una nota de audio que podemos controlar a nuestro gusto (más aguda o más grave) con un preset. También podemos controlar el volumen del monitor en el parlante. El encendido de este oscilador está conectado a un circuito en torno a Q14, que genera una tensión +K (Keyed) cuando se baja el manipulador. Al suceder esto se conmuta el relay de Rx-Tx por medio de Q15, y se restablece a recepción luego de un tiempo (delay) ajustable por el preset de 50K. El relay conmuta la antena y la tensión de recepción (+Rx) y la de transmisión (+Tx). Generador de portadora: La señal de entrada, o sea, la estación que estamos escuchando, se mezcla con el VXO y se transforma en una señal de 3,999500 MHz, que es la que deja pasar el filtro de frecuencia intermedia. Si nosotros transmitimos y pretendemos que nos escuche, debemos hacerlo en la misma frecuencia, para eso utilizamos, en transmisión, un oscilador que nos genere 3,999500 MHz, para mezclarlos con el VXO y transmitir en la misma frecuencia en que recibimos a nuestro corresponsal. Utilizamos para esto un oscilador tipo paralelo (Q5 en la figura 2) que nos permite bajar la frecuencia del LW

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cristal. Normalmente con los valores dados de capacidad (47pF) no hay problema, pero si se desea un ajuste fino se puede reemplazar uno de ellos por un trimmer de 120pF. Esta frecuencia se ingresa al mezclador balanceado. Amplificador de salida: En la figura 10 podemos ver el circuito del mismo. La mezcla de las señales del VXO y del oscilador de portadora ingresan a un transistor (Q11) en cuyo colector hay un filtro de 7 MHz idéntico al de recepción, cuya salida está conectada a un amplificador en clase A (Q12) que por medio de un transformador adaptador (T3) lleva su energía al transistor de salida (Q13), un BD139 trabajando en clase C que luego de un filtro que adapta las impedancias y elimina las armónicas indeseadas nos entrega 1,5 Watts a la antena. El transistor Q12 tiene el colector conectado a la salida +K (keyed) por lo que la señal de 7 MHz que tenemos en su base pasa a la salida solamente cuando el manipulador está bajo, teniendo de este modo una señal telegráfica limpia, sin corrimientos o chirridos. El transformador está hecho con 24 espiras de alambre de 0,50mm para el bobinado del colector (A-B) y 6 espiras de cablecito aislado de instalación telefónica para el bobinado de la base (C-D) sobre un toroide de fuente de PC de media pulgada. El transistor de salida está siempre conectado a la tensión, para evitar chirridos de conmutación si lo alimentamos a través del relay, dado que si no tiene excitación permanece al corte, como si no existiera, encendiéndose cada vez que le llega señal al ritmo del manipulador por medio de Q12 y T3. El choque de colector se realiza con 20 espiras de alambre de 0,50mm bobinadas sobre un ferrite toroidal de más o menos media pulgada de diámetro. Debemos ajustar muy cuidadosamente el filtro de 7 MHz de transmisión, porque el amplificador puede “engancharse” con la armónica del generador de portadora, de 7,999 MHz, viendo en el medidor de salida que hay potencia, pero no nos contesta nadie, al estar recibiendo en 7 MHz y contestando en 8 MHz. Esta es una falla muy común en equipos QRP sencillos, les conectamos el medidor de potencia y marca muy bien, pero llamamos y no nos contestan o nos dicen que nos escuchan bajo. Esto es porque el medidor de potencia no discrimina la frecuencia que está saliendo, pudiendo marcar por ejemplo, 2 Watts, y sólo 100 mW pueden estar en la frecuencia que nos interesa, siendo el resto oscilaciones o restos indeseados de mezclas anteriores mal filtradas. Por eso, este equipo es sencillo, pero no tanto como para que funcione mal, es preferible perder un poco de tiempo bobinando un filtrito que desechar el equipo ya armado porque no funciona. La salida está acoplada a la antena por dos bobinitas de 1 microhenry, que se hacen con 20 espiras de alambre de 0,70mm bobinadas sobre una mecha de 9 mm. Ajuste de los filtros: Para ajustar los filtros pasabanda propongo armar una sonda como la de la figura 11, que consiste en un oscilador a cristal. Uno de 7 MHz sería perfecto, sino uno de 7,16 de TV color puede servir para un ajuste inicial y luego lo retocamos un poco. La salida del oscilador la conectamos a la entrada del filtro (derivación) y la sonda a la salida del filtro (derivación de la segunda bobina). Con un tester analógico en la escala de 0,5V ajustamos los trimmer hasta obtener la máxima salida. Es necesario este método porque corremos el riesgo al ajustarlo en transmisión, que se enganche en la armónica del oscilador de portadora. Ajuste en recepción: Dejamos el clarificador a la mitad de su recorrido y sintonizamos una estación. Ajustamos el trimmer del oscilador de batido (Q10) para lograr una recepción nítida. Movemos el clarificador a izquierda y derecha para comprobar que el tono de audio sube y baja de frecuencia. Ajuste del mezclador balanceado: LW

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Alimentamos solamente el VXO y colocamos la sonda de diodos de la figura 11 en los bornes de la inductancia de 1 mHy de la salida del mezclador. Con el tester analógico a su máxima sensibilidad (0,1VDC) desplazamos el preset de 100 ohm hacia un lado y el otro para verificar que la aguja del tester marque algo. Luego, la ubicamos en el punto donde marque menos y ajustamos el trimmer de 30 pF hasta que no marque nada. Las figuras 12 y subsiguientes nos muestran las plaquetas y la distribución de componentes. Espero se entusiasmen con este proyecto y lo lleven a cabo, dado que estoy seguro que les dará muchas satisfacciones. LISTA DE MATERIALES: 1 Cristal de 11,0592 MHz 3 Cristales de 4 MHz 1 relay doble inversor 12 transistores BC547 1 transistor TIP 31 C 2 transistores BD 139 1 transistor BC327 1 transistor BC337 1 integrado TDA 2002 1 integrado LM 555 2 choques axiales 10 uHy 1 choque axial 1 mHy 1 potenciómetro 10 K log 2 potenciómetros 10 K lin 4 ferrites toroidales +/- 1/2 pulgada 4 diodos 1 N 4007 2 diodos zener 4V7 1W 1 diodo zener 36 V 1 W 5 diodos 1 N 4148 1 preset 100 ohm horizontal 1 preset 250 ohm horizontal 1 preset 1 Kilohm horizontal 1 preset 1 Kilohm vertical 2 preset 10 Kilohm horizontal 1 preset 50 Kilohm horizontal 1 trimmer 30 pF 6 trimmer 60 pF Resistencias ¼ watt: 2 1 ohm 3 10 ohm 6 39 ohm 15 100 ohm 8 220 ohm 4 470 ohm 15 1 K ohm 7 2,2 K ohm 1 2,7 K ohm 2 3,3 K ohm 9 4,7 K ohm 2 10 K ohm 3 27 K ohm 5 47 K ohm 2 100 K ohm Capacitores electrolíticos: 4 470 uF x 16 V 6 100 uF x 16 V 1 47 uF x 16 V 5 10 uF x 16 V Capacitores cerámicos: 33 0,1uF (104) 6 0,01uF (103) 1 0,0022uF (222) 2 0,001uF (102) 2 470 pF (471) 2 150 pF (151) 1 100 pF (101) 6 82 pF 3 56 pF 3 47 pF 2 27 pF 1 12 pF 2 4,7 pF Varios: Plaquetas, perillas, gabinete, fichas, parlante, etc.

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TRANSCEPTOR DE BLU PARA RADIOAFICIONADOS “NOVICIO”

Dentro de la Electrónica hay varias ramas que concitan el interés de los aficionados; el audio, la informática, el control industrial, automatismos y la que a mí me atrapó hace tiempo: las comunicaciones. Para iniciarse en este apasionante hobby es necesario un equipo fundamental, como es el transceptor, para poder hablar y escuchar a otros colegas. Si bien hay equipos comerciales, a veces por necesidad económica, otras por la satisfacción de salir al aire con “su” equipo, me consultan por un transceptor elemental para la banda de 80 Metros, que es la indicada para la categoría Novicio. Si bien no es un proyecto sencillo, tampoco es imposible de hacer para un aficionado medianamente acostumbrado al soldador, pero para llegar a buen puerto hay que conocer muy bien la teoría de funcionamiento y detalles de ajuste, temas que desarrollaremos en el presente artículo: LW

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Diagrama en Bloques:

En la Figura 1 tenemos el diagrama en bloques del transceptor y en la Figura 2 el diagrama esquemático de la Placa Madre. Si comenzamos con el receptor vemos que la antena se conecta por medio de un relay que está en la plaqueta de salida a un filtro paso de banda fabricado con dos bobinas y sus capacitores asociados. Este conjunto deja pasar solamente una porción de frecuencias comprendidas más o menos entre los 3,5 y 3,8 Megaherz, en el medio de la cual se encuentran la mayoría de las transmisiones de BLU, mayoritariamente entre 3,62 y 3,72 MHz. El resto de las frecuencias es totalmente atenuado.

Este estrecho margen de frecuencias que nos interesan es amplificado por los transistores Q1 y Q2, para elevar el nivel de la señal y adaptar su impedancia a la entrada del Mezclador Balanceado, formado alrededor de Q3 y T1. Este Mezclador es bidireccional, y sirve tanto para el transmisor como para el receptor, simplificando el circuito sin perder calidad. El mezclador balanceado toma la señal del Oscilador de Frecuencia Variable y por medio de Q3 la amplifica y la lleva a T1, que es un transformador trifilar, que entrega dos salidas desfasadas 180º entre sí. Estas salidas van, por medio de dos diodos, a un preset, que al estar en un punto de equilibrio, anula la señal del OFV en la salida, o sea, sobre la inductancia de 1mHy. Con esto se logra la idea del mezclador balanceado, que es que la señal LW

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del OFV no se haga presente a la salida. Si por el punto medio ingresa una señal, por ejemplo, de 3,65 MHz, se produce un batido o heterodinado entre las dos frecuencias, logrando a la salida la suma y la resta de ambas, pero la señal del OFV no aparece. La suma del OFV y la señal de entrada amplificadas por Q4 dan una Frecuencia Intermedia de 8 MHz, que es seleccionada por un filtro a cristal tipo escalera, realizado en base a 4 cristales económicos y fáciles de adquirir. Este es un filtro muy estrecho, que deja pasar solamente la señal que nos interesa, atenuando todas las demás. Es gracias a este filtro que podemos hacer un receptor selectivo con elementos tan sencillos.

Luego del filtro, la señal de FI es amplificada por Q5 e ingresada a Q6, que excita el transformador trifilar del detector de producto. Este detector funciona mezclando las señales que salen del filtro de FI con un Oscilador de Batido de 8 MHz formado por Q15 y Q8. El principio del mismo es simple: recuerden que en BLU no hay portadora, por lo que si escuchamos la señal en un receptor común sonará más o menos como un pato. El oscilador de batido reinyecta la portadora para recuperar el audio original. Por eso debe sintonizarse en el punto de “batido cero”. Si lo pasamos para un lado suena una voz muy aguda y si lo pasamos para el otro lado sale cada vez más grave y se hace ininteligible. El transistor Q7 se encarga de amplificar las débiles señales de audio recuperadas anteriormente en el detector de producto. La salida de éste transistor se conecta por un cable blindado a otra placa, denominada Etapa de Audio, que vemos en la Figura 3, en la cual tenemos el potenciómetro de volumen que va a un amplificador de audio TDA2002. La alimentación de éste se hace por medio de un estabilizador de tensión hecho con un BC548 y un BD139, para asegurarnos un alto volumen sin distorsiones o auto oscilaciones molestas. La salida del TDA2002 va a un pequeño parlante. LW

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Para tener una idea de la intensidad de las señales recibidas hay también en la placa de audio un circuito auxiliar desarrollado a partir de un operacional TL071 que las amplifica y las lleva a un rectificador, para

transformarlas en tensión continua. Con esto tenemos una idea de cuán fuerte nos llega nuestro corresponsal, mientras más señal pone en antena más tensión tengo a la salida del rectificador. La salida de éste va a un diodo 1N4007 por

medio de una resistencia de 220 ohm, transformando el conjunto en un Amplificador Logarítmico (recordemos que las señales de radio se miden en Unidades S, y la relación entre ellas es logarítmica). Del diodo sale un preset para poder

ajustar el vúmetro utilizado como “S – meter” a fondo de escala. LW3D

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En la Figura 4 tenemos el circuito del Oscilador de Frecuencia Variable. Uno de los problemas básicos a los que se enfrenta el aficionado a los equipos caseros es la estabilidad del OFV. Los equipos comerciales tienen sistemas llamados PLL (Phase Locked Loop) o lazo de enganche de fase que mantienen la frecuencia del oscilador con tolerancias de apenas Hercios, si nosotros pretendemos hacer lo mismo se nos complicaría enormemente el diseño. Por otra parte, si hacemos un oscilador a bobina y capacitor la deriva de frecuencia (drift) sería intolerable y LW

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si lo hacemos a cristal no nos podemos mover de la frecuencia. Aquí ofrezco un paso intermedio: el resonador cerámico, que tiene la ventaja de una buena estabilidad y se puede desplazar de frecuencia fácilmente. Pueden utilizarse resonadores de 4,43 MHz (portadora de color europea) o filtros de 4,5 MHz (FI de sonido de TV, aumentando la inductancia a 10 uHy). El oscilador es simple y la sintonía se logra por medio de un capacitor variable de radio portátil. Está estabilizado por un zéner de unos 10V (9V6 también funciona) y tiene un buffer de salida para alimentar tanto al transmisor como al display digital publicado en la revista Nº229. Acoplado al resonador hay un capacitor de 2p2 que junto a un 1N4007 utilizado como varicap provocan el desplazamiento de frecuencia necesario para el RIT (Receive Incremental Tuning) o Clarificador de Recepción, que se utiliza para compensar pequeños desajustes en la sintonía entre las estaciones, por si alguna se escucha “desplazada”. En la práctica este VFO hay que dejarlo caminar unos 10 minutos, donde en los dos o tres primeros se corre bastante, luego menos, hasta que se estabiliza y se queda quieto. Por supuesto, debe armarse en una cajita cerrada aparte, a salvo de las diferencias de temperatura, que provocan el corrimiento del mismo. La inductancia de 4,7uHy en serie con el resonador lo “ablanda” para poder variar bastante su sintonía sin perder estabilidad. Puede que sea necesario cambiar el valor de la inductancia, o agregar un capacitor en paralelo para llegar al rango de sintonía necesario, que está entre 4,38 MHz (+ 3,620 MHz = 8 MHz) y 4,28 MHz (+ 3,720 MHz = 8 MHz). En la parte transmisora, comenzamos con el micrófono, que es uno del tipo electret de dos patas, de los comunes de radiograbador. Un operacional TL071 amplifica la señal, que es regulada por medio de un preset de 50K, cuidando de no “pasarse” de audio, para que éste salga limpio. La salida de audio amplificada ingresa a un Modulador Balanceado. Si han tenido la oportunidad de operar un transmisor de BLU habrán notado que si apretamos el pulsador y no hablamos, no hay potencia a la salida. Si hablamos suavemente sale un poco y si le silbamos al micrófono entrega toda su potencia. Esto es porque la BLU es una forma de modulación de amplitud. Sin audio no hay portadora. Esta portadora de 8MHz la genera el transistor Q9 y la envía al transistor Q10 que alimenta el transformador trifilar T3. Con el preset a la salida de éste buscamos el punto de equilibrio, es decir, que sin audio no haya portadora a la salida. Cuando hablamos por el micrófono desequilibramos el puente, y tenemos a la salida las dos bandas laterales, la superior y la inferior (8 MHz + el audio y 8 MHz – el audio). Esta señal de DBL (Doble Banda Lateral) es amplificada por Q11, que también adapta la impedancia para entrar al filtro de cristales. Como la portadora está por encima de la curva de respuesta del filtro (8.000.600 Hz típicamente), el filtro deja pasar solamente la Banda Lateral Inferior, eliminando la Superior. Esta BLI ingresa a un amplificador con el transistor Q12, que a su vez adapta la impedancia para ingresar al Mezclador Balanceado. Aquí tenemos la señal de BLI en 8 MHz, la cual es mezclada con otra de, supongamos, 4,33 MHz, proveniente del OFV. A la salida del mezclador obtendremos dos señales: una de (8 + 4,33 = 12,33 MHz) y otra de (8 – 4,33 = 3,67 MHz). Estas dos señales son amplificadas por los transistores Q13 y Q14, cuya salida es ingresada al filtro pasobanda, que deja pasar solamente la de 3,67 MHz, rechazando completamente la otra. Esta señal de 80 M en BLI es llevada a la etapa de salida,(ver figura 5) que la llevará a una potencia entre 6 y 8 Watts a una impedancia de 50 ohm, para alimentar una antena. Ingresa a un BD139 en clase A, que la amplifica y adapta su impedancia con la entrada del próximo BD139, que trabaja en AB1, para darle linealidad a la señal. Esta adaptación se realiza con un transformador hecho sobre un toroide de más o menos media pulgada, que puede extraerse de un TV, PC o lámpara bajo consumo (estos son los mejores). Lleva 24 espiras de alambre de transformador de 0,50 del lado del Colector, y 6 espiras del lado de la Base del otro transistor.

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La salida del segundo BD139 excita un FET tipo IRFZ44N trabajando en su zona lineal, esto es, hay que poner un amperímetro en el +12V y excitar el relay de T/R (poniendo la pata PTT a masa). El preset de ajuste de corriente debe estar todo hacia el lado de masa. Lentamente comienza a girarse hacia el lado de 5V6 y se detiene cuando la corriente en el amperímetro haya aumentado 50mA con respecto a la que estaba con el preset a masa. El transformador de salida en este caso es bifilar, con dos bobinados de 20 espiras cada uno de alambre 0,50 sobre un toroide también de media pulgada más o menos. La salida de este transformador va a un filtro realizado con capacitores de 500V de aislamiento como mínimo, conviene poner dos capacitores para formar el valor, porque en radiofrecuencia tienen pérdidas y tienden a calentar. En la figura 6 vemos un detalle de construcción de los transformadores y su conexión, porque un defecto común en armadores noveles es el errarle a las conexiones del transformador, entonces el equipo probablemente funcione, pero mal, y es difícil encontrarle el defecto. En la figura 7 hay un detalle de las bobinas, tanto las de entrada como las de salida. Están bobinadas sobre una maderita cilíndrica de 10mm de diámetro, que se consigue en las ferreterías. Si no tienen madera pueden usar una formita de plástico del mismo diámetro.

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Para armar este equipo no solamente hace falta comprar algunos materiales, otros es más fácil conseguirlos de desarmes, como por ejemplo los toroides, que se sacan de una lámpara bajo consumo; el capacitor variable del OFV, que se extrae de una radio a transistor vieja y el resonador cerámico o filtro del OFV, que se desguaza de un televisor en desuso. Una vez armado todo el conjunto se procede a calibrarlo. Para ello hacen falta un par de circuitos auxiliares, que vemos en la Figura 8. El primero es un oscilador, que por medio de un cristal nos da una frecuencia dentro de la banda de 80M. El segundo es una sonda de radiofrecuencia, la cual es acoplada a un tester analógico (de aguja) para poder ajustar los mezcladores balanceados y los circuitos sintonizados. Lo primero que hay que hacer es llevar el OFV a la frecuencia de trabajo, esto se hace con un frecuencímetro o escuchando la portadora del oscilador en un receptor banda corrida (de otro radioaficionado o el del Radioclub). Recordemos que debe desplazarse entre 4,38 y 4,28 MHz. Tomamos la sonda de RF y la conectamos al emisor de Q2. Acoplamos la salida del oscilador auxiliar con el cristal a la antena y regulamos los trimmers que están con las bobinas del filtro pasobanda hasta lograr la máxima desviación de la aguja del tester. Desconectamos el oscilador y conectamos la sonda de RF al colector de Q4. Debemos ahora mover el preset que está con el transformador T1 hasta lograr la mínima lectura en el tester, mientras más cercana a cero, mucho mejor. Si ahora conectamos el oscilador a la antena, veremos un desplazamiento de la aguja del tester. Ahora hay que conectar la antena y sintonizar alguna estación de radioaficionado. Debemos mover el trimmer del cristal que está con Q15 hasta lograr una recepción agradable al oído, ni muy grave ni excesivamente aguda. Ajustamos ahora la parte del transmisor, poniendo la toma PTT a masa para activar el relay Tx/Rx a la posición Tx. Ponemos la sonda en el colector de Q11 y retocamos el preset que está con T3 para lograr una mínima lectura en el tester. Hablamos por el micrófono y tenemos que ver cómo se desplaza la aguja del tester de acuerdo a lo que hablamos. Sólo resta escuchar la transmisión en un receptor y ajustar los preset del TL071 para el volumen de micrófono y el de Emisor de Q13 para ajustar la señal de salida. Si lo ponemos a fondo tendremos mucha ganancia de RF pero también se hará presente alguna oscilación indebida, hay que encontrarle el punto justo. El último ajuste que nos queda es el trimmer del cristal que está con Q9. Hay que ubicarlo tentativamente en 8.000.600 Hz y de allí proceder al ajuste fino escuchando la modulación con un receptor. LW

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En las figuras 9 y 10 tenemos la placa y los componentes de la Etapa de Audio. En las figuras 11 y 12 el circuito impreso y los componentes de VFO, en las figuras 13 y 14 la Placa Madre y en las figuras 15 y 16 la placa y vista de componentes de la etapa de salida. Este equipo, no obstante su sencillez, me ha dado enormes satisfacciones, con excelentes reportes de señal y audio. Vale la pena animarse a construirlo.

Placa madre lado componentes

Placa de audio lado componentes

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Oscilador lado componentes

Placa de salida lado componentes

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Placa de audio en espejo (para plancha)

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Placa principal en espejo (para plancha)

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Placa de salida en espejo (para plancha)

Placa del oscilador en espejo (para plancha)

Lista de Materiales: 1 Relay doble inversor de 12V 6 Núcleos toroidales de media pulgada 1 Capacitor variable de radio AM 1 Resonador 4,43M o filtro 4,5M 2 Circuitos Integrados TL071 1 Circuito Integrado TDA 2002 1 MOSFET de potencia IRFZ44N 3 Transistores bipolares NPN BD139 12 Diodos 1N4148 ó 1N914 5 Diodos 1000VPI 1A 1N4007 17 Transistores BC548 (NPN) 1 Transistor BC558 (PNP) 1 Diodo Zener 5,6 V 1W 1 Diodo Zener 10V (ó 9,6V) 1W 1 Inductancia 4,7 uHy 2 Inductancias 1mHy (1.000 uHy) 2 Trimmer 60pF 2 Trimmer 30pF Capacitores: 1 470 uF x 16V 1 220 uF x 16V 9 100 uF x 16V 1 47 uF x 16V 5 10 uF x 16 V 3 2,2 uF x 16 V 42 0,1uF cerámicos 2 0,1uF poliéster 11 0,01uF cerámicos 3 2,2 nF “ 1 1,2 nF x 500V 2 680 pF x 500V LW

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2 470 pF 2 220 pF 6 100 pF 1 12 pF 1 2,2 pF Atención a los cerámicos: 0,1 uF = 104 0,01 uF = 103 2,2 nF = 222 470pF = 471 100pF = 101 Resistencias: 2 Preset 100 ohm 1 Preset 500 ohm 2 Preset 1 K 2 Preset 10 K 1 Preset 50 K 2 Potenciómetros 10K A 3 1 ohm 1 2,7 ohm 2W 2 10 ohm 10 39 ohm 1 68 ohm 13 100 ohm 14 220 ohm 2 270 ohm 1 330 ohm 6 470 ohm 14 1 K 1 1 K 8 6 2 K 2 4 2 K 7 5 3 K 3 8 4 K 7 12 10 K 1 22 K 3 27 K 3 47 K 1 68 K 4 100 K

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