Módulo Electrónica Básica

MODULO ELECTRÓNICA BÁSICA

1

PEDRO TORRES SILVA

UNIVERSIDAD NACIONAL ABIERTA Y A DISTANCIA UNAD FACULTAD DE CIENCIAS BÁSICAS E INGENIERÍA

PROGRAMA INGENIERÍA ELECTRÓNICA BOGOTA

2006

1 Replica del primer transistor, desarrollado en Bell Labs, en 1947.

Electrónica Básica 2

GUÍA DIDÁCTICA ELECTRÓNICA BASICA @Copyright Universidad Nacional Abierta y a Distancia ISBN 2006 Centro Nacional de Medios para el Aprendizaje Primera revisión Julio 20 de 2007

Electrónica Básica i

INDICE

INTRODUCCIÓN

I. FUNDAMENTO DE LOS SEMICONDUCTORES 1. Diodos Semiconductores 1.1. Diodo Ideal 1.2. Materiales semiconductores, niveles de energía y materiales extrínsecos. 1.3. Diodo semiconductor. 1.4. Circuitos equivalentes para diodos. 1.5. Capacitancia de transición y difusión 1.6. Tiempo de recuperación inverso. 1.7. Hoja de especificaciones, pruebas de diodos. 1.8. Diodos zener y diodos emisor de luz.

2. Aplicaciones de Diodos

2.1. Análisis por medio de la recta de carga. 2.2. Aproximación de diodos. 2.3. Configuraciones de diodos en serie con entradas DC. 2.4. Configuración de diodos en paralelo y serie – paralelo. 2.5. Rectificación de media onda y rectificación de onda completa. 2.6. Circuitos recortadores, sujetadores, diodo zener y multiplicadores de

voltaje.

3. Transistores bipolares 3.1. Construcción y operación de transistores. 3.2. Configuración en base común. 3.3. Acción de amplificación del transistor. 3.4. Configuración en emisor común. 3.5. Configuración en colector común. 3.6. Límite de operación, hoja de especificaciones, pruebas de transistores.

4. Polarización DC del transistor BJT 4.1. Punto de operación. 4.2. Circuito de polarización fija. 4.3. Circuito de polarización estabilizada por emisor. 4.4. Polarización por divisor de voltaje. 4.5. Polarizaciones DC con retroalimentación de voltaje. 4.6. Diversas configuraciones de polarización. 4.7. Operaciones de diseño. 4.8. Redes de conmutación con transistores. 4.9. Estabilización de polarización.

II. FET Y OTROS DISPOSITIVOS PNPN

Electrónica Básica ii

5. Transistores de efecto de campo – FET. 5.1. Construcción y características de los JFET 5.2. Característica de transferencia. 5.3. Especificaciones de JFET 5.4. MOSFET de tipo decremental e incremental. 5.5. Manejo de MOSFET. 5.6. VMOS (Vertical Metal Oxide Silicon) 5.7. CMOS (MOS con arreglo complementario).

6. Polarizaciones del FET 6.1. Configuración de polarización fija. 6.2. Configuración de auto polarización. 6.3. Polarización mediante divisor de voltaje. 6.4. MOSFET de tipo decremental. 6.5. MOSFET de tipo incremental. 6.6. Redes combinadas. 6.7. Diseño 6.8. FET de canal –P y curva de polarizaciones para JFET.

7. Dispositivos pnpn y otros 7.1. Introducción 7.2. Diodos de cuatro capas

7.2.1. SIDAC 7.2.2. SBS

7.3. SCR 7.4. Activación o disparo y bloqueos de los tiristores.

7.4.1. Activación o disparo de un tiristor. 7.4.2. Bloqueo de un tiristor.

7.5. Regulación en potencia de un SCR. 7.6. Variantes del SCR.

7.6.1. Foto-SCR o LASCR 7.6.2. GTO 7.6.3. PUT 7.6.4. TRIAC 7.6.5. TRIAC con acoplado óptico

7.7. El transistor UJT ó de uniunión. 7.7.1. Funcionamiento de un UJT 7.7.2. Oscilador de relajación con UJT

7.8. Algunas aplicaciones típicas de los tiristores. 7.8.1. Regulación de luz 7.8.2. Control de velocidad de motores 7.8.3. Control de calor con sensor de temperatura.

Electrónica Básica iii

INTRODUCCION

La finalidad de este libro es didáctica y su edición se ha realizado para el uso de los estudiantes de los programas de Tecnología e Ingeniería Electrónica de la Universidad Nacional Abierta y a distancia – UNAD. Se recomienda que cada estudiante lea el artículo: “Fabricación de los circuitos integrados que mueven al mundo”.2

2 Anexo A del libro: Electrónica: Teoría de circuitos y dispositivos electrónicos.

PRIMERA UNIDAD FUNDAMENTOS DE LOS SEMICONDUCTORES

CAPITULO 1 1. Diodos Semiconductores

Mapa Conceptual


1.1. Diodo Ideal Nuestro primer elemento que estudiaremos es el DIODO, por su simplicidad y utilidad. Es por analogía similar a un interruptor eléctrico. Su uso va desde diseños sencillos hasta circuitos de gran complejidad. Además de presentar los detalles acerca de su fabricación y de sus características, se observaran las hojas de datos y las gráficas más relevantes que se encuentran en las hojas de especificaciones. Cuando un dispositivo tiene características perfectas lo conocemos como IDEAL. Luego, un diodo ideal es un dispositivo construido con dos terminales y con unas características tales como se muestran en las figuras 1.1a y 1.1b

Figura No. 1.1 Diodo ideal. (a) Símbolo; (b) Característica

El diodo ideal tiene características semejantes a las de un interruptor, permite la conducción de corriente en una sola dirección. En la dirección que indica la flecha en la figura 1.1a. Donde uno de sus terminales, el cual se llama ánodo, tiene aplicado un potencial positivo (indicado en la gráfica con el signo +), y en el otro terminal, el cual se llama cátodo, tiene aplicado un potencias negativo (indicado en la gráfica con el signo -). De esta forma, el diodo ideal cumple con lo siguiente:

KmAvIFVFRF /0/ = 0 Ω Circuito cerrado (1.1)

Donde, RF es el valor de la resistencia directa. VF es el valor del voltaje de polarización directa. IF es el valor de la corriente a través del mismo. K es cualquier valor positivo de corriente. Si invertimos la polarización, esto es al ánodo le aplicamos el potencial negativo y al cátodo el positivo, entonces se cumple con:

Circuito abierto (1.2)

+ ----

----

----

----

----

-

ID

+

ID

+

VD

0


Donde, RR es el valor de la resistencia inversa. VR es el valor del voltaje de polarización inversa. IR es el valor de la corriente a través del mismo. K es cualquier potencial de polarización inversa. Gráficamente podemos concluir:

a) Cuando un diodo ideal esta polarizado directamente tenemos un cortocircuito.

Figura No. 1.2

b) Cuando un diodo ideal esta polarizado inversamente tenemos un

circuito abierto.

Figura No. 1.3

Entonces nos quedan los siguientes interrogantes:

a) ¿Qué tan cercana será la resistencia en polarización directa o resistencia “de encendido” de un diodo real al valor ideal de cero ohmios?

b) ¿La resistencia en polarización inversa será lo suficientemente grande

para permitir una aproximación a un circuito abierto? 1.2. Materiales semiconductores, niveles de energía y materiales extrínsecos. La palabra semiconductor define en si misma la característica y se aplica normalmente a un rango de nivel entre dos límites. Los materiales se clasifican de acuerdo con la facilidad para permitir el flujo de carga o conductividad cuando una fuente de voltaje de magnitud limitada se aplica a sus terminales, así: conductores, si el flujo de carga es generoso; aislante o dieléctrico cuando ese flujo es nulo o casi nulo y semiconductor cuando el flujo de carga es mucho mayor al dieléctrico y mucho menor al de un conductor.


Entonces tenemos otro elemento que nos ayudará en la comprensión de este tema, la resistividad o resistencia al flujo de carga. Es una magnitud relacionada inversamente con la conductividad. Mientras mayor sea la conductividad del material menor será la resistividad del mismo. Se define la resistividad (ρ, letra griega rho) como la magnitud característica que mide la capacidad de un material para oponerse al flujo de una corriente eléctrica. También recibe el nombre de resistencia específica. Es la inversa de la conductividad eléctrica (σ, letra griega sigma). La resistividad se representa por ρ y se mide en ohmio·metro. La resistividad eléctrica de un material viene dada por la expresión R · S/l, donde R es la resistencia eléctrica del material, l la longitud y S la sección transversal. Si S= 1 cm2 y l= 1 cm. (Que equivale a un cubo de 1 cm. de lado), entonces la resistividad del material será:

)21/()1(*/* cmcmSlR

Donde, R equivale a la resistencia del cubo ρ equivale a la magnitud de la resistividad

Conductor Semiconductor Dieléctrico

ρ ≈10-6 Ω-m. Cobre ρ ≈ 50 Ω- cm. Germanio ρ ≈ 1012 Ω- cm. Mica

ρ ≈ 50 * 103 Ω- cm. Silicio

Tabla No. 1.1 Valores representativos de la resistividad.

Podemos observar en la tabla No. 1.1 los valores representativos de la resistividad para las tres categorías amplias de materiales. Nos centraremos en los semiconductores advirtiendo que el germanio (Ge) y el silicio (Si) no son los únicos dos materiales semiconductores, pero ellos son los que más se han trabajado en el desarrollo de dispositivos semiconductores. Pues estos materiales poseen una consideración especial, se pueden fabricar con un alto nivel de pureza. Se ha logrado una razón de una parte de impureza en diez mil millones de partes de material (1:10.000.000.000). Esto es fundamental, porque si los niveles de impurezas son mayores se puede pasar de un material semiconductor a uno conductor. La otra razón importante para que el silicio y el germanio sean tenidos en cuenta en la fabricación de semiconductores está en la habilidad para transformar significativamente las características del material en un proceso llamado dopaje. Además, pueden


ser modificados por otros métodos como la aplicación de luz o de calor.

Figura No. 1.4 Estructura atómica de un conductor: el cobre (Cu)

El silicio y el germanio tienen una estructura atómica bien definida que por naturaleza es periódica, es decir, que se repite continuamente. El patrón completo se denomina cristal y el arreglo periódico se denomina red. En un cristal puro de germanio o de silicio, los átomos están unidos entre sí en disposición periódica, formando una rejilla cúbica tipo diamante perfectamente regular. Cada átomo del cristal tiene cuatro electrones de valencia, cada uno de los cuales interactúa con el electrón del átomo vecino formando un enlace covalente. Al no tener los electrones libertad de movimiento, a bajas temperaturas y en estado cristalino puro, el material actúa como un aislante. Pero es posible que estos electrones adquieran suficiente energía cinética de origen natural para romper el enlace y asumir el estado de “libre”. El término libre manifiesta que su movimiento será muy sensible a la aplicación de potenciales eléctricos. Las causas naturales incluyen efectos como la energía luminosa en forma de fotones o energía térmica que proviene del entorno. El silicio tiene alrededor de 1,5 X 1010 portadores libres en un centímetro cuadrado de material intrínseco de silicio. Los electrones libres generados por causas naturales se denominan portadores intrínsecos. La comparación entre el germanio y el silicio con respecto a los electrones libres a temperatura ambiente es de 103 veces mayor en el germanio. El comportamiento del germanio y del silicio con el incremento de temperatura presenta una reducción de su resistencia. Esto es, tienen un coeficiente de temperatura negativo. Los cristales de germanio o de silicio contienen pequeñas cantidades de impurezas que conducen la electricidad, incluso a bajas temperaturas. Las impurezas tienen dos efectos dentro del cristal. Las impurezas de fósforo, antimonio o arsénico se denominan impurezas donantes porque aportan un


exceso de electrones. Este grupo de elementos tiene cinco electrones de valencia, de los cuales sólo cuatro establecen enlaces con los átomos de germanio o silicio. Por lo tanto, cuando se aplica un campo eléctrico, los electrones restantes de las impurezas donantes quedan libres para desplazarse a través del material cristalino. Por el contrario, las impurezas de galio y de indio disponen de sólo tres electrones de valencia, es decir, les falta uno para completar la estructura de enlaces interatómicos con el cristal. Estas impurezas se conocen como impurezas receptoras, porque aceptan electrones de átomos vecinos. A su vez, las deficiencias resultantes, o huecos, en la estructura de los átomos vecinos se rellenan con otros electrones y así sucesivamente. Estos huecos se comportan como cargas positivas, como si se movieran en dirección opuesta a la de los electrones cuando se les aplica un voltaje. En una estructura atómica aislada existen niveles de discretos de energía asociados a cada electrón en las diferentes orbitas del átomo.

Figura No. 1.5 Niveles de energía. En la figura No. 1.5 observamos que entre los niveles de valencia existen bandas de energía vacías, donde ningún electrón de la estructura atómica aislada puede permanecer. Cuando lo átomos de un material se unen para formar una red de estructura cristalina, existirá una interacción entre los átomos, donde los electrones de una orbita particular de un átomo posea un nivel de energía diferente a la del electrón de la misma orbita del átomo adyacente. Mientras mas distante se encuentre un electrón del núcleo, mayor será su estado de energía. Tal como lo vemos en la figura No. 1.4. Además, en la figura No. 1.6, se observa una región prohibida entre la banda de valencia y la

ENERGÍA

Banda de energía vacía

Banda de energía vacía

Nivel de valencia (Capa externa)

Segundo nivel (siguiente capa interna)

Tercer nivel (siguiente capa interna)

NUCLEO


banda de ionización. Donde ionización es el mecanismo por medio del cual un electrón puede absorber energía suficiente para escapar de la estructura atómica e ingresar a la banda de conducción. Aparece el término de electrón volts. El cual es la medida con la cual se mide la energía asociada a cada electrón. Definimos la energía como el producto entre voltaje y carga asociada a cada electrón y está dada en electrón voltios (eV).

Figura No. 1.6 Bandas de conducción y valencia.

Si sustituimos la carga de un electrón y una diferencia de potencial de 1 voltio en ese producto, obtendremos como resultado un nivel de energía referido como un electrón voltio. La energía se expresa también en joules y la carga de un electrón en 1,6 X 10-19 coulomb, entonces:

W= QV = (1,6 X 10-19 C) * (1 V) (1.3)

1 Ev= 1,6 X 10-19 J (1.4)

Cuando la temperatura es de 0 K o cero absolutos (-273,15 ° C), todos los electrones de valencia de un material semiconductor estarán ligados a la estructura atómica. Pero si la temperatura llegase a 300 K o 25 °C, un número alto de electrones de valencia habrán adquirido la suficiente energía para abandonar la banda de valencia, cruzar la banda de energía vacía definida por Eg e ingresar a la banda de conducción. En la figura No. 1.5 se estable una tabla para diferentes materiales semiconductores y el valor de Eg. Es evidente que a temperaturas ambiente existirán portadores libres, más que suficiente para mantener un flujo constante de carga o corriente.

ENERGÍA ENERGÍA ENERGÍA

Banda

conducción

Banda

conducción

Banda

conducción

Eg> 5 eV

Banda de valencia

Electrones libres

Eg

Las bandas se traslapan

Electrones de valencia ligados a la estructura atómica

Dieléctrico Semiconductor Conductor

Eg=1.1 eV (Si)

Eg= 0.67 eV (Ge) Eg=1.41 eV (GaAs)

Banda de valencia


Entre los semiconductores comunes se encuentran elementos químicos y compuestos, como el silicio, el germanio, el selenio, el arseniuro de galio, el seleniuro de zinc y el telururo de plomo. El incremento de la conductividad provocado por los cambios de temperatura, la luz o las impurezas se debe al aumento del número de electrones conductores que transportan la corriente eléctrica. En un semiconductor característico o puro como el silicio, los electrones de valencia (o electrones exteriores) de un átomo están emparejados y son compartidos por otros átomos para formar un enlace covalente que mantiene al cristal unido. Estos electrones de valencia no están libres para transportar corriente eléctrica. Para producir electrones de conducción, se utiliza la luz o la temperatura, que excita los electrones de valencia y provoca su liberación de los enlaces, de manera que pueden transmitir la corriente. Las deficiencias o huecos que quedan contribuyen al flujo de la electricidad (se dice que estos huecos transportan carga positiva). Éste es el origen físico del incremento de la conductividad eléctrica de los semiconductores a causa de la temperatura Un cristal de germanio o de silicio que contenga átomos de impurezas donantes se llama semiconductor negativo, o tipo N, para indicar la presencia de un exceso de electrones cargados negativamente. El uso de una impureza receptora producirá un semiconductor positivo, o tipo P, llamado así por la presencia de huecos cargados positivamente. Un cristal sencillo que contenga dos regiones, una tipo N y otra tipo P, se puede preparar introduciendo las impurezas donantes y receptoras en germanio o silicio fundido en un crisol en diferentes fases de formación del cristal. El cristal resultante presentará dos regiones diferenciadas de materiales tipo N y tipo P. La franja de contacto entre ambas áreas se conoce como unión PN. Tal unión se puede producir también colocando una porción de material de impureza donante en la superficie de un cristal tipo p o bien una porción de material de impureza receptora sobre un cristal tipo n, y aplicando calor para difundir los átomos de impurezas a través de la capa exterior. Al aplicar un voltaje desde el exterior, la unión PN actúa como un rectificador, permitiendo que la corriente fluya en un solo sentido. Si la región tipo P se encuentra conectada al terminal positivo de una batería y la región tipo N al terminal negativo, fluirá una corriente intensa a través del material a lo largo de la unión. Si la batería se conecta al revés, no fluirá la corriente.

Al combinarse los átomos de Silicio para formar un sólido, lo hacen formando una estructura ordenada llamada cristal. Esto se debe a los "Enlaces Covalentes", que son las uniones entre átomos que se hacen compartiendo electrones adyacentes de tal forma que se crea un equilibrio de fuerzas que mantiene unidos los átomos de Silicio.

Vamos a representar un cristal de silicio de la siguiente forma:


Figura No. 1.7 Representación de un cristal de silicio

Cada átomo de silicio comparte sus 4 electrones de valencia con los átomos vecinos, de tal manera que tiene 8 electrones en la órbita de valencia, como se ve en la figura No. 1.7. La fuerza del enlace covalente es tan grande porque son 8 los electrones que quedan (aunque sean compartidos) con cada átomo, gracias a esta característica los enlaces covalentes son de una gran solidez. Los 8 electrones de valencia se llaman electrones ligados por estar fuertemente unidos en los átomos.

El aumento de la temperatura hace que los átomos en un cristal de silicio vibren dentro de él, a mayor temperatura mayor será la vibración. Con lo que un electrón se puede liberar de su órbita, lo que deja un hueco, que a su vez atraerá otro electrón.


Figura No. 1.8 Movimiento de electrones libres.

A 0 °K, todos los electrones son ligados. A 300 °K o más, aparecen electrones libres, tal como leo expresamos anteriormente.

Esta unión de un electrón libre y un hueco se llama "recombinación", y el tiempo entre la creación y desaparición de un electrón libre se denomina "tiempo de vida".

Enlace covalente roto: Es cuando tenemos un hueco, esto es una generación de pares electrón libre-hueco.

Según un convenio ampliamente aceptado tomaremos la dirección de la corriente como contraria a la dirección de los electrones libres.

Figura No. 1.8a Grafica de movimiento de electrones en el silicio.


En la figura No. 1.8a vemos que los electrones libres (electrones) se mueven hacia la izquierda ocupando el lugar del hueco. Los electrones ligados (huecos) se mueven hacia la derecha.

Carga del electrón libre = -1.6x10-19 Culombios.

Carga de electrón ligado = +1.6x10-19 Culombios.

Semiconductores: Conducen los electrones (electrones libres) y los huecos (electrones ligados).

1.3. Diodo semiconductor.

Los semiconductores tipo p y tipo n separados no tienen mucha utilidad, pero si un cristal se dopa de tal forma que una mitad sea tipo n y la otra mitad de tipo p, esa unión PN tiene unas propiedades muy útiles y entre otras cosas forman los "Diodos".

El átomo pentavalente en un cristal de silicio (Si) produce un electrón libre y se puede representar como un signo "+" encerrado en un circulo y con un punto relleno (que sería el electrón) al lado. El átomo trivalente sería un signo "-" encerrado en un circulo y con un punto sin rellenar al lado (que simbolizaría un hueco).

Entonces la representación de un semiconductor tipo n sería:

Y la de un SC tipo p:

La unión de las regiones p y n será:


Al juntar las regiones tipo p y tipo n se crea un "Diodo de unión" o "Unión pn".

Al haber una repulsión mutua, los electrones libres en el lado n se dispersan en cualquier dirección. Algunos electrones libres se difunden y atraviesan la unión, cuando un electrón libre entra en la región p se convierte en un portador minoritario y el electrón cae en un hueco, el hueco desaparece y el electrón libre se convierte en electrón de valencia. Cuando un electrón se difunde a través de la unión crea un par de iones, en el lado n con carga positiva y en el p con carga negativa.

Las parejas de iones positivo y negativo se llaman dipolos, al aumentar los dipolos la región cerca de la unión se vacía de portadores y se crea la llamada "Zona de deplexión".

Figura No. 1.9 Zona de deplexión

Los dipolos tienen un campo eléctrico entre los iones positivo y negativo, y al entrar los electrones libres en la zona de deplexión, el campo eléctrico trata de devolverlos a la zona n. La intensidad del campo eléctrico aumenta con cada electrón que cruza hasta llegar al equilibrio.

El campo eléctrico entre los iones es equivalente a una diferencia de potencial llamada "Barrera de Potencial" que a 25 ºC vale:

0.3 V para diodos de Ge. 0.68 V para diodos de Si.

Polarizar: Poner una pila o fuente de voltaje DC.


No polarizado: No tiene pila, circuito abierto o en vacío. z.c.e.: Zona de Carga Espacial o zona de deplexión (W).

Si el terminal positivo de la fuente está conectado al material tipo p y el terminal negativo de la fuente está conectado al material tipo n, diremos que estamos en "Polarización Directa".

La conexión en polarización directa tendría esta forma:

Figura No. 1.10 Polarización directa

En este caso tenemos una corriente que circula con facilidad, debido a que la fuente obliga a que los electrones libres y huecos fluyan hacia la unión. Al moverse los electrones libres hacia la unión, se crean iones positivos en el extremo derecho de la unión que atraerán a los electrones hacia el cristal desde el circuito externo. Así los electrones libres pueden abandonar el terminal negativo de la fuente y fluir hacia el extremo derecho del cristal. El sentido de la corriente lo tomaremos siempre contrario al del electrón.

Figura No. 1.11 Sentido del movimiento del electrón libre (e-) y de la corriente (I).


Lo que le sucede al electrón: Tras abandonar el terminal negativo de la fuente entra por el extremo derecho del cristal. Se desplaza a través de la zona n como electrón libre. En la unión se recombina con un hueco y se convierte en electrón de valencia. Se desplaza a través de la zona p como electrón de valencia. Tras abandonar el extremo izquierdo del cristal fluye al terminal positivo de la fuente.

Se invierte la polaridad de la fuente de continua, el diodo se polariza en inversa, el terminal negativo de la batería conectado al lado p y el positivo al n, esta conexión se denomina "Polarización Inversa". En la figura No. 1.12 se muestra una conexión en inversa:

Figura No. 1.12 Polarización inversa.

El terminal negativo de la batería atrae a los huecos y el terminal positivo atrae a los electrones libres, así los huecos y los electrones libres se alejan de la unión y la z.c.e. se ensancha. A mayor anchura de la z.c.e. mayor diferencia de potencial, la zona de deplexión deja de aumentar cuando su diferencia de potencial es igual a la tensión inversa aplicada (V), entonces los electrones y huecos dejan de alejarse de la unión. A mayor la tensión inversa aplicada mayor será la z.c.e.

Figura No. 1.13 Sentido del movimiento del electrón libre y de la corriente.


Existe una pequeña corriente en polarización inversa, porque la energía térmica crea continuamente pares electrón-hueco, lo que hace que halla pequeñas concentraciones de portadores minoritarios a ambos lados, la mayor parte se recombina con los mayoritarios pero los que están en la z.c.e. pueden vivir lo suficiente para cruzar la unión y tenemos así una pequeña corriente. La zona de deplexión empuja a los electrones hacia la derecha y el hueco a la izquierda, se crea así una la "Corriente Inversa de Saturación"(IS) que depende de la temperatura.

Además hay otra corriente "Corriente Superficial de Fugas" causada por las impurezas del cristal y las imperfecciones en su estructura interna. Esta corriente depende de la tensión de la pila (V ó VP).

Entonces la corriente en inversa (I ó IR) será la suma de esas dos corrientes:

1.4. Circuitos equivalentes para diodos. Se define un circuito equivalente como una combinación de elementos elegidos de forma apropiada para representar de la mejor manera las características terminales reales de un dispositivo, sistema o similar, para una región de operación particular3. La idea es sustituir por un circuito equivalente que no afecte de forma importante el comportamiento real del sistema. Para poder conseguir una red que pueda resolverse con las técnicas tradicionales de análisis de circuitos.

3 R. L. Boylestad, L. Nashelsky, Electrónica, teoría de circuitos y dispositivos

electrónicos. Pearson. 8va. Edición. 2003.


La forma más fácil de hacerlo es mediante el uso de segmentos donde los comportamientos son lineales. Aun cuando no se represente de forma exacta las características reales del dispositivo o sistema. Sin embargo, el resultado está muy aproximado a la curva real, lo cual, establece un circuito equivalente que proporciona una muy buena aproximación al comportamiento real del dispositivo. Previamente debemos tener en cuenta, en el comportamiento la función resistiva que posee el diodo. Antes de ver el diodo vamos a ver las características de la resistencia.

La resistencia de carbón típica está formada por polvo de carbón pulverizado. Son importantes las dimensiones del carbón.

Figura No. 1.14 Análisis de una resistencia

Para analizar el comportamiento de esa resistencia la polarizaremos primero en directa y luego en inversa. Se toman los valores con un Amperímetro y un Voltímetro y se representa la I en función de V, con lo que tendremos el comportamiento de la resistencia.

Figura No. 1.15 Comportamiento de una resistencia en la región de polarización directa.


Si polarizo al revés las ecuaciones son las mismas, pero las corrientes y las tensiones son negativas.

Figura No. 1.16 Comportamiento de una resistencia en la región de polarización inversa.

Entonces al final nos quedará de la siguiente forma:

Figura No. 1.17 Curva característica de una resistencia.

A esta representación se le llama "Curva Característica" y es una recta, por ello se dice que la resistencia es un "Elemento Lineal". Es más fácil trabajar con los elementos lineales porque sus ecuaciones son muy simples.

Analizamos de la misma forma el diodo:

Se le van dando distintos valores a la pila y se miden las tensiones y corrientes por el diodo, tanto en directa como en inversa (variando la polarización de la pila). Y así obtenemos una tabla que al ponerla de forma gráfica sale algo así:


Figura No. 1.18 Comportamiento de un diodo.

Esta es la curva característica del diodo (un diodo se comporta de esa forma). Como no es una línea recta, al diodo se le llama "Elemento No Lineal" ó "Dispositivo No Lineal", y este es el gran problema de los diodos, que es muy difícil trabajar en las mallas con ellos debido a que sus ecuaciones son bastante complicadas.

La ecuación matemática de esta curva es:

En directa, a partir de 0.7 V la corriente aumenta mucho, conduce mucho el diodo y las corrientes son muy grandes. Debido a estas corrientes grandes el diodo podría romperse, por eso hay que tener cuidado con eso (como máximo se tomará 0.8 V ó 0.9 V). En inversa tenemos corrientes negativas y

pequeñas. A partir de -1 V se puede despreciar la e y queda


aproximadamente I = -IS, que es muy pequeña aunque no se ha tenido en cuenta la corriente de fugas, con ella sería:

I = -(IS + If)

A partir de -1 V si no hubiera If tendríamos una corriente pequeña y horizontal pero como hay fugas que son proporcionales a la tensión inversa, bajando poco a poco.

Figura No. 19 Curvas de comportamiento en las dos zonas de polarización.

Si sigo aumentando la tensión inversa se llegará a un valor de ruptura, en este ejemplo a VR = -50 V aparece la avalancha y ya la ecuación no vale, es otra distinta. Y aquí el diodo se destruye a menos que sea especialmente fabricado (un diodo zener). Al punto en el que se vence la barrera de potencial se le llama codo. La "Barrera de Potencial" ó "Tensión Umbral" es el comienzo del codo, a partir de ahí conduce mucho el diodo en directa.

En la zona directa tenemos dos características importantes:

Hay que vencer la barrera de potencial (superar la tensión umbral Vd) para que conduzca bien en polarización directa (zona directa).

Aparece una resistencia interna (el diodo se comporta aproximadamente como una resistencia.

Como ya se ha dicho antes es el valor de la tensión a partir del cual el diodo conduce mucho. A partir de la Tensión Umbral ó Barrera de Potencial la intensidad aumenta mucho variando muy poco el valor de la tensión.


(a) (b)

Figura 1.20 Tensión umbral (a) y similitud a la curva de una resistencia (b)

A partir de la tensión umbral se puede aproximar, esto es, se puede decir que se comporta como una resistencia. La zona n tiene una resistencia y la zona p otra resistencia diferente:

Figura No. 1.21 Cálculo de la resistencia en la zona de polarización inversa. EJEMPLO: 1N4001 rp= 0.13 W rn = 0.1 W La resistencia interna es la suma de la resistencia en la zona n y la resistencia en la zona p.

Y la pendiente de esa recta será el inverso de esta resistencia interna.


Figura No. 1.22 Pendiente de la recta en zona directa.

Como la resistencia interna es pequeña, la pendiente es muy grande, con lo que es casi una vertical, esto es, conduce mucho. Resumiendo hemos visto que tenemos:

Figura No. 1.23 Curva de un diodo

Máxima corriente continúa en polarización directa, es el mayor valor de corriente permitido en la característica del diodo:

Figura No. 1.24 Grafica de corriente máxima.


EJEMPLO: 1N4001 IFmáx = 1 A (F = forward (directa))

En circuitos como el de la figura, hay que poner una resistencia porque sino el diodo se estropearía fácilmente. Esto se ve dándole valores a la pila, y viendo las intensidades que salen, que a partir de 0.7 V (suponiendo que el diodo es de silicio) aumentan mucho como se ve claramente en la gráfica de la característica del diodo.

Figura No. 1.25 Resistencia limitadora

Entonces se pone una resistencia para limitar esa corriente que pasa por el diodo, como se ve en la figura No. 1.25. Se calcula la resistencia para limitar la corriente, para que no aumente a partir de 1 A por ejemplo.

La máxima corriente y la máxima potencia están relacionadas. Como ocurre con una resistencia, un diodo tiene una limitación de potencia que indica cuanta potencia puede disipar el diodo sin peligro de acortar su vida ni degradar sus propiedades. Con corriente continua, el producto de la tensión en el diodo y la corriente en el diodo es igual a la potencia disipada por éste. Normalmente en diodos rectificadores no se suele emplear la limitación máxima de potencia, ya que toda la información acerca de la destrucción del diodo (por calor) ya esta contenida en el límite máximo de corriente.

EJEMPLO: 1N4001. En la hoja de características indica una corriente máxima con polarización directa Io de 1 A. Siempre que la corriente máxima con polarización directa sea menor que 1 A, el diodo no se quemará.


Figura No. 1.26 Disipación de potencia de un diodo.

La potencia se disipa en el diodo en forma de calor. Como ya se ha dicho no se debe pasar de ese valor de potencia.

En polarización inversa teníamos una corriente que estaba formada por la suma de los valores de la corriente IS y la corriente de fugas If (Figura No. 1.27). Hay que tener cuidado, no hay que llegar a VR porque el diodo se rompe por avalancha (excepto si es un Zener).

Figura No. 1.27 Polarización inversa.

Los modelos de resolución de circuitos con diodos más usados son 4:

Modelo exacto 1ª Aproximación 2ª Aproximación 3ª Aproximación


Primeramente analizaremos la resolución de forma exacta. El circuito que queremos resolver es el de la figura No. 1.28.

Figura No. 1.28

Primeramente y mirando la temperatura en la que estamos trabajando tomamos del catálogo los siguientes valores para Tª = 27 ºC (temperatura ambiente):

Con esto podremos continuar calculando:

De la ecuación exacta del diodo:

Tenemos 2 incógnitas y una ecuación, necesitamos otra ecuación que será la ecuación de la malla:

Y ahora tenemos 2 incógnitas y 2 ecuaciones, resolvemos:

Nos queda que es imposible despejar la V, es una "ecuación trascendente". Para resolver este tipo de ecuaciones hay que usar otro tipo de métodos, aquí lo resolveremos por "tanteo", que consiste en ir dándole valores a una de las incógnitas hasta que los valores se igualen.


En este ejemplo hemos usado una malla, pero si tuviéramos más diodos, tendríamos más exponenciales, más mallas, etc... Esto es muy largo, por eso no se usa (a no ser que dispongamos de un PC y un programa matemático para resolver este tipo de ecuaciones). Para poder hacerlo a mano, vamos a basarnos en unos modelos aproximados más o menos equivalentes del diodo. Estos modelos equivalentes aproximados son lineales, al ser aproximados cometeremos alguna imprecisión.

1ª Aproximación (el diodo ideal). La exponencial se aproxima a una vertical y una horizontal que pasan por el origen de coordenadas. Este diodo es ideal, no se puede fabricar. Polarización directa: Es como sustituir un diodo por un interruptor cerrado.

Figura No. 1.29 Diodo ideal en zona de conducción.

Con la polarización inversa es como sustituir el diodo por un interruptor abierto. Como se ha visto, el diodo actúa como un interruptor abriéndose o cerrándose dependiendo de si esta en inversa o en directa. Para ver los diferentes errores que cometeremos con las distintas aproximaciones vamos a ir analizando cada aproximación.

EJEMPLO:


Figura No. 1.30 Un caso real.

En polarización directa:

2ª Aproximación. La exponencial se aproxima a una vertical y a una horizontal que pasan por 0,7 V (este valor es el valor de la tensión umbral para el silicio, porque suponemos que el diodo es de silicio, si fuera de germanio se tomaría el valor de 0,3 V).

Figura No. 1.31. 2ª aproximación.


El tramo que hay entre 0 V y 0,7 V es en realidad polarización directa, pero como para efectos prácticos no conduce, se toma como inversa. Con esta segunda aproximación el error es menor que en la aproximación anterior. Polarización directa: La vertical es equivalente a una pila de 0,7 V. Polarización inversa: Es un interruptor abierto.

EJEMPLO: Resolveremos el mismo circuito de antes pero utilizando la segunda aproximación que se ha visto ahora. Como en el caso anterior lo analizamos en polarización directa:

Como se ve estos valores son distintos a los de la anterior aproximación, esta segunda aproximación es menos ideal que la anterior, por lo tanto es más exacta, esto es, se parece más al valor que tendría en la práctica ese circuito.

3ª Aproximación. La curva del diodo se aproxima a una recta que pasa por 0,7 V y tiene una pendiente cuyo valor es la inversa de la resistencia interna. El estudio es muy parecido a los casos anteriores, la diferencia es cuando se analiza la polarización directa:

Figura No. 1.32


EJEMPLO: En el ejemplo anterior usando la 3ª aproximación, tomamos 0,23 Ê como valor de la resistencia interna.

Esta tercera aproximación no merece la pena usarla porque el error que se comete, con respecto a la segunda aproximación, es mínimo. Por ello se usará la segunda aproximación en lugar de la tercera excepto en algún caso especial.

Para elegir que aproximación se va a usar se tiene que tener en cuenta, por ejemplo, si son aceptables los errores grandes, ya que si la respuesta es afirmativa se podría usar la primera aproximación. Por el contrario, si el circuito contiene resistencias de precisión de una tolerancia de 1%, puede ser necesario utilizar la tercera aproximación. Pero en la mayoría de los casos la segunda aproximación será la mejor opción. La ecuación que utilizaremos para saber que aproximación se debe utilizar es esta:

Fijándonos en el numerador se ve que se compara la VS con 0.7 V. Si VS es igual a 7 V, al ignorar la barrera de potencial se produce un error en los cálculos del 10 %, si VS es 14 V un error del 5 %, etc...


Tabla No. 1.2

Viendo el denominador, si la resistencia de carga es 10 veces la resistencia interna, al ignorar la resistencia interna se produce un error del 10 % en los cálculos. Cuando la resistencia de carga es 20 veces mayor el error baja al 5% y así sucesivamente.

Tabla No. 1.3

En la mayoría de los diodos rectificadores la resistencia interna es menor que 1 Ê, lo que significa que la segunda aproximación produce un error menor que el 5 % con resistencias de carga mayores de 20 Ê. Por eso la segunda aproximación es una buena opción si hay dudas sobre la aproximación a utilizar. Ahora veremos una simulación para un ejemplo concreto de uso de estas aproximaciones. Cualquier circuito tiene variables independientes (como tensiones de alimentación y resistencias en las ramas) y variables dependientes (tensiones en las resistencias, corrientes, potencias, etc.). Cuando una variable


independiente aumenta, cada una de las variables dependientes responderá, normalmente, aumentando o disminuyendo. Si se entiende cómo funciona el circuito, entonces se puede predecir si una variable aumentará o disminuirá. EJEMPLO:

Figura No. 1.33

Si se analiza la resistencia RL y la tensión VS, se ve que los valores que se desean son de 1 KΩ y 10 V en este caso, a estos se les llama "valores nominales", pero los valores reales se rigen por unas tolerancias, que son unos rangos de valores no un valor fijo. El diodo también puede variar su valor de tensión umbral.

Pero estas tres variables (RL, VS y Vj) dependen de la fabricación, estos es dependen de si mismas, son "variables independientes". Por otro lado están las "variables dependientes", que dependen de las tres variables anteriores, que son: VL, IL, PD, PL y PT. Estos quedan reflejados en la tabla No. 1.4:

Tabla No. 1.4

1.5. Capacitancia de transición y difusión


Todos los dispositivos electrónicos cambian su comportamiento cuando se someten a las altas frecuencias. En los rangos de baja frecuencias los efectos capacitivos pueden ignorarse porque su reactancia (XC= 1/2πfC) es muy alta en esta zona de frecuencias y equivaldría a un circuito abierto. En un diodo semiconductor pn se presentan dos efectos capacitivos que se deben tener en cuenta. Ambos tipos se presentan tanto en la zona de polarización directa como en la zona de polarización inversa. Uno de los efectos es superior al otro en cada zona. En la región de polarización directa, el efecto significativo se conoce como capacitancia de difusión (CD). Y en la región de polarización inversa, se presenta la capacitancia de transición (CT) o de región de agotamiento.

Figura No. 1.34 Incorporación del efecto de capacitancia de transición.

Los efectos capacitivos descritos se representan con un capacitor en paralelo al diodo ideal. Figura No. 1.34. En aplicaciones de baja y mediana frecuencia, salvo en el área de potencia, el capacitor no se incluye en el símbolo del diodo. 1.6. Tiempo de recuperación inverso. En las hojas de especificaciones los fabricantes proporcionan entre otros datos, el tiempo de recuperación inversa, el cual se representa por trr. Anteriormente vimos que en la región de polarización directa, existe un gran número de electrones que se desplazan del material tipo n hacia el material tipo p, y una gran cantidad de huecos que se desplazan en sentido contrario de los electrones. Siendo este el requisito para que exista conducción. Luego, los electrones en el tipo p y los huecos que se difunden a través del material tipo n establecen una gran cantidad de portadores minoritarios en cada material. Si se aplica un voltaje inverso al estado anterior, el diodo cambia de estado de conducción a un estado de no conducción. Pero, debido al gran número de portadores minoritarios en cada material, la corriente del diodo sencillamente se invierte y se mantiene en este nivel durante un tiempo ts (tiempo de almacenamiento), que requieren los portadores minoritarios para regresar a su estado de portadores mayoritarios en el material opuesto. Esto es, el diodo permanece en estado de circuito cerrado con una corriente Iinversa determinada por los parámetros de la red. Una vez, el tiempo de almacenamiento termine, la corriente se reducirá hasta alcanzar el estado de


no conducción. Esta segunda etapa se reconoce como el tiempo de recuperación y se designa por tt, conocido como el intervalo de transición.

Figura No. 1.35. Definición del tiempo de recuperación inverso.

En la práctica los tiempos están en el orden de 1 microsegundo (1 μSeg) pero pueden existir trr del orden de unos cientos de picosegundos (10-12). 1.7. Hoja de especificaciones, pruebas de diodos. La mayor parte de la información que suministra el fabricante en las hojas de características es solamente útil para los que diseñan circuitos, nosotros solamente estudiaremos aquella información de la hoja de características que describe parámetros que aparecen en este texto.

Tensión inversa de ruptura

Estudiaremos la hoja de características del diodo 1N4001, un diodo rectificador empleado en fuentes de alimentación (circuitos que convierten una tensión alterna en una tensión continua).

La serie de diodos del 1N4001 al 1N4007 son siete diodos que tienen las mismas características con polarización directa, pero en polarización inversa sus características son distintas.

Primeramente analizaremos las "Limitaciones máximas" que son estas:

Id

Cambio requerido de estado en t= t1

Respuesta deseada

Idirecta

Iinversa

t1

tt ts

trr

t


Tabla No. 1.5

Estos tres valores especifican la ruptura en ciertas condiciones de funcionamiento. Lo importante es saber que la tensión de ruptura para el diodo es de 50 V, independientemente de cómo se use el diodo. Esta ruptura se produce por la avalancha y en el 1N4001 esta ruptura es normalmente destructiva.

Corriente máxima con polarización directa

Un dato interesante es la corriente media con polarización directa, que aparece así en la hoja de características:

Tabla No. 1.6

Indica que el 1N4001 puede soportar hasta 1 A con polarización directa cuando se le emplea como rectificador. Esto es, 1 A es el nivel de corriente con polarización directa para el cual el diodo se quema debido a una disipación excesiva de potencia. Un diseño fiable, con factor de seguridad 1, debe garantizar que la corriente con polarización directa sea menor de 0,5 A en cualquier condición de funcionamiento.

Los estudios de las averías de los dispositivos muestran que la vida de éstos es tanto más corta cuanto más cerca trabajen de las limitaciones máximas. Por esta razón, algunos diseñadores emplean factores de seguridad hasta de 10:1, para 1N4001 será de 0,1 A o menos.

Caída de tensión con polarización directa

Otro dato importante es la caída de tensión con polarización directa:


Tabla No. 1.7

Estos valores están medidos en alterna, y por ello aparece la palabra instantáneo en la especificación. El 1N4001 tiene una caída de tensión típica con polarización directa de 0,93 V cuando la corriente es de 1 A y la temperatura de la unión es de 25 ºC.

Corriente inversa máxima

En esta tabla está la corriente con polarización inversa a la tensión continua indicada (50 V para un 1N4001).

Tabla No. 1.8

Esta corriente inversa incluye la corriente producida térmicamente y la corriente de fugas superficial. De esto deducimos que la temperatura puede ser importante a la hora del diseño, ya que un diseño basado en una corriente inversa de 0,05 mA trabajará muy bien a 25 ºC con un 1N4001 típico, pero puede fallar si tiene que funcionar en medios donde la temperatura de la unión alcance los 100 ºC.

Siempre que se habla de continua, se quiere decir que es estática, que nunca cambia, es una "Resistencia Estática". En la zona de polarización directa se simboliza con RF y en la zona de polarización inversa con RR.

Lo estudiaremos para el diodo 1N914:


Resistencia con polarización directa

En cada punto tenemos una resistencia distinta, esa resistencia es el equivalente del diodo en polarización directa para esos valores concretos de intensidad y tensión.

Figura No. 1.36. Valores del diodo.

Si comparamos este valor de resistencia con la resistencia interna:


Figura No. 1.37 Comparación de la resistencia interna del diodo.

Como los 3 puntos tienen la misma pendiente quiere decir que para los 3 puntos el modelo es el mismo. Entonces la RF anterior no es útil porque varía, pero la rB no varía y por eso esta es la resistencia que se utiliza.

Resistencia con polarización inversa

Exageramos la curva de la gráfica para verlo mejor:

Figura No. 1.38 Resistencia con polarización inversa.

Como en el caso anterior en cada punto tenemos una recta, por lo tanto un RR (R = Reverse, inversa) para cada punto.


Como es un valor muy grande, se puede considerar infinito (idealmente circuito abierto). Este valor no es útil, no se utiliza para hacer modelos o mallas, pero de forma práctica en el laboratorio puede ser útil (el polímetro marca la resistencia estática y se puede utilizar para detectar averías).

Figura No. 1.39 Medición de un diodo.

1.8. Diodos zener y diodos emisor de luz.

Diodo Zener La aplicación de estos diodos se ve en los Reguladores de Tensión y actúa como dispositivo de tensión constante (como una pila). Símbolo:

Figura No. 1.40 Diodo zener.

Característica: Su gráfica es de la siguiente forma:

Figura No. 1.41 Curvas típicas de un diodo zener.


Un diodo normal también tiene una zona de ruptura, pero no puede funcionar en ella, con el Zener si se puede trabajar en esa zona.

La potencia máxima que resiste en la "Zona de Ruptura" ("Zona Zener"):

En la zona de ruptura se produce el "Efecto Avalancha" ó "Efecto Zener", esto es, la corriente aumenta bruscamente. Para fabricar diodos con un valor determinado de tensión de ruptura (VZ) hay que ver la impurificación porque VZ es función de la impurificación (NA ó ND), depende de las impurezas.

Figura No. 1.42 Efecto de avalancha para diferentes materiales semiconductores.

La zona de ruptura no es una vertical, realmente tiene una inclinación debida a RZ:


En un "Diodo Zener Real" todos son curvas, pero para facilitar los cálculos se aproxima siempre.

Figura No. 1.43 curvas reales de un diodo zener.

Las aproximaciones para el zener son estas:

Modelo ideal (1ª aproximación)

Figura No. 1.44 Modelo ideal del zener.

Si buscamos su equivalente veremos que es una pila con la tensión VZ. Esto solo es válido entre IZmín y IZmáx.

2ª aproximación


Figura No. 1.45 Segunda aproximación del zener.

Como en el caso anterior lo sustituimos por un modelo equivalente:

Figura No. 1.46 Modelo equivalente del zener.

Diodo emisor de luz - LED Se basa en:

Figura No. 1.47 LED

El negativo de la pila repele a los electrones que pasan de n a p, se encuentran en p con un hueco, se recombinan con él y ya no son electrones


libres, al bajar de BC a BV pierde una energía E que se desprende en forma de luz (fotón de luz).

Diferencias entre un diodo normal y un LED:

Diodo normal, E en forma de calor. Diodo LED, E en forma de fotón. (E = h*f, h = cte de Planck, f = frecuencia que da color a esa luz).

Diodo normal hecho de silicio. Diodo LED hecho de As, P, Ga y aleaciones entre ellas. Para cada material de estos la distancia de BC y BV es distinta y así hay distintos colores, y mezclándolos se consiguen todos, hasta de luz invisible al ojo humano.

Aplicación:

Lámparas de señalización. Alarmas (fotones no visibles). Etc...

El diodo LED siempre polarizado en directa, emitirá luz. Podemos usar esto en una fuente de alimentación que hemos dado.

Figura No. 1.48 Aplicación del LED

La intensidad del LED:

Figura No. 1.49 Intensidad del LED


Normalmente para el valor de 10 mA se suelen encender (ver en el catálogo). La tensión en el LED:

Figura No. 1.50 Curvas características del LED.

Diferencia con el silicio, la tensión es mayor. Cuando no dice nada se asume VLED = 2 V. En la figura No. 1.48, aquí el diodo LED es un indicador que nos dice si la fuente de alimentación está encendida o apagada.

EJEMPLO: TIL 222 LED verde, VLED = 1.8:3 V

Hay que ver que luz da, si funciona bien en ese rango de valores. Se sacan las intensidades para los 2 extremos:

Figura No. 1.51 El LED y su rango de funcionamiento.

La corriente varía muy poco, lo que implica que la iluminación varía muy poco, está muy bien diseñado.

Figura No. 1.52 Ejemplo de una mala aplicación.


No es muy buen diseño porque la intensidad varía bastante, y la iluminación varía mucho. En conclusión: Los circuitos con tensiones grandes y resistencias grandes funcionan bien, por lo tanto, si se pueden tomar valores grandes.


CAPITULO 2

2. Aplicaciones de Diodos 2.1. Análisis por medio de la recta de carga.

La recta de carga es una herramienta que se emplea para hallar el valor de la corriente y la tensión del diodo. Las rectas de carga son especialmente útiles para los transistores, por lo que más adelante se dará una explicación más detallada acerca de ellas. Estas son las distintas formas de analizar los circuitos con diodos:

EXACTA POR TANTEO: Ecuación del diodo exponencial y ecuación de la malla.

MODELOS EQUIVALENTES APROXIMADOS: 1ª aproximación, 2ª aproximación y 3ª aproximación.

DE FORMA GRÁFICA: Recta de carga.

Hasta ahora hemos visto las 2 primeras, la tercera forma de analizarlos es de forma gráfica, esto es calculando su recta de carga.

Figura No. 2.1

Si de la ecuación de la malla, despejamos la intensidad tenemos la ecuación de una recta, que en forma de gráfica sería:

Figura No. 2.2


A esa recta se le llama "recta de carga" y tiene una pendiente negativa. El punto de corte de la recta de carga con la exponencial es la solución, el punto Q, también llamado "punto de trabajo" o "punto de funcionamiento". Este punto Q se controla variando VS y RS. Al punto de corte con el eje X se le llama "Corte" y al punto de corte con el eje Y se le llama "Saturación".

2.2. Aproximación de diodos. En el capítulo anterior cuando se realizó el análisis del modelo equivalente mediante la utilización de segmentos lineales no se utilizó en el análisis de la recta de carga debido a que RS es típicamente mucho menor que los otros elementos en serie de la red. Si recurriéramos a un análisis tan preciso donde tengamos en cuenta las variaciones por tolerancias, temperaturas etc., concluiríamos que una solución es tan precisa como la otra. Por esto, solamente debemos tener en cuenta el material con el cual está fabricado nuestro diodo, silicio o germanio para determinar el voltaje de caída que aporta en un análisis circuital

Tipo de diodo Valor de VD

Silicio 0,7 V

Germanio 0,3 V

IDEAL 0,0 V

Tabla No. 2.1

2.3. Configuraciones de diodos en serie con entradas DC. En el desarrollo de circuitos fácilmente encontraremos una variedad de configuraciones de diodos en serie con entrada de dc. Debemos tener muy claro que un diodo está en estado de conducción ó encendido si las corrientes aplicadas por las fuentes son superiores a la corriente umbral y permiten una

caída de voltaje de acuerdo al tipo de material de construcción del diodo (VD 0,7 V para el silicio o 0,3 V para el germanio). Para cada configuración, la técnica consiste en reemplazar los diodos por elementos resistivos con una caída de voltaje siempre y cuando la dirección de la corriente sea en el sentido que polarice de forma directa al diodo y este esté en estado de conducción. Para este caso, reemplazamos el diodo por una fuente de voltaje con el valor correspondiente al material, ver tabla 2.1, y así, se realizará un análisis que cumpla con la Ley de Kirchhoff, es decir, que la suma de los voltajes de una malla debe ser cero. En caso contrario, un diodo polarizado inversamente, se representará como un circuito abierto.


Para cualquier caso, siempre se debe cumplir con la Ley de Kirchhoff. 2.4. Configuración de diodos en paralelo y serie – paralelo. Siendo consecuente con lo visto en el apartado anterior, el análisis de las configuraciones paralelo y serie – paralelo se realizarán de una forma similar. Se cambiarán los diodos por fuentes de voltajes y/o circuitos abiertos y se procederá a la realización del respectivo análisis. Dentro de estas aplicaciones, podemos encontrar circuitos que se pueden comportar como compuertas AND/OR. 2.5. Rectificación de media onda y rectificación de onda completa. Este es el circuito más simple que puede convertir corriente alterna en corriente continua. Este rectificador lo podemos ver representado en la siguiente figura:

Figura No. 2.3 Rectificación de media onda. Las gráficas que más nos interesan son:


Durante el semiciclo positivo de la tensión del primario, el bobinado secundario tiene una media onda positiva de tensión entre sus extremos. Este aspecto supone que el diodo se encuentra en polarización directa. Sin embargo durante el semiciclo negativo de la tensión en el primario, el arrollamiento secundario presenta una onda sinusoidal negativa. Por tanto, el diodo se encuentra polarizado en inversa. La onda que más interesa es VL, que es la que alimenta a RL. Pero es una tensión que no tiene partes negativas, es una "Tensión Continua Pulsante", y nosotros necesitamos una "Tensión Continua Constante". Analizaremos las diferencias de lo que tenemos con lo que queremos conseguir.

Lo que tenemos ahora es una onda periódica, y toda onda periódica se puede descomponer en "Series de Fourier". La siguiente figura muestra un rectificador de onda completa con 2 diodos:

Figura No. 2.4 Rectificación de onda completa.


Debido a la conexión en el centro del devanado secundario, el circuito es equivalente a dos rectificadores de media onda.

El rectificador superior funciona con el semiciclo positivo de la tensión en el secundario, mientras que el rectificador inferior funciona con el semiciclo negativo de tensión en el secundario. Es decir, D1 conduce durante el semiciclo positivo y D2 conduce durante el semiciclo negativo. Así pues la corriente en la carga rectificada circula durante los dos semiciclos. En este circuito la tensión de carga VL, como en el caso anterior, se medirá en la resistencia RL.

Aplicamos Fourier como antes.


Ahora la frecuencia es el doble de la de antes y el pico la mitad del anterior caso. Así la frecuencia de la onda de salida es 2 veces la frecuencia de entrada.

Y el valor medio sale:


Lo ideal sería que solo tuviésemos la componente continua, esto es, solo la primera componente de la onda que tenemos.

El valor medio de esa onda lo calcularíamos colocando un voltímetro en la RL, si lo calculamos matemáticamente sería:

Y este sería el valor medio que marcaría el voltímetro. Como hemos visto tenemos que eliminar las componentes alternas de Fourier. En estos casos hemos usado la 1ª o la 2ª aproximación.

Por último diremos que este circuito es un rectificador porque "Rectifica" o corta la onda que teníamos antes, la recorta en este caso dejándonos solo con la parte positiva de la onda de entrada.

En la figura siguiente podemos ver un rectificador de onda completa en puente:


Figura 2.5 Rectificación de onda completa con puente. Mediante el uso de 4 diodos en vez de 2, este diseño elimina la necesidad de la conexión intermedia del secundario del transformador. La ventaja de no usar dicha conexión es que la tensión en la carga rectificada es el doble que la que se obtendría con el rectificador de onda completa con 2 diodos.

Figura No. 2.6 Explicación gráfica de rectificación.

Las gráficas tienen esta forma:


Durante el semiciclo positivo de la tensión de la red, los diodos D1 y D3 conducen, esto da lugar a un semiciclo positivo en la resistencia de carga. Los diodos D2 y D4 conducen durante el semiciclo negativo, lo que produce otro semiciclo positivo en la resistencia de carga. El resultado es una señal de onda completa en la resistencia de carga. Hemos obtenido la misma onda de salida VL que en el caso anterior. La diferencia más importante es que la tensión inversa que tienen que soportar los diodos es la mitad de la que tienen que soportar los diodos en un rectificador de onda completa con 2 diodos, con lo que se reduce el costo del circuito.

2.6. Circuitos recortadores, sujetadores, diodo zener y multiplicadores de

voltaje.

Multiplicadores

A veces hay cargas que necesitan una tensión muy alta y que absorben una corriente pequeña

EJEMPLO: Tubo de rayos catódicos (TV, monitor de ordenador, osciloscopio).


Entonces hay que elevar la tensión de la red. Primero se pone un transformador elevador con todos los diodos y condensadores que necesite.

Figura No. 2.7 Un multiplicador de tensión.

Y tenemos un rizado casi nulo.

El mayor problema es que el transformador elevador sería muy voluminoso porque necesitaría muchas espiras, además el campo eléctrico sería grande, VIP del diodo también (VIP = 2Vpico = 2·933 = 1833 V en inversa), mucha tensión en el C, etc...

Por eso no se usa un transformador elevador sino que se utiliza un multiplicador de tensión. Hay varios tipos de multiplicadores de tensión, nosotros analizaremos estos cuatro:

El Doblador de tensión El Doblador de tensión de onda completa El Triplicador El Cuadriplicador

Figura No. 2.8 Doblador de tensión


Para comenzar a analizar este tipo de circuitos es interesante tener en cuenta este truco.

Truco: Empezar en el semiciclo (malla) donde se cargue un solo condensador.

Figura No. 2.9 Funcionamiento de un doblador de tensión.

Entonces nos queda de esta forma si ponemos la carga en C2:

Figura No. 2.10 Análisis del doblador.

La masa se coloca en la borna negativa del condensador. Y se carga C2 a 622 V. Y como se ve, si se conectan las bornas a C2, esto es un doblador de tensión. Como la corriente de descarga es pequeña, el C2 se descarga despacio con una constante de tiempo de valor:

Resumiendo tenemos:


Figura No. 2.11 Resumen del funcionamiento de un doblador de media onda.

Si cambiamos un poco el circuito tendremos otro ejemplo:

Figura No. 2.12 Doblador de tensión de onda completa

Quitamos la carga para analizarlo. Como ya se ha dicho antes empezamos por donde haya un solo condensador. Si representamos VL en función del tiempo.


Figura No. 2.13 Análisis de un doblador de onda completa.

Primero uno luego el otro, se van turnando los 2 condensadores, como cada uno es de 60 Hz, los 2 a la vez son 120 Hz.

Este circuito tiene una ventaja respecto al anterior: El rizado es más pequeño. La desventaja radica en que no sabemos donde colocar la masa, en el caso anterior lo teníamos fácil, pero ahora si ponemos debajo de RL no hay ningun borne de la red a masa. Si conectamos una carga también a masa puede haber un cortocircuito. Hay que andar con cuidado al usar ese circuito.

Triplicador


Al de media onda se le añade algo. El principio es idéntico: Semiciclo negativo se carga C1, semiciclo positivo se carga C2 a 622 V, semiciclo negativo se carga C3 a 622 V, 2 veces el pico.

Ahora elegimos los bornes para sacar:

Figura No. 2.14 Triplicador de voltaje

Con esto se puede hacer un doblador y un triplicador dependiendo de donde se colocan las bornas. Y tenemos 933 V a la salida. El truco consiste en que la constante de tiempo de descarga sea:

Y si a este circuito se le añade una etapa más (diodo y condensador) se convierte en un cuadriplicador.

Cuadriplicador

Es como los anteriores, y la tensión se toma como se ve en la figura:


Figura No. 2.15 Cuadruplicador de voltaje.

Recortadores ó limitadores Podemos tener dos tipos de diodos:

De Pequeña Señal: Frecuencias mayores de red, limitaciones de potencia menores que 0.5 W (corrientes de miliAmperios).

o Limitadores. o Cambiadores de nivel. o Detector de pico a pico.

De Gran Señal: Diodos de potencia, son los diodos que se usan en las

fuentes de alimentación, tienen una limitación de potencia mayor que 0.5 W (corrientes de Amperios).

Ahora vamos a analizar los diodos de pequeña señal. Recortador positivo Esta es la forma de un limitador positivo:

Figura No. 2.16. Limitador ó recortador positivo.


Se tomo RL >> R para que en el semiciclo negativo vaya todo a la salida.

Recorta los semiciclos positivos, limita o recorta. Si se usa la 2ª aproximación:

No recorta de forma perfecta por no ser ideal el diodo. Limitador positivo polarizado. Es como el anterior pero con una fuente de voltaje adicional.

Figura No. 2.17 Limitador ó recortador con fuente de voltaje adicional.

Limitador negativo La diferencia con el limitador positivo radica en el cambio de dirección del diodo.

Figura No. 2.18 Recortador Negativo.


Para explicar el comportamiento del limitador negativo vamos a analizar un limitador doble, que esta compuesto por un limitador polarizado positivo y otro limitador polarizado negativo.

Figura No. 2.19 Funcionamiento de un limitador negativo.

Esto era para RL >> R. Si no se cumpliera esto no sería una senoidal cuando no conducen los diodos. Es un circuito recortador (limitador), es un circuito limitador positivo polarizado y limitador negativo polarizado.

Aplicación: Si se mete una onda de pico muy grande a la entrada, aparece una onda prácticamente cuadrada a la salida, que aunque no sea tan parecida se toma como si fuese una onda cuadrada (es imposible hacer una onda cuadrada perfecta). Primera aplicación: "Transformar una Senoidal a Cuadrada". Si recorto en + 5 V y en 0 V.


Puedo aprovechar esto para electrónica digital.

Aplicación: Si tenemos un circuito que da alterna a su salida que es variable y nosotros queremos transmitir esa onda a la carga, podemos estropear la carga si conectamos directamente la carga a ese circuito.

Figura No. 2.20 Aplicación de un recortador.

Por eso ponemos un recortador o limitador entre la carga y ese circuito para que no se estropee la carga. Es para protección de la carga (se puede limitar la parte positiva, la negativa o las dos dependiendo del limitador que se utilice).

Figura No. 2.20a Aplicación de una limitador 2.

EJEMPLO: Imaginemos que queremos limitar la parte positiva.


Figura No. 2.21 Aplicación de un limitador 3.

Así se protege la carga de tensiones mayores de + 5 V. Limitador = Fijador = Recortador. Pero este circuito suele ser caro debido a la fuente de voltaje adicional, que suele ser una fuente de alimentación con su condensador, diodos, etc... Como la pila es cara se ponen muchos diodos:

Figura No. 2.22 Truco de reemplazo de fuente adicional.

El único inconveniente de este circuito es que nos limita esa tensión a múltiplos de 0,7 V. Sujetadores Como en el caso anterior, de los limitadores, hay dos tipos de sujetadores de nivel positivo y negativo. Sujetador de nivel positivo Lo veremos con un ejemplo:


Figura No. 2.23 Utilización de un sujetador de nivel positivo

NOTA: La carga no tiene porque ser solo una resistencia, puede ser el equivalente de Thévenin de otro circuito, etc. Se empieza por el semiciclo en el que conduce un diodo y se carga un condensador. Seguimos con el ejemplo. Semiciclo negativo.

Figura No. 2.24 Funcionamiento de un circuito sujetador positivo.

Suponemos el diodo ideal. El condensador se carga en el semiciclo negativo. Una vez cargado, el condensador se descarga en el semiciclo positivo. Interesa que el condensador se descargue lo menos posible. Para que sea la descarga prácticamente una horizontal se tiene que cumplir:

Si suponemos que el condensador se descarga muy poco, entonces asumimos una tensión permanente de 10V. Hemos subido 10 V el nivel de continua.


OFFSET = Nivel de continua. Este es el sujetador de nivel positivo. Si quisiera cambiar hacia abajo sería el sujetador de nivel negativo que es igual cambiando el diodo de sentido. Sujetador de nivel negativo. Como antes, el condensador siempre a 10 V. Se le resta 10 a la entrada. Es un "OFFSET Negativo".

Figura No. 2.25 Funcionamiento de un sujetador de nivel negativo.

Todo esto es cogiendo el diodo ideal. Si usamos 2ª aproximación, diodo a 0.7 V.

Diodo Zener

Anteriormente habíamos visto este circuito:

Figura No. 2.26 Fuente de alimentación DC


Primeramente supondremos que están conectados directamente, por lo tanto vC = vL entonces:

Figura No. 2.27 Curvas de una fuente de alimentación DC.

Problemas que podemos tener:

RL variable (variaciones de carga). Variaciones de tensión de red (variaciones de red).

Debido a estos dos problemas la onda de salida de ese circuito puede variar entre dos valores y como nuestro objetivo es obtener una tensión constante a la salida tendremos que hacer algo. Para resolver este problema ponemos un regulador de tensión basado en el diodo zener.

Figura No. 2.28 Fuente DC regulada con diodo zener.

Ahora vamos a analizar este regulador de tensión.

Regulador de tensión en vacío (sin carga). vS estará entre un mínimo y un máximo, y el regulador tiene que funcionar bien entre esos 2 valores (vSmáx y vSmín).En este caso vS lo pondremos como una pila variable


Figura No. 2.29 Análisis del regulador

Además para que funcione correctamente el zener tiene que trabajar en la zona de ruptura.

Figura No. 2.30 Comportamiento del diodo zener

Para que esté en ruptura se tiene que cumplir:

EJEMPLO: Comprobar si funciona bien el siguiente circuito:


Figura No. 2.31 Rectificación con diodo zener.

Hay que ver si en la característica los valores se encuentran entre IZmín y IZmáx para comprobar si funciona bien.

Figura No. 2.32 Curvas de respuesta de un diodo zener.

Funciona bien porque se encuentra entre los dos valores (máximo y mínimo). La salida es constante, lo que absorbe la tensión que sobra es la R (que es la resistencia limitadora).

Regulador de tensión con carga

Figura No. 2.33 Regulación con carga.

Para comprobar que estamos en ruptura calculamos el equivalente de Thevenin desde las bornas de la tensión VZ:


Figura No. 2.34 Análisis de la regulación con carga.

Como en el anterior caso los valores del circuito tienen que estar entre un máximo y un mínimo:

El zener absorbe la corriente sobrante (IZ variable) y la resistencia (R) la tensión sobrante. Entonces a la salida la forma de la onda es la siguiente:


2ª aproximación

Figura No. 2.35 Curvas reales en un circuito regulado.

El circuito equivalente sería de la siguiente forma. A ese circuito se le aplica la superposición:

Figura No. 2.36 Análisis del circuito regulado.


Como la superposición es la suma de estos 2 circuitos la solución será esta:

Con esto se ve que lo que hace el zener es "Amortiguar el rizado". Veamos cuanto disminuye el rizado:

EJEMPLO: 1N961 VZ = 10 V RZ = 8,5 V VRentr. = 2 V

Figura No. 2.37 Ejemplo.

Si quiero disminuir más el rizado pondría otro regulador que lo disminuiría pico a pico:

Figura No. 2.38 Fuente regulada con prerregulador.


CAPITULO 3

3. Transistores bipolares 3.1. Construcción y operación de transistores. El transistor está compuesto por tres zonas de dopado, como se ve en la figura:

Figura No. 3.1 El Transistor.

La zona superior es el "Colector", la zona central es la "Base" y la zona inferior es el "Emisor". El Emisor está muy impurificado, la Base tiene una impurificación muy baja, mientras que el Colector posee una impurificación intermedia. En este ejemplo concreto el transistor es un dispositivo NPN, aunque también podría ser un PNP. En principio es similar a dos diodos. Un transistor es similar a dos diodos, el transistor tiene dos uniones: una entre el emisor y la base y la otra entre la base y el colector. El emisor y la base forman uno de los diodos, mientras que el colector y la base forman el otro. Estos diodos son denominados: "Diodo de emisor" (el de la izquierda en este caso) y "Diodo de colector" (el de la derecha en este caso).

Figura No. 3.2 Transistor (a) NPN, (b) PNP


Antes y después de la difusión. Vamos a hacer un estudio del transistor NPN, primeramente cuando está sin polarizar (sin pilas y en circuito abierto) se produce una "Difusión" (como un gas en una botella), donde los electrones cruzan de la zona n a la zona p, se difunden, encuentran un hueco y se recombinan. Esto hace que en las uniones entre las zonas n y p se creen iones positivos y negativos.

Figura No. 3.3 Movimiento electrónico en un transistor.

Esta difusión y recombinación se da hasta llegar al equilibrio, hasta conseguir una barrera de potencial de 0,7 V (para el Si). Se crean 2 z.c.e., una en la unión E-B (WE) y otra en la unión C-B.

Si se conectan fuentes de tensión externas para polarizar al transistor, se obtienen resultados nuevos e interesantes. Hay 3 configuraciones:

Base común (BC). Emisor común (EC). Colector común (CC).

Cada una de estas configuraciones a su vez puede trabajar en 4 zonas diferentes:

Zona de trabajo Condiciones Utilización

Activa UE en Directa y UC en Inversa.

Amplificadores

Saturación UE en Directa y UC en Directa.

Conmutación

Corte UE en Inversa y UC en Inversa.

Conmutación

Activa invertida UE en Inversa y UC en Directa.

Sin utilidad

Tabla No. 3.1 Posibilidades de uso de un transistor.


Con esto vemos que el transistor puede trabajar de 12 formas diferentes.

Figura No. 3.4 Diferentes regiones de trabajo de un transistor.

3.2. Configuración en base común. La zona que más nos interesa es la zona activa, por lo tanto a continuación analizaremos esta zona. La zona p de base suele ser muy estrecha en la realidad, más tarde veremos porque. En el siguiente dibujo no dibujamos WE y WC para no emborronar el dibujo.

Figura No. 3.5 Funcionamiento de la zona activa, configuración BC.

El negativo de la pila VEE repele los electrones de la zona del emisor que cruzan la UE. Algunos electrones cruzan la UE y pasan por la zona p de la base sin recombinarse. Debido a la pila puede que un electrón cruce la barrera


de potencial de la UE. Después ese electrón baja la barrera de potencial de la UC para salir por el colector.

Figura No. 3.6 Barrera de potencial.

Esto es el efecto transistor de n a p, tiene que subir la barrera de potencial pero luego es más fácil porque tiene que bajar la barrera. De los electrones emitidos por el emisor, aproximadamente un 1 % se recombina en la base y un 99 % no se recombina y llega al colector, esto es el efecto transistor. La palabra colector viene de ahí, el colector "Colecta" los electrones, los recoge, eso es el "Efecto transistor". La base es muy estrecha y además está muy poco impurificada, esa es la razón de que la probabilidad de que un electrón se recombine sea muy pequeña (por ejemplo el 1%). El emisor emite electrones, el colector los recoge, y la base es un dispositivo de control. El convenio que teníamos con el diodo era:

Figura No. 3.7 El diodo

En el transistor también tomamos criterios, todas la corrientes entrantes, es como un nudo.


Figura No. 3.8 El Transistor.

EJEMPLO: IE = 100 mA, se recombinan el 1 % y no se recombinan el 99 %. Por lo tanto: IB = 1 mA y IC = 99 mA. Los signos como siempre, si va a favor del electrón es negativo y si va en contra positivo.

En los problemas por comodidad se suele cambiar de dirección a IE para que sea positivo.

Figura No. 3.9 Convención para las corrientes en el transistor.

Aquí debemos definir una cantidad llamada alfa y se describe con la letra

griega, . En condiciones de DC, los niveles de IC e IE, están relacionados de

acuerdo a lo ya explicado. Y esta relación está dada por la cantidad, .

dc= IC / IE 3.1

Los valores de alfa están entre 0,90 y 0,998. Alfa solamente define los portadores mayoritarios, entonces, la ecuación 3.1 quedará así:

IC= IE + ICBO 3.2


Si IE=0 mA. IC será por lo tanto igual ICBO. Pero ICBO es una magnitud muy pequeña. Por lo tanto, IC será igual a IE. 3.3. Acción de amplificación del transistor. En un amplificador de transistores bipolares aparecen dos tipos de corrientes y tensiones: continúa y alterna. La componente en continua o DC polariza al transistor en un punto de trabajo localizado en la región lineal. Este punto esta definido por tres parámetros: ICQ, IBQ y VCEQ. La componente en alterna o AC, generalmente de pequeña señal, introduce pequeñas variaciones en las corrientes y tensiones en los terminales del transistor alrededor del punto de trabajo. Por consiguiente, si se aplica el principio de superposición, la IC, IB y VCE del transistor tiene dos componentes: una continua y otra alterna, de forma que

3.3

3.4

3.5

donde ICQ, IBQ y VCEQ son componentes DC, e ic, ib y vce son componentes en alterna, verificando que ic << ICQ, ib << IBQ y vce << VCEQ.

Figura No. 3.10 Ejemplo de amplificación de voltaje.

Si tenemos:

IE= VI/RI = 200 mV / 20Ω = 10 mA.

Y, tenemos que = 1; (IC = IE), entonces:

IC = 10 mA; VL = IL * R = (10 mA) (5 K Ω) = 50 V


Entonces, el voltaje de amplificación es:

AV = VL / VI = 50 V / 200 mV = 250

El voltaje de amplificación tiene unos valores típicos para la configuración de base común entre 50 y 300. La amplificación de corriente es siempre menor

que 1, puesto que, es siempre menor que 1. La amplificación se da por la transferencia de una corriente IE desde un circuito de baja resistencia a uno de alta resistencia. En general, los transistores bipolares de circuitos analógicos lineales están operando en la región activa directa. En esta región existen cuatro zonas de operación definidas por el estado de las uniones del transistor (Tabla 3.1): saturación, lineal, corte y ruptura; estas zonas se indican claramente en la figura 3.4 que representa las zonas de operación de un transistor. A continuación se describe las características del transistor en estos modos de operación considerando el transistor NPN únicamente; similar resultado puede ser aplicado a transistores PNP. En la región activa lineal, la unión emisor-base esta directamente polarizada y la unión base-colector inversamente polarizada; la VBE esta comprendida entre 0.4 V y 0.8 V (valor típico de 0.7 V) y la VBC > 100 mV. En estas condiciones, las ecuaciones de Ebers-Moll se pueden aproximar a

3.6

3.7

Operando con estas ecuaciones, se obtiene una relación entre ambas intensidades de forma que

3.8 Donde

3.9 Sustituyendo

3.10 Siendo


3.11 ßF, es la ganancia en corriente en continua del transistor que en las hojas de características del fabricante se representa por hFE. Este parámetro es muy importante en un transistor de unión y define la relación entre las corrientes de colector y base. Al ser ICO una corriente muy baja, el segundo término de la ecuación (3.10) puede ser despreciado frente al primero. Como resultado, se obtiene una relación muy utilizada para analizar transistores que operen en esta región

3.12 La ecuación (3.12) indica que en la región activa lineal la relación entre las corrientes de colector y base es constante. Sin embargo, en la práctica la hFE de los transistores varia hasta en un 500% debido principalmente a tres factores: 1) Proceso de fabricación. Los transistores sufren variaciones en el proceso de fabricación que modifican sus características. El fabricante asigna un valor típico (typ) a ese transistor con un rango de valores comprendido entre un máximo (max) y un mínimo (min). Por ejemplo, el BC547B tiene, para una IC=2mA, una hFE (min)=200, hFE (typ)=290 y hFE (max)=450. 2) Corriente de colector. La hFE varía también con la corriente de colector. El fabricante proporciona curvas de características que permiten obtener la hFE para diferentes IC. En la figura 1.3 se muestra una de estas curvas que incluye el valor típico de la hFE con un rango de valores máximo y mínimo.


3) Temperatura. La dependencia de la hFE con la temperatura se puede observar en las graficas que proporciona el fabricante para tal fin. En la figura 1.4 se describen diferentes curvas normalizadas a 25º de hFE para temperaturas de -55ºC y 175ºC.

3.4. Configuración en emisor común. Esta configuración es la más utilizada. Como en la configuración en Base Común solo analizaremos la zona activa.

Figura No. 3.11 Transistor en configuración de Emisor Común.

Como en el caso anterior solo el 1 % se recombina y el 99 % no se recombina. La dirección de IE la cambiamos como en la configuración anterior.


Ganancia de corriente bcc:

3.13 A veces (casi siempre) se desprecia la IB, por ser muy pequeña, en comparación con la IC.

3.5. Configuración en colector común.

Figura No. 3.12. Polarización de Emisor común para un transistor PNP.

En la figura No. 3.12 vemos la última de las tres posibles configuraciones de un transistor con las direcciones de corriente y su notación de voltaje correcto. El uso más común que a esta configuración se le da, es de un circuito de acople de impedancias. En su entrada posee una impedancia muy alta y en su salida una impedancia muy baja. Si conectamos una resistencia R entre el emisor y tierra, con el colector también conectado a tierra, fácilmente podríamos comprender que es un


circuito similar a la configuración de emisor común. Por lo tanto, no se requiere de un conjunto de características de colector común para seleccionar los parámetros del circuito al momento de realizar un diseño. La curvas se grafican como IE en función de VCE para un rango de valores de IB. 3.6. Límite de operación, hoja de especificaciones, pruebas de transistores. El transistor bipolar que opera en la región lineal tiene unas características eléctricas lineales que son utilizadas para amplificación. En estos circuitos, las señales de entrada son amplificadas a la salida y, por consiguiente, hay un aporte de energía realizado a través de fuentes de tensión externas denominadas fuentes de alimentación o fuentes de polarizacion. Las fuentes de alimentación cubren dos objetivos: proporcionar las corrientes y tensiones en continua necesarias para que el transistor opere en la región lineal y suministrar energía al transistor, una parte de la cual va a ser convertida en potencia (amplificación). Los valores de corrientes y tensiones en continua en los terminales de un transistor se denomina punto de trabajo y se suele expresar por la letra Q (Quiescent operating point).

Figura No. 3.13 El transistor del circuito de la figura 3.13 esta polarizado con dos resistencias y una fuente de tensión en continua VCC. En este circuito se verifica que:

Si suponemos que el transistor se encuentra en la región directa lineal, entonces se puede relacionar las intensidades de base y colector a través de la hFE y asignar una tensión base-emisor típica de 0.7 V. El cálculo de las tensiones e intensidades del transistor proporciona su punto de trabajo Q. Para este circuito, Q viene definido por las siguientes ecuaciones:


En la figura No. 3.14 se muestra la representación grafica del punto de trabajo Q del transistor, especificado a través de tres parámetros: ICQ, IBQ y la VCEQ. Este punto se encuentra localizado dentro de una recta denominada recta de carga estática: si Q se encuentra en el límite superior de la recta el transistor estará saturado, en el límite inferior en corte y en los puntos intermedios en la región lineal. Esta recta se obtiene a través de la ecuación del circuito que relaciona la IC con la VCE que, representada en las curvas características del transistor de la figura No.3.13, corresponde a una recta. La tercera ecuación define la recta de carga obtenida al aplicar KVL al circuito de polarizacion, de forma que:

Para dibujar esta recta de una manera sencilla en el plano (VCE, IC) del transistor se seleccionan dos puntos: a) VCE=0, entonces IC=VCC/RC; b) IC=0, entonces VCE=VCC. Estos puntos se pueden identificar en la figura No. 3.14 y representan los cortes de la recta de carga estática con los ejes de coordenadas.

Figura No. 3.14 Límite de operación de un transistor.


Una de las primeras decisiones relacionadas con la polarizacion de un transistor es seleccionar la ubicación del punto Q. La selección mas practica es situarle en la mitad de la recta de carga estática para que la corriente de colector sea la mitad de su valor máximo, condición conocida como excursión máxima simétrica. Evidentemente esta es una condición de diseño que asegurara el máximo margen del punto Q a incrementos de cualquier signo de la intensidad de colector. Sin embargo, hay muchas otras condiciones de operación del transistor que exige un desplazamiento de Q en uno u otro sentido. En estos casos la situación del punto Q estará definida por las diferentes restricciones. Un transistor de unión polarizado tiene unas tensiones y corrientes en sus terminales que le hacen disipar energía. Esta potencia de disipación se puede obtener aplicando la definición de potencia absorbida por un elemento tri-terminal, que en caso del transistor, se expresa como

Debido a que generalmente la IB<<<IC y la VBE<<VCE, el primer término de esta ecuación es despreciable frente al segundo, resultando que

Esta ecuación representa a una hipérbola en el plano (VCE, IC) de las curvas características del transistor. El fabricante proporciona como dato la potencia de disipación máxima de un transistor; como ejemplo, el BC547 tiene una PCMAX=500 mW. En la figura 1.8.b se representa la hipérbola de potencia máxima de un transistor. Es preciso que el punto del trabajo Q esté por debajo de esa curva ya que sino el transistor se dañaría por efecto Joule. Hoja de especificaciones:

Tensiones inversas de ruptura para el transistor 2N3904. VCB....................................60 V (máximo valor en inversa). VCEo...................................40 V (máximo valor en inversa con la base abierta). VEB.......................................6 V (máximo valor en inversa). En realidad en la hoja de características tenemos que diferenciar los transistores en:

Transistores de pequeña señal (IC pequeña), por ejemplo: 2N3904. Transistores de potencia (IC grande), por ejemplo: 2N3055.


Corriente y potencia máximas En las uniones del transistor se suelen dar unas temperaturas muy elevadas, siendo la unión más problemática la unión CB, porque es la que más se calienta. En un transistor se dan tres tipos de temperaturas:

Tj = Temperatura de la unión. TC = Temperatura de la capsula. TA = Temperatura del ambiente.

EJEMPLO: Tj = 200 ºC Para sacar el calor de la unión tenemos que el flujo calorífico ha de pasar de la unión al encapsulado y posteriormente al ambiente. Hay una resistencia térmica unión-cápsula que dificulta que el calor pase de la unión a la cápsula (JjC). Hay una resistencia térmica cápsula-ambiente que dificulta que el calor pase de la cápsula al ambiente (JCA). JjC = 125 ºC/W. JCA = 232 ºC/W. JjA = 357 ºC/W Son unas resistencias que se oponen al paso de calor. Factor de ajuste Indica como disminuye la PDmáx por cada grado de aumento de temperatura por encima de un valor determinado. EJEMPLO: Para el 2N3904 PDmáx = 350 mW (a 25 ºC) Factor de ajuste = - 2,8 mW/ºC Si TA aumenta a 60 ºC: PDmáx = 350 - 2,8 (60 - 25) = 252 mW Ese factor de ajuste es el inverso de la resistencia térmica: Factor de ajuste = 1 / JjA Otro parámetro Este parámetro es el bcc que ya hemos visto anteriormente (IC = bcc · IB Zona Activa). bcc = hFE Seguimos con el ejemplo del transistor 2N3904. En el catálogo suele venir:


Figura No. 3.2 Tabla de una hoja de especificaciones.


Este valor es para la zona activa. Como se ve en la gráfica, existe una tolerancia o dispersión de valores en la fabricación que por ejemplo para IC = 10 mA va desde 100 hasta 300.

Prueba de transistores y detección de averías Veamos los tipos de averías típicos que podemos tener en un transistor con un ejemplo:

Figura 3.15

1ª aproximación:

Esto es cuando no hay averías. Dos tipos de averías comunes que podemos tener son que la base esta abierta o que la base se encuentre cortocircuitada, veamos estos dos casos:

RB abierto = RBo


Figura No. 3.16 Transistor con base abierta.

RB cortocircuito = RBs

Figura No. 3.17 Transistor con Corto entre emisor y base.

En este caso de la base en cortocircuito, se puede estropear la unión BE.

Para realizar la prueba de un transistor, primeramente se comprueba que el transistor funciona correctamente separándolo del circuito y viendo con el óhmetro los diferentes valores en el transistor.


Figura No. 3.18 Prueba de un transistor.

Después se comprueba el transistor dentro del circuito.

Otras posibles averías:

RCs (short). RCo (open). VCC no me de tensión.

Figura No. 3.19 Análisis por computador. Curvas características para el transistor 2N2222. Pspice (Ver 8.0) de MicroSim®, para Windows®


CAPITULO 4

4. Polarización DC del transistor BJT 4.1. Punto de operación.

Figura No. 4.1 Algunos circuitos de polarización del transistor


En un proceso de diseño o de análisis de un amplificador es necesario conocer la respuesta del sistema tanto en DC como en AC. La selección del punto de trabajo Q de un transistor se realiza a través de diferentes circuitos de polarizacion que fijen sus tensiones y corrientes. En la figura 4.1 se incluyen los circuitos de polarizacion mas típicos basados en resistencias y fuentes de alimentación; además, se indican las ecuaciones que permiten obtener el punto de trabajo de los transistores. Estos circuitos presentan diferencias en algunos casos importantes. Por ejemplo, el circuito de la figura 3.13 es poco recomendable por carecer de estabilidad; bajo ciertas condiciones se puede producir deriva térmica que autodestruye el transistor. La polarizacion de corriente de base de la figura 4.1 es mucho más estable aunque el que más se utiliza con componentes discretos es el circuito de autopolarización. La polarizacion de colector-base asegura que el transistor nunca entra en saturación al mantener su tensión colector-base positiva. Retomando el tema de límites de operación de un transistor, ya visto en el capítulo anterior, se habló del punto Q, ó punto de reposo. También, establecíamos que el punto de operación para los amplificadores a transistor, es el resultante de la corriente de DC y el voltaje sobre las características que define la región que será empleada para la amplificación de la señal aplicada.

Figura No. 4.2 Distintos puntos de operación.

De la figura No. 4.2 tenemos los valores máximos para IC y VCE, como también la curva de potencia máxima. Asimismo, están definidas las zonas de saturación donde VCE ≤ VCEsat y la de corte donde IB ≤ 0 μA. El dispositivo BJT o transistor puede operar fuera de estos límites máximos


pero su vida útil se disminuye considerablemente o simplemente el dispositivo se destruirá.

4.2. Circuito de polarización fija. Veamos el circuito de la figura No. 4.3, VBB es la misma VCC, pero para describir mejor el circuito se muestran por separado

Figura No. 4.3 Polarización fija

Realicemos un análisis de la malla de entrada:

Recta de carga (malla de salida):


Figura No. 4.4 Recta de carga para polarización fija.

Hemos dicho que el transistor podía trabajar como un amplificador y también como un conmutador:

Conmutación: SATURACIÓN y CORTE.

Amplificación: ACTIVA.

Figura No. 4.5 El BJT Como conmutador o como amplificador.


Como hemos dicho anteriormente, el valor de IB depende de la RB, por lo tanto podemos controlar la posición del punto Q variando el valor de la RB.

Analicemos brevemente la estabilidad de este circuito de polarización de base.

Vemos que la bcc puede variar por varias razones, por lo tanto el punto Q es inestable. EJEMPLO: βcc = 150 IB = 30 A IC = 150 30 = 4,5 mA VCE = 1,5 V. EJEMPLO: βcc = 50 IB = 30 mA IC = 50 30 = 1,5 mA VCE = 10,5 V Vemos que al variar la beta varía la VCE, también la posición del punto Q. 4.3. Circuito de polarización estabilizada por emisor. Si se quiere amplificar, se necesitan circuitos cuyos puntos Q sean inmunes a los cambios en la ganancia de corriente, esto es, interesa que el punto Q sea lo más estable posible. Para este propósito ahora se analizará el "Circuito de polarización de Emisor", que es el siguiente:


Figura No. 4.6 BJT polarizado estabilizado en emisor.

El propósito es amplificar, por esa razón el transistor tiene que trabajar en la zona ACTIVA. Como estamos en activa VBE = 0.7 V. Por lo tanto y viendo la malla de entrada la tensión VC será de 4.3 V. Entonces la intensidad IE por la resistencia RE será de:

La malla de salida:

Gráficamente:


Figura No. 4.7 Grafica de BJT polarizado en emisor.

¿Que ocurre si el βcc varía? Si βcc = 150 solo varía IB.

Varía la IB pero lo demás se mantiene y Q no varía, el transistor se autorregula y hace que varíe IB sin que nada más varíe, por lo tanto: "El punto Q es muy estable". Pero esto no es del todo exacto, porque algo varía, esto se verá si no se usa la aproximación de IC = IE. Sin esta aproximación tenemos:

Y ahora si influye el βcc.

Y tendríamos: VCE = 8,77 V, con βcc = 150:

Con βcc = 50:


Varía algo, pero es bastante estable, es bueno para trabajar en activa. 4.4. Polarización por divisor de voltaje. Este tema es una continuación del anterior, por ello primeramente vamos a hacer un breve resumen de lo visto antes para situarnos mejor en el tema. Hasta ahora hemos visto estos circuitos:

Circuito de polarización de base (resistencia en la base).

Figura No. 4.8 Polarización base.

Circuito de polarización de emisor (resistencia en emisor).

Figura No. 4.9 Polarización en emisor.

En este tema analizaremos este último circuito más que ningún otro.


Figura No. 4.10 Polarización por divisor de voltaje

Pero es muy caro instalar 2 fuentes de alimentación por eso se suele modificar el circuito de tal forma que solo se use una fuente de alimentación. Como se ha dicho ahora nos ahorraremos una fuente de alimentación.

Figura No. 4.11 Circuito equivalente para polarización por divisor de voltaje.

Ahora se mueve lo de la izquierda hacia arriba y como tenemos 10 V en los dos lados se pueden unir:


Figura No. 4-12 Polarización por división de voltaje.

Y así nos hemos ahorrado una fuente de alimentación, este es el "Circuito de polarización por división de tensión". Análisis aproximado

Así despreciamos IB:

EJEMPLO: Aplicamos valores numéricos a lo que hemos hecho.


Vemos si la aproximación es buena: se tiene que cumplir:

Tiene que funcionar bien para los tres valores del catálogo. CATÁLOGO:

Para comprobarlo vamos a ver la recta de carga de continua.


¿Qué curva de IB pasa por ese punto Q? Si cambiamos el transistor, Q es el mismo pero varía la IB. No cambia la recta de carga ni el punto Q, lo que cambia es la IB, se "Auto adapta". El punto Q es muy estable, prácticamente no cambia de sitio, para hacer los cálculos no hemos usado la β, solo para la IB. 4.5. Polarizaciones DC con retroalimentación de voltaje. Polarización DC con retroalimentación de emisor. En este circuito la resistencia de realimentación es RE.

Figura No. 4.13 Polarización con retroalimentación.

Haremos la prueba de desestabilizar el punto Q.


IC intenta aumentar mucho. Pero al aumentar la IC, aumenta la VE.

Entonces vemos que se da un fenómeno de "autorregulación", intenta aumentar mucho pero al final aumenta menos. Aunque no se estabiliza, se desestabiliza menos, esa "auto corrección" se llama realimentación.

A este efecto de que una variable de salida afecte a la entrada se le llama realimentación, la salida afecta a la entrada, se auto corrige. Además se le llama "Realimentación negativa" porque un aumento supone una disminución. Si un aumento supusiera otro aumento sería una "Realimentación positiva". En amplificadores es muy importante la realimentación, como se verá más adelante. Seguimos analizando el circuito. Malla de entrada:

EJEMPLO: Para ver como se mueve el punto Q. VCC = +15 V RC = 910 W RB = 430 W RE = 100 W VBE = 0,7 V

Recta de carga:


Se ha movido mucho pero menos que el anterior.

Cuanto menor sea este resultado, mejor será el circuito, esto sirve para comparar circuitos. Para mejorar el circuito se puede hacer:

Se suele coger 100 veces mayor RE.

Veamos si se cumple en este circuito.

No se cumple. RE debería ser RE = 430 kΩ. Pero poner RE = 430 kΩ hace que casi toda la tensión de VCC vaya a RE y la VCE es pequeña, y el circuito entra en saturación y no funciona como amplificador, el remedio es peor. 4.6. Diversas configuraciones de polarización. Circuito de polarización con realimentación de colector. El circuito es el siguiente:


Figura No. 4.14 Polarización con retroalimentación de colector.

Veamos como se comporta la Tª.

Y la IC aumenta menos de lo que pretendía, realimentación negativa, se ha compensado en parte. Malla de entrada:

Hacemos como antes:

Recta de carga. Malla de salida:


Si los comparamos:

Circuito de polarización por realimentación de emisor: = 6....mA Circuito de polarización por realimentación de colector: = 3.81 mA

Este último es mejor por ahora. De antes teníamos:

Para que se mueva lo menos posible, el b tiene que afectar lo menos posible, interesa que RC influya más que RB/β, para eso:

RC normalmente no se puede elegir. Entonces la RB se elegirá la menor posible. Hay que recordar que en le circuito anterior de realimentación de emisor si cogíamos RB muy pequeña se saturaba. En este circuito, a medida que disminuya RB se iba acercando a saturación, no se saturaba pero se acercaba mucho. Por eso no es útil, porque se acerca mucho a saturación (aunque nunca llegue a los VCE = 0.2 V de saturación). ¿Que debería hacer para que Q estuviera centrado? Para que esto ocurra:


No se pueden cumplir los dos, si está centrado no es estable y viceversa. Y este circuito no es bueno por esa razón, aunque sea mejor que los anteriores, es todavía bastante inestable. 4.7. Operaciones de diseño. Retomando la polarización con divisor de voltaje pero teniendo en cuenta la retroalimentación. En todo circuito que quiera que se auto compense tiene que haber una resistencia de realimentación, en este caso es RE, que hace que sea estable el punto Q.


Figura No. 4.15 Retroalimentación en emisor y polarización por divisor de voltaje.

Veamos como se comporta si variamos la temperatura o cambiamos de transistor (C.T.).

De esta forma se compensa en parte la IC, se mueve pero menos. Es un circuito muy bueno, la compensación no es total pero casi, es una compensación muy buena. Este circuito es el que se utiliza mayoritariamente por ser bueno, barato y efectivo. Lo analizaremos como siempre de 2 formas: Análisis aproximado y exacto.

Primeramente modificaremos un poco el circuito: Ahora aplicaremos Thévenin:

Figura No. 4.16 Análisis de retroalimentación. Aproximamos: RTH = 0. Malla de entrada:


El punto Q es estable. Tenemos lo ideal, no está la β. Lo único que varía algo es la VBE, pero es una variación pequeña respecto a VTH, entonces es casi constante la IC. Aprovechamos lo calculado anteriormente:

Interesa que RTH/β influya poco respecto a RE. Hacemos RE 100 veces mayor que RTH/β.

Pero es difícil que se cumpla esto porque RTH es el paralelo de R1 y R2, y de estas dos resistencias la más pequeña suele ser R2, entonces si aproximamos para verlo mejor:

Para que esto funcione correctamente hemos dicho que se tiene que cumplir lo siguiente:


Pero si pongo R2 muy pequeño, la IR2 es grande y es aproximadamente IR1 y esa intensidad va a la F.A., entonces el condensador y los diodos de la F.A. tienen que resistir mucha intensidad y podría dar problemas. Otro problema se da en alterna:

Figura No. 4.17 Retroalimentación con señal AC.

Cuando amplificamos la onda es muy importante la impedancia de entrada (Zi) y tiene que ser de un valor concreto. Su valor es:

No se puede hacer la Zi todo lo pequeña que se quiera y eso es una dificultad, se estropea la Zi en alterna. Hay situaciones que debemos analizar:

El consumo La Zi

Para resolver eso los diseñadores en lugar de 0,01RB*β suelen escoger un poco mayor, 0,1RE*β.

Y así Q es bastante estable, aunque no sea tanto como antes. EJEMPLO:


Figura No. 4.18 Ejemplo de retroalimentación

Como siempre aplicamos Thévenin y calculamos IB e IC para los distintos valores de β.

Ahora calculamos el VCE y dibujamos la gráfica:


Vemos que el punto Q varía muy poco para distintos valores de b. Esto lo vemos con la variación de IC.

Para ver la estabilidad del circuito estudiaremos el caso más crítico, que es el valor más pequeño de b, si se cumple para este valor se cumple en todos los demás casos.

No se cumple el muy estable, veamos ahora el "Bastante Estable".

Es bastante estable porque se cumple la ecuación, esto quiere decir que esta bastante bien diseñado el circuito. Circuito de polarización con realimentación de emisor y realimentación de colector


Con este circuito se intenta obtener polarizaciones más estables para los circuitos con transistores. Para ello se usa una combinación de una resistencia de emisor y una resistencia de colector.

Figura No. 4.19 BJT en configuración de retroalimentación en emisor y colector.

Para que sea estable se tiene que cumplir:

Pero el problema es que si RC y RE son muy grandes el valor de VCE tiene que ser pequeño y puede llegar a saturación, por eso no se puede hacer todo lo grande que se quiera.

4.8. Redes de conmutación con transistores.


Figura No. 4.20 El transistor como conmutador

Tenemos un interruptor en posición 1, abierto: IB = 0. IC = 0 CORTE (el transistor no conduce) Recta de carga:

Esto era lo ideal, lo exacto sería:


Pero para electrónica digital no tiene mucha importancia ese pequeño margen, por lo tanto se desprecia. Interruptor en posición 2:

Finalmente tenemos una gráfica de la siguiente forma:

Aplicación: Si tenemos en la entrada una onda cuadrada. Me invierte la Vsal, invierte la onda de entrada en la salida. Ese circuito se utiliza en electrónica digital.

Figura No. 4.21 El transistor como conmutador y su símbolo en electrónica digital


A ese circuito le llamábamos "Circuito de polarización de base", que era bueno para corte y saturación, para conmutación. Pero este que hemos hecho no es exacto, lo exacto es:

Entonces se cogen los márgenes, pero como están muy separados se desprecia y no se le da importancia a ese pequeño error. Analizaremos uno de los circuitos típicos que se usan en electrónica digital.

Figura No. 4.22 Aplicaciones de conmutadores.

Vamos a ver si la hipótesis es correcta:


La hipótesis es correcta, estamos en saturación. Ahora comprobaremos si es saturación normal o fuerte:

Y la salida se aproxima a cero: V0 = 0 V.

Veamos que ocurre si a la entrada le metemos por ejemplo una onda cuadrada:

Así el circuito se comporta como un INVERSOR. Para que a la salida en lugar de 0 V y 15 V tengamos 0 V y 5 V, se cambia la fuente VCC de + 15 V a VCC = + 5 V. 4.9. Estabilización de polarización.

La estabilidad de un sistema es una medida de la sensibilidad de una red ante las variaciones en sus parámetros. La IC de un transistor es sensible a: β: Al aumentar la temperatura aumenta esta magnitud. |VBE|: Valor absoluto del voltaje Base-Emisor, disminuye cerca de 7,5 mV por cada incremento en un grado Celsius (ºC). ICO: Corriente de saturación inversa. Duplica su valor por el incremento en 10ºC en la temperatura.


Cualquiera de los factores antes mencionados puede ocasionar que el punto de polarización se desvíe del punto de operación determinado. No podemos olvidar que IB es muy sensible al nivel de VBE, especialmente para niveles más allá del valor del umbral. De acuerdo a lo visto en los puntos anteriores sobre polarización. Factores de estabilidad. Se define un factor de estabilidad S, para cada uno de los parámetros que afectan la estabilidad de polarización:

S(ICO) = ΔIC / ΔICO

S(VBE) = ΔIC / ΔVBE

S(β) = ΔIC / Δβ

Las redes son muy estables y relativamente insensibles ante variaciones de la temperatura, es decir tienen factores de estabilidad bajos. Por esto, es apropiado considerar las cantidades definidas por las anteriores ecuaciones como factores de sensibilidad porque mientras mayor sea el factor de estabilidad, más sensible será la red ante variaciones en ese parámetro. El estudiante con conocimiento de cálculo diferencial deberá profundizar más sobre este tema.


SEGUNDA UNIDAD FET – TRANSISTORES DE EFECTO DE CAMPO Y OTROS

DISPOSITIVOS PNPN

CAPITULO 5

5. Transistores de efecto de campo – FET. 5.1. Construcción y características de los JFET Los transistores de efecto de campo o FET (Field Electric Transistor) son particularmente interesantes en circuitos integrados y pueden ser de dos tipos: transistor de efecto de campo de unión o JFET y transistor de efecto de campo metal-oxido semiconductor (MOSFET). Son dispositivos controlados por tensión con una alta impedancia de entrada (1012Ω). Ambos dispositivos se utilizan en circuitos digitales y analógicos como amplificador o como conmutador. Sus características eléctricas son similares aunque su tecnología y estructura física son totalmente diferentes. Ventajas del FET:

1. Son dispositivos controlados por tensión con una impedancia de entrada muy elevada (107 a 1012Ω).

2. Los FET generan un nivel de ruido menor que los BJT. 3. Los FET son más estables con la temperatura que los BJT. 4. Los FET son más fáciles de fabricar que los BJT pues precisan menos

pasos y permiten integrar más dispositivos en un C1. 5. Los FET se comportan como resistencias controlados por tensión para

valores pequeños de tensión drenaje-fuente. 6. La alta impedancia de entrada de los FET les permite retener carga el

tiempo suficiente para permitir su utilización como elementos de almacenamiento.

7. Los FET de potencia pueden disipar una potencia mayor y conmutar corrientes grandes.

Desventajas que limitan la utilización de los FET:

1. Los FET presentan una respuesta en frecuencia pobre debido a la alta capacidad de entrada.

2. Los FET presentan una linealidad muy pobre, y en general son menos lineales que los BJT.

3. Los FET se pueden dañar debido a la electricidad estática.


En este apartado se estudiaran brevemente las características de ambos dispositivos orientadas principalmente a sus aplicaciones analógicas. El JFET de canal n esta constituido por una barra de silicio de material semiconductor de tipo n con dos regiones (islas) de material tipo p situadas a ambos lados. Es un elemento tri-terminal cuyos terminales se denominan drenador (drain), fuente (source) y puerta (gate). En la figura 5.1.a se describe un esquema de un JFET de canal n, en la 5.1.b el símbolo de este dispositivo y en la 5.1.c el símbolo de un JFET de canal P.

Figura No. 5.1 (a) JFET canal N. (b) Símbolo de JFET canal N. (c) Símbolo canal P

La polarizacion de un JFET exige que las uniones p-n estén inversamente polarizadas. En un JFET de canal n, o NJFET, la tensión de drenador debe ser mayor que la de la fuente para que exista un flujo de corriente a través de canal. Además, la puerta debe tener una tensión más negativa que la fuente para que la unión p-n se encuentre polarizado inversamente. Ambas polarizaciones se indican en la figura No. 5.2.


Figura No. 5.2 Características de un FET N

5.2. Característica de transferencia. Las curvas de características eléctricas de un JFET son muy similares a las curvas de los transistores bipolares. Sin embargo, los JFET son dispositivos controlados por tensión a diferencia de los bipolares que son dispositivos controlados por corriente. Por ello, en el JFET intervienen como parámetros: ID (intensidad drain o drenador a source o fuente), VGS (tensión gate o puerta a source o fuente) y VDS (tensión drain o drenador a source o fuente). Se definen cuatro regiones básicas de operación: corte, lineal, saturación y ruptura. A continuación se realiza una descripción breve de cada una de estas regiones para el caso de un NJFET. • Región de corte En esta región la intensidad entre drenador y fuente es nula (ID=0). En este caso, la tensión entre puerta y fuente es suficientemente negativa que las zonas de inversión bloquean y estrangulan el canal cortando la corriente entre drenador y fuente. En las hojas técnicas se denomina a esta tensión como de estrangulamiento o pinch-off y se representa por VGS (off) o Vp. Por ejemplo, el BF245A tiene una VGS (off)=-2V. • Región lineal En esta región, el JFET se comporta como una resistencia no lineal que es utilizada en muchas aplicaciones donde se precise una resistencia variable controlada por tensión. El fabricante proporciona curvas de resistencia drenador-fuente (rds(on)) para diferentes valores de VGS tal como se muestra en la figura No. 5.3. En esta región el transistor JFET verifica las siguientes relaciones:


(5.1)

Figura No. 5.3 Resistencia drenador-fuente de un transistor NJFET en la región lineal.

• Región de saturación En esta región, de similares características que un BJT en la región lineal, el JFET tiene unas características lineales que son utilizadas en amplificación. Se comporta como una fuente de intensidad controlado por la tensión VGS cuya ID es prácticamente independiente de la tensión VDS. La ecuación que relaciona la ID con la VGS se conoce como ecuación cuadrática o ecuación de Schockley que viene dada por:

(5.2)


donde Vp es la tensión de estrangulamiento y la IDSS es la corriente de saturación. Esta corriente se define como el valor de ID cuando VGS=0, y esta característica es utilizada con frecuencia para obtener una fuente de corriente de valor constante (IDSS). La ecuación 5.2 en el plano ID y VGS representa una parábola desplazada en Vp. Esta relación junto a las características del JFET de la figura No. 5.2 permiten obtener gráficamente el punto de trabajo Q del transistor en la región de saturación. La figura No. 5.4 muestra la representación grafica de este punto Q y la relación existente en ambas curvas las cuales permiten determinar el punto de polarizacion de un transistor utilizando métodos gráficos.

Figura No. 5.4. Curvas características de un JFET. • Región de ruptura Una tensión alta en los terminales del JFET puede producir ruptura por avalancha a través de la unión de puerta. Las especificaciones de los fabricantes indican la tensión de ruptura entre drenaje y fuente con la puerta cortocircuitada con la fuente; esta tensión se designa por BVDSS y su valor esta comprendido entra 20 y 50 V. Las tensiones de polarizacion nunca deben superar estos valores para evitar que el dispositivo se deteriore. Por ultimo, comentar las diferencias existentes entre un NJFET y PJFET. Las ecuaciones desarrolladas anteriormente para el JFET son validas para el PJFET considerando el convenio de signos indicados en la tabla No. 5.1.


Tabla No. 5.1 Convenio de signos en las tensiones y corrientes de un NJFET y PJFET.

5.3. Especificaciones de JFET Se describe el JFET 2N5457.4

4 Documento de Fairchild Semiconductor.


5.4. MOSFET de tipo decremental e incremental.


Los transistores MOSFET o Metal-Oxido-Semiconductor (MOS) son dispositivos de efecto de campo que utilizan un campo eléctrico para crear una canal de conducción. Son dispositivos mas importantes que los JFET ya que la mayor parte de los circuitos integrados digitales se construyen con la tecnología MOS. Existen dos tipos de transistores MOS: MOSFET de canal N o NMOS y MOSFET de canal P o PMOS. A su vez, estos transistores pueden ser de acumulación (enhancement) o deplexion (deplexion); en la actualidad los segundos están prácticamente en desuso y aquí únicamente serán descritos los MOS de acumulación también conocidos como de enriquecimiento. La figura No. 5.5 indica los diferentes símbolos utilizados para describir los transistores MOS.

Figura No. 5.5. Símbolos de transistores NMOS y PMOS.

En la figura No. 5.6 se describe la estructura física de un MOSFET de canal N con sus cuatro terminales: puerta, drenador fuente y substrato; normalmente el sustrato se encuentra conectado a la fuente. La puerta, cuya dimensión es W·L, esta separado del substrato por un dieléctrico (Si02) formando una estructura similar a las placas de un condensador. Al aplicar una tensión positiva en la puerta se induce cargas negativas (capa de inversión) en la superficie del substrato y se crea un camino de conducción entre los terminales drenador y fuente. La tensión mínima para crear esa capa de inversión se denomina tensión umbral o tensión de threshold (VT) y es un parámetro característico del transistor. Si la VGS<VT, la corriente de drenador-fuente es nula; valores típicos de esta tensión son de de 0.5 V a 3 V.


Figura No. 5.6 Estructura física de un transistor NMOS

Los transistores JFET y MOSFET tienen una estructura física muy diferente pero sus ecuaciones analíticas son muy similares. Por ello, en los transistores MOS se definen las mismas regiones de operación: corte, lineal, saturación y ruptura. En la figura No. 5.7 se muestran las curvas de características eléctricas de un transistor NMOS con las diferentes regiones de operación que son descritas brevemente a continuación. • Región de corte Se verifica que VGS<VT y la corriente ID es nula. • Región lineal El transistor se comporta como un elemento resistivo no lineal controlado por tensión. Verifica las siguientes ecuaciones:

(5.3) Donde

un parámetro característico del MOS que depende de la tecnología a través de la constante k y del tamaño de la puerta del transistor (W la anchura y L la longitud).


Figura No. 5.7. Curvas de características de un NMOS.

• Región saturación El transistor se comporta como una fuente de corriente controlada por la tensión VGS. Verifica las siguientes ecuaciones:

(5.4)

siendo ß el parámetro descrito en la ecuación 5.4. En esta región, la relación cuadrática entre VGS e ID se representa en la grafica de la izquierda de la figura No. 5.7, y de una manera similar a los transistores JFET, puede ser utilizada para determinar por métodos gráficos el punto de polarizacion de los transistores aunque rara vez se recurre a ellos. • Región de ruptura Un transistor MOS puede verse afectado por fenómenos de avalancha en los terminales drenador y fuente, y roturas en la capa de oxido fino de la puerta que pueden dañar irreversiblemente al dispositivo. Por ultimo, señalar que en la tabla No. 5.2 se indican las diferencias en el signo y sentido de las corrientes y tensiones existentes entre transistores NMOS y PMOS.


Tabla No. 5.2

5.5. Manejo de MOSFET. Por ser los MOSFET dispositivos con una capa delgada de SiO2, la cual se encuentra situada entre la compuerta y el canal y tiene el efecto de ofrecer una característica de alta impedancia de entrada, pero por ser esta capa demasiado delgada se deben tener precauciones necesarias para el su manejo. La acumulación de carga estática, alrededor del dispositivo, la cual logra establecer una diferencia de potencial a través de la delgada capa, de tal forma que se podría romper y establecer conducción a través de ella. Para evitar este inconveniente se debe mantener el MOSFET con sus terminales cortocircuitados, normalmente se debe mantener con el papel aluminio con el cual sale de fábrica para su manejo y transporte. Para su uso, se debe tomar el transistor por su encapsulado. Cuando se instale en una tarjeta, esta debe estar previamente desenergizada y ojala descargada de cargas estáticas, además de utilizar los cables de descarga estática fabricados para quien opere estos elementos. 5.6. VMOS (Vertical Metal Oxide Silicon) Los MOSFET tienen una desventaja frente a los BJT, el manejo de potencias. Normalmente un MOSFET puede manejar potencias inferiores a 1 Watts. Para superar este inconveniente o insuficiencia de los MOSFET, se realiza un cambio en la forma de construcción del MOSFET. Para ello, se construye de tal forma que el canal n-inducido tenga un crecimiento (Operación en modo incremental) y este ahora en formado en dirección vertical. Estos dispositivos se conocen como VMOS. Además su apariencia de un corte en “V” en la base del semiconductor es la característica que se destaca para la memorización del nombre del dispositivo. Las características más importantes del VMOS, son: Poseen niveles reducidos de resistencia en el canal y mayores valores

nominales, de corriente y de potencia.


Poseen un coeficiente positivo de temperatura que contrarrestará la posibilidad de una avalancha térmica.

Tiempos de conmutación más rápidos por lo niveles reducidos de almacenamiento de carga.

5.7. CMOS (MOS con arreglo complementario). CMOS, acrónimo de Complementary Metal Oxide Semiconductor (semiconductor complementario de óxido metálico). Es un dispositivo semiconductor formado por dos transistores de efecto de campo de óxido metálico (MOSFET), uno del tipo n (NMOS) y otro del tipo p (PMOS), integrados en un único chip de silicio. Utilizados por lo general para fabricar memoria RAM y aplicaciones de conmutación, estos dispositivos se caracterizan por una alta velocidad de acceso y un bajo consumo de electricidad. Pueden resultar dañados fácilmente por la electricidad estática. A continuación se muestra los datos técnicos para el MOSFET BSD022


CAPITULO 6

6. Polarizaciones del FET 6.1. Configuración de polarización fija. Los circuitos básicos que se utilizan para polarizar los BJT se pueden emplear para los MOSFET. EL JFET tiene el inconveniente de que la tensión VGS debe ser negativa en un NJFET (positiva en un PJFET) que exige unos circuitos de polarizacion característicos para este tipo de dispositivos. En este apartado se presentan uno de los circuitos mas utilizados: polarizacion simple ó fija (Figura No. 6.1), se utiliza una fuente de tensión externa para generar una VGS<0.

Figura No. 6.1. Circuito de polarizacion simple de un NJFET. (a) Diagrama circuital. (b) Ecuaciones analíticas. (c) Representación grafica del punto de

trabajo. 6.2. Configuración de auto polarización. La configuración de autopolarización (figura No. 6.2), la caída de tensión en la resistencia RS debida a ID permite generar una VGS<0.


Figura No. 6.2. Autopolarización de un NJFET. (a) Diagrama circuital. (b) Ecuaciones analíticas. (c) Representación grafica del punto de trabajo.

6.3. Polarización mediante divisor de voltaje. Tal como lo hicimos para el BJT, la polarización del JFET se puede realizar por divisor de voltaje. Su construcción básica es exactamente la misma, pero el análisis en DC es muy diferente. Puesto que, la corriente de la compuerta (IG) es de cero amperios mientras que para el BJT la corriente de la base (IB) afecta los niveles de DC de la corriente y del voltaje tanto para el circuito de entrada como el de salida. Pues IB proporcionaba la relación entre el circuito de entrada y el de salida mientras que el VGS hará lo mismo para el JFET.


Figura No. 6.3 Polarización por divisor de voltaje de un JFET

Entonces, realizando el análisis de la misma forma que para un BJT, tenemos:

VG = R2 * VDD / R1 + R2 (6.1)

Luego, aplicando las leyes de Kirchhoff, y teniendo en cuenta que IR2 = IR1,

entonces podremos encontrar el valor del voltaje de la compuerta: VG.

VG – VGS – VRS = 0 (6.2)

VGS = VG – VRS

Sustituyendo a VRS = IS * RS = IDRS, tenemos:

VGS = VG – IDRS (6.3)

Los valores VG y RS los fija la red. Y la ecuación No. 6.3 corresponde a una línea recta en el plano de ID – VGS. Cuando ID sea cero el valor de VGS será igual a VG y cuando VGS sea cero, ID será igual a la relación VG sobre RS.

De acuerdo a la figura No. 6.4, si RS se incrementa, entonces la recta cruzará por un valor menor de ID cuando VGS sea cero. Pero esto ocasionará niveles menores de estabilidad de los ID y mas negativos de VGS.

VDS = VDD – ID(RD + RS) (6.4) IR1 = IR2 = VDD / (R1 +R2) (6.5)


Figura No. 6.4 Gráfica de JFET polarizado por divisor de voltaje.

6.4. MOSFET de tipo decremental. Aun cuando existen grandes similitudes entre las curvas de transferencia de los JFET y de los MOSFET y que permiten realizar un análisis muy parecido en el dominio de DC, los MOSFET de tipo decremental permiten trabajar con puntos de operación con valores VGS positivos y niveles de ID que exceden el valor de IDSS. Nos queda la pregunta: ¿Hasta donde deberá extenderse la curva de transferencia hacia l a región de valores positivos de VGS y hacia valores de ID mayores de IDSS? Este intervalo estará bien definido en los parámetros del MOSFET. 6.5. MOSFET de tipo incremental. Las características de transferencia del JFET difieren a las encontradas en el MOSFET de tipo incremental. Por lo tanto, la solución gráfica es diferente para los dos casos ya vistos. Debemos tener en cuenta que para un MOSFET de tipo incremental de canal-n, la corriente de drenaje (ID) es cero para aquellos niveles de voltaje compuerta – fuente menores al nivel de umbral VGS (TH). La corriente de drenaje se define como un exponencial a partir del nivel de umbral:

ID = k(VGS – VGS(TH))2 (6.6)


En las hojas de características técnicas se definen claramente los valores de voltaje de umbral y un nivel de corriente de drenaje (ID(encendido)), valores que permiten encontrar el valor de la constante k.

k = ID(encendido) / VGS(Encendido) - VGS(TH) (6.7)

Una vez se obtenga k, se podrán obtener los demás valores para ID. 6.6. Redes combinadas. Conociendo la forma de realizar un análisis en DC tanto para los BJT como para los FET, es la oportunidad de analizar redes con los dos tipos de transistores presentes en la misma. Para esto, se requiere de realizar un primer proceso sobre el dispositivo que proporcionará un voltaje o un nivel de corriente en una terminal. Luego, ya se podrán calcular otras cantidades y dedicarse a las incógnitas restantes. El reto está en la localización de la entrada del problema para luego utilizar sus resultados y aplicar los conocimientos ya vistos. Se ha trabajado constantemente con los diferentes juegos de ecuaciones por lo que no es necesario desarrollar nuevos métodos de análisis. El estudiante podrá recurrir a los ejemplos desarrollados en el libro de Boylestad en el capítulo No. 6.

Figura No. 6.5 Ejemplo de una red combinada

6.7. Diseño


Cuando se requiere diseñar se deben tener en cuenta las condiciones que intervienen en el proceso completo: área de aplicación, nivel de amplificación deseado, potencia de señal y las condiciones de operación. Para ello, se debe inicialmente establecer las condiciones DC seleccionadas.

Figura No. 6.6 Configuración de autopolarización para diseñar.

Conocidos los valores para VD e ID es posible determinar el valor para VGSQ a partir de una gráfica de la curva de transferencia y luego podrá encontrarse RS mediante VGS = -IDRS. Pero si conocemos VDD, es posible determinar RD a partir de RD = (VDD – VD)/ID. Luego se debe conseguir los valores comerciales más cercanos para RD y RS. Los valores de las tolerancias no son problema alguno para el real proceso del diseño. 6.8. FET de canal –P y curva de polarizaciones para JFET.

En los apartes anteriores de este capítulo nos hemos centrado al análisis con FET de canal –n. Para el caso de un FET canal-p se utilizará una imagen en espejo de las curvas de transferencia, además, las direcciones definidas de las corrientes se invierten. El valor de VDD será negativo y la dirección de la corriente ID estará en el sentido hacia la fuente. Las notaciones para un FET de canal-p son idénticas al FET canal-n, cambiando solamente los signos. Durante la realización de un análisis con un FET de canal-p lo podremos simular con uno de cana-n e invertir el voltaje de alimentación. Sin olvidar invertir los valores encontrados para voltaje y las direcciones de las corrientes.


CAPÍTULO 7 7. DISPOSITIVOS PNPN Y OTROS 7.1. INTRODUCCIÓN

Figura No. 7.1 Símbolos de tiristores más comunes.

La electrónica de potencia concierne a los circuitos con tiristores, a su diseño y a su función en el control de potencia en un sistema. Existen gran variedad de tiristores, pero todos ellos tienen ciertas propiedades en común: son dispositivos de estado sólido que se “disparan” bajo ciertas condiciones pasando de un estado de alta impedancia a uno de baja, estado que se mantiene mientras que la corriente y la tensión sean superiores a un valor mínimo denominado niveles de mantenimiento. Estructuralmente, todos los tiristores consisten en varias capas alternadas de silicio dopado con impurezas p y n. El disparo de un tiristor se realiza inyectando corrientes en esas uniones de forma que, mediante un reacción regenerativa, conmuta a conducción y lo


mantiene en este estado aunque la señal de disparo sea retirada, siempre que se verifiquen unos requerimientos mínimos de tensión y corriente. Estas características hacen que los tiristores sean mucho más útiles que los conmutadores mecánicos, en términos de flexibilidad, duración y velocidad. Estos dispositivos se utilizan en control de potencia, convertidores DC-DC o DC-AC o AC-DC o AC-AC, motores, luz incandescente, etc. En la figura 7.1 se muestran los símbolos de los dispositivos pertenecientes a la familia de los tiristores. El rectificador controlado de silicio o Silicon Controlled Rectifiers (SCR) es el tiristor de mayor interés hoy en día. Fue introducido en 1956 por los laboratorios de Bell Telephone y son capaces de controlar hasta 10MW con niveles de corriente de hasta 2000A a 18000V. El control de estos dispositivos se realiza a través de transistores, familias lógicas, luz (en triacs optoelectronicos), transistores de uniunión (UJTs), transistores de uniunión programables (PUTs), conmutadores bidireccionales de silicio (SBSs), etc. 7.2. Diodo de cuatro capas El diodo de cuatro capas o diodo Shockley es un dispositivo compuesto por cuatro capas semiconductores npnp, cuya estructura y símbolo se describen en la figuras 7.2.a y 7.2.b. Esencialmente es un dispositivo interruptor. Al aplicar un tensión positiva entre ánodo y cátodo se puede observar que la unión J1 y J3 esta polarizada en directa, y la unión J2 polarizada en inversa. En estas condiciones únicamente circula una corriente muy baja (despreciable) y el dispositivo se encuentra cortado. Aumentando esta tensión positiva se llega a una tensión VBO de ruptura o avalancha donde la corriente crece de forma abrupta y la caída de tensión decrece de la misma manera. En este momento, el diodo ha conmutado desde el estado de bloqueo a conducción.

Figura No. 7.2. Diodo de cuatro capas: a) Estructura, b) símbolo, c) estructura equivalente y d) modelo de conducción. Una manera sencilla de entender el funcionamiento de este diodo consiste en separar su estructura física en dos mitades (figura No. 7.2.a). La mitad


izquierda es un transistor NPN y la mitad derecha PNP, resultando el circuito mostrado en la figura No. 7.3.b que normalmente es referido como candado.

Figura No. 7.3. Características tensión/corriente del diodo de cuatro capas.

Las características eléctricas de un diodo de cuatro capas se muestran en la grafica de la figura No. 7.3. En esta grafica, se pueden identificar dos zonas y cuatro regiones de operación: 1.- Zona directa (V > 0) 1.a) Región de corte. El diodo se encuentra en corte con unas corrientes muy bajas. En esta región se puede modelar como una resistencia ROFF de valor:

(7.1) 1.b) Región de resistencia negativa. Cuando la tensión entre ánodo y cátodo es suficientemente alta se produce la ruptura de la unión con un incremento muy elevado en corriente comportándose el diodo como si fuera una resistencia negativa debido a la realimentación positiva de su estructura. 1.c) Región de saturación o conducción. En esta región, la caída de tensión entre ánodo y cátodo esta comprendida entre 0.5V y 1.5 V, prácticamente independiente de la corriente. Se mantendrá en este estado siempre que la tensión y corriente alcancen unos valores mínimos conocidos como niveles de mantenimiento definidos por VH e IH.


2.- Zona inversa (V <0) 2.a) Región de ruptura. El diodo puede soportar una tensión máxima inversa VRSM que superado ese valor entra en conducción debido a fenómenos de ruptura por avalancha. 7.2.1. SIDAC El SIDAC es un dispositivo bilateral de disparo de alta tensión y corriente. Es básicamente un diodo de cuatro capas con unas características eléctricas simétricas. En la figura No. 7.4.a se describe su estructura física, en la figura No. 7.4.b el símbolo de este dispositivo y en la figura No. 7.4.c sus características eléctricas simétricas. El SIDAC se utiliza en aquellas aplicaciones que se necesitan una tensión de disparo VBO cuyos valores están comprendidos entre 120 V y 270 V (típicos).

Figura No. 7.4. SIDAC: a) estructura física, b) símbolo y c) características I-V.

El MKP3V120 de Motorola es un ejemplo típico de un SIDAC, con una corriente máxima de 1A y una tensión de ruptura de VBO=120 V (pertenece a la serie MKP3VXXX en donde las tres ultimas cifras definen la VBO). En la figura No. 7.5 se indican sus características I-V en estado de conducción. En este caso, la tensión ánodo-cátodo es aproximadamente ~1.1V prácticamente independiente de la corriente. Una de las aplicaciones más típicas del SIDAC es como generador de diente de sierra en donde se aprovecha las características de disparo y bloqueo de este dispositivo.


Figura No. 7.5. Características I-V en conducción del MKP3V120.

En la figura No. 7.6.a se presenta el esquema de este circuito basado en el MKP3V120. Las principales características de este dispositivo son: VT ≈ VH=1.1V, IH=100 mA (max), VBO=120 V (typ), IBO=200 μA (max). En la figura No. 7.6.b se muestra la forma de onda de Vo que se asemeja a un diente de sierra. El funcionamiento del circuito es el siguiente. El condensador se carga a través de R cuando el SIDAC esta cortado. En estas condiciones, el dispositivo se comporta como una resistencia ROFF de valor

(7.2)

Esta resistencia es tan elevada que a efectos prácticos se puede considerar como despreciable. La ecuación del carga del condensador parte de una tensión inicial VH (VH=1.1V), correspondiente a la tensión de mantenimiento del SIDAC, hasta la tensión final VCC (VCC=200 V). Esta ecuación es

(7.3) La tensión Vo(t) evoluciona de forma exponencial tal como se muestra en la figura No. 7.6.b. Este proceso de carga del condensador finalizara cuando el SIDAC entre en conducción, situación que se produce cuando la tensión Vo(t) alcance la tensión de ruptura, es decir, el proceso de carga durara un tiempo to correspondiente al tiempo que tarda Vo(t) en tomar el valor VBO, es decir, Vo(t-to)=VBO=120 V. Este tiempo esta definido por la siguiente ecuación

(7.4)


Figura No. 7.6. a) SIDAC como generador de diente de sierra. b) Forma de onda de Vo.

En el momento que entra en conducción el SIDAC, este descarga rápidamente el condensador C hasta su tensión de mantenimiento (VH). El dispositivo estará permanentemente en ese estado siempre que se asegure la corriente de mantenimiento IH de 100mA. Pero en este circuito, la corriente que circula por R es

(7.5) menor que la corriente de mantenimiento, luego el SIDAC pasara a estado de corte de forma natural permitiendo que el condensador se cargue nuevamente a través de R y se repita el proceso indefinidamente. Si se desea que el SIDAC permanezca en conducción permanente con Vo=VH es preciso asegurar la corriente de mantenimiento, para lo cual la resistencia R tiene que ser menor que el valor de la resistencia critica obtenido por la siguiente expresión

(7.6)

7.2.2. SBS El SBS o Silicon Bidirectional Switch es un dispositivo de baja potencia simétrico para aplicaciones de disparo más versátil que el SIDAC. Tiene además un terminal adicional (gate o G) que permite modificar sus características de disparo con pequeños pulsos de corriente (decenas de μA). Su reducido coste, alta velocidad y capacidad para disparar puertas de


tiristores con altos valores de corriente hace que este dispositivo sea muy útil en muchas aplicaciones. EL SBS no es solamente un versión mejorada del diodo de cuatro capas, sino que es fabricado como un circuito integrado constituido por transistores, diodos y resistencias. La figura No. 7.7.a muestra su símbolo, la figura No. 7.7.b su estructura a nivel circuital y la figura No. 7.7.c sus características I-V. El MBS4991 de Motorola es un ejemplo típico de un SBS simétrico. Sus parámetros característicos de acuerdo a la grafica de la figura No. 7.7.c son: VS=8 V, IS=175 μA, IH=0.7 mA y VF=1.4 V El disparo de este dispositivo se puede realizar bien superando la tensión VS o bien aplicando una corriente de puerta IGF=100μA.

Figura No. 7.7 SBS: a) símbolo, b) circuito equivalente y c) características I-V.

7.3. SCR El SCR o Silicon Controled Rectifier es un dispositivo triterminal (A o ánodo, C o cátodo y G o gate o puerta de control) muy similar al diodo de cuatro capas descrito en la anterior sección pero que posee una entrada adicional (G) que permite disparar el dispositivo antes de alcanzar la VBO. En la figura No. 7.8.a se muestra el símbolo del SCR y en la figura No. 7.8.b su modelo a nivel transistor. En el modelo a nivel de transistor se observa claramente que al introducir una corriente por la línea G se produce la conducción de los transistores, es decir, el disparo del dispositivo sin ser necesario alcanzar la VBO. La figura No. 7.9 permite ver claramente como las características del SCR varían con la corriente de su puerta cuyos valores son del orden de miliamperios o inferiores.


Figura No. 7.8. a) Símbolo del SCR, b) Modelo a nivel de transistor.

Figura No. 7.9. Características I-V del SCR.

A continuación se detallan algunos parámetros característicos de los SCR. • Tiempo de conducción (Turn-on Time). Tiempo de duración mínima de la tensión de disparo para pasar el SCR de bloqueo a conducción. Este tiempo tiene dos componentes: TON=td+tr, siendo td el tiempo de retraso (delay time) y tr el tiempo de subida (rise time). Por ejemplo, el 2N5060 tiene el TON=td+tr=3μs+0.2μs=3.2μs. • Tiempo de corte (Turn-off Time). Tiempo que el SCR puede permanecer por debajo de las condiciones de mantenimiento. El 2N5060 tiene un TOFF=tq de 10μs.


• Máxima corriente de conducción. Máxima corriente eficaz que puede circular por el SCR durante el estado de conducción. Para el 2N5060, la IT (rms)=0.8A. • Velocidad crítica de elevación. Variaciones muy rápidas de tensión entre el ánodo y cátodo en un SCR pueden originar un disparo indeseado. Para evitar este problema, la variación de tensión ánodo-cátodo no debe superar un valor conocido como velocidad critica de elevación (dv/dt); si se supera este valor además de producir el disparo puede llegar a deteriorar el dispositivo. El 2N5060 tiene un dv/dt=30V/μs. A veces transitorios en las líneas de alimentación pueden originar problemas de comportamiento del SCR al ser superado su velocidad crítica de elevación. Los circuitos de protección contra transitorios de corriente (figura No. 7.10.a) y transitorios de tensión (figura 12.10.b) evitan este indeseado disparo. Básicamente son filtros basados en RC o inducciones que eliminan esas señales espureas.

Figura No. 7.10. Circuitos de protección contra transitorios de a) tensión y b) intensidad.

7.4. Activación o disparo y bloqueos de los tiristores.

El tiristor es un dispositivo de estado sólido que su modo de operación emula a un rele. En estado de conducción tiene una impedancia muy baja que permite circular grandes de niveles de corriente con una tensión ánodo-cátodo del orden de 1V. En estado de corte, la corriente es prácticamente nula y se comporta como un circuito abierto. A continuación se describen las diferentes maneras de activar o disparar y de bloqueo de un tiristor. 7.4.1. Activación o disparo de un tiristor. Existen cuatro maneras de poner a un tiristor en estado de conducción: a) Activación o disparo por puerta. El método más común para disparar un tiristor es la aplicación de una corriente en su puerta. Los niveles de tensión y corriente de disparo en la puerta deben tener un rango de valores comprendidos dentro de una zona de disparo de seguridad. Si se sobrepasa ese limite puede no dispararse el tiristor o puede deteriorarse el dispositivo;


por ejemplo, para el 2N5060 la máxima potencia eficaz que puede soportar la puerta es PG(av)=0,01 W. Gráficamente, en la figura No. 7.11 se muestra la forma típica de esa zona de seguridad de disparo del SCR TF521S de Sanken Electric; obsérvese la su elevada dependencia con la temperatura. Este tiristor soporta corrientes de hasta IT(rms)=5 A y la corriente máxima de disparo es IGT(max)=15 mA a 25 °C para una VGT(max)=2.5 V. Otro ejemplo es el C701 de SPCO capaz de soportar 1300 A con una corriente IGT=500 mA. Además, el disparo debe tener una duración dependiente del tiristor con valores típicos de 1μseg para que resulte eficaz. El tiempo de conexión o de activación es el tiempo que tarda en conducir el tiristor desde que se ha producido el disparo. Los valores típicos de tiristores comerciales están alrededor de 1 a 3 μseg, aunque para aplicaciones especiales como son los moduladores de impulsos de radar se fabrican tiristores con valores por debajo de 100nseg. b) Activación o disparo por luz. Un haz luminoso dirigido hacia una de las uniones del tiristor provoca su disparo. Son los dispositivos conocidos como foto-SCR o LASCR y sus derivados (foto-TRIAC, opto-TRIAC, etc). El SP-101 de Sunpower es un ejemplo típico de un LASCR de 2 A que precisa de una radicación luminosa efectiva de 24 mW/cm2 con una longitud de onda de 850 nm para su activación.

Figura No. 7.11. Zona de seguridad de disparo del SCR TF521S.

c) Activación por tensión de ruptura. Un aumento de la tensión ánodo-cátodo puede provocar fenómenos de ruptura que activa el tiristor. Esta tensión de ruptura directa (VBO) solamente se utiliza como método para disparar los diodos de cuatro capas. b) Disparo por aumento de dv/dt. Un rápido aumento de la tensión directa de ánodo cátodo puede producir una corriente transitoria de puerta que active el tiristor. Generalmente se elimina este problema utilizando circuitos de protección basados en R, C o L (figuras 7.10.a y 7.10.b). Valores típicos de dv/dt están comprendidos entre 5 V/μseg a 500 V/μseg.


Figura No. 7.12. Circuitos de disparo de SCR. a) y b) circuitos de disparo en DC, c) circuito de disparo por impulso, y d) circuito de disparo controlado por

señal alterna.

Existen numerosos circuitos de disparo de tiristores que pueden ser clasificados en tres tipos básicos en función del tipo de señal de disparo: DC, impulso o fase de alterna. Los circuitos de disparo en DC están basados en un interruptor mecánico o electrónico (figura 7.12.a) que incluyen circuitos de protección para evitar danos al tiristor. Estas señales también pueden ser generadas desde un ordenador o cualquier circuito de control digital (figura 7.12.b). Los circuitos de disparo por impulso están basados generalmente en un transformador de acoplo que transmite el pulso de disparo (figura 7.12.c). Este transformador permite el aislamiento eléctrico entre el tiristor y el circuito de control y precisa menor potencia de disparo. Sin embargo, son más voluminosos debido al tamaño del transformador y suelen ser sustituidos por opto-acopladores luminosos. Por ultimo, los circuitos de disparo en alterna están diseñados para sincronizar la fase entre el suministro en alterna y el disparo que permita la regulación en potencia (figura 7.12.d). Debido a la importancia de este ultimo tipo de disparo, se va a dedicar un apartado completo a su estudio. 7.4.2. Bloqueo de un tiristor.


La conmutación en corte o bloqueo es el proceso de poner en estado de corte al tiristor que puede realizarse de tres formas: conmutación natural, polarizacion inversa o conmutación por puerta. a) Conmutación natural. Cuando la corriente del ánodo se reduce por debajo de un valor mínimo, llamado corriente de mantenimiento, el tiristor se corta. Sin embargo, hay que señalar que la corriente nominal de un tiristor es del orden de 100 veces la corriente de mantenimiento. Para reducir esa corriente es preciso abrir la línea, aumentando la impedancia de carga o derivando parte de la corriente de carga a un circuito paralelo, es decir, cortocircuitando el dispositivo. b) Corte por polarización inversa. Una tensión inversa ánodo-cátodo tendera a interrumpir la corriente del ánodo. La tensión se invierte en un semiperiodo de un circuito de alterna, por lo que un tiristor conectado a la línea tendrá una tensión inversa en un semiperiodo y se cortara. Esto se llama conmutación por fase o conmutación de línea alterna. c) Corte por puerta. Algunos tiristores especialmente diseñados, como los GTO, se bloquean con una corriente de puerta negativa. El tiempo de conmutación en corte es el tiempo que tarda en bloquearse un tiristor. Con conmutación natural su valor esta comprendido entre 1 a 10 μseg, mientras que conmutación forzada puede ser de 0.7 a 2μseg. Sin embargo, existen gran variedad de tiristores diseñados para tener tiempos de conmutación muy bajos. 7.5. Regulación en potencia de un SCR. Existe una gran variedad de aplicaciones de potencia basadas en los tiristores como elementos de control. Su propiedad de conmutación de corte a conducción y viceversa resulta muy útil cuando se desea controlar la transferencia de potencia a una carga. Las aplicaciones mas comunes de uso domestico son los reguladores de luz, control de velocidad de motores, etc.

Figura No. 7.13. Circuito regulador de potencia basado en un SCR.


En la figura No. 7.13 se muestra la estructura básica de un circuito regulador de potencia básico. Se quiere entregar una determina energía de la red eléctrica a una carga (ZL) y, para ello, se utiliza un tiristor (en este caso un SCR) como dispositivo de control y un circuito de disparo que controla ese tiristor. Este circuito de disparo introduce un desfase φ respecto al inicio de la onda sinusoidal; a φ se le denomina ángulo de desfase o de disparo y a π-φ ángulo de conducción. En la figura No. 7.14 se representa las formas de onda del regulador de potencia. Se identifican tres zonas del funcionamiento del tiristor: 1) 0 ≤ α < φ. El SCR esta bloqueado. En estas condiciones no circula

ninguna corriente por la carga (IL=0) y la VAK = Vm senα. 2) φ ≤ α < π. En el instante α=φ el circuito de disparo aplica un pulso que

hace entrar el SCR a conducción. Aparece una corriente por la carga de valor IL= Vm senα /ZL, si se desprecia la caída de tensión en el SR (VAK~0V). En esas condiciones, VS=VL+VAK≈VS.

3) π ≤ α < 2π. En el instante α=π el SCR conmuta a corte de forma natural. En el semiperiodo negativo el SCR se mantiene a corte porque la tensión del ánodo es inferior a la del cátodo. La corriente es nula (IL=0) y la VAK = Vm senα.

Figura No. 7.14. Formas de onda del circuito de la figura No. 7.13.

En términos eficaces, la corriente eficaz (rms) entregada a la carga se obtiene mediante la siguiente ecuación


(7.7) y, de una manera similar, la tensión eficaz (rms) de la carga

(7.8) La potencia eficaz entregada a la carga se define como el producto de la corriente eficaz por la tensión eficaz.

(7.9) 7.6. Variantes del SCR. Existen otros dispositivos de cuatro capas cuyo modo de funcionamiento es similar a la de un SCR. En esta sección se realiza una breve descripción de las variantes del SCR más importantes.

7.6.1. Foto-SCR o LASCR El foto-SCR o SCR activado por luz (light activated SCR o LASCR) es, como su propio nombre indica, un SCR cuyo disparo es controlado por luz. Cuando la luz incidente es suficientemente intensa, el SCR se dispara y permanece en conducción aunque desaparezca esa luz. En la figura No. 7.15.a se muestra su símbolo y en la figura No. 7.15.b aparece una aplicación sencilla del foto-SCR con una resistencia ajustable que controla la intensidad de luz incidente de disparo. Un ejemplo de un LASCR es el SP-101 de SunPowe.r que se activa cuando la luz incidente es de 24 mW/cm2.

Figura No. 7.15. Foto-SCR o LASCR: a) Símbolo y b) ajuste de sensibilidad a

la luz.


7.6.2. GTO El GTO o Gate Turn-Off SCR es un tiristor que puede ser disparado con un pulso positivo a su terminal gate y bloqueado si se aplica un impulso negativo a ese mismo terminal. El GTO se emplea actualmente en muchas aplicaciones interesantes en el dominio de altas potencias cuyo control se realiza fácilmente mediante transistores bipolares. Los bajos requerimientos de potencia de su control facilitan la aplicación de técnicas de modulación de anchura de pulsos. En la figura 7.15a se indica su símbolo. El MGTO1000/2000 de Motorola es un GTO diseñado para aplicaciones de alta velocidad y es capaz de proporcionar hasta 18 A.

Figura No. 7.15.a. Símbolo de un GTO

7.6.3. PUT El PUT o programmable unijunction transistor perteneciente a la familia de los dispositivos uniunión y sus características son similares al SCR. En la figura 7.16a se indica su símbolo. Es un dispositivo de disparo ánodo-puerta (anode-gate) puesto que su disparo se realiza cuando la puerta tenga una tensión mas negativa que el ánodo, es decir, la conducción del PUT se realiza por control de las tensiones en sus terminales. Como ejemplo sencillo, la figura No. 7.16b muestra el esquema de un oscilador de relajación basado en este dispositivo. La tensión de puerta esta fijada a un valor constante a través de las resistencias R1 y R2. Si inicialmente el condensador esta descargado, la tensión del ánodo es menor que la de la puerta (VA<VG) y el PUT esta cortado. En estas condiciones, el condensador se carga a través de R aumentando la tensión del ánodo. Llegara un momento en que VA=VG y, en ese instante, se dispara el PUT el cual descarga bruscamente el condensador C produciendo una caída de tensión en la resistencia Ro. Si R y Ro tienen un valor que impida circular a través del PUT la corriente de mantenimiento mínima de conducción el dispositivo se cortara y el condensador se carga nuevamente a través de R repitiéndose el proceso.


Figura No. 7.16. a) Símbolo del PUT y b) oscilador basado en un PUT.

7.6.4. TRIAC Un TRIAC (TRIode for Alternative Current) es un SCR bidireccional que se comporta como dos SCR en paralelo e invertidos, de tal manera que este dispositivo puede controlar corriente en cualquier dirección. Normalmente, tiene una tensión de ruptura alta y el procedimiento normal de hacer entrar en conducción a un TRIAC es a través de un pulso de disparo de puerta (positivo o negativo). La figura No. 7.17a muestra su símbolo y la figura 7.17b su modelo equivalente basado en dos SCR conectados en oposición. Ejemplos típicos de TRIACS: BT136 (de 5 A) y el BT138 (16A) de Philips y la serie MAC de Motorola con corrientes de 8 A (MAC97-8) hasta 350 A (MAC224A4).

Figura No. 7.17. a) Símbolo del TRIAC y b) Modelo equivalente en SCRs.

7.6.5. TRIAC con acoplado óptico (Opto coupler TRIAC) Los TRIACs acoplados ópticamente combinan un diodo emisor de luz (LED) con un TRIAC foto-detector (foto-TRIAC) dentro de un mismo encapsulado opaco con un esquema mostrado en la figura No. 7.18. Al no existir conexión eléctrica entre la entrada y la salida, el acoplo es unidireccional (LED al foto-TRIAC) y permite un aislamiento eléctrico entre ambos dispositivos de hasta 7500 V (typ). Además, algunos foto-TRIAC incluyen un circuito de detección de paso por cero que permite sincronizar señales de la red eléctrica con señales de control del LED para ajustar el ángulo de conducción.


Figura No. 7.18. Esquema de un opto-TRIAC.

Como ejemplo de estos circuitos se encuentra el MOC3009 (Motorola) que necesita una corriente en el LED de 30 mA para disparar el foto-TRIAC o el MOC3021 (Motorola) que únicamente requiere 10mA. Cuando el LED esta apagado, el foto-TRIAC esta bloqueado conduciendo una pequeña corriente de fuga denominada IDRM (peak-blocking current). Cuando el diodo conduce, dispara al foto-TRIAC pudiendo circular entre 100 mA y 1 A. Al no ser un dispositivo que soporte grandes niveles de potencia, el propio foto-TRIAC en muchos casos actúa sobre el control de un TRIAC de mucho mayor potencia, tal como se indica en la figura No. 7.19. En este circuito, una señal digital (por ejemplo, una señal de un microcomputador) activa el opto-acoplador que a su vez activa el TRIAC de potencia conectado a la red eléctrica; el valor de R esta comprendido entre 50Ω y 500Ω.

Figura No. 7.19. Esquema de un opto-acoplador TRIAC para activar un TRIAC de mayor potencia.

7.7. El transistor UJT ó de uniunión. El transistor de uniunión (unijunction transistor) o UJT esta constituido por dos regiones contaminadas con tres terminales externos: dos bases y un emisor. En la figura No. 7.20.a aparece la estructura física de este dispositivo. El emisor esta fuertemente dopado con impurezas p y la región n débilmente dopado con n. Por ello, la resistencia entre las dos bases, RBB o resistencia interbase, es elevada (de 5 a 10 KΩ estando el emisor abierto).


El modelo equivalente representado en la figura No. 7.20.b esta constituido por un diodo que excita la unión de dos resistencias internas, R1 y R2, que verifican RBB=R1+R2. Cuando el diodo no conduce, la caída de tensión en R1

(V1) se puede expresar como:

(7.10) donde VB2B1 es la diferencia de tensión entre las bases del UJT y η es el factor de división de tensión conocido como relación intrínseca. El modelo de este dispositivo utilizando transistores se muestra en la figura No. 7.20.c, cuya estructura es muy similar a un diodo de cuatro capas. Cuando entra en conducción los transistores la caída de tensión en R1 es muy baja. El símbolo

del UJT se muestra en la figura No. 7.20.d.

Figura No. 7.20. Transistor UJT. a) Estructura física, b) modelo equivalente, c) circuito equivalente y d) símbolo.

7.7.1. Funcionamiento de un UJT

El funcionamiento de un UJT es muy similar al de un SCR. En la grafica de la figura No. 7.21 se describe las características eléctricas de este dispositivo a través de la relación de la tensión de emisor (VE) con la corriente de emisor (IE). Se definen dos puntos críticos: punto de pico o peak-point (VP, IP) y punto de valle o valley-point (VV, IV), ambos verifican la condición de dVE/dIE=0. Estos puntos a su vez definen tres regiones de operación: región de corte, región de resistencia negativa y región de saturación, que se detallan a continuación:


Figura No. 7.21. Características eléctricas de un UJT.

• Región de corte. En esta región, la tensión de emisor es baja de forma que la tensión intrínseca mantiene polarizado inversamente el diodo emisor. La corriente de emisor es muy baja y se verifica que VE<VP e IE < IP. Esta tensión de pico en el UJT viene definida por la siguiente ecuación:

VP=ηVB2B1+VF (7.11) donde la VF varia entre 0.35 V a 0.7 V con un valor típico de 0.5 V. Por ejemplo, para el 2N2646 es de 0.49V a 25 °C. El UJT en esta región se comporta como un elemento resistivo lineal entre las dos bases de valor RBB. • Región de resistencia negativa. Si la tensión de emisor es suficiente para polarizar el diodo de emisor, es decir, VE=VP entonces el diodo entra en conducción e inyecta huecos a B1 disminuyendo bruscamente la resistencia R1 debido a procesos de recombinación. Desde el emisor, se observa como el UJT disminuye su resistencia interna con un comportamiento similar a la de una resistencia negativa (dVE/dIE < 0). En esta región, la corriente de emisor esta comprendida entre la corriente de pico y de valle (IP< IE< IV). • Región de saturación. Esta zona es similar a la zona activa de un tiristor con unas corrientes y tensiones de mantenimiento (punto de valle) y una relación lineal de muy baja resistencia entre la tensión y la corriente de emisor. En esta región, la corriente de emisor es mayor que la corriente de valle (IE > IV). Si no se verifica las condiciones del punto de valle, el UJT entrara de forma natural a la región de corte. En la figura No. 7.22 también se observa una curva de tipo exponencial que relaciona la VE y la IE cuando la base B2 se


encuentra al aire (IB2=0). Esta curva tiene una forma similar a la característica eléctrica de un diodo y representa el comportamiento del diodo de emisor. 7.7.2. Oscilador de relajación con UJT Una de las aplicaciones más típicas del UJT es la construcción de osciladores de relajación que se utilizan en muchos casos como circuito de control de SCRs y TRIACs. El esquema eléctrico de este circuito se muestra en la figura 7.22.a. Cuando el UJT esta en la región de corte, el condensador C se carga a través de R. Este proceso de carga finalizara si la tensión de emisor (VC) es suficiente para entrar al UJT en la región de resistencia negativa (VC=VP), en cuyo caso la corriente de emisor descarga bruscamente el condensador hasta alcanzar la tensión de valle (VC=VV). En estas condiciones, si el circuito ha sido diseñado para que la resistencia R no proporcione la suficiente corriente de mantenimiento (IE<IV) entonces el UJT conmutara de forma natural a corte y el condensador volverá a cargarse de nuevo a través de R. La figura No. 7.22.b indica el diagrama temporal de las tensiones VC, VOB1 y VOB2. En resumen, para asegurar que el circuito de la figura 7.22 se comporta como un oscilador, R debe verificar que

(7.12)

Figura No. 7.22. El UJT como oscilador de relajación: a) esquema eléctrico y b) diagrama temporal.

Las ecuaciones que verifica este oscilador son las siguientes. • VC. Proceso de carga del condensador se realiza a través de R. Se inicia con la tensión VV y tiende a cargarse hasta VCC. La tensión VC viene dada por la siguiente ecuación:


(7.13) • Periodo de oscilación. El periodo de oscilación esta definido por el tiempo (to) que tarda el condensador en alcanzar la tensión de activación del UJT (VP). Es decir, el tiempo to necesario para que la tensión VC (t=to)=VP se obtiene a partir de la ecuación 7.13 y vale

(7.14) • VOB1 y VOB2. Estas tensiones las proporciona el fabricante en forma de grafica en función de las resistencias RB1 y RB2 asociadas a la base del UJT; se supone que RB1 y RB2 << RBB. El tiempo de validez de estas tensiones depende del tiempo de conmutación y corte del UJT y suelen ser del orden del 1% del periodo de oscilación del circuito. Por ejemplo, el 2N2646 produce una tensión VOB1=5 V (typ) si RB1=20 Ω y VB2B1=20 V. 7.8. Algunas aplicaciones típicas de los tiristores. Los tiristores son sumamente populares en el control de potencia en cargas resistivas e inductivas como motores, solenoides, calefactores, etc. Comparados con los dispositivos equivalentes mecánicos como son los reles, los tiristores ofrecen mayor fiabilidad, mejores prestaciones y menor costo. En esta sección se analizan algunas aplicaciones típicas con tiristores para dar una idea de sus múltiples posibilidades. 7.8.1. Regulación de luz Una de las aplicaciones mas típicas de uso domestico es el regulador de luz. La figura No. 7.23 muestra un esquema de este circuito basado en el TRIAC MAC218A de Motorola y cuyo control de disparo se realiza a través de un SBS. La resistencia R1+R2 carga el condensador C1 a través de la propia tensión de alimentación en alterna y cuando se alcanza la tensión de ruptura del SBS, este dispara el TRIAC haciendo circular la corriente por la carga (lámpara). El uso de TRIAC y SBS permite el control de potencia en semiperiodos positivos y negativos. El ángulo de conducción se controla a través de la resistencia variable R1; contra mas pequeño sea su valor el ángulo de conducción será mayor, y viceversa. Las ecuaciones de funcionamiento del circuito son difíciles de


extraer pero en la figura No. 7.23 se indican los valores típicos de los diferentes componentes. Los diodos, la resistencia de R4 y el condensador C2 actúan como elementos de protección.

Figura No. 7.23. Regulador de luz

Un segundo ejemplo de circuito de regulador de luz se indica en la figura No. 7.24. En este caso, el UJT 2N4870 es el encargado de disparar al TRIAC. El circuito de polarizacion del UJT esta constituido por un circuito rectificador de diodos, una resistencia y el diodo zener 1N4871 de 22 V; con ello se consigue obtener la señal VS indicada en la parte inferior de la figura. Esta señal seria prácticamente una onda cuadrada si no existiese el TRIAC. El disparo del TRIAC hace que la caída de tensión en sus terminales sea muy baja (~1 a 2V) anulando el circuito de polarizacion (VS~0 V). El UJT actúa como oscilador de relajación cuya frecuencia esta determinada por R1 y C1. La activación del UJT dispara a su vez el TRIAC a través de un pequeño transformador. El ángulo de conducción del TRIAC oscila entre φ=0o a 170o en cada semiperiodo.


Figura No. 7.24 Regulador de luz con UJT.

7.8.2. Control de velocidad de motores El control de velocidad de los motores se ha realizado en base a SCRs en mayor medida que en TRIACs. A primera vista, el TRIAC presenta mayores ventajas debido a su simetría, lo que le confiere ciertas ventajas frente al SCR que únicamente conduce en un semiperiodo. Sin embargo, el TRIAC tiene unas características dv/dt inadecuadas para el control de motores y es difícil la realización de circuitos de control simétricos. Por otra parte, el SCR puede conducir en todo el periodo si se rectifica la señal de red. Las figuras 7.25.a y 7.25.b muestran dos ejemplos sencillos de control realizados a través de SCR de un motor universal (Figura No. 7.25.a) y un motor de imán-permanente (Figura No. 7.25.b).


Figura No. 7.25. Control de velocidad de motores. a) Motor universal y b) motor de magneto-permanente.

7.8.3. Control de calor con sensor de temperatura. El circuito de control de calor mostrado en la figura No. 7.26 ha sido concebido para controlar la temperatura de una habitación, bien utilizando una fuente de calor (por ejemplo, una resistencia eléctrica o un horno) o bien utilizando un ventilador (o cualquier dispositivo refrigerador). El circuito de disparo se realiza a través de un UJT que introduce un ángulo de conducción de los TRIACs que va a depender de la temperatura de la habitación medida a través de una resistencia térmica (termistor) RT cuyo valor es de 2 kΩ a 25 °C; el rectificador de puente de diodos y el diodo zener 1N5250A alimentan a este circuito de disparo. R2 se ajusta para que el transistor bipolar 2N3905 este en corte a una temperatura dada. Cuando el 2N3905 esta en corte ninguna corriente carga el condensador C y, por consiguiente, el UJT y los TRIACs están cortados. Si el 2N3905 esta a ON, este carga el condensador C y dispara el UJT cuando alcanza la tensión VP. El tiempo que tarda en alcanzar la tensión VP del UJT depende de RT. Un incremento en la temperatura diminuye el valor de RT, y por consiguiente, disminuye el valor de corriente de colector del transistor aumentando a su vez el tiempo de carga del condensador (disminuye el ángulo de conducción). Por el contrario, al disminuir temperatura aumenta el ángulo de conducción. El modo de operar con la temperatura se invierte si se intercambia RT con R2.


Figura No. 7.26. Circuito de control de calor.

Módulo Electrónica Básica

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