'MEDIDOR'HE FACTOR DE CALIDA DD E BOBINAS EN BAJA ...

ESCUELA POLITÉCNICA NACIONAL

..FACULTAD DE. INGENIERÍA ELÉCTRICA

'MEDIDOR'HE FACTOR DE CALIDAD DE BOBINAS EN BAJA'FRECUENCIA'

RICARDO' DAVILA PERSCHMANN

TESIS PREVIA- A LA OBTENCIÓN DEL TITULO

'DE INGENIERO EN ELECTRÓNICA Y TELECOMJJ

NÍCACIONES

AGOSTO, 1981

Certifico que este trabajo

ha 'sido realizado en su to_

tal i dad por el Sr. Ricardo

Da vi la Perschmann.'

xng. Al f onso • Espi nosa R

DIRECTOR

A; mi s padres y

Hermanas.

A' Eduardo

•(Agradezco al Pueblo del Ecuador, - a la Es.cuel a Po.l i téc_

nica Na c i o n a l , a mis maestros y condiscípulos, y a to_dos quienes en forma -directa o indi recta colaboraron "con

la realización de la presente 'tesis, que const i tuy e la•culminación de mi -carrera universitaria. . . .- , . - .

Agradezco de manera especial al Ing. Douglas Moya por

su participación en la concepción y desarrollo de es_

te "trabajo, a los Ingenieros Alfonso Espinosa-, Osw.al_d;o Buitrón s' Erwin Barriga, Adolfo Loza y al Señor Fe;r_

o Ramírez por s.u colaboración en la culminación del•

s mo . ' ' " . ' " " • . . • - • . •

Agrja-dezco también a. las Señoritas Judith y Mar'ía El_e_

na lAguirre por su paciente dedicación en el trabajo me_can'ográf i co . . . '

í 8 2 ¡ £ I

Capítulo I: . pág.

MÉTODO EMPLEADO EN LA MEDICIÓN DEL FACTOR DE CALIDAD •

1.1. Definición del factor de cal i dad 1

1.2. Fundamento teórico de la medición 2

DESARROLLO TEÓRICO Y DISEÑO DEL CIRCUITO QUE "CONSTITUYE EL

- - MED-IQOR DIGITAL DE FACTOR--DE -CALIDAD . .

2.1. Diagrama de bloques ' 5

2.2.' El Oscilador 6

2.2.1. Consideraciones teóricas - - • 6

2.2.2. Diseño. ; í _ - „ _ _ -.__--. 11

2.3. El conversor Voltaje-Corriente •--- 20

2.3.1, Consideraciones teóricas -• 20

2.3.2. Diseño 21

2.4. El circuito detector del valor -medio de una se_

nal periódica 22

2.4.1. Consideraciones teóricas 22

2.4.2. Di seño _ _ _ _ _ _ _ _ _ 25

2.5. El circuito sumador : --_. . 29

2.5.1. Consideraciones teóricas 29

2.5.2. Diseño 31

2.6. El circuito detector de valor máximo 32

2.6.1. .Consideraciones teóricas • 32

2.6.2. Diseño 34

2.7. El circuito m u l t i p l i c a d o r 36

2.8. El c i r cuito di v i s o r analógico 42

Pag

2..-9 . El sistema optoeV.ec'tr.óni co de lectura

2.9.1, Consi deraciones generales- •-•

44

44

CapHu/Lo -11.1.:

REALIZACIÓN EXPERIMENTAL

3., 1. Procedimiento _ _ _ _ • _ —

3 .2 . E l o s c i l a d o r

3.3. El c o n v e r s a r V o l t a j e ' - C o r r í en te • •3 . " 4 . " E l f i l t r o P a s a - B a j o s . - -__ _ _ _ .

3.5 E l c i r c u i t o s u m a d o r • • __.-^, .- ;

3 . 6 . E l - de tec tor d e V a l o r Pico

3 .7 . E l s i s t e m a o p t o e l e c t r ó n i c o d e l e c t u r a

3.8. L o s m u l t i p l i c a d o r e s a n a l ó g i c o s --:

3 . 9 . . - E l . d i v i s o r ---• •- .—,,3.10.. El sistema completo .—• -•

Capitulo IV:'

53

54

57

6'0

52

6263

.65

69

71-

CONCLUSIONES

4.1. Ventajas

4.2. Limitaciones _ - _,

H-.O. .' '_UO.ST.OS —.— — — — — — — — — — _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _

4 ; 4 . . M e j o r a s q u e - p o d r í a n r e a l i z a r s ' e '

T R O D U C C I O

L a r e a l i z a c i ó n del p r e s e n t e t r a b a j o t i e n e s u " g é n e s i s e n l a

i d e a - d e l l e v a r a c a b o o p e r a c i o n e s m a t e m á t i c a s , d e s d e l o s s i m _

p ie s ' c á l c u ' T o s a r i t m é t i c o s h a s t a a q u e l l o s íirá's c o m p l e j o s c o m o -

l a i n - t e g r a c i ó n y . o b t e n c i ó n d e l v a l o r m e d i o d e f u n c i o n e s utj_

1 i z a n d o c i r c u í tos e l e c t r ó n i c o s a n a l ó g i c o s . E l a c o p l a m i e n t o

d e l a s d i s t i n t a s pa r t e s e n u n s i s t e m a q u e p r e s e n t e u t i l i d a d

eri e l c a m p o de las " M e d i c i o n . e s E l é c t r i c a s " ha determinado e l

d i s e ñ o y c o n s t r u c c i ó n , a - . n i v e l e x p e r i m e n t a l , d e l "medidor dj_

g i t a l de f a c t o r de c a l i d a d de b o b i n a s a . b a j a f r e c u e n c i a " , tj^

t u l o d e l a p r e s e n t e t e s i s .

El d i s e ñ o de os ci 1 a d o r e s 3- s u m a d o r e s a . i n t e g r a d o r e s , f i l t r o s ,

s e r e a l i z a e n fo rma m u y s i m p l e u t i l i z a n d o " a m p l i f i c a d o r e s o_

p e r a c i o n a l es" e n c i r c u i t o s i n t e g r a d o s . Son, e n r e a l i d a d , e l e _

m e n t o s muy v e r s á t i l e s en c u a n t o a la v a r i - e d a d "de a p i i cae i o_

n e s q u e p u e d e n t ene r y *si a ñ a d i - m o s ' a e s to l a . v e n t a j a a d i c i p _

na l de su b a j o cos.to, t e n e m o s r a z o n e s p a r a c o m p r e n d e r e l poj2_

q u é se han u t i l i z a d o - con p r e p o n d e r a n c i a en el p r e s e n t e • tr_a_

b a j o . L a s c o n s i d e r a c i o n e s t e ó r i c a s s e a p o y a n e n l a s c a r a c t _ e _

r í s t i c a s e l é c t r i c a s " i d e a l e s " d e f u n c i o n a m i e n t o d e l o s . a m p l j _

f i c a d o r e s o p e r a c i o n a l e s q u e e n l a p r á c t i c a s e t r a d u c e n e n

r a z o n a b l e s a p r o x i m a c l o n e s s o l a m e n t é . E l r a n g o d e f r e c u e n c i a

e n e l q u e p u e d e t r a b a j a r e l i n s t r u m e n t o t i e n e m u c h o q u e v e r

c o n e'ste a s p e c t o , p o r q u e m i e n t r a s m a y o r e s l a f r e c u e n c i a d e

o p e r a c i ó n , e l c o m p o r t a m i e n t o d e l o s o p e r a c i o n a l e s d i s t a m á s

d e s e r u n c o m p o r t a m i e n t o i d e a l . E s p o r es ta r a z ó n q u e e n e l

t e m a r i o d e tes i s d e n u n c i a d o , s e e s c r i b i ó u n a n o t a i n d i c a n d o

q u e l a s e s p e c i f i c a c i o n e s d e l a p a r a t o p o d í a n v a r i a r c o n e l

d e s a r r o l l o e x p e r i m e n t a l , A l a p o s t r e esto s u c e d i ó , porque e n

u n p r i n c i p i o s e p e n s a b a e x p e r i m e n t a r c o n f r e c u e n c i a s d e ha_s_

t a 100 KHz pe ro l a p r á c t i c a d e m o s t r ó que p a r a c o n s e g u i r e_s_

to era necesario disponer de eleme'ntos'especiales, amplifica^

dores -operaci onal es y multiplicadores analógicos -con conexi£

nes de compensación en alta frecuencia. No he pretendí" do cons_

truir un sistema que vaya a constituirse en instrumento de

laboratorio, sólo deseo demostrar que la medición del factor

de calidad de bobinas puéd'e efe'c ti vaménte' l l e v a r s e a cabo" _u_

ti 1 i zando este principio; es por esto que/mi trabajo se ha

limitado a realizar mediciones en baja frecuencia (10 Hz, 60

Hz, 120 Hz, 1 KHz) . La medición de factor de calidad en ba_

jas frecuencias es particularmente útil para las bobinas em_

pleadas en sistemas de potencia y en telefonía. Las primeras

porque trabajan a la frecuencia de red (60 Hz., IZO Hz) y las

segundas porque trabajan a la frecuencia telefónica de audio

(rango entre 300 Hz y 3.4 KHz).

El principio- de medi ci ón, en esta tesis, realiza el tratamiej]_

to de señales en forma analógica para llevarlas después a un

convertidor analógico digital y pasar después la información

binaria a u-n indvcador numérico luminoso de 1ectura 3 que es

el que nos da, en forma visual, el .resultado de la medición.

Este procedimientos de acuerdo con la nomenclatura moderna/

justifica la denominación del sistema como medidor DIGITAL de

facto r de cal ida d.

El tema del trabajo se desarrolla de la siguiente forma;

En el primer capitulo se explica el fund-amentó matemático del

método de medición.

En el segundo se desarrolla el fundamento teórico y se realj_

za el diseño de cada una de las etapas.

En el tercer capitulo se detallan los resultados experimenta^

les y los ajustes efectuados a partir de esos resultados.

"En; el cuarto y üTtinío capí tul o'"se exponen 1 as. concl usl orves

deducl d-as de -1 a pa-rte experimental y -s-e. hacen :to¿dos . 1 os co_

mentarl os .pertl nentes. ' . .- -

Se i-ncl uye" un a-he'xo que contiene-; el di agrama :de-.l circuito

'có'm'p &to' y h'ój'as "de" parámetros" e;l éc'"tr1-co;s y c'ur. a-'S caract§_.

r-i"s-.,tic;as de 1 os • circuí tos integrados, empleados-.'-;'-

• C A P I T U L O I' - -

- M É T O D O EMPLEADO EN LA M E D I C I Ó N DEL F A C T O R DE C A L I D A D '

1.1. D E F I N I C I Ó N DEL F A C T O R DE C A L I D A D

El fac to r de ca l i dad de una. b o b i n a , de un c o n d e n s a d o r , o de

un c i rcu i to en gene ra l se de f i ne por :

= ? e n e r g í a m á x i m a a l m a c e n a d a / , , -,^ e n e r g í a d i s i p a d a por p e r i o d o " '

Para una b o b i n a real ' a const i tu í da por una i nduc tanc ia ( L) en

se r le con la res i s tenc ia interna (.R} de la bob ina . , por la que

c i rcu la una corr iente I = Imax sen w t 3 la energía d is ipada por

per iodo es el .p roduc to de la po tenc ia m e d i a d i s i p a d a en la

r e s i s t e n c i a R C I m a x / / 2 } 2 mu l t ip l i cada por el p e r í o d o T o 1/f.

La energ ía máxima a l m a c e n a d a en la bob ina es -x- L I m a x 2 . Por

tan to 5

"ó" L i rn a x o . .e i • 'in o 2 _ 2 i r f L _ oí L /• -,Q = 2ir — - - U- ,

( I m a x 2 / 2 ) R C l / f ) R R

De la d e f i n i c i ó n e x p r e s a d a por la R e . (1.1) p o d e m o s conc lu i r

que el f ac to r de c a l i d a d es un numero que nos da una idea del

total p é r d i d a s p r o d u c i d a s en la bob ina , es to e s s cuan to mayor

es el v a l o r de Q más s e m e j a n t e es su c o m p o r t a m i e n t o al de una

b o b i n a idea l .

1.2, FUNDAMENTO TEÓRICO DE LA MEDTCION- '

Manteniendo como base el resultado obtenido en la Ec. (1.2 )

vamos a establecer el procedimiento a seguir para lograr la.

m e d i c i ó n del factor de c a l i d a d de -una - b o b i n a de prueba u t i 1 j_

zando un circuito electrónico, ' '

El proceso es el siguiente: Si co-ntamos con un circuito que

nos proporcione una señal s i n u s o i d a l , de voltaje v ( t) = se neo t

y convertimos ésta a una señal de 'corri.en.te i(t) = lo senw.t,

que circule por la bobina de prueba, la tensión entre los ter_

mínales d e d i c h a bobina será:

vL(t) = L |l + Ri

siendo L la inductancfa de la bobina y R su resistencia in-

terna. Por lo tanto,

v L (. t) = LLO I o cosü)t + RI0 s e n t o t . (.1-3)

M u l t i p l i c a n d o el. voltaje de la expresión (.1.3)' por la señal

original v(t), tenemos:

v(t).vi_(.t) = LÜJ I o sen tut eos tut + RI0 sen2wt (1-4)

U t i l i z a n d o identidades tr igonométri cas . conoci das podemos e_s_

cribir la expresión (.1.4) en la forma

v(t).vL(t) = -—- - -y1 eos 2(u t + 2 ° sen 2wt

que constituye el desarrollo en serie de Fourier de la onda

periódica v(t}.VL(t). El valor medio de esta expresión es elD T

término constante —^-. Duplicando este valor obtendríamos:

M u l t i p l i c a n d o RI0 por el voltaj'e vCtl = sen (ot tenemos:

VR[t) = R i o sen ut . (.1 . 6)

Si sustraemos esta ecuación de la Ec. (.1.3) tendríamos:

- VRCtl = uL r0 eos üit ' (1-7)

T o m a n d o e l v a V o r m á x i m o d e este v o l t a j e s l o g r a r í a m o s a i s l a r e lt é r m i n o -

ü ) L I 0 C l - 8 )

Realizando 3 finalmente, el cociente e-ntre las Ees. (.1-8) y (1.5)

llegamos al valor del factor de c a l i d a d Q de la bobina esto esa

= QRio R

que concuerda con la ex presión de la fórmula (.1.2).

Esquemáticamente podemos visualizar el conjun.to de operaciones

efectuadas para llegar al valor de Q5 en la Fig. 1.1.

• Sen

Convertidor'.V - J ^ I o -sen -031 BOBINA, eos ü)t -f- Rio.sen

Multiplicador

ü)LIo 'sen o)t .eos üít .+ .Rio. sen tút

Valor medio

Amplificador

Muí t ip 1 i c a dor. •Y Y

Rio sen-olí

.Restador

•OJLI0 Cos ü)t

Valor máximo

£

divisor

03 LIp _ Ü3LRio ~ R. = Q

Fig. 1.1 Algoritmo utilizado para obtener

*»

C A P -I T U L -O I I

DESARROLLO TEÓRICO Y_ DISEÑO DEL 'CIRCUITO QUE CONSTITUYE £L

DIDOR DIGITAL DE FACTOR DE CALIDAD

2.1 DIAGRAMA DE BLOQUES'

Conforme a lo expuesto en el capítulo' anterior, para lograr

nuestro propósito es preciso diseñar las siguientes etapas:

1 . - Un oscilador que proporcione la señal de voltaje'sen o j_

2.- Un conversor voltaje-corriente para alimentar con co-

rriente la b o b i n a de prueba.

3 .' - Un filtro pasa-bajos que será el que nos proporcione elvalor medio de la señal periódica que se conecte- a suentrada.

4. - U n e i. rcuitorestador.

5.- Dos circuitos m u l t i p l i c a d o r e s analógicos, en cuatro cu_a_.drantes . • -

6.- Un circuito que detecte y almacene el valor máximo de u_

na señal variable.

7 . - Un circuito divisor analógico.

8.- Un pequeño sistema que nos proporcione la lectura del

factor de c a l i d a d en un indicador numérico luminoso.

Presentado el forma de diagrama de bloques, el conjunto se v_e

rfa como se muestra en la Fig. 2.1.

2.2. EL OSCILADOR

2.2.1. Consi deraci ones teóricas

Para producir la onda s i n u s o i d a l requerida utilizaré un pue_n_

te de W i e n 5 debido a su s e n s i l l e z y a su excelente funiona-

miento, demostrado por la 'práctica. Este 'generador será dis^e

nado para producir señales de. varias frecuencias y una amplj_

tud constante que asegure estabilidad en el circuito d i v i s o r s

y por ende, en la lectura. Necesitamos entonces un circuito

que controle la amplitud de la oscilación.

El osci 1 ador. tendrá corno salida el voltaje v'(t) = V0 sen cots

cuya amplitud V0 ha de ser a p r o p i a d a • p a r a que al ser llevada

al conversor V-I proporcione una corriente i (• t) = 10 senoit lo

suficientemente grande como para determinar, al pasar por la

bobina, un voltaje R i o que no,sea tan pequeño como el orden

de magnitud del voltaje de ruido inherente a todo circuito

práctico*. Además, se atenuará v'(t) para disponer del volt_a_

je v(t) = sen üit de a m p l i t u d unitaria que, según lo muestra el

diagrama de bloques de la Fig. 2.1S es necesario lograr a fin

de evitar el manejo de factores en la a m p l i t u d de las señales

subsiguientes, lo que nos obligaría a construir atenuadores -

que incrementarían 1 a•complejidad del sistema.

Un esquema general de un ose i 1. ador de "puente de W i e n " se mue_s_

tra en la Fig. 2.2. Para ver como opera este circuito vamos a

asumir que el voltaje de s a l i d a e0 es una sinusoide"; entonces

OSCILADOR Sen ült CONVERSORV - I

üJLIo eos ü)t+RIo serxot

Bobina dePrueba

MULTIPLICADOR

lüLIo Sen üjt Coaot-KRIo Sen'

\FILTRO

PASA - BAJOS

v/Rio

MULTIPLICADOR

\/

Rio Sen ült

RESTADOR

tüt

V

n COS tüt

DETECTOR DEVALOR PICO

DIVISOR

CONVERSOR

A - D

0)LI o _ ÜJL

Rio R = Q

\

DECODIFICADOR

Y DISPLAY

F i g. 2.1 Diagrama de B l o q u e s del medidor de Q

la fuñe ion de r ea l imen tac i ón del puen te es.tá dada por

Z2 = R 2 ^ ( 2 . 1 )Z i + Z 2 R i + R 2 ( l + C 2 / C i ) + j ( w R i R 2 C 2 - l / u C i )

donde :

Zi = R i + 1 / j uC i y Z 2 = R 2 / ( l + j u R 2 C 2 )

El a m p l i f i c a d o r o p e r a c i o n a l man t i ene sus dos t e r m i n a l e s de e_n

trada a l m i s m o po tenc ia l ( O V ) ; de es ta fo rma

Donde E 0 . es el fasor que representa al v o l t a j e e o ( t ) . La co_n

d i c i ó n d e o s c i l á c i o n e s , de 1 a E*c-. (2 .1)

= O •(Ü o

Luego, " l a frecuencia de oscilación será

1ülo = —f

P o r _ r a z o n e s de s imp l i c idad , si h a c e m o s RI = R.2. y Ci = C2 a eji

t onces

_ 1• w o " n . r

A p l i c a n d o es to a la Ec. ( 2 . 1 ) resu l t a

DETECTOR DEAMPLITUD

AMPLITUD. DEREFERENCIA

o eo

Fig. 2.2. Esquema del Oscilador con Control.Automático de Ga-

nancia .

Si 3 = 1/3 y se cumplen las condiciones RI = Rz y Ci = C2,

tonces la salida será una s i n u s o i d e de frecuencia 1/2-rrRC.

Se notará que, mientras 3 sea 1/3, el circuito oscilará a una

cierta a m p l i t u d , también si 3 es menor que 1/3, la o s c i l a c i ó n

diverge al infinito y si 3 es mayor que l/33 la oscilación co_n

v e r g e - a - c e r o .

11

El control de a m p l i t u d se hace, según esto, variando la ga-

nancia de realimentación negativa (.3) para estabilizar el os_

cilador. En nuestro caso utilizaremos un puente de diodos

para lograr ese objetivo.

2.2.2 Diseño

La implementación del oscilador de puente de Wien se muestra

en la fig. 2.3.

El puente propi amenté dicho está constituido por R l 3 C l 3 Rz y

C 2 - Sabiendo que R i = R 2 = R y Ca= C 2 = C , calculamos e 1 va_

lor de R, con C=0.1yF* para los siguientes valores de fr_e_

.cuencia = 10 Hz, 60 HZ, 100 HZ, 120 Hz y 1 KHz- Los resulta^

dos pueden verse en la tabla 2.1.

La salida del amplificador Ai es ampl i f i cada por A2 en, aproxi_

madamente 5 veces. Por lo tanto, si

que nos da una impedancia de entrada razonable para A23

R3= 5R4 = 5x10 Ktt = 50 Kíí

* Ese valor de capacidad nos permite escoger capacitores de

b-uena calidad como son los de Tantalio o cerámica, obtenien

do así baja distorsión en la señal.

Flg.

2.

3 Di

agra

ma de

l Oscilador

de Pu

ente

de

WI

EN co

n co

ntro

l au

tomá

tico

de

ga

nanc

iaH NJ

13

Frecuencia|HZ

10

60

100

IZO

itióo

Resistencia. R(Kn) . . . .

159.155

26.526

15.915

13.263

1 .592

C = O.lyF

R =- 1ZirfoC

Tabla 2'.1 Valores de la Res1s_tencia'R de Realimentacion enel Puente de Wlen, para; obte-ner las frecuencias deseadas.

La amplitud de salida del ose i-1 ador es rectificada por el ci;r

cuito de valor-absoluto formado por A3 y Au. Esto es necesa-

rio porque tenemos que comparar las a m p l i t u d e s tanto positiva

como negativa de la onda del oscilador, con un voltaje de re-

ferencia constante y que tiene, por supuesto, una sola p o 1 a r_i_

dad.- El rectificador de onda completa se muestra, por sepa'ra_

do, en la fig..2.4 y funciona de la siguiente manera: Cuando

¿i > O, Hi =0 y £0i<0, entonces DI conduce y D2 está cortado.

La corriente no va por R i B sino por DI y por el ramal de R 2 .

En consecuencia & 0 ~ - & i

Cuando J¿-¡ < O, £o.i>0s entonces D2 conduce y DI está cortado.

Por lo tanto, al ser R-iA=Ri'B* ¿i = -&i . En consecuencia, al ser

14

¿o- -&-J - 2¿l3 &Q= -£-¡ - 2(~j¿i ) =

rectificación d e o n d a completa.-j. Se ha p r o d u c i d o a s í , la

Fig. 2.4 Rectificador de Onda Completa

El circuito sensor utilizado en la fig, 2.3 es propiamente un

rectificador de media de onda de corriente, ya que su etapa de

salida no es un a m p l i f i c a d o r de voltaje como en la fig'. 2.4

sino más bien un circuito integrador.

Escogemos el valor conveniente R5=10 K^ para una impedanciade entrada de A3 adecuada. R6 = R5-= 10 KS7

A fin de que la i m p e d a n c i a que mira £o hacia adelante sea e-

sencialmente R 5 s hacemos R8 » R5 - Con R8 = 10 R5 cumplimos s_a

tisfactoriamente esta condición, y hemos s i m p l i f i c a d o el cál-culo del condensador C3.

Por lo tanto R8= 100 K^ y, de lo explicado en la fig. 2.4

1 5

R7 = 2± 3 o sea R 7 - = 50 Kfí

La i m p e d a n c i a que presente C 3 5 a la menor de las frecuencias

(10 Hz), o sea 101 C:

debe ser mucho menor que la i m p e d a n c i a de

entrada vista por eo hacia adelante, es decir R5 = 10 YSl.

C o n

te, -

= 1 Kfi satisfacemos el requerimiento. Por c o n s i q u i e n—

C =1

2 - í r x l O x l x l O 3x 108 yF

C3 = 16 pF

El a m p l i f i c a d o r Ai* de la fig. 2.3 actúa como un integrador del

error entre la señal de entrada y la a m p l i t u d de referencia, en

otras palabras, su sal-ida nos entrega el v a l o r medio de la dj_

ferencia existente entre la corriente del "rectificador y la c_o_

rri ente de referencia. :

Tomamos a la fuente de a l i m e n t a c i ó n V" con 15 V..

Escogemos PI = 10 Kft y Ra mucho mayor que el máximo valor de la

resistencia v a r i a b l e , para preveer el caso en que el voltaje de

referencia sea cercano al de V". Por esta razón R9 = 100 Kíí.

Pi se e l i g i ó del valor mencionado, s i g u i e n d o él' s i g u i e n t e crj_

terio: s u p o n i e n d o que el giro total de la p e r i l l a del potencio_

metro puede d i v i d i r s e en 10 partes, cada parte representaría

1 Kn. Con V~ = 15 V, cada paso del cursor representaría una v_a

r i a c i ó n de corriente de l.SV/lte = 1.5 mA3 lo que es muy conv_e_niente porque obtenemos así una s e n s i b i l i d a d de ajuste más o

menos fino.

ba gan a n c i a del integrador A4 está dada por C^. El escogi tamie_n_

. t o de C 4 es un compromiso entre v e l o c i d a d _ d e respuesta y d i _s_

torsión. En el caso presente, l a v e l o c i d a d de respuesta no es

crucial y he preferido mantener una baja distorsión en la o_n

da s i n u s o i d a l con un v a l o r de C4 medianamente grande. E n t o_n

ees :

C4 = 100 yF

El diodo D 4 ha previsto la p o s i b i l i d a d de tener un v o l t a j e -

n e g a t i v o a la s a l i d a de A4 5 lo cual i m p e d i r í a la o s c i l a c i ó n

porque mantendría abiertos los diodos D 5 y D 5 . Por eso, si el

voltaje de s a l i d a de Au es negativo, D4 conduce y descarga Cu

inicializando de esta manera el proceso de control.

El conjunto R i o 3 R I I * D 3 s si b i e n no es i n d i s p e n s a b l e , ha sj_

do implementado a fin de que, por una parte, no permita que

el voltaje de control sobrepase un cierto valor máximo que da_

ñarTa el condensador C^ que es e l e c t r o l í t i c o - y , por otra,pe_r

mita a la vez un rango "más o menos a m p l i o de control, respe_c_

to del voltaje de a l i m e n t a c i ó n V~. Ese rango lo escogemos c£

mo 2/3 V~, esto es3 10 V. El voltaje DC máximo para el co_n

densador d* escogido es de 10 -V. Por lo tanto- si dejamos c_p_

mo valor máximo de excursión de s a l i d a de A4 los 9 V, propo_r.

clonamos más seguridad al circuito. Si se llegara a alcanzar

este valor, D3 conduciría, descargando el condensador C4 a

través de R I i .

Para que la corriente de conducción sea de 1 mA (adecuada p_a_

ra un diodo de señal) la resistencia Rn se calcularía así:

= 9

17

.Obviamente, el v a l o r de R i o sería e.] siguí.ente:

R i o = ?r x 9 Kíí = 15

Los diodos D 5 y D 5 3 que deben tener características lo más

similares, han sido conectados como r e s l s t e n c l a s v a r l a b l e s

controladas por voltaje, es decir, se utilizará la zona no

li n e a l de su característica de transferencia. Para un dio-

do de SI, de uso general,, si el voltaje ano d-o-cátodo varía

entre O y 0.5 V, la corriente a través de la juntura varía

entre O y 2 mA, aproximadamente. Entonces, si queremos a-

provechar todo el rango de resistencia v a r i a b l e de los di£_

dos, asignaremos al máximo voltaje de salida de Ai, la circu

lación de corriente máxima a través de los diodos D5 y D6:

entonces

9V= R l 5 = ~

Es preciso notar que el voltaje a la salida de A^ ti ende h£

cía el máximo valor mientras £ 0 tiende a OV. En ese ' caso,

la corriente a través de los diodos D 5 y D 6 e s suministrada

sólo por Aif ys por lo tanto, el c á l c u l o de Rm, Ris es co-

rrecto . • •

A5 actúa, slmplemente como un inversor de voltaje manejando

el diodo D6 en forma análoga a como lo hace Ai* con el diodo

D5. Una Impedancla de entrada apropiada para ese Inversor

es 10 kfi, tal como en el caso de A2 y A3. Entonces:

18

Recordemos que 8 = —5—> Por ^° "^nto £1 voltaje a la entra-

da negativa de AI debe ser un tercio del voltaje a su salida.

En consecuencia.» el p a r e l e l o R i 6 y'R i 7 debe ser un tercio del

valor de R i 8 - El c á l c u l o de estas resistencias se haría to-

mando en cuenta el hecho de que cuando la s a l i d a de Ai+ tiene

el valor mínimo, la corriente a través de los diodos D5 y D5

proviene exclusivamente de la s a l i d a de AI. Por otra parte ,

si A^ proporciona su m í n i m a salida es porque e0 tiene s u máxj_

mo v a 1 o r s es decir el voltaje de saturación del a m p l i f i c a d o r

operacional (15 V).

Si esto es así, el voltaje a la s a l i d a de Ai es también. el

máximo posible (3V).

En tales condiciones deseamos d i s m i n u i r la a m p l i t u d de e 0 3

m a n t e n i é n d o l a oscilación. Si "tomamos, para esta situacion s

un valor de corriente a'través de D5 y D6 que esté en un 30$

de su rango total de v a r i a c i ó n (0.7 mA) habremos logrado nues-

tro proposito porque la resistencia que presentarían los di_o_

dos sería apreciablemente mayor que la que presentarían cuajV

do e0 es máximo s aumentando por ende el voltaje a la e n t r a d a_

negativa de A l 5 es decir la r e a l i m e n t a c i ó n . n e g a t i v a de A Í 3 y

o b l i g a n d o a que la s a l i d a de AI se haga más pequeña.

Bajo las consideraciones hechas 3 calculamos el valor de

Ri 8 + (RisH R i v )

Por como di dad, tomamos R i 6 = R Í 7 = R í e y

R í e + R í e = R I B = 4,2

19

P2 ajusta el valor de R 1 8 y se ha tomado de un valor que es-

té dentro del porcentaje de tolerancia (_+ 10%) de la resis-

tencia, esto es 3

P2 =.0.1 x 2.8 Kfi = 280 ü

Para v i s u a l i z a r mejor e'l funcionamiento del control de am-

p l i t u d del oscilador, lo voy a resumir en los siguientes té_r_

minos :

Si £o tiende a crecer, la salida de A^ decrece. Con ello la

conducción de los diodos D 5 y D G disminuye, o lo que es lo

mismo, su resistencia aumenta, aumentando por tanto el volta

je de real inventación negativa de AI que o b l i g a a disminu.ir -

la s a l i d a ' d e es.te operacional y, como consecuencia, la amplj_

tod de e0.i

Por el contrario, si J¿0 tiende a d i s m i n u i r , la s a l i d a de A4

crece, disminuye l a . r e s i s t e n c i a de los diodos D5 y D6 y con'

ello la real imentación negativa de Ai. La a m p l i t u d de e0 aj¿

menta.

Es importante observar la compensación supersensible que re_a_

lizan los diodos conectados en puente, lo qu e _determi na un

funcionamiento muy preciso del oscilador.

A6 es el atenuador mencionado al p r i n c i p i o de este párrafo .

Como deseo obtener, v( t) = 10 sen wt | V y v'(t) = sen oí t, -

R í a = 10 R 2 o - Si escogemos R 2o = 10 Kfí, entonces:

R i g = 100 Kfi

20

2.3. EL CONVERSOR VOLTAJE-CORRIENTE -

2.3.1 Consideraciones teóricas

Una realización s i m p l e para el conversor voltaje-corriente se

muestra en la fig. 2.5 La carga es, en realidad, flotante lo

cual sería inadecuado para nuestro propósito porque deseamos

medir el voltaje en un terminal de la b o b i n a con el otro ter-

minal a tierra. Afortunadamente, si el .amplificador operaci_o_

nal tiene u n a . g a n a n c i a de lazo abierta lo suf i ci en temen te grar[

de como para considerar que sus dos terminales de e n t r a d a - se

encuentran al mismo potencial, y habiendo conectado el termi-

nal positivo a tierra podemos asegurar que, efectivamente, un

terminal de la bobina está al potencial de referencta (OV).

Fig. 2,5 Conversor Voltaje-Corriente

En la f i gura 2.5, el voltaje de entrada j¿-j se transforma en

la corriente ii por medio de la resistencia R i . Esa misma co_

rriente circula por la carga Z¡_ debido a la alta impedancia

que presenta la entrada del amp. op. El valor de i i es- i n d e _

pendiente del valor de Z[_ por ser la ganancia del operacio-

nal teóricamente infinita.

21

Tanto la fuente de señal (£ i ) como el amplificador operacio-

nal deben ser capaces de suministrar la corriente de carga

total necesaria.

Por la forma de conexión, el voltaje de s a l i d a (¿0) está de_s_

fasado respecto del voltaje de entrada (& -j ) en 180°, es de-

cir, el conversor analizado en un s i m p l e inversor.

2.3.2 Diseño

El oscilador diseñado en el acápite 2.2 nos proporcionará.u-

na sinusoide con una amplitud máxima de 10 V. Esa señal es

el voltaje de entrada £-j para el circuito de la fig. 2.5. Un.

voltaje mínimo, conveniente para R I 0 > donde R es la resisten_

cia interna de la bobina de prueba, seria el de unos' .80 mV.

De las bobinas d i s p o n i b l e s para las pruebas experimentales,

la más pequeña de las resistencias internas encontrada es de

4ft aproximadamente. Por lo tanto, el valor mínimo de I0 se-

ria: I = 80 mV/4Q=20 mA. - De esto podemos deducir el v_a_

lor de Ri para el circuito de la fig. 2.5'L

R = 1QV - 500 '7Kl 20 mA " bUU

20 mA es la corriente que deben proporcionarnos e-¡ y el amp.

op. La impedancia de esta fuente de corriente está en el or_

den de los megaohmios. La fuente puede considerarse buena

siempre que el v a l o r de la impedancia de carga sea mucho m £

ñor que el valor de la impedancia de la fuente, en paralelo

con ésta.

Para tener una idea del valor máximo de impedancia de carga

que vamos a conectar, supongamos que tenemos una bobina cuya

inductancia L sea de unos 500 mH (valor grande de inductan-

cia), "a la mayor de las frecuencias que utilizaremos (1

22

Entonces la b o b i n a presentaría una. impedancia

üiL = ZTTX! KHzx500 mH =3.14 K (la contribución de R de la

bobina a la impendancia total es despreciable en este 'caso)

que es mucho menor que la impedancia de s a l i d a de la fuente

de corriente. Así vemos que podemos trabajar con comodidad

en un rango de valores de inductancia bastante grande.y p o -

driámos, i n c l u s i v e , subir la frecuencia. No es posible ha-

cerlo por limitaciones de otra índole, las mismas que serán

anal izadas más adelante.

2.4. EL CIRCUITO DETECTOR-DEL VALOR MEDIO DE UNA SEÑAL PERIÓ-

DICA (Filtro pasa-bajos)

2.4.1. Consideraciones Teóricas

El voltaje inducido en l a b o b i n a de prueba por el flujo de

corriente i(t)=I0 s e n w t a través de la mtsma, es:

v(t) = toLIoCos t + RI0senwt

M u l t i p l i c a n d o v(t) por la señal del oscilador ¿0=senwt obte-

nemos v' (t)=ü)LI Osenwt coswt + RI0sen2üjt que puede también e_s_

c r i b i r s e a s í :

v.(t) = -^- + SÜJLl sen 2ü»t- cos 2u>t

R i oS i q u e r e m o s s e p a r a r e l t é r m i n o d e v o l t a j e d e b e m o s d i s e -

ñ a r u n f i l t r o p a s a b a j o s q u e a t e n u a r á l o s c o m p o n e n t e s d e

v 1 ( t ) cuyas f r e c u e n c i a s s o n m a y o r e s q u e u n a f r e c u e n c i a d e co_r

t e q u e d e t e r m i n a r e m o s p r e v i a m e n t e y q u e se rá e s c o g i d a d e t a l

m a n e r a q u e l a a m p l i t u d d e l a s m i s m a s s e a c o m p l e t a m e n t e des- .

p r e c i a b l e r e s p e c t o d e l a a m p l i t u d d e R I 0 / 2 .

Se c o n s t r u y ó un f i l t r o con la f r e c u e n c i a de corte en 1 HZ y

u n a a t e n u a c i ó n d e 4 0 d B / d e c p a r a l a s f r e c u e n c i a s s u p e r i o r e s .

La frecuencia mín ima presente en la func ión v ' ( t ) es 2x10 HZ, puesto

que la mínima f recuencia de trabajo para el c i rcui to medidor será de l

Entonces la a tenuación para los 20 H^ será de más de 100.veces ( 4 0 d B ) .

23

A manera de ejemplo, para una bobina de 500 mH y una corrien_

te I p= 3mA, a la 10 HZ, RI 0 tiene -un valor de 80mV aproxima-

damente; en caso la am p l i t u d del término ojLI 0/2 sen 2o)t es

de 70 mV que, atenuado en sólo 100 veces, nos daría a la sa-

l i d a del filtro 0.7 mV.

Diseñado así, el filtro satisface perfectamente nuestros re-

querimientos.

Para conseguir la atenuación de 40 db/de-c, la función de trans_

ferencía del filtro P.B. debe contener un par de polos com-

plejos conjugados es decir, debe tener la siguiente forma:

Hts) =

Las expresiones correspondientes 'de magnitud y ángulo para u

na excitación sinusoidal, en régimen estacionario serían:

H(jíü) = G(ÜJ) =1/2

(te) = - are tan

- are tan ± (2tu

A- O (Ref. 1, Pag. 286)

Por sencillez y bajo costo utilizo un filtro activo que em-

plea un amplificador operacional, capacitores y resistencias.

El circuito que analizaré tiene la configuración que se mues_

tra en la fig. 2.6. El tipo de conexión se d e n o m i n a "co-nexión de realimentación m ú l t i p l e y ganancia infinita".. Esta

proporciona un par de polos complejos conjugados en el plano

S, con ceros en el origen o en el infinito. El a m p l i f i c a d o r

24

se utiliza en la configuración de inversor, con la entrada.p£

sitiva a tierra. Cada elemento Y-j- representa un s i m p l e capa-

citor o resistencia. La función de transferencia de voltaje,

asumiendo que el amplificador posee una ganancia de lazo a -

bierto infinita, es la siguiente:

Ei (s) = (2.3)

Las a d m i t a n c i a s se rán e s c o g i d a s para rea l i za r la func ión "pa-

s a - b a j o s . "

Fig. 2.6 Circuito de Realimentación Múltiple y Ganancia Infinita

El f i l t ro p a s a b a j o s se muest ra en la f ig. 2 . 7 . La func ión

de t r a n s f e r e n c i a de v o l t a j e , de a c u e r d o con la E c. ( 2 . 3 ) s e -

ría :

(s) =- l / R i R 3 C 2 C 5

25

Nótese que e l c i rcui to produce una invers ión de la s e ñ a l . P a r a este

c i r c u i t o , s i g u i e n d o l a n o t a c i ó n e m p l e a d a e n l a E c . ( 2 . 2 ) ,

1 /2

( 2 . 4 )

( 2 . 5 )

a =V

B.

, R ,V R 3

La inversión ha sido incorporada en la función - d e ángulo de

fase d>.

Ei C2

Fig. 2.7 Filtro Pasa Bajos de Realimentación M ú l t i p l e •

2.4.2 Diseño.

Se dispone para el diseño de tres ecuaciones, las de H o , ÜJD

y a con un número mayor de incógnitas. Entonces, se -d e s i g n a

val ores a Ho, a y wo . , ••-.,•

001946

26

El filtro nos entregará como voltaje de s a l i d a el término

RIo/2. Serna mejor obtener del filtro de una vez el voltaje

RI0, lo cual es posible conseguir dándole al circuito una ga_

nancia de 2 .

Por lo tanto, H0=2

La frecuencia de corte f 0 = w 0 / 2 TÍ será, de acuerdo con lo ex-

puesto en la sec. 2.3.1, 1 herzio. Por consiguiente,

üj0 = 2ir*xl H2 = 6.28 rad/s.

El valor de a se escoge en base al a n á l i s i s de las curvas de

"magnitud de respuesta de filtros pasa bajos de segundo or-

den" que se pueden ver en la fig. 2.8 y bajo los siguientes

criterios. La atenuación de 3dB debe ocurrir a la frecuer[

cia ü)=ü)o- ESto sucede, en forma aproximada, cuando a tiene

valores comprendidos entre 1.2 y 1.6. En este rango se ti ene

la ventaja, además, de que no existe sobreimpulso.

Por otra parte de las curvas de la fig. 2,9, que miden la ra_

pidez de respuesta de un sistema de segundo orden utilizand.o

para ello una excitación tipo escalón, de a m p l i t u d u n i t a r i a ,

se puede comprobar que para valores de 5=a/2.3 comprendidos en_

tre 0.5 y 0.8 los sistemas responden más r á p i d a m e n t e y s i n os_

c i 1 a c i ó n .

Escogeré, por tanto, el valor a= /2~

Como se dispone de a l g u n a s variables independientes se asig-

na a C5 un valor conveniente

C5 = O.lyF

o CL

. o

X) rd -a O)

OJ

•a

O

NO

LU

ai -o c o -o

en oo CM cr> iftí o.

4- OJ o:

4- QJ

-o to OJ

OJ

"O OJ s- o rd

O.

í~<S

i fl3

<D

Q-

QJ "O -o r: -P co OJ en •<— ü_

28

2 3 4 5 6 7 3 9 10 11 -1H wnt{secj

Fig, 2.9 Curvas cíe respuesta' al escalón unitario

Entonces:

4(2+1)

Asumo

K >

K >6

K = 10

2- = 6

De esta manera: C2 =10x0.lyF = lyF

Habiendo calculado la constante K como lo hemos hecho, se de_

termina el valor de Ri» por medio de la siguiente ec:

p -Kii —4(H0+1)

(Ref. 1, Pag. 290)

Por l o t a n t o :

29

/2 •

Z x Z i r x l x O . l x l O " 6

1 - 4 (2+1)

10x2

R 4 ( - l ) = 1.84

' R 4 ( 2 ) = 4 1 3 . 6 3 3 Kíí

T o m a n d o £ 4 ( 1 ) p u e d o c a l c u l a r R'i d e l a E c . ( 2 . 4 )

R i =1.84

2

R i = 920 Kfi

De la Ec. (2.5) se pu e d e - o b t e n e r el valor de R 3 3 as"í

1

(27rxl)2x(0.1xlO~6)2x(.1.84xl06)xlO

R3 = 138

2.5. EL CIRCUITO SUMADOR

2.5.1. Consideraciones teóricas

La implementa clon del circuito sumador es muy sencilla. Su

configuración puede verse en la Fig/ 2.10. Suponemos que e l -

amplificador operacional trabaja en condiciones ideales, es

decir, que e'ntre otros aspectos, su impedancia de entrada es

30

infinita y sus dos terminales de entrada se encuentran al mi_s_

mo potencial. La entrada p o s i t i v a se conecta a tierra y las

dos corrientes de entrada son independientes entre sí. Por lo

tanto:

La suma de las corrientes en el elemento de realimentación Rp

genera el'voltaje de salida £0 , de la s i g u i e n t e manera:

• n / n ^ r , . K p , / / ^ / l ^

Asi, el circuito mostrado funciona como un .amplificador aditj_

vo donde cada término de voltaje de - e n t r a d a puede -operarse, en

la suma, con un factor de ganancia diferente.

Sin embargo3 si utilizamos en el circuito tres resistencias j_

dénticas, esto es RI= R2= Rp, de acuerdo con la Ec. (2.4) te;n_

dríamos:

Como puede observarse, el voltaje de salida es el negativo de la

suma de los voltajes de entrada.

31

Fig. 2.10 Sumador

2. 5.2 u'iseño

Las. resistencias R I y R 2 del circuito de la fig. 2.10 deben

escogerse de tal forma que 1.a impedanci a'de entrada del sum_a_

dor no sea muy pequeña-. Un v a l o r de 10 \\ti para. Rj. y R2 es

muy conveniente puesto que para voltajes &Í3. £2 tan grandes

como 1 O V la corriente de entrada aV "sumador seria de 1 mA

por cada ramal. Una corriente de s a l i d a como, esa para los am_

plificadores operacionales de l a e t a p a anterior hace que es-

tos trabajen muy cómodamente. Por otra p a r t e , " R l s R2 y " Rp

d e b e n - tener el mismo valor; es más, deberían ser idénticas.

Para conseguir la mejor aproximación debo utilizar resisten-

cias de precisión. Por lo tanto:

Ri = R2 =- Rp = ÍO +0.1%

32

2.6 EL CIRCUITO DETECTOR DE VALOR MÁXIMO

2.6.1 Consideraciones teórlcas

La' señal de voltaje wLI0 eos wt que se obtiene del circuito

sumador descrito en la sec. 4 del presente capítulo, debe ll_e_

varse a un circuito que detecte su valor máximo (aiLI0) y lo

almacene en un condensador. Esta f-unción es realizada por el

circuito de la fig. 2.11

Fig. 2.11 Detector de Valor Pico

Cuando ¿-j empieza a crecer positivamente, como el condensador

está in i c i a l m e n t e descargado, se establece por un instante u-

na entrada di fe rene i al 'pos i ti va al operad onal. El voltaje

& o i tiende a subir hasta el potencial de saturación positivo

del amplificadora el diodo, conduce y el condensador se carga

33

hasta el valor Instantáneo de voltaje J¿ -j porque el factor de

amplificación, teóricamente infinito del operacional, hace

que las d'os entradas del amplificador i g u a l e n sus potenciales.

Una vez que el condensador _se ha cargado al voltaje j¿-¡ 3 la en_

trada diferencial nula en el operacional l l e v a su voltaje de

salidas £01, a cero. Entonces el diodo se abre y todo lo di_

cho se repite hasta cuando J¿-j alcanza su valor máximo p o s i t j_

vo porque en cuanto &-\a a decrecer, £ 01 va hacia el p£

tencial de saturación negativo de.l o p e r a c i o n a l 5 dejando al

diodo D inversamente polarizado y 3 en consecuencia, sin con-

ducción.

Podría pensarse que es necesaria una resistencia de protec-

ción para él diodo pero m i r a n d o las características eléctri-

cas del operacional veremos que no e.s así. La corri ente máxj_

ma de .salida que puede proporcionar el amplificador es rela-

tivamente pequeña (Z20 mA) y es esta misma la corriente máxj_

ma que atravieza el diodo. Este valor de intensidad de co-

rriente limita el voltaje directo aplicado al diodo, h a c i e n d o

que la d i s i p a c i ó n de potencia en el mismo no alcance un va-l o r p e l i g r o s o .

Teóricamente el condensador no tiene un camino de descarga

porque el diodo no conduce en sentido inverso y la impedancia

de entrada del operacional es infinita. En la práctica, esto

es sólo una buena aproximación y el di seño, del condensador.cteberá tomar en cuenta los valores reales de impedancia en la

frecuencia de trabajo. Por otra parte la señal j¿0 será llev_a_

da como entrada a otra etapa y para no preocuparnos por la

impedancia de entrada de la misma colocaremos a- la salida del

detector de valor pico un buffer, que será un amplificador

operacional conectado como seguidor de voltaje (alta impedan_c i a * de entrada y baja de salida). El circuito completo p u e_de verse en la fig. 2.12

34

o e.

F i g. 2.11 Detector de Valor Máximo de una Señal V a r i a b l e

2.6.Z Diseno

Refi-riéndonos al circuito de la fig. 2.11 y tomando en cuen-

ta lo discutido en la sección 5.1.. vemos que el diodo D es

un diodo de señal, sin características especiales, por eso u_

til izaré el 1N914.

Para el di seno del condensador C debe tomarse en cuenta lo sj_

guiente: El capacitor puede descargarse, p r i n c i p a l m e n t e , a

través de las impedancias de entrada de los amplificadores £

pe racionales, porque el diodo en polarización inversa es prá_c_

ticamente un circuito abierto; esas impendancias tienen v a l o

35

res que oscilan a'l rededor de los 2MQ para las frecuencias de

trabajo que hemos escogido. Es deseable que entre dos picos

positivos consecutivos de- la señal de entrada a la menor de

las frecuencias (1 O H 7), el condensador, cargado a este valor

máximo no l l e g u e a descargarse más a l l á en un 1% del v a l o r pi_co adquirido, para tener una exactitud adecuada en la medi-

ción del factor de calidad (error del 1% corresponde a las

centésimas para voltajes menores que 10 V.) Este c r i t e r i o e s_

tableee el valor mínimo de capacidad a ser implementado. Por

otra parte, el condensador no puede ser arbitrariamente gran_de porque mientras más pequeño sea más rápidamente responde^

rá el circuito.

Expresando lo dicho en forma matemática, el voltaje sobre elcondensador

-1 / R rvc = vc máx £

debe ser mayor que 0.99 vc máx, donde R es el p a r a l e l o de las

impedancias de entrada de los dos operacionales (2MiI2M=]M) y

t es el periodo de la señal & -j a la menor frecuencia de 'tra-

bajo. ' .

Por 1 o tanto,

£ - t/Rc > o.99

o s e a ,

t > In 0.99,Re

es decir,tc >

1R In 0.99

36

Reemplazando los parámetros por sus valores, tenemos

100 msc > IMnxln 1 / 0 . 9 9

c > 9 . 9 5 yF

2.7 EL CIRCUITO MULTIPLICADOR

Se describirá a continuación la teoría de funcionamiento de

uno de los tipos de circuitos integrados multiplicadores pr o_

ducidos por la fabrica ANALOG DEVICES, que serán los que se

utilicen en el presente trabajo. Los requerimientos de exa£

titud y estabilidad en la medición del factor de calidad debobinas exigen buenas características eléctricas a los multi_

plicadores que, como ha podido observarse, consti tuyen 1 a pa_r_

te medular del sistema construido. Tales c-aracteristicas pue_

den conseguirse a través* de la tecnología m o n o l í t i c a de con_s_

trucción de circuitos encapsulados.

Por el momento, los valores de diseño de los parámetros uti-

lizados en el circuito integrado no han sido p u b l i c a d o s . C o n_

tamos sí, con todas las características de trabajo del .inte-

grado las mismas que se incluyen en el apéndice de la prese_n_

te tesis.

El m u l t i p l i c a d o r u t i l i z a d o tiene la denominación AD534 y la

operación de m u l t i p l i c a c i ó n se -realiza empleando la técnica de

"transconductancia variable" que se detallará enseguida.

El m u l t i p l i c a d o r de transconductancia es conceptualmente sim_pie. Una entrada controla la ganancia de un elemento activo

37

(FET, v á l v u l a , transistor) el cual a m p l i f i c a la otra entrada

en proporción a la entrada de control.

Casi todos los m u l t i p l i c a d o r e s de transconductancia que se

producen actualmente utilizan el transistor como elemento a£

tivo, por la relación l i e n a l , muy estable, que existe entre

la corriente de c o l e c t o r y l a transconductanci a del elemento,

y también porque son fáciles de fabricar como conjuntos aco-

plados, térmicamente compensados, en pasti11 as de circuito in_

tegrado.

Un m u l t i p l i c a d o r de transconductancia en cuatro cuadrantes

consiste en un conjunto de fuentes de corriente acopladas, .un

grupo de conversores voltaje-corriente, para transformar los

voltajes de entrada en corrí entes relacionadas 1 inealmente con

aq u e l l o s , una c é l u l a de m u l t i p l i c a c i ó n de 6 transistores queproduce dos corrientes cuya diferencia es proporcional al pro_

ducto de los voltajes d.e entrada, y un amplificador'diferen-cial de entrada que transforma la corriente-diferencia en un

voltaje de salida de terminal único.'

Estos elementos, con la excepción del transistor de s a l i d a y

su circuito de realimentación, que se'omiten por c l a r i d a d , ,

pueden verse en la fig. 2.13.

Las fuentes de corriente acopladas tienen el símbolo "I"; el

voltaje de entrada X se a p l i c a a las bases de Q A y Q B s gene-rando una corriente diferencial proporcional en RX; el volta_

je de entrada Y se a p l i c a a las bases de Qc y Q i , generando

una corriente diferencial proporcional a RX; la c é l u l a de mul_

tiplicación consiste de los transistores conectados como d i o_

dos Qi y Qz3 además de los cuatro transistores Q 3 s Q i » > Q s í Q eLa corri.ente diferencial de -sal i da es igual a la suma I3 + I5,

menos 1 a suma I it + Is

39

Siguiendo el lazo A-B-C-A a través' de Q i s CU, Q a ,

,= Vbe Q3+VQ

Vbe Qi = q I

(2.10)

(2.11)ceo

Utilizando la ex. (2.11), la ec. (Z.10) se reduce a

In n Ig3+ln IQZ

Por lo tanto,

3 1 2

(2.12)

(2.13)

En forma similar, para el lazo- A-B-C-A a través de Q i , Q5, Q6

Q¿,. '

I 1 I.-S = • I 6 I (2.14)

Como se había anotado antes, la corriente de s a l i d a es

o = (2.15)

Sustituyendo las relaciones (2.13) y 2.14) en (2.15)

!o = I3+ le Iz/I I2/Ii-I6

= Is (Ii-I 2)/Ii-I B(li-l2)/I

= ( I 3 - I 6 ) ( I 1 - I 2 ) / I 1

(2.16)

(2.17)

Reemplazando (2.6^y (2.7) en el numerador de (2.17),

lo = (I3-I6)(2VX/RX)/I, (2.18)

40

De- las ees. ( Z . 1 3 ) y (2,8), podemos ver que

3 2 _ T , ___ _ T ( 9 1j i X R J 3 U . Iy

Luego podemos resolver para I3,

T _ lil+IjVy/Ry _ ' I g l + Vy/Ry (? 9Í]]13 r-rr 2T~~ (¿.¿U)

De manera análoga, de (2.14) y (2. 9), podemos ver que

Is = = i _ Vy. _ i, (2.21)i Ky

Resolviendo para I 6 s

Is „ l i l - IiVy/Ry (2.22)21

Sustituyendo (2.20) y (2.22) en (2.18) y s i m p l i f i c a n d o

21 Vy/Ry 2Vx/Rx•—• —•———— ——— —0 " 21

VxVy= 2 IRxRy

La figura 2.14 es una versión esquemática completa del mu 11j_

p l i c a d o r AD534. La c é l u l a de seis transistores del m u 11 i p1 j_

cador consiste de Q 6 s Q 7 s Q i 2 s Q i 3 , Q m y Q i s - ( RI 2 + Ri 3 + Ri )

es semejante a Rx, (Rzs+Rze+Rs?) es semejante a Ry y

(Rse+Ras + Riío) es semejante a Rz. La diferencia de corriente

2Vz/Rzs se iguala a la corriente de salida por medio delarea^

limentación alrededor del amplificador de s a l i d a . Entonces

cuando la realimentación "sensora" proveniente de E está c£

nectada a Z ("+Z")3 y la "referencia", Zi("-Z) está conecta-

da a tierra.

41

'- U u. II'-KO3 Q4 \—+-i OS OG

Fig. 2.13. Circuito Básico del M u l t i p l l c a d o r . d e Transcondu£

táñela V a r i a b l e en Cuatro Cuadrantes.'

Con el objeto de explicar como opera este m u l t i p l i c a d o r , def i_

namos primero las relaciones entre corriente que resultan más

obvias. Por inspección de la Fig. 2.13 tenemos:

i = I + Vx/Rx

I2 = I - Vx/Rx

(2.6)

(2.7)

= I + Vy/Ry

Is + le = I - Vy/Ry (2.9)

En todas las relaciones anteriores se ha supuesto que los traji_

sistores tienen geometrías s i m i l a r e s 5 3 infinito, que no ti_e_

nen resistencia serie ni paralelo y tienen operación 1sotérm1_

ca .

uo

pe

o L

unoo

f [

* Z

'6L

J

fet

En = V-

y Eo =

RzVxVy

', 40)

2.8. EL CIRCUITO DIVISOR. ANALÓGICO

La operación 'de d i v i s i ó n puede ll e v a r s e a cabo, colocando el

m u l t i p l i c a d o r descrito en la sección precedente, en el cami-

no.de re. al i mentación de un amplificador operacional. Esto

puede verse en la fig. 2.15

NUMERADOR (V~)

R. o -f

DENOMINADOR (Vx)

Fig. 2 . 1 5 Divisor Ana lóg i co

En el punto A del c i rcu i to de la f ig. 2 . 1 5 " se t i ene el . v o l t a ^

je + ~\^ - es d e c i r - + ~?r

43

Por otra parte, la corriente que entra por R i va hacia R o d _e_

bldo a la a impedancla teóricamente Infinita del operado-

nal , entonces

V X E O / E R _ V Z /o o NRl

Igualando los valores de las resistencias, o sea, haciendo

Ri = R2 = R , podemos encontrar la expresión de E0 en esa si_

tuación, de la Ec. (2.23)

donde E R es el factor de escala proveniente del m u l t i p l i c a -

dor.

Es preciso hacer dos acotaciones al proceso de d i v i s i ó n que

estamos empleando. Primeramente, sólo se permite .una polarj_

dad al denominador porque si Vz>03 por ejemplo, E0 debe ser

menor que cero (la forma de .conexión utiliza real imentaci ón

negativa) y para que el resultado de la d i v i s i ó n sea coheren_

te, Vx debe' ser menor que cero (el multiplicador no produce

inversión de fase).

Siendo V2>os Eo es mayor que cero y Vx debe, nuevamente, sermenor que cero.

En segundo lugar, la ganancia de lazo cerrado varía en for-

ma inversa al valor de Vx (denominador). Entonces, conformeva decreciendo Vx, aumenta el ruido, el error cometido, etc.

Por lo tatito, no es conveniente que'el denominador tenga va-

lores muy pequeños.

44

La i m p e d a n c í a de entrada para 1.a señal V2 es la resistencia R.

Lo más adecuado seria que 'tanto Vx como Vz miren la misma im-

pedancia de entrada. La de Vx es.alta, por la construcción

misma del integrado. Si elevamos Rs también subimos el valor

m í n i m o que puede tener Vx porque aumenta la impedanci a de' rea_1 i mentación del circuito. E v a l u a n d o estas alternativas 11eg_a_

mos a d e c i d i r

R = 10 kS7

que fue el v a l o r que se escogió como impedanci a de entrada pa_

ra los circuitos de secciones anteriores.

2.9 EL SISTEMA OPTOELECTRONICO DE LECTURA

2.9.1 Consideraciones Generales

Deseamos tener el valor del factor de c a l i d a d medi'do, en un

indicador numérico luminoso para realizar su lectura. Por lo

tanto, la señal analógica üiLI0/RI0 = Q que obtenemos como sa_l i d a en el circuito d i v i s o r debemos transformar en la expre-

sión en sistema binario del mismo voltaje, necesitando "para _e_l i o un convertidor ana l ó g i c o - d i g i t a l .

La exprés ion binaria deberá llevarse a un decbdificador que

haga que la combinación de ceros y unos que tenemos a la sa-

l i d a del conversor, encienda los diodos emisores de luz . co-

rrespondientes en el circuito integrado luminoso de i n d i c a -ción. Esto nos permitirá tener en forma v i s i b l e el valor de

Q.

Un rango práctico de valores de factor de c a l i d a d a baja fr_e_cuencia queda perfectamente cubierto si nuestro d i s p o s i t i v o

45

puede darnos lecturas entre" cero y mil . Para eso, el conve_r.

tidor A-D que usaremos será uno que tiene capacidad de 3 1/2

dígitos, es decir tres dígitos d e - 4 bits cada uno (permití' en^

do entonces lecturas entre O y 9) y un dí g i t o de 1 bit

(O y 1).

De esta manera, el indicador luminoso nos dará valores entre

0000 y 1999.

El conversor analogo-digital escogido es el 8150 producido por

la fábrica TELEDYNE. Este es un conversor de ' 3 1/2 d-i gi tos ,

CMOS monolítico. Para su funcionamiento requiere sólo de aj_

gunos componentes pasivos auxiliares, una referencia de vol-

taje o corriente y fuentes de alimentación.

La conversión A-D se realiza por medio de una técnica de ba-

lanceo de una carga incrementa! que nos proporciona gran exac-

titud, lineal i d a d - e i n m u n i d a d al ruido,. Un amplif-icador in-

tegra la suma de una corriente analógica desconocida y pul-

sos de una corriente de referencia; el número de pulsos (in-

crementos de carga), necesarios para mantener el punto de s_u_

ma del amplificador cercano a cero, es contado. Al final de

la conversión la cuenta total se "retiene" en las sal i das con

un formato d i g i t a l de 3 1/2 dígitos y código b i n a r i o - d e c i m a l

(BCD).

La configuración interna del conversor 750 y sus componentesauxiliares pueden verse en la fig. 2.16

46

IMTIATECONVERSIÓN

acó OUTPUTS

•Cor-inon>;n;s chosen for V(ísj (full icalej * 1 OV. V~-p: = -6.4 V

Fig. 2.16 Conversor Analógico-Digital

El indicador luminoso que he utilizado es el 5082-7356 prod^

cido por la HEWLETT PACKARD. Es un indicador numérico de es_

tado sólido que incluye' un decodif i cador-dri ver y una .memo-

ria.

El dispositivo decodifica el contenido BCD de sus entradas

en caracteres desde "O" hasta "9"; un signo "-", un patrónde prueba, y cuatro caracteres en bl a n c o para las combinacio_

nes de las entradas que no correspon-den al código BCD. La _u

m'dad emplea el punto decimal ubicado a la derecha. La con-

figuración interna del circuito integrado puede verse en la

fig. 2.17.

Vcc

47

E BN I _8_T N i

A R —D I -3-

A A A-

V

X2

X4

XgP.D.

RETENEDOR

\ \

P.D. DRIVER

DE LA MATRIZ

DE LED ' S

MATRIZDECODIFICADORA

MíVl'rtlZ JJ&

LED'S

F.ig. 2.17 Indicador Numérico Luminoso

2.^.2. D e ser 1 pelón del Conversor A_-£

Durante la conversión, la suma de una corriente continua I j

y pulsos de una corriente de referencia IREF es Integrada du_

rante un número determinado de períodos de reloj Ij^ es pro-

porcional al voltaje analógico de entrada; ÍREF es proporc1o_

nal al voltaje de referencia y de signo contrario al de I¡N .

IREF es conectado al amplificador operacional exactamente du_

rante un periodo de reloj y tan frecuentemente como para man_

tener la entrada de suma del Integrador cercana a cero. De

esta forma, la carga debido a la corriente continua I T M es baj —* j. 11 .—lanceada por los pulsos de corriente I R E F - El número total

de pulsos, necesarios durante el período de conversión para

48

mantener balanceada la carga, es contado y el resultado enBCD es acoplado a la-s salidas y reten i-do.

El conversor contiene dos contadores, un relojs un amplifi-cador operaci o-nal , un comparador,-buffers retenedores de sa_

l i d a y el circuito de ló g i c a inherente al conversor. Uno de

los contadores empieza a contar pulsos de reloj, luego deuna

señal de restablecimiento; cuando se alcanza la cuenta re-

q u e r i d a , el contador genera un pulso para comenzar la ruti-na de "fin de conversión 1 1 . El segundo contador se resta-

blece sincrónicamente con el primero y cuenta el numero de

veces que la corriente IREF es conectada al integrador du-rante el periodo definido por el contador de los pulsos de

r e l o j . "

Cuando la entrada "Initiate Conversión" es excitada por un

pulso positivo, la salida "busy" se pone en alto y un ciclo

de i n i c i a l i z a c i ó n de 10 ps comienza. En este periodo el c_a_

pacitor de integración es descargado y los dos contadores se

restablecen. La conversión comienza al finalizar el pulsode restablecimiento y termina con un pulso generado ya sea

por el contador de reloj o por una condición de sobrecarga

.en el otro contador. Este pulso d e s h a b i l i t a el acceso a losdos contadores y dispara un ciclo de desconexión de- 10 ys .Durante este periodos la s a l i d a DATA VALID se pone en bajo

por 5ys. Cuando el circuito está ocupado (salida "Busy"=lL)la entrada "Initiate Conversión" no tiene n i n g ú n efecto, pue_de estar en alto o bajo. Los datos de s a l i d a de una con ve r

sión son válidos mientras esté energizado el circuito o ha_s_

ta que la s a l i d a "Data V a l i d " vaya a OL al final de una nu_eva conversión, en cuyo caso los datos de salida son reempl a_

zados por otros correspondientes a la última conversión.

El diagrama de tiempos de un ciclo de conversión puede ver-

se en 1 a .f ig. 2.18 • . •

DíagramS (Rise.fall times =200ns typ., CL =50pF)CLOCiíEDMODE

Fig. 2.18 Ciclo de Conversión A-D

Para 1.a fig. 2.16 y según las notas del 'fabricante, los v a l o _

res d'e RIN -y RREF nan sido escogido-s para dar una corrientede fondo de escala de aproximadamente 1 OyA y una•• corriente de

referencia de aproximadamente -20yA.

RIN s VREFlOyA

En base a esto y en vista de. que lo .que deseamos es hacerdel

circuito-optoelectrónico d e 1 lectura un medidor de voltaje,h_a_cemos corresponder a una entrada de 19.99 v o l t i o s la lecturade fon-do-de escala (1999)., colocando el punto decimal . en la

p o s i c i ó n c o r r e c t a y e n f o r m a i n d e p e n d i e n t e . E n t o n c e s ,

y RREF s

1 9 . 9 9 V10yA

-2 OVA

2 Mfí

= 2 5 0 ' kfí

C o m o p u e d e h a b e r s e n o t a d o V R £ p = - 5 V .

El f a b r i c a n t e e s p e c i f i c a t a m b i é n los v a l o r es de V Q Q 3 Vs s .,

y REÍAS Pa^a esta a p l i c a c i ó n . Son 1 os . si g u i e n t e s :

3 V s s = -5 V 3 C I N T = 68 pF^ 1 0 % 5

Para cal ibrar e l offset d e l o p e r a c i o n a l se u t i l i z a n . , c o m o se a-

p r e c i a en l a f i g . 2.. 16 3 un p o t e n c i ó m e t r o d e . 5O' 'te c o n e c t a d o

e n t r e . . l a s f u e n t e s de +5V y - 5 V 3 y dos r e s i s t e n c i a s , una de

100 ktt y o t r a de 1 kti, q u é ' h a c e n el d i v i s o r - d e t e n s i ó n .

(Re f . 3 P á g s . 1-24, 1 -25)El sistema optoeléctrónico completo,- se'muestra- en. la fig.2.19. •

k --;, •*V.

"-**• ,

*•

27

0 p

P

24

43

21

Fig

. 2

.19

. S

iste

ma

op

toel

ectr

ón

ico

de

lect

ura

52

REFERENCIAS

1. Tobey - Gra-eme - H u e l s m a n ; OPERATIONAL ÁMPLIFIERS, DESIGN

AND APPLICATIONS.; Me Graw H i l l Book Company, 'New York, 1971.

2. A.nalog Devices Inc.; MULTIPLIER 'APPLICATION 'GU IDE; U.S.A.

.1.978.-.

3. Teledyne Semiconductor; DATA CO'NVERSION DESIGN MANUAL;

U.S.A., 1979D

53

C A P I T U L O I I I

R E A L I Z A C I Ó N E X P E R I M E N T A L

3.1 PROCEDIMIENTO

La construcción del medidor d i g i t a l de factor de c a l i d a d se

realizó por etapas. Cada b l o q u e circuitál se armó, c a l i b r ó y

probó por separado. Los valores de los componentes pasivos 'de

los circuitos se ajustaron a val ores estándar. Por la carac-

terística de "circuito de prueba" que tiene el sistema, los _e_

lamentos del mismo fueron montados en placas de conexión sin

alambres, utilizando conectores solamente en donde fue a b s o 1 u_

tamente necesario. No se ha pasado por alto, sin embargo la

presentación estética que debe tener un trabajo de- esta natu-

raleza, lo que, por otra parte, facilita la realización de re£

tificaciones. - .

Las modificaciones hechas en cada circuito respecto del d i s e_

ño o r i g i n a l , expuesto en el capitulo anterior, se señalan y

justifican en el presente capitulo.

La fuente de alimentación empleada en las pruebas es una de

voltaje v a r i a b l e , regulado, ajustada a +_ 15 V.'

Las bobinas de prueba se tomaron de una caja decádica fabri-

cada por la GENERAL ELECTRIC.

Una vez comprobado el perfecto funcionamiento de cada parteen

forma i n d i v i d u a l , se interconectaron los bloques entre sí, de

acuerdo al diagrama mostrado en el primer capítulo, y se rea-

54

T i z a r o n n u e v o s a j u s t e s . L o s r e s u l t a d o s d e f i n i t i v o s s e deta-

l la r a n a l f ina ] de es te c a p i t u l o .

N O T A : Es i 'mpor tante s e ñ a l a r que e l v o l t a j e de o f f s e t de sa l i -

da de 1 os - a m p l if i c a d o r e s ope rac i onal es ha s ido c o m p e n s _ a _

do ya que puede ser s ign i f i ca t i vo c u a n d o t r a b a j a m o s con v o l t a _

jes pequeños . Para el lo se uti l izó, en unos c a s o s las entra-

das de O F F S E T NULL de los m i s m o s i n t e g r a d o s , y en o t ros se c£

nectó .un c i r cu i to de c o m p e n s a c . i ó n a la en t rada p o s i t i v a d é l o s

o p e r a c i o n a l e s .

3 .2 EL O S C I L A D O R

El o s c i l a d o r con contro l de amp l i tud fue cons t ru ido según la

f ig. 2 ,3 de l c a p i t u l o an te r io r . Los v a l o r e s de los para me t ros

u t i l i zados son l os s i g u i e n t e s :

R 3 = 47 Kfi±10% _ R1<2 = 10 Kfi± 10%

R 4 = 1 0 K í 2 ± i O % R 1 3 1 0 Kfi± 10%

R 5 - 10 Kfi±10% R1 I f = 4.7 KSÍ± 10%

R 6 - 10 Kf t±10% - R i s == 4.7 Kfl± 101

R 7 = 50 K£7±10% R 1 6 " = 2 . 7 .Kíí± 10%

R 8 = 100 KÍ2±10% " R i y = 2.7 Kfí± 10%

R 9 = 100 Kfi+10% R 1 8 = 2.7 Kfl± 1 0 %

R 1 0 = 1 5 K^±10% R i g = 100 Kfi± 1%

R z i = 9 Kfi±10% R 2 o = 10 KÍ2± 1%

C 3 = 20yF +_ 1 0 % a 10V ?l = 10 K

C =100yF 1 0 % , 10V P 2 = 1 K

D I O D O S 1N914

A M P L I F I C A D O R E S O P E R A C I O N A L E S y A 7 4 1 C

55

La tabla 3.1 muestra los valores de resistencia, determinados

experimentalmente, para obtener las distintas frecuencias de

o s c i l a c i ó n .

R l V o

147.

23.

12.

-i -\. j. .

1 .

00

00

20

50

22

F Hz

10

60

100

120

1 K

Tabla 3.1. Valores de la Resistencia de Rea]1menta

clon en el Puente de W i e n para obtener

las frecuencias deseadas.

Para obtener la onda s i n u s o i d a l de 10 V de a m p l i t u d se van _a

justando alternadamente Pj y P2 . Moviendo, el cursos del pote_n_

ciómetro Pi hacia V~ 3 la s a l i d a del oscilador va creciendo pe_

ro tiende a ser Inestable hasta que se ajusta P 2 -

Una vez alcanzada una a m p l i t u d que varía alrededor de 10 V se

m u e v e ligeramente el cursor de P2 hasta obtener una señal e_s_

t a ble.

En esas condiciones,

¿o(t) = 10 sen ut V

y v 1 (t) = - sen wt V|

56

Nótese que v 1 y &0 tienen p o l a r i d a d opuesta d e b i d o a la co<

nex'ión Inversora del amplificador A 6 -

Se m i d i ó el voltaje de control V y el de referencia Vg.

VA - 2.6 V

VB = -6.6 V

En la f lg. 3.1 se m u e s t r a la f o t o g r a f í a t o m a d a a l o s c l l o s c o -

plo con la onda s i n u s o i d a l ¿0 a la f r e c u e n c i a de 1 K H z .

Flg. 3.1. Onda sinusoidal producida por el Oscilador de Fuente de WIEN.

VERT: 5 V/d lv .

HOR : ,5ms/d1v.

57

3.3 EL CONVERSOR VOLTAJE-CORRIENTE

S i g u i e n d o el d i seño d e s a r r o l l a d o en la s e c c i ó n 2 . 3 . Z de l capi

tulo anter ior y de a c u e r d o a la f ig. 2 . 5 del m i s m o , se imple-

mento e l c o n v e r s o r v o l t a j e - c o r r i e n t e . Los c o m p o n e n t e s utili

z a d o s fueron:

Ri -

A m p l i f i c a d o r operacional yA741

Las pruebas de funcionamiento se realizaron de la si gui ente for.

ma: colocando como señal de entrada para el conversor, la s i n u_

soldé v (t) = 10 sen to t | V | del oscilador construí" d o > se.proce-dió a medir el voltaje máximo de s a l i d a del conversor. para bo_

binas de carga cuyas inductancias cubren un rango practico de

valores (1OOmH-SOOmH)s y a dos frecuencias de trabajo distin-

tas (10 \\2 y 1 KHy). Conociendo el valor de inductancia de ca_

da bo b i n a y su resistencia interna (medida con un óhmetro), se

•calculó el valor del módulo de la impedancia, de acuerdo a la

e x p r e s i ó n : .

= (xL2 + RL2)1/2

D i v i d i e n d o el valor máximo de voltaje de salida (medido antes)

por el valor de 2\_ tenemos el valor máximo de corriente quecircula por la carga. Los resultados experimentales se mues-

tran 'en la tabla 3.2

f 10

H E R Z I 0 S

1K

H E R Z I 0 S

BOBI

NA

L mH

100

.200 300

400

500

100

200

300

400

. 500

R ti 4.0

7-0

11 .

0

14.0

23.5 4.0

.

7.0

11.0

14.0

23.5

ZLfi

•

7/45

14.38

21 .82

"28.77

39.23

628,33

1256,66

1884.99

25.1

3.31

3141 .68

VL má

x 160

320

480

640

850

mV

satu

rado

saturado

saturado

saturado

s a 1

; u r a

d o

I|_ má

x mA

21.48

22.25

22 .00

22.25

21 .67

Tabl

a 3/

2. Pr

ueba

s co

n el

Co

nver

sor

Volt

aje-

Corr

ient

e

in 03

59

Los resultados mostrados en la tabla 3.2. nos señalan dos co-

sas: primero, el conversor voltaje-corriente se comporta como

una verdadera fuente de corriente para los valores de carga que

hemos utilizado,, pues la intensidad de corriente permanece prá£

ticamente constante con bobinas de diferente i m p e d a n c i a .

Los pequeños errores pueden atribuirse a inexactitudes, tanto

en la medición de la resistencia interna de las bobinas como

en la medición del voltaje sobre las mismas.

Segundo, la saturación del a m p l i f i c a d o r operacional a la f r_e_

cuencia de 1 KHz nos sugiere que debemos impl ementar en el ci^r_

cuito algún tipo de atenuación. Reduciendo el valor de la co_

rriente a 4 mA (1/5 20 mA) podemos medir el voltaje aún para

la mayor de las bobinas (500 mH) y a la frecuencia más alta

(1 KHz). En ese caso el voltaje VL máx sgria aproximadamente

de 3Kñ x 4 .mA =• 12V3 que -no satura el operacional. Para redu_

cir la corriente a la q u i n t a parte del valor p r i m i t i v o , quin_

tuplicamos la resistencia a la entrada del conversor. El ci_r_

cuito final se muestra en la fig. 3.3.

Fig. 3.3. Conversor Voltaje-Corriente con p o s i b i l i d a d de at_e_

n u a c i ó n .

60

Naturalmente, la p o s i b i l i d a d de atenuación será utilizada sólo

en los casos en que el operacional se sature, y no necesita d.e

ajustes de escala posteriores porque la a m p l i t u d máxima de co_

rriente se encuentra tanto en el numerador como en el denomi-

nador de la expresión de Q. • Recordemos que Q = üjLI0/RI0.

Los resultados de la tabla 3.3 nos demuestran la efectividadde la atenuación implementada y el- funcionamiento del circui-

to de la fig. 3.3 como una legítima fuente de corriente.

BOBI

L mH

100

200

300

400

500

NA

R fi

4.0 .

7.0

. 11 .0

14 .0

23.5

f = 1 KHZ

VL max V

2.. 60

5.20

7.80

10.05

saturado

I[_ máx mA

4.14

4.14

4.14

4.00 •

-Tabla 3,3 Pruebas con el Conversor V-I con Atenuación

3.4 EL FILTRO PASA-BAJOS

El circuito que determina el valor medio de una señal periódi_

ca se implemento, de acuerdo a la fig. 2.7 del capítulo ante-

rior con los siguientes elementos.

Ri = 910 Ktt + S- kn

Ru = 1 .84 MSí

61

R3 - 133 KQ +•C = 1 . F

C = 0.1 yF

Am p l i f i c a d o r operad o nal yA741

La sintonización del filtro se realiza observando las curvas

de l a . f i g . Z.-8. del capítulo 2. Nótese a h í , que a u na. f recue_n_

cia de 10 f0 (10 H z, porque f0 - 1 Hz en nuestro caso) todas

las respuestas tienen esencialmente la misma m a g n i t u d r e s p e_c_

to de la a m p l i t u d en corriente continua. Entonces, podemos si_n_

ton i zar fQ independientemente de a.

Para nuestro filtro, como a = ~/~2s no tenemos s o b r e i m p u l s o en

la respuesta de frecuencia, sino más b i e n una frecuencia de

-3 dB (1 Hz) que también utilizaremos para la sintonía.

Entonces, primero medimos la respuesta del filtro a una e n t r_a_

da s i n u s o i d a l de 10 Hz (10 f0 ) y 10 V de a m p l i t u d ; ajustamos

la a m p l i t u d 'de 1 a ] señal1 de sal i da , a 100 mV (-40 dB respecto

de 10 V) variando R3 por m e d i o - d e un potencióme'tro.de 10K^ c£

locado en serie con la resistencia de 133 KQ.

Luego, introduciendo a la entrada del filtro una señal s i nj¿

so i da 1 de 1 Hz (f0) y 10 V de a m p l i t u d 3 producida por el mi_s_

mo oscilador útil izado en esta tesiss ajustamos la a m p l i t u d

de la señal de salida a 7.1 V (- 3 d B respecto de 10 V) v a r i a_n

do RI por medio de un potenciómetro de 25 K£2 colocado en s e

rie con la resistencia de 910 Kfí.

Por ü l t i m o a para e v a l u a r el resultado de la c a l i b r a c i ó n reali_

zada, introduje en el filtro una señal s i n u s o i d a l de 10 Hz y

1 V de a m p l i t u d , superpuesta a una componente continua de 80

m V. El resultado fue una señal continua de 162.5 mV a la salj_

da del filtro (error aproximado, 1%), lo cual demuestra que el circuito

funciona óptimamente porque la s a l i d a es prácticamente el do_

62

ble del valor medio de la función de entrada (recordemos que

el filtro tiene ganancia 2) .

3. 5. EL CIRCUITO SUMADOR

Siguiendo los 'resultados del diseño realizado en la sec. 2.4

se implemento el circuito sumador con los siguientes valores

de resistencias (véase fig. 2 . 1 O ' d e 1 cap. 2):

R! = R2 = RF = 10 Kft+ 0.1%

y el Amplificador Operacional y A 741

Para probar el sumador se construyó un circuito inversor auxi_

liar, que consiste de un amplificador Operacional y dos r e s i _s_

tencias de 10'KSH 0.1%. Entonces, la señal sinusoidal de un

oscilador se l l e v ó a la entrada £1 del sumador y a la entrada

del inversor; la salida .del inversor se l l e v ó a la entrada £ 2del sumador. . •

Se emplearon señales sinusoidales de 10 HZ y 1 KH^ con a m p l i -

tudes de 100 mV ? IV y l.OV para cada frecuencia. En todos los

casos, el voltaje de s a l i d a del sumador, aun para la escala de

20 mV/div del osciloscopio, fue de O V.

Estas pruebas demuestran el perfecto funcionamiento del. cir-cuito sumador.

3.6. EL DETECTOR DE VALOR PICO

El circuito detector de valor máximo se construyó de acuerdoal diagrama de la fig. 2.11. Los elementos escogidos fueronlos siguientes:

63

C = 10 F +_ 10% 3 15V

DIODO 1N9U

AMPLIFICADORES OPERACIONALES A741

La prueba efectuada consistió en l l e v a r a la entrada del cij^_

cuito señales s i n u s o i d a l e s de 10 Hz y a m p l i t u d e s de 10QmV3 IV

y 10 V. En todos los casos el voltaje de s a l i d a fue i g u a l al

voltaje de pico de la onda sinusoidal;, con p o l a r i d a d n e g a t i v a .

3.7. EL SISTEMA OPTOELECTRICO DE LECTURA

El sistema optoeléctrico de lectura se implemento de acuerdo

con el circuito de la fig. 2.19. La a l i m e n t a c i ó n del c o n v e_r_

t i d o r - A - D de +5V, -5V S se realizó atenuando el voltaje de -15

V 3 +15V3 respect i v amenté, de la fuente p r i n c i p a l , por medio de

a m p l i f i c a d o r e s operacionales según se muestra en la fig. 3.3.

FUENTE

PARCIAL 5V ALIMENTACIÓN

DEL CONVERSOR

Fig. 3.3 A l i m e n t a c i ó n del Conversor A-D

El conjunto de i n d i c a d o r e s l u m i n o s o s debe alimentarse con una

fuente de 5V y una corriente lo suficientemente gra'nde como pa_

64

ra encender elaramente •]os diodos emisores de luz. El manual

nos Indica que la corriente necesaria para que aparezca el n j¿

meral que mayor número de diodos ti ene.encendí dos y, además

el punto decimales de 112 mA. Como he dispuesto cuatro indí_

cadores la corriente total máxima requerida será de

112mAx4=448mA.

La fuente de alimentación para l o s - I n d i c a d o r e s luminosos se

muestra en la f1g. 3.4

FUENTEPRINCIPAL

4-T5V

POLARIZACIÓN

-, IV DE LOS INDí.CADORES LÜMJENOS OS

Fig . 3.4 Fuente de A l i m e n t a c i ó n de los Indicadores Numér icos Luminosos

E l v a l o r d e l a r e s i s t e n c i a s e c a l c u l a as í

1 5 V - 5 1 V

R = Ja mi = 2 2 - 1 0

La potencia que deberá disipar la resistencia es de

448 mA x (15-5.1)V = 4.5W

En el mercado pudo conseguirse una resistencia de 25ü y 10 W.

65

En caso de que el terminal B del circuito de la flg. 3.4 quedara por

algún motivo abierto, toda la corriente circularía por el dio^

do zener..

SI eso sucede la potencia que éste di si paria seria de

448mAx5.1 V * 2.3W

En prevención de esa situación se escogió un zener de 5.IV y

2.5 W.

-La calibración realizó a justando los valores de lectura a va-

lores enteros de voltaje de entrada, dentro de la gama de O a

19 voltios, girando el cursor del potenciómetro de 50 Kí2 (véa_

se flg. 2.19).

3.8 LOS MULTIPLICADORES ANALÓGICOS

Los circuitos integrados' AD534 se conectaron para cumplir con

la función de m u l t i p l i c a c i ó n en cuatro cuadrantes, según el

g r á f i c o d e l a f i g . 3.5

Vx

Vy

XI

X2

AD534Yl

Ya

-HVs

OUT

Zi

22

-Vs

o + *i5v

XÍRl = 90 Kfí

I — I

MR2 = 10 KfiU

-^

...0 - -] q\

Fi.g. .3.5 M u l t i p l i c a d o r con factor de escala unitario

66

Los valores de- resistencia R i y R 2 se escogieron por recomen

dación del fabricante para tener un factor de escala unita-

rio, esto es, teniendo Vx "= IV y Vx = I V , VQUT = IV

Quizás la característica más importante que debemos exigiral

m u l t i p l i c a d o r es su funcionamiento l i n e a l . Para e l l o reali-

zamos el producto de una onda sinusoidal por una onda trian-

gular. La onda s i n u s o i d a l tiene amplitud unitaria y f recue_n_

cía de 1 KHZ- La onda triangular tiene amplitudes de 500 mV

y 10 V, y frecuencia diez veces menor que la de la sinusoide,

o sea, 100 HZ-

Las fotografías de las figuras 3.6 y 3.7 muestran los resul-

tados de tales experiencias.

Fig. 3,6 Lineal i dad del M u l t i p l i c a d o r AD534

Escala horizontal: 5 ms/div

Escala vertical :.5 V/div

67

Fig. 3.7 Linea 1.1 dad del M u l t i p l i c a d o r AD53.4. .

Escala horizontal: 5 ms/div

Escala vertical :'5 V/div

Una vez verificada la l i n e a l i dad de los m u l t i p l i c a d o r e s , rea_

lizamcs otras pruebas que pretendían simular el trabajo que

estos van a realizar dentro del circuito total.

Asi, con el m u l t i p l i c a d o r que realiza el producto R10 sen wt

se efectuaron m u l t i p l i c a c i o n e s entre una onda de voltaje si-

n u s o i d a l , de amp'litud unitaria, y un voltaje continuo., de am_

plitud variable. Los resultados se detallan en la tabla 3 . -

VxTENSIÓN CONTINUA

mv

60

80

100

150

200

VyTENSIÓN SINUSOIDAL

V

sen wtsen wt

sen wtsen wt

sen wt

V 0

mv |

60 sen wt

80 sen wt

100 sen wt

150 sen wt

200 sen wt

Tabla 3.4 Pruebas con el m u l t i p l i c a d o r analógico

Con el multiplicador que realiza el producto entre las seña-

les al ternas," sen wt y wLI0 eos wt + RI0 sen wt, se efectuó

la siguiente prueba: Se Introdujo tanto en Vx como en Vyla

señal s i n u s o i d a l de ampl.ltud unitaria., sen wt. Esta tensión

y el resultado V 0 = sen2wt se muestran -en la fotografía de la

flg. 3.8, tomada des o s c i l o s c o p i o . 'Es Importante observar

que la onda sen2wt pasa por cero justamente en los puntos de

cruce por cero de la señal sen wt.

69

Fig , 3.8 Onda Senoidal sen wt y producto sen wt x sen wt = sen2 wt

Escala Hor i zon ta l : 5 ms/divEscala vertical : 5 V / d i v

3 . 9 E L D I V I S O R

El circuito integrado AD534, utilizado como divisor con fac-

tor de escala unitario, se conectó según el esquema de la fio.

3.9 '

70

DENOMINADOR

XI

X2

Yl

AD534

+Vs

OUT

Zl

Z2

-Vs

1 KSÍ

NUMERADOR

Flg. 3.9 Divisor analógico con factor de escala unitario.

El divisor realiza, en esta tesis, el cocí ente'entre las

señales continuas LI0 y -RI 0. Las pruebas que, se realiza-ron con él fueron las siguientes.:

Efectuando el cociente entre dos voltajes continuos de I V ,

numerador positivo y denominador negativo, el resultado fueI V p o s i t i v o . '

Para probar la l i n e a l i d a d del circuito se realizaron varias

d i v i s i o n e s , siendo éstos .los resultados:

2V 4- -IV = 2V

5V -r -IV = 5V

10V ~ -1V = 10V

Estas pruebas hacen una simulación del trabajo del divisor

dentro del circuito total, porque si b i e n en la práctica el

término RI0 tiene magnitudes en el orden de los cientos de

m i l i v o l t i o s , estás serán amplificadas en 10 o 100 veces, se_

gún convenga.

3.10 EL SISTEMA COMPLETO

Una vez que se comprobó el funcionamiento cabal de cada una

de las etapas.3 según se ha detallado en las secciones prec_e_

dentes, se armo el conjunto y se procedió 3 medir el factor

de c a l i d a d de varias bobinas tomadas de una caja de "induc-

tancias en década" fabricada por la GENERAL ELECTRIC. Los

resultados de las mediciones se exponen en la tabla 3.5

72

BOBINA(mH)

100

200

300

400

500

F R E C U E N C I A( H Z )

10

60

100

I Z O

10

60

100

120

10

60

100 •

120

10

60

100

120

10

60

100

120

F A C T O R DE CAUDADT E Ó R I C O

Q=íuL/R

1 .57

9 , 4 2

15,71

18 ,75/

1,80

10 76

1 7 S 9 5

21 3 5 4

1 ,71

10,28

17,14

2 0 3 5 6

1,80 '

10,77

17 ,95

21,54

1 ,34

8 , 0 2

13 ,37

1 6 S 0 4

L E C T U R A D E LI N S T R U M E N T O

1 9 5 5

9,12

15,20

18,51

1 ,65

10,12

17 ,35

21 ,10

1 ,68

9 , 9 6

1 6 , 9 4

1 9 , 9 2

1,15

10,12

17 ,00

20 ,95

1 ,28

7 , 6 6

1 2 , 9 5

1 5 , 5 1

Tabla 3.5 Mediciones realizadas con el instrumento construj_do.

C A P I T U L O ' I V '

C O N C L U S I O N E S

U n a v e z t e r m i n a d o el t r a b a j o . e x p e r i m e n t a l e x p o n d r é e n e l p re_

senté ' c a p í t u l o las c o n c l u s i o n e s a las que he l l e g a d o . c o m o COJT_

s e c u e n c i a d e l m i s m o . E s t a s a b a r c a r á n los s i g u i e n t e s aspec tos :

v e n t a j a s de l s i s t e m a , l i m i t a c i o n e s . , d e t a l l e de costos y me jo_

r a s q u e p u e d e n i n t r o d u c i r s e ,

4 .1 . V E N T A J A S

El circuito construido es un sistema de prueba, no un proto-

tipo; sin embargo, si se quisiera hacer de él un instrumentode laboratorio presentaría algunas ventajas. En primer térmj_

no, el circuito- es muy simple porque consta únicamente de 13

chips distribuidos asT:_ 11 amplificadores operad onal es 3 3m u l t i p l i c a d o r e s analógicos, 1 conversor anal ogico.digital y

4 decodificadores display. Estos podrían reducirse más aún

si se u t i l i z a n chips de operacional es apareados, A más de es_'

tos circuitos se han necesi'tado diodos, condensadores s resi.s_

tencias y potenciómetros. Esto permite al 'medidor tener un

costo total reducido,

En segundo lugar 9 el manejo del instrumento sería muy sencj_

l i o si se coloca la bobina, cuyo factor de calidad desea- m_e_

di rses en los termi nal es para ell o asignados, ss pulsa un foo_ton de "reset11 y se escoge la frecuencia; inmediatamente se

obtiene la lectura en el display. Si ésta indica saturaciónse varía el factor de escala y nada mas, En los medidores de

nuestros laboratorios, a mas de escoger la frecuencia d-eb-enrealizarse-, generalmente, mas de dos ajustes para .obtener la

medí da .

74

En.tercer lug a r , el hecho de tener la lectura en un indica^

dor. numérico 1uminoso-constituye una ventaja adicional so_

bre los m.edidores que proporcionan la lectura por medio del

desplazamiento de una aguja sobre una escala.

4.2. LIMITACIONES

El circuito de prueba y3 por ende; el instrumento que po-

dría construirse con él tendría básicamente dos limitacio_

nes. La primera sería el rango de frecuencias de trabajo 3

que estaría comprendido entre TQ Hz y 100 KHz razón por la

cual el medido.r ha sido denonii nado como de '.'baja" frecuen-

cia. Este rango está determinado por el ancho de banda de

los multiplicadores y los amplificadores operacionales.

La segunda sería el nango de valores de i n d u c t a n c i a de- las

bobinas cuyo Q desea medirse. Este no puede ser inferior a

'100 mH. Esto se comprende analizando el circuito d'i señado

y considerando qu'e la inductancia y la resistencia interna

de una bo b i n a varían en proporción directa. Una bobina de

pequeña inductancia posee una resistencia interna pequeña,

el voltaje RI 0 3 que es uno de Los que determina la medición

es también pequeño y podría l l e g a r a ser del orden de • mac]_

nitud del voltaje de ruido, haciendo con esto que la med_i_

cióa rebase un porcentaje razonable de error. No podríamos

incrementar 1.a corriente I0 nías a l l á de un cierto valor po_r

que ésta es proporcionada por el.amplificador operacional

de s a l i d a del oscilador que puede tener valores entre 10 y

40 mA.

4.3. COSTOS

Detallaré a continuación el costo de los elementos utiliza^

dos en el circuito.

75

ELEMENTO

M u l t i p l i c a d o r ana-lógico AD534JD. . .-.

Decodificador D i s -play..

Conversor A n a l ó g i -co Digital

Amplificadores Opeclónales yA741

Diodos, Condensadores Potenciómetrosy Resistencias....

.

CANTIDAD

3

4

1

11

PRECIOUNITARIO

S/l .200

S/. 600

S/. 240

S/. 10

TOTAL. . .

TOTAL

S/3.600

S/ 2.400

S/. 240

S/. 110

S/. 500

S/6.850

4.4. Mejoras que podrían r'éa'T'izarse

El circuito de prueba como tal, podría mejorarse incluyen-

do u n_ oscilador con control de a m p l i t u d y v a r i a c i ó n conti-

nua de frecuencia ya que el oscilador diseñado, que posee el

control de a m p l i t u d y tiene v a r i a c i ó n ' d e frecuencia solamen_

te por pasos.

Para construir el instrumento de laboratorio habría que con_

siderar, además, algunos aspectos, a saber: montaje de los

elementos en placa.s de circuito impreso, tomando en cuenta

problemas de i n d u c c i ó n magnética, ruido de 60 Hz y ruido dealta frecuencia; diseño de una fuente regulada de voltaje,

•;.',d"é .d'S'b'Té-. polaridad, que entregue una cantidad* :d-e -corriente'-'•'i • ' . . . '

va/p'ropi a'da . . para al 1 mentar el circuito; dl'seño- --de -1 a ca-j a- m_e_tállca que l l e v a r á en su Interior él. el rcul to" y que deberátomar en cuenta detalles eléctricos y mecánicos para dar al

instrumento un funcionamiento correcto y una apariencia e_s_téti ca,

BIBLIOGRAFÍA

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H i l l Kogakusha, Ltd., Tokio,'Japan, 1977.

' O X 3 N V

•DIA

GR

AM

A C

IRC

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:: <& ^m*"ÍS.-y .- v.«- .«&. •T&'SS": - -**í&-..*-**«í. v,**-¿TÍV1- -''-• í^W' tv*::" -"'-'^Sv;::r™ ;'•'?-•;•*'•.-:•-••:?•* í

NationalSemiconductor

Operationai Amplifiers/Buffers

LM741/LM741A/LM741C/LM741E operational ámplifier

general description

The LM741 series are general purpose operationalampliffers which feature improved performanceover industry síandards like the LM709. They are •dírect, plug-in replacements for the 709C, LM201,MC1439 and 748 in most applications.

The ampljfíers offer many features whích maketheír applícatíon nearly foolproof: overload pro-

tectión on the ¡nputand output, no latch-up whenthe common mode rahge is exceeded, as well asfreedom from oscillations.

The LM741C/LM741E are ¡dentical to theLM741/LM741A except that the LM741C/LM741E have theír performance guaranteed overa 0°C lo +70°C temperature range, ínstead of-55°C to+125°C. v

schematic and connection díagrams (Top views)

Uta: fin * atmrcui la ott.

OfdarNumber LM741H, Í.M741AH,LM741CHarLM741EHSao NS PacJcage HOSC

Dual-ln-LIne Package

Ordar Numbar LM741F or LM741AFSea NS Pockaga F10A

Dual-In-Ltna Package

OfderNumbarLM741CNor LM741ENSea NS PackageNOSB

OderNumbor LM741CJor LM741EJSea NS Package JOSA

OrderNumber LM741CD, LM741D,UM741AD or LM741EDSea NS Package O14E

OderNUmbar LM741CN-14Sea NS Packagt» N14A

Ordar Numbef LM741J.14, LM741AJ-14LM741CJ-14 or LM741EJ-14

Sea NSPackn«e J14A

O

m^í- 'i -^ vXB£

IJ;-¡Í •'*l l

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vV^'i^|•;: \,&^ -f

&&

&'tís*

3-177

•LU"T-

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lh-

5_jOí

fs*.

2-1<*^ .f^.

_J

TJ

f^

_J

1

!

—

^

i

1

1

'

.

'

— — — , -.. _ _^_ __ — .1 . ^ ft

absolute máximum ratings 'LM741A LM741E LM741 LM741C

Supply Voltage ~ ±22V ±22V - ±22V " • ±18V

Power Dissípatíon (Note 1 ) 500 mW 500 mW 500 mW . 500 mWDifferentíal Input Voltage ' . ±30V " ±30V ±30V ±3QVInput Voltage (Note 2) . ±1 5V ' ±1 5V ±1 5V . ±1 5VOutput Short Circuit Duratíon Indefinite Indefinite Indefinite Indefinite'Operatíng Temperature Range • -55°C to +125°C 00Cto+70°C -55°C to-i-.1250C 0°Cto+70°CStorage Temperature Range . -&5°C to +1 50°C -65° C to'+l 50°C -65° C to +1 50°C -65°C to +1 50° CLead Temperature . 300°C ' ' 300°C 300°C 300°C

(Soldering, 10 seconds)

• • '

electrical characteristics (Note 3)

PARAMETER

Input Offset.Voltage

A ver age Input Offset

Voliage Drifl

Inpui Offset Voltage

Adjustment Range

Input Offset Current

Average Input Offset

Current Dríft

Input Bias Current

Input Resistance

Input Voliage Range'

La tge Signa! Voltage Gain

•

•

Output Voltage Swing

"

Output Short Ciicuit

Current

Common-Mode

Rejection Ratio

CONDITIONS

TA-25°C

RS< 10 kn .R5 < 50ÍÍ

TAMIN <TA< TAMAXRS<50Í2

RS< lOkíI

TA • 25DC, Vg - ±20V

TA-25°C •

TAMIN<TA<TAMAX '

TA-25°C •

T. .iTM < y. < TAf/AX_ _

TA-25°C,VS-±20V

TAMIN < TA < TAMAX.VS - 120V

TA-25°C

•TAMIN <TA<TAMAXTA-25*C, RL>2kn

Vs-±20V. VQ-115V

Vs-±15V, Vo"lÍOV

TAMIN<TA<TAMAX.

Vs^20V.'v0-±15V

Vs«115V,Vo- ±10V

VQ • ±5V, VQ -±2V

VS - ±20 V

Ri_>io><nRL>2kI2

RLS 10 tnRL>2kíl

TA - 25°C

TAMIN < TA < TAMAX

TAMIN <TA< TAMAXRS< iokn. VCM- *'2VRSS50kaVcM-M2V -

LM741A/LM741E

MIN TYP MAX

0.8 3.0

4.0

15 '

±10 ' '

3.0 30

70

0.5

30 80

- ' : 0.210\ 1.0 - 6.0

0.5 • ;

.

50

' • .

32

10

±16

±15 - .

10 25 35

10" 40

80 95

LM741

MIN TYP MAX

' 1.0 5.0

6.0

±15.

20 200

85 500

80 500

1.5

0.3 2.0

112 ±13

50 200

25

±12 ±14

110 ±13

25

70 90

LM741C

MIN TYP MAX

2.0 6.0 ,

c

7.5

. ±15

20 200

300

80^ ' 500

0.8

0.3 2.0

±12 /±13 ,

20 200

15

'

.

±12 ±14

±10 ±13

25

70 -90

UNITS

mV

mV

.

" mV

mV

pv/'c

mV

nA

nA"

nA/C

nA

í¡A

MI) ]

Míl j

iV l

v !:i

V/mV Í

V/mV i

V/mV j

V/mV i:V/mV >.

i

v 1V '

V t

I

mA ,'

rn*

,dB i

dS :

3-178

" '" " I 1 ni i u ii i n i Hjtf

% 5 '

electrical characteristics (con't)

PARAMETER

Supply Voltage Rejection

Rairo

Traníient Retponse

Rite Time

Ovetihoot •

Bandwidth (Note 4)

Slew ña IB

Supply Current

PoWer Consumption

LM741A

CONDITIONS

TAMIN<TA< TAMAX.Vs » ±20V to Vs - ±5VRS<50Í2

TA"25°C, Unity.Gain

TA-25°C

TA - 25°C. Unlty Gain

TA-25aCTA • 25"C

Vs -±2QV •

Vs • ±20V

TA • TAMINTA • TAMAXVq • ±2QV

TA - TAMAXVS-±15V

TA* TAMINTA - TAMAX

LM741A/LM741E

MIN TYP MAX

0.25 0.86.0 20

0.437 1.5

0.3 0.7

165135150150150

MIN ' TYP MAX

0,3

5

0.5

1.7 2.8

60 10045 75

MIN TYP MAX

0.35

0.5

'1.7 2.8

dB' dB

mW

mW

mW

mW

mW

mWmW

mWmW

Note 1; The máximum Junction temperature of the LM741/LM741A Is 150°C, while that of the LM741C/UM741E is 10O°C. For operatíon ateleva ted lemperatures, devíces ¡n the TO-5 package must be derated basad on a thermal resistance of 150" CAV ¡unction to ambient, or^S^CAV[unctíon to casa. The thermal resistance of the dual-ín-líne package ís 100°C/WJunctíon to ambient. For the fíat package.the deratiog Is based ona thermal resistance of 185°CAV when mounted on a 1/16 inch thíck epoxy glass board whh ten, 0.03 Inch wide, 2 ounce copper conductors.

Note 2: por supply voltages less than ±15V, ihe absotute máximum input voltage is equal to the supply voltage.

Nota 3; Uníais otherwise specified, these specifícatíons apply for Vs - *15V, -55°C < TA < +125°C (LM741/LM741 A). For the LM741C/LM741E, these specifícatíons are limitad to 0°C < TA <+70°Cr • -

Note 4: Calculated valué from: BW [MHz] - 0.35/Rise Tímetps).

O

m

3-179

- -• • • • - ; ? - ! *

i *' * í-mi

$'*

Internally TrimmedPrecisión IC Multiplier

FEATURESPretrimmed to ±0.25% max 4-Quadrant Error (AD534L)AII Inputs (X, Y and Z) Differential, High Impedance for

[ÍX1-X2)(Yi-Y2)/10] +Z2 Transfer FunctionScale-Factor Adj'ustable to Provide up to X100 GainLow Noise Design: 90/iV rms, lOHz-IOkHzLow Cost, Monoüthíc ConstructlonExcellent Long Term Stability

APPLICATIONSHigh Quality Analog Signal ProcessingDifferential Ratio and Percentage ComputationsAlgébrale and Trigonometric Function SynthesisWideband, High-Crest rms-to-dc ConversiónAccurate Voltage Controlled Oscíllators and FÜters

PRODUCT DESCR1PTJONTbe AD534 is a monolithic láser trimmed four-quadranr muí ti-plíer divider havíng accuracy specifícations previously foundonly in expensíve hybrid or modular products. A máximummultiplication error of ±0.25% is guaranteed for the AD534Lwlthout any external trimming. Excellent supply rejecrion, lowtemperature coefficients and long term Stability of the on-chípthin film resístors and buríed zener reference presen'e accuracyeven under adverse condítions of use. It is the fírst multiplierco offer fully differential, high impedance operatíon on all in»puts, including the Z-input, a feature which greatly increasesits flexibility and ease of use. The scale factor is pretrimmedto the standard valué of 10.00; by means of an external resis-tor, this can be reduced to valúes asíow as 3, with correspondingreductions in bias current and noise level.

The wide spectrum of applícations and the avaílability of sev-eral grades commend this multiplier as the first choice for allnew designs. The AD534J (±1% max error), AD534K (±0.5%max) and AD534L (±0.25% max) are specified for operationover the O to +70 C temperature range. The AD534S (±1% max)and AD534T (±0.5% max) are specified over the extendedtemperature range,-55 C to -f-125 C. All grades are availableín hermeticaUy sealed TO-100 metal cans and TO-lló ceramicDIP packages.

PROVIDES GAIN WITH LOW NOISEThe AD534 is the first general purpose multiplier capable ofproviding gains up to X100, frequently elirjiinating the needfor sepárate ínstrumentation amplifíers to precondition theinputs. The AD534 can be very effectively employed as avariable gain differential input amplifier with high commonmode rejection. The gain option is available in all modes, andwill be found to simplify the implementation of many functionfitting algorithms such as those used to genérate sine and tan-gent. The utility of this feature is enhanced by the inherent lownoise of the AD534: 90/uV, rms (depending on the gain), a ,factor of 10 lower than previous monolithic multipliers. Driftand feedthrough are also substantially reduced over earlierdesigns.

UNPRECEDENTED FLEXIBILITYThe precise calibration and differential Z-input provide adegree of flexibility found in no other currently available mul-tiplier. Standard MDSSR functions (multiplication, división,squaring, square-rooting) are easily implemented whíle therestriction to particular input/output polarities imposed byearlier designs has been eliminated. Signáis may be summed in-to the output, with or without gain and with either a positiveor negar.]ve sense. Many new modes based on implich-functionsynthesis have been made possible, usually requiring only ex-ternal passive components. The output can be in the form of acurrent, if desired, facilitating such operations as integratíon.

Information furnished by Analog Devices is believed to be accuraieand reliable. However, no responsibility is assumed by Analog Devicesfor ¡ts use; ñor for any infringements of patents or other rights of thjrdparties whích may result from its use. No license ¡s granted by implica-tion or otherwise under any patent or patent rights of Analog Devices.

Route 1 Industrial Park;P.O. Box 280; Norwood, Mass. 02062Tel: 617/329-4700 TWX: 710/394-6577

West Coast Mid-West Texas213/595-1783 312/894-3300 214/231-5094

SPECIFICATIONS (typicalat+25°C,w¡th±Vs= 15V, R|_>2k, unless otherwise stated)

PA RAM ÉTER

MULTIPLIER PERFORMANCETransfer Function

Total Error1

vs. Tempera tureScale Factor ErrorTemperaní rc-Coeff¡cicnt of

Seal ing- VoltagcSupply RcjectionNonüncarity, X

No ni i n cari ty, Y

Feedthrough3, X

Fecdthrough3 , Y

Output Offset Voltagc,Drift

DYNAMICSSmall-Signa! BW1% Amplirudc ErrorSlew RatcSctdingTimc to±l%

N01SENoisc Spectral-Dcnsity

Wideband Noíse

OUTPUTOutput Voltagc SwingOutput ImpcdanceMáximum Output CurrentAmplíficr Open-Loop Gain

INPUT AMPLIFIERS (X, Y and Z)5

Signal Voltage Rangc

Offset Voltage, X, YDrift

Offset Voltagc, ZDrift

CMRR (X, Y, Z)Bias CurrentOffset CurrcntDíffcrential Rcsistancc

DIVIDER PERFORMANCE6

Transfer Function

Total Error1

(Note 7)

SQ.UARER PERFORMANCEJrans cr unction

Total Error1

SQUARE-ROOTER PERFORMANCE*Transfer Function

, Total Error1

POWER SUPPLY SPECIFICATIONSSuppíy Voltage

Supply Current

PR1CESAD534_HB TO-100 Packagc

AD534_DE TO-1 16 Packagc

CONDITIONS

-10V<X, Y<+10VTA = min to maxVs =±14V to±16V

SF= 10.00 nominal7

TA = min to max±VS = (15V)±1VX = 20V pk-pkY = ±10VY = 20V pk-pkX = ±10VY nulledX=20V pk-pk 50HzX nulledY = 20V pk-pk 50Hz

TA = min to max

VOUT = 0-1V rmsCLOAD = ' ooopFVOUT 2ov pk-pkA VOIJT = 20 V

SF=10SF=3 (Note 4)f = lOHz toSMHz.f = 1 0 H z t o l O k H zf=10Hzto!OkHz, .SF = 3 (Note 4)

TA = min to maxUnity-Gain,f<lkHzRL = O, TA = min to maxf = 5 0 H z

Rated Accuracy(Diff. or CM)Operaring (Díff.)

TA = mín to max

TA= mín to max50Hz, 20V pk-pkDiff. Input = 0Diff. Input = 0

Xj>X2

X = 1 0 V-10V<Z<+10V

X=1V~1V<Z<+1V

0.1V<X<10V-10V<Z<+10V

-10V<X< + 10V

Zj <22

1V<Z<10V

Ratcd PerformanceOpcratíngQuicscent

(1-24)(25-99)(J 00-999)

(1-24)(25-99)(100-999)

AD534J

(X,-X2)(Y,-Y2)10 2:

±1.0% max

±1.5%±0.022%/°C±0.25%

±0.02%/°C±0.01%

±0.4%

±0.01%

±0.3%

±0.01%±5mV(±30mVmax)200/JV/°C

IMHzSOkHz

- 20V//JS2¿is

0,8pV/\/Hz~0,4jíVA/HzImV rms90/iV rms

ÓO^íV rms

±1 IV mino.in30mA70dB

±10V±12V±5mV (±20mV max)100^V/°C±5mV(±30mVmax)200fi\'/°CSOdB (óOdB min)0,8¿iA (2pA max)0.1 fiAi OMH

,„ (Z2 -Zj) ,,

ÍX] -X2)

±0.75%

±2.0%,

±2.5%

(X, -X2)' +10 Zz

±0.6%

Vio(z2-Zi ) -f x2±1.0%

±15V±8V to± lSV4mA (6mA max)

S26.00521.00516.00

530.00525.00520.00

AD534K

.1

±0.5% max

±1.0%±0.015%/°C±0.1%

±0.01%/°C•

±0.2% (0.3% max)

±0.01%(±0.1%max)

±0.15% (0.3% max)

±0.01% (±0.1% max)±2mV(±15mVmax)100/jV/°C

''•*

•*••

*

••**

*•±2mV(±10mVmax)50/íV/°C±2mV(±15mVmax)100/AV°C90dB (70dB min)"*"

•

±0.35%

±1.0%

±1.0%

±0.3%

•±0.5%

•*

'

536.00530.00524.00

541.00535.00529.00

AD534L AD534S

.*

±0.25% max

±0.5% ±2.0% max±0.008%/°C ±0.02%/DCmax..

±0.005%/°C•

±0.1% (0.12% max)

±0.005% (±0.1% max) '

±0.05% (0.12% max) *

±0.003% (±0.1% max) "±2mV(±10inVmax) *" 500^V/°Cmax

•*

** *

•••' "

• *

• ** *" ** *

" "*

* * *.,

±2mV(±10mVmax) '500/jV/°Cmax

* • *" *0.05/iA (0.2/JA max) *" *

•

±0.2%

±0.8%

±0.8%

±0.2%

*±0.25%

•±8V to ±22V

"

555.00 568.00545.00 556.00536.00 545.00

563.00 575.00553.00 563.00543.00 551.00

AD534T

.

••

±1.0% max±0.01%/°Cmax••

±0.005%/°C max•

•*

"*

* "*•300/iV/°Cmax

***

***"

*

**t."*

*** *150pV/°C• •300/íV/°Cmax* "

**

*

•

*•

••

"*

*•

"*•

*

±8V to ±22V

"

590.00575.00560.00

598.00583.00568.00

NOTES•Spccifiealíons same as AD534J."Spccificiiioni sime u AD534K.1 Flgurcigivcn are pcrcent of fulUcílc. i lOV (i.c., 0.01%- JmV).'Mi}' be tcduccd down 10 3V u*ing cxicrml resistor between -Vg md SF.' Irreducible component duc 10 nonlincaricy: cxcludes cffcci of offw:tí.* Ujing cxicfnal resisior adjutted to gíve SF « 3.

'Scc Funcsiooil Block Diagram. Figure I. for dcfinition of scctioni.*Thc AD535 U a functiona! equivalen! to ihe AD534. hai Kumnteed performance

tn ihe dividcr and tanate rooier modcs ind U rceommendtd for lueíi applicatíons.7 With exiemal Z-QÍÍxl idjusimcnr, Z < *X.'Inserí Lcttcr Grade.

Spccificitioiu iubjcct ID ehange without noli ce.

ABSOLUTE MÁXIMUM RATINGS

AD534J, K, L AD534S.TSupply Voltage ±18V ±22VInterna! Power Dissipation 500m\ *Output Short-Circuit to Ground IndefíniteInpucVolcages,X1X2 YI Y 2 Z!Z 2 ±VSRated Operating Temperature Range O to +70 C -55 to

+I25°CStorage Temperacure Range -65 to+150 C •Lcad Temperature, SOs soldering +300°C"Same as AD534J spccs.

OPTIONALTRIMMING CONFIGURATION

50k470k

>*—^Vv TO APPROPRIATEINPUT TERMINAL

llk

PIN CONFIGURATION & DÍMENSIONSDimensíons shown in inches and (mm).

•V5 NC OUT Z1 Z2 NC -Vs

cn_|—i r-t r-i r-1 r~i rnU 13 12 11 10 9

1 2 3 4 5 5 7

H-PACKAGETO-100

(TOP VIEW)

XI X2 NC SF NC Yl Y2

D-PACKAGETO-116

(TOP VIEW)

TO-116

j——0.4

\•-\ PIN Jtl IDENTIFI6R

0.751 (19.08)0.736 (18.69)

0.2B [7.111

1

—

i

( t031 (7.B7)

i 1— O.MS (2.41)

0335

0.37

O W S l0 IBS

191* 71

. 1

(B51J 0305 [77S194) 0355

O. O

1902)

It.Otl MAX . — — j

0 01 [0 151

| — • SEA TIN C Pt

-— osnzn— -MIH

tao ns

ow 13 saiO 16 [4 Oí I

W'

C

\o.ozi,oS3j'- "'T- 001«(04I|

1 oms,048||DI ' Al

CHIP D1MENSIONS & PATJ LAYOUTDímensions shown in inches and (mm).

FÜNCTIONAL DESGRIPTIONFigure 1 is a functíonal block diagram of the AD534. Inputsare converted to differential currents by three identical voltage-to-current converters, each trimmed for zero offset. The prod-uct of the X and Y currents is generated by a multiplier cellusing Giibert's transünear technique. An on-chip "BuriedZener" provides a highly stable reference, which is láser trim-med to províde an overail scale factor of 10.000V. The differ-ence between XY/SF and Z is then applied to the high gainoutput amplifier. This permits various closed loop configura-tions and dramatically reduces nonlinearities due ro the ínputamplifiers, a dominant source of distorrion in earlíer designs.The effectiveness of the new scheme can be judged from thefact that under typical conditions as a multiplier the nonlinear-ity on the Y input, with X ac ful! scale (±10V), is ±0.005% ofF.S.; even at its worst point, which occurs when X = ±ó.4V,it is cypically only ±0,025% of F.S. Nonlinearity for signáisapplied to the X input, on the other hand, is determinad al-most entirely by the multiplier element and is pa"rabolic ínform. This error ís a major factor in determining the overailaccuracy of the unít and henee is closely related to thedevice grade.

SF O

0.032 0.05 0.018 0.1(D.81J (1.27) (0.46] (2Í4J

H1GH GA1NOUTPUT

AMPUFIER

Figure 7. AD534 Functiona! Block Diagram

Monolithic CMOSA/D Converters8700 Series

875031/2 Digit

Features

Hígh Accuracy -314 Digit Resolution with<±0.025%

ErrorMonotonic Performance — No Missing Codes

Monolithic CMOS Construction Gíves Low PowerDissipation — 20mW Typical

Contains Al! Required Active Elements — Needs OnlyPassíve Support Components, Reference Voltage And

Dual Power Supply

Hígh Stability Over FulI Temperature Range

— Gain Temperature CoefficíentTypically <25ppm/°C

-Zero DriftTyp¡caliy<30¿iV/°C

— Differentíal Non-Linearíty DriftTypically<Z5ppm/°C

Latched ParaJIel BCD Outputs

LPTTL And CMOS Compatible Outputs And Control

Inputs

Strobed Or Free Running Conversión

Infinite Input Range — Any Positiva Voltage Can Be

Applied Vía A Scaiing Resistor

Absolute Máximum Ratings

Storage Temp.OperatingTemp.

VDD — vss

BH/BNCNCJ

IIN!REFDigital Input VoítageOperatíng VDD ar)d ^SS RangePackage DissipationLead Temperatura

(Soldering, 10 seconds)

-65°C to +150°C-55°C to + 125°C-40°C ío -i-85°C

0°C to -f 70°C18V

±1ÜmA±lGmA

-0.3 to VDD +0.3V3.5V to 7V

SOOmW300 °C

HANDLING PRECAUTIONSThe 8700 series are CMOS devíces and musí be handled correctly toprevent damage. Package and store only ín conductivo foam, anr statíctubes or other conductive material. Use proper antí-statíc handlingprocedures. Do not connect In circuhs under "power on" conditions,as hlgh transients may cause permanent damage.

General Description

The Teledyne Semiconductor 8750 is a 3 % dígit monolíthícCMOS analog-to-digital converier. Fully self-contained in asingle 24-pín dual in-Iine package, the converter requires onlypassive suppori components, voltage or current reference andpower supplíes.

Conversión ¡s performed by an incrementa! charge balancingtechnique which has ínherently high accuracy, linearity andnofse immunity. An amplifíer Integrales the sum of the un-known analog current and pulses of a reference current, andthe number of pulses (charge increments) needed to maintainthe ampllfier summíng junction near zero ís counted. At theend of conversión the total count is latched into the digitaloutputs Ín a 3 % dígít BCD digital formal.

Connection Diagram

Order Part Numbers: See Page 1-26

ITHOUSANDOIGIT

O ATA VA LID

BUSY

1NIIIATE CONVERSIÓN

GND

NOTE; Pin 1 indicated by adjacent dot or indent (Npackage), or end notch (J package).lead extensión (Hpackage).

1-21

TELEDYNE SEMICONDUCTOR

CMOS 8750

Electrical Characteristics

Un[essotherwIsespecifIed,VDp= -f 5V, VSs = -5V, VQND = O, VREp = 6,4V,RBlAS = 100Kfl.testcircuItshown.TA = 25*Cunless FullTemp. RangeIsspec!fIed.f-55"Cto + 125*CforBN and BH package,-40'C to + 85*C tor CN package, O* tc-70'C forCJ package.)

P«r«m»l»rAccur.cy

Resolullon Accufacy

Relativo Accuracy

DlffeíontFalNon-Lít>earltyDIHerenllal Non-Ulnearlty TemperaturaDrillGeln Varíanos

GalnTemperalureDrillZeroOtfsel

Zero TemperalureDrill

Aniloglnpul»I(N Full Scale

JREF|Nole1)

Dlgllillnputi

VINÍI)

V|N<°)

DlglUlOulputi

VoUTd)

VOLJT(°>

DynimlcConversión Time

Conversión Hale InFree-HunMode

Mínimum Pulse Wldthíorlnitlate Conversión

SuppIyCurrtntlDDQuleacenl(H/N Package)(J Packape)IS5 Qulescent(H/N Pacfcage)(J Pacha pe}SupplySensIltvIty

Dellnltiofi

BCD wo:d lenglh oí digital oulpul

Oulpul devlallon Irom alralgnl Unebetween normalizad zero ana fullscalelnputDevlatlon ííom 1LSB bfllweantfanslllonpolnlaVatlation In Dlllerentlal Non-Llnearlly tíue lo temperaturachangaVarlallon (rom exact A (compénsalesale by Irlmmlng R|fj or FREF)Varlation In A üue lo lemperalurechangeCorrectlon al zero acljust lo glvezero oulpul whenlnpul Is IBÍOVarlatlan (n zero offset due tolempsralure change

Full scate analog Inpul current toachleve specllled accuracyñelerence cunan! Inpul loactileve specided accuracy

Uoo'cal"l" Input thteshold lorInltlale Conversión InputLogical "0" Input thieshold lorInltlate Conversión Inpul

Logical "1" oulpul vollaoe torDlglls Oul, Bus/, and DalaValldOutputsLogical "0" oulpul vollage lorOlglla Oul, Busy, and DalaValIdOutputs

Time lequlred to perform onecomplete A/D conversión

Curren! requked Irom poalllveaupplydurlng opera Non

Current required írom negatlvesupply dutlng operatlon

Change In lull scale gain vs supplyvollage changeChano" 1" 'ull scale galn vs supplyvoltage change for Iracklng aupplles

Mln

31/2

(1999 counts)

3.5

4.52,4

&4

500

Typ

1 2.5

*2

1 25

±10

*3

10

-20

10

100

1.41.4

-1.6-1.6

1 0.5

1 0.05

CJICMM«<

0.025

0.025

*5

a;5

a; 75

^50

i5

1.5

0.4^

12

2.5

5.0

-2.5

-5.0

a: 1.0

1 0.1

BN/BH

Mmx

0.025

0.025

i5

*5

*BO

±50

1 8

1

0.4

12

3.5

-3.5

2:1.0

a: 0.1

Unltt

Dígita

%

%

ppnV'C%o(

Nominal

ppm/'C

mV

ppmí'C

«A

M

V

V

VV

V

msConv'na

perSecond

na

mAmA

mAmA

K!V

%/V

Condllloni

FullTemp. Fange

FullTemp. Bango

IIN = 0

FullTemp. Ranoe

FullTetnp. Rango

FullTemp. Bange

FullTemp. Range

'OUT =~1<V>IOUT =-500^A

FullTemp. RanoeVDD = 4.75V

IOUT^SOO^ •

FullTemp. Ranc-e

VINITCONV= +5V

FullTemp. Range

FullTemp. Ranoe

VINITCQNV* ov

FulITemp. Ranoe

VINITCONV3°V

VDDZ1V,VSS3;1.V

[VDD|=|VSS|= sv * iv

NOTE; Ijfj and IREF pins connect lo trie summlng ¡unctlon of an operatlonal ampllfler. Voltage sources carinen be aitached directly but musí bebuffered by externa! reslrtors. See Test Circuit.

1-22

HEWLETTihfíPACKARD

COMPONENTS-

NUMERIC andHEXADECIMAL

INDICATORS

5082-73005082-73025082-73045082-7340

TECHN1CAL DATA APRIL 1978

FeaturesNUMERIC 5082-7300/-7302 • HEXADECIMAL 5082-7340

0-9, Test State, MInusSIgh, Blank StatesDecimal Point

7300 Right Hand D.P.7302 Lelt Hand D.P.

0-9, A-F, Base 16OperationBlanking Control,Conserves PowerNo Decimal Point

DTL/TTL COMPATIBLEINCLUOES DECOOER/DRIVER WITH 5 BIT MEMORY

8421 Poslllve Logic Input4 x 7 DOT MATRIX ARRAY.

Shaped Character, Excellent ReadibilitySTANDARD .600 INCH x .400 INCH DUAL-IN-LINEPACKAGE INCLUDING CONTRAST FILTERCATEGORIZED FOR LUMINOUS INTENSITY

Assúres Uniformlly of LIght Output (romUnlt to Unit within a Single Category

DescriptionThe HP 5082-7300 series solid state numeríc and hexa-decímal índlcators with on-board decoder/driver and mern-ory próvida a reliable, low-cost method for dlsplayíngdigital Information.The 5082-7300 numeric Indícator decodes positive 8421BCD logíc inputs into characters 0-9, a "-" sígn, a testpattern; and four blanks in the invalid BCD states, The,unit employs a right-hand decimal point. Typícal applíca-tions include poínt-of-sale termináis, Instrumentatíon, andcomputer systems.

The 5082-7302 ¡s the same as the 5082-7300, exceptthatthe decimal point ¡s located on the left-hand side of thedigit.The 5082-7340 hexadecímal ¡ndicator decodes positive 8421logic inputs ínto 16 states, 0-9 and A-F. In place of thedecimal point an input is provided for blanking the display(all LED's off), without losing the contents of the memory.Applications include termináis and computer systems usingthe.base-16 character set.The 5082-7304 is a (±1.) overrange character, ¡ncludíng dec-imal point, used in instrumentation applications.

Package Dimensions

PIN

12a4

5 .

6

7

8

FUNCTION

5082-7300

and 7302Numaric

Input 2

Input 4

Input 8

Decimalpolnr

Latenenable

Ground

VccInputl

5O82-7340

Hflxadecítnal

Input2

Input 4

InputS

Blankingcontrol

Latenenable

Ground

VccInputl

ri-ÍÍH --°Kii;_J L_2.5t.l3TYP.

1 r ^ (,lQt.005l

NOTES:í. Dimensions tn millimetresand (inches).2. Unless otherwíse specified, the toléranos

on all dimensión* is t.3Smm (±.015")3. Digit cenier Une Is ±.25mm (±.01")

frorn package-center Une.

111

Absolute Máximum RatingsDescriptlon

Storage temperature, ambient ,.

Operating temperature, case11'21

Supply voltage"1 : . " "-

Voltage applied to Ínput logic, dp and enable pins

Voltage applied to blankíng Input171

Máximum solder temperature ai 1.59mm (.062 Inch)below seatlng plañe; t < 5 seconds

Symbol

Ts

Tc

. Vcc

VlpVDptVE

VB

Mln. Max.

-40 ' -í-100

-20 -fes-0.5 -í-7.0

-0.5 +7.0

-0.5 Vcc

230

Untt

°C°CV

V

V

°C '

Recorrí mended Operating ConditionsDescriptlon - • -.'. • " . ' - •

Supply Votíage • . -

Operating temperature, case - " . - '

Enable Pulse Width - ' . .• - . . , . ' .

Time data musí be held before positíve transition -of enable Une

Time data must be held after posltive transitionof enable une. ;

Enable pulse ríse time .

Electrical/Optical Characteristics (Tc

Descrlptlon

Supply Current

Power dissipatlon

Luminous intensity per LED "£Digit average)ls'fil " " ' .

Logic low-íevel inpuí voltage- • ; -

Logic high-level Ínput voltage

Enable low-voltage; data beíng .entered

Enable hígh-voltage; data notbeing entered •

Blanking low-volíage; display .not blanked171 .

Bianking high-volíage; displayblanked . • . - . : "

Blanking low-level ínput current[7)

Blanking high-level input current (7} .

Logíc low-level inpuí current

Logic high-level input current

Enable low-level ¡nput current

Enable high-level input current*

Peak wavelength .Dominant Wavelength w -

Weight

Symbol

Ice

PT

V-.

VIL

V,H

VEL .

VEH

VBL

VBH

IBL

IflH

IlL

llH

' IEL

IEH

XPEAK

,X¿

Symbol

Vcc . . . ;Tc

V tw

tsETUP

ÍHOLD

• tyLH

Mln.

' 4.5-20

120

. 50

50

- -20° C to +85

Test Conditions

Vcc=5.5V {Numeral

5 and dp lighted)

Vcc=5.0V1Tc=25°C

VCC=4.5V

VCC=5.5V, VBL=0.8V

VCC=5.5V, VBH=4.5V

VCc=5.5V, VIL=0.4V

VCC=5.5V. ViH-2.4V

VCC=5.5V, VEL^^V

VCC=5'.5V, VEH=2,4V

TC=25°C

TC=25°C

Nom.5.0

•" ' ',; "

Max.

5.5

+85 - •

•

200

Unit -

V

°cnsec

nsec

nsec

nsec

°C, unless oiherwise specifíed).

Mln.

32

2.0

. 2.0

3.5

Typ.f<)

112

560

70

655

640

0.8

Max.

170

935

0.8

-0.8

0.8

20

2.0

-1.6

+250

-1.6+250

UniU

mA .mW

¿zcd

. V .

V

-vV

/ . rv / :

- - v .MmA

mAfiAmA

^Anm

nm

• gm

-

Notes: 1. Nominal thermal resistance of a display mounted In a socket which is soldered inío a printed circuí! board: 9jA=50° C/W;6jc=l5°C/W; 2. OCA ota mounted display shouldnoiexceed 35° C/WforoperationuptoTc = +85° C. 3. Voltage valúes are with respecttodevice ground, pin 6. 4. All typical valúes at VCc=5.0 Volts, Tc=25° C. 5. These displays are categorized íor luminous intensity wlth the in-tensity caíegory designated by a letter located on the back of the display conílguous with the Hewlett-Packard logo marking, 6. Theluminous intensity at a speclfic case ¡emperature, lv(Tc) may be calculated fromthis relationship: Iv(Tc)=lv (25" C) et-olfle/°Cl"T"c-2S*ci]7. Appfies only to 7340. B. The dominant wavelength, Xa, is derived from the CIÉ chromaticlty diagram and represents the single wave-ength which defines the color of the device.

112

vcc

DATA tfJPUT(LOW LEVEL DAT»

DATA INPUT[MIGH LEVELDATAl/f

ENABLEINPUT

1.5V

•ísv

Js

h-'iL

LOGIC

X'-sv INPUT

DP»'

Jf "-JQT: BLANKINü"

*..'

7- 1S

J3 — -

4'

1

XIxz

Xí MEMQKY

DP

{

OP

LEOMATHIX —ORIVEH

DECOOEfl

t£0MATHIX

.S

E •'

Z

1 J

u

-• .1

(

!TC

1

-25'C

/s\

~F./i

ií

U L, ' ' ' • D 1 2 3 « S1 GHOUND G 1

"=• V, - BLANKING VQLTAGE-V

Figure 1, Tlmlnfl Díagram of 5082-7300 F«gure 2. Block Dlagram of 5082-7300 Figura 3. Typical Blanking Control

Serles Logic, S«ries Logic. Curren! vs. Voftage for

5082-7340.

.3S

1 JO1Z .25

ir

u -20

§K .15z3= .10

*" .os

-2

FIg

\-

\

^\^

1 1

vE -ov «(V, , nú e . „

V.-4.SV

->'3

\V

•~~— -

Va-O-BV

5 -u

¡ lfl.^

- 5 ..4 1

T

V

s

1

1

cc-S-QV

0 0 20 40 60 BO 90 0 t.O Z.O 3.0 1.0

TC - CASE TEMPEHATUHe -'C vf - "TCH ENASLE VOLTACE- V

urs 4. Typical Blanking Control Figure 5, Typical Laten Enable InpuiInput Curren! vi. Current vs. Volt age for iheTemperatura 5082-7340. 5082-7300 Series Devices.

TRUTHTABLE

BCD DATA'''*,

L

L

L

L

L

L

L

L

H

H

H

H

H

H

H

H

X.

L

U

L

L

H

H

H

H

U

L

L

L

H

H

H

H

DECIMAL

ENABLE11

BLANKlfJl

Xj

L

L

H

H

U

L

H

H

L

L

H

H

L

L

H

H

PT'11

[31

xlL

H

í-

H

L

H

L

H

L

H

L

H

L

H

L

H

5082-7300/7302 5082-73W

n nI íC ' C.-; -;

. 4 45 5£ P.1 1:"i :.":

3 9e ñ

IBLAMKI P

IBLANK1 ]~

nIBLANK! í™

IBLANKÍ i"

ON VDP - L,

OFF VDP - H

LOAD DATA Ve - L

LATCH DATA Ve - H

OISPLAr-ON Vfl - L

DISPLAY -OFF VB - H

Notes:

1. H» Logic HIgh;Lchanges in BCD indlsplay memory, c

2. The decimal point5082-7302 dísplay

3. The blanking conthexadecímal displímemory.

E

z

te

(J

_ i -.e

-*

t^\ ™l

lf i V

,v

|iTC • is'c i

VCC-S.QV

s.o o a^ l.o 2.0 3.0 *.o s.o

Vm -LOGIC VOLT AGE -V

FÍgure6. Typlca Logic and DecimalPoint Input Curran! vs.Vollage for the 5082-7300Serles Devices. DecimalPoínl Applles to 5082-7300and -7302 Only.

= Logic Low. Wilh the enable Input at logic highput logic levéis or D.P. input have no effect uponisplgyed character, or D.P.input, DP, pertains only to the 5082-7300 ands.rol ¡nput, B, períains only to the 5082-7340y. Blanking input has no effect upon display

113

Solid State Over Range CharacterFor display applications requiring a ±, 1, or decimal point designation, the 5082-7304 over range character is available. Thisdisplay module comes ín the same package as the 5082-7300 series numeric indícator and is completely compatible with ¡t

package DimensionsFRONT VIEW

1 L«HJI MAK" ~— 1

r?l») <•«»

NOTES

-*,V-— .--

s-

W»-,

;

'•

-i

T~r-

í

T M

J!1aj

'USI

~

J> ic41 1.41

_

—

a.M)

: 1. Dimensions In Inches2. Unless oiherwíse spec

on all dimensión; is £

REAR VIE

S 6 7 B

7304

XYY

QÍHHJ4 3 2 1

and (milllmeifíed, the 10!015 Inches.

EW

LUMINOUS-INTENSITY I

CATEGORY '5-2(.600)

I-DATECQDE

MI)

ters).erance(±.38mm) 50E

SI

~

4.(.1

2-

DE

r

_i71

7:

H VIEW END VIEW

* J 3-B L \

EEATltJG~ '-151 i (.MI

SEATIfJG \ ! j j j |,13S)

0.310.0BTYP. IS | U U ! LI.DUl.003] IJTYf. 1 -5!Q.OaTYP.

J LOSO) ~n r- \\)

T:= ' ~~ , . L_ Z.5 10.13 TYP.' 1 1.10 1.005]

04

PIN12

3

4

5

6

7

FUNCTIONPlut

Numeral One

Numeral One

DP

Open

Open

Vcc

TRUTH TABLE FOR 5082-7304

CHARACTER

+—1

Decimal PotntBtank

.PIN

1

HLXX

L

2,3

XXHX

L

4

XXXH

L

8

HHXX

L

NOTES: L: Une swhching transistor in Fíg. 7 cutoff.H: Une swltching transistor in Fíg. 7 saturated.X: 'don't care'

Absolute Máximum RatingsDESCRIPTION

Siorage temperatura, ambient

Operoting temperature, case

Forword currant, each LED

Revene voltaga, oach LEO

SYMBOL

TsTC

'F

VR

MIN

-40-20

MAX

•flOO

+85

10

A

UNIT

°c

°cmA

V

RECOMMENDED OPERATING CONDITIONS

LEO supply voltage

Forward currant, each LED

SYMBOL

Vcc

'F

MIN

i.S

NOM

S.O5.0

MAX

S.5

10

UNIT

V

mA

NOTE:LED current musí be externally Nmhed. Refer to figure 7for recommended resistor valúes.

TYPICAL DRIV1NG CIRCUIT FOR 5082-7304.

Figure?.

EleCtriCal /ÓpticaI CharaCteríStiCS crc = -2o°c TO +85°c, UNLESS OTHERWISE SPECIFIED)DESCRIPTION

Forward Voltage per LEDPower dissipation

Luminous Intensity per LED (digit a ver age)

Peak wavelengthSpectral halfwjdthWeighi

SYMBOL

VF

PT

'l>

^peak

¿iXl/2

TEST CONDITIONS

IF- 10 mAIp °10mAalt diodes HtIp " 6mATn - 25°CTc - 25°CTC-25°C

MIN

32

TYP

1.6

250

70

655

30

03

MAX

2.0

320

UNIT

V

mW

ucd

nm

nm

gm

'MEDIDOR'HE FACTOR DE CALIDA DD E BOBINAS EN BAJA ...

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