INDICE - Universidad Politécnica de Cartagena

Proyecto Fin de Carrera Pedro Enrique Ros Avilés

INDICE

1 INTRODUCCIÓN ..................................................................................................3 2 OBJETIVOS ..........................................................................................................9 3 DISEÑO DEL MEZCLADOR...............................................................................10 4 SIMULACIÓN CON LÍNEAS IDEALES...............................................................17

4.1 Aspectos generales de simulación con MWO..............................................17 4.1.1 Simulación por Balance de Armónicos y puertos de entrada y salida ..17 4.1.2 Líneas de transmisión ideales ..............................................................20 4.1.3 Diodos y modelado en MWO................................................................21

4.2 Circuito con componentes ideales ...............................................................23 4.3 Espectro de frecuencias a la salida .............................................................25

4.3.1 Medida con MWO .................................................................................25 4.3.2 Resultados............................................................................................26 4.3.3 Conclusiones ........................................................................................29

4.4 Pérdidas de Conversión...............................................................................30 4.4.1 Medida con MWO .................................................................................30 4.4.2 Resultados............................................................................................31 4.4.3 Conclusiones ........................................................................................34

4.5 Aislamiento ..................................................................................................35 4.5.1 Medida con MWO .................................................................................36 4.5.2 Resultados............................................................................................39 4.5.3 Conclusiones ........................................................................................45

4.6 Reflexión o Pérdidas de Retorno .................................................................46 4.6.1 Medida con MWO .................................................................................46 4.6.2 Resultados............................................................................................47 4.6.3 Conclusiones ........................................................................................53

4.7 Mezclador con aislador ................................................................................54 4.8 Conclusiones y gráficas representativas de medidas con líneas ideales ....55

5 SIMULACIÓN CON LÍNEAS REALES................................................................59 5.1 Diferencias con la simulación de líneas ideales...........................................59 5.2 Substrato......................................................................................................61 5.3 Diseño de layouts en MWO .........................................................................62 5.4 Metodología para pasar del mezclador ideal al real ....................................65 5.5 Diseño con líneas reales..............................................................................66

1


5.5.1 Primer Paso: Híbrido con líneas reales ................................................67 5.5.2 Segundo paso: Híbrido líneas reales, línea de salida plegada. ...........71 5.5.3 Tercer paso: Híbrido líneas reales, línea salida plegada y stub ..........78 5.5.4 Cuarto paso: Híbrido líneas reales, línea salida plegada, stub radial..84

5.6 Gráficas representativas de medidas con líneas reales ..............................92 6 MEZCLADOR CON FILTROS ............................................................................95

6.1 Filtro paso bajo ............................................................................................97 6.1.1 Elementos ideales ................................................................................97 6.1.2 Elementos reales................................................................................100

6.2 Filtro paso banda .......................................................................................109 6.2.1 Elementos ideales ..............................................................................109 6.2.2 Elementos reales................................................................................111

6.3 Gráficas representativas de medidas con filtros ........................................122

7 FABRICACION ..............................................................................................124

7.1 Consideraciones previas ...........................................................................124 7.2 Fabricación de la placa y soldadura de componentes...............................126 7.3 Cómo medir ...............................................................................................130

7.3.1 Parámetros de reflexión S11 y transmisión S21 de los filtros ...............132 7.3.2 Espectro .............................................................................................133 7.3.3 Pérdidas de conversión ......................................................................135 7.3.4 Aislamiento .........................................................................................135 7.3.5 Reflexión.............................................................................................137

8 MEDIDAS DEL MEZCLADOR FABRICADO ....................................................139 8.1.1 Filtro paso bajo ...................................................................................140 8.1.2 Filtro paso banda................................................................................141 8.1.3 Pérdidas de conversión ......................................................................143 8.1.4 Espectro .............................................................................................145 8.1.5 Aislamiento .........................................................................................148 8.1.6 Reflexión.............................................................................................150

9 COMPARATIVA CON UN MEZCLADOR COMERCIAL...................................154 10 CONCLUSIONES Y LINEAS FUTURAS ......................................................156 11 AGRADECIMIENTOS ...................................................................................159 ANEXOS ..................................................................................................................161

2


1 INTRODUCCIÓN

El objetivo del presento proyecto es el diseño, simulación y fabricación del

mezclador de un radiotelescopio para la recepción de señales en la banda de 1420

MHz. Dicho radiotelescopio es un ambicioso proyecto a largo plazo, motivado por el

profesor e investigador José Luis Gómez Tornero, perteneciente al departamento de

Teoría de la Señal y las Comunicaciones de la Universidad Politécnica de

Cartagena.

El mezclador es uno de los diversos circuitos que componen el sistema de

recepción y conversión de señal del radiotelescopio. Pero antes de entrar en

cuestiones más concretas, conviene realizar ciertas aclaraciones: ¿Qué es y para

qué sirve un radiotelescopio?. Es un aparato capaz de “ver” las ondas de radio

provenientes del espacio. Repasemos brevemente su historia.

Su uso se enmarca en el mundo de la astronomía y nace ante la necesidad

de poder ver aquello que nuestros ojos no ven. Tradicionalmente, para la

observación de los objetos celestes se usaban telescopios ópticos, de lentes cada

vez mayores, que permitieran ver las débiles señales luminosas de los objetos más

lejanos. Nuestro conocimiento de dichos objetos se basaba únicamente en la

información “visible” que recibíamos de los mismos.

Las primeras recepciones de ondas de radio extraterrestres ya se producían

en los años 30, pero de forma involuntaria, en los sistemas de comunicación por

radio y eran tratadas como ruido de origen desconocido que interfería en las

comunicaciones. Sobre 1928 la compañía telefónica Estadounidense Bell, encargó al

joven ingeniero Karl Jansky una investigación acerca del ruido que interfería en las

comunicaciones de radio marítimas.

Construyó una antena de radio orientable, con forma de jaula y sobre una

estructura que podía rotar como si de un tiovivo se tratase. De esta forma intentaría

detectar la procedencia de las fuentes de ruido.

3


Consiguió captar fuentes de ruido como las debidas a tormentas, aviones y

equipos eléctricos locales, y además detectó otra débil señal en forma de silbidos

que resultaba aproximadamente periódica. Dicha señal se anticipaba unos cuatro

minutos diarios con respecto al sol, es decir, que cada día se recibía cuatro minutos

antes.

Más tarde, se dió cuenta de que esos cuatro minutos coinciden con el tiempo

que las estrellas le ganan al sol cada día. Por ello su conclusión fue que el ruido

procedía del espacio y de más allá del sistema solar. En 1932 pudo concretar que

provenía del centro de la Vía Láctea.

Jansky concluyó que los cuerpos celestes, además de radiar energía en

forma de luz visible también lo hacen en forma de ondas de radio, pues al fin y al

cabo ambas son ondas electromagnéticas pero de distintas frecuencias.

Hoy día sabemos que de todo el espectro electromagnético solamente ciertas

longitudes de onda llegan hasta la superficie terrestre, entre ellas, el espectro visible

y la mayoría de las ondas de radio. Por ello los radiotelescopios situados en satélites

en el espacio exterior permiten explorar todo el espectro.

4


Penetración del espectro electromagnético en la superficie terrestre

Tras el descubrimiento de Janksy y pese a su insistencia, no se siguió

investigando más en sistemas de captación de ondas de radio extraterrestres. Sería

en 1937 cuando el ingeniero de radio Estadounidense Grote Reber, motivado por las

investigaciones de Jansky construyó el primer radiotelescopio. Su antena, construida

en el jardín de su casa, consistía en un plato parabólico metálico de 9 metros de

diámetro con un radiorreceptor sobre el mismo. En 1938 ya había realizado un mapa

de radio de la Vía Láctea.

Con el inicio de la Segunda Guerra Mundial, las investigaciones en

radioastronomía quedaron estancadas, pero con los avances tecnológicos

desarrollados durante la misma, especialmente los relacionados con el radar,

hicieron que tras la guerra se desarrollase enormemente la radioastronomía llegando

a tener sobre la década de los 70 tanta importancia como la astronomía óptica para

el estudio del universo.

El diseño de los radiotelescopios actuales no dista mucho de aquel precursor

de Reber. El diagrama de bloques básico es el siguiente:

5


s

u

r

e

l

a

a

s

c

s

i

r

m

t

6

ADC

Motores de orientación

Oscilador Local

Mezclador

Amplificador

Amplificador

Filtros

La señal de radio es recibida por una antena parabólica que focaliza dicha

eñal en un punto donde se sitúa un LNB (bloque de bajo ruido) que pasa la señal a

na guía de onda y realiza una primera fase de amplificación y filtrado.

Mediante dicha guía se lleva la señal al receptor propiamente dicho, que

ealiza las tareas de acondicionamiento de la señal para poder ser procesada. Para

llo se hace pasar la señal por un amplificador de bajo ruido, después se mezcla con

a señal de un oscilador local para pasarla a una frecuencia menor, se filtra y se

mplifica la señal resultante de baja frecuencia. Finalmente se pasa por un conversor

nalógico-digital y se procesa con un ordenador.

Comúnmente se ha dicho que los radioastrónomos “escuchan” el cielo. Esto

e debe a que en sus inicios se limitaban a sintonizar las frecuencias deseadas,

omo si de una radio normal se tratase. Con ello recibían una cacofonía de ruidos y

ilbidos emitidos por los diferentes objetos del espacio. Pero resulta más útil obtener

mágenes para poder estudiar la forma y tamaño de los objetos celestes.

Normalmente las imágenes obtenidas con un radiotelescopio son

epresentaciones en falso color de la intensidad de señal en cada punto. Es decir, se

ide la cantidad de señal recibida en cada punto y se asigna una determinada

onalidad de color a cada intensidad de señal recibida.


Las dos siguientes imágenes sirven como ejemplo para entender las

representaciones que ofrece un radiotelescopio. Ambas pertenecen a la nebulosa

M1 (también conocida como el cangrejo) y han sido tomadas mediante un telescopio

óptico (izquierda) y un radiotelescopio (derecha). A esta última se le suele llamar

radio imagen.

Imagen de la nebulosa M1 e nebulo M1

Mediante la imagen del radiotelescopio se puede observar la ubicación de un

púlsar

Los radioastrónomos operan con los radiotelescopios en frecuencias de radio

que no

Ahora que ya sabemos un poco más acerca de los radiotelescopios vamos a

detalla

Radio imagen d la sa

(cadáver de una estrella que explotó como una supernova) en la zona de

mayor emisión radioeléctrica (rojo).

se usen en la tierra (como pueden ser las frecuencias de televisión) pues

provocarían enormes interferencias en las débiles señales espaciales y sería como

intentar ver las estrellas de día.

r las características del nuestro. Queremos diseñar y fabricar un pequeño

radiotelescopio para captar las señales que emite el Hidrógeno neutro, uno de los

elementos más abundantes en el universo y cuya frecuencia de emisión es de

aproximadamente 1420MHz. También se le conoce como línea de 21cm.

Recordemos que la relación entre frecuencia y longitud de onda es:

mHzs

m103 8⋅

fc 21.0

101420 6 =⋅

==λ

Por tanto, nuestro radiotelescopio se diseñará para captar, aislar y amplificar

las señales de la banda de 1420 MHz de frecuencia. En consecuencia el mezclador

7


del rad

entra protegida, es decir, ninguna emisión terrestre puede

terferir en dicha frecuencia, dada su gran importancia para la radioastronomía. Es

la que

squeda de

teligencia extraterrestre, ya que la frecuencia de emisión del hidrógeno se

consid

los radiotelescopios y la

radioastronomía, nos centraremos en el desarrollo de nuestro mezclador.

iotelescopio (objetivo de éste proyecto) debe ser capaz de bajar en frecuencia

las señales de 1420 MHz.

Esta banda se encu

in

emite el elemento más abundante del universo y permite obtener radio

imágenes de muchas áreas del espacio como por ejemplo las estructuras en espiral

de las galaxias, invisibles hasta el momento para los telescopios ópticos.

La otra aplicación que tiene actualmente esta banda es la bú

in

era una de las más importantes en el universo. Desde hace años el proyecto

SETI se dedica a esta labor en la que cualquiera puede colaborar con su ordenador

personal desde casa (http://setiathome.ssl.berkeley.edu/).

A continuación y tras esta breve introducción a

8

http://setiathome.ssl.berkeley.edu/


2 OBJETIVOS

Queremos diseñar un mezclador de tipo “down-converter” para trasladar una

señal de radiofrecuencia de 1420 MHz a una frecuencia menor. Se usará tecnología

impresa mediante líneas de transmisión MicroStrip. Las simulaciones se realizarán

con el entorno de diseño AWR Microwave Office 2002 (versión 5.53). En adelante

nos referiremos a él como MWO.

Para ello seguiremos las siguientes fases:

1- Exposición teórica del circuito básico sobre el que comenzaremos. Se

comentarán las características generales de cada uno de los componentes

del mezclador así como las ecuaciones matemáticas que los definen (punto

3).

2- Simulación del circuito con líneas ideales y medida de los parámetros de

caracterización del mezclador. Asimismo se explicaran los pasos necesarios

para llevar a cabo cada medida con el software de simulación (punto 4).

3- Simulación con líneas reales y comparación con el circuito ideal. De forma

iterativa se sustituirán los componentes por otros de comportamiento real, se

medirán de nuevo los parámetros principales y se verán las diferencias con el

modelo ideal. Además se comenzará el diseño del layout (punto 5).

4- Diseño de filtros. Se expondrá brevemente la teoría sobre filtrado paso bajo y

paso banda así como su implementación con elementos concentrados y

distribuidos. Se simulará primeramente con elementos ideales y

posteriormente con elementos reales. En ambos casos se medirá la función

de transferencia y se comparará con los filtros ideales (punto 6).

5- Fabricación y medida de parámetros (puntos 7, 8 y 9).

9


Señal de

3 DISEÑO DEL MEZCLADOR

Como ya hemos dicho, el objetivo de este proyecto es el diseño, simulación y

fabricación del mezclador del radiotelescopio. Nos basaremos en un circuito sencillo

y pasivo (sin elementos activos) para no complicar en exceso el diseño.

Vamos a ver el funcionamiento teórico del mezclador y paralelamente

introduciremos paso a paso los elementos de los que se compone para poder así ver

matemáticamente el proceso de mezclado de señales.

Genéricamente, un mezclador es un dispositivo capaz trasladar en frecuencia

una señal. Para ello se multiplica la señal recibida (señal de radiofrecuencia o RF)

por otra proveniente de un oscilador local (OL), obteniendo a la salida la señal

mezclada a una frecuencia superior o inferior. Por tanto, un mezclador consta de dos

puertos de entrada (RF y OL) y uno de salida (frecuencia intermedia o IF).

En nuestr

de 1420 MHz a

analógico-digital

funcionando en m

que la RF, concr

señal de RF de

diseño del oscila

fin de carrera.

10

Radiofrecuencia

Señal del Oscilador Local

Señal a frecuencia intermedia

o caso necesitamos el mezclador para desplazar la señal recibida

una frecuencia menor que nos permita pasar a un conversor

para su posterior procesado. Esto corresponde a un mezclador

odo “down-converter”. Para ello tomamos la frecuencia OL menor

etamente la OL será de 1276 MHz, para obtener en banda base la

1420 MHz con un ancho de banda aproximado de 100 MHz. El

dor local se está realizando paralelamente a éste, en otro proyecto


En la práctica, la operación de multiplicar dos señales se puede hacer de

diversas formas. Nosotros lo haremos mediante diodos.

i(t)

Como sabemos, los d

corriente a través del mismo a

⋅+⋅+= )()()( 2210 tvatvaati

Es decir, se obtienen in

mayor y como co1cos2 α +

=

frecuencias y más atenuada

frecuencias a la señal de salid

Ahora debemos conseg

combinación de RF y OL. Par

como combinador. En el siguie

de línea de entrada y salida y

horizontales del híbrido (más g

1

2

0Z

0Z

+ v(t) -

iodos tienen una respuesta de tipo cuadrática. La

nte una señal de entrada de tipo )cos()( twVtv ⋅⋅= es:

K+⋅+⋅+ )()( 44

33 tvatva

finitos términos a la salida pero de orden exponencial

2)2s( α⋅

cuanto mayor sea el orden, mayores serán las

s van a estar, es decir, menos contribuyen dichas

a final.

uir que la señal que introducimos al diodo sea la

a ello usamos un híbrido de 90 grados o Branch Line

nte dibujo se muestra el híbrido en donde, los tramos

los tramos verticales tienen una impedancia de Z

)(tv

0 y los

ruesos) 2

0Z .

3

4

20Z

11


El híbrido tiene las siguientes propiedades:

• La matriz de dispersión (parámetros S) del Branch Line es:

⎥⎥⎥⎥

⎦

⎤

⎢⎢⎢⎢

⎣

⎡

−−−−

−−−−

=

001001

100100

21

jj

jj

S

• Las entradas 1-2 y 3-4 están aisladas entre sí, es decir, si por ejemplo

introducimos una señal por el puerto 1, nada se “cuela” al puerto 2.

• Las salidas 3 y 4 combinan las señales introducidas por 1 y 2 de la misma

manera.

• Las señales de entrada se suman en cuadratura.

Las señales de entrada al híbrido por los puertos 1 y 2 serán respectivamente la

de radiofrecuencia (RF) y la del oscilador local (OL). Éstas se pueden expresar en el

dominio del tiempo como:

)cos()( twVtv OLOLOL ⋅⋅=

)cos()( twVtv RFRFRF ⋅⋅=

Estas dos señales en el dominio el tiempo las pasamos al dominio de la

frecuencia, usando la transformada de Fourier y obtenemos sus fasores

correspondientes:

OLTF

OL atv ⎯→⎯)(

RFTF

RF atv ⎯→⎯)(

Al introducir por el puerto 1 la señal de RF, aRF, y por 2 la del oscilador local,

aOL, la salida en 3 y 4 es, respectivamente:

( )OLRF ajab +−

=21

3

12


( )OLRF jaab +−

=21

4

1 3

2 4

aRF

aOL

b3

b4

Donde hemos asumido que la respuesta del híbrido se mantiene constante

para las dos frecuencias involucradas (RF y OL). Cuando introducimos por los

puertos 1 y 2 las señales de RF y OL respectivamente, en los puertos 3 y 4

obtenemos la suma en cuadratura de las mismas, es decir, sumadas y desfasadas

90º entre sí.

Además, al híbrido vamos a añadirle un tramo de línea de 90 grados de

longitud eléctrica a la salida del puerto 3, que va a permitir, como veremos mas

adelante, que se anulen ciertos armónicos no deseables.

1 3

2 4

aRF

aOL

b3’

b4=b4’

Línea de 90º

Como consecuencia:

( ) ( )OLRFOLRF jaaajajjbb −−

=++

=−=21

2' 33

[1]

( OLRF jaabb +−

==21' 44 ) [2]

13


A la salida de los puertos 3 y 4 se conectan dos diodos en oposición de fase y

sus salidas se unen. La corriente creada por cada diodo se puede relacionar, en el

dominio del tiempo, con las tensiones en bornes de los diodos a través de la

siguiente ley cuadrática:

K+⋅+⋅+⋅+⋅+= )()()()()( 414

313

2121101 tvatvatvatvaati [3]

K+⋅+⋅−⋅+⋅−= )()()()()( 424

323

2222102 tvatvatvatvaati [4]

Como vemos, estamos definiendo las corrientes en los diodos en el mismo

sentido pero las tensiones en sentido opuesto. En el siguiente dibujo se muestran

todas las señales implicadas:

1

3

2 4

aRF

aOL

Línea de 90º

i1(t)

i2(t)

+ v1(t) -

- v2(t) +

iIF

b4=b4’

b3 b3’

Dichas tensiones en los bornes de los diodos se obtienen a partir de los

fasores b3’ y b4’ que podemos expresar en el dominio del tiempo aplicando la

Transformada inversa de Fourier. El resultado, ignorando las constantes y aplicando

que , es el siguiente: )()cos( twsentwj ⋅=⋅⋅

( )OLRF jaab −−

=21'3

⎯⎯ →⎯

−1TF α

)()cos( twsenVtwV OLOLRFRF ⋅⋅−⋅⋅ )(1 tv= [5]

( )OLRF jaab +−

=21'4

⎯⎯ →⎯

−1TF α

)()cos( twsenVtwV OLOLRFRF ⋅⋅+⋅⋅ )(2 tv= [6]

Rescribiendo las expresiones [3] y [4] para los dos primeros términos con el

valor de v1(t) y v2(t), obtenemos:

14


+⎟⎠⎞

⎜⎝⎛ ⋅⋅+

⋅⋅+⋅⋅⋅−⋅⋅⋅=2

)2cos(1)()cos( 22111

twVatwsenVatwVai RFRFOLOLRFRF

)()cos(22

)2cos(12

22 twsentwVVa

twVa OLRFOLRF

OLOL ⋅⋅⋅⋅⋅⋅⋅−⎟

⎠⎞

⎜⎝⎛ ⋅⋅+

⋅⋅ [7]

−⎟⎠⎞

⎜⎝⎛ ⋅⋅+

⋅⋅−⋅⋅⋅+⋅⋅⋅=2

)2cos(1)()cos( 22112

twVatwsenVatwVai RFRFOLOLRFRF

)()cos(22

)2cos(12

22 twsentwVVa

twVa OLRFOLRF

OLOL ⋅⋅⋅⋅⋅⋅⋅−⎟

⎠⎞

⎜⎝⎛ ⋅⋅+

⋅⋅ [8]

Finalmente las salidas de ambos diodos se conectan entre sí para sumarse y

conseguir anular gran parte de los armónicos generados, por lo tanto:

)()cos(4)cos(2 2121 twsentwVVatwVaiii OLRFOLRFRFRFIF ⋅⋅⋅⋅⋅⋅⋅−⋅⋅⋅⋅=+= [9]

En donde el segundo, tercero y cuarto miembro de las expresiones [7] y [8] se

anulan entre sí al sumarse. Esto se ha conseguido gracias al comportamiento del

híbrido y el desfase introducido por el tramo de línea de 90º.

Si aplicamos a [9] la relación trigonométrica:

2)(

2)()()cos( basenbasenbsena −

−+

=⋅ , obtenemos la expresión final:

))((2))((2)cos(2 221 twwsenVVatwwsenVVatwVai OLRFOLRFOLRFOLRFRFRFIF −++−= [10]

En donde la iIF se compone de tres términos se corresponden a tres

frecuencias diferentes. El primero es la RF, el segundo es un término de alta

frecuencia que no nos interesa y el tercero es la IF buscada cuya frecuencia es de

1420-1276=144 MHz.

Por tanto hemos conseguido obtener la señal de IF, eliminando gran parte de

los armónicos y eliminando también la señal de OL. Ahora necesitamos eliminar las

dos frecuencias que acompañan a la IF. El término de alta frecuencia (wRF+wOL) se

eliminará en la fase posterior de filtrado, mientras que el término de RF así como los

15


armónicos cercanos que posteriormente, y debido a comportamientos no ideales del

circuito, aparezcan, se eliminarán con dos stub sintonizado a la frecuencia RF que

colocaremos a la salida de los diodos.

En este último dibujo se muestra el circuito final del mezclador con los stub:

1

3

2 4

aRF

aOL

Línea de 90º

i1(t)

i2(t)

+ v1(t) -

- v2(t) +

iIF

b4=b4’

b3 b3’

Stub

Stub

Ahora que hemos justificado matemáticamente los elementos del mezclador

pasaremos, en los apartados siguientes, a simularlo con MWO.

16


4 SIMULACIÓN CON LÍNEAS IDEALES

4.1 Aspectos generales de simulación con MWO

Primeramente, hemos de tener en cuenta que vamos a simular un mezclador

que es un circuito de comportamiento no lineal. En un circuito lineal como puede ser

un divisor resistivo, se especifican una o varias frecuencias de entrada y medimos

dichas frecuencias a la salida. Para ello basta con hacer un análisis en frecuencia

normal.

En nuestro caso, no solo hay que considerar las frecuencias a la entrada, sino

también aquellas que va a “generar” el propio circuito, también llamadas productos

de intermodulación.

4.1.1 Simulación por Balance de Armónicos y puertos de

entrada y salida

Microwave Office incorpora un tipo de análisis de alta frecuencia para

circuitos no lineales llamado Balance de Armónicos (“Harmonic Balance”, HB).

Como ya hemos visto, los diodos van a introducir una serie de frecuencias

que serán combinaciones suma y diferencia a múltiplos enteros de las originales.

Esto nos lleva a la elección de un número de términos significativos. En “Options >

Default Circuit Options” especificaremos, para el análisis HB, el número de

armónicos significativos para cada uno de los tonos.

En nuestro caso, al tener dos señales de entrada, la del OL y la de RF, solo

nos afecta el tono 1 y 2 que corresponderán a una u otra señal según lo

especifiquemos en los puertos de entrada. Valores de 5 y 2 para el tono 1 y 2

respectivamente nos darán un número suficientemente representativo de armónicos

17


a la salida. Cuanto mayores sean estos valores, más armónicos se simularán y más

tiempo de procesado se requerirá.

También podemos especificar las frecuencias de simulación de los circuitos

en “Options > Proyect Options”.

Estos ajustes afectan a todos los esquemáticos del circuito. Si queremos que

las simulaciones de un esquemático concreto tengan unos valores particulares,

podemos ajustarlo haciendo clic derecho en el esquemático correspondiente y

seleccionando “Options”. Una vez dentro hay que desmarcar la casilla “Use proyect

defaults” y especificar los valores concretos para este esquemático. Nosotros

usaremos las opciones generales del proyecto para el Balance de Armónicos

(marcaremos Use “Proyect Defaults” en la pestaña “Harmonic Balance”) y daremos

valores concretos a las Frecuencias No Lineales para cada esquemático, según el

tipo de parámetro a medir.

A partir de aquí y para las simulaciones usaremos la siguiente nomenclatura:

• Señal de Radiofrecuencia (1.42 GHz): RF

• Señal del Oscilador Local (1.276 GHz): OL

18


• Señal de frecuencia intermedia de salida (0.144 GHz): IF • Señal de frecuencia intermedia de salida (0.144 GHz): IF

• Puerto 1 del mezclador o puerto RF: Entrada de señal RF • Puerto 1 del mezclador o puerto RF: Entrada de señal RF

• Puerto 2 del mezclador o puerto OL: Entrada de señal OL • Puerto 2 del mezclador o puerto OL: Entrada de señal OL

• Puerto 3 del mezclador o puerto IF: Salida de señal IF • Puerto 3 del mezclador o puerto IF: Salida de señal IF

Los puertos 1 y 2 serán de tipo “Harmonic Balance” e irán cambiando

(PORTF, PORTFNS,...) según el tipo de simulación.

Los puertos 1 y 2 serán de tipo “Harmonic Balance” e irán cambiando

(PORTF, PORTFNS,...) según el tipo de simulación.

Una nota importante a tener en cuenta es que al puerto especificado como

número 1 (P=1) se le asigna la frecuencia o frecuencias especificadas en las

opciones del esquemático o las del proyecto, si estuviese marcada la casilla “Use

proyect defaults”.

Una nota importante a tener en cuenta es que al puerto especificado como

número 1 (P=1) se le asigna la frecuencia o frecuencias especificadas en las

opciones del esquemático o las del proyecto, si estuviese marcada la casilla “Use

proyect defaults”.

A continuación comentaremos los puertos que vamos a usar: A continuación comentaremos los puertos que vamos a usar:

• PORT1 • PORT1

Terminación activa de impedancia Z que aplica una señal de

potencia “Pwr” a la o las frecuencias especificadas para dicho

esquemático.


potencia “Pwr” a la o las frecuencias especificadas para dicho

esquemático.

PORTF

Pwr=Freq=

Z=P=

0 dBm1e9 GHz50 Ohm1

• PORTF • PORTF


potencia Pwr a la frecuencia “Freq”.


potencia Pwr a la frecuencia “Freq”.

Si hacemos clic derecho en este puerto y seleccionamos “Properties”, en la

pestaña “Port”, y lo definimos como Tono 1, si la frecuencia “Freq” coincide

con la frecuencia especificada para el esquemático, automáticamente se

convertirá en un PORT1.

Si hacemos clic derecho en este puerto y seleccionamos “Properties”, en la

pestaña “Port”, y lo definimos como Tono 1, si la frecuencia “Freq” coincide

con la frecuencia especificada para el esquemático, automáticamente se

convertirá en un PORT1.

19


19

PORTF

Pwr=Freq=

Z=P=

0 dBm1e9 GHz50 Ohm1

PORT1

Pwr=Z=P=

0 dBm50 Ohm1


PORTFNS

Tone=PStep=PStop=PStart=

Freq=Z=P=

2 0 dB0 dBm0 dBm1 GHz50 Ohm1

• PORTFNS

Igual que PORTF pero además permite hacer un barrido de

potencias.

Si, por ejemplo, quisiéramos hacer una simulación no lineal de Balance de

Armónicos, aplicando en el puerto 2 un rango de frecuencias, definiríamos, en las

opciones de dicho esquemático, el rango de frecuencias no lineales y pondríamos en

el puerto 2 un PORT1.

4.1.2 Líneas de transmisión ideales

Usaremos líneas de comportamiento ideal que no tienen en cuenta ni las

pérdidas propias de las líneas ni los efectos electromagnéticos asociados a las

mismas. Éste tipo de líneas se encuentran en MWO dentro del subgrupo “Phase” del

grupo “Transmission Lines”.

Concretamente usaremos el modelo TLIN, cuyos únicos parámetros

necesarios son la impedancia, frecuencia y longitud eléctrica.

TLIN

F0=EL=Z0=ID=

10 GHz90 Deg50 OhmTL1

Tampoco se tienen en cuenta las discontinuidades y los efectos de las

uniones entre líneas. Por ello para unir líneas simplemente las conectaremos entre

sí.

20


En cuanto a los stub, usaremos los componentes TLOC, que implementa una

línea ideal sin perdidas y acabada en circuito abierto.

TLOC

F0=EL=Z0=ID=

10 GHz90 Deg50 OhmTL1

4.1.3 Diodos y modelado en MWO

Los diodos se han elegido de tipo schottky de la marca MACOM,

concretamente el modelo MA4E2054-1141T que se presenta en un encapsulado de

tipo SOD23, adecuado para el montaje superficial.

A continuación se presentan los detalles del encapsulado y los parámetros

SPICE necesarios para la simulación con MWO. La hoja de especificaciones

completa está incluida en el anexo.

Para introducir en MWO un diodo mediante la especificación de los

parámetros de su modelo Spice, iremos a la pestaña “Elem”, componentes no

lineales y dentro de ella los diodos. Concretamente el modelo que nos interesa es el

SDIODE (Spice Diode Model)

21


Una vez introducido el diodo en el esquemático hay que cambiar los

parámetros del modelo Spice. Para ello pinchamos en el diodo con el botón derecho

y seleccionamos “Properties”. En el caso de que no se muestren todos los

parámetros pulsaremos en el botón “Show Secondary”. Ahora solo queda ajustar

todos los valores teniendo especial cuidado en las unidades ya que, por ejemplo, en

las especificaciones, el parámetro Is está en Amperios y en MWO se debe poner en

miliAmperios.

22


4.2 Circuito con componentes ideales

Una vez comprendido lo explicado en el punto 4.1 acerca de la simulación en

MWO, pasamos el circuito a componentes ideales de MWO, quedando de la

siguiente manera:

Los puertos 1 y 2 son en este caso terminaciones pero en las simulaciones

los cambiaremos por puertos de tipo Harmonic Balance, como los comentados

anteriormente, según el tipo de parámetro a medir.

Acostumbraremos a dividir el circuito total en bloques o módulos, llamados en

MWO subcircuitos, con la finalidad de tener esquemáticos más claros conforme el

diseño se vaya volviendo más complejo. Por tanto, incluiremos el Branch Line con la

línea de 90º en un subcircuito, obteniendo el siguiente esquemático:

TLIN

F0=EL=Z0=ID=

1.276 GHz90 Deg35.36 OhmTL1

TLIN

F0=EL=Z0=ID=

1.276 GHz90 Deg35.36 OhmTL2

TLIN

F0=EL=Z0=ID=

1.276 GHz90 Deg50 OhmTL3 TLIN

F0=EL=Z0=ID=

1.276 GHz90 Deg50 OhmTL4

TLIN

F0=EL=Z0=ID=


SDIODE

AFAC=ID=

1.0 SD1

SDIODE

AFAC=ID=

1.0 SD2

TLOC

F0=EL=Z0=ID=


TLOC

F0=EL=Z0=ID=


PORT

Z=P=

50 Ohm1

PORT

Z=P=

50 Ohm2

PORT

Z=P=

50 Ohm7

23


SDIODE

AFAC=ID=

1.0 SD1

SDIODE

AFAC=ID=

1.0 SD2

TLOC

F0=EL=Z0=ID=


TLOC

F0=EL=Z0=ID=


1

2

3

4

SUBCKT

NET=ID=

"Hibrido y linea 90" S1

PORT

Z=P=

50 Ohm3

PORT

Z=P=

50 Ohm1

PORT

Z=P=

50 Ohm2

Una vez aclarado esto, vamos a pasar a explicar como realizar cada una de

las medidas necesarias para analizar el mezclador en las distintas etapas del diseño.

Éstas son:

• Espectro de frecuencias a la salida

• Pérdidas de conversión

• Aislamiento de puertos

• Reflexión o Pérdidas de Retorno

En los puntos siguientes explicaremos su necesidad y cómo interpretarlas.

24


4.3 Espectro de frecuencias a la salida

Mediante la medida del espectro de frecuencias en el puerto de salida, vamos

a poder medir las componentes de IF, RF y OL en la salida para así poder

comprobar el correcto funcionamiento del mezclador. Además nos va a permitir

detectar la necesidad de usar filtros en la salida para eliminar tonos indeseables, es

decir, todo aquello que no sea la IF.

4.3.1 Medida con MWO

Definimos en las opciones del esquemático una única frecuencia no-lineal,

independiente de las del resto del proyecto, de 1.276 GHz. Si quisiéramos ver el

espectro a diferentes frecuencias, las especificaríamos en dichas opciones.

Ponemos en el puerto 1 un PORTF a 1.42 GHz y en el puerto 2 un PORT1

(como ya hemos dicho, a este último se le asignará la frecuencia/s del esquemático,

en nuestro caso 1.276 GHz). Si además quisiéramos barrer diferentes potencias,

pondríamos un PORTFNS.

Creamos un nuevo gráfico y le añadimos como medida “Nonlinear Power >

Pharm” y le indicamos que realice la medida en el puerto 3.

Si uno de los puertos de entrada tiene un barrido de potencias (PORTFNS)

se puede especificar para que valor de potencia de dicho puerto queremos ver el

espectro.

25


Esta medida nos dará la potencia de cada armónico presente a la salida (se

tendrán en cuenta tantos armónicos como hayan sido especificados en las opciones

del análisis de balance de armónicos).

4.3.2 Resultados

El espectro en el puerto de salida lo vamos a medir simulando primeramente

una variación de la potencia RF y después para una variación de la potencia OL.

RF 1.42 Frecuencias (GHz)

OL 1.276

RF -20 (azul), -15 (rojo), -10 (verde), -5 (marrón) Potencias (dBm)

OL 10

26


27

0 2 4 6 8 9.22Frecuencia (GHz)

Espectro a la salida

-400

-300

-200

-100

0

2.696 GHz -13.99 dBm

0.144 GHz -14.09 dBm

1.42 GHz -340.9 dBm

1.132 GHz -45 dBm

DB(| Pharm[PORT_3,1,1]| ) (dBm)Mezclador para Espectro2




Cuando varía la potencia RF se produce un escalado proporcional en todas

las componentes frecuenciales. Esto se puede ver también como que las pérdidas o

la ganancia de conversión se mantiene constante. En el siguiente punto se verá con

más detalle. Nótese la alta atenuación que sufre el tono de RF (1.42 GHz) debido a

la presencia de los stubs sintonizados a dicha frecuencia.

Como potencias inferiores a –200 o –300 dBm son prácticamente

insignificantes, vamos a cambiar la escala entre 0 y –100 dBm para ver con más

detalle la zona de interés.


28



-100

-80

-60

-40

-20

0

1.132 GHz -45 dBm

0.144 GHz -14.09 dBm

1.276 GHz -93.06 dBm

DB(| Pharm[PORT _3,1,1]| ) (dBm)Mezc lador para Espec tro




Ahora sí que se aprecia más claramente el efecto de variar la potencia RF.

Por tanto, desde el punto de vista de la cantidad de señal IF disponible (0.144GHz)

será mejor tener una mayor cantidad de potencia RF. A partir de ahora, vamos a

representar solamente en una escala de 0 a –100 dBm, pues las señales por debajo

de este valor son insignificantes.

En la siguiente simulación vamos a mantener constante la potencia RF y

variaremos la potencia OL.



OL 1.276

RF -10 Potencias (dBm)

OL 0 (azul), 5 (rojo), 10 (verde), 15 (marrón), 20 (gris)



-100

-80

-60

-40

-20

0

1.276 GHz -93.06 dBm

1.132 GHz -42.16 dBm

0.144 GHz -18.94 dBm

2.696 GHz -18.68 dBm






En este caso la potencia de señal IF es muy similar para los distintos valores

de potencia OL pero, en cambio, sí que afecta a los tonos adyacentes. Para mejorar

los resultados de las posteriores etapas de filtrado, interesa que los tonos cercanos a

la IF sean lo menores posible, por ello, conviene que la potencia OL aplicada sea de

al menos unos 10 dBm.

4.3.3 Conclusiones

Según los resultados, deberemos tener de una potencia RF mayor de –15 o –

10 dBm y una potencia OL mayor de 10 dBm, para poder así tener una cantidad de

potencia de señal IF considerable y por encima del resto de tonos.

29


4.4 Pérdidas de Conversión

Las pérdidas de conversión son la relación entre la potencia disponible de la

señal IF, a partir de la potencia de señal RF aplicada.

Este parámetro es muy importante ya que nos va a dar una idea de lo eficiente

que es nuestro mezclador. Si, por ejemplo, tenemos dos mezcladores distintos, a los

que les suministramos la misma potencia de señal RF, pero uno de ellos tiene unas

pérdidas de conversión muy altas, quiere decir que la potencia de señal IF que da a

la salida es muy débil comparada con la que da el segundo mezclador. En este caso

nos convendría elegir éste último.


Si medimos este parámetro usando los puertos del apartado anterior

obtendríamos un punto, que sería las pérdidas que existen para dichos valores de

potencia. Lo que buscamos en este caso es una gráfica que me relacione la potencia

de entrada con las pérdidas de conversión que se producen, para así poder saber

cuales son los valores adecuados de potencia de entrada. Para ello, en uno de los

puertos colocamos un PORTFNS y en el otro un PORTF o PORT1.

En un nuevo gráfico ponemos el tipo de medida “Nonlinear Power >

LSSnm2SP”. Esta medida calcula los parámetros S de transmisión y reflexión entre

dos puertos especificados. Debemos especificar también los armónicos cuya

potencia se medirá en cada uno de los dos puertos.

Para nuestro caso, debemos hacer los cálculos desde (From) el puerto 1

(entrada de RF) hasta (To) el puerto 3 (salida de la IF). Asimismo ponemos como

primer armónico (que corresponde al puerto To) la IF y como segundo (que

corresponde al puerto From) la RF.

30


Esto nos va a devolver un gráfico con las pérdidas de conversión de la señal

RF introducida por el puerto 1, cuando medimos la IF en el puerto 3.

NOTA: En las opciones del esquemático, en “Nonlinear Frequencies”, dentro de las

casillas de “Modify Range”, debe dejarse en blanco tras ajustarse, de lo contrario, no

dejará especificar ninguna frecuencia en la medida “LSSnm2SP”, sino que indicará

fuera de rango.

4.4.2 Resultados

Vamos ver las pérdidas de conversión desde dos puntos de vista.

Primeramente, las obtendremos barriendo un rango de potencia OL, y después

variando la potencia RF. En cada caso representaremos las familias de curvas

correspondientes a distintos valores de RF y OL respectivamente.

Tengamos en cuenta que el gráfico muestra realmente la ganancia de

conversión, es decir, valores cercanos a cero dBm son valores grandes de potencia

IF, medida en el puerto 3, con respecto a la potencia RF disponible en puerto 1. Por

tanto, hay más ganancia de conversión o lo que es lo mismo, menos pérdidas de

conversión.

31



OL 1.276

RF -20 (azul), -10 (rojo), -5 (verde), 0 (marrón) Potencias (dBm)

OL [ 0, 20 ]

0 5 10 15 20Potencia OL (dBm)

Perdidas de Conversion

-11.5

-11

-10.5

-10

-9.5

-9

-8.5

10 dBm -9.0997 dB

DB(|LSSnm2SP[PORT_3,PORT_1,-1_1,0_1,1]|)Mezclador para Perdidas Conversion

DB(|LSSnm2SP[PORT_3,PORT_1,-1_1,0_1,1]|)Mezclador para Perdidas Conversion2



Vemos como para los distintos valores de potencia RF y a partir de 10 dBm

de OL, tenemos unas pérdidas de conversión casi iguales, esto es, alrededor de

unos –9 dBm.

En consecuencia, procuraremos que la potencia OL sea siempre mayor a 10

dBm, para mantener unos valores similares de pérdidas de conversión para un

amplio abanico de potencias RF.

El hecho de que las curvas asociadas a distintas potencias RF den resultados

casi idénticos, se relaciona con el resultado obtenido en las dos primeras gráficas

anteriores del espectro en donde vimos como el variar la potencia RF provocaba un

escalado general de todo el espectro y como consecuencia las pérdidas de

conversión se mantienen constantes, pero recibiendo menor cantidad de señal.

32



OL 1.276

RF [ –20, 20 ] Potencias (dBm)

OL 7 (azul), 10 (rojo), 15 (verde), 20 (marrón), 25(gris)

-20 -10 0 10 20Potencia RF (dBm)


-25

-20

-15

-10

-5

4 dBm -9.241 dB






En este caso, para valores fijos de potencia OL, es decir, situándonos en una

de las curvas, conforme aumenta la potencia RF, llega un punto donde las pérdidas

de conversión aumentan. Ese punto se alcanza cuando la potencia RF llega

aproximadamente al 40% de la potencia OL. Por ejemplo, para la potencia OL de 10

dBm (curva roja) al llegar a una potencia RF de 4 dBm, las pérdidas de conversión

aumentan.

Por el contrario, las pérdidas de conversión no parecen estar afectadas por

una potencia RF muy baja. Esto ya lo comentamos en el punto anterior, y se debe a

que la relación entre la señal RF y la IF se mantendrá constante pero, en cambio,

tendremos disponible menor cantidad de señal IF. Por ello, para obtener buenos

valores de pérdidas de conversión, la potencia de RF debe ser lo mayor posible, sin

superar el 40% de la potencia OL, es decir, si usamos 10 dBm de potencia OL, la

potencia RF debe ser como mucho de 4 dBm.

33


4.4.3 Conclusiones

De la primera simulación concluimos que la potencia OL debe ser mayor que

10 dBm y de la segunda, que la potencia RF debe ser alta pero sin superar el 40%

de la potencia OL disponible.

34


4.5 Aislamiento

El aislamiento lo podemos ver como la cantidad de señal que se “cuela” de un

puerto a otro. Idealmente las medidas de aislamiento entre dichos puertos son

infinitas pero en la realidad no es así y menos aún en nuestro caso.

Recordemos que estamos usando dos diodos y un híbrido de 90º como

combinador, en el que sabemos, por la teoría, que los puertos 1 y 2 están aislados,

así como el 3 y 4. En el mezclador, el puerto 1 (RF) y el puerto 2 (OL) coinciden con

los puertos 1 y 2 del híbrido y el puerto 3 (IF) viene de la unión del 3 y 4 del híbrido

tras pasar por los diodos. Debido a estos últimos principalmente y a

comportamientos no ideales de los circuitos, se van a producir reflexiones por

desadaptaciones.

Es muy importante ver el nivel de aislamiento de cada uno de estos tres

puertos, pues con ello valoraremos si la cantidad de señal que se cuela en uno u otro

puede afectar negativamente al funcionamiento del circuito.

Al tener el mezclador dos puertos de entrada de señal y uno de salida,

debemos de medir cuatro aislamientos:

• RF-OL: Señal RF que se “cuela” en el puerto OL.

• OL-RF: Señal OL que se “cuela” en el puerto RF.

• OL-IF: Señal OL que se “cuela” en el puerto IF.

• RF-IF: Señal RF que se “cuela” en el puerto IF.

Tengamos en cuenta que si por ejemplo se cuela mucha cantidad de señal

del oscilador local por el puerto de salida IF, puede afectar e incluso dañar a las

siguientes etapas de filtrado. Es muy importante saber que la señal RF va a tener

unos niveles de potencia sobre los –10 dBm pero la señal OL estará alrededor de los

10dBm. Por ello, debemos medir con cuidado el aislamiento de los puertos ante la

35


señal OL ya que al ser la que más potencia va a tener, es la que más negativamente

afectaría al sistema en caso de que se colase por alguno de los otros dos puertos.

Si recordamos ahora el diseño del mezclador que estamos usando:

Aquí vemos gráficamente como se pueden colar señales entre los puertos RF

y OL. Las señales de RF y OL que se cuelan en el puerto IF son debidas a que el

circuito no funciona de forma ideal. Recordemos que en el punto 3 hicimos el diseño

y los cálculos y solamente aparecía en la salida la señal RF pero no la OL y pusimos

los stub sintonizados a RF para evitar tener en la salida la señal de RF.

Posteriormente en las simulaciones veremos como aparecerán tanto una como otra

en la salida (puerto IF) debido a comportamientos reales del circuito.


Usaremos los mismos tipos de puertos y de medida que en el punto anterior

pero variando los parámetros.

Antes de continuar vamos a dejar claro los cuatro tipos de aislamientos que

vamos a medir:

• Aislamiento RF-OL o aislamiento del puerto RF al OL:

36


o Señal RF que se “cuela” en el puerto OL.

o Especificaremos que mida la potencia de la señal desde (From) el

puerto 1 (señal RF), hasta (To) el puerto 2 (señal OL).

o Los armónicos en los que se medirá la potencia los especificamos

ambos como la RF.

• Aislamiento OL-RF o aislamiento del puerto OL al RF:

o Señal OL que se “cuela” en el puerto RF.


puerto 2 (señal OL), hasta (To) el puerto 1 (señal RF).


ambos como la OL.

37


• Aislamiento OL-IF o aislamiento del puerto OL al IF:

o Señal OL que se “cuela” en el puerto IF.


puerto 2 (señal OL), hasta (To) el puerto 3 (señal IF).


ambos como la OL.

38


• Aislamiento RF-IF o aislamiento del puerto RF al IF:

o Señal RF que se “cuela” en el puerto IF.


puerto 1 (señal RF), hasta (To) el puerto 3 (señal IF).


ambos como la RF.

4.5.2 Resultados

Mediremos los cuatro aislamientos para un barrido de potencia de OL y de

RF, obteniendo en cada caso las curvas correspondientes a distintos valores de RF y

OL.


OL 1.276

RF -20 (azul), -15 (rojo), -10(verde), -5(marrón), 0(gris), 5(negro)Potencias (dBm)

OL [ 0, 20 ]

39



Aislamiento OL_RF

-120

-90

-60

-30

4 dBm -92.222 dB

2 dBm -96.154 dB

DB(|LSSnm2SP[PORT_1,PORT_2,1_0,1_0,1]| )Mezclador para Aislamiento

DB(|LSSnm2SP[PORT_1,PORT_2,1_0,1_0,1]| )Mezclador para Aislamiento2





Los mejores valores de aislamiento del OL-RF se obtienen para potencias de

RF de –15 dBm (rojo) y –10 dBm (verde) y valores de potencia OL de 2 y 4 dBm

respectivamente.

Para un valor de potencia OL de 10 dBm el aislamiento del puerto RF es

prácticamente el mismo para valores de potencia RF entre –20 dBm y –5 dBm. Por

ello, para mantener un buen aislamiento del puerto RF y que su valor no varíe ante

oscilaciones de potencia RF, deberemos mantener la potencia RF en dicho rango y

la potencia OL entre 10 dBm y 15 dBm.

En general y para los valores normales de uso de potencia RF y OL, el

aislamiento OL-RF es elevado, es decir, que hay poca cantidad de señal OL que se

cuela en el puerto RF.

40



Aislamiento RF_OL

-15.8

-15.6

-15.4

-15.2

-15

-14.8

10 dBm -15.6 dB

DB(|LSSnm2SP[PORT_2,PORT_1,0_1,0_1,1]| )Mezclador para Aislamiento






En el caso del puerto OL el aislamiento RF-OL es, en general, más pobre sin

embargo es más estable y se mantiene entorno a –15.6 dBm siempre y cuando la

potencia RF sea menor a 0 dBm. Por tanto, y al contrario que el caso anterior, en el

puerto OL se cuela una pequeña cantidad de la señal RF.


Aislamiento RF_IF

-342

-339

-336

-333

-330

DB(| LSSnm2SP[PORT_3,PORT_1,0_1,0_1,1]| )Mezclador para Aisl amiento

DB(| LSSnm2SP[PORT_3,PORT_1,0_1,0_1,1]| )Mezclador para Aisl amiento2





41


Para este caso vemos como el puerto IF está casi totalmente aislado frente a

la señal RF, y los valores son muy parecidos para todo el rango de potencia OL y RF

simulado, es decir, que muy poca señal de RF se cuela en el puerto IF. Esto se debe

a los stub sintonizados a la frecuencia RF que introducimos en el circuito en la fase

del estudio teórico para poder eliminar la RF de la expresión de salida. Ahora

podemos comprobar el funcionamiento correcto de dichos stub al no permitir que

aparezca señal RF en la salida.

Esto también lo pudimos ver en la primera gráfica del punto 4.3.2 en donde el

tono de RF se quedaba atenuado hasta los –340 dBm aproximadamente, cuyo valor

es del orden del aislamiento obtenido, con lo que comprobamos la coherencia entre

los distintos resultados.


Aislamiento OL_IF

-110

-100

-90

-80

-70

-60

10 dBm -103.06 dB

DB(| LSSnm2SP[PORT_3,PORT_2,1_0,1_0,1]| )Mezclador para Aislamiento

DB(| LSSnm2SP[PORT_3,PORT_2,1_0,1_0,1]| )Mezclador para Aislamiento2





Para el caso de la señal OL que se cuela en el puerto de salida IF las cosas

cambian. Ahora sí hay más cantidad de señal de OL que se cuela en la salida. Esto

hay que tenerlo muy presente ya que la señal OL es la que más potencia va a tener

y la que más controlada debemos tener. Sería muy perjudicial que se colase mucha

cantidad de señal OL en el puerto de salida o en el puerto RF.

42


En este caso, donde trabajamos con elementos ideales, el aislamiento OL-IF,

pese a ser menor que el RF-IF, presenta valores elevados. Si la comparamos con la

segunda gráfica del punto 4.3.2 vemos como el tono de OL está sobre los –93 dBm,

que si le añadimos una pequeña parte de señal que es reflejada (ver punto 4.6)

tendremos una cifra similar a la obtenida en esta última gráfica del aislamiento OL-IF.

A partir de los 10 dBm de potencia OL y para valores de potencia RF

inferiores a –5 dBm el aislamiento OL-RF es casi constante por lo que intentaremos

mantener dichos valores de potencias. Aún así, para este circuito ideal, hay muy

poca señal de OL que se cuela en el puerto IF.

Ahora vamos a obtener unos resultados equivalentes a los anteriores para el

aislamiento OL-RF y RF-OL, pero que pueden servir para analizar más claramente el

aislamiento del circuito. Para ello, vamos ahora a hacer un barrido de la potencia RF

y mostraremos las curvas correspondientes a distintos valores de potencia OL.


OL 1.276

RF [ -20, 10 ] Potencias (dBm)

OL 5 (azul), 7 (rojo), 10 (verde), 12 (marrón), 15 (gris), 20(negro)

-20 -10 0 10Potencia RF (dBm)

Aislamiento OL_RF

-100

-80

-60

-40

-20

-1.792 dBm -72.746 dB







43


Nuevamente vemos como tenemos un límite superior para la potencia RF, a

partir del cual el aislamiento aumenta. En este caso ese punto límite que

anteriormente lo situamos en 0 dBm, ahora lo podemos considerar con más

exactitud en unos –2 dBm. Mientras no se supere, el aislamiento será muy similar.


Aislamiento RF_OL

-16

-15.6

-15.2

-14.8

-14.4

-14

-13.6

2.262 dBm -15.496 dB

DB(|LSSnm2SP[PORT_2,PORT_1,0_1,0_1,1]|)Mezclador para Aislamiento

DB(|LSSnm2SP[PORT_2,PORT_1,0_1,0_1,1]|)Mezclador para Aislamiento2





Como ya vimos en la segunda gráfica, el aislamiento RF-OL es menor, pero

se mantiene constante, mientras no se supere un límite superior de potencia RF, que

anteriormente hemos fijado en 0 dBm, pero que ahora vemos más concretamente

como se sitúa sobre 1 ó 2 dBm aproximadamente.

Estas dos últimas gráficas son equivalentes a las dos primeras, por lo que

para simulaciones posteriores será suficiente con usar sólo un par de ellas.

44


4.5.3 Conclusiones

Hemos visto como el mayor aislamiento es el OL-RF y el RF-IF aunque los

otros dos también presentan valores elevados debido al comportamiento ideal de

todo el mezclador. Posteriormente, con componentes reales, veremos como estos

aislamientos disminuyen y deberemos colocar aisladores para evitar que las señales

se cuelen a otras partes del circuito que no nos interesa.

Desde este punto de vista, podría no preocuparnos el aislamiento pero

tengamos en cuenta que cuanta más señal de, por ejemplo RF, se “cuele” en el

puerto OL, menos señal de RF vamos a tener disponible para el funcionamiento del

circuito, y eso sí que nos afectará negativamente.

En cuanto a los aislamientos RF-IF y OL-IF, éste último es el que más

tenemos que vigilar debido a que como hemos visto en las simulaciones, es menor

que el RF-IF y además la potencia OL es mucho mayor que la RF por lo que afecta

más negativamente.

Por otro lado y a la vista de los resultados, la potencia RF deberá ser en todo

caso menor que –5 dBm y la potencia OL mayor que 10 dBm.

45


4.6 Reflexión o Pérdidas de Retorno

Las pérdidas de retorno en un puerto, consiste en medir el coeficiente de

reflexión. Como ya hemos comentado en el apartado anterior, vamos a tener

desadaptaciones que producirán la pérdida del aislamiento entre puertos y

reflexiones de señal.

Las reflexiones suponen un importante problema ya que parte de la señal que

ha generado un dispositivo se transmite y otra parte se refleja y se le es devuelta,

pudiendo dañarlo. Por ello es de gran importancia el saber la cantidad de reflexión

que hay en cada puerto.


La reflexión podemos medirla ante un barrido en potencias (usando un

PORTFNS) o un barrido en frecuencias (especificándolas es las opciones del

esquemático). La reflexión con un barrido en potencia, se mide con el tipo de medida

“Gcomp2SP”. Debemos indicar el puerto donde se mide la reflexión y el armónico

sobre el que se desea medir la reflexión.

46


La reflexión ante un barrido de frecuencias pero a potencia fija es útil cuando

queremos ver la reflexión pero ante el ancho de banda de la señal, sobre todo de la

RF ya que en la realidad ésta no va a ser un tono puro de 1.42GHz sino que tendrá

una anchura espectral.

Para hacer este tipo de medida deberemos antes definir en las opciones del

esquemático el rango de potencias y asignarlas como tono1 al puerto en el que

queremos simular la reflexión. Después usaremos el tipo de medida “Gcomp2”,

indicando nuevamente el puerto de medida y en el armónico especificamos la

primera frecuencia del rango que hemos especificado.

4.6.2 Resultados

Como hemos visto antes, es equivalente el hacer en una simulación un

barrido de la potencia RF y representar la familia de curvas para valores distintos de

potencia OL que viceversa y en este caso veremos como también sucede lo mismo.


OL 1.276

RF -20 (azul), -15 (rojo), -10 (verde), -5 (marrón), 0 (gris) Potencias (dBm)

OL [ 0, 20 ]

47



Reflexion Puerto RF

-4.5

-4

-3.5

-3

-2.5

-2DB(|Gcomp2SP[PORT_1,0_1,1]|)Mezclador Reflexion PotOL variable

DB(|Gcomp2SP[PORT_1,0_1,1]|)Mezclador Reflexion PotOL variable2




Para el valor que usaremos finalmente para la potencia OL (entre 5 dBm y 15

dBm), la reflexión del puerto RF va a ser prácticamente la misma, al margen de las

potencias RF aplicadas.

Si nos fijamos, son valores altos, pues se sitúan entorno a –3.5 dBm. Esto

lleva primeramente a la posibilidad de buscar un diseño alternativo para no

desperdiciar tanta señal de RF y segundo al uso de un aislador para este puerto ya

que la señal reflejada podría afectar muy negativamente a los circuitos previos de

amplificación de señal.

48



Reflexion Puerto OL

-40

-30

-20

-10

0

10.99 dBm -39.26 dB

DB(|Gcomp2SP[PORT_2,1_0,1]|)Mezclador Reflexion PotOL variable





El puerto OL presenta un mejor comportamiento cuanto más cercana a 11

dBm es la potencia OL usada, estando el mínimo de reflexión en dicho valor. Aun

así, sería conveniente también colocar un aislador a la entrada del puerto OL ya que

para potencias OL de menos de 10 dBm hay más reflexión. Nuevamente, las

potencias RF prácticamente no influyen en los resultados.

Igual que hemos hecho para el aislamiento, vamos a ver ahora las gráficas

equivalentes a las anteriores, en donde hacemos el barrido de la potencia OL y

representamos la familia de curvas correspondientes a varios valores de potencia

RF.


OL 1.276

RF [ -20, 10 ] Potencias (dBm)


49



Reflexion Puerto RF

-14

-12

-10

-8

-6

-4

-2

DB(|Gcomp2SP[PORT_1,0_1,1]| )Mezc lador Reflexion PotRF variable

DB(|Gcomp2SP[PORT_1,0_1,1]| )Mezc lador Reflexion PotRF variable2




Cuanto mayor es la potencia OL (curvas marrón y gris) menor es la reflexión

y prácticamente no influye el valor de la potencia RF para valores menores de –5

dBm de ésta.


Reflexion Puerto OL

-30

-25

-20

-15

-10

-5 DB(| Gcomp2SP[PORT _2,1_0,1]| )Mezc lador Reflexion PotRF variable

DB(| Gcomp2SP[PORT _2,1_0,1]| )Mezc lador Reflexion PotRF variable2




50


En este caso vemos lo mismo que anteriormente, donde el mínimo de

reflexión del puerto OL se obtiene para una potencia OL de 15 dBm (curva marrón) y

de nuevo no influye el valor de potencia RF por debajo de los –5 dBm.

Como era de esperar, estas dos últimas gráficas nos dan la misma

información que las dos primeras, aunque aquellas con más claridad, por lo que para

simulaciones posteriores usaremos esas.

Por último y ya que la medida “Gcomp2” permite medir la reflexión en un

barrido de frecuencia, vamos a ver por un lado la reflexión del puerto RF para

frecuencias alrededor de los 1.42 GHz y distintas curvas de potencia RF y después

lo mismo pero para el puerto OL.

RF [ 1, 2 ] Frecuencias (GHz)

OL 1.276

RF -20 (azul), -15 (rojo), -10 (verde), -5 (marrón), 0 (gris) Potencias (dBm)

OL 10

1 1.2 1.4 1.6 1.8 2Frecuencia RF (GHz)

Reflexion Puerto RF variando frec RF

-6

-5

-4

-3

-2

1.272 GHz -5.397 dB

1.42 GHz -4.077 dB

DB(|Gcomp2[PORT_1,1_0,1]| )Mezclador Reflexion FreqRF variabl e

DB(|Gcomp2[PORT_1,1_0,1]| )Mezclador Reflexion FreqRF variabl e2




El mínimo de reflexión del puerto RF se sitúa en los 1.272 GHz que es

aproximadamente la frecuencia de diseño de las líneas del híbrido. Sobre dicha

51


frecuencia estará la mínima reflexión. Para la frecuencia central de trabajo del puerto

RF (1.42 GHz) la reflexión es de unos –4 dB y como vemos en la gráfica, las

frecuencias por encima de 1.42 GHz se reflejarán más y las que estén por debajo,

menos.

También vemos como la potencia RF prácticamente no afecta a la reflexión

del puerto RF, conclusión que ya obtuvimos anteriormente.


OL [ 1, 2 ]



1 1.2 1.4 1.6 1.8 2Frecuencia RF (GHz)

Reflexion Puerto OL variando frec OL

-40

-30

-20

-10

0

1.276 GHz -25.18 dB

1.276 GHz -30.31 dB

DB(|Gcomp2[PORT_2,1_0,1]| )Mezclador Reflexión FreqOL variable

DB(|Gcomp2[PORT_2,1_0,1]| )Mezclador Reflexión FreqOL variable2




Para el puerto OL sí que afecta mucho la potencia OL. La reflexión es menor

para una potencia OL de 15 dBm y una frecuencia en torno a los 1.276 GHz.

Mientras la potencia OL se sitúe entre 10 y 15 dBm tendremos valores bajos de

reflexión para este puerto.

52


4.6.3 Conclusiones

La reflexión del puerto RF no se va a ver casi afectada por variaciones de la

potencia RF o la potencia OL, siempre que se mantengan valores de potencia RF

por debajo de –5 dBm.

En cuanto a la reflexión del puerto OL, deberemos mantener valores entre 10

dBm y 15 dBm de potencia OL, para asegurar mínimos de reflexión en este puerto.

Es recomendable el uso de aisladores o una modificación del diseño que

permita reducir algo las reflexiones, aunque dicho estudio se deja abierto para

posteriores proyectos.

53


4.7 Mezclador con aislador

Los resultados de la reflexión hacen recomendable la colocación de un aislador

a la entrada de los puertos 1 y 2. Un aislador es lo mismo que usar un circulador con

su tercer puerto adaptado.

Usaremos el aislador ideal de MWO contenido dentro de los elementos no-

recíprocos pasivos y con los datos por defecto. El diseño queda de la siguiente

manera:

SDIODE

AFAC=ID=

1 SD1

SDIODE

AFAC=ID=

1 SD2

TLOC

F0=EL=Z0=ID=


TLOC

F0=EL=Z0=ID=


ISOL8R

ISOL=LOSS=

R=ID=

30 dB0 dB50 OhmU1

ISOL8R

ISOL=LOSS=

R=ID=

30 dB0 dB50 OhmU2

1

2

3

4

SUBCKT

NET=ID=

"Hibrido y linea 90" S1

PORTF

Pwr=Freq=

Z=P=

-10 dBm1.42 GHz50 Ohm1

PORTFNS


Freq=Z=P=

1 1 dB20 dBm0 dBm1.276 GHz50 Ohm2

PORT

Z=P=

50 Ohm3

Si ahora repetimos las dos primeras gráficas de la reflexión de los puertos RF

y OL la reflexión es totalmente prácticamente nula.

En el circuito fabricado habrá que medir la reflexión y considerar la posibilidad

de usar aisladores. En ese caso se podrían despreciar los efectos de las reflexiones,

aunque si éstas son muy altas, hemos de tener en cuenta que el aislador eliminará la

reflexión, pero se estará perdiendo parte de la señal en forma de dichas reflexiones.

54


4.8 Conclusiones y gráficas representativas de medidas con líneas ideales

De las anteriores cuatro medidas hemos obtenido una serie de exigencias en

cuanto a la potencia de señal de RF y OL necesarias, para mantener unos

resultados satisfactorios en vista a la medida del espectro, perdidas de conversión,

aislamiento y reflexión. Cada una de ellas mostraba un rango o valores de potencias

adecuados.

Uniendo dichas conclusiones obtenemos que la potencia RF debe estar entre –

15 dBm y –10 dBm y sin superar en ningún caso el 40% de la potencia OL. Por otro

lado la potencia OL debe ser al menos de 8 dBm o 10 dBm.

Asumiendo que proporcionamos aproximadamente dichos valores de potencia

los resultados que obtenemos con componentes ideales son los siguientes:

El diseño con líneas ideales mantiene una potencia del tono de IF de unos –

18.9 dBm manteniendo los tonos próximos por debajo de –40 dBm existiendo una

diferencia de más de 20 dBm. Cuanto más potencia OL disponible exista, mayor es

dicha diferencia.



-100

-80

-60

-40

-20

0

1.132 GHz -42.16 dBm

0.144 GHz -18.94 dBm

2.696 GHz -18.68 dBm

DB(| Pharm[PORT_3,1,1]| ) (dBm)Mezclador para Espectro





55


Las pérdidas de conversión son independientes de la potencia RF aplicada

pero sensibles a la potencia OL. Obtenemos –9 dBm de pérdidas de conversión para

una potencia OL de 10 dBm.



-11.5

-11

-10.5

-10

-9.5

-9

-8.5

10 dBm -9.0997 dB






Aislamiento OL_RF

-120

-90

-60

-30

4 dBm -92.222 dB

2 dBm -96.154 dB








Aislamiento RF_OL

-15.8

-15.6

-15.4

-15.2

-15

-14.8

10 dBm -15.6 dB







56


El aislamiento OL-RF es mucho mayor que el RF-OL y ambos se mantienen

prácticamente constantes para valores de potencia OL mayores a 10 dBm. Por otro

lado el aislamiento OL-IF varía según la potencia RF aunque mantiene valores

similares por encima de 10dBm de potencia OL y valores de potencia RF menores

de –5 dBm.


Aislamiento OL_IF

-110

-100

-90

-80

-70

-60

10 dBm -103.06 dB







57


Para una potencia OL de 10 dBm el valor aproximado de los aislamientos es:

• OL-RF: -75 dBm

• RF-OL: -15.6 dBm

• OL-IF: -103 dBm

La reflexión más crítica es la del puerto RF que presenta valores del orden de –3

dBm mientras que el puerto OL tiene un mínimo cercano a los 10 dBm de potencia

OL, estando en su entorno la reflexión sobre los –35 dBm.


Reflexion Puerto RF

-4.5

-4

-3.5

-3

-2.5

-2DB(|Gcomp2SP[PORT_1,0_1,1]|)Mezclador Reflexion PotOL variable






Reflexion Puerto OL

-40

-30

-20

-10

0

10.99 dBm -39.26 dB

DB(|Gcomp2SP[PORT_2,1_0,1]|)Mezclador Reflexion PotOL variable





58


5 SIMULACIÓN CON LÍNEAS REALES

Ya hemos visto cómo el circuito funciona satisfactoriamente usando

componentes ideales. Ahora, debemos ver los resultados para un escenario real en

donde las líneas van a tener pérdidas y se van a producir efectos electromagnéticos

no deseados debido a las discontinuidades, proximidad con otras líneas, etc.

5.1 Diferencias con la simulación de líneas ideales

Recordemos que, trabajando con líneas ideales, especificábamos solamente la

longitud eléctrica de la línea, la impedancia característica y la frecuencia para la que

se diseña. Para la simulación con líneas reales debemos, primeramente, concretar el

tipo de substrato que vamos a usar (ver punto 5.2), cambiar todas las líneas a

modelos de tipo real y calcular las anchuras y longitudes adecuadas de dichas

líneas.

Es muy importante tener en cuenta la forma final que tendrá nuestro circuito,

es decir, el layout, ya que vamos a tener unas restricciones en cuanto al tamaño final

del circuito debidas al tamaño máximo de los paneles disponibles y a la propia

máquina de fresado, que no puede fabricar circuitos mayores de 180x250mm

Hasta ahora nos limitábamos a poner componentes y unirlos entre sí y MWO

se ocupaba de tener en cuenta dichas conexiones para las simulaciones. Ahora

estamos preparando un circuito con líneas microstrip que debe fabricarse y

funcionar. Por tanto cada elemento que se añada va a formar parte del layout final

que será como un puzzle donde todo debe encajar. Hemos de tener muy presente

esto último ya que, como veremos más adelante, el hecho de que todo deba

“encajar” supondrá que deberemos hacer modificaciones al diseño.

Por tanto ahora no sólo hay que tener en cuenta los efectos electromagnéticos

de las propias líneas, sino también las discontinuidades y uniones entre ellas.

Tendremos que usar componentes adecuados para unir líneas y trazar curvas entre

ellas.

59


Tenemos también que especificar los parámetros del substrato. Para ello se

introduce en el esquemático el componente

MSUB (Microstrip substrate definition) dentro del

grupo “Substrates”. Las características concretas

de nuestro substrato las veremos en el punto

siguiente.

Una vez introducido el elemento MSUB, todos los elementos microstrip que

añadamos formarán parte de dicho substrato. Los elementos a usar están dentro del

grupo “Microstrip” en los subgrupos “Bends” (codos y ángulos), “Junctions” (uniones)

y “Lines” (líneas). A continuación comentaremos sus principales características:

MSUB

Name=ErNom=

Tand=Rho=

T=H=

Er=

RO-3006 6.15 0.002 1 0.035 mm1.27 mm6.15

• Bends (Codos)

Usaremos los codos con chaflán (MBENDA). El

componente que incluye el símbolo $ es

“inteligente” es decir que ajusta las anchuras de

sus dos extremos en función de la anchura de las dos líneas a las que se

conecta.

MBENDA$

ANG=ID=

90 Deg TL1

MBENDA

ANG=W =ID=

90 Deg1 mmTL2

1 2

3

MTEE

W3=W2=W1=ID=

1 mm1 mm1 mmTL1

1 2

3MTEE$ID= TL2

1

2

3

4

MCROSS

W4=W3=W2=W1=ID=

1 mm1 mm1 mm1 mmTL3

1

2

3

4

MCROSS$ID= TL4

Junctions (Uniones)

Usaremos las uniones de 3 (MTEE) y 4

líneas (MCROSS). Igualmente están

disponibles los modelos “inteligentes”.

• Lines (líneas)

MLIN

L=W=ID=

10 mm1 mmTL1

Usaremos el modelo básico de línea microstrip donde es

necesario especificar longitud y anchura.

60


5.2 Substrato

Diseñaremos el circuito sobre el substrato RO-3006 de Rogers Corporation.

Sus características principales son las siguientes:

Parámetro Símbolo Símbolo MWO Valor Unidades

Constante dieléctrica relativa (permitividad) εr Er 6.15 -

Tangente de pérdidas del dieléctrico tan(δ) Tand 0.002 -

Grosor (altura) del substrato h H 1.27 mm

Espesor de la capa conductora t T 0.035 mm

El panel del substrato posee una superficie conductora de cobre y mide

aproximadamente 210x297mm por lo que no se pueden fabricar circuitos que

ocupen un área mayor.

Los datos de la tabla anterior son los que deberemos introducir en el

componente MSUB, dentro de cada esquemático que contenga líneas reales.

61


5.3 Diseño de layouts en MWO

Este es otro aspecto muy importante a tener en cuenta es el diseño de los

layouts en MWO, tanto de los diodos como de los componentes que formarán el filtro

paso bajo.

Los componentes que usaremos son de montaje superficial. Son como

pequeños “dados” rectangulares con conexiones metálicas en sus extremos. Esas

conexiones deben coincidir exactamente con el final de una línea y el principio de la

siguiente en el lugar donde se ubica el componente, por ejemplo, entre las dos líneas

donde se coloca cada diodo. Eso implica que debemos saber con exactitud las

dimensiones del elemento para que exista la separación correcta entre las líneas.

MWO une todos los elementos del layout según como están conectados en el

esquemático, pero si un componente determinado, como los diodos, tiene asignado

un layout cuyas dimensiones son superiores a las del componente real, las líneas

entre las que se conecta dicho elemento estarán demasiado separadas y cuando lo

fabriquemos no podremos conectarlo entre ellas. La solución es cambiar el layout

asociado a cada elemento. Para ello debemos conocer al detalle las dimensiones

físicas de cada componente, que se encuentran en las hojas de especificaciones del

fabricante. MWO asigna por defecto un layout al componente que normalmente no

se ajustará a las medidas reales del mismo. Para cambiarlo haremos lo siguiente:

• Nos movemos a la pestaña “layout”, pinchamos con el botón derecho en “Cell

Libraries” y seleccionamos “New GDSII Library”. Le damos un nombre a la

nueva librería y ya aparecerá agregada.

62


• Pinchamos con el botón derecho en la nueva librería y seleccionamos “New

Layout Cell”. Le damos un nombre al nuevo layout y aparecerá una nueva

ventana para dibujar el layout.

• Ahora seleccionaremos del menú de la izquierda el tipo de material con el

que empezaremos a dibujar. Nosotros usamos “FootPrints” para el

encapsulado y “Lead” para las conexiones para seguir el mismo criterio de

color que MWO. Realmente da igual el tipo de material usar es simplemente

que asigna un color u otro.

• Dentro del menú desplegable “Layout” se encuentran los elementos de dibujo

y con las coordenadas de cada punto podremos dibujar sin problemas el

layout.

• Finalmente, tenemos que colocar los puertos del componente. Para ello

seleccionamos “Cell Port” dentro del menú “Layout”, teniendo cuidado de

colocarlos en el sentido correcto. Estos puertos y su ubicación son las

referencias que usará MWO para conectarlos con los demás componentes en

el layout completo.

63


En la siguiente figura se muestra el layout completo del diodo según las medidas

proporcionadas por el fabricante y que detallamos anteriormente en el punto 4.1.3.

64


5.4 Metodología para pasar del mezclador ideal al real

Para diseñar el circuito con componentes reales vamos a ir paso a paso

transformando componentes ideales en reales, como los vistos en el punto 5.1, y

viendo en cada caso la respuesta del circuito en el espectro de salida, pérdidas de

conversión y aislamiento. La reflexión no la vamos a simular ya que, como

comentamos en el punto 2.5.3, la colocación de un aislador a la entrada de cada

puerto eliminaría prácticamente todas las reflexiones.

Mientras no se indique lo contrario, en cada gráfica se comparará la respuesta

del circuito con elementos reales, con el circuito ideal que fue analizado en el punto

4, comentando las posibles diferencias en el comportamiento. Además, como ya

hicimos antes, para cada gráfica indicaremos las frecuencias y potencias que se

están usando.

También iremos mostrando el esquemático del circuito y el layout

correspondiente, que poco a poco irá formando el circuito final. Lógicamente solo

aparecerá en el layout los elementos que hasta el momento hayamos pasado a

modelos reales. Este método nos va a permitir ver en qué medida afecta el cambio

de cada uno de los elementos del modelo ideal al real.

El paso del circuito ideal al real lo realizaremos en cuatro pasos que,

resumidamente, son los siguientes:

1. Pasaremos el híbrido a líneas reales.

2. La línea de salida de 90º del híbrido, la plegaremos para alinear las salidas.

3. Cambiaremos los stub ideales por stub de líneas reales.

4. Sustituiremos los stub normales por stub radiales.

65


5.5 Diseño con líneas reales

A la hora de cambiar las líneas ideales por reales, hemos visto como tenemos

que especificar las dimensiones físicas (longitud y anchura) de la misma.

Sabemos por la teoría que hay unas relaciones matemáticas entre las

dimensiones físicas y la impedancia, frecuencia y características del substrato, que

permiten relacionar unas con otras. Para facilitar los cálculos MWO incorpora la

herramienta “TxLine”, a la que podemos acceder desde el menú desplegable

“Window” >> “TxLine”. Este programa nos da los parámetros físicos de la línea

(longitud y anchura) a partir de las características del substrato (constante

dieléctrica, tangente de pérdidas, tipo de conductor, altura y grosor) y de la longitud

eléctrica, impedancia y frecuencia de la línea. También puede realizar los cálculos a

la inversa.

66


5.5.1 Primer Paso: Híbrido con líneas reales

Vamos a pasar el híbrido y la línea de salida de 90º del puerto 3 a líneas

reales. Las líneas serán de tipo MLIN y para las uniones entre las ellas usaremos

componentes de tipo MTEE$.

5.5.1.1 Circuito y layout

Esquemático del híbrido y la línea de salida de 90º:

MSUB

Name=ErNom=

Tand=Rho=

T=H=

Er=

RO-3006 6.15 0.002 1 0.035 mm1.27 mm6.15

MLIN

L=W=ID=

27 mm3.307 mmTL1

MLIN

L=W=ID=

27.83 mm1.853 mmTL3

MLIN

L=W=ID=

27.83 mm1.853 mmTL4

MLIN

L=W=ID=

27 mm3.307 mmTL2

MLIN

L=W=ID=

27.83 mm1.853 mmTL5

1 2

3

MTEE$ID= TL6

MLIN

L=W=ID=

27.83 mm1.853 mmTL7

MLIN

L=W=ID=

27.83 mm1.853 mmTL8

1 2

3

MTEE$ID= TL9

12

3

MTEE$ID= TL10

12

3

MTEE

W3=W2=W1=

ID=

1.853 mm3.307 mm1.853 mmTL11

PORT

Z=P=

50 Ohm1

PORT

Z=P=

50 Ohm2

PORT

Z=P=

50 Ohm3

PORT

Z=P=

50 Ohm4

67


Esquemático del circuito completo:

SDIODE

AFAC=ID=

1 SD1

SDIODE

AFAC=ID=

1 SD2

TLOC

F0=EL=Z0=ID=


TLOC

F0=EL=Z0=ID=


1

2

3

4

SUBCKT

NET=ID=

"Hibrido 1" S1

PORTF

Pwr=Freq=

Z=P=

-10 dBm1.42 GHz50 Ohm1

PORTFNS


Freq=Z=P=

1 1 dB20 dBm0 dBm1.276 GHz50 Ohm2

PORT

Z=P=

50 Ohm3

Layout:

5.5.1.2 Espectro

RF 1.42 Frecuencias

(GHz) OL 1.276


OL 10

Azul: Mezclador Ideal

Rojo: Mezclador líneas reales: primer paso

68



Espectro 1

-100

-80

-60

-40

-20

01.276 GHz -58.23 dBm1.132 GHz

-49.35 dBm

0.144 GHz -19.1 dBm

DB(|Pharm[PORT_3,1,3]|) (dBm)Mezclador Ideal Espectro

DB(|Pharm[PORT_3,1,3]|) (dBm)Mezclador 1 Espectro

El tono de IF tiene prácticamente la misma potencia pero otros, como el de

OL y RF, presentan menos atenuación aunque no resulta preocupante pues son

valores de potencia muy pequeños (sobre los –50 dBm).

Al usar líneas reales en el híbrido éste ya no se comporta de forma tan ideal y

aún estando diseñado para la frecuencia OL vemos como ahora ésta está en la

salida con más potencia.

5.5.1.3 Pérdidas de Conversión

RF 1.42 Frecuencias

(GHz) OL 1.276


OL [ 0, 20 ]


Rojo: Mezclador líneas reales: primer paso

69



Perdidas de Conversion 1

-12

-11

-10

-9

-8

10 dBm -9.7586 dB

10 dBm -9.0981 dB

DB(|LSSnm2SP[PORT_3,PORT_1,-1_1,0_1,1]|)Mezclador Ideal Perdidas Conversion

DB(|LSSnm2SP[PORT_3,PORT_1,-1_1,0_1,1]|)Mezclador 1 Perdidas Conversion

La curva de las pérdidas de conversión es muy similar aunque está unos 0.7

dBm por debajo, lo que indica que el circuito es algo menos eficiente pero es una

diferencia pequeña.

70


5.5.2 Segundo paso: Híbrido líneas reales, línea de salida

plegada.

Como ya dijimos anteriormente, tenemos que ir “encajando piezas”. Si nos

fijamos en el layout del punto 5.5.1.1 vemos como, el colocar a la salida del puerto 3

la línea de 90º, hace que los puertos 3 y 4 no estén alienados. Esto no supondría

ningún problema de no ser porque éstos deben unirse para sumarse, tras haber

pasado por los diodos.

Recordemos que deben sumarse con un desfase entre ellas de 90º, que

acabamos de provocar. Cualquier diferencia adicional entre la longitud de ambas

líneas antes de unirse, hará que varíe dicho desfase y provoque el mal

funcionamiento del circuito.

Una solución rápida es “plegar” el tramo de línea de 90º dividiéndolo en dos

tramos de 45º (verticales) y un tercero (horizontal) que elegimos de 3mm para

separar lo suficiente las líneas de 45º anteriores y que no haya acoplos entre ellas.

En el puerto 4 pondremos una línea de longitud tal que se alineen ambos puertos. El

incremento de longitud de ésta última se compensa con los incrementos que

suponen los tramos curvos. No será exactamente la misma distancia pero sí un valor

próximo que permita resultados aceptables.

Para los codos o ángulos usaremos componentes de tipo MBENDA$.

71



Circuito del híbrido:

no

reales no saldrán en el esquema del layout, que se muestra en al figura de abajo:

MSUB

Name=ErNom=

Tand=Rho=

T=H=

Er=

RO-1 6.15 0.002 1 0.035 mm1.27 mm6.15

MLIN

L=W=ID=

27 mm3.307 mmTL1

MLIN

L=W=ID=

13.75 mm1.853 mmTL2

MLIN

L=W=ID=

3 mm1.853 mmTL3

12

3

MTEE$ID= TL4

MLIN

L=W=ID=

3 mm1.853 mmTL5

MLIN

L=W=ID=

27.83 mm1.853 mmTL6

12

3

MTEE$ID= TL7

MLIN

L=W=ID=

27 mm3.307 mmTL8

MLIN

L=W=ID=

27.83 mm1.853 mmTL9

MLIN

L=W=ID=

27.83 mm1.853 mmTL10

MLIN

L=W=ID=

13.91 mm1.853 mmTL11

1 2

3

MTEE$ID= TL12

MLIN

L=W=ID=

27.83 mm1.853 mmTL13

1 2

3

MTEE$ID= TL14

MLIN

L=W=ID=

13.91 mm1.853 mmTL15

MBENDA$

ANG=ID=

90 Deg TL16

MBENDA$

ANG=ID=

90 Deg TL17

MBENDA$

ANG=ID=

90 Deg TL18

MLIN

L=W=ID=

3 mm1.853 mmTL19

MBENDA$

ANG=ID=

90 Deg TL20

PO RT

Z=P=

50 Ohm1

PO RT

Z=P=

50 Ohm2

PORT

Z=P=

50 O hm3

PORT

Z=P=

50 Ohm4

El resto del circuito es idéntico al del punto anterior, es decir, formado por los

dos diodos, los stub y las líneas de salida ideales. Por lo tanto, estos elementos

72


5.5.2.2 Espectro

RF 1.42 Frecuencias

(GHz) OL 1.276


OL 10


Rojo: Mezclador líneas reales: segundo paso


Espectro 2

-100

-80

-60

-40

-20

0 2.552 GHz -28.42 dBm

1.276 GHz -33.2 dBm

0.144 GHz -19.39 dBm



El tono de IF se mantiene en un valor casi idéntico al del circuito con

componentes ideales pero los tonos adyacentes se atenúan menos, debido a los

efectos electromagnéticos que producen los ángulos usados en las líneas. Aún así

se mantienen unos 14 dBm por debajo.


RF 1.42 Frecuencias

(GHz) OL 1.276


OL [ 0, 20 ]



73




-13

-12

-11

-10

-9

-810 dBm -9.0981 dB

10 dBm -9.3866 dB



Para el rango de potencias OL a usar, entorno a 10 dBm, la curva vuelve a

ser muy similar pero esta vez han disminuido las pérdidas. Recordemos que en el

paso 1 eran de –9.75 dB para 10 dBm de potencia OL y ahora son de –9.38 dB.

5.5.2.4 Aislamiento

RF 1.42 Frecuencias

(GHz) OL 1.276


OL [ 0, 20 ]



74



Aislamiento RF_OL 2

-18

-15

-12

-9

-6

10 dBm -9.666 dB

DB(|LSSnm2SP[PORT_2,PORT_1,0_1,0_1,1]|)Mezclador Ideal Aislamiento

DB(|LSSnm2SP[PORT_2,PORT_1,0_1,0_1,1]|)Mezclador 2 Aislamiento


Aislamiento OL_RF 2

-120

-90

-60

-30

0

10 dBm -22.1 dB



75



Aislamiento OL_IF 2

-120

-100

-80

-60

-40

10 dBm -103.06 dB

10 dBm -43.202 dB




Aislamiento RF_IF 2

-345

-340

-335

-330

10 dBm -335.95 dB

10 dBm -332.46 dB



El puerto RF sigue siendo el más aislado aunque con valores de aislamiento

menores que en el caso ideal y en la salida se cuela más cantidad de señal de OL

que de RF como ya vimos en el espectro.

76


EL aislamiento de los puertos RF e IF respecto a la señal OL es unos 50 dB

menor que en el caso ideal y el de OL e IF respecto a RF es unos 5 dB menor. Los

efectos electromagnéticos de los componentes reales hacen disminuir el aislamiento

de los puertos.

77


5.5.3 Tercer paso: Híbrido líneas reales, línea salida plegada y

stub

A partir de aquí seguiremos con el diseño del híbrido del apartado anterior.

Ahora colocaremos los stub con líneas reales así como los tramos de líneas que los

conectan con el puerto de salida. Para el stub usaremos el componente MLEF.


MSUB

Name=ErNom=

Tand=Rho=

T=H=

Er=

RO-1 6.15 0.002 1 0.035 mm1.27 mm6.15

SDIODE

AFAC=ID=

1 SD1

SDIODE

AFAC=ID=

1 SD2

MLEF

L=W=ID=

24.98 mm1.856 mmTL21

MLEF

L=W=ID=

24.98 mm1.856 mmTL22

MLIN

L=W=ID=

16.56 mm1.853 mmTL23

MLIN

L=W=ID=

16.56 mm1.853 mmTL24

MLIN

L=W=ID=

3 mm1.853 mmTL25

1

2

3

4

SUBCKT

NET=ID=

"Hibrido 3" S1

PORTFNS


Freq=Z=P=

2 5 dB5 dBm-20 dBm1.42 GHz50 Ohm1

PORT

Z=P=

50 Ohm3

PORT1

Pwr=Z=P=

10 dBm50 Ohm2

78


5.5.3.2 Espectro

RF 1.42 Frecuencias

(GHz) OL 1.276


OL 10


Rojo: Mezclador líneas reales: tercer paso


Espectro 3

-100

-80

-60

-40

-20

01.42 GHz -44.21 dBm

1.276 GHz -31.37 dBm



El resultado es muy parecido al del paso 2, sólo que, ahora el tono de IF es

levemente inferior, debido a las pérdidas de las nuevas líneas reales introducidas;

pero lo más significativo es la aparición del todo de RF. Esto se debe a que los stub

ya no tienen un comportamiento ideal, aunque siguen cumpliendo su función de

dejar bastante atenuado el tono de RF, en este caso por debajo de –40 dBm.

En la siguiente gráfica podemos ver la comparación del espectro del circuito

del paso 2 con éste último.

79



Espectros 2 y 3

-100

-80

-60

-40

-20

0




RF 1.42 Frecuencias

(GHz) OL 1.276


OL [ 0, 20 ]



80




-14

-13

-12

-11

-10

-9

-8

10 dBm -9.6461 dB

DB( |LSSnm2SP[PORT_3,PORT_1,-1_1,0_1,1]|)Mezclador Ideal Perdidas Conversion

DB( |LSSnm2SP[PORT_3,PORT_1,-1_1,0_1,1]|)Mezclador 3 Perdidas Conversion

Ahora para 10 dBm de potencia OL las pérdidas de conversión han vuelto a

aumentar debido a la pequeña disminución de la potencia IF a la salida. En cualquier

caso siguen siendo diferencias muy pequeñas.

5.5.3.4 Aislamiento

RF 1.42 Frecuencias

(GHz) OL 1.276


OL [ 0, 20 ]



81



Aislamiento RF_OL 3

-20

-15

-10

-5

10 dBm -9.337 dB




Aislamiento OL_RF 3

-120

-90

-60

-30

0

10 dBm -74.55 dB

10 dBm -23.1 dB



82



Aislamiento OL_IF 3

-120

-100

-80

-60

-40

-20

10 dBm -103.1 dB

10 dBm -41.37 dB




Aislamiento RF_IF 3

-400

-300

-200

-100

0

10 dBm -336 dB

10 dBm -31.26 dB



Las cuatro gráficas de aislamiento son muy similares a las del paso anterior

excepto la del aislamiento RF-IF en el que observamos cómo ahora sí que se cuela

mucha más señal de RF en la salida, cosa que ya vimos en el espectro.

83


5.5.4 Cuarto paso: Híbrido líneas reales, línea salida plegada,

stub radial

Ahora vamos a perfeccionar más el diseño colocando uniones en los tramos

de línea de salida de tipo MTEE$ y stubs radiales. Éstos últimos van a conseguir

atenuar más cantidad de frecuencias alrededor del tono de RF.

Usaremos elementos MRSTUB2 en los

que es necesario fijar el valor de los parámetros

Ri, Ro y el ángulo Theta (ver dibujo adjunto).

Éstos los hemos obtenido usando la

herramienta “Tune”, fijando el valor que producía

un mejor espectro a la salida. Dichos valores han

sido:

Ri: 0.9265

Ro: 17.48

Ángulo: 36.6º


El híbrido sigue siendo el mismo que en el punto 5.5.2 y el circuito completo

es el siguiente:

84


MSUB

Name=ErNom=

Tand=Rho=

T=H=

Er=

RO-1 6.15 0.002 1 0.035 mm1.27 mm6.15

SDIODE

AFAC=ID=

1 SD1

SDIODE

AFAC=ID=

1 SD2

MLIN

L=W=ID=

13.71 mm1.853 mmTL16

MLIN

L=W=ID=

13.71 mm1.853 mmTL17

MLIN

L=W=ID=

3 mm1.853 mmTL18

1

2

3 MTEE$ID= TL26

1

2

3 MTEE$ID= TL27

1

2

3MTEE$ID= TL28

MRSTUB2

Theta=Ro=Ri=ID=

angulo DegRo1 mmRi1 mmTL14

MRSTUB2

Theta=Ro=Ri=ID=

angulo DegRo1 mm1 mmTL15

MLIN

L=W=ID=

3 mm1.853 mmTL29

MLIN

L=W=ID=

3 mm1.853 mmTL30

1

2

3

4

SUBCKT

NET=ID=

"Hibrido 4" S1

PORTFNS


Freq=Z=P=

2 5 dB5 dBm-20 dBm1.42 GHz50 Ohm1

PORT1

Pwr=Z=P=

10 dBm50 Ohm2

PORT

Z=P=

50 Ohm3

angulo=36.6

Ro1=17.48

Ri1=0.9265

Layout:

85


5.5.4.2 Espectro

RF 1.42 Frecuencias

(GHz) OL 1.276


OL 10


Rojo: Mezclador líneas reales: cuarto paso


Espectro 4

-100

-80

-60

-40

-20

0

0.144 GHz -19.9 dBm

1.276 GHz -39.85 dBm

1.42 GHz -40.49 dBm



Los stubs radiales han mejorado mucho el comportamiento en lo que se

refiere a la atenuación de los tonos próximos a RF, consiguiendo mantenerlos 20

dBm por debajo respecto al tono de IF. Esto se debe a que los stub radiales tienen

un ancho de banda mayor.

Ahora vamos a comparar el espectro de éste último circuito (verde) con los

del circuito 2 (azul) y 3 (rojo).

86



Espectros 2 3 y 4

-100

-80

-60

-40

-20

01.276 GHz -31.37 dBm

1.276 GHz -39.85 dBm




El mejor de todos es el último circuito (verde) con los stub radiales ya que

consigue el mejor compromiso entre potencia de señal IF disponible y atenuación de

los tonos próximos no deseados.

87



RF 1.42 Frecuencias

(GHz) OL 1.276


OL [ 0, 20 ]





-13

-12

-11

-10

-9

-8

10 dBm -9.9 dB



En cambio, éste último circuito es el que mayor pérdida de conversión presenta pero

sigue siendo una diferencia pequeña con respecto a los anteriores. Además

compensa el hecho de que consiga mantener más atenuados a los tonos próximos al

IF de cara a obtener mejores resultados en la etapa de filtrado.

88


5.5.4.4 Aislamiento

RF 1.42 Frecuencias

(GHz) OL 1.276


OL [ 0, 20 ]




Aislamiento RF_OL 4

-18

-15

-12

-9

-6

10 dBm -13.87 dB



89



Aislamiento OL_RF 4

-120

-90

-60

-30

0

10 dBm -74.55 dB

10 dBm -20.71 dB




Aislamiento OL_IF 4

-120

-100

-80

-60

-40

9.993 dBm -52.69 dB



90



Aislamiento RF_IF 4

-400

-300

-200

-100

0

10 dBm -31.26 dB



Ahora ha mejorado un poco el aislamiento RF-OL y OL-IF aunque siguen

estando en valores similares a los casos anteriores.

Estas mejoras se pueden contrastar con los resultados del espectro. Si nos

fijamos, estamos introduciendo 10 dB de potencia OL y en el espectro el tono de OL

está en –40 dB aproximadamente. Esto, unido a la pequeña reflexión que sufrirá la

señal de OL en el puerto OL forman los –52 dB de aislamiento OL-IF, es decir que la

señal desde que fue introducida por el puerto OL ha sufrido una atenuación de –52

dB.

91


5.6 Gráficas representativas de medidas con líneas reales

El circuito obtenido en el punto 5.5.4 corresponde al diseño definitivo del

mezclador a falta de las etapas de filtrado. A continuación se muestran varias

gráficas que definen el comportamiento del circuito final:

El espectro a la salida para unas potencias de OL y RF de 10 y –10 dBm

respectivamente, muestra el tono de IF con una potencia de –19.9 dBm y casi 20

dBm por encima de los tonos de RF y OL.


Espectro

-100

-80

-60

-40

-20

0 1.276 GHz -39.85 dBm

0.144 GHz -19.9 dBm



Perdidas conversion

-13

-12

-11

-10

-9

10 dBm -9.9 dB

DB(|LSSnm2SP[PORT_3,PORT_1,-1_1,0_1,1]| )Mezclador 4 Perdidas Conversion

92


Para una potencia RF de –10 dBm las pérdidas de conversión en el rango de

potencias OL de uso están sobre los –9.9 dB.


Aislamiento RF_OL

-16

-14

-12

-10

-8

-6DB(|LSSnm2SP[PORT_2,PORT_1,0_1,0_1,1]| )Mezclador 4 Aislamiento


Aislamiento OL_RF

-24

-22

-20

-18

-16DB(|LSSnm2SP[PORT_1,PORT_2,1_0,1_0,1]|)Mezclador 4 Aislamiento


Aislamiento OL_IF

-58

-56

-54

-52

-50


93


El aislamiento RF-OL es más pobre que el OL-RF, aunque lo interesante es

que éste último que es el más “peligroso” debido a que la señal de OL tiene mucha

más potencia que la de RF, se mantiene por debajo de los –20 dB para las potencias

de uso de OL, mientras que el primero se sitúa sobre los –14 dB.

En cuanto al aislamiento OL-IF es interesante ver como su valor de

aislamiento es bastante grande, sobre los –52 dB, por lo que poca señal de OL se

“cuela” en el puerto de salida.

94


6 MEZCLADOR CON FILTROS

Ya hemos conseguido hacer que el mezclador con componentes reales

funcione de forma bastante aproximada a la ideal, es decir, se obtiene un tono de IF

con una potencia considerable y por encima del resto de frecuencias. Pero por otro

lado, también tenemos esa multitud de frecuencias no deseadas en la salida y que

deben ser eliminadas. Para ello vamos a usar dos filtros en cascada. Para ellos no

haremos un estudio exhaustivo, como anteriormente, acerca de cuál sería el óptimo

para nuestra tarea, sino que nos basaremos en diseños sencillos y funcionales. Se

deja abierta la posibilidad de futuros estudios acerca del perfeccionamiento y diseño

de otras topologías de filtros más complicadas.

Hecha esta aclaración, volvemos a nuestro objetivo. Primeramente usaremos

un filtro paso bajo que haga el trabajo “bruto”. Éste tendrá una frecuencia de corte

bastante mayor a la IF, entre 0.7 GHz y 1 GHz y su trabajo será atenuar en gran

medida los tonos por encima de 1 GHz y 2 GHz.

Después conectaremos en cascada un filtro paso banda, que será el que

haga el trabajo “fino”. Deberá aislar la IF del resto de frecuencias no deseadas.

Tomaremos unas frecuencias de corte alrededor de la IF (0.144 GHz).

Para el filtro paso bajo, debido a que todavía trabajará en frecuencias altas,

tendremos que hacerlo con elementos distribuidos, es decir, con líneas de

transmisión. Hemos elegido el diseño de líneas con saltos de impedancia pues su

implementación es sencilla y ya fue estudiado en la asignatura de Transmisión por

Soporte Físico.

En cuanto al filtro paso banda, debido a que ya trabaja en frecuencias

inferiores, podemos usar elementos concentrados (bobinas y condensadores). De

igual manera realizaremos un diseño parecido al visto en la asignatura de

Transmisión por Soporte Físico y que más adelante detallaremos.

Tengamos también en cuenta que ambos filtros son pasivos, es decir, que

están formados por elementos reactivos que a ciertas frecuencias resonarán,

95


dejando pasar la señal y el resto de frecuencias serán reflejadas. Esto produce que

idealmente los filtros no tengan pérdidas, pero con elementos reales esto no va a ser

así, produciéndose ciertas atenuaciones no deseadas en las bandas de paso.

Este apartado de diseño de filtros lo dividiremos en dos bloques,

correspondientes al paso bajo y paso banda, y en cada uno de ellos realizaremos

simulaciones con bloques ideales de MWO y las compararemos con nuestros

diseños con elementos reales.

96


6.1 Filtro paso bajo

Para este filtro vamos a usar finalmente una frecuencia de corte de 0.8 GHz y

orden 4, ya que supone un compromiso entre selectividad del filtro y longitud final de

las líneas. Una frecuencia de corte inferior supone el uso de líneas excesivamente

largas que introducirían muchas pérdidas.

A continuación se muestra la máscara de atenuación genérica de un filtro paso

bajo:

En ella se ve como las bajas frecuencias prácticamente no se atenúan (banda

de paso) y las altas frecuencias sí que son atenuadas (banda de rechazo del filtro).

6.1.1 Elementos ideales

Como ya hemos dicho, vamos a usar los filtros más sencillos que cumplan

con su objetivo. Por ello elegimos como filtro paso bajo ideal con componentes

distribuidos el “Butterworth Distributed Lowpass Filter (DLPFB)” especificando un

orden 4, y frecuencia de corte 0.8 GHz.

El elegir un filtro de respuesta tipo Butterworth también se debe a que, como

veremos en el diseño real, no necesitan adaptador de impedancia a la salida lo que

hace que el diseño sea algo más sencillo, que es lo que buscamos.

97


DLPFB

FC=FP=N=ID=

2 GHzfp2 GHzn2 DLPFB1

PORT

Z=P=

50 Ohm2

PORT

Z=P=

50 Ohm1

n2=4

fp2=0.8

fc2=2

6.1.1.1 Simulaciones

Para el análisis y comparativa de los filtros, vamos a basarnos en el espectro

a la salida y en su función de transferencia. Lo primero ya sabemos sobradamente

cómo simularlo pero la función de transferencia pasamos a comentarla a

continuación.

Se trata de ver el comportamiento del parámetro de reflexión del filtro S11

(señales que refleja) y el de transmisión S21 (señales que atenúa) con respecto a la

frecuencia.

Para ello usamos el tipo de medida “Scattering Coefficients (S)” dentro de

“Port Parameters”. En los campos “From port index”, “To port index” especificamos si

queremos medir el S11 (From 1, To 1) o el S21 (From 1, To 2).

98


Para que los resultados de los parámetros S sean correctos, es necesario

que el filtro en cuestión se encuentre en un esquemático aparte, para que se realice

el análisis al margen del resto del circuito. En cambio para el análisis del espectro sí

que lo hacemos con el conjunto completo de circuito más filtro.

Para el filtro paso bajo ideal de MWO, la respuesta en escala lineal es la siguiente:

0 1 2 3 4Frecuencia (GHz)

Filtro paso Bajo Ideal

0

0.2

0.4

0.6

0.8

1

0.8 GHz 0.7071

|S[1,1]|Filtro Paso Bajo Ideal

|S[2,1]|Filtro Paso Bajo Ideal

Como vemos, es una respuesta ideal acorde con el orden del filtro, ya que un

orden mayor haría que fuera más abrupto. Además, en la banda de paso no hay

atenuación y en la banda rechazada la señal es completamente atenuada. También

vemos como el punto de corte se sitúa en los 0.8GHz.

Otra característica es el comportamiento periódico del filtro, pues a partir de

los 3 GHz aproximadamente, se vuelve a repetir la respuesta. Por ello los tonos

situados alrededor de 3 GHz y 5 GHz aproximadamente, no se verán atenuados.

Al conectar el filtro a la salida del mezclador y medir el espectro a la salida,

vemos lo siguiente:

99



Espectro

-100

-80

-60

-40

-20

0

DB(|Pharm[PORT_3,1,3]|) (dBm)Mezclador

DB(|Pharm[PORT_3,1,3]|) (dBm)Mezclador FPBajo IDEAL

Las frecuencias entre 1 GHz y 3 GHz se atenúan fuertemente, pero entre los

3 y 5 GHz, debido a la respuesta periódica del filtro, no se atenúan y conforme

subimos en frecuencia se repite el mismo patrón.

6.1.2 Elementos reales

6.1.2.1 Estudio teórico

Como ya dijimos, vamos a realizar un filtro paso bajo mediante líneas con

saltos de impedancia. A continuación vamos a ver resumidamente los pasos para

obtener las dimensiones de las líneas a partir de los datos del filtro.

Queremos realizar la síntesis de un filtro paso bajo de respuesta tipo Butterworth

de orden 4 y frecuencia de corte 0.8 GHz.

• Respuesta Butterworth

• n=4

• f1=0.8GHz

100


Nuevamente mostramos la máscara de atenuación del filtro paso bajo:

El filtro lo sintetizamos con una serie de bobinas y condensadores

conectados en serie y paralelo. Se puede comenzar indistintamente por bobina serie

o condensador paralelo. En el siguiente dibujo se muestran ambas posibilidades en

donde “N” es el orden del filtro:

Para nuestro caso y según la tabla de coeficientes de Butterworth:

Coeficientes Butterworth

N g1 g2 g3 g4 g5 g6 g7 g8 g9 g10 g11

1 2.0000

2 1.4142 1.4142 1.0000

3 1.0000 2.0000 1.0000 1.0000

4 0.7654 1.8478 1.8478 0.7654 1.0000

5 0.6180 1.6180 2.0000 1.6180 0.6180 1.0000

6 0.5176 1.4142 1.9318 1.9318 1.4142 0.5176 1.0000

7 0.4450 1.2470 1.8019 2.0000 1.8019 1.2470 0.4450 1.0000

8 0.3902 1.1111 1.6629 1.9615 1.9615 1.6629 1.1111 0.3902 1.0000

9 0.3473 1.0000 1.5321 1.8794 2.0000 1.8794 1.5321 1.0000 0.3473 1.0000

10 0.3129 0.9080 1.4142 1.7820 1.9754 1.9754 1.7820 1.4142 0.9080 0.3129 1.0000

101


Obtenemos que para orden n=4, los gn+1 coeficientes son los siguientes:

g1= 0.7654 g2=1.8478 g3=1.8478 g4=0.7654 g5=1

Éstos serán alternativamente bobina y condensador o viceversa, siendo el

quinto elemento una resistencia.

Nótese que el último coeficiente vale 1. Esto ocurre para cualquier orden del

filtro Butterworth, lo que implica que la resistencia de salida o más correctamente, la

impedancia a la salida será la nominal, es decir 50 Ohmios, por lo que, como ya

adelantamos anteriormente, no necesita adaptador de impedancia a la salida y por

ello el diseño es aún más sencillo.

El filtro con saltos de impedancia lo realizamos usando líneas de alta

impedancia (estrechas) que equivalen a bobinas en serie y líneas de baja

impedancia (anchas) que equivalen a condensadores en paralelo.

Usando la herramienta “TxLine” de MWO vamos a realizar los cálculos de las

anchuras y las permitividades efectivas, εreff, para las líneas de alta impedancia y

baja impedancia, que las vamos a fijar en Zmax=100 Ω y Zmin=20 Ω, respectivamente.

Haremos los cálculos para una frecuencia de 0.4 GHz.

Elemento Carácter Impedancia (Ω) Anchura (mm) εreff

Condensador paralelo Baja

impedancia Zmin = 20 Wmax = 7.2541 εreffmax = 5.1171

Bobina serie Alta

impedancia Zmax = 100 Wmin = 0.31342 εreffmin = 3.9379

Resistencia serie de salida Nominal Z0 = 50 W = 1.8406 εreff = 4.4256

Ya sabemos las anchuras de las líneas. Ahora necesitamos las longitudes.

Para ellos hacemos uso de la siguiente relación:

102


wc

Lireff

ii

0⋅=εφ

donde:

⎪⎪⎪⎪⎪⎪

⎩

⎪⎪⎪⎪⎪⎪

⎨

⎧

⎪⎪⎩

⎪⎪⎨

⎧

→⋅=

→⋅=

⋅⋅⋅=

⋅=

BobinaZZ

g

rCondensadoZ

Zg

w

c

iLi

iCi

i

max

0

0

min

6

80

104.02

103

φ

φφ

π

80 103 ⋅=c m/s

6104.02 ⋅⋅⋅= πw rad

⎪⎪⎩

⎪⎪⎨

⎧

→⋅=

→⋅=

BobinaZZ

g

rCondensadoZ

Zg

iLi

iCi

i

max

0

0

min

φ

φφ

Ya que el comenzar con bobina o condensador no afecta al diseño, vamos a

comenzar con bobina. En una misma tabla vamos a incluir, a modo de resumen,

tanto los resultados de las longitudes como todos los demás parámetros principales

de cada línea.

Elemento Impedancia Anchura (mm) Longitud (mm)

Bobina 1 serie Zmax = 100 Wmin = 0.31342 LL1 = 11.81081

Condensador 2

paralelo Zmin = 20 Wmax = 7.2541 LC2 = 19.50088

Bobina 3 serie Zmax = 100 Wmin = 0.31342 LL3 = 27.78715

Condensador 4

paralelo Zmin = 20 Wmax = 7.2541 LC4 = 8.15685

Resistencia de salida Z0 = 50 W = 1.8406 LR = -

El esquemático con MWO queda de la siguiente manera:

103


MLIN

L=W=ID=

11.81 mm0.3134 mmTL1

MLIN

L=W=ID=

19.5 mm7.254 mmTL2

MLIN

L=W=ID=

27.79 mm0.3134 mmTL3

MLIN

L=W=ID=

8.157 mm7.254 mmTL4

MLIN

L=W=ID=

3 mm1.831 mmTL5

MSUB

Name=ErNom=

Tand=Rho=

T=H=Er=

RO-1 6.15 0.002 1 0.035 mm1.27 mm6.15

PORT

Z=P=

50 Ohm1

PORT

Z=P=

50 Ohm2

Y el layout:

6.1.2.2 Función de transferencia

La función de transferencia la calculamos del mismo modo al explicado en el

punto 6.1.1.1. La representamos en escala lineal y la comparación real-ideal la

haremos en escala logarítmica.

104


Vemos como es muy parecida a la ideal, con la frecuencia de corte

correctamente situada en los 0.8 GHz, pero que en la banda de rechazo no se

atenúa totalmente la señal y en la banda de paso hay una mínima atenuación de la

señal debido a las pérdidas que, inevitablemente, introducen las líneas.

En este caso la respuesta no es periódica, como en el ideal, sino espuria,

produciéndose a partir de los 2.5 GHz y dejando sin atenuar las frecuencias entre los

2.5 GHz y los 3.5 GHz aproximadamente.

Esto último lo veremos con detalle más adelante en el espectro a la salida

comparando los filtros ideal y real.


Filtro paso Bajo Real

0

0.2

0.4

0.6

0.8

1

0.8 GHz 0.6791

|S[1,1]|Filtro Paso Bajo Real

|S[2,1]|Filtro Paso Bajo Real

6.1.2.3 Comparación Ideal – Real

Vamos a comparar por separado los dos parámetros de la función de

transferencia del filtro paso bajo ideal del punto 6.1.1 con éste último.

105


En todas las gráficas de comparación en azul se muestra el ideal y en rojo el

real. Esto también es aplicable a las gráficas del punto siguiente.

Para ver los efectos de la función de transferencia del filtro real en la salida

del mezclador, vamos a centrarnos en un tono de la banda de rechazo y otro de la

banda de paso. Tomaremos, por ejemplo, el tono de IF, 0.144 GHz, y el tono de RF,

1.42 GHz. El primero de ellos, por estar en la banda de paso, deberá conservarse

con idéntica potencia y el segundo, por estar en la banda de rechazo, deberá

atenuarse lo máximo posible. Veremos en qué medida se consigue este objetivo.

También nos vamos a fijar en las frecuencias donde se repite la respuesta del

filtro para ver como se refleja esto en el espectro de salida.


S11 Filtro paso Bajo Ideal vs Real

-30

-20

-10

0

1.42 GHz -0.001199 dB

1.42 GHz -0.2083 dB

DB(|S[1,1]|)Filtro Paso Bajo Ideal

DB(|S[1,1]|)Filtro Paso Bajo Real

Lo más destacable es la ligera atenuación en la banda de paso y la aparición de la

respuesta espuria sobre los 2.6 GHz, es decir, antes de la ideal.

Simulando ahora el parámetro S21 vemos lo siguiente.

106



S21 Filtro paso Bajo Ideal vs Real

-30

-20

-10

0

0.1439 GHz -0.03956 dB

1.42 GHz -14.9 dB

2.6 GHz -1.382 dB

DB(|S[2,1]|)Filtro Paso Bajo Ideal

DB(|S[2,1]|)Filtro Paso Bajo Real

La banda de rechazo no está atenuada tanto como en el filtro ideal y en los

2.6 GHz está el primer pico de la respuesta espuria.

Lo más importante es que en la banda de paso existen unas pequeñas atenuaciones

de –0.03 dB. Además, en la banda de rechazo no se va a atenuar la señal tanto

como en el filtro ideal, ya que para el tono de 1.42 GHz tenemos –14.9 dB de frente

a los más de –30 dB del ideal. Por último, aparece una respuesta espuria alrededor

de los 2.6 GHz debido al comportamiento de las líneas de transmisión reales.

107


6.1.2.4 Espectro

El filtro paso bajo diseñado consigue mantener los tres tonos más cercanos al

IF en cuanto a frecuencia y potencia (1.132 GHz, 1.276 GHz, 1.42 GHz) por debajo

de los –60 dBm, consiguiendo una atenuación de 20 dBm y a la vez manteniendo

prácticamente intacta la potencia del tono de IF.


Espectro SIN FILTRO vs FILTRO IDEAL vs FILTRO REAL

-100

-80

-60

-40

-20

0

1.42 GHz -81.92 dBm

1.42 GHz -61.08 dBm

1.42 GHz -40.49 dBm

0.144 GHz -20.25 dBm

0.144 GHz -19.9 dBm

DB(| Pharm[PORT_3,1,3]| ) (dBm)Mezclador

DB(| Pharm[PORT_3,1,3]| ) (dBm)Mezclador FPBajo IDEAL

DB(| Pharm[PORT_3,1,3]| ) (dBm)Mezclador FPBajo REAL

108


6.2 Filtro paso banda

Como ya comentamos, vamos a realizar el filtro paso banda con elementos

concentrados. Tomaremos nuevamente una respuesta tipo Butterworth y de orden 4.

Las frecuencias de corte serán 0.05 GHz y 0.25 GHz, ya que queremos aislar el tono

IF de 0.144 GHz.

En la siguiente figura se muestra la máscara de atenuación genérica de un

filtro paso banda:

6.2.1 Elementos ideales

Como filtro de comportamiento ideal usaremos el “Butterworth Bandpass

Filter (BPFB)” que simula un filtro paso banda con elementos concentrados.

BPFB

FP2=FP1=

N=ID=

0.25 GHz0.05 GHz4 BPFB1

PORT

Z=P=

50 Ohm1 PORT

Z=P=

50 Ohm2

6.2.1.1 Simulaciones

La función de transferencia del filtro paso banda ideal, calculada de igual

manera que explicamos antes y en escala lineal, es la siguiente:

109


0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5Frequency (GHz)

Filtro paso Banda Ideal

0

0.2

0.4

0.6

0.8

1

0.25 GHz 0.7072

0.05 GHz 0.7072

|S[1,1]|Filtro Paso Banda Ideal


Las frecuencias de corte se sitúan correctamente en 0.05 GHz y 0.25 GHz y

al ser un filtro ideal en la banda de paso no hay atenuación.

Al conectar en cascada el filtro paso banda ideal, el espectro a la salida es el

siguiente:

0 2 4 6 8 9.22Frequency (GHz)

Espectro Filtros Ideales

-100

-80

-60

-40

-20

0

0.288 GHz -70.28 dBm

0.144 GHz -20.29 dBm

DB(|Pharm[PORT_3,1,3]|) (dBm)Mezclador FPBajo IDEAL

DB(|Pharm[PORT_3,1,3]|) (dBm)Mezclador FPBajo y FPBanda IDEAL

110


Prácticamente se anulan todas las frecuencias excepto la IF. El tono cercano

a la IF se puede despreciar ya que es de tan solo unos –70dBm.

Por tanto, con un filtro paso banda ideal ya hemos conseguido lo que

pretendíamos. Ahora vamos a realizarlo con componentes reales.

6.2.2 Elementos reales

6.2.2.1 Estudio teórico

Como ya comentamos antes, la máscara de atenuación del filtro paso banda

es la siguiente:

Las características principales del filtro serán las siguientes:

• Respuesta Butterworth

• n=4

• f1=0.05Ghz

• f2=0.25GHz

• fA=0.02GHz

• fB=0.5GHz

Primeramente debemos hacer el equivalente paso bajo del filtro paso banda

deseado. Para ello hacemos la siguiente conversión:

111


GHzfff 1118.0210 =⋅=

1118.020 ⋅⋅= πw

788854.11118.0

05.025.0

0

12 =−

=−

=∆f

ff

⎪⎪⎩

⎪⎪⎨

⎧

=′−=′

=′−=′

→⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛−⋅

∆=′

375.2025.3

11

1 2

1

0

0

B

Ai

ii

wwww

ww

ww

w

Entre wA y wB tomamos el de menor módulo (es decir, el más restrictivo) y

como AB ww ≤ tomamos wB, donde ésta pasa a ser la frecuencia de corte de un

filtro paso bajo equivalente al paso banda buscado.

Ahora tenemos el equivalente paso bajo. Buscamos los coeficientes de

Butterworth para n=4.

Coeficientes Butterworth

N g1 g2 g3 g4 g5 g6 g7 g8 g9 g10 g11

1 2.0000

2 1.4142 1.4142 1.0000

3 1.0000 2.0000 1.0000 1.0000

4 0.7654 1.8478 1.8478 0.7654 1.0000

5 0.6180 1.6180 2.0000 1.6180 0.6180 1.0000

6 0.5176 1.4142 1.9318 1.9318 1.4142 0.5176 1.0000

7 0.4450 1.2470 1.8019 2.0000 1.8019 1.2470 0.4450 1.0000

8 0.3902 1.1111 1.6629 1.9615 1.9615 1.6629 1.1111 0.3902 1.0000

9 0.3473 1.0000 1.5321 1.8794 2.0000 1.8794 1.5321 1.0000 0.3473 1.0000

10 0.3129 0.9080 1.4142 1.7820 1.9754 1.9754 1.7820 1.4142 0.9080 0.3129 1.0000

g1= 0.7654 g2=1.8478 g3=1.8478 g4=0.7654 g5=1

Estos son los coeficientes para los elementos de un filtro paso bajo.

Comenzando por bobina el circuito sería el siguiente:

112


Ahora tenemos que desnormalizar. La conversión de cada elemento del paso

bajo a paso banda es la siguiente:

Donde la bobina serie pasa a ser bobina y condensador serie y el

condensador paralelo pasa a ser bobina y condensador en paralelo. Los valores

concretos de cada componente los obtenemos con la siguiente relación:

00_ w

gZL Li

iSERIE ⋅∆⋅=

⎪⎪⎪⎪⎪

⎩

⎪⎪⎪⎪⎪

⎨

⎧

========

nHLnFC

nFCnHLnHLnFCnFC

nHL

P

P

S

S

P

P

S

S

3495.16601218.00275.052.73905.68

0294.00665.045.30

2

2

2

2

1

1

1

1

00_ Zwg

CLi

iSERIE ⋅⋅∆

=

00_ wg

ZLCi

iPARALELO ⋅∆

⋅=

00_ wZ

gC Ci

iPARALELO ⋅∆⋅=

En el caso del filtro paso banda, debemos usar bobinas y condensadores y

además conectarlos entre sí de forma que encajen correctamente en el layout final.

Por tanto deberemos usar tramos de línea microstrip para hacer las conexiones y

además usar valores de los componentes que estén disponibles en el mercado. Esto

va a producir efectos no deseados debidos a la presencia de las mismas líneas y a

las diferencias entre los valores teóricos necesarios de los componentes y los

utilizados finalmente.

113


Para poder valorar dichos efectos vamos a simular primeramente sólo con los

componentes, después los componentes conectados con líneas de transmisión y

finalmente cambiaremos los valores de los componentes por los disponibles en el

mercado. De esta forma podremos ver como afectan a la respuesta del filtro tanto las

líneas como las diferencias de los valores de los componentes.

6.2.2.2 Simulación sólo con componentes de valores teóricos

Usaremos los valores obtenidos en el estudio teórico y los conectaremos sin

usar líneas de transmisión, es decir que las conexiones entre ellos serán ideales.

El circuito es el siguiente:

CAP

C=ID=

66.5 pFC1

CAP

C=ID=

29.4 pFC2

CAP

C=ID=

27.5 pFC3

CAP

C=ID=

12.18 pFC4

IND

L=ID=

30.45 nHL1

IND

L=ID=

68.91 nHL2

IND

L=ID=

73.2 nHL3

IND

L=ID=

166.3 nHL4

PORT

Z=P=

50 Ohm1

PORT

Z=P=

50 Ohm2

El layout de momento no está definido ya que no hemos concretado el

encapsulado de los componentes ni las conexiones entre líneas de los mismos.

La función de transferencia comparada con la ideal es:

114


0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5Frequency (GHz)

Filtro paso Banda Ideal Vs Solo Componentes

-50

-40

-30

-20

-10

0

0.1142 GHz -49.32 dB

DB(|S[1,1]|)Filtro Paso Banda Ideal


DB(|S[1,1]|)Filtro Paso Banda Solo Componentes

DB(|S[2,1]|)Filtro Paso Banda Solo Componentes

En donde vemos como el parámetro de transmisión S21 es prácticamente el

mismo en ambos circuitos. Pero el de reflexión S11, no consigue un valor tan “ideal”

en la banda de paso aunque un valor en torno a los –50 dB se puede considerar más

que suficiente. Recordemos que en la banda de paso la señal no debe ser reflejada

por el filtro y un valor de –50 dB es tan pequeño que prácticamente dejará pasar

todas las señales en dichas frecuencias.

6.2.2.3 Simulación con componentes de valores teóricos y líneas

Ahora vamos a añadir las líneas de conexión entre componentes y las

conexiones a masa. Como ya hemos dicho anteriormente, es como un puzzle donde

debemos usar los tramos de línea adecuados para que todos los componentes

encajen.

Recordemos que en circuitos de tecnología microstip las conexiones a masa

se realizan comunicando o conectando la parte conductora con el plano de masa. En

la práctica se hace mediante un taladro vertical en la placa que conecta ambas

capas. A estas conexiones se les llama “Via Hole”.

115


VIA

RHO=T=H=D=ID=

1 0.1 mm1.27 mm0.7 mmV1

En MWO los “Via Hole” se modelan con el componente VIA cuyos parámetros

principales son:

Diámetro del agujero D

Grosor del substrato H

Grosor del metal T

En cuanto a los tramos de línea para las conexiones entre componentes,

usaremos líneas lo suficientemente anchas como para que abarquen la total anchura

de la patilla del encapsulado a conectar. Hay que tener en cuenta que en esta parte

del circuito ya trabajamos a mucha menor frecuencia y por ello no resultan tan

críticos los tamaños de las líneas. Lo que sí van a introducir son pequeñas pérdidas

adicionales y reflexiones como veremos en las simulaciones.

Para hacer el layout de las bobinas y condensadores, recurriremos a las

hojas de especificaciones que proporciona el fabricante y seguiremos los pasos del

punto 5.3 para el diseño de los layout en MWO. El circuito es el siguiente:

CAP

C=ID=

66.5 pFC1

CAP

C=ID=

29.4 pFC2

CAP

C=ID=

27.5 pFC3

CAP

C=ID=

12.18 pFC4

IND

L=ID=

30.45 nHL1

IND

L=ID=

68.91 nHL2

IND

L=ID=

73.2 nHL3

IND

L=ID=

166.3 nHL4

MSUB

Name=ErNom=

Tand=Rho=

T=H=

Er=

RO-1 6.15 0.002 1 0.035 mm1.27 mm6.15

MLIN

L=W =ID=

1 mm1.5 mmTL1

MLEF

L=W=ID=

1 mm2 mmTL2

MLEF

L=W =ID=

1 mm2 mmTL3

MLEF

L=W=ID=

1 mm2 mmTL4

MLEF

L=W=ID=

1 mm2 mmTL5

MLIN

L=W=ID=

1 mm1.5 mmTL6

MLIN

L=W =ID=

1 mm1.5 mmTL7

MLIN

L=W=ID=

2 mm1.5 mmTL8

MLIN

L=W=ID=

1 mm1.5 mmTL9

MLIN

L=W =ID=

1 mm1.5 mmTL10

MLIN

L=W=ID=

1 mm1.5 mmTL11

MLIN

L=W =ID=

3 mm1.25 mmT L12

MLIN

L=W=ID=

0.5 mm1.25 mmTL13

MLIN

L=W =ID=

2 mm1.5 mmT L14

1

2

3

4

MCRO SS$ID= TL15

MLIN

L=W=ID=

2 mm1.5 mmTL16

MLIN

L=W =ID=

2 mm1.5 mmTL17

MLIN

L=W=ID=

0.5 mm1.5 mmTL18

MLIN

L=W=ID=

2 mm1.5 mmTL19

1

2

3

4

MCROSS$ID= TL20

VIA

RHO=T=H=D=ID=

1 0.1 mm1.27 mm0.7 mmV1

VIA

RHO=T=H=D=

ID=

1 0.1 mm1.27 mm0.7 mmV2

VIA

RHO=T =H=D=ID=

1 0.1 mm1.27 mm0.7 mmV3

VIA

RHO=T=H=D=

ID=

1 0.1 mm1.27 mm0.7 mmV4

PORT

Z=P=

50 Ohm1

PO RT

Z =P=

50 Ohm2

116


En una representación tridimensional se aprecia con más claridad los via

hole:

Comparando nuevamente su respuesta con la del ideal vemos lo siguiente:

117


0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5Frequency (GHz)

Filtro paso Banda Ideal Vs Componentes y Lineas

-50

-40

-30

-20

-10

00.2349 GHz -2.818 dB

0.1152 GHz -31.48 dB



DB(|S[1,1]|)Filtro Paso Banda Comp y Lineas

DB(|S[2,1]|)Filtro Paso Banda Comp y Lineas

En este caso se produce un aumento de la reflexión en la banda de paso de

unos 20dBm al introducir las líneas de conexión entre los componentes y los Via

Hole.

Además la respuesta del parámetro S21 para frecuencias altas se desvía

levemente respecto del ideal y hace que se desvíe un poco la frecuencia de cortes

de los 0.25 GHz a 0.2 GHz.

118


6.2.2.4 Simulación con componentes de valores reales y líneas

Ya sabemos los valores de bobinas y condensadores que tenemos que usar,

pero ahora debemos de tener en cuenta que pretendemos fabricar el circuito y eso

implica ver si en el mercado existen dichos valores concretos o aproximados de

bobinas y condensadores.

En nuestro caso vamos a usar los componentes para el filtro paso banda del

proveedor RS, cuya web en España es www.amidata.es. En el anexo se encuentra

un extracto de las hojas de especificaciones de bobinas y condensadores.

Tras hacer varias simulaciones con los valores cercanos a los necesarios

elegimos finalmente aquellos que dan mejor resultado, que son:

Valor necesario Valor usado Referencia RS

66.5 68 237-6876

29.4 27 237-6810

27.5 27 237-6810

CONDENSADORES

(pF)

12.18 10 211-3091

30.45 33 469-2978

68.91 56 469-2990

73.2 56 469-2990

BOBINAS

(nH)

166.3 180 469-3022

En las dos siguientes gráficas comparamos el filtro con los componentes finales con

el ideal, primero en escala logarítmica y luego en lineal.

119

http://www.amidata.es/


0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5Frequency (GHz)

Filtro paso Banda Ideal Vs Componentes Reales

-50

-40

-30

-20

-10

00.05635 GHz -3.103 dB

0.2718 GHz -3.035 dB

0.1252 GHz -29.44 dB



DB(|S[1,1]|)FPBanda AJUSTADO

DB(|S[2,1]|)FPBanda AJUSTADO

0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5Frequency (GHz)

Filtro paso Banda Ideal Vs Componentes Reales

0

0.2

0.4

0.6

0.8

1

0.1256 GHz 0.03388

0.05627 GHz 0.7054

0.2718 GHz 0.706



|S[1,1]|FPBanda AJUSTADO

|S[2,1]|FPBanda AJUSTADO

El comportamiento es prácticamente el mismo con una mínima desviación de

las frecuencias de corte.

120


6.2.2.5 Espectro

El resultado con los valores reales es muy satisfactorio, pues se consiguen

mantener los armónicos no deseables más de 20 dBm por debajo del tono de IF.

0 2 4 6 8 9.22Frequency (GHz)

Espectro final

-100

-80

-60

-40

-20

0

0.288 GHz -70.28 dBm

0.144 GHz -20.29 dBm

0.144 GHz -20.08 dBm

DB(|Pharm[PORT_3,1,3]|) (dBm)Mezclador FPBajo y FPBanda IDEAL

DB(|Pharm[PORT_3,1,3]|) (dBm)CIRCUITO AJUSTADO

121


6.3 Gráficas representativas de medidas con filtros

Espectro a la salida del mezclador

con filtros (rojo) y sin filtros (azul) Pérdidas de Conversión

Aislamiento OL-RF Aislamiento OL-IF

Aislamiento RF-OL Aislamiento RF-IF

122


Reflexión Puerto OL Reflexión Puerto RF

123


7 FABRICACION

Una vez terminadas las simulaciones, pasamos a fabricar el circuito.

Comentaremos cada uno de los pasos a seguir a modo de “guía” de fabricación.

También explicaremos como se realizan las medidas con los aparatos disponibles en

el laboratorio y compararemos los resultados con las simulaciones.

7.1 Consideraciones previas

Antes de continuar es necesario comentar algunas incidencias de última hora

que han hecho que el diseño final varíe levemente del original.

Ya hemos descrito anteriormente los componentes que usaríamos en el

circuito final (diodos, condensadores y bobinas) y sus características principales.

Dichos componentes fueron pedidos a sus respectivos distribuidores pero debido a

alguna confusión o malentendido, los diodos enviados son de un encapsulado doble

y las bobinas son de alta frecuencia.

El encapsulado del diodo es el correspondiente al modelo MA4E2054B que

monta dos diodos en oposición de fase y salida común. Para no tener que cambiar el

diseño, decidimos montar estos diodos usando en cada caso solamente uno de

ellos, dejando la tercera patilla sin conectar. Solamente se desvió un poco las líneas

que conectan la salida para que ajustasen perfectamente. Esto no afectó al resultado

final como veremos más adelante.

124


En cuanto a las bobinas, el único inconveniente es que al ser de alta

frecuencia, su tamaño es un poco menor y simplemente resulta más delicado a la

hora de soldarlas.

Respecto a los aisladores y teniendo en cuenta que su uso es recomendable,

no los colocaremos a las entradas de los puertos, debido a que en el momento de

hacer el pedido de los componentes, no conseguimos encontrar unos adecuados y

de un precio razonable. Por ello, se deja pendiente como mejora del mezclador.

Finalmente, la fabricación se ha hecho en tres circuitos independientes

correspondientes al mezclador, filtro paso bajo y filtro paso banda que se conectarán

entre sí mediante cables coaxiales y conectores SMA. Esto permitirá medir cada

circuito independientemente.

125


7.2 Fabricación de la placa y soldadura de componentes

Para la fabricación del circuito con líneas microstrip, partimos del layout final

realizado en MWO. Primeramente se exporta ( “Layout>Export Layout”) en formato

Gerber para poder abrirlo con el programa CircuitCam y ajustar el layout. La

fresadora tiene una precisión de 5 centésimas de milímetro, por lo que deben

ajustarse las medidas de las líneas a este valor.

Una vez tenemos los archivos necesarios, vamos al Servicio de Apoyo a la

Investigación Tecnológica (SAIT) de la UPCT,

donde se encuentra la fresadora de circuitos

impresos LPKF ProtoMat C60.

En el ordenador que está conectado a

la fresadora, cargamos los archivos usando el

programa BoardMaster que es el software que

controla a la máquina. En éste último programa

solamente habrá que ajustar la posición del

layout dentro de la placa.

Recordemos que estamos usando placas cuyo precio por unidad es de unos

300 euros por lo que siempre intentaremos aprovechar al máximo el espacio

disponible.

Dicha placa es de gran calidad pero debido a las características de su

dieléctrico hacen que sea necesaria mucha precisión y en ocasiones se quedan

imperfecciones que deben ser extraídas a mano, como veremos en las imágenes.

126


Una vez ajustado y colocada la broca de fresado, comienza el proceso,

donde se van eliminando las partes sobrantes de cobre, quedando el layout sobre el

dieléctrico.

127


Al terminar el fresado, se recorta el circuito y se extrae de la placa. Como ya

hemos comentando, es normal la

presencia de restos de dieléctrico, como

se ve en la imagen de la derecha.

Pero con un raspador, una cuchilla

y un poco de paciencia la placa queda

totalmente “limpia”, como veremos más

adelante.

Para cada ViaHole del filtro paso banda, es necesario

hacer, como dice su nombre, una vía para conectar mediante

un cable, la cara inferior de masa con la parte superior. Esto

lo haremos con un pequeño taladro unido a un soporte vertical

que hace se incida de forma perpendicular a la placa.

Tendremos la precaución de hacer el agujero exactamente en

el mismo sitio donde se ubicó en las simulaciones.

El paso siguiente es soldar los componentes y conectores. Como ya

sabemos, los diodos que nos enviaron son dobles y usaremos solamente dos de las

tres patillas de cada uno.

En cuanto a los conectores, usaremos que incluyen 4 patillas que “abrazan” a

la placa y facilitan su montaje.

128


Realizaremos las soldaduras con dos estaños y dos puntas de diferente

grosor, según trabajemos con los conectores

o con los componentes (menor tamaño, más

precisión requiere)

Usaremos la estación de soldadura

Pace ST-25 disponible en los laboratorios.

El aspecto final del mezclador, filtro

paso bajo y filtro paso banda una vez raspados los restos de dieléctrico, soldados los

componentes y conectores y realizados los viahole, es el siguiente:

Mezclador

Filtro Paso Bajo

Filtro Paso banda

129


7.3 Cómo medir

Usaremos los siguientes aparatos y componentes de medida pertenecientes a

los laboratorios y grupos de investigación TSC-3, GEAT y SiCoMo de la UPCT:

• Analizador de espectro portátil Rohde&Schwarz FSH-3.

Rango de frecuencias: 100 KHz a 3 GHz.

• Analizador de redes Agilent E5071B.

Rango de frecuencias: 300 KHz a 8,5 GHz.

Potencia máxima: 10 dBm.

• Analizador de redes Hewlett Packard 8594E.

Rango de frecuencias: 9 KHz a 2.9 GHz.

Potencia máxima: 10 dBm.

• Cables coaxiales con conectores sma.

• Cargas adaptadas de 50 Ω con conector sma.

• Transiciones de conector N macho a sma hembra para los puertos de los

analizadores.

• Memoria USB y ordenador con el software FSHView y conexión USB para

volcar los datos del analizador Agilent y el analizador de espectro R&S.

130


En los apartados siguientes describiremos como medir los filtros, el espectro

y pérdidas de conversión para el mezclador con filtros y sin filtros y el aislamiento y

la reflexión para el circuito completo.

Siempre que sea posible, usaremos el analizador Agilent para medir y tomar

capturas de aislamiento, reflexión y

los parámetros de los filtros, ya que

funciona sobre un ordenador con

sistema operativo Windows, resulta

muy sencillo gestionar los archivos

de las capturas y volcarlos a una

memoria USB, además de permitir

manejarlo mediante ratón y teclado.

No debemos olvidar calibrar

el analizador con el kit de calibración y con los mismos cables que vayamos a usar

para conectar el analizador con los circuitos.

131


A continuación describiremos cómo realizar cada una de las medidas de los

parámetros que hemos simulado mediante MWO. Se incluye un esquema del

montaje para las medidas que requieren una configuración diferente, así como una

fotografía tomada en el momento en el que se realizaba la medida. Los resultados de

las mismas se mostrarán en el punto 8.

7.3.1 Parámetros de reflexión S11 y transmisión S21 de los

filtros

Esta es la medida más sencilla de realizar. Usando el analizador de redes,

conectamos el puerto 1 a la entrada del filtro que deseemos medir y el 2 a la salida y

lo configuramos para que haga un barrido en frecuencia en todo el rango que

permita (desde 300 KHz hasta 3 GHz) midiendo primeramente el parámetro S11 y

después el S21.

Analizador de redes 1 Pot: 0dBm Frec: [300K, 3G]Hz

Puerto 1 Puerto 2

Activar medida: S11 o S21

Filtro PASO-BAJO

IN OUT

132


7.3.2 Espectro

Primeramente decidiremos si queremos medir el espectro de salida del

mezclador sólo o con los filtros, en cuyo caso los conectaremos al mezclador.

Ahora necesitamos generar una señal de 1.42 GHz y otra de 1.276 GHz.

Para ello podemos configurar el analizador de redes para que mida por ejemplo el

parámetro S11 pero a una sola frecuencia (onda continua).

En ese caso por el puerto 1 estaría introduciendo una señal a la frecuencia

especificada y a la vez midiendo la reflexión que se produce en dicho puerto y a

dicha frecuencia. Esto último nos da igual, ya que lo único que buscamos es que se

introduzca la señal a la frecuencia que nosotros queremos.

133


Debido a que el analizador solamente puede general señal por un puerto a la

vez, necesitaremos usar los dos a la vez, el Agilent y el HP. Uno servirá para la RF y

otro para la OL.

Finalmente conectaremos la salida al analizador de espectro R&S eligiendo el

rango de frecuencias que queremos medir.

El esquema de la medida es el siguiente:

Analizador de redes 1 Pot: -10dBm Frec:1.42GHz CW

Puerto 1 Puerto 2

Activar medida: S11

Analizador de redes 2 Pot: 10dBm Frec: 1.276GHz CW

Puerto 1 Puerto 2

Activar medida: S22 OL

MEZCLADOR+

FILTROS

RFIF

Analizador de

espectro

Entrada RF

134


7.3.3 Pérdidas de conversión

Las pérdidas de conversión recordemos que es la relación entre la potencia

de señal de RF introducida y la potencia de señal de IF a la salida.

Para calcular la curva de las pérdidas de conversión usaremos el mismo

montaje que en el caso anterior, donde iremos variando en el analizador de espectro

la potencia OL o RF para un valor de potencia RF u OL fija en el otro analizador, e

iremos anotando la potencia de IF medida en el analizador de espectro.

Una vez medido, las pérdidas de conversión para cada valor de potencia será

la diferencia entre la potencia RF aplicada y la potencia IF medida.

7.3.4 Aislamiento

Si queremos medir el aislamiento OL-IF o RF-IF en condiciones de

funcionamiento del mezclador (introduciendo por los puertos de entrada las señales

correspondientes) lo más sencillo es proceder con el montaje del punto 7.3.2, y

hacer una tabla donde pondremos, para cada valor de potencia OL o RF, el valor de

la misma en la salida IF, medida con el analizador de espectro.

Si lo que queremos es medir el aislamiento OL-RF, conectamos el puerto 1

del analizador con el puerto RF del mezclador, el 2 con el OL y a la salida del filtro

paso banda (salida del circuito) pondremos una carga adaptada. Configuraremos el

analizador Agilent para que haga un barrido de potencia de 0 a 10 dBm (es la

potencia máxima del aparato) para la frecuencia OL (1.276 GHz) y que mida el

parámetro S12.

135


Analizador de redes 1 Pot: [0, 10] dBm Frec:1.276GHz

Puerto 1 Puerto 2

Activar medida: S12

OL

MEZCLADOR+

FILTROS

RFIF

Carga ADAPTADA

Lo que estará haciendo el analizador es introducir por el puerto 2 una señal

de 1.276 Ghz para diferentes potencias y al mismo tiempo, midiendo la cantidad de

señal, a esa misma frecuencia, que le entra por el puerto 1. Es decir, estará

midiendo la cantidad de señal de OL que se cuela al puerto RF para distintas

potencias de OL.

Para medir el aislamiento RF-OL, el montaje es el mismo solo que ahora la

frecuencia será de 1.42 GHz, el barrido en potencia será entre –20 dBm y 10 dBm y

deberemos medir el parámetro S21.

136


En este caso lo que estará haciendo el analizador es introducir por el puerto 1

una señal de 1.42 Ghz para diferentes potencias y al mismo tiempo, midiendo la

cantidad de señal, a esa misma frecuencia, que le entra por el puerto 2. Es decir,

estará midiendo la cantidad de señal de RF que se cuela al puerto OL para distintas

potencias de RF.

7.3.5 Reflexión

Para la reflexión usaremos el mismo montaje que para el aislamiento. La

diferencia es que ahora haremos un barrido en frecuencia de 1GHz a 2 GHz.

Si queremos medir la reflexión del puerto RF, hacemos un barrido en

frecuencia, la potencia la ajustamos a –10 dBm y medimos el parámetro S11.

El esquema es el siguiente:

Analizador de redes 1 Pot: -10 dBm Frec:1.42 GHz

Puerto 1 Puerto 2

Activar medida: S11

OL

MEZCLADOR +

FILTROS

RFIF

Carga ADAPTADA

137


Lo que estará haciendo el analizador es introducir señales entre 1 y 2 GHz de

frecuencia y –10 dBm de potencia por el puerto 1 y al mismo tiempo, midiendo que

cantidad de señal de dichas frecuencias le entra por el mismo puerto 1. Es decir,

estará midiendo la cantidad de señal que se refleja en el puerto RF.

Para la reflexión del puerto OL es igual solo que en este caso la potencia será

de 10dBm y mediremos el parámetro S22.

138


8 MEDIDAS DEL MEZCLADOR FABRICADO

En este apartado vamos a mostrar los resultados de las medidas del circuito

fabricado, realizadas tal y como se acaba de detallar, comparadas con el circuito

simulado en MWO. Las curvas correspondientes a simulaciones de MWO

pertenecen a los circuitos realizados con líneas y componentes de valores reales, es

decir, los circuitos a partir de los cuales se realizó la fabricación.

Primeramente se muestran las medidas de los parámetros de transmisión y

reflexión de los filtros y posteriormente el resto de parámetros del mezclador. Para

estos últimos y mientras no se diga lo contrario, se estará midiendo el circuito

completo (mezclador con filtros).

Para mostrar en una misma gráfica las curvas obtenidas en MWO y con los

analizadores, hemos recurrido al programa Matlab, creando un programa ejecutable

donde importamos los archivos en formato texto. Para ello tenemos que exportar las

gráficas de MWO en formato txt, seleccionando la opción “Graph > Save to file” y

guardar las gráficas del analizador en formato txt también. Después quitamos los

encabezados en los archivos de texto y ya están listos para ser importados a Matlab

y representados con la función “plot”.

139


8.1.1 Filtro paso bajo

140


El resultado del circuito fabricado es muy parecido al simulado, conservando

las frecuencias de corte, pero levemente atenuado en todas las frecuencias, incluido

en la banda de paso (0.7 dB aproximadamente) lo que hace que la IF disminuya

sensiblemente de potencia.

Pero lo más notable es que se repite en el circuito fabricado la respuesta

espuria sobre los 2.6 GHz, que hará que las componentes frecuenciales en torno a

dicho valor, no sean atenuadas. Esto lo veremos más claramente en el espectro.

8.1.2 Filtro paso banda

141


Cambiando los límites del eje Y podemos ver con más detalle esta última

gráfica:

142


El filtro paso banda conserva las frecuencias de corte y la alta selectividad del

simulado pero con la repuesta espuria a diferentes frecuencias que sin embargo, no

afectan en absoluto al proceso de filtrado.

8.1.3 Pérdidas de conversión

El mezclador sin filtros tiene la misma curva de pérdidas de conversión pero

resulta 1.5 dB aproximadamente más alta (recordemos que valores más negativos

en esta gráfica implican que se mide menos cantidad de señal IF y por ello las

pérdidas de conversión son más altas).

143


Ésta segunda medida de las pérdidas de conversión, sin filtros y variando la

potencia RF nos sirve para corroborar lo que ya dijimos acerca de la relación entre

las pérdidas de conversión y la potencia RF: mientras se mantenga la potencia RF

por debajo de 0 dBm, las pérdidas de conversión son constantes.

Como vemos las curvas son muy parecidas pero nuevamente está 1 dB

aproximadamente por debajo de la simulada.

144


El introducir los filtros hace que las curvas sean casi iguales pero un poco

más bajas, debido a la ligera atenuación que provocan dichos filtros sobre la

potencia de la señal de IF.

8.1.4 Espectro

Debido a que encontramos problemas para poder representar

adecuadamente los tonos ideales del espectro exportado de MWO (la función “plot”

de Matlab une todas las muestras y la función “stem” para datos discretos une desde

y=0 hasta la muestra), mostramos para el espectro simulado, puntos que

corresponden a los valores máximos de potencia del tono situado en dicha posición.

145


Con respecto a la simulación, la señal de IF tiene aproximadamente 1 dB

menos de potencia y la OL está menos atenuada.

146


El filtro paso bajo atenúa aceptablemente las señales de OL y RF pero debido

a la respuesta espuria alrededor de los 2.6 GHz, los tonos situados en esta zona

pasan casi intactos por el filtro.

Finalmente con el filtro paso banda el resultado es muy bueno ya que

tenemos el tono de IF con unos –20 dB de potencia y a más de 22 dB del tono más

cercano.

Por último vamos a mostrar el espectro pero usando solamente el filtro paso

banda conectado directamente al mezclador:

147


Vemos como el resultado es prácticamente idéntico. La respuesta del filtro

paso banda, para nuestras necesidades, es tan buena que se puede prescindir del

paso-bajo y los resultados son prácticamente los mismos ya que atenúa fuertemente

todas las señales por encima de los 500 Mhz. Deberá considerarse en el futuro la

posible supresión del filtro paso bajo.

8.1.5 Aislamiento

Para el aislamiento OL-RF no hemos podido medir hasta 20 dBm debido a

que el analizador de redes Agilent que usamos para ello, puede dar una señal de 10

dBm de potencia como máximo.

148


Vemos como hay mucha cantidad de señal de OL que se “cuela” en el puerto

de RF por lo que se deberá usar un aislador en el puerto RF para poder desviar a

una carga adaptada la señal de OL que se cuela en RF.

Además debemos tener en cuenta que la señal de OL tiene una potencia

considerable y podría dañar los circuitos previos, por lo que debemos prestar

especial cuidado al aislamiento OL-RF.

149


Para los valores comunes de uso de potencia RF, el aislamiento presenta la

misma curva pero 5 dB`s inferior y para mayores potencias convergen a un mismo

valor. En este caso también se justifica la necesidad de un aislador para el puerto

OL.

8.1.6 Reflexión

Este parámetro es de gran importancia ya que, como recordaremos, la

reflexión nos da idea de lo adaptado que está el circuito. Valores altos de reflexión

implican poca adaptación y mucha reflexión de señal lo que provoca que se

desaproveche potencia de señal OL y RF en reflexiones.

150


La reflexión del puerto OL presenta una curva muy parecida pero desplazada

en frecuencia, por lo que el mínimo de reflexión se encuentra a un valor más bajo.

Pese a ello, la reflexión para la frecuencia de OL es muy similar.

151


Para el puerto RF la reflexión es mucho mayor, por lo que está mucho más

desadaptado.

Finalmente vamos a medir la reflexión a la entrada del puerto IF y a la

entrada de los filtros para darnos una idea del nivel de adaptación.

El puerto IF tiene una adaptación muy pobre, alrededor de –0.1 dB en la

frecuencia IF por lo que se deberá estudiar el problema de la baja adaptación y la

posible colocación de un aislador en este puerto.

Por último vamos a mostrar la medida de la reflexión a la entrada de los

filtros, es decir, entre la salida del mezclador y la entrada del filtro paso bajo.

152


Existe un mínimo de reflexión muy cercano a la frecuencia IF, lo que quiere

decir que los filtros tienen buena adaptación.

153


9 COMPARATIVA CON UN MEZCLADOR COMERCIAL

Vamos ahora a comparar los principales parámetros de nuestro mezclador,

con un mezclador comercial del proveedor de componentes de microondas Mini-

Circuits (www.minicircuits.com) modelo SYM-14H. Este modelo está diseñado para

operar en frecuencias y rangos de potencia de OL y RF similares a las nuestras. La

hoja de especificaciones completa se encuentra en el anexo.

A continuación mostramos tres tablas, que muestran las prestaciones del

mezclador para valores típicos de RF y OL, correspondientes al mezclador simulado

con MWO (diseño final con componentes reales y filtros), mezclador fabricado y

mezclador comercial SYM-14H.

Prestaciones del MEZCLADOR SIMULADO para valores típicos de

RF (1.42GHz) y OL(1.276GHz)

Aislamiento (dB) Reflexión (dB) RF OL

Pérdidas

Conversión OL-RF OL-IF RF-OL RF-IF RF OL

-10dBm 10dBm -10 dB -21 -150 -12 -145 -5 -15

Prestaciones del MEZCLADOR FABRICADO para valores típicos de


Aislamiento (dB) Reflexión (dB) RF OL

Pérdidas


-10dBm 10dBm -11 dB -29 -55 -7.5 -35 -2 -14.5

154

http://www.minicircuits.com/


Prestaciones del MEZCLADOR COMERCIAL SYM-14H para valores típicos de


Aislamiento (dB) Reflexión (dB)RF OL

Pérdidas


-10dBm 10dBm -7 dB -42 -38 n.d. n.d. -9 -21

A la vista de los resultados se hace evidente el problema de adaptación que

presenta el mezclador fabricado (altos valores de reflexión sobre todo en el puerto

RF) pero en cambio se obtienen valores razonables de pérdidas de conversión y de

aislamiento de las señales de entrada con el puerto de salida.

155


10 CONCLUSIONES Y LINEAS FUTURAS

Este proyecto fin de carrera ha demostrado que es posible la fabricación de

un mezclador balanceado en la banda de 1420 MHz para aplicaciones de

radioastronomía, haciendo uso de los recursos de la Universidad Politécnica de

Cartagena.

Se ha hecho primeramente un diseño teórico del mezclador y sus

componentes para trabajar con una RF de 1420 MHz, una OL de 1276 MHz y

obtener una IF de 144 MHz. Su correcto funcionamiento, usando circuitos de

tecnología microstrip, se ha demostrado matemáticamente usando las relaciones

que definen a cada uno de los elementos del circuito.

Se ha corroborado el correcto funcionamiento del diseño inicial, usando el

software de simulación Microwave Office, donde se tuvieron en cuenta los efectos de

las líneas de transmisión microstrip reales (pérdidas, efectos del dieléctrico,

discontinuidades,...). Además estas simulaciones sirvieron para introducir algunos

elementos nuevos (stubs radiales) y modificar otros.

Las simulaciones de los diferentes parámetros, demostraron que los valores

óptimos de potencia OL y RF son 10 dBm y –10 dBm respectivamente. Con estas

potencias se obtienen en el circuito simulado unas pérdidas de conversión de –10

dB, un aislamiento OL-RF y RF-OL aceptable (de –21 dB y –12 dB), respectivamente

pero en cambio se obtienen unos valores más discretos de reflexión del puerto RF (-

5 dB) y del puerto OL (-15 dB) lo que hace evidente la necesidad de mayor

adaptación del circuito.

Hay que destacar que el diseño del mezclador balanceado y los stubs

radiales han conseguido que disminuya en gran medida la potencia de las señales

de OL y RF a la salida, evitando interferencias indeseadas en el espectro de la señal

de salida.

Además para obtener una señal de IF lo más “limpia” posible, hemos

diseñado un filtro paso bajo mediante saltos de impedancia con una frecuencia de

156


corte de 800 MHz y un filtro paso banda mediante elementos concentrados con unas

frecuencias de corte de 50 MHz y 250 MHz, para poder aislar la señal de IF de

cualquier interferencia fuera de su banda.

Ambos filtros se diseñaron usando los desarrollos teóricos vistos en la

asignatura de Transmisión por Soporte Físico y se compararon con filtros ideales de

Microwave Office, obteniendo buenos resultados en la respuesta en transmisión y

reflexión de los dos filtros.

El circuito se ha fabricado finalmente en tres partes correspondientes al

mezclador, filtro paso bajo y filtro paso banda para permitir la medida independiente

de cada uno de ellos.

Las dimensiones finales de cada uno de los tres circuitos fabricados, sin tener en

cuenta los conectores, es:

• Mezclador largo: 89 mm, ancho: 84 mm

• Filtro paso banda largo: 77 mm, ancho: 26 mm

• Filtro paso bajo largo: 21 mm, ancho: 32 mm

Finalmente se han medido los principales parámetros del mezclador y los

filtros fabricados, usando analizadores de redes y analizadores de espectro.

Los resultados obtenidos para los valores de potencia OL y RF óptimos (10

dBm y –10 dBm respectivamente) muestran unas pérdidas de conversión de –11 dB,

un aislamiento OL-RF mayor (–29 dB) y RF-OL de –7.5 dB. Además presenta una

reflexión del puerto RF y OL muy similares (–2 dB y –14.5 dB) con lo que sigue

apareciendo el problema de la adaptación. Esto se hace evidente al medir también la

reflexión del puerto IF que se sitúa alrededor de –0.1 dB.

Con esto se demuestra que el circuito tiene unas prestaciones muy similares

al diseño simulado.

157


Para terminar proponemos una serie de mejoras y líneas futuras de diseño

que sirvan para hacer más eficiente este primer diseño de mezclador:

1. Comprobar mediante simulaciones y medidas reales, si es posible conseguir

los mismos resultados mediante el uso de un solo filtro. De esta manera se

disminuiría el tamaño del circuito total.

2. Aprovechar los encapsulados que contienen en su interior dos diodos en

antiparalelo, para tratar de usar uno solo y un solo stub radial. De nuevo se

conseguiría un circuito más pequeño.

3. Introducir aisladores en los puerto de entrada y salida del mezclador para

mejorar la adaptación y evitar “fugas” de señal hacia los circuitos

precedentes.

4. Estudiar otras posibles configuraciones de mezclador que mejoren las

prestaciones, sobre todo la adaptación.

5. Proponer un layout lo más compacto posible para que se pueda integrar con

el resto de subsistemas del sistema de recepción del radiotelescopio.

158


11 AGRADECIMIENTOS

Quisiera aprovechar estas últimas líneas para manifestar mi especial

agradecimiento al director de este proyecto, D. José Luis Gómez Tornero, cuya

inestimable ayuda y dedicación a su labor docente e investigadora ha hecho posible

el buen término de este proyecto. Espero que el esfuerzo que hemos dedicado a

este trabajo sea un punto de apoyo para el logro de nuevos y mejores objetivos

tecnológicos en esta universidad.

Agradezco también la ayuda desinteresada que me prestaron los

compañeros y profesores del grupo de investigación SICOMO (Sistemas de

Comunicaciones Móviles), especialmente a Rubén Ibernón, Maria José García y

Jose María Molina, así como los consejos y la ayuda de David Cañete y David

Henarejos para la materialización de los diseños.

Dedicado a Enrique Ros y María Victoria Avilés, por su apoyo y paciencia durante

estos años.

Cartagena, Noviembre de 2006

Pedro Enrique Ros Avilés

159


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ANEXOS

En las siguientes páginas se muestran las hojas de especificaciones completas del

diodo usado y del mezclador comercial y por último un extracto de las características

de bobinas y condensadores.

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INDICE - Universidad Politécnica de Cartagena

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