Implementació amb microcontrolador dsPIC d’un control...

Implementació amb microcontrolador dsPIC d’un control híbrid d’un convertidor CC.CC d’aplicació a

l’automòbil elèctric

TITULACIÓ: Enginyeria Tècnica Industrial Electrònica Industrial

AUTORS: Josep Maria Borrull Llop

DIRECTORS: Enric Vidal Idiarte

DATA: setembre de 2015

2

Índex general

1 Memòria descriptiva

1.0 Índex 7

1.1 Objecte 8

1.2 Abast 8

1.3 Antecedents 8

1.4 Normes i referències 8

1.4.1 Disposicions legals i normes aplicades 8

1.4.2 Bibliografia 8

1.4.3 Programes de càlcul 9

1.4.4 Pla de gestió de la qualitat durant la redacció del projecte 9

1.4.5 Altres referències 9

1.5 Definicions i abreviatures: Càrrega condensador 10

1.6 Requisits de disseny 10

1.6.1 Convertidor BOOST 11

1.6.1.1 Interruptor tancat 11

1.6.1.2 Interruptor obert 12

1.6.1.3 Anàlisis global del circuit: 12

1.6.1.4 Mode de conducció continua 13

1.6.1.5 Rissat de la tensió de sortida 14

1.6.2 Control de corrent de pic 14

1.6.2.1 Funcionament 14

1.6.2.2 Corrent de pic amb senyal d’error 16

1.6.2.3 Inestabilitat per D>0,5 16

1.6.2.4 Compensació del control de corrent de pic 19

1.6.3 Controlador PI 19

1.6.4 Diagrama de blocs del convertidor boost amb control de corrent de pic 20

1.7 Anàlisi de solucions 21

1.7.1 Hardware 21

1.7.1.1 Placa convertidor boost 21

1.7.1.2 Sensor de corrent LEM LA 25-NP 22

1.7.1.3 Placa microcontrolador 23

1.7.1.3.1 Mòdul conversió analògic digital 24

1.7.1.3.2 Mòdul comparador 25

1.7.1.3.3 Mòdul Timer1 26

3

1.7.1.3.4 Mòdul PWM 27

1.7.1.3.5 Sistema oscil·lador 28

1.7.1.4 Placa adaptació de senyals 29

1.7.1.4.1 TLC2274 30

1.7.2 Simulacions amb Psim 30

1.7.2.1 Control de corrent de pic 30

1.7.2.2 Control de corrent de pic amb rampa de compensació 33

1.7.2.3 Control de corrent de pic amb rampa de compensació i PI 34

1.8 Resultats finals 36

1.8.1 Control de corrent de pic amb llaç de tensió 36

1.8.2 Pertorbacions de carrega 37

1.9 Ordre de prioritat dels documents bàsics 38

2 Memòria de càlcul

2.0 Índex 40

2.1 Documents de partida 42

2.2 Càlculs 42

2.2.1 Determinació de la funció de transferència convertidor boost 42

2.2.1.1 Determinació de les equacions dinàmiques del sistema 42

2.2.1.1.1 En conducció 42

2.2.1.1.2 En tall 42

2.2.1.2 Parametrització mitjançant ω(t) 43

2.2.1.3 Mitjanat del sistema d’equacions 43

2.2.1.4 Linealització del sistema d’equacions 44

2.2.1.5 Funció de transferència del sistema linealitzat 46

2.2.1.5.1 Funció de transferència en funció del voltatge de sortida. 46

2.2.2 Càlcul del controlador 47

2.2.2.1 Diagrames de bode i funció de transferència 47

2.2.2.2 Equació de diferències 50

2.2.3 Adequació de senyals 50

2.2.3.1 Adequació sensat de corrent 50

2.2.3.2 Adequació de la tensió de sortida 51

2.2.3.3 Obtenció de l’error de la tensió de sortida 53

2.2.4 Adequació de les constants de l’equació de diferències 53

2.2.5 Adequació del valor icRf 54

4

2.2.6 càlcul de la rampa de compensació 55

2.2.7 Model PSIM del control amb les adequacions 56

2.3 Annex d’aplicació en l’àmbit del projecte 57

2.3.1 Diagrama de flux del programa 57

2.3.2 Programació mòdul PWM 57

2.3.2.1 PTCON: PWM Time Base Control Register 57

2.3.2.2 PTPER: Primary Time Base Register 58

2.3.2.3 SETVCMP: PWM Special Event Compare Register 58

2.3.2.4 PWMCON1: PWM Control Register 58

2.3.2.5 PDC1: PWM Generator Duty Cycle Register 58

2.3.2.6 IOCON1: PWM I/O Control Register 59

2.3.2.7 FCLCON1: PWM Fault Current-Limit Control Register 59

2.3.3 Programació mòdul comparador analògic 60

2.3.3.1 CMPCON1: Comparator Control Register 60

2.3.3.2 CMPDAC1: Comparator DAC Control Register 1 60

2.3.4 Programació mòdul ADC 61

2.3.4.1 ADCON: ADC Control Register 61

2.3.4.2 ADSTAT: ADC Status Register 61

2.3.4.3 ADPCFG: ADC Port Configuration Register 61

2.3.4.4 ADCPC0: ADC Pair Control Register 0 61

2.3.4.5 ADBUF2 61

2.3.4.6 Seqüència de mostreig i conversió 62

2.3.5 Programació timer 1 62

2.3.5.1 T1CON: Type A Time Base Register 63

2.3.5.2 PR1: Period Register 1 63

2.3.5.3 TMR1: Timer 1 Register 63

2.3.5.4 Interrupció timer 1 63

2.3.6 Implementació PI 63

2.3.6.1 Tractament de l’error 63

2.3.6.2 Funcions per operar amb nombres fraccionaris 63

2.3.7 Programa 65

5

3 Plànols

3.0 Índex 70

3.1 Placa boost 71

3.2 Placa microcontrolador 72

3.3 Placa adaptació de senyals 73

4 Annexes

4.0 Índex 75

4.1 Verificació temps conversió analògica-digital 76

4.2 Verificació de les interrupcions del timer 1 77

4.3 Verificació del temps per calcular la corrent de control 79

4.4 Conclusions dels assajos 81

1-MEMÒRIA DESCRIPTIVA

1- Memòria descriptiva


7

1.0 Índex 1.0 Índex 7 1.1 Objecte 8 1.2 Abast 8 1.3 Antecedents 8 1.4 Normes i referències 8 1.4.1 Disposicions legals i normes aplicades 8 1.4.2 Bibliografia 8 1.4.3 Programes de càlcul 9 1.4.4 Pla de gestió de la qualitat durant la redacció del projecte 9 1.4.5 Altres referències 9 1.5 Definicions i abreviatures: Càrrega condensador 10 1.6 Requisits de disseny 10 1.6.1 Convertidor BOOST 11 1.6.1.1 Interruptor tancat 11 1.6.1.2 Interruptor obert 12 1.6.1.3 Anàlisis global del circuit: 12 1.6.1.4 Mode de conducció continua 13 1.6.1.5 Rissat de la tensió de sortida 14 1.6.2 Control de corrent de pic 14 1.6.2.1 Funcionament 14 1.6.2.2 Corrent de pic amb senyal d’error 16 1.6.2.3 Inestabilitat per D>0,5 16 1.6.2.4 Compensació del control de corrent de pic 19 1.6.3 Controlador PI 19 1.6.4 Diagrama de blocs del convertidor boost amb control de corrent de pic 20 1.7 Anàlisi de solucions 21 1.7.1 Hardware 21 1.7.1.1 Placa convertidor boost 21 1.7.1.2 Sensor de corrent LEM LA 25-NP 22 1.7.1.3 Placa microcontrolador 23 1.7.1.3.1 Mòdul conversió analògic digital 24 1.7.1.3.2 Mòdul comparador 25 1.7.1.3.3 Mòdul Timer1 26 1.7.1.3.4 Mòdul PWM 27 1.7.1.3.5 Sistema oscil·lador 28 1.7.1.4 Placa adaptació de senyals 29 1.7.1.4.1 TLC2274 30 1.7.2 Simulacions amb Psim 30 1.7.2.1 Control de corrent de pic 30 1.7.2.2 Control de corrent de pic amb rampa de compensació 33 1.7.2.3 Control de corrent de pic amb rampa de compensació i PI 34 1.8 Resultats finals 36 1.8.1 Control de corrent de pic amb llaç de tensió 36 1.8.2 Pertorbacions de carrega 37 1.9 Ordre de prioritat dels documents bàsics 38


8

1.1 Objecte

Aquest projecte té la finalitat de realitzar el control d’un convertidor elevador CC-CC boost, mitjançant un llaç de corrent analògic i un llaç de tensió digital integrat amb un microcontrolador dsPIC30F2020.

1.2 Abast

Muntatge dels components del boost a la placa de circuit imprès i també a la placa que on va el microcontrolador amb els ports necessaris, les dues plaques han estat facilitades pel tutor del projecte senyor Enric Vidal Idiarte.

Implementació d’un llaç de corrent analògic i d’un llaç de tensió digital amb un PI.

Càlcul del controlador PI que utilitzarem per compensar la planta.

Implementació del controlador PI discret de tensió i del control analògic de corrent mitjançant microcontrolador dsPIC30f2020

Programació dels mòduls necessaris per controlar el cicle de treball del boost mitjançant el microcontrolador dsPIC30f2020.

1.3 Antecedents

A la ETSE hi ha un ampli ventall projectes realitzats amb el microcontrolador dsPIC30F2020 i d’altres microcontroladors d’aquesta família, per tal de controlar fonts commutades. Les fonts commutades tenen un camp d’aplicació molt extens degut al vast nombre de dispositius que en la actualitat necessiten d’una alimentació elèctrica estable i contínua, com en el cas del sector de l’automoció al qual es fa referència en la proposta d’aquest projecte.

1.4 Normes i referències

1.4.1 Disposicions legals i normes aplicades

UNE 157601 Criteris generals per a l’elaboració de projectes d’activitats.

Normativa de la ETSE per al format de presentació dels documents.

1.4.2 Bibliografia

[1] W. ERICKSON, Robert. “Fundamentals of Power Electronics”. Segona edició.

New York: Kluwer Academic/Plenum Publishers, 2001.

ISBN: 0-7923-7270-0

[2] OGATA , Katsuhiko. “Ingeniería de control moderna”. Tercera edición.

México: Prentice-Hall Hispanoamericana, S.A., 1998

ISBN 970-17-0048-1


9

[3] OGATA , Katsuhiko. “Sistema de control en tiempo discreto”. Segunda edición.

México: Prentice-Hall Hispanoamericana, S.A., 1996

ISBN 968-880-539-4

[4] dsPIC30F10/202X data sheet

[5] MPLAB C30 C compilar user’s guide

[6] Data sheet LMEM LA 25-NP

[7] Data sheet TCL2274

1.4.3 Programes de càlcul

[8] MATLAB 6.5 Software de càlcul i simulació de sistemes.

[9] PSIM 6.0 Software de simulació de circuits electrònics.

[10] MPLABX Software de programació i monitorització per a microcontroladors PIC.

1.4.4 Pla de gestió de la qualitat durant la redacció del projecte

1.4.5 Altres referències

[11] Ramos Córdoba, Gerardo. “Implementación de un control de corriente máxima PWM con lazo de tensión borroso”. Universitat Rovira i Virgili. Departament d’Enginyeria Electrònica i Automàtica.

[1]2 Rolan Sanjuan Ferrús. “Control digital de convertidors CC-CC mitjançant dsPIC”

Universitat Rovira i Virgili. Departament d’Enginyeria Electrònica i Automàtica.


10

1.5 Definicions i abreviatures: Càrrega condensador

C: Capacitat condensador

D: Cicle de treball

VG: Tensió alimentació boost

Ig: Corrent alimentació boost

T: Període

f: Freqüència

R: Resistència

IL: Corrent mitja a la bobina

iL(t): Corrent a la bobina

ic(t): Corrent de control

iLRf: Sensat corrent de bobina

icRf: Senyal corrent de control

Po: Potència de sortida

Pg: Potència font alimentació

PI: Control proporcional integral

Vo: Tensió de sortida

Ro: Resistència sortida

m1: Pendent iL(t) durant ton

m2: Pendent iL(t) durant toff

ton: temps amb interruptor tancat

toff: temps amb interruptor obert

ma: Pendent rampa compensació

FOSC: Frequencia oscil·lació

FCY: Frequencia de cicle

FADC: Frequencia mòdul ADC

FPWM: Frequencia mòdul PWM

1.6 Requisits de disseny

Placa de circuit imprès que conté la planta, el convertidor boost. Aquesta treballarà a una freqüència de commutació de 100 kHz i es busca una tensió de sortida de 24 V per una entrada de 12 V.

Placa de circuit imprès que conté el microcontrolador elements necessaris per a la seva programació, alimentació i utilització dels diferents ports d’entrada i sortida a necessitat de l’usuari.

El convertidor boost treballarà en mode continu. Llaç de control de corrent analògic.


11

Llaç de tensió digital. Controlador PI. Dissenyar el circuit necessari per adaptar els valors de les senyals entre les dues

plaques.

1.6.1 Convertidor BOOST

El convertidor BOOST és de tipus elevador, la tensió de sortida no pot ser menor a la tensió d’entrada. A continuació és mostra la seva tipologia:

Figura 1.1 esquema bàsic d’un convertidor boost

Els convertidors boost, també anomenats fonts commutades, són circuits no lineals i discontinus, per aquest motiu realitzarem l’anàlisi descomponent-lo en dos circuits.

1.6.1.1 Interruptor tancat

En aquest estat el MOSFET està en conducció i el díode en tall. En aquest estat l’inductor es carrega amb tensió Vs.

Figura 1.2 esquema d’un convertidor boost amb interruptor tancat

∆

(1.1)

iL


12

Si aïllem ∆iL quan l’interruptor està tancat:

∆∙ ∙

(1.2)

1.6.1.2 Interruptor obert

Quan l’interruptor està obert la corrent de la bobina passa a traves del díode.

Figura 1.3 esquema d’un convertidor boost amb interruptor obert

Si considerem Vo constant la tensió a la bobina és:

⇒

(1.3)

La variació de la corrent de la bobina amb l’interruptor obert és:

∆∆

∆1 ∙

(1.4)

∆∙ 1

(1.5)

1.6.1.3 Anàlisis global del circuit:

En règim permanent, la variació de corrent a la bobina ha de ser nul·la en cada període. Per tant s’estableix:

∆ ∆ 0

(1.6)

iL


13

∙ ∙ ∙ 1

(1.7)

Si aïllem Vo:

1

(1.8)

La potència entregada per la font ha de ser igual a la potencia absorbida per la resistència de carrega.

(1.9)

(1.10)

Amb les equacions (1.9) i (1.10) s’obté l’expressió de la corrent a la bobina:

(1.11)

11

(1.12)

1

(1.13)

1.6.1.4 Mode de conducció continua

El convertidor ha de treballar en mode de conducció continua, significa que la corrent a la bobina sempre serà superior a zero. Per determinar les corrents màxima i mínima de la bobina s’utilitza el valor mitjà i la variació de la corrent de la equació (1.6).

∆2 1

∙ ∙2

(1.14)

∆2 1

∙ ∙2

(1.15)


14

Per garantir que la corrent serà sempre superior a zero:

01

∙ ∙2

⇒1

∙ ∙2

(1.16)

1∙

2⇒

∙ 12

(1.17)

Per tant la freqüència i la inductància seran els valors determinants per garantir el mode conducció contínua.

∙ 12

(1.18)

1.6.1.5 Rissat de la tensió de sortida

Les equacions anteriors s’ha desenvolupat considerant una tensió de sortida constant, considerant una capacitat infinita, però a la practica la capacitat és finita i per tant la tensió de sortida produirà un rissat.

Aquest rissat pic a pic es pot calcular a partir de la corrent al condensador:

|Δ | ⇒ Δ

(1.19)

Δ

(1.20)

1.6.2 Control de corrent de pic

1.6.2.1 Funcionament

La tensió de sortida del convertidor es controla mitjançant la corrent màxima de la bobina, corrent de pic, que es compara amb una corrent de control ic(t).

La figura 1.4 mostra l’esquema bàsic del control de corrent de pic a freqüència constant.


15

Figura 1.4 esquema boost amb control de corrent de pic

A l’inici del període de commutació la pulsació del rellotge a la entrada S del Latch provoca la activació de la sortida Q, aquesta acció posa el transistor Q1 en conducció (transistor ON). Durant el temps que el transistor està en conducció (ton) la corrent iL(t) augmenta amb una pendent positiva m1.

Quan la corrent iL(t) iguala el valor de la corrent de control ic(t) la sortida del comparador s’activa provocant un reset de la sortida Q del Latch i que el transistor deixi de conduir (transistor OFF). Durant el temps que el transistor no està en conducció (toff) la corrent iL(t) disminueix amb una pendent negativa m2. Amb la següent pulsació de rellotge el cicle es repeteix.

A la pràctica es comparen tensions proporcionals a les corrents iL(t) i ic(t) utilitzant una constant de referència Rf.


16

Figura 1.5 gràfica de la corrent de la bobina i la corrent de control

Aquesta configuració de control permet fixar una tensió de sortida determinada introduint una corrent de control, però qualsevol variació de les condicions d’alimentació i/o càrrega faria que la tensió de sortida també canvi.

1.6.2.2 Corrent de pic amb senyal d’error

Per tal de mantenir una tensió de sortida constant davant de variacions de l’alimentació i/o de la càrrega s’incorpora un llaç de tensió que compara la tensió de sortida Vo(t) amb una referència Vref per poder generar una senyal d’error, que aplicant-la a una xarxa compensadora s’obté la senyal de control ic(t)Rf.

1.6.2.3 Inestabilitat per D>0,5

Un convertidor amb control de corrent de pic és inestable quan el seu cicle de treball és superior a 0,5, com mostra la figura 1.6.

Figura 1.6 comparació entre la corrent d’una planta estable i una inestable


17

Les pendents de la corrent de la bobina per ton i toff són m1 i m2 respectivament.

(1.21) (1.22)

Sabem que a fi de ton la corrent a la bobina és igual a la corrent de control.

0

(1.23)

Si aïllem d:

0

(1.24)

Aplicant el mateix raonament per a toff :

′

(1.25)

0 ′

(1.26)

En estat estacionari iL(0)= iL(Ts), d=D, m1= M1 i m2= M2, si substituïm a la equació anterior:

0

(1.27)

′

(1.27)

Considerant una petita pertorbació a la corrent de l’inductor per t=0.

0 0

(1.28)

Es pot utilitzar la ona en estat estacionari en l’interval (D+ )·Ts≤t≤Ts per expressar 0 com la pendent m1 multiplicada per l’interval ·Ts.

0

(1.29)


18

Aplicant el mateix principi per –m2 :

(1.30)

Combinant les dues expressions anteriors:

0

(1.31)

Tenint en compte l’equació 1.27:

0′

(1.32)

Generalitzant per n períodes de commutació:

1′

0′

(1.33)

| | →0

′1

∞′

1

(1.34)

Per tant es dedueix que per a que la planta sigui estable:

0,5

(1.35)


19

1.6.2.4 Compensació del control de corrent de pic

Per evitar la inestabilitat en cicles de treball superiors a 0,5 s’introdueix una rampa de compensació

Figura 1.7 grafica de la corrent de la bobina i la rampa de compensació

Els valors típics de ma son:

12

(1.36)

(1.37)

1.6.3 Controlador PI

El controlador tractarà l’error de la tensió de sortida del boost per tal de proporcionar una senyal de control adequada i s’implementarà digitalment al microcontrolador, el seu resultat serà modificat per la rampa de compensació abans de comparar-lo amb la senyal de la corrent de la bobina.

Acció proporcional (P): la sortida és proporcional a l’error. Aquest control provoca un error en règim permanent.

(1.38)

Acció integral (I): la sortida és proporcional a l’error acumulat.

(1.39)


20

Acció proporcional integral (PI):

11

1

(1.40)

En un control proporcional és necessari que existeixi error per tenir una acció de control diferent de zero. Amb l’acció integral un error petit positiu sempre donarà una acció de control creixent o una decreixent en cas d’error negatiu. D’aquesta manera l’error en règim permanent és sempre zero.

1.6.4 Diagrama de blocs del convertidor boost amb control de corrent de pic

Tal com s’ha expressat l’objectiu del projecte és realitzar un control amb llaç de corrent analògic i llaç de tensió digital, la figura 1.8 mostra el diagrama de blocs del control que s’implementa..

Figura 1.8 diagrama de blocs del control


21

1.7 Anàlisi de solucions

1.7.1 Hardware

1.7.1.1 Placa convertidor boost

Figura 1.9 planta convertidor boost

A la figura 1.9 podem veure la placa del convertidor boost amb els punts de connexió.

La figura mostra 1.10 l’esquema del convertidor boost que es veu a la figura 1.9.

Figura 1.10 esquema convertidor boost


22

1.7.1.2 Sensor de corrent LEM LA 25-NP

Aquest dispositiu ens permetrà sensar la corrent de la bobina al mateix temps que ens ens proporcionarà uns valors apropiats al microcontrolador.

figura 1.11 pin out sensor de corrent

la figura 1.11 mostra el transductor de corrent amb els seus punts de connexió.

Figura 1.12 taula característiques sensor de corrent

La figura 1.12 mostra les diferents tipologies de connexió que ens ofereix el transductor de corrent i les característiques de cadascuna. A la placa de la qual es disposa hi ha realitzada la connexió número 5 que estableix que per una corrent de 5 A, en el nostre cas a la bobina, ens proporcionaria una sortida de 25 mA, que seria la que utilitzaríem per realitzar el control.


23

1.7.1.3 Placa microcontrolador

Figura 1.13 placa microcontrolador i ports

A la figura 1.13 podem veure la placa que conté el microcontrolador dsPIC30f2020 amb els punts de connexió per als diferents ports, alimentació i port de programació.

La figura mostra 1.14 l’esquema de la placa que es veu a la figura 1.13.

Figura 1.14 esquema placa microcontrolador i ports


24

Figura 1.15 pin out microcontrolador

La figura 1.15 mostra l’encapsulat del microcontrolador amb la descripció dels possibles usos de cadascun dels seus pins.

1.7.1.3.1 Mòdul conversió analògic digital

La figura 1.16 mostra el diagrama de blocs del mòdul ADC.

Figura 1.16 diagrama de blocs del convertidor analògic-digital


25

El mòdul ADC utilitza les entrades ANx i realitza conversions per parelles. El rang de tensions és de 0V a 5V i la conversió es guarda a un registre de 10bits. Per tant la seva resolució és:

52 1

4,887

(1.41)

El resultat de la conversió el podem guardar en format integral o fraccionari, en aquest projecte s’utilitza el format fraccionari.

1.7.1.3.2 Mòdul comparador

La figura 1.17 mostra el diagrama de blocs del mòdul comparador.

Figura 1.17 diagrama de blocs del mòdul comparador analògic

Amb aquest mòdul es pot monitoritzar la senyal que a comparar, en aquest projecte iLRf, utilitzant les entrades CMPxx. El rang màxim de tensió que accepta el mòdul és 3,5 V. La senyal analògica exterior es compara amb una senyal analògic interna que genera el DAC i que es pot ajustar amb el registre de 10 bits CMREF. El DAC pot operar en tres rangs:

- AVDD/2. - Referència interna 1,2 V 1%. - Referencia externa <(AVDD-1,6 V).


26

1.7.1.3.3 Mòdul Timer1

La figura 1.18 mostra el diagrama de blocs del mòdul Timer1.

Figura 1.18 diagrama de blocs del timer TypeA

El microcontrolador permet utilitzar tres tipus de timers, TypeA, TypeB i TypeC. En aquest projecte utilitzem el Timer1 que és TypeA i que té la configuració que mostra la figura 1.18.

El timer incrementa cada cicle d’instrucció el valor del registre de 16 bits TMR1 fins que iguala el valor del registre de 16 bits PR1. Un cop complert el compte el registre TMR1 fa un reset i comença de nou el compte, al mateix temps que s’activa el bit T1IF, aquest bit fa saltar una interrupció si aquesta esta habilitada.


27

1.7.1.3.4 Mòdul PWM

La figura 1.19 mostra el diagrama de blocs del mòdul PWM.

Figura 1.19 diagrama de blocs del mòdul PWM

El mòdul PWM conté quatre generadors de PWM que poden treballar independentment. Cadascun dels generadors disposa de dos sortides PWMxH i PWMxL i de diferents modes de funcionament.


28

El mòdul compta amb un comparador d’esdeveniment especial que es pot utilitzar per activar altres mòduls perifèrics i per generar una interrupció.

Cadascun dels generadors disposa d’un comparador per poder arrancar conversions del mòdul ADC.

1.7.1.3.5 Sistema oscil·lador

A la figura 1.20 es mostra el diagrama de blocs de l’oscil·lador.

Figura 1.20 diagrama de blocs del oscil·lador

L’oscil·lador es pot configurar amb o sense PLL, com es pot veure a la figura 1.20 es treballa amb PLL. També es pot apreciar que els mòduls PWM i ADC tenen unes freqüències de funcionament diferents a la resta del microcontrolador.

A la placa on s’ubica el microcontrolador, conectat als pins OSC1 i OSC2 hi tenim un cristall ressonant de 14,74 MHz. Això proporciona:

- FOSC =58,96 MHz. - FCY =29,49 MHz (29,49 MIPS). - FPWM =471,68 MHz. - FADC =235,84 MHz.


29

1.7.1.4 Placa adaptació de senyals

Figura 1.21 placa adaptació de senyals

La figura 1.16 mostra la placa que adapta les senyals mesurades al boost als valors òptims per al microcontrolador.

La figura mostra 1.22 l’esquema de la placa d’adaptació de senyals que es veu a la figura 1.21.

Figura 1.22 esquema placa adaptació de senyals


30

1.7.1.4.1 TLC2274

Figura 1.23 pin out TLC2274

La figura 1.23 mostra l’encapsulat de del TLC2274 i la funció de cadascun dels pins, aquest conté 4 amplificadors operacionals.

1.7.2 Simulacions amb Psim

Per realitzar les simulacions del projecte es realitzen diferents passos des de un control de corrent de pic simple es van afegint elements de control.

1.7.2.1 Control de corrent de pic

La figura 1.24 mostra un model Psim del boost amb un control de corrent de pic.

Figura 1.24 model PSIM del convertidor boost


31

La figura 1.25 mostra el control de corrent de pic per a la planta de la figura 1.24.

Figura 1.25 model PSIM d’un control de corrent de pic

A continuació es mostren les senyals de control ic(t)Rf , iL(t)Rf, la tensió de sortida i el PWM que s’introdueix al driver.

Figura 1.26 senyals de control i PWM control de corrent de pic amb D<0,5


32

Figura 1.27 senyals de control i PWM control de corrent de pic amb D>0,5

A la simulació podem veure com per un cicle de treball superior a 0,5 el sistema és inestable i es produeixen pèrdues de cicle de PWM.


33

1.7.2.2 Control de corrent de pic amb rampa de compensació

A continuació es mostra un model Psim d’un control de corrent de pic per a la mateixa planta que la figura 1.24, al control s’introdueix una rampa de compensació amb una pendent ma la meitat de m2.

Figura 1.28 model PSIM d’un control de corrent de pic amb rampa de compensació

A continuació es mostren les senyals de control ic(t)Rf , iL(t)Rf, la tensió de sortida i el PWM que s’introdueix al driver.

Figura 1.29 senyals de control i PWM control de corrent de pic amb rampa de compensació

A la figura 1.29 es veu que introduint la rampa de compensació la inestabilitat per D>0,5 desapareix i no hi ha pèrdua de cicles de PWM.


34

1.7.2.3 Control de corrent de pic amb rampa de compensació i PI

A continuació es mostra la planta del boost amb la inclusió de pertorbacions a la càrrega.

Figura 1.30 model PSIM de planta boost amb pertorbacions de càrrega

Figura 1.31 model PSIM d’un control de corrent de pic amb rampa de compensació i PI i adaptació del valors de les

variables de la planta i les constants del PI

Aquest control té en compte la funció del PI discretitzada i amb l’equació de diferències, la rampa de compensació i els diferents guanys que aporten les diferents etapes i adaptacions a les variables del microcontrolador.


35

Figura 1.32 resposta al pertorbacions de la càrrega

La figura 1.32 mostra la resposta al canvi de càrrega, es pot veure com la introducció del PI fa que el boost mantingui la tensió de sortida després de modificar la càrrega.

La figura 1.33 mostra un detall de les senyals en estat estacionari. Es pot apreciar que no hi ha pèrdua de cicles tot i que el cicle de treball és superior a 0,5. Es pot veure la rampa de compensació tal com s’implementaria al microcontrolador variant el valor del DAC cada 1 μs.

Figura 1.33 senyals de control i PWM control de corrent de pic amb rampa de compensació i PI


36

1.8 Resultats finals

En aquest apartat es mostren el resultats obtinguts en implementar el control amb el microcontrolador dsPIC30f2020 per controlar la planta real del boost.

1.8.1 Control de corrent de pic amb llaç de tensió

La figura 1.34 mostra les senyals d’un corrent de pic on hi ha un llaç de tensió sense rampa de compensació, la tensió d’entrada és de 15 V per assegurar que el cicle de treball no passa de 0,5.

Figura 1.34 senyals corrent de pic

La senyal blau fosc és el PWM, la verda la tensió a la bobina i la senyal blau cel és una senyal de control per saber quan el microcontrolador ha acabat de calcular la corrent de control.


37

1.8.2 Pertorbacions de carrega

A continuació es mostra el resultat d’aplicar una pertorbació a la càrrega igual que s’ha fet a l’apartat 1.7.2.3.

Figura 1.35 tensió sortida boost i corrent a la bobina

La figura 1.35 mostra la resposta a un canvi de carrega de 50 a 30 i de 30 a 50 .

La senyal lila mostra la variació de la tensió de sortida i la verda la corrent a la bobina. A la sonda que recull la senyal de la tensió de sortida hi tenim una atenuació de Vo/10 per reduir el soroll.

Si comparem amb la figura 1.32 es pot veure que tenen el mateix comportament.

La corrent a la bobina passa de 1 A quan la càrrega és 50 a 2 A quan la càrrega és 30 .

Pel que fa la tensió de sortida es pot apreciar un sobre pic de 200 mV quan la càrrega passa de 30 a 50 i un subpic de 300 mV quan el canvi és de 50 a 30 .


38

1.9 Ordre de prioritat dels documents bàsics

1. Memòria descriptiva 2. Memòria de càlcul 3. Estudis en entitat pròpia 4. Plànols 5. Pressupost 6. Plec de condicions

2- Memòria de càlcul

2-MEMÒRIA DE CÀLCUL

40

2.0 Índex

2.0 Índex 40 2.1 Documents de partida 42 2.2 Càlculs 42 2.2.1 Determinació de la funció de transferència convertidor boost 42 2.2.1.1 Determinació de les equacions dinàmiques del sistema 42 2.2.1.1.1 En conducció 42 2.2.1.1.2 En tall 42 2.2.1.2 Parametrització mitjançant ω(t) 43 2.2.1.3 Mitjanat del sistema d’equacions 43 2.2.1.4 Linealització del sistema d’equacions 44 2.2.1.5 Funció de transferència del sistema linealitzat 46 2.2.1.5.1 Funció de transferència en funció del voltatge de sortida. 46 2.2.2 Càlcul del controlador 47 2.2.2.1 Diagrames de bode i funció de transferència 47 2.2.2.2 Equació de diferències 50 2.2.3 Adequació de senyals 50 2.2.3.1 Adequació sensat de corrent 50 2.2.3.2 Adequació de la tensió de sortida 51 2.2.3.3 Obtenció de l’error de la tensió de sortida 53 2.2.4 Adequació de les constants de l’equació de diferències 53 2.2.5 Adequació del valor icRf 54 2.2.6 càlcul de la rampa de compensació 55 2.2.7 Model PSIM del control amb les adequacions 56 2.3 Annex d’aplicació en l’àmbit del projecte 57 2.3.1 Diagrama de flux del programa 57 2.3.2 Programació mòdul PWM 57 2.3.2.1 PTCON: PWM Time Base Control Register 57 2.3.2.2 PTPER: Primary Time Base Register 58 2.3.2.3 SETVCMP: PWM Special Event Compare Register 58 2.3.2.4 PWMCON1: PWM Control Register 58 2.3.2.5 PDC1: PWM Generator Duty Cycle Register 58 2.3.2.6 IOCON1: PWM I/O Control Register 59 2.3.2.7 FCLCON1: PWM Fault Current-Limit Control Register 59 2.3.3 Programació mòdul comparador analògic 60 2.3.3.1 CMPCON1: Comparator Control Register 60 2.3.3.2 CMPDAC1: Comparator DAC Control Register 1 60 2.3.4 Programació mòdul ADC 61 2.3.4.1 ADCON: ADC Control Register 61 2.3.4.2 ADSTAT: ADC Status Register 61 2.3.4.3 ADPCFG: ADC Port Configuration Register 61 2.3.4.4 ADCPC0: ADC Pair Control Register 0 61 2.3.4.5 ADBUF2 61 2.3.4.6 Seqüència de mostreig i conversió 62 2.3.5 Programació timer 1 62 2.3.5.1 T1CON: Type A Time Base Register 63 2.3.5.2 PR1: Period Register 1 63 2.3.5.3 TMR1: Timer 1 Register 63 2.3.5.4 Interrupció timer 1 63 2.3.6 Implementació PI 63


41

2.3.6.1 Tractament de l’error 63 2.3.6.2 Funcions per operar amb nombres fraccionaris 63 2.3.7 Programa 65


42

2.1 Documents de partida

Per iniciar el projecte es disposa de la següent documentació:

- Bibliografia nombrada a l’apartat 1.4.2. - Requisits de funcionament del boost i tipus de control. - Esquemes i plànols de les plaques del boost i el microcontrolador.

2.2 Càlculs

2.2.1 Determinació de la funció de transferència convertidor boost

2.2.1.1 Determinació de les equacions dinàmiques del sistema

2.2.1.1.1 En conducció

És determinen les equacions de Kirchoff per a les tensions de la primera malla i els corrents involucrats en el segon circuit tancat.

(2.1)

0

(2.2) Expressem les equacions en funció del voltatge de l’inductor i el corrent al condensador.

(2.3)

(2.4)

2.2.1.1.2 En tall

És determinen les equacions de Kirchoff per al següent circuit:

(2.5)

(2.6) Expressem les equacions en funció del voltatge de l’inductor i el corrent al condensador.

(2.7)

(2.8)


43

2.2.1.2 Parametrització mitjançant ω(t)

S’expressen les equacions anteriors en un sol sistema definint el paràmetre ω(t) de la següent manera:

0 à 1 à ó

Integrant aquest paràmetre al sistemes d’equacions anteriors s’obtenen les parametritzades del circuit.

(2.9)

(2.10)

2.2.1.3 Mitjanat del sistema d’equacions

Per poder treballar millor substituïm cada senyal pel seu mitjanat en cada període de commutació. Per simplificar les equacions que regeixen la dinàmica del sistema s’utilitza la següent igualtat:

⟨ ⟩1

(2.11)

A continuació s’aplica la igualtat (2.11) a les equacions (2.9) i (2.10). En primer lloc es troba el voltatge promig a la inductància i el corrent promig al condensador en cadascuna de les posicions de l’interruptor parametritzat per ω(t); aquestes quantitats es defineixen per:

(2.12)

(2.13) Quan el paràmetre ω(t)=0:

(2.14)

(2.15)

Substituint els valors de iL(t), io(t) i e(t) pels seus mitjanats durant un període de treball s’obtenen:

⟨ ⟩ (2.16)

⟨ ⟩ (2.17)


44

Quan el paràmetre ω(t)=1:

(2.18)

(2.19)

Substituint els valors de iL(t), io(t), e(t) i vo(t) pels seus mitjanats durant un període de treball s’obtenen:

⟨ ⟩ ⟨ ⟩ (2.20)

⟨ ⟩ ⟨ ⟩ (2.21)

A continuació es troben els valors mitjanats de vL(t) i de ic(t) aplicant la equació (2.11) per a cada cas i substituint u(t) pel seu mitjanat.

⟨ ⟩1

(2.22)

⟨ ⟩1

(2.23) Per tant s’obté:

⟨ ⟩ ⟨ ⟩ ⟨ ⟩ 1 ⟨ ⟩ (2.24)

⟨ ⟩ ⟨ ⟩ ⟨ ⟩ 1 ⟨ ⟩ (2.25)

Simplificant les equacions (2.24) i (2.25):

⟨ ⟩ ⟨ ⟩ ⟨ ⟩ (2.26)

⟨ ⟩ ⟨ ⟩ ⟨ ⟩ (2.27)

Utilitzant les equacions (2.12) i (2.13) s’obté:

⟨ ⟩ ⟨ ⟩ ⟨ ⟩

(2.28)

⟨ ⟩ ⟨ ⟩ ⟨ ⟩

(2.28)

2.2.1.4 Linealització del sistema d’equacions

Les equacions (2.28) i (2.29) no són lineals degut a que contenen productes de quantitats dependents del temps, les tècniques tradicionals d’anàlisis de sistemes no són útils per a el tractament de sistemes no lineals, per tant es necessari linealitzar el sistema.


45

En primer lloc es suposa que el sistema està en un punt de treball fix i que les seves variables es troben en valors estacionaris aquestes variables queden definides de la següent forma:

iss Corrent a la inductància en estat estacionari. io

ss Corrent a la sortida en estat estacionari. vo

ss Tensió de sortida en estat estacionari. uss Cicle de treball en estat estacionari.

Suposant que el sistema es troba en aquest punt de treball les equacions (2.28) i (2.29) es transformen en:

0

(2.30) 0

(2.31) S’aïlla el valor del cicle de treball uss de l’equació (2.31) i es substitueix a l’equació (2.30) obtenint:

(2.32)

0

(2.33) L’equació (2.33) defineix una equació de segon grau respecte el paràmetre iss , al resoldre aquesta equació es pot trobar el valor a la inductància. S’obtenen les següents expressions quant el sistema es troballa treballant en estat estable.

42

(2.34)

42

(2.35) De les dos equacions anteriors ens quedem amb la (2.35) ja que per a un punt de treball en estat estacionari io

ss i voss es tindrà el mínim corrent possible a la inductància i el sistema

consumirà menys energia de la font. Agafant aquesta equació ens quedarà definit el cicle de treball en estat estacionari definit per l’equació (2.32) de la següent manera.

2

4

(2.36) Un cop es sap com es comportarà el sistema en regim estacionari es pot procedir a la linealització del sistema per a aquesta tasca es necessita un model de petita senyal AC treballant al voltant de un punt de treball fix. Per construir el model a petita escala es considera que el cicle de treball mitjanat es igual al valor en estat estacionari més una petita pertorbació.


46

⟨ ⟩ û

(2.37) Es considera el valor de la pertorbació molt menor al valor en estat estacionari així que el mitjanat del cicle de treball serà aproximadament aquest. Per a els casos de les variables vo(t) io(t) i iL(t) passarà el mateix que per a u(t). Per tant per a el model de petit senyal les equacions (2.28) i (2.29) ens quedaran de la següent forma.

î î û ^

(2.38)

^ û î î

(2.39) Com les pertorbacions es consideren molt petites els productes amb aquestes seran molt més petits si s’extrauen i s’eliminen les components contínues ens en resulta el següent sistema d’equacions lineals.

î î ^ û

(2.40)

^ î û î

(2.41)

2.2.1.5 Funció de transferència del sistema linealitzat

Aplicant la transformada de Laplace a les equacions (2.40) i (2.41) i consideran condicions inicials nul·les s’obtenen les equacions següents:

(2.42)

(2.43)

2.2.1.5.1 Funció de transferència en funció del voltatge de sortida.

(2.44) S’aïlla la transformada de la variació de la corrent a la inductància de la equació (2.43) i es substitueix a la equació (2.42), a continuació s’aïllen les variacions del voltatge de sortida i s’obté la funció de transferència del sistema.

(2.45) La part que depèn de la corrent de sortida representa la pertorbació i la part que depèn del cicle de treball es considera la funció de transferència de treball del sistema.


47

2.2.2 Càlcul del controlador

El cicle treball del convertidor boost s’obté a partir d’un control de corrent de pic, la corrent de referència del qual es proporcionada per un controlador PI de la tensió de sortida. Aquest controlador utilitza l’error actual i l’error acumulat per compensar la planta.

2.2.2.1 Diagrames de bode i funció de transferència

Per realitzar el càlcul de la funció de transferència del PI i els diagrames de bode, així com per discretitzar el controlador s’utilitza el programa Matlab facilitat pel tutor del projecte i que s’explica a continuació. % diseÒo de un controlador PI: k*(s+z)/s % para un convertidor boost con lazo de corriente % planta Vg=12; L=216e-6; C=200e-6; R=44; Rl=0.33; Rc=0.04; D=0.53536; a=1/(1+Rc/R); A1=[-Rl/L 0; 0 -1/((Rc+R)*C)]; b1=[Vg/L; 0]; c1=[0 a]; A2=[-(Rl+Rc*a)/L -a/L; a/C -1/((Rc+R)*C)]; b2=b1; c2=[0 a]; X=-(A1*D+A2*(1-D))\(b1*D+b2*(1-D)); A=A1*D+A2*(1-D); b=(A1-A2)*X+(b1-b2); c=c1*D+c2*(1-D); d=(c1-c2)*X; % control de corriente [num,den]=ss2tf(A-b*[1 0],b,c-d*[1 0],d); [numd,dend]=c2dm(num,den,T,'zoh'); [num1,den1]=d2cm(numd,dend,T,'tustin'); figure(5) bode(num,den) hold bode(num1,den1) figure(6) pzmap(num,den) % diseÒo del PI fim=80; % margen de fase deseado w=logspace(3,5,10000); [m,f]=bode(num1,den1,w);

Enprimerllocs’introdueixenelvalorsdelelementsdelcircuit

Escalculalafunciódetransferènciadelboost

Discretitzaciódelaplanta,diagramesdebodeillocgeomètricdelesarrels

ImplementacióPIibodedelaplantaambelcontroladorintroduït


48

f=f-360; ind=find(f<(-180+fim+5)); disp('controlador analÚgic') z=w(ind(1))/10; k=1/m(ind(1)); printsys([k k*z],[1 0]) [ng,dg]=series([k k*z],[1 0],num1,den1); figure(3) margin(ng,dg) disp('controlador discret') [nd,dd]=c2dm([k k*z],[1 0],T,'tustin'); printsys(nd,dd,'z') Aquest programa ens calcula la funció de transferència del controlador i discretitzar-la en funció dels paràmetres del nostre circuit i amb un marge de fase de 60o. Funció de transferència controlador PI:

2,5677 1335,4071

(2.46) Funció de transferència discretitzada del PI:

2,5744 2,5611

(2.47)

Figura 2.1 diagrama de bode de la planta i el control de corrent en llaç tancat

Discretitzaciódelcontrolador


49

Figura 2.2 diagrama de pols i zeros de la planta i el control de corrent en llaç tancat.

Figura 2.3 diagrama de bode del guany de llaç del PI amb un marge de fase de 80º.


50

2.2.2.2 Equació de diferències

Si partim de l’equació 2.47 i multipliquem per z-1/ z-1:

2,5744 2,5611

(2.48) 2,5744 2,561

(2.49) 1 2,5744 2,561 1

(2.50) Si nomenem kp=2,5744 i ki=2,561 tenim:

Δ 1 (2.51)

2.2.3 Adequació de senyals

2.2.3.1 Adequació sensat de corrent

Per realitzar el sensat de corrent utilitzem el circuit de la figura 2.4, que està integrat a la placa d’adequació de senyals de l’apartat 1.7.1.4.

Figura 2.4 esquema sensat de corrent de la bobina

Com s’ha vist a l’apartat 1.7.1.2 el LEM LA 25-NP dona una corrent de sortida de 25 mA per una corrent a la bobina de 5 A. Com mostra la figura 2.4 utilitzem una resistència de sensat de 100 , per tant la relació entre la corrent a la bobina i iLRf és la següent:

200100

(2.52)


51

Figura 2.5 relació entre iLRf i la corrent a la bobina

2.2.3.2 Adequació de la tensió de sortida

La tensió de sortida del boost es massa gran per a introduir-la al microcontrolador, aquesta etapa redueix aquesta tensió i també acota els valors de tensió que volem llegir per tal de millorar la resolució de la conversió analògica-digital. El rang de tensions que llegim de la sortida del boost es de 23,6 V a 24,4 V, a la placa de l’apartat 1.7.1.4 hi ha implementat el circuit de la figura 2.6 que passa aquestes tensions de 0 V a 5 V.

Figura 2.6 esquema adequació tensió de sortida del boost


52

La equació del circuit és:

′ 1

(2.53)

Figura 2.7 relació entre la tensió de sortida i el valor adequat

L’expressió matemàtica de la figura 2.7 és:

′ 6,25 147,5 (2.54)

Per tant per adequar l’equació 2.53 a la 2.54:

1 6,25

(2.55)

147,5

(2.56) Per R1, R2 i R3 tenim un valor de 10 k i una Vcc de 5 V, si establim un valor de V1=2,5 V:

59

(2.57) El valor comercial per a les resistències més aproximat és Ra=1 k i Rb=56 k. Per tant la relació és la següent:

56 147,5 ⇒ 2,6339 (2.58)

Aplicant els valors de Ra i Rb a la equació 2.51 es determina el valor de Rc i Rd.

57 6,25 ⇒ 0,1232

(2.59) S’utilitza una resistència de 10 k per Rc, per tant Rd=1,232 k. Per implementar el valor de Rd s’utilitza una resistència de 560 i un potenciòmetre multivolta de 1 k.


53

2.2.3.3 Obtenció de l’error de la tensió de sortida

En aquesta etapa s’extrau l’error de la tensió de sortida a partir de la resta de Vref amb V’out i centrada a 2,5 V per a que s’adapti al convertidor analògic-digital. Com s’ha limitat la tensió de sortida del boost entre 23,6 V i 24,4 V l’error estarà entre -0,4 V i 0,4 V que s’ha de convertir entre 0 V i 5 V sent 2,5 el 0 del valor teòric de l’error. La figura 2.8 mostra el circuit implementat a la placa de l’apartat 1.7.1.4 per aquesta etapa.

Figura 2.8 esquema circuit obtenció de l’error de Vo

Si es compleix que Ra=Rb=Rc=Rd=10 k, es pot afirmar que:

′ (2.60)

Per al circuit que ens proporciona l’offset no necessitem un rang de regulació molt ampli, les resistències escollides són R1=R2=10 k i R3 un potenciòmetre multivolta de 1 k. Per generar la tensió de referència utilitzem la mateixa configuració però amb R6 un potenciòmetre multivolta de 10 k.

2.2.4 Adequació de les constants de l’equació de diferències

A les diferents etapes d’adquisició de senyals s’introdueixen uns guanys, a més, els diferents formants de dades que s’utilitzen al microcontrolador també produeixen guanys a


54

continuació s’analitzen aquests guanys i s’adeqüen per tal que el control funcioni correctament. La resolució del convertidor A/D és:

52

4,883

(2.61) Si tenim en compte la sortida de tensió del boost que es monitoritza va de 23,6 V a 24,4 V, per tant l’error va de -0,4 V a 0,4 V, així la resolució de l’error que es té de la planta és:

0,82

0,7813

(2.62) Al realitzar un conversió analògica-digital el valor en fraccionari que es guarda al registre ADCBUFx és el valor analògic dividit entre 2,5. Per tant el valor de l’error que es processa al PI implementat al microcontrolador te un guany:

4,883

0,7813

12,5

2,499936

(2.63) Un cop processat l’error obtenim l’increment de icRf en format fraccionari que s’ha de convertir en enter per poder carregar-lo al DAC, el guany d’aquesta operació és de 32768. El DAC té un rang de 2,5V i 10 bits, per tant introdueix un guany:

2,52

0,0024414

(2.64) Per tant es té un guany acumulat de:

2,499936 32768 0,0024414 199,994368 (2.65)

Així per tenir el valor òptim de icRf les constants del controlador seran:

199,9943680,01287236

(2.67)

199,9943680,01280536

(2.68)

2.2.5 Adequació del valor icRf

El valor de la corrent de la bobina que introduïm al comparador és:

2


55

(2.69) Per tant el valor de la corrent de control serà:

2

(2.70)

2.2.6 càlcul de la rampa de compensació

Es calcula la rampa de compensació a partir de les equacions 1.22 i 1.36

12

12

20477,8157

(2.71) A l’hora de implementar la rampa al microcontrolador la pendent ha d’estar invertida per tant ma=20477,8157. Per tant el valor màxim valor de la rampa de compensació és:

010 0

⇒ 20477,8157 10 0,204778157

(2.72)

Figura 2.9 rampa de compensació


56

2.2.7 Model PSIM del control amb les adequacions

Figura 2.10 model PSIM d’un control de corrent de pic amb rampa de compensació i PI i adaptació del valors de les

variables de la planta i les constants del PI

Figura 2.11 senyals de control i PWM control de corrent de pic amb rampa de compensació i PI


57

2.3 Annex d’aplicació en l’àmbit del projecte

2.3.1 Diagrama de flux del programa

Figura 2.12 diagrama de flux del programa

2.3.2 Programació mòdul PWM

El mòdul PWM proporciona la senyal per obrir i tancar l’interruptor, per tant defineix la freqüència de commutació de la planta, és per aquest motiu, i per les seves característiques que ho permeten, que s’utilitza per sincronitzar la resta de mòduls i operacions que realitza el microcontrolador en un període de commutació. El mòdul PWM té una gran varietat de possible configuracions i modes de funcionament, en aquest apartat s’explica únicament aquells aspectes que s’aplicaran al projecte. El mòdul PWM disposa de quatre generadors, en aquest projecte s’utilitza el generador 1 (PWM1). Cada generador disposa de dues sortides de les quals al projecte utilitzem la sortida PWM1H.

2.3.2.1 PTCON: PWM Time Base Control Register

PTEN: bit 15 del registre habilita el mòdul PWM si hi ha un “1”. SESTAT: bit 12 del registre, quan està a “1” indica que la interrupció de special

event està pendent.


58

SEIEN: bit 11 del registre, si hi ha un “1” habilita generació de una interrupció quan es produeix el special event.

El mòdul PWM genera un special event cada cicle, és una senyal que el mòdul envia a ha altres mòduls perifèrics via hardware i que pot ser usada o no. En aquest projecte s’usarà per iniciar la conversió analògica-digital a l’inici de cada cicle.

2.3.2.2 PTPER: Primary Time Base Register

Aquest registre estableix la durada del període de cada cicle i és comú per a tots generadors del mòdul. El registre té 16 bits, però del bit 0 al bit 2 no s’utilitzen. El valor que s’ha d’introduir per obtenir el període desitjat s’obté amb la següent equació:

1120 @30

(2.73) Per tant per un període de 10 s:

117,96 10 1 1178,6 (2.74)

Com els tres bits de menys pes del registre no s’usen el valor a carregar serà:

1178,8 2 9428,8 9428 (2.75)

2.3.2.3 SETVCMP: PWM Special Event Compare Register

Aquest registre permet determinar el temps que passa des de l’inici del cicle de commutació fins que es produeix l’special event. El valor mínim que es pot carregar és 0x0008. Per aquest projecte es configura el valor mínim ja que es vol realitzar la conversió analògica-digital el més aviat possible.

2.3.2.4 PWMCON1: PWM Control Register

ITB: bit 9 es posa a “0” per a que el PTPER es qui proveeix el període per aquest. MDCS: bit 8 es posa a “1” per a que el registre PDC sigui qui proporciona el cicle

de treball. DTC: bits 6 i 7 es configuren a amb un “2” per inhibir la funció dead time. XPRES: bit 1 es posa a “0” per evitar que es pugui reiniciar el PWM externament. IUE: bit 0 es posa a “0” per actualitzar el cicle de treball instantàniament.

2.3.2.5 PDC1: PWM Generator Duty Cycle Register

Aquest és un registre de 16 bits on es carrega el valor del cicle de treball, el càlcul del valor es realitza igual que per al PTPER. El valor mínim que es pot carregar és 0x0008 i el màxim 0xFFEF. Per aquest projecte carregarem un valor del 95% aproximadament el valor


59

del PTPER, ja que serà la senyal del comparador qui trunqui el cicle de treball a cada període de commutació i no es contempla el cas on aquest valor hagi de ser superior.

2.3.2.6 IOCON1: PWM I/O Control Register

Aquest registre s’usa per configurar el port de sortida de la senyal del PWM. PENH: bit 15 es posa a “1” per a que el mòdul PWM controli el pin 25 del

microcontrolador PWM1H. POLH: bit 13 es posa a “0” per a que durant el cicle de treball la sortida estigui a

nivell alt i quan s’acabi el cicle de treball la sortida passi a nivell baix. PMOD: bits 11 i 12 s’hi posa un “1” per a que les dues sortides del generador

treballin de manera independent. FLTDAT: bits 4 i 5 es posen a “0” per a que quan es produeixi la senyal de FAULT

la sortida del mòdul passi a nivell baix.

2.3.2.7 FCLCON1: PWM Fault Current-Limit Control Register

FLTSRC: bits del 3 al 6 es posen a “0” per a que el comparador analògic 1 sigui la font de la falta.

FLTPOL: bit 2 es posa a “0” per a que la senyal de la font de falta sigui activa a nivell alt.

FLTMOD: bis 0 i 1 s’hi posa un “1” per a que el valor de la sortida del PWM1 quan es produeix la falta sigui l’emmagatzemat a FLTDAT. El PWM reinicia la senyal de falta a l’inici del període següent.

Amb aquesta configuració del registre el PWM1 treballa en fault mode, aquest mode trunca la senyal del PWM, quan la senyal de la font de falta seleccionada s’activa, fins que s’inicia el següent cicle del PWM.

Figura 2.13 gràfica cicle a cicle del funcionament del fault mode


60

Figura 2.14 diagrama lògica de control del PWM FAULT

2.3.3 Programació mòdul comparador analògic

El comparador analògic compara una senyal analògica exterior al microcontrolador, amb una referència interna. En aquest projecte la senyal externa és la corrent de la bobina i la referència interna serà la corrent de control que es calcula en base a la tensió de sortida del boost. Quan la corrent a la bobina arriba al valor de la corrent de control el mòdul envia una senyal que trunca el cicle de treball del PWM.

2.3.3.1 CMPCON1: Comparator Control Register

CMPON: bit 15 es posa a “1” per habilitar el mòdul. INSEL: bits 6 i 7 es posen a “0” per a que la el pin de la on es recull la senyal

externa sigui CMP1A, es el pin 2 de l’encapsulat del microcontrolador. EXTREF: bit 5 es posa a “0” per a que la referència de tensió del DAC sigui

interna. RANGE: bit 0 es posa a “1” per a que la referència interna del DAC sigui AVDD/2.

2.3.3.2 CMPDAC1: Comparator DAC Control Register 1

Aquest registre és on s’ha de carregar el valor binari per a que el DAC posi el valor de tensió desitjat. És un registre de 16 bits, però només s’utilitza del bit 0 al bit 9, aquests bits són CMREF i s’estableix la següent equació.

2

1024

(2.76)


61

2.3.4 Programació mòdul ADC

El mòdul ADC utilitza les entrades ANx, les entrades parells disposen d’un sample & hold específic mentre que les entrades senars comparteixen un únic sample & hold per a totes. El mòdul treballa amb parelles de conversió formades per una entrada parell i una senar. En aquest projecte només s’ha de realitzar la conversió analògic-digital de l’error i s’usa la entrada AN2, ja que el pin associat a la entrada AN0 està ocupat pel comparador. Per iniciar la conversió analògica-digital el mòdul disposa varies senyals que poden vindre d’altres mòduls perifèrics o per sofware, en aquest projecte s’usa la senyal de special event del mòdul PWM. Un cop finalitzada la conversió el mòdul posa a “1” un bit específic del parell de conversió, al programa principal es llegeix aquest bit per enquesta i a continuació es torna a posar a “0” i s’inicia el processat de l’error per part del PI per tal d’establir la nova corrent de control.

2.3.4.1 ADCON: ADC Control Register

ADON: bit 15 es posa a “1” per a que el mòdul estigui operatiu. FORM: bit 8 es posa a “1” per a que el format de la conversió sigui fraccionari. EIE: bit 7 es posa a “1” per a que les senyals de fi conversió s’activin quan s’acaba

la primera conversió del parell. ORDER: bit 6 es posa un “0” per a es realitzi primer la conversió de la entrada

parell. ADCS: bits del 0 al 2 es configura amb un “3” per a dividir la freqüència del mòdul

ADC entre 10 a l’hora de realitzar la conversió.

2.3.4.2 ADSTAT: ADC Status Register

P1RDY: bit 1 aquest bit es posat a “1” pel mòdul ADC quan el valor de la conversió de la parella de conversió 1 està disponible al registre ADBUF2. S’ha de posar a “0” per software.

2.3.4.3 ADPCFG: ADC Port Configuration Register

PCFG2: bit 2 es posa a “0” per indicar que el pin AN2 del port analògic es dedica prendre mostres per al convertidor analògic-digital, pin 4 de l’encapsulat del microcontrolador.

2.3.4.4 ADCPC0: ADC Pair Control Register 0

TRGSRC1: bits del 8 al 12 es posa un “3” per a que la senyal que iniciï la conversió de de la parella 1 (AN2 AN3) sigui l’special event del PWM.

2.3.4.5 ADBUF2

Aquest registre és on es guarda el resultat de la conversió del canal AN2. Si el format de la conversió és fraccionari la dada ocupa els 10 bits de més pes.


62

Figura 2.15 format de les dades de sortida del mòdul ADC

El convertidor te un rang d’entrada de entre 0 V i 5 V que quan treballa en format fraccionari proporciona valors entre 0 i 1, per tensions entre 0 V i 2,4952 V, i valors entre -1 i 0 per tensions entre 2,5 V i 5 V.

2.3.4.6 Seqüència de mostreig i conversió

Per realitzar la conversió d’un canal el microcontrolador necessita un total de 12 cicles de rellotge, 2 cicles per prendre la mostra i 10 cicles pel procés de conversió.

Figura 2.16 seqüència de mostreig i conversió A/D

Per calcular el temps total per realitzar la conversió d’un canal amb la configuració realitzada:

1

10

1235,84

1042

(2.77) ó 2 42 10 42 504

(2.78)

2.3.5 Programació timer 1

El timer 1 s’utilitza per actualitzar el valor del DAC cada 0,9 s i implementar la rampa de compensació. S’activa un cop s’ha acabat de calcular el PI i a cada cop que es compleix el


63

compte salta la interrupció i actualitza el DAC amb el nou valor de la rampa de compensació, després de sis actualitzacions el timer 1 es desactiva fins al següent cicle de commutació.

2.3.5.1 T1CON: Type A Time Base Register

TON: bit 15 es posa a “1” per arrencar el timer i a “0” per parar-lo.

2.3.5.2 PR1: Period Register 1

Registre de 16 bits on carreguem el valor de cicles de rellotge que es necessiten per arribar al temps desitjat. A la equació següent es calcula el valor necessari per 0,9 s.

91

129,45

27,27 27

(2.79)

2.3.5.3 TMR1: Timer 1 Register

Aquest registre s’incrementa cada cicle de rellotge fins que assoleix el mateix valor que el PR1, quan ha assolit el valor es reinicia via hardware.

2.3.5.4 Interrupció timer 1

Per configurar la interrupció del timer 1 hem d’accedir a tres registres. IFS0 (Interrupt Flag Status Register 0) el bit 3 (T1IF) d’aquest registre es posa a

“1” quan es produix una interrupció del timer 1, s’ha de posar a “0” a la rutina d’atenció a la interrupció.

IEC0 (Interrupt Enable Control Register 0) el bit 3 (T1IE) d’aquest registre es posa a “1” per habilitar la interrupció del timer 1.

IPC0 (Interrupt Priority Control Register 0) els bits del 12 al 14 (T1IP) s’usen per fixar la prioritat de la interrupció del timer 1, si posem un “7” és la més prioritària i “0” la menys prioritària.

2.3.6 Implementació PI

2.3.6.1 Tractament de l’error

L’etapa d’extracció de l’error i el convertidor analògic-digital ens proporcionen un valor de l’error que està canviat de signe. Per tant abans de processar-lo amb el PI li hem de canviar el signe.

2.3.6.2 Funcions per operar amb nombres fraccionaris

Per operar amb nombres fraccionaris al programa s’utilitzen dues funcions que pertanyen a la llibreria “dsp.h”. Per poder usar aquestes funcions s’han de carregar a la carpeta de library files els arxius libdsp-coff.a i libdsp-elf.a.


64

La funció VectorMultiply() multiplica un elment d’un vector per l’element d’un altre vector que ocupa la mateixa posició i guarda el resultat en la mateixa posició d’un tercer vector, a continuació es mostra la estructura d’aquesta funció: extern fractional* VectorMultiply ( /* Vector elem-to-elem multiply */ /* dstV[elem] = */ /* = srcV1[elem] * srcV2[elem] */ /* (in place capable) */ /* (with itself capable) */ int numElems, /* number elements in srcV[1,2] (N) */ fractional* dstV, /* ptr to destination vector */ fractional* srcV1, /* ptr to source vector one */ fractional* srcV2 /* ptr to source vector two */ /* dstV returned */); La funció Q15() converteix un nombre decimal entre -1 i 1 en format fraccionari


65

2.3.7 Programa

/* * File: no_ramp.c * Author: j_m_borrull * * Created on 28 / desembre / 2014, 19:48 */ #include <stdio.h> #include <stdlib.h> #include <dsp.h> #include <p30f2020.h> #include "p30f2020.h" /* Configuration Bit Settings */ _FOSCSEL(FRC_PLL) _FOSC(CSW_FSCM_OFF & FRC_HI_RANGE & OSC2_CLKO) _FPOR(PWRT_128) _FGS(CODE_PROT_OFF) /*declaracio funcions inicialitzacio moduls DSPIC*/ void ini_pwm(); void ini_cmp(); void ini_tmr1(); void ini_ADC(); void ini_p_i(); /*variables PI*/ fractional ek=0; fractional Vcf; fractional V_k[2];/*vector kp ki*/ fractional V_ref; fractional V_e[2]; fractional i_Vc[2]; int Vcontrol[2]; /*punters*/ fractional *p_k; fractional *p_e; fractional *p_i; int max=0; int main(void) { p_k=&V_k[0]; //punter al vector constants p_e=&V_e[0]; //punter al vector errors p_i=&i_Vc[0]; //punter al vector resultats ini_p_i(); ini_pwm(); ini_cmp(); ini_tmr1(); ini_ADC(); CMPDAC1=Vcontrol[1]; CMPCON1bits.CMPON=1; /*CMP1 enabled*/ PTCONbits.PTEN=1; /*Habilitem modul pwm*/ while(1) { while(ADSTATbits.P1RDY==0); ADSTATbits.P1RDY=0;


66

//extraccio error if(ADCBUF2<0) { ek=ADCBUF2+V_ref; V_e[1]=V_e[0]; V_e[0]=ek; }else { ek=ADCBUF2-V_ref; V_e[1]=V_e[0]; V_e[0]=ek; } //PI VectorMultiply(2, p_i, p_k, p_e); Vcf=i_Vc[0]-i_Vc[1]; Vcontrol[0]=Vcf; //passem increment a enter Vcontrol[0]=Vcontrol[0]>>1; Vcontrol[1]=Vcontrol[1]+Vcontrol[0]; if(Vcontrol[1]>1000) { Vcontrol[1]=1000; } CMPDAC1=Vcontrol[1]-29; T1CONbits.TON=1; } } void ini_p_i() { Vcontrol[1]=300; V_ref=Q15(1.0); /*carrega valors constants pi*/ V_k[0]=Q15(0.01287236); //2.5744/199,994368 V_k[1]=Q15(0.01280536); //2.561/199,994368 V_e[0]=Q15(0.0); Vcf=Q15(0.015594482); } void ini_pwm() { PTPER = 9390; /* PWM Period = 10 usec @ 29.1 MIPS */ PDC1 = 7700; /* Ton value */ /* Initialize PWM Generator 1 */ SEVTCMP = 8; /*temps fins special event*/ PTCONbits.SESTAT= 0; /*neteja pwm SPECIAL EV. interrupt flag*/ PTCONbits.SEIEN= 1; /* enable s.e. Interrupt */ PWMCON1bits.ITB = 0; /* Time base is read from PTMR */ PWMCON1bits.MDCS = 0; /* Duty cycle is read from PDC */ PWMCON1bits.DTC = 2; /* No Dead Time */ PWMCON1bits.XPRES = 0; /* No extenal reset for PTMR */ PWMCON1bits.IUE = 0; /* Immediate update to PDC */ IOCON1bits.PENH= 1; /* PWM Module controls High output */ IOCON1bits.PENL= 1; /* PWM Module controls Low output */ IOCON1bits.POLH= 0; /* High Output Polarity is active High */ IOCON1bits.POLL= 0; /* Low Output Polarity is active High */ IOCON1bits.PMOD= 1; /* Independant output mode */ IOCON1bits.FLTDAT= 0; /* Data for PWMH/L if FLTMODE bits enable */


67

FCLCON1bits.FLTSRC= 0; /*Font current limit control CMP1*/ FCLCON1bits.FLTPOL= 0; /*Font current limit high active*/ FCLCON1bits.FLTMOD= 1; /*current limit mode enable*/ } void ini_tmr1() { /*configuracio timer_1*/ T1CON=0; TMR1=0; /*clear timer counter*/ PR1=27; /*periode 0,9us*/ /*config interrup timer 1*/ IFS0bits.T1IF=0; /*clear T1 int. flag*/ IPC0bits.T1IP=6; /*set T1 int. prio*/ IEC0bits.T1IE=1; /*enable T1 int.*/ } void ini_cmp() { ADPCFG=0xFFF6; /*AN1 analog input*/ CMPCON1bits.INSEL=0; /*input CMP1A*/ CMPCON1bits.EXTREF=0; /*ref. DAC interna*/ CMPCON1bits.RANGE=1; /*ref DAC 2.5 */ } void ini_ADC() { /* Intialize the ADC */ ADCONbits.ADON = 0; /* ADC module OFF */ ADCONbits.ADSIDL = 0; /* Operate in Idle Mode */ ADCONbits.FORM = 1; /* Output in frac. Format */ ADCONbits.EIE = 1; /* Enable Early Interrupt */ ADCONbits.ORDER = 0; /* Even channel first */ ADCONbits.ADCS = 3; /* Clock Divider is set up for Fadc/10 */ ADSTAT = 0; /* Clear the ADSTAT register */ ADPCFG = 0xFFF3; /* AN2 and AN3 are analog inputs */ ADCPC0bits.TRGSRC1 = 3; /* Trig conver PWM1 s.e. trig */ ADCONbits.ADON = 1; /* Start the ADC module */ } void __attribute__ ((interrupt, no_auto_psv)) _T1Interrupt() { IFS0bits.T1IF=0; //clear T1 int. flag switch(max) { case 1: CMPDAC1=Vcontrol[1]-37; max++; break; case 2: CMPDAC1=Vcontrol[1]-45; max++; break; case 3: CMPDAC1=Vcontrol[1]-53; max++; break;


68

case 4: CMPDAC1=Vcontrol[1]-61; max++; break; case 5: CMPDAC1=Vcontrol[1]-69; max++; break; default: CMPDAC1=Vcontrol[1]-77; T1CONbits.TON=0; TMR1=0; //clear timer counter max=1; break; } }

3- Plànols

3-PLÀNOLS

70

3.0 Índex

3.0 Índex 703.1 Placa boost 713.2 Placa microcontrolador 723.3 Placa adaptació de senyals 73

3-PLÀNOLS

71

3.1 Placa boost

3-PLÀNOLS

72

3.2 Placa microcontrolador

3-PLÀNOLS

73

3.3 Placa adaptació de senyals

4- Annexes

4-ANNEXES

75

4.0 Índex

4.0 Índex 754.1 Verificaciótempsconversióanalògica‐digital 764.2 Verificaciódelesinterrupcionsdeltimer1 774.3 Verificaciódeltempspercalcularlacorrentdecontrol 794.4 Conclusionsdelsassajos 81

4-ANNEXES

76

4.1 Verificació temps conversió analògica-digital

L’objectiu d’aquest assaig és verificar el temps que necessita el microcontrolador per tenir disponible la dada de la conversió analògica-digital al registre ADBUF2. Per realitzar aquest assaig s’ha utilitzat un programa on es configuren els mòduls PWM i ADC amb les mateixes especificacions que les utilitzades al control del boost, però amb els següents afegits:

S’habilita la interrupció de l’special event del PWM, a la seva rutina d’atenció activarem la sortida d’un port.

TRISDbits.TRISD0 = 0; // PORTe bit to output (0)

void __attribute__ ((interrupt, no_auto_psv))_PWMSpEventMatchInterrupt() { PTCONbits.SESTAT= 0; /*neteja pwm SPECIAL EV. interrupt flag*/ IFS1bits.PSEMIF=0; /*clear PWM1 int. flag*/ LATDbits.LATD0=1; }

Quan el dada està disponible al registre ADBUF2 posem a “0” el port.

if(ADSTATbits.P1RDY==1) { ADSTATbits.P1RDY=0; LATDbits.LATD0=0; }

Figura 6.1 PWM i senyal port D bit 0

A la figura 6.1 es mostra en blau la senyal del PWM i en lila la senyal del port D, la senyal lila es posa a nivell alt quan es produeix la senyal d’iniciar la conversió analògica-digital, 0,4 s després de l’inici del període de commutació del PWM, i torna a nivell baix quan la dada de la conversió esta disponible al registre ADBUF2, 1 s després de l’inici del període del PWM.

4-ANNEXES

77

4.2 Verificació de les interrupcions del timer 1

Aquest assaig té la finalitat de verificar el comportament de les interrupcions del timer 1, per realitzar-lo s’usa un programa on el mòdul PWM es configura de la mateixa manera que al assaig de l’apartat 6.2, i el mòdul del timer 1 es configura amb les següents especificacions:

El temps del timer 1 és 1 s.

PR1=30; /*període 1 us*/

A la rutina d’atenció a la interrupció del timer 1 es posa el bit 0 del port D un cop a nivell baix i l’altre a nivell alt fins un total de 9 interrupcions.

void __attribute__ ((interrupt, no_auto_psv)) _T1Interrupt() {

IFS0bits.T1IF=0; //clear T1 int. flag if(max==9) { T1CONbits.TON=0; TMR1=0; //clear timer counter max=0; LATDbits.LATD0=0; esglao=0; }else { if(esglao==1) { LATDbits.LATD0=1; esglao=0; max++; }else { LATDbits.LATD0=0; esglao=1; max++; } } }

4-ANNEXES

78

Figura 6.2 PWM i senyal interrupcions timer 1

A la figura 6.2 la senyal blava és un cicle de PWM i la senyal lila mostra el període entre interrupcions, la majoria són cada 1 s, una mica menys ja no es pot establir 1 s exactament. S’observa, però que des de que s’activa el timer 1, 0,4 s despres de l’inici del cicle de PWM, fins la primera interrupció el temps és superior, en total passen 1,4 s; això pot ser degut al temps d’activació del timer 1 i a la rutina d’atenció a la interrupció del PWM.

4-ANNEXES

79

4.3 Verificació del temps per calcular la corrent de control

En aquest assaig es busca determinar el temps que tarda el microcontrolador en realitzar la conversió analògica-digital i calcular la corrent de control. Per fer-ho utilitza un programa com el de l’assaig de l’apartat 6.1 i s’inclou la el càlcul de la corrent de control al programa principal, a més el bit 0 del port D es posa a nivell baix després de realitzar els càlculs de la corrent de control que es mostren a continuació.

while(1) { while(ADSTATbits.P1RDY==0); ADSTATbits.P1RDY=0; //extraccio error if(ADCBUF2<0) { ek=ADCBUF2+V_ref; V_e[1]=V_e[0]; V_e[0]=ek; }else { ek=ADCBUF2-V_ref; V_e[1]=V_e[0]; V_e[0]=ek; } //PI VectorMultiply(2, p_i, p_k, p_e); Vcf=i_Vc[0]-i_Vc[1]; Vcontrol[0]=Vcf; //passem increment a enter Vcontrol[0]=Vcontrol[0]>>1; Vcontrol[1]=Vcontrol[1]+Vcontrol[0]; if(Vcontrol[1]>1000) { Vcontrol[1]=1000; }

CMPDAC1=Vcontrol[1]-29; T1CONbits.TON=1; LATDbits.LATD0=0; LATFbits.LATF6=1; } Com es pot veure s’ha afegit l’activació del timer 1 i el bit 6 del port F per tenir un control visual per simular el el temps real que necessitarà el microcontrolador fins poder actualitzar el segon valor del DAC. La configuració del timer 1 és la mateixa que a l’assaig de l’apartat 6.2, a la rutina d’atenció a la interrupció s’actualitza el valor del DAC, però serà sempre el mateix valor i realitzarem un total de sis interrupcions, a la sisena el bit 6 del port F passa a nivell baix per visualitzar on acaben les interrupcions del timer 1. La tensió d’entrada del boost serà de 17 V per assegurar que el cicle de treball sigui inferior a 0,5 V ja que no implementem rampa de compensació. void __attribute__ ((interrupt, no_auto_psv)) _T1Interrupt() {

4-ANNEXES

80

IFS0bits.T1IF=0; //clear T1 int. flag switch(max) { case 1: CMPDAC1=Vcontrol[1]; max++; break; case 2: CMPDAC1=Vcontrol[1]; max++; break; case 3: CMPDAC1=Vcontrol[1]; max++; break; case 4: CMPDAC1=Vcontrol[1]; max++; break; case 5: CMPDAC1=Vcontrol[1]; max++; break; default:

LATFbits.LATF6=1; CMPDAC1=Vcontrol[1]; T1CONbits.TON=0; TMR1=0; //clear timer counter max=1; break; } }

4-ANNEXES

81

Figura 6.3 PWM, senyals port D i F, i corrent a la bobina

A la figura 6.3 en blau fort hi ha la senyal d’un període de PWM. La senyal blau cel representa el temps entre l’inici del la conversió analògica-digital i la fi del càlcul de la corrent de control a 3,5 s després de l’inici del cicle del PWM, que és el moment on es carrega el primer valor de la corrent de control. La senyal lila representa el temps total de les sis interrupcions del timer 1. La senyal verda representa la corrent de la bobina.

4.4 Conclusions dels assajos

El cicle de treball del convertidor boost no podrà ser inferior a 3,5 s, ja que abans d’aquest temps no es disposa de la corrent de control.

El màxim d’interrupcions del timer 1 que es poden generar en un cicle de commutació són 6.

Per tal que l’ultima actualització de la rampa de compensació es produeixi als 9 s s’ha ajustat empíricament que el temps entre interrupcions sigui de 0,891 s, que surt de carregar 27 al registre PR1.

Amb les proves realitzades s’estableix que els valors de la rampa de compensació seran els que es calculen amb la següent equació.

1

2

1024

4-ANNEXES

82

(6.1) Utilitzant la equació 6.1:

3,5 29 (6.2)

4,5 37 (6.2)

5,4 45 (6.2)

6,3 53 (6.2)

7,2 61 (6.2)

8,1 69 (6.2)

9 77 (6.2)

Implementació amb microcontrolador dsPIC d’un control...

Documents

Transcript of Implementació amb microcontrolador dsPIC d’un control...