Fuentes Conmutadas

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Fuentes Pulsadas en Equipos Electrónicos Modernos

Capítulo 1Topologías de Fuentes Conmutadas MásEmpleadas por los Fabricantes 3Introducción 3

La Fuente de Transferencia Combinada 4

El Modo Burst 7

Las Topologías para Fuentes Conmutadas 8

Elección del Mosfet Llave de Potencia 9

Elección de la Topología 10

El Transformador de Pulsos 11

Mosfet Disponibles en el Mercado Latinoamericano 13

Un Circuito más Definitivo 16

Generador de Excitación 19

La Condición de Máxima de la Fuente 19

Circuito Excitador Simulado 23

¿Qué Pasa Cuando las dos Llaves Están Abiertas? 25

Capítulo 2Diseño de Una Fuente Pulsada para EquiposElectrónicos Modernos 27El Transformador de Pulsos 27

El Efecto Pelicular 28

Núcleos para Transformadores 29

Construcción Práctica del Transformador 32

La Fuente Resonante 33

El Efecto Resonante Mecánico 33

El Sistema Resonante Eléctrico 34

El Generador de Onda Cuadrada con Llaves

Controladas 37

La Tensión Sobre los Transistores Mosfet 40

Diseño de un Modulador PWM 40

El Circuito de Prueba 42

Ajuste y Prueba del Circuito 43

Posibilidades de Regulación de la Fuente 46

Conmutación con Transistores MOSFET 47

Circuito de Excitación 48

Circuito con MOSFET 50

Otro Circuito de Excitación 51

Nuevo Circuito Excitador 51

Oscilogramas del Driver con Señal Cuadrada 53

Fuente Comercial para Amplificadores de Audio 55

Capítulo 3El Servicio Técnico a las Fuentes Pulsadasde los Equipos Electrónicos Modernos 59Introducción 59

El Circuito de la Fuente 62

Funcionamiento de la Fuente 62

Reparación de la Fuente 64

La Reparación en Fotos 65

El Control de Tensión de una Fuente Pulsada 66

Un Modulador de Múltiples Usos 71

Diseño Automático del Astable

Básico con un Integrado 555 73

Circuito Completo del Modulador

con Oscilador con el Temporizador 555 73

ApéndiceEl Diagrama en Bloques de una Fuente Conmutada con Fly-Back 75El Circuito del Rectificador 76

Circuito de Conmutación de Salida de la Fuente 76

El Arranque de la Fuente 77

El Oscilador 77

La Regulación de la Fuente 78

La Limitación de la Corriente del Primario 78

Circuitos de Protección 79

Las Fuentes del Secundario de T11 79

SUMARIOFuentes Pulsadas enEquipos Electrónicos

Modernos

1Sumario

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Director Ing. Horacio D. Vallejo

ProducciónJosé María Nieves (Grupo Quark SRL)

Autor de este Tomo de Colección:Ingeniero Alberto H. Picerno

Selección y Coordinación:Ing. Horacio Daniel Vallejo

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Propietaria de los derechos en castellano de la publicación men-sual SABER ELECTRÓNICA - San Ricardo 2072 (1273) -Capital Federal - Buenos Aires - Argentina - T.E. 4301-8804

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La Editorial no se responsabiliza por el contenido de las no-tas firmadas. Todos los productos o marcas que se mencio-nan son a los efectos de prestar un servicio al lector, y no en-trañan responsabilidad de nuestra parte. Está prohibida lareproducción total o parcial del material contenido en estarevista, así como la industrialización y/o comercializaciónde los aparatos o ideas que aparecen en los mencionados tex-tos, bajo pena de sanciones legales, salvo mediante autoriza-ción por escrito de la Editorial. Septiembre 2012.

Impresión: Talleres Babieca - México

Existen distintos tipos de fuentes de alimentación pero, sinduda, las más empleadas son las pulsadas o conmutadas,debido a que son las que mejor rendimiento tienen y las quepueden funcionar con un amplio rango de tensiones de entradasin que varíe significativamente las tensiones a su salida.

Computadoras, equipos de audio, hornos de microondas,televisores, reproductores de bluray son sólo algunos de losequipos modernos que emplean fuentes conmutadas de distintotipo. En este texto se estudia qué es una fuente conmutada ycuáles son las topologías o diseños que llevan a la creación deun circuito.

También se describen los parámetros de diseño de unafuente típica comenzando con el componente más complejo, eltransformador de pulsos, indicando dónde puede conseguirlo ycómo debe solicitarlo.

Por último se enlistan algunos consejos útiles para el servi-cio técnico, mostramos técnicas para poder variar la tensión dela fuente y mostramos el funcionamiento de un circuito PWM.

Destacamos la inclusión de un apéndice en el que se des-cribe una fuente “típica” de las que puede encontrar en televi-sores a TRC ya que son equipos que seguirán llegando al tallery que, por lo tanto, todo técnico debe conocer.

Esperamos que el material, tanto este texto como los CDs,sean de su agrado.

¡Hasta el mes próximo!

SOBRE LOS CDS Y SU DESCARGA

Ud, podrá descargar de nuestra web 2 CDs: “Curso deFuentes de Alimentación” y “Servicio Técnico a las Fuentes deAlimentación” (con videos de fallas y soluciones). El primeroincluye un curso con teoría y práctica sobre los distintos tiposde fuentes de alimentación y el segundo más de 20 videos téc-nicos. Para realizar la descarga deberá ingresar a nuestra web:www.webelectronica.com.mx, tendrá que hacer clic en elícono password e ingresar la clave “quierofuente”. Tenga estetexto cerca suyo ya que se le hará una pregunta aleatoria sobreel contenido para que pueda iniciar la descarga.

EditorialDel Editor al Lector


2 El Servicio Técnico a los Equipos Electrónicos

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Las fuentes pulsadas o conmutadasse emplean en equipos electrónicosdesde hace más de 4 décadas y suobjetivo es aumentar el rendimientode la fuente de alimentación,logrando una buena estabili-dad en las tensiones generadaspara un amplio rango de ten-siones de entrada. Computadoras, equipos deaudio, hornos de microondas,televisores, reproductores debluray son sólo algunos de losequipos modernos que emple-an fuentes conmutadas de dis-tinto tipo. En este capítulovamos a ver básicamente qué es una fuente conmutada y cuáles son las topologí-as o diseños que llevan a la creación de un circuito.

INTRODUCCIÓN

Abra cualquier equipo de electrónica conpotencias consumidas de cualquier nivel,desde 10W hasta 1kW y con tensiones desalida desde 5 hasta 200V y se va a encontrarcon una hermosa fuente pulsada clásica consu transformador de ferrite y sus filtros delínea para evitar la irradiación de interferen-cias y la captación de pulsos que podríanquemar materiales de la fuente.

Salvo una fuente de un amplificador depotencia de audio de cualquier tipo, es decirtanto analógico como digital. Allí junto alequipo digital más moderno va a encontrar

un bruto transformador de 50 ó 60Hz con laclásica laminación E y I que muchas vecespesa 20 o 30 kg y que tiene una potencia depérdida proporcional a su peso. Un verdade-ro desperdicio de energía incompatible conlas épocas “verdes” que estamos viviendo.

La mayoría de los equipos tienen un con-sumo máximo y un mínimo que difierenpoco entre sí.

Por ejemplo un TV de 20” puede consu-mir 50W sin brillo y sin volumen y 80 conmáximo brillo y volumen. La relación deconsumos es de solo 80/50 = 1,6 veces esdecir de 1 a 1,6 o un 60% de la mejor a la

TOPOLOGÍAS DE FUENTES CONMUTADAS MÁS EMPLEADAS POR LOS FABRICANTES

3Capítulo 1

Capítulo 1

TOPOLOGÍAS DE FUENTES CONMUTADAS

MÁS EMPLEADAS POR LOS FABRICANTES

Cap 1 - topologías.qxd 8/2/11 6:12 AM Página 3

peor condición. La fuente tiene que adaptar-se a este hecho, pero es una adaptación míni-ma fácil de lograr.

Un equipo de audio analógico o digitaltiene un consumo mínimo casi despreciable.

Por ejemplo la corriente de polarizacióndel par de salida que se puede estimar en20mA para un equipo de 50W por canal.

Un equipo de esta potencia con una boci-na o parlante de 8½ tiene una fuente quepuede calcularse del siguiente modo:

P = E.I = 50W

como: I = E/R

50W = E.E/R

o sea:

E2/R = 50W

De aquí se deduce que con un parlante de8 Ohm será:

E2 = 50W . 8½ = 400V2

por lo tanto:

E = 20V

Como se trata de una tensión eficaz, elvalor de pico será de:

Vp = Vef x 1,41 = 20V x 1,41 = 28,2V

Haciendo números redondos sería unafuente de 30V. Por eso la potencia en repososería de 30V . 0,02A = 60 mW contra 50W aplena salida; todo ello considerando un siste-ma sin perdidas. Para sacar cuentas redondas

digamos que de 60mW a 60W que significauna variación de 1.000 veces del consumo defuente.

Es decir que nuestra fuente tiene queregular casi desde consumo nulo hasta 2Aporque (30V . 2A) dan 60W, con una entradade 180V a 240V de CA (por llave, habría queconvertir nuestra fuente de 220V en unafuente de 110V si queremos una fuente uni-versal).

Hacer una fuente que varíe de 30W a60W y que entregue 30V no es ningún pro-blema, pero que regule entre circuito abierto(corriente igual a cero) y 60W ya no es tanfácil porque es una carga demasiado variabley la salida tiende a embalarse cuando la fuen-te está sin carga. Como esto es casi unaimposición vamos a tratar de explicarlo conuna simulación y a ver cómo lo podemossolucionar.

LA FUENTE

DE TRANSFERENCIA COMBINADA

No importa de qué fuente se trate, todaslas fuentes pulsadas funcionan del mismomodo. Nosotros, para entender el problema,vamos a usar una fuente de transferenciacombinada que es la más simple de entender,aunque tiene el problema de que no es aisla-dora y por lo tanto no sirve para el proyectofinal.

En la figura 1 se puede observar el circui-to básico, en donde se utiliza una llave con-trolada por tensión como elemento activo.Por supuesto en el circuito real se utilizará untransistor bipolar o un MOSFET.

El circuito es una simple llave que se cie-rra y se abre rítmicamente a la frecuencia




fijada por el generador de funciones, quegenera una señal rectangular. El período deactividad de la llave está ajustado a un valorbajo, de modo que la llave está cerrada pocotiempo (9%) y abierta el tiempo restante y sufrecuencia de trabajo es de 50kHz es decirque cumple su ciclo en un período de1/50.000 = 20µS de los cuales está cerradaunos 2µS y abierta los 18µS restantes.

Cuando la llave se cierra aumenta lacorriente por ella en forma paulatina.

Como estamos tomando una muestra en elretorno de la batería (que representa al puen-te de rectificadores y el electrolítico de lafuente no regulada de entrada) se observa laseñal yendo hacia negativo pero en realidades un pulso positivo. La corriente de la llavepasa por el inductor L1 y luego por la cargagenerando tensión continua en el electrolíti-co de salida C1 y la carga R1 con un nivelbajo debido al poco tiempo de actividad de lallave.

No circula corriente por el diodo D1 por-que el mismo está en inversa. En cuanto lallave se abre, la corriente por el inductor queestaba creciendo y generando una tensiónpositiva en el inductor del lado del diodo,con respecto a una negativa del lado de lacarga, comienza a reducirse y genera unatensión inversa sobre el inductor que polari-za al diodo en directa. Ahora el campo mag-nético acumulado en el inductor hace circu-lar corriente por D1, L1 y la carga C1 y R1.Esa corriente se reduce paulatinamente amedida que se agota la carga de campo mag-nético en el inductor, hasta que finalmente noalcanza para mantener conduciendo al diodoy el inductor se queda a impedancia alta, conla llave y el diodo abiertos y realiza una osci-lación propia debido a su inductancia y a sucapacidad distribuida, que dura todo el tiem-po en que se está recuperando energía comolo demuestra el oscilograma de la figura 2 endonde se muestra la corriente de carga y la derecuperación. Así se puede reconocer que


5Capítulo 1

Figura 1 - Circuito de fuente de transferencia combinada.


nuestro problema está enla enorme reducción detensiones que requiere elcircuito, que nos lleva atrabajar con tiempos deactividad pequeños aun alos valores nominales decorriente de carga.Reducir la carga porejemplo a 1A implicareducir el tiempo de acti-vidad a la mitad es decir1µS y a esos valores detiempo de actividad lasllaves comunes tienenbajo rendimiento, porquedemoran en abrir ycerrar. A niveles menoresde carga ya no puedencumplir con su funciónde abrir y cerrar porque



Figura 2 - Corriente de recuperación de la fuente.

Figura 3 - Excitación en modo burst.


no tienen tiempo parahacerlo. Y entonces la ten-sión de salida pierde laregulación, la llave demo-ra en abrir y sube la ten-sión de salida a nivelespeligrosos.

EL MODO BURST

La solución al proble-ma es el modo burst. Lapalabra burst se traducecómo salva y consiste enuna doble modulación dela señal de la llave.Cuando el tiempo de acti-vidad no se puede reducir


7Capítulo 1

Figura 4 - Excitación de modo burst para reducir la tensión de salida.

Figura 5 - Ripple en el modo burst.


más, se recurre a generar un grupo de pulsosun corte, otro grupo de pulsos, otro corte, etc.hasta que baje la tensión al valor deseadocuando se usa baja carga.

En la figura 3 se puede observar el circui-to modificado con dos generadores sumadospara manejar la llave de este modo.

El circuito funciona del mismo modo queel anterior, pero ahora los cierres de la llavese realizan con un trencito, de pulsos, quelevantan la salida, un corte largo, otro trenci-to etc. logrando reducir la tensión de salida apesar de que la llave dura cerrada un tiempoaceptablemente largo.

En la figura 4 se puede observar un osci-lograma de los pulsos de excitación juntocon los pulsos de carga del inductor.

Este modo es una solución, pero implicacolocar capacitores más grandes como filtrode salida, porque ahora el ripple es el corres-pondiente al período de apagado del burstque puede ser mucho mayor que el períodode la oscilación principal. En la figura 5 sepuede observar el ripple aún con un capaci-tor 10 veces mayor.

Lo importante es partir y ya recorrimos elprimer trecho de nuestra fuente pulsada paraaudio. Ya vimos la primer dificultad y dimosuna idea de cómo salvarla. El diseño debetener llaves muy rápidas para que tenga unelevado rendimiento y un factor de atenua-ción tan elevado como de 300 a 30V con unacarga que varía casi de circuito abierto a uno2A.

Esto es algo muy difícil de lograr y pro-bablemente tengamos que realizar un consu-mo resistivo para levantar el mínimo consu-mo, probablemente sea imprescindible con-sumir unos 200mA cuando no hay audio desalida que equivale a 6W.

Nos dá lastima porque son unos cuantosárboles perdidos mientras el equipo está ensilencio, pero tal vez podamos hacer que elmicro detecte que el equipo está en silenciopor mucho tiempo y lo pase a stand by auto-máticamente.

LAS TOPOLOGÍAS PARA

FUENTES CONMUTADAS

No existe una topología que aventaje a lasotras en cuanto trabajar en el modo burst.Todas son adecuadas; pero si existen topolo-gías mas adecuadas para potencias altas quepara potencias bajas.

En principio nuestra intensión es trabajarsi se puede con 100W por canal y si no pode-mos con 50W por canal aproximadamente.Con estas potencias se pueden utilizar topo-logías de cualquier tipo con uno, dos o cua-tro transistores. Cada una tiene sus ventajas ysus desventajas que no están de más aprenderya que las fuentes de alimentación pulsadastienen una aplicación universal y todo lo quemencionemos sobre ellas será sumamenteútil para cualquier proyecto.

En primera instancia debemos decir queuna fuente pulsada requiere una o más llavesdigitales. Por eso debemos considerar lasdiferentes posibilidades existentes en el mer-cado. En principio existen tres posibilidadesde la cuales solo dos son prácticas en estemomento: los transistores bipolares; los tran-sistores MOSFET y los GATOs. De estostres los bipolares y los MOSFET son amplia-mente conocidos y no vamos a explicar nadasobre ellos porque el que encara un diseñode una fuente pulsada debe tener conoci-mientos sobre ellos.




Nos quedan el último grito de la moda enllaves digitales que son los GATOs; podemosconsiderarlos como una mezcla de transistorbipolar y MOSFET que presentan las venta-jas de los transistores bipolares, con referen-cia a su tensión colector emisor, sin los pro-blemas de excitación que ellos poseen por-que se excitan por compuerta. El problemaes que los GATOs son aun muy nuevos y nose consigue gran variedad de ellos.

Al elegir entre Bipolares y MOSFETpriva el problema del costo y la facilidad deexcitación por lo cual la decisión mas lógicaes utilizar MOSFET de los cuales luego rea-lizaremos una selección de los existentes enplaza.

ELECCIÓN DEL MOSFET

LLAVE DE POTENCIA

Empecemos por lo mas simple; el circui-to clásico de las fuentes pulsadas para TV.

Estas fuentes poseen una fuente primaria noregulada idéntica a la que vamos a utilizarnosotros que es la de 220V rectificada con unpuente de rectificadores y un capacitor elec-trolítico de unos 330µF x 450V.

Esta tensión es de 310V y nuestra fuentela debe convertir en un valor cercano a los30V. Este valor no interesa demasiado por-que se varía con la relación de espiras deltransformador. Pero lo que si interesa es latensión de primario.

En efecto de acuerdo a la topología elegi-da el MOSFET debe admitir por lo menos eldoble de la tensión no regulada y un ciertomargen que podemos estimar en unos 200Vmás.

Es decir que necesitamos transistores deunos 800V los cuales no son simples de con-seguir. En general se pueden usar MOSFETde TV pero estos están diseñados para unos80W de salida. Esto nos indica que sería con-veniente utilizar una topología de dos tran-sistores llave para que se repartan la potenciay podamos obtener unos 160W en total quepueden estirarse a 200W.


9Capítulo 1

Figura 6 - Fuente de transferencia indirecta.


ELECCIÓN DE LA TOPOLOGÍA

A nuestros efectos podemos ordenar lastopologías de acuerdo a la cantidad de llavesutilizadas como de llave simple, en semi-puente y en puente completo. Dibujemos pri-mero la topología aisladora de llave simple(también conocida como de transferenciaindirecta o fly-back). Ver figura 6. El prima-rio del transformador posee una inductanciaque determina el crecimiento de la corrienteen función del tiempo, que por supuestocomienza en cero en el comienzo del ciclo,que es cuando se cierra la llave. La fórmulaque determina la corriente en un determina-do instante de tiempo es:

I = (1/L) . T

Si L es de 1Hy en un segundo la corrien-te crece linealmente hasta 1A. Por esa razónlas inductancias utilizadas están en el ordendel mHy y las frecuencias en el orden de los100kHz (semiperiodo de 5µs) porque de esemodo se llega a corrientes de: I = (1/5µHy) .5 µs = 1A. Ver la figura 7.

Pero en este circuito la fuente es de 1V ynosotros tenemos una fuente de 310V. Comoel sistema es lineal esto significa que necesi-

taremos un inductor con 310 veces masinductancia es decir del orden de los 5.1µHymultiplicado por 310 nos dá 1,5mHy. Estainductancia no será realmente un inductor,sino la inductancia del primario del transfor-mador de pulsos. Nuestro transformadordeberá ser reductor de modo que cuandotenga aplicados los 310V entregue 31V depico positivo en su secundario.

El problema es que cuando se abra lallave J1, la inductancia de primario generaráuna sobretensión que puede llegar a ser devarios kV. Ese es justamente el fenómenoque le da el nombre de fly-back a la fuenteanalizada. Esa sobretensión se limita con unlimitador a diodo y red RC que nosotrosreemplazamos por una fuente limitadora de400V ya que este circuito solo es de demos-tración y no pretendemos que sea funcional.Ahora cuando corta J1 la tensión de la llavecrece abruptamente hasta que el diodo D2 seponga en directa (400V+310V). En esemomento también conduce el diodo D1 y elcapacitor C1 recupera la carga perdida elresto del tiempo.

El diodo D1 extrae toda la energía mag-nética acumulada en el núcleo, antes que lallave se vuelva a cerrar; es decir que nuestro



Figura 7 - Corriente por una inductancia.


circuito tiene tres tiempos claramente defini-dos. El primero es el de acumulación deenergía magnética en el núcleo. El segundoes de recuperación de la energía magnéticaen el núcleo, y el tercero es el tiempo deespera hasta que se vuelva a cerrar la llave.

La red RC sobre D1 es para lentificarlo unpoco y evitar que se produzcan oscilacionesespurias y los resistores R1 y R3 son parapoder medir la corriente por la llave y por lacarga. C1 debería ser de por lo menos 470µFpero pusimos un valor bajo para acelerar lasimulación.

Para conocer el rendimiento del circuitoagregamos un amperímetro en serie con latensión del puente de rectificadores y un vol-tímetro en paralelo con la carga. La potenciade entrada será entonces la tensión de 310Vmultiplicado por la indicación del amperíme-tro XMM2 y la potencia de salida lo indica-do por el voltímetro XMM1 al cuadrado,dividido por la resistencia de carga R2 de 10Ohm.

La potencia de salida es de 86W y la deentrada de 88W lo que da un excelente ren-dimiento para el circuito que es casi unitario

(0,97%). Por supuesto el Multisim no tieneen cuenta las perdidas en el ferrite del núcleoque considera ideal.

En la figura 8 se puede observar la formade señal de tensión y de corriente sobre lallave. Como podemos observar el tiempo 3prácticamente no existe y eso es lo que gene-ra un elevado rendimiento del circuito. En lapráctica cuando se debe variar el tiempo deactividad el tiempo muerto no puede ser tanbajo y el rendimiento empeora.

EL TRANSFORMADOR DE PULSOS

El componente más importante de lafuente es el transformador de pulsos. Sutamaño determina el costo total de la fuenteporque los MOSFET suelen ser muy econó-micos aun con corrientes y tensiones muchomás altas que las nominales. Por eso es quepensamos en tecnologías con mas de unMOSFET mirando a que el transformadorsea lo mas pequeño posible para la potenciapuesta en juego.


11Capítulo 1

Figura 8 - Oscilograma de tensión y corriente sobre la llave J1.


Y el tamaño del transformador dependefuertemente de la inductancia de primario yya aprendimos que la misma depende de lafrecuencia de trabajo y la tensión de fuente.Por lo tanto debemos elegir a priori una fre-cuencia de trabajo que no sea muy alta paraque los MOSFET no tengan que ser de muyalta velocidad pero que no sea tan baja queagrande el transformador.

En principio una frecuencia de 80kHzpuede ser adecuada. Luego analizaremostopologías que reducen la tensión de trabajo(tensión del puente) para usar inductanciasmenores.

Pero hay algo muy importante que mere-ce una atención especial y es la composicióndel núcleo con o sin entrehierro.

Expliquemos lo que es el entrehierro. Unnúcleo de ferrite tiene una curva B/H deter-minada. A medida que aumenta H la curva seva haciendo cada vez más horizontal hasta

que llega al punto de saturación donde elnúcleo tiene la misma permeabilidad que elaire. En la figura 9 se puede observar unejemplo.

Por supuesto que en nuestro diseño tene-mos que trabajar por debajo del punto desaturación, que depende la cantidad de espi-ras del primario y de la corriente que circulapor ellas; en una palabra del campo magnéti-



Figura 9 - Curva B/H de un núcleo de ferrite.

Figura 10 - Corriente por el primario del transformador.


co donde se encuentra sumergido el núcleo.Precisamente el núcleo aumenta la permeabi-lidad del aire en un factor llamado permeabi-lidad oº. Como resulta lógico la misma curvase continúa hacia el cuadrante negativo ytiene una curva inversa en ese cuadrante.

Como consecuencia de esto es evidenteque nuestro núcleo debe estar sometido en loposible a una CA. Ya que la componentecontinua, si la hubiera, desplazaría el puntode trabajo hacia un cuadrante o el otro yreduciría la parte activa de la curva.

Si Ud. desarma un fly-back seguramenteencontrara que las dos “C” que forman elnúcleo están separadas por un cartón o unalamina de plástico. Esto se debe a que en elcircuito de salida horizontal circula una com-ponente continua sobre el primario y sin eseentrehierro el núcleo se saturaría. Colocaresa lámina reduce la permeabilidad aunqueevita la saturación y eso incrementa el tama-ño del núcleo. Ahora el tema es saber si elcircuito que utilizamos hace circular corrien-te continua por el núcleo. Para eso solo tene-mos que agregar un resistor shunt y utilizarel osciloscopio. Ver la figura 10.

Como podemos observar toda la señal decorriente esta sobre el eje cero y es unarampa que dura el 50% del tiempo y tiene unvalor pico de 1A. Realizando los cálculosesto implica una componente continua de0,25A y se requiere el uso de un entrehierroporque solo se aprovecha la curva del primercuadrante (la sección del núcleo es el doblede la necesaria). En el caso del fly-back nointeresa mucho porque el tamaño está deter-minado por el bobinado de alta tensión. Peroen nuestro caso si interesa y mucho porqueaumenta el costo del núcleo o la capacidadde sacarle mas corriente a la fuente.

Esto significa que el circuito propuesto noes el más indicado y que deberemos buscar

una topología de circuito que genere uncampo alternado en el núcleo. SeguramenteUd. se estará preguntando como vamos aaplicar una tensión inversa al primario si solotenemos una tensión positiva de 310V. Noteque dijimos un campo magnético alternadosobre el núcleo y no una tensión alternadasobre el primario. Y eso se logra con simpletopología. Pero antes de analizar la topologíavamos a analizar los MOSFET que tenemosdisponibles en el mercado.

MOSFET DISPONIBLES

EN EL MERCADO LATINOAMERICANO

En nuestro mercado los diseños se debenacomodar a los componentes de reemplazospara la reparación de TVs; en caso contrariohay que realizar complejas operaciones decompra en el exterior.

Hablando con mis alumnos llegue a laconclusión que por lo menos en Argentina seconsiguen 3 MOSFETs para fuente de TVque son los siguientes:

1) 6N60-A de 600V y 6,2A (existe lavariedad B de 650V).

2) K3264 de 800V y 7A.3) K1507 de 600V y 9A.

Detengámonos a analizar el de peorescaracterísticas para ver si puede ser utilizadoen nuestra fuente. El par de datos mas impor-tante parece indicar que con referencia a lacorriente tenemos un buen margen de seguri-dad pero no así de la tensión si limitamos lamisma al doble de la tensión de fuente que eslo típico ya que tendríamos una tensión de620V lo que exigiría el uso de la variedad Bque no siempre se consigue y además prácti-camente sin margen de seguridad.


13Capítulo 1


Sin embargo podríamos utilizar algunatopología de dos transistores que nos va aresultar muy útil para varias cosas. La prime-ra es distribuir la potencia sobre dos llaves enlugar de una y la siguiente es bajar la tensiónaplicada a la mitad. Esto hace que el 6N60-Aresulte perfectamente apto para nuestra fuen-te.

Pero aun quedanparámetros por analizar.Lo primero es saber si eltransistor podrá trabajara 80kHz y para esodebemos adentrarnos enla descripción del mismoque aparece en su datas-te (especificación).

Sus fabricantes dicen:el 6N60 es una MOS-FET de canal N de 6,2Ay 600/650V diseñadopara obtener una altavelocidad de conmuta-ción y una baja capaci-dad de compuerta.

Su estado de bajaresistencia es caracterís-tico de los diseños deavalancha controladaque poseen un valor muybajo de la misma. Suscaracterísticas principa-les son:

1) La resistencia en elestado cerrado R ds(on)= 1,5Ohms a una tensiónde compuerta de 10V.

2) Una ultra bajacarga de compuerta, típi-ca de 20 nC (nanoCoulomb).

3) Baja capacitancia

de transferencia (valores típicos para Crssson de 10pF).

4) Energía de avalancha testeada.5) Soporta una elevada variación dV/dT.6) Capacitancia de entrada 700 a 1000pF.

Con referencia a sus características térmi-cas es poco lo que podemos decir práctica-



Figura 11 - Características resumidas del 2SK3264.


mente en el comienzo de nuestro proyecto,pero se pueden hacer algunas consideracio-nes groseras.

El rendimiento de una fuente pulsada amáxima potencia, puede estimarse en un85%. Si buscamos construir una fuente de200W significa que la potencia disipadasobre todo en las llaves es del 15% de lapotencia máxima es decir 30W.

Si se usa una topología de dos MOSFETse disiparían 15W por MOSFET. La especi-ficación indica que la resistencia térmica contemperatura controlada de carcaza (disipadorinfinito) es de 2 ºC/W lo que significa que lajuntura sobreelevaría una temperatura de15ºC. Si la temperatura ambiente máxima de

trabajo se toma en 40ºC significa que con undisipador infinito la juntura llegaría a 55ºC loque significa que se puede resolver el pro-yecto con un disipador aceptablementepequeño.

Con referencia al MOSFET K3264 pode-mos indicar que sería también perfectamenteapto y un reemplazo de mejores característi-cas que el 6N60 con referencia tanto a ten-sión como a corriente y con buenas caracte-rísticas de velocidad. Lo mismo podemosdecir del K1507 de los que presentamos suscaracterísticas principales en las figuras 11y 12.

Nuestra preferencia por el 6N60 se basanen la capacidad de entrada Ciss que es de 700


15Capítulo 1

Figura 12 - Características del 2SK1507.


a 1000pF en tanto que en el 3264 puede lle-gar a 1350pF en el 3264 y a 1800pF en el1507. Esta capacidad es la carga del driver ypuede generar problemas de excitaciónredondeando los flancos de la señal y provo-cando demoras en el encendido y en el apa-gado.

En nuestro caso esas demoras son impor-tantísimas para mejorar el rango de funcio-namiento de la fuente con señales que tenganpoco tiempo de actividad (amplificador conbaja señal). Dentro de lo posible, debemosprocurar trabajar hasta con señales de un 5%de tiempo de actividad que equivalen 300nS.

Nota: en la especificación del 3264 estaequivocada la unidad de medida de los tiem-pos de conmutación (que deben estar en ns -nanosegundos-).

El 6N60 tiene un tiempo de apagado de40 ns lo que nos permite suponer que podrátrabajar hasta el 5% de tiempo de actividad otal vez menos.

UN CIRCUITO MÁS DEFINITIVO

Dentro de la topología de circuitos debe-mos buscar una que no exija demasiada ten-sión a los dos transistores MOSFET que yadecidimos emplear. Que tome como fuenteno regulada un puente de rectificadores nor-mal y que alimente el primario con CA. En lafigura 13 mostramos un posible circuito queprobaremos y modificaremos si fuera nece-sario. Primero debemos aclarar que el circui-to esta alimentado por dos fuentes con lo queparece que no cumplimos con una de las pre-misas. Sin embargo no es así porque las dostensiones de 155V en serie se pueden obtenercolocando dos electrolíticos en serie comocapacidad de carga del puente de rectificado-res.

Luego observe que el primario se alimen-ta desde la unión central de las fuentes yposee una llave a los 300V y otra a masa. Esdecir que el primario tiene aplicada unacorriente alterna perfecta como lo va a indi-



Figura 13 - Circuito básico de la fuente.


car el oscilograma de la figura 14. Comovemos el transformador es atacado por unaCA perfecta de 310 Vpap y 155V de piconegativo y positivo. De este modo le pedi-mos la menor exigencia al núcleo del trans-formador que no requiere entrehierro.

De cualquier modo para asegurarnos queel primario no sea atravesado por una conti-nua es conveniente utilizar una capacitor enserie con el mismo que tenga suficiente capa-cidad como para que no caiga tensión sobre

el, tal como lo observamosen la figura 15.

En realidad el circuitoprimario tiene que estar pre-parado para las dos tensio-nes de red usadas enAmerica y Europa, para quela fuente sea una soluciónintegral para todos los luga-res del mundo. En la figura16 se observa el circuito conuna llave (en 110V) que per-mite pasar de una tensión aotra con una resistenciaequivalente a una carga de120W (680 Ohm) y la posi-bilidad de tomar tensión de300V o de 150V para lallave de potencia superior yel transformador. Y en la

figura 17 se observa el mismo circuito con lallave posicionada en 220V y también con lamisma posibilidad.

El circuito del secundario tiene una senci-llez espartana, porque solo posee un rectifi-cador negativo y otro positivo que posterior-mente deberemos proveer de los correspon-dientes filtros antirradiación. La excitaciónes simplemente una señal rectangular quepara cumplir con las exigencias de diferentescargas y tensiones de primario (en caso de

baja tensión) debe variar sutiempo de actividad demodo que XFG2 sea el com-plemento a 100 de XFG1, esdecir que si uno fuera del40% el otro debe ser del60%.

En la figura colocamosuna carga media y excita-mos con señales del 50% enambos generadores para


17Capítulo 1

Figura 14 - Oscilograma de primario del transformador.

Figura 15 - Circuito real de fuente para 220V de red .


hacer una prueba. Ahora llega el momento deprobar el circuito con los parámetros realesde consumo para ver si la salida positiva ynegativa se mantiene en valores complemen-tarios. Es decir que debemos variar R1 y R2que ahora están disipando 30W cada uno (esdecir 60W) por valores que permitan disiparpor lo menos 120W con un tiempo de activi-dad del 40% y luego reducir esa carga al 10%de su valor original y ver en cuanto debequedar el tiempo de actividad.

Por razones de espacio vamos a dejar estaexperiencia para la próxima entrega endonde dibujaremos el circuito completo yposiblemente agreguemos un par de diodosauxiliares más si fuera necesario, ya queobservamos varios circuitos comerciales quetienen dos diodos por cada extremo delsecundario.

De esta manera tenemos ya un circuitocasi definitivo del sistema de llaves.



Figura 16 - Puente en 110V.

Figura 17 - Puente en 220V de red.


Demostramos el problema de la circulaciónde corriente continua por el transformador ylo resolvimos con el uso de una fuente parti-da en el medio, usando dos electrolíticos enserie (de cualquier modo esa es una soluciónaceptable porque por razones de circulaciónde corrientes se requieren capacitores de ele-vado tamaño, llamados de alto ripple o dosde tamaño normal).

Vamos ahora a realizar las simulacionespropuestas y ver el problema del núcleo autilizar, con sus dimensiones y característi-cas. Este es un problema complejo paraAmérica que siempre esta muy mal surtidade materiales especiales.

GENERADOR DE EXCITACIÓN

Vamos a desarrollar el circuito generadorde esa excitación, en una simulación enMultisim y vamos a probar su funcionamien-to con un transformador con secundario decarga para que entregue 32V partiendo deuna red de 220/110V.

Nuestra fuente funciona con regulaciónporque la señal de excitación modifica eltiempo de actividad de modo de mantenerreguladas las fuentes de -32 y +32V (en rea-lidad sólo se puede mantener regulada una;la otra se regula automáticamente). Paralograr que la fuente regule a máxima cargahay que excitarla con un período de actividaddel 50%, bajar la tensión de fuente no regu-lada a 250V, conectarle la carga máxima yobservar que se generen 35V, 36V o mas desalida.

Luego cambiar el tiempo de actividad amano y observar que ajuste en 32V de salida.Pero cuando el tiempo de actividad se redu-

ce no puede hacerlo en cualquier momento,debe generar una señal de excitación simétri-ca para no deformar la señal de los secunda-rios. Esto complica el generador de modoque hay que utilizar dos comparadores pararesolverlo aun sin emplear más que las llavescontroladas por tensión del Multisim.

Nuestro primer paso va a ser resolver elfuncionamiento al máximo tiempo de activi-dad (50%) y posteriormente resolver el exci-tador para que regule a 32V.

LA CONDICIÓN DE MÁXIMA

DE LA FUENTE

En nuestro curso vamos siempre desde lomás simple a lo más complejo. En principiovamos a resolver el problema para un ampli-ficador monofónico de 60W y luego en otrasentregas, seguiremos rediseñando para ver sillegamos a los 120W que permitan alimentarun sistema estereofónico.

Para poder excitar a un sistema mono de60W por canal; la tensión calculada de fuen-te es de +32V y -32V aproximadamente loque implica una corriente de fuente positivao negativa de 30W/32V = 0,9A. Pero al rea-lizar la prueba de máxima, la salida de fuen-te debe estar excedida; será de 36V por ejem-plo y entonces la corriente va a ser menor;30W/36V = 0,83A. Lo importante es calcularla resistencia de carga como de 36V/0,83A =43 Ohms. Para hacer la verificación sobre lafuente positiva se entrega una potencia de36V.0,83A = 30W que sumados a los 30W dela fuente negativa hacen los 60W de nuestroamplificador.

Con estos datos armamos la simulaciónde nuestro último circuito con dos resistoresde carga de 43 Ohm.


19Capítulo 1




Figura 18 - Circuito del secundario aislado a condiciones máximas.


El circuito del secundario (ver figura 18)se entiende claramente con el diodo D1 rec-tificando +32V y el diodo D2 rectificando -32V, pero como se puede observar se agrega-ron los diodos D6 y D5 para completar unrectificador de onda completa y poder dividirpor 2 la corriente que manejan los diodos D1y D2 y duplicar la frecuencia del ripple, queahora será de 160kHz.

De cualquier modo esto no reduce el valorde los capacitores de filtro, porque los mis-mos están diseñados para soportar las varia-ciones de la carga de audio. Es imposibleevitar que la entrada de los diodos auxiliaresno genere alguna oscilación parásita. Por esarazón es que agregamos los resistores R3 yR4, los inductores L1 y L2 y los capacitoresC3, C4, C5 y C6. Con ellos sólo se puede


21Capítulo 1

Figura 19 - Oscilogramas de la fuente.

Figura 20 - Excitador con período de actividad variable.


observar un mínimo sobrepulso que no gene-ra molestas irradiaciones.

Observe que generamos un poco más delvalor deseado porque en realidad el períodode actividad máximo debe ser un poco infe-rior al 50% para evita que se produzca unsolapamiento de las señales de gate y seenciendan los dos MOSFET al mismo tiem-po, lo que produciría un cortocircuitomomentáneo de fuente a masa, con un segu-ro deterioro de los mismos.

En cuanto a la forma de señal de primarioy secundario se puede observar en la figura19 la señal primaria la tomamos sobre el pri-mario y la señal del bobinado inferior conreferencia a la masa aislada.

Mirando la figura, el lector puede obser-var la perfecta simetría de las formas deseñal y la limpieza de la señal presente en elsecundario. El oscilograma del bobinadosuperior es una replica invertida del oscilo-grama mostrado.



Figura 21 - Oscilograma al 50% de tiempo de actividad V = 5V.

Figura 22 - Oscilograma al 40% de tiempo de actividad V = 4V.


También es conveniente observar que elbobinado primario esta excitado con unaseñal perfectamente alternada es decir con unvalor medio igual a cero lo que nos permiteaprovechar todas las características delnúcleo.

Ahora debemos excitar el mismo circuitopero con una señal que tenga periodos deactividad más cortos sin perder su valormedio nulo; lo que requiere el uso de un cir-cuito comparador rápido y un generador deonda triangular.

CIRCUITO EXCITADOR SIMULADO

En la figura 20 se puede observar el cir-cuito simulado del excitador de las llavescontrolada por tensión, con periodo de acti-vidad variable con un potenciómetro.

Lo ideal para entender el funcionamientode este excitador es observar las señales decontrol de las llaves a diferentes períodos deactividad, que resultan tener una forma deonda muy particular para conservar la sime-


23Capítulo 1

Figura 23 - Oscilograma con un 20% de tiempo de actividad tensión V = 2V.

Figura 24 - Funcionamiento del comparador inferior.


tría, que garantice que la señal sobre el trans-formador sea alterna (es decir con valormedio igual a cero).

Como el período de actividad depende dela tensión continua entregada con el poten-ciómetro, vamos a colocar los oscilogramasjunto con la tensión y el período de actividad.Vea las figuras 21, 22 y 23.

Ahora que se sabe como debe ser la señalgenerada se puede analizar como hace el cir-

cuito para generarla analizando el circuito dela figura 20.

El circuito es, en cierto modo, similar almodulador PWM de nuestro amplificador deaudio pero considerando que se debe gene-rar una señal con valor medio nulo. Es evi-dente que las llaves deben estar excitadas pordiferentes señales y por eso se utilizan losdos comparadores.

El circuito de salida de los comparadores



Figura 25 - Funcionamiento del comparador superior.

Figura 26 - Agregado de los diodos recuperadores.


es igual y consiste solo en un resistor de 1k½ya que los comparadores tienen salida acolector abierto (open colector). Por supues-to cada salida va conectada a una llave con-trolada por tensión.

En la entrada - del comparador superior seconecta una onda triangular con fase directay en la entrada - del comparador inferior lasalida invertida. La tensión continua delpotenciómetro opera como eje de recorte delas ondas triangulares, tal como puede obser-varse en el oscilograma de la figura 24.

En la figura 25 se puede observar el osci-lagrama del comparador superior que nospermite entender cómo se genera el otropulso de salida.

Como las ondas triangulares están desfa-sadas 180º también lo estarán las señales desalida de los comparadores.

Corresponde aclarar que la sensibilidadde la modulación es fácilmente modificablecambiando el valor pap de la onda triangular.

¿QUÉ PASA CUANDO LAS DOS

LLAVES ESTÁN ABIERTAS?

Ocurre que el primario queda conectado aalta impedancia y eso no es conveniente. Lasolución del problema se consigue utilizando

dos diodos conectados sobre las llaves con-troladas por tensión según el circuito de lafigura 26.

Con estos dos diodos, si la corriente nocircula por las llaves en dirección haciaabajo; circula por los diodos en direcciónhacia arriba, pero siempre hay un circuitocerrado para evitar las sobretensiones sobreel bobinado primario.

Primeras Conclusiones

De este modo hemos visto qué es unafuente conmutada, que diferentes configura-ciones o tipologías pueden tener las fuentespresentes en los equipos electrónicos de últi-ma generación y cómo puede ser una fuentepara nuestros proyectos. Para ello, ya tene-mos resuelto el circuito secundario y la exci-tación del circuito primario. Resta unir losdos circuitos para verificar el funcionamien-to y la posibilidad de regulación, tema queanalizaremos en el próximo capítulo.Posteriormente reemplazaremos las llavescontroladas por tensión por los MOSFETque ya elegimos y diseñaremos el driver delos mismos.

Por el momento trabajamos con un trans-formador simulado, pero les avisamos a loslectores de México y América Latina engeneral que ya estamos en contacto con dis-tribuidores de material de ferrite para laconstrucción del componente definitivo. ☺☺


25Capítulo 1


Ya hemos visto cómo es una fuenteconmutada o pulsada empleada enlos equipos electrónicos actuales yqué requisitos debe cumplir lamisma. En este capítuloveremos los parámetrosde diseño de una fuentetípica comenzando con elcomponente más comple-jo, el transformador depulsos, indicando dóndepuede conseguirlo y cómodebe solicitarlo. Obviamente, como SaberElectrónica llega a todaslas ciudades, daremosejemplos en Argentina, México y Venezuela y, para otros países deberá recurrir aInternet, en base a los datos que sugerimos.

EL TRANSFORMADOR DE PULSOS

Un transformador de pulsos es el compo-nente bobinado más difícil de fabricar de laelectrónica. En él confluyen los conoci-mientos de los materiales magnéticos; losmateriales dieléctricos (no se olvide que laprueba de aislación se realiza a 2.500V) ylos conocimientos de RF bajas que incluyenel efecto pelicular. Seguramente Ud. quedóasustado después de leer esta frase e inclusi-ve extrañado porque hablemos del efectopelicular a los 80 o 100kHz en que trabajanuestra fuente.

Tome una radio de AM en desuso. Busquesu antena de ferrite y desarme el bobinado desintonía. Fíjese que está construido con 7alambres de cobre esmaltados retorcidos y elmanojo cubierto con hilo de algodón.Inclusive en mis buenos tiempos enTonomac utilizábamos alambre de 14 hilos.

Ud. dirá que por ese bobinado pasabanmicroamperes y por un transformador depulsos pueden pasar varios amperes de pico.No importa, en ambos casos ocurre el mismoefecto pelicular.

Si Ud. desarma un transformador de pul-sos de procedencia Asiática va a observar

DISEÑO DE UNA FUENTE PULSADA PARA EQUIPOS ELECTRÓNICOS MODERNOS

27Capítulo 2

Capítulo 2

DISEÑO DE UNA FUENTE PULSADA

PARA EQUIPOS ELECTRÓNICOS MODERNOS

Cap 2 - Diseño de Fuentes.qxd 8/2/11 6:15 AM Página 27

que el primario es un simple y grueso alam-bre de cobre. Pero si desarma un transforma-dor Europeo verá que el primario puede serde 2 o 4 hilos de cobre esmaltado o inclusivede faja de cobre esmaltada aislada con mate-riales plásticos. Ocurre que los Europeos cui-dan el medio ambiente y los Asiáticos cuidanel bolsillo.

EL EFECTO PELICULAR

SI Ud. usa un conductor grueso es porquepretende que la corriente circule por todo elconductor, para reducir la resistencia delmismo. Pero el campo magnético que creauna línea de electrones circulantes por elmedio del conductor tiende a frenarlos o porlo menos se opone a la circulación generan-do calor. El campo magnético de una línea deelectrones periféricos no puede frenar a lalínea de electrones siguientes y entonces seproduce un efecto llamado pelicular que hacecircular a los electrones preferentemente porla periferia del conductor.

Este efecto es marcadamente dependientede la frecuencia, así que podemos decir queen todos los componentes bobinados recorri-dos por frecuencias superiores a 1MHz eldiámetro se elije para que el alambre seacómodo de bobinar y se permite que el efec-to pelicular trabaje a sus anchas. En corrien-te continua, la densidad de corriente es simi-lar en todo el conductor (figura 1 a), pero encorriente alterna se observa que hay unamayor densidad de corriente en la superficieque en el centro (figura 1 b). Este fenómenose conoce con varios nombres: efecto pelicu-lar de Ávila Aroche, efecto skin-Aroche oefecto Kelvin. Este fenómeno hace que laresistencia efectiva o de corriente alterna sea

mayor que la resistencia óhmica o decorriente continua. Este efecto es el causantede la variación de la resistencia eléctrica, encorriente alterna, de un conductor debido a lavariación de la frecuencia de la corrienteeléctrica que circula por éste.

El efecto pelicular se debe a que la varia-ción del campo magnético en función deltiempo, es mayor en el centro que en la peri-feria simplemente porque hay mayores cam-pos sumados, lo que da lugar a una reactan-cia inductiva mayor, y debido a ello, a unaintensidad menor de corriente en el centrodel conductor y mayor en la periferia.

Este efecto es apreciable en conductoresde grandes secciones, especialmente si sonmacizos. Aumenta con la frecuencia, enaquellos conductores con cubierta metálica osi están arrollados en un núcleo ferromagné-tico que es nuestro caso particular.

En frecuencias altas los electrones tien-den a circular por la zona más externa delconductor, en forma de corona, en vez de



Figura 1 - Corriente por un conductor maci-zo cuando está recorrido por una corrientecontinua (a) y una alterna (b) de moderada

frecuencia.


hacerlo por toda su sección, con lo que, dehecho, disminuye la sección efectiva por laque circulan estos electrones aumentando laresistencia del conductor aunque sería máspropio decir la reactancia inductiva.

Este fenómeno es muy perjudicial en laslíneas de transmisión que conectan dispositi-vos de alta frecuencia (por ejemplo un trans-misor de radio con su antena).

Si la potencia es elevada se producirá unagran pérdida en la línea, debido a la disipa-ción de energía en la resistencia de la misma.

También es muy negativo en el comporta-miento de bobinas y transformadores paraaltas frecuencias, debido a que perjudica alfactor de merito o Q de los circuitos reso-nantes al aumentar la resistencia respecto ola reactancia.

Una forma de mitigar este efecto es elempleo en las líneas y en los inductores deldenominado hilo o alambre de Litz, consis-tente en un cable formado por muchos con-ductores de pequeña sección aislados unosde otros con esmalte y unidos solo en losextremos. De esta forma se consigue unaumento de la zona de conducción efectiva.Ver la figura 2.

¿Se puede realizar un cálculo de la pro-fundidad hasta la cual cir-cula corriente eléctrica?

Sí, aunque es algo com-plejo. Normalmente la resis-tencia de un conductor deforma circular se calculacon la fórmula:

R = ρ

. L/S

En donde ρ (se dice “ro”)es la permeabilidad relativadel material conductor utili-

zado. Para nuestro caso el cobre tiene unaresistividad de 0,017 Ohm por mm2 pormetro con L en metros y S en mm2.

Se define la profundidad superficial de losconductores, al área efectiva por la que cir-cula corriente en el conductor. Depende de lafrecuencia, permeabilidad magnética y resis-tividad del material y se da en metros.

Fórmula 1 - Fórmula para el cálculo de la penetración.

En donde ω = 2 ¹ F ; µ es la permeabili-dad del material y σ la resitividad.

En realidad los bobinados de nuestrotransformador deberían estar realizados conalambres Litz para reducir las pérdidas perotomaremos como suficiente precaución utili-zar 4 alambres de cobre esmaltado retorci-dos, del diámetro adecuado.

NÚCLEOS PARA TRANSFORMADORES

El principio del transformador es que todabobina sumergida en uncampo magnético variablegenera una tensión alternadade la misma frecuencia quela de variación del campomagnético.

La tensión inducida esfunción de la velocidad devariación del campo magné-tico de su orientación y desu intensidad. Lo importantees que el campo sea variable


29Capítulo 2

Figura 2 - Alambre Litz


porque un campo fijo como el generado porun imán o un electroimán de CC no inducetensión alguna. Estos casos dan forma a lasdínamos y los motores eléctricos.

El caso que nos ocupa es una estructurafija de material magnético formado por cha-pas recortadas con forma de “E” y de “I” quegeneran un camino de baja reluctancia (resis-tencia al campo magnético) y que pasa pordentro del primario y el secundario.

La variación del campo magnético de labobina sumergida en él puede ser debido almovimiento, pero en nuestro caso (el trans-formador) se trata de una estructura fija en laque se varía la corriente, aplicada al prima-rio. Conste que dijimos corriente y no ten-sión, porque el campo magnético es funciónde la corriente que varía por el primario y node la tensión aplicada a él.

En principio un bloque macizo de hierrosilicio puede encargarse de conducir elcampo magnético del primario por dentro del

secundario sin que nada del campo se des-perdicie, cerrándose por el aire sin pasar porel secundario.

Pero es imposible lograr, que aunque seaun pequeño campo, se cierre solo sobre elprimario y por eso un transformador serepresenta siempre como un transformadorideal con un pequeño inductor en serie con elprimario que representa las pérdidas de flujoy la ausencia de rendimiento unitario. Ver lafigura 3.

Un transformador consiste en dos bobina-dos fuertemente acoplados entre sí. Puedeser simplemente por la geometría de lasbobinas (una dentro de la otra), pero másgeneralmente se trata de una estructura metá-lica con un material que es mucho más per-meable que el aire (al campo magnético)como por ejemplo el hierro silicio.

Durante muchos años los únicos transfor-madores que se conocían eran los de hierrosilicio laminados ya que la máxima frecuen-



Figura 3 - Transformador ideal y real.


cia a la que se trabajaba era de 100Hz. En lapráctica para reducir al máximo las pérdidaspor histéresis magnética se recurre al uso demateriales capaces de imantarse y desiman-tarse rápidamente, tal como ocurre con elhierro silicio.

En cuanto a las pérdidas por corrientes deFoucault o corrientes parásitas podremostener una idea mas precisa al respecto siobservamos la figura 4, la cual consideramospor supuesto como un núcleo macizo a pesarde ser de chapa laminada.

Si consideramos al mismo recorrido porun determinado flujo magnético como eldibujado en líneas de puntos; como éste esvariable se originan en dicho núcleo corrien-tes circulares que se opondrán en todo ins-tante a la causa que las origina. Siendo el

núcleo de una sola pieza, la resistencia eléc-trica que ofrecerá a dichas corrientes circula-res será baja, lo cual provocará un incremen-to de tales corrientes.

Debido a su efecto contrario, la corrientede la fuerza magnetizante debilitará a estaúltima y, en consecuencia provocará unincremento de la perdida en la potencia quedisipará el primario para un correcto funcio-namiento del transformador, en la corrienteque circula por el primario.

Esto en sí representa una pérdida depotencia que disipará el primario para uncorrecto funcionamiento del transformador.

Para contrarrestar el efecto de estascorrientes parásitas es posible llegar a unasolución muy interesante basada en ofreceruna máxima resistencia transversal a las mis-mas. Esto se consigue integrando el núcleomagnético mediante un conjunto de láminasdelgadas de hierro, superpuestas una sobreotra y aisladas entre sí con un baño de gomalaca, barniz o simplemente óxido. En la figu-ra 4 podemos apreciar el tipo de construcciónpropuesto que evidentemente reduce lascorrientes circulares transformándolas enelípticas de mucho menos recorrido.

Naturalmente que éstas igual se producen,pero debido a que el hierro tiene muchamenor sección el valor alcanzado por lascorrientes de Foucault es sensiblemente masreducido, disminuyendo en consecuencia laspérdidas.

En la práctica los transformadores seconstruyen con una gran cantidad de láminasmuy delgadas de hierro silicio aisladas entresí y fuertemente comprimidas. Con estas pre-cauciones se lograrán realizar transformado-res que alcanzan a cubrir la gama de audio sise utilizan procesos de orientación del granomagnético de la laminación.


31Capítulo 2

Figura 4 - Núcleo laminado.

Figura 5 - Armado de un núcleo.


La máxima frecuencia de trabajo de unnúcleo esta determinada por las llamadascorrientes de Foucault que consisten encorrientes inducidas en el propio hierro porestar sometido a un campo magnético varia-ble debido al fenómeno de la inducción mag-nética.

Los cortes en forma de lámina secciona elcamino de circulación de las corrientes deFoucault y más cuando las mismas están oxi-dadas.

De cualquier modo la forma indicada noes práctica porque no posee lugar para mon-tar el secundario. En el ítem siguiente obser-varemos formas prácticas de laminación.

En la figura 5 se puede observar una solu-ción totalmente clásica consistente en elcorte “E” y “I” de la laminación.

Los cortes en I y en E se arman intercala-dos tal como se observa a la izquierda paraevitar que se produzca un corte del caminomagnético principal.

Cuando se deben realizar transformadoresque superen la banda de audio se abandona lalaminación y se utilizan gránulos de hierroamalgamados con resinas epoxi, poliéster uotros materiales plásticos, lo que permitenaumentar la permeabilidad hasta frecuenciasdel orden de los 2MHz. Este tipo de materialtoma el nombre genérico de ferrite. En lafigura 6 se puede observar una fotografía deestas formas de ferrites para transformadoresde pulsos de fuentes.

El material de ferrite tiene característicasmuy particulares que requieren un análisismuy cuidadoso para elegir el más adecuado anuestras necesidades. Por supuesto lo másimportante es determinar el tamaño del trans-formador en función de la potencia que debeentregar la fuente. Pero muchas veces estetamaño está determinado más por las carac-

terísticas de aislación y el acoplamiento quedebe tener la fuente.

CONSTRUCCIÓN PRÁCTICA

DEL TRANSFORMADOR

Ya dijimos que un transformador realtiene una inductancia parásita llamada dedispersión que debe minimizarse para obte-ner un elevado rendimiento (que la mayorparte de la energía que ingresa por el prima-rio salga por el/los secundarios). Esto impli-ca una construcción muy particular del trans-formador. Mirando las fotografías se observaque la zona de bobinados se encuentra sobrela rama central del núcleo construida sobreun carretel de plástico. Ese carretel se llenade un modo muy particular: primero la mitaddel primario, luego los secundarios y porúltimo la otra mitad del primario. Es decirque el bobinado es un sándwich de dos tapasde primario con los secundarios como fiam-bre. Esto provoca un fuerte acoplamiento



Figura 6 - Formas de ferrite para trans-formadores de pulsos.


entre el primario y los secundarios minimi-zando la inductancia de dispersión.

Pero también hablamos de que la pruebade aislación se realiza a 2500V y esto impli-ca una construcción muy particular con unaaislación de cinta de mylard sobre la primermitad del primario, luego construir el/lossecundarios una nueva capa de mylard y porúltimo la segunda parte del primario.

Es evidente que si los terminales de pri-mario y secundario se sacan del mismo ladodel carretel será imposible conseguir la aisla-ción correcta. Por eso la solución típica essacar los terminales de primario por un ladoy los de secundarios por el otro.

Por último es fundamental que la aisla-ción del circuito impreso sea mejor que la deltransformador.

Como puede observar, ingresamos delleno en el desarrollo del transformador depulsos mencionando las razones históricasque llevaron a la utilización del ferrite ysobre todo a explicar los requisitos de aisla-ción y rendimiento del transformador.

Todo depende de la construcción y lahabilidad del diseñador para lograr unabuena separación entre los terminales deltransformador y entre el primario y secunda-rio.

Los lectores curiosos que deseen observarlas especificaciones de los ferrites les indica-mos que los que se consiguen en Argentinase obtienen primero en la lista de materialesde Elemon (www.elemon.net) y luego con-sultar las características de los materiales enexistencia hay que ingresar enwww.epcos.com. En México puede consultaren EYM Electrónica (www.eym.com.mx),en Venezuela en: www.zonalectronica.com ypara otros países debe fijarse en el listadoque hemos colocado en nuestra web.

LA FUENTE RESONANTE

Hemos discutido cuál es la mejor topolo-gía para una fuente de audio. Y cuando quie-ro “optimizar” la topología elegida meencuentro con problemas difíciles de resol-ver. Por eso quiero plantear un nuevo méto-do de resolver el problema con una fuente nopulsada.

Desde el comienzo, en este texto, la ideaes diseñar juntos una fuente pulsada; es decirque yo aún no tengo la solución mientrasestoy escribiendo estas líneas y además nisiquiera me animé a asegurar que pueda lle-gar a una. Quedamos en que de cualquiermodo la aventura de aprender es siempreprovechosa y decidimos meternos en el temacon todo.

Me animé a escribir porque leí un artícu-lo en una revista española en donde explica-ban parcialmente la construcción de una, evi-dentemente basada en un artículo en Inglés alque no tuve acceso. Pero a medida que fuiingresando en el diseño me dí cuenta de quetenía grandes falencias y no pude resolver lasección del secundario del transformador.

Releyendo mis propios artículos sobrefuentes llegué a la conclusión de que lasfuentes de alta potencia de mejor rendimien-to se utilizaban en los TV de plasma y sonfuentes que no se pueden clasificar comopulsadas aunque funcionen con pulsos. Sellaman fuentes resonantes y como es clásicoen nuestro curso vamos a estudiarlas a fondo.

EL EFECTO RESONANTE MECÁNICO

La resonancia mecánica es un efectosumamente utilizado en muchos dispositivos


33Capítulo 2


y debemos estudiarla antes de entender cómofunciona una fuente resonante.

El péndulo es la máquina resonante másconocida de todas las épocas y la más didác-tica para entender el problema del rendi-miento. Vamos a analizar un péndulo conaguja rígida, peso y rulemán en su punto depivote. Ver la figura 7. Este dispositivo esuna máquina transformadora de energía gra-vitatoria en energía térmica, si consideramosque el rulemán no es ideal y tiene un deter-minado rozamiento.

Las transformaciones que se producenson las siguientes:

A) Se levanta el peso dándole energíapotencial gravitatoria y se suelta.

B) La aguja hace oscilar al peso que llegaal punto central; en ese lugar la energíapotencial gravitatoria es nula porque el pesono puede bajar más allá de esa posición.Toda la energía potencial se transformó enenergía cinética.

C) La energía cinética lleva al peso haciala izquierda hasta una altura algo menor quela derecha.

D) El rulemán se calienta por el roza-miento, generando una energía térmicaexactamente igual a la pérdida de energíapotencial gravitatoria.

E) La energía potencial algo reducidacomienza a convertirse en energía cinéticacon dirección contraria a la anterior. Pasapor el punto central y comienza a reducirseaumentando la energía potencial.

F) Cuando el péndulo se detiene total-mente lo hace a menos altura que desdedonde partió y comienza un nuevo ciclo dedescenso. En ese momento el martillo golpeaal peso y recupera la energía térmica gene-rada en el rulemán.

Note que si el rulemán se oxida, el siste-ma debe realizar un esfuerzo mayor sobre elmismo y se produce más energía térmica. Elpéndulo sube menos y el martillo debe dar ungolpe mayor para mantener al sistema fun-cionando a amplitud constante.

EL SISTEMA RESONANTE ELÉCTRICO

En la resonancia eléctrica se utilizan lascaracterísticas opuestas del capacitor y delinductor. El hecho de que uno se oponga alas variaciones de tensión y el otro a lasvariaciones de corriente hace que colocadosen serie o en paralelo sean ideales para trans-ferirse la energía de uno a otro generandouna oscilación amortiguada (como la delpéndulo). Cada circuito busca reponer laenergía perdida en cada ciclo de modo que laoscilación se realice en forma permanente.El problema es que los circuitos deben com-pletar la posibilidad de entregar la energíaperdida en cada ciclo con la posibilidad deretirar potencia continua hacia el amplifica-dor y que la tensión de continua pueda ajus-tarse permanentemente con un sistema reali-mentado.

En la figura 8 se puede observar el circui-to básico que nos ayudará a explicar el fun-



Figura 7 - Oscilador a péndulo.


cionamiento. El circuito resonante está cons-tituido por la inductancia de primario de T1que es de 330µHy y el capacitor C5 de 12nF.El generador que provee energía al sistemaes XFG3 que como podemos observar es deonda cuadrada con una amplitud de 310Vpap es decir la tensión rectificada por unpuente en redes de 220V, 50Hz o de un cir-cuito doblador en redes de 110V, 60Hz.

La salida de tensión del circuito se obtie-ne del bobinado secundario con punto medio

de T1 que debe tener la amplitud deseada de32V aproximadamente. Cuando se carga elcircuito ocurre lo mismo que en el símilmecánico; la oscilación se atenúa y el gene-rador debe entregar mayor energía al siste-ma.

Esto se puede lograr de dos modos: el pri-mero es trabajando con el período de activi-dad de las llaves con el circuito driver crea-do anteriormente con un comparador paraque nunca quede un circuito abierto. El otro

modo consiste en tra-bajar fuera de la fre-cuencia de resonanciapara que el circuito sin-tonizado reciba menosenergía debido a que lellega fuera de tiempo.

En la figura 9 sepuede observar lacurva de resonancia delcircuito resonante seriemedida con un medidorde Bode.


35Capítulo 2

Figura 8 - Circuito básico.

Figura 9 - Curva de resonancia del circuito.


Este circuito resonanteposee una curva de resonanciacon una máximo de 30 dB a lafrecuencia central de 78kHz.Según la figura, al trabajar a100kHz, la tensión de salidaes menor a lo necesario, perobasta con acercar la frecuen-cia a unos 90khz para lograr latensión requerida y luegovariar suavemente la frecuen-cia ante variaciones de la ten-sión de carga.

Demás está decir que unacombinación de los dosmodos de variar la salida per-mite obtener un cambio nota-blemente grande de la misma.Por ejemplo si llevamos lafrecuencia a un valor de80kHz. podríamos cargar lafuente con una resistencia de4,3 Ohm generando unapotencia de salida 10 vecesmayor.

La forma de señal de salidaes realmente algo para anali-zar. Si el circuito resonante seexcita con una señal cuadradapodríamos pensar que la señalde salida del transformador estambién una señal del mismotipo. Pero en la figura 10podemos observar que no esasí que la señal de uno de lossecundarios es casi una señalsenoidal. Como podemosobservar en rojo aparece laverdadera señal de primariocomo una conmutación de lasalida del puente de rectifica-dores o el doblador es decircon 310V la mitad del tiempo



Figura 10 - Señal de los secundarios.


y con una conexión a masa viva el resto deltiempo. Esa señal se aplica al LC formado T1y C5 que genera el intercambio energéticocorrespondiente a un circuito resonante serie.

Aunque la tensión aplicada al circuito seacuadrada la corriente que circula correspon-de a la carga conectada sobre ese generadory no a la señal del generador. En el límite siel Q del circuito resonante es infinito laforma de señal puede ser cualquiéra que lacorriente que circula es siempre senoidal. Ennuestro caso como el Q no es infinito, laseñal de corriente por el primario no es per-fectamente senoidal sino una combinaciónde senoidal con una pequeña cuadrada. Elcampo magnético en el núcleo es proporcio-nal a la corriente de primario y por lo tantovaría de la misma forma. Y por último; latensión de los secundarios es proporcional ala variación del campo magnético del núcleoy por lo tanto es senoidal con la misma dis-

torsión que tiene la corriente de primario.

Lo importante es que se trata de una señalsimétrica y que la variación del pulso positi-vo es igual a la del negativo que es nuestraprincipal preocupación.

En el circuito básico colocamos comocarga del secundario, simples rectificadoresde media onda pero el circuito se puede com-pletar con un par de diodos más y realizar unrectificador de onda completa como puedeobservarse en la figura 11.

EL GENERADOR DE ONDA

CUADRADA CON LLAVES CONTROLADAS

Ahora nos queda por conectar el primarioa las dos llaves controladas por tensión que


37Capítulo 2

Figura 11 - Circuito completo del secundario. Nota: los capacitores C1 y C2 luego serán agrandados con-siderablemente; no lo hacemos ahora para que no se lentifique la simulación.




Figura 12 - Circuito con generador a llaves.


posteriormente serán reemplazadas por tran-sistores MOSFET digitales de potencia. Verla figura 12.

La generación de la onda cuadrada se rea-liza del siguiente modo:

En el primer tiempo se cierra la llave J1aplicando la tensión de fuente al extremo

superior del transformador. Cuando transcu-rre el 50% del periodo de la señal la llave J1se abre y se cierra la llave J2 enviando el ter-minal superior del transformador a masa.Esto significa aplicar una onda cuadrada de310V de pico a pico desplazada de cero demodo que el semiciclo negativo coincida conmasa.


39Capítulo 2

Figura 13 - Oscilograma de tensión sobre el LC y el secundario inferior con el generador a llaves.

Figura 14 - Oscilograma sobre el primario del transformador.


Parecería que se aplica una tensión conti-nua de 155V al primario del transformador,pero esto es imposible porque en serie con elprimario está el capacitor C5 que se cargajustamente a un valor medio de -155V des-plazando la onda cuadrada de primario enforma simétrica a masa.

En la figura 13 mostramos el oscilogramade tensión sobre el LC y la tensión del secun-dario inferior para que el lector lo puedacomparar con el de la figura 11 para demos-trar que los circuitos son equivalentes.

Ahora vamos a medir la tensión sobre elprimario de T1 y la vamos a comparar con latensión sobre el LC. Ver la figura 14.

Como se puede observar la tensión es per-fectamente alterna sin ninguna componentecontinua superpuesta, pero también podemosobservar que el valor de tensión de picosobre cualquiera de las llaves supera losvalores que pueden soportar los MOSFETporque llega a ser de 1500V.

En el ítem siguiente indicaremos el modode solucionar este problema.

LA TENSIÓN SOBRE

LOS TRANSISTORES MOSFET

Si sobre un circuito resonante serie sequiere reducir la tensión sobre los dos com-ponentes; se debe reducir la energía que losexcita o reducir el Q. En realidad hay querealizar las dos cosas al mismo tiempo parano variar la tensión de salida.

Para reducir la energía entregada al cir-cuito sólo nos queda reducir el tiempo deactividad, pero tal como lo hicimos anterior-mente con un circuito que mantenga baja la

impedancia de salida del generador en todomomento; es decir que no vale mantener lasdos llaves abiertas al mismo tiempo.

Con esto ya se reduce la tensión sobre lasllaves pero como se va a reducir la tensión desalida es necesario reducir la relación deespiras del transformador para obtener lamisma tensión de salida.

Esto aumenta la carga sobre el circuitoresonante con lo que se reduce aún más latensión sobre las llaves pero aumenta lacorriente que las recorre. Esto es un meca-nismo de corrección de errores que debe seraplicado reiteradamente hasta obtener elresultado deseado. Lo ideal es buscar unatensión de alrededor de 600V para poder uti-lizar cualquier MOSFET de fuente de TV.

Más adelante veremos al circuito pero conel excitador de doble comparador.Reduciremos el tiempo de actividad y ajusta-remos la relación de espiras para lograr eldiseño del transformador.

DISEÑO DE UN MODULADOR PWM

Al circuito de la fuente resonante le agre-gamos un modulador PWM y ajustamos todopara lograr una tensión de 32V para la salida.

La sección de potencia de nuestra fuenteya está resuelta con un circuito resonante for-mado por el primario del transformador y uncapacitor de sintonía que resuenan en 78kHz.

El secundario del transformador tiene unpunto medio y con él logramos generar unatensión de salida senoidal desfasada 180ºcomo en una fuente de 50Hz común contransformador laminado de hierro silicio.Cuatro diodos rápidos con sus correspon-




diente capacitores yresistores de filtradogarantizan una rectifi-cación de onda comple-ta con una frecuenciade ripple de unos140kHz.

En esta entregadebemos realizar todaslas pruebas que nospermitan determinar elfuncionamiento correc-to de la fuente.

En un principiointentaremos construiruna fuente para unamplificador estereofó-nico de 30W por canalaproximadamente, esdecir que generaremosuna fuente de +32V x1A y de -32V x 1A esdecir 32W y 32W conlo cual completamos64W. De echo nuncauna señal estéreo con-sume la suma de losconsumos. Se estimaque es suficiente conconsiderar una poten-cia de fuente de 1,5veces la potencia de uncanal. Posteriormenteveremos la posibilidadde incrementar lapotencia a un valormayor, para que lafuente sea más útil enforma genérica. Decualquier modo estaserie de artículos esprácticamente un apun-te de trabajo muy deta-


41Capítulo 2

Figura 15. Circuitode prueba del tipo

resonante.


llado para que cualquier lector pueda desa-rrollar una fuente por su cuenta; sólo hay queanimarse y simular las variantes porque eldiseño es muy flexible y lo permite.

Ahora tenemos dos modos ajustables deregular la tensión de salida y uno fijo. Losregulables son el período de actividad deonda completa y la frecuencia del oscilador,el fijo es la relación de transformación deltransformador de pulsos.

Como cosas a medir existe una muyimportante que es la tensión aplicada a lasllaves controladas y la corriente que circulapor ellas para saber si los MOSFET elegidoscon anterioridad son aptos para su función enuna fuente resonante, aunque a priori pode-mos decir que por la topología del circuito loson seguramente. Otro cosa que debemosmedir es la tensión aplicada al primario deltransformador y al capacitor de sintonía, por-que seguramente tendrán requisitos especia-les debido a que el efecto resonante generasobretensiones importantes.

EL CIRCUITO DE PRUEBA

Realmente no diseñamos ningún circuitonuevo; simplemente superpusimos el últimodiseño de la entrega anterior con el circuitoexcitador de dos entregas atrás y así salió elcircuito completo que nos permite realizarlos ajustes y las mediciones. Ver la figura 15.

El clock del excitador está generado porel generador de funciones XFG3 dispuestocomo generador de onda triangular que pos-teriormente será reemplazado probablementepor un 555 y un amplificador inversor y unno inversor integradores. En efecto, podemosobservar que se utilizan las dos fases de sali-da del generador; una a la entrada inversorade U1A y la otra a la entrada inversora deU2B que son circuitos comparadores de altavelocidad.

La comparación se realiza con una ten-sión continua que se obtiene del cursor delpotenciómetro R5. De acuerdo al valor de



Figura 16. Oscilogramasde la generación PWM.


continua que se coloca en estas entradas, enlas salidas se genera un pulso rectangular conmayor o menor período de actividad. Lospulsos estarán desfasados debido a que coin-ciden siempre con el pulso triangular positi-vo y dicho pulso está desfasado 180º enambas salidas de XFG3.

Los comparadores son circuitos con sali-da “toten poll” o “output colector” es decirque ofrecen sobre la pata 1 y 7 el colector deun transistor llave interno, que requiere unresistor a fuente (R6 y R7) para generar unpulso rectangular de ancho variable queopere las llaves controladas J1 y J2. ver lafigura 16.

Estas llaves le entregan al circuito reso-nante T1 y C5 la energía que toma la resis-tencia equivalente a las cargas del amplifica-dor R1 y R2. Si se desea bajar la tensión desalida se puede reducir el periodo de activi-dad de las llaves que se conectan a fuente o amasa por menos tiempo, reduciendo la ener-gía entregada al LC. También se puede variarla frecuencia de XFG3 para que circule

menos corriente por el primario, alejando elpunto de trabajo del punto de sintonía delLC. Si se desea aumentar la tensión de salidase debe hacer la acción contraria.

La tensión en los secundarios es propor-cional a la corriente que circula por el prima-rio; es decir que mayor corriente significamayor tensión sobre los secundarios y vice-versa.

Los diodos D3 y D4 completan el caminode circulación del LC cuando las dos llavesestán abiertas.

AJUSTE Y PRUEBA DEL CIRCUITO

Evidentemente lo primero que debemoshacer es medir las tensiones de salida y ajus-tarlas al valor deseado de 32V. En principiocolocamos el período de actividad del excita-dor en su valor máximo, que no debe sersuperior al 40% para que no exista ninguna


43Capítulo 2

Figura 17. Primeras mediciones de la fuente resonante.


posibilidad de que en cierto momento se cie-rren las dos llaves controladas generando uncortocircuito fatal para los futuros MOSFET.Luego se modifica la frecuencia del genera-dor de funciones para lograr que la tensiónde salida tenga el valor deseado de 32V. Verla figura 17.

Como se puede observar el generador defunciones se predispone en onda triangularcon un período de actividad del 50%.

Para una posición del pre-set del 38% seobtienen las señales PWM indicadas en elosciloscopio que no tienen peligro de super-ponerse. Para este caso las tensiones de sali-da son de 32,24V y -32,24V que es el valordeseado.

A continuación en la figura 18 se colocael osciloscopio para poder medir las tensio-nes sobre las llaves controladas.

Como se puede observar la tensión sobrelas llaves es de 310V y no podría ser otra quela tensión de fuente porque cuando J1 está

abierta J2 está cerrada y entonces J1 tieneaplicada la tensión de fuente. En cambiocuando J2 está abierta J1 está cerrada yentonces J2 tiene aplicada la tensión de fuen-te.

Esto significa que cualquiera de los MOS-FET elegidos puede cumplir con el requisitode tensión.

La señal sobre las llaves parece tener unaincongruencia porque no tiene la forma espe-rada con un período de actividad menor al50% pero lo que ocurre que aunque la llaveesté abierta, los diodos D3 y D4 mantienen elpotencial para obtener baja impedanciadurante todo el ciclo de la oscilación.

En las figuras 19 y 20 se puede observarel otro parámetro a considerar de los MOS-FET que es la corriente. En realidad es nece-sario realizar dos mediciones si vamos atomar como referencia la señal de excita-ción. En la primera utilizamos el viejo méto-do de agregar un resistor de bajo valor y enla segunda usamos una ventaja del Multisim



Figura 18. Tensión sobre las llaves controladas.


10 que son las sondas de corriente en estecaso ajustada para 1V/A. Como podemosobservar las corrientes pico son de 8A perosu valor continuo es mucho menor porque

solo se debe considerar el tiempo que dura laexcitación de la llave, que como máximofijamos en un 38%, es decir 19% por cadatransistor. El valor eficaz es aproximada-


45Capítulo 2

Figura 20. Corriente por el MOSFET superior.

Figura 19. Corriente por el MOSFET inferior.


mente el 19% de 8A o1,52A. Sobre todo losMOSFET 2SK3264 y2SK1507 son aptospara este uso ya queadmiten pulsos decorriente de 28A y29A y valores conti-nuos de 7A y 9A res-pectivamente. Nota:estos MOSFET seconsiguen en cual-quier casa de electró-nica porque se los uti-liza para fuentes deTV.

POSIBILIDADES

DE REGULACIÓN

DE LA FUENTE

Como sabemosnuestra fuente admiteel ajuste del períodode actividad de dosformas diferentes. Porcambio de la tensiónde error o por cambiode la frecuencia deloscilador. Primerovamos a probar elajuste por tensión paraver si es necesariorecurrir a otro sistema,o si lo debemos man-tener en suspenso parael diseño de una fuente de mayor potencia.En la figura 21 se puede observar qué pasacuando la resistencia de carga se levanta a 20veces de su valor original. Como podemos

observar, con llevar el potenciómetro deajuste a un 25%, se logra reajustar la salida alvalor deseado de 32V. Es decir que no hacefalta recurrir al doble cambio de parámetro.



Figura 21. Regulación con R de 640 Ohm


Bien, hasta aquí comprobamos que esta-mos por el buen camino y que un simplecambio del período de actividad con nuestromodulador, es suficiente para lograr unabuena regulación con variaciones de carga de1 a 20.

Ahora deberemos cambiar las llaves con-troladas por MOSFET y vamos a diseñar unaadecuada excitación de los mismos. Tambiénvamos a medir el rendimiento de la fuente,que necesitamos para el diseño del transfor-mador.

CONMUTACIÓN CON

TRANSISTORES MOSFET

Habiendo analizado cómo se realiza lamodulación por ancho de pulsos, describire-mos cómo reemplazar las llaves controladasen nuestro circuito de simulación por los

transistores MOSFET que previamente habí-amos elegido. Y aquí comienzan los proble-mas de simulación que requiere mucha ima-ginación para resolverlos. ¡Manos a la Obra!

Como Ud. ya sabe vamos a trabajar conlos MOSFET que se consiguen en plazadebido a que se utilizan como repuestos deTV. Se pueden utilizar el 6N60-A o el K3264o el K1507. Pero resulta que ninguno de ellosestá en la librería del Multisim.

Por esa razón utilizamos un MOSFET quetuviera valores similares de tensión ycorriente y nos imaginamos que el resultadoserá similar.

Los comparadores utilizados en el modu-lador no entregan mucha corriente de salida.Es decir que no son capaces de cargar y des-cargar al capacitor equivalente al gate delMOSFET sin producir una pendiente excesi-va.

Por esa razón se impone reducirles laimpedancia de salida. Lo primero en que se

piensa es colocar unrepetidor pero a pocoque se analice seobserva que el repeti-dor permite que letomen corriente por susalida pero no es capazde consumir desde lacarga y en nuestro casolo más importante esdescargar el capacitorde gate rápidamente.

Si analizamos loscircuitos utilizadospara reducir la impe-dancia nos encontra-mos que el más cono-cido es el clásico parcomplementario de los


47Capítulo 2

Figura 22 . Circuito de excitación deun MOSFET


amplificadores de audio. Enefecto, esa etapa es capaz dehacer circular corriente haciael parlante cargando el capaci-tor de acoplamiento o tomarcorriente del capacitor de aco-plamiento descargándolo.

El problema parecería serque carga utilizar para diseñarel excitador. Pues bien real-mente no es un problema por-que solo hay que utilizarcomo carga un capacitor delmismo valor que tiene elcapacitor de entrada CI delMOSFET.

De los tres MOSFET posi-bles elegimos el que tienemenos capacidad de entradaque es el 6N60 (Ci = 700 a 1300pF) y nosponemos en la capacidad máxima de modoque se pueda usar también el K3264 (900 a1350pF). El K1507 lo deja-mos como una mala alternati-va porque tiene un promediode 1200 y un máximo de1800pF.

CIRCUITO DE EXCITACIÓN

En la figura 22 se puedeobservar el circuito de excita-ción simulado usando comocarga un capacitor de 1000pF.

El transistor Q1 simula eltransistor interno del compa-rador de una de las salidas. Yestá excitado con un genera-dor de funciones como señal

rectangular de 86kHz con tiempo de activi-dad del 40%. De este modo Q1 se abre y cie-rra 86.000 veces por segundo casi sin flancos



Figura 23 . Señal de gate de un MOSFET.

Figura 24 . Retardo de descarga del gate (247ns ó 0,25µsaproximádamente).



49Capítulo 2

Figura 25 . Circuito con MOSFET.


de conmutación. La resistencia que impulsala corriente del par complementario es pro-porcionada por R2 cuando Q1 está abierto.

El par complementario se comportahaciendo circular corriente por Q2 cuandoQ1 está abierto cargando el capacitor equiva-lente al gate por medio de R3. Observe quenunca se generará una tensión mayor a la defuente (12V) sobre el gate del MOSFETcuando Q1 está cortado. Cuando Q1 condu-ce hace conducir a Q3 quien a su vez descar-ga al capacitor C1 mediante la red D1 y R4en paralelo con el resistor R3.

Como se puede observar todo el circuitoestá pensado para que la corriente de cargade C1 sea relativamente baja ya que en esemomento la corriente por el MOSFET reciéncomienza y crece paulatinamente. En cam-bio, cuando el MOSFET se abre la corrienteestá en el máximo y es imprescindible vaciarel gate rápidamente para no perder rendi-miento.

En la figura 23 se puede observar el osci-lograma de gate tomando como referencia ala salida del generador de funciones.

Como podemos observar, los flancos de laseñal de gate no son verticales, tienen unacierta caída exponencial debido a la carga decompuerta. Pero lo importante es lo que ocu-rre antes de la tensión de transición quecomo sabemos es de unos 4V (momento enque el MOSFET cambia de estado). El flan-co de subida casi no tiene inclinación hastalos 4V y por eso no se produce casi un retar-do al encendido. En tanto que la descarga delgate es un poco más problemática porque seproduce una demora que no puede estimarsecon precisión en el osciloscopio. Una medi-ción con escala más expandida permite leercon precisión el retardo como de 0,25µs. Verla figura 24.

Ahora que ya tenemos diseñados los cir-cuitos de excitación vamos a probar el cir-cuito completo cambiando las llaves contro-ladas por MOSFET.

CIRCUITO CON MOSFET

En la figura 25 se puede observar el cir-cuito incluyendo los MOSFET. Como sepuede observar, el circuito de excitacióninferior se utiliza tal cual fue diseñado por-que el terminal de fuente del MOSFET estáconectado a masa. Pero en el circuito supe-rior nos encontramos que el terminal de masadel MOSFET se encuentra conectado a laseñal de alimentación del circuito resonantey por lo tanto a una tensión rectangular de310V de pap.

Si la excitación la referimos a masa segu-ramente se quemará el MOSFET superior.

Por esta razón se agrega el transformadorT2 con su retorno del secundario conectadoal terminal de fuente de MOSFET superiorpara que esté correctamente excitado. Pero eltransformador no puede acoplar continua yentonces genera un pulso negativo que redu-ce el valor de la excitación a la mitad.

Por esta razón se agrega un capacitor conun diodo que restauran el valor negativo a0V (en realidad a -600mV) dejando un pulsopositivo de 10V para excitar la compuerta.

En el MOSFET inferior solo se ha agre-gado un resistor R13 porque la capacidaddrenaje gate generaba realimentaciones detensión sobre el gate. El resistor R12 fueagregado porque la simulación marcaba unerror debido a la carga inductiva capacitivadel par de salida superior.




OTRO CIRCUITO DE EXCITACIÓN

El circuito que acabamos de describirtiene ciertas falencias debido a que, en algu-nas ocasiones, la simulación arranca mal porlo cual el prototipo seguramente no va a fun-cionar correctamente, por lo cual debemoshacerle algunas modificaciones al proyecto.

En este libro describo paso a paso losdiferentes estados en que fuí realizando esteproyecto, es decir, no hubo un proyecto defi-nitivo sino que la idea desde el comienzo fuemostrarle al lector como se diseñan las fuen-tes de alimentación de los equipos electróni-cos modernos, basándonos en los sistemas desuministro de energía de los equipos deaudio de alta fidelidad.

Es un modo de hacer vivir los proyectos;el lector no es una presencia estática, sinoque puede entender el proceso del pensa-miento del autor.

Y si alguien le dice que él piensa los pro-yectos y le salen andando perfectamente nole crea. Todos los ingenieros trabajan por

prueba y error y el proyecto final suele distarmucho de la idea inicial.

Ya les mostré el diseño de un driver queno me deja muy contento y por lo tanto voya intentar la construcción de uno mejor. Enprincipio, lo que no me gusta es que el driverinferior no pasa por un transformador y elsuperior sí. Esto genera una asimetría de laexcitación; es decir que las señales de gateson diferentes. Cuando hice las medicionesde rendimiento sobre cada uno de los driversnoté que eran diferentes y eso no tiene senti-do; deben tener el mismo rendimiento ycomencé a pensar en cambiar el circuito paraque se sea simétrico. Ahora, sí debemosconstruir un pequeño transformador driverpor qué no realizamos dos exactamente igua-les. Y en eso basé las nuevas modificacionesdel proyecto que paso a explicar.

NUEVO CIRCUITO EXCITADOR

En la figura 26 se puede observar uno delos canales de driver que podría ser el infe-


51Capítulo 2

Figura 2 Circuito del driver nuevo.


rior al estar conectado a la masa caliente o elsuperior, si todos las masas del secundariodel transformador driver se conectan juntasal transformador del circuito resonante(unión de los MOSFET).

Ya realizamos un cambio a nivel del parcomplementario que excita los MOSFET queahora son TIP31 y TIP32. En realidad pue-den ser TIP29 y 30 pero no sabemos por quéel Multisim10 no los trae en su biblioteca.

El transistor Q5 no existe realmente en elcircuito. El representa a la salida del modula-dor PWM. El circuito comienza con un tran-sistor excitador Q4 que le entrega la señalrectangular al par complementario TIP31 yTIP 32.

Para que Q2 se sature plenamente, la basedebe estar conectada con un resistor, a unafuente de mayor tensión que el colector. Estosignifica que nuestra fuente deberá tener dospequeñas fuentes convencionales; una de 12y otra de 24V.

En el circuito conectamos el canal rojodel osciloscopio sobre el primario del trans-formador 1:1 con lo que podemos decir quees la fuente de señal de excitación. El tran-sistor Q4 opera como un amplificador decorriente saturando al transistor Q3 porreducción de su tensión de base cuando él, asu vez está saturado. Cuando se abre, elresistor R5 conduce corriente desde la fuentede 24V que hace saturar a Q2, es decir que eltransformador T1 se conecta alternativamen-te a fuente y a masa quedando alimentadocon una señal rectangular de 12Vpap y a bajaimpedancia permanentemente.

El secundario de T1 tiene un primer cir-cuito C1 D2 que sirve para evitar la compo-nente de señal negativa sobre el gate, que nomolesta mientras no supere la tensión de ais-lación del mismo, pero que reduce la compo-

nente de tensión positiva que pierde ampli-tud. Como D2 no permite la existencia deseñales negativas superiores a 0,6V casi todala señal sobre el gate es positiva y superamosfácilmente la tensión de conducción.

En la anterior simulación (en la entregaanterior) habíamos reemplazado el MOSFETpor un capacitor equivalente a su Cin. Eneste caso, conectamos realmente un MOS-FET similar a los elegidos para el proyecto(en realidad tiene un Cin mayor que es de1500pF) y lo conectamos a una fuente de300V con un resistor de 400 Ohm.

De este modo participan todos los capaci-tores internos del MOSFET y no sólo el degate a fuente. El que más nos importa es eldrenaje a gate, que puede producir una dis-torsión de la señal de gate en el momento dela conmutación. Es decir que cuando el gatesube de tensión, en cierto momento, el MOS-FET conduce y baja abruptamente la tensiónde drenaje (realimentación negativa parási-ta). Esa señal se acopla al gate por el capaci-tor Cdg que suele ser de unos 20pF y generauna tensión sobre éste, que es como unamuesca en el oscilograma.

En nuestro caso, con una señal de 300Ven drenaje, es imposible de evitar esta distor-sión, sólo se debe mantener en un mínimoatacando al gate a baja impedancia.

En realidad, toda la red R3 R4 y D1 debe-ría anularse para atacar el gate a la más bajaimpedancia; pero eso no se puede hacer por-que la corriente de carga y descarga de Cinsería excesiva y podría quemar la compuerta.

El funcionamiento de la red es muy senci-llo. La señal de excitación acomodada arribadel eje de -600mV circula por R3, para car-gar a Cin con un pulso de corriente que cir-cula hacia la derecha cargando el capacitor ymanteniendo la carga (con una corriente muy




baja) durante toda la conducción del MOS-FET. Luego, al invertirse la señal sobre elsecundario de T, el nodo 3 pasa a -600mV yel MOSFET se corta. En este caso se produ-ce la descarga de Cin por intermedio de D1 yR4 en paralelo con R3. Es decir al doble dela corriente de carga.

El agregado de R7 se debe a un problemade seguridad.

En efecto, sin R7 el gate queda a unaimpedancia infinita a la CA de baja frecuen-cia, cuando Q1 no conduce. Esa CA se puedeproducir por captación electroestática o porzumbido debido a un toque accidental.

El transformador Q2 tieneuna relación de espiras de 1 a1 y se construye con dosalambres bobinados almismo tiempo sobre unnúcleo toroidal o un núcleo EI de bajo tamaño. De esemodo se reduce prácticamen-te a cero la inductancia dedispersión y no se generansobrepulsos.

OSCILOGRAMAS DEL DRIVER

CON SEÑAL CUADRADA

Como ya sabemos, elpulso de conducción de Q1(y de su equivalente en elotro canal) no puede ser del50% de período de actividad,porque un pequeño retardo alapagado podría significarque ambos transistores con-duzcan al mismo tiempo. Poreso los oscilogramas con un

40% de período de actividad son significati-vos y muy cercanos a la realidad que aún noconocemos (es decir que no sabemos si elperíodo debe ser de 45% o menor).

Los oscilogramas más importantes sontodos aquellos relacionados con la señal degate tanto de corriente como de tensión. Enel circuito ubicamos el haz rojo como refe-rencia en el nodo 12 y el verde en el gate,figura 27.

Como podemos observar de los 12V quese miden en el primario se llegan a aplicarsolo 8,3V al gate. Como consideramos que lapérdida es mucha incrementamos el valor de


53Capítulo 2

Figura 27 - Oscilograma de gate con referencia en el nodo 12.

Figura 28 - Oscilograma del gate con C1 corregido a .1µF.


C1 a 0,1µF logrando un oscilograma como elindicado en la figura 28.

Aquí podemos observar que casi no haypérdida de señal serie, porque el marcadorrojo nos indica que la señal verde es de11,31V. El marcador azul nos indica laacción del diodo D2 que permite que laseñal solo pase 441mV hacia el cuadrantenegativo.

Otro detalle a tener encuenta es la distorsión porconmutación del MOSFET.La señal verde nos indica quela muesca de encendido ocu-rre más o menos a los 3,5V yque dura unos 300ns y que lamuesca de apagado ocurre alos 5,5V y que dura unos200ns.

En la figura 29 se puedeobservar el circuito con lassondas de corriente aplicadasa dos osciloscopios. Las son-

das fueron ajustadas (picando dos vecessobre ellas) a 1mV/mA.

Las sondas XCP1 y XCP2 muestran lacorriente por las dos ramas del gate. La señalde XCP2 se puede observar en la figura 30donde se ve claramente la existencia de unadoble polaridad. La polaridad positiva es lade carga y la polaridad negativa es parte de lacorriente de descarga de Cin.



Figura 29 - Agregado de sondas de corriente.

Figura 30 - Formas de señal de corriente separadas.


En rojo se observa la corriente de carga;con el cursor rojo se puede medir un picopositivo de 132mA y con el cursor azul unpico negativo de 102mA. En verde se obser-va la señal de descarga con un pulso de182mA.

En la figura 31 se observa el oscilogramade la corriente total de gate con la sondaXCP3 y la corriente de drenaje con la XCP4ajustadas para 1V por mA.

Este es el oscilograma más importanteporque nos permite ver la relación entre elauténtico cierre de la llave a MOSFET y laseñal de gate que genera el cierre. En verdese observa la corriente de drenaje.Comenzamos observando que se levanta decero cuando se produce un pulso positivo decorriente de base y llega aun valor de 749Vequivalentes a 749mA. La corriente total degate tiene un valor de 120mA aproximada-mente que coincide con la medición anterior.La demora al cierre de la llave es de unos70ns.

Cuando llega el pulso negativo decorriente de gate se produce una apertura dela llave que es más lenta que el cierre, a pesarde la mayor corriente de descarga que llega

casi a 200mA. La demora esun poco superior a 200nsque se puede considerar per-fectamente aceptable.

Para estar seguros de uncorrecto funcionamientosólo nos queda comprobar siel sistema se comporta per-fectamente con períodos deactividad menores y cam-biando la frecuencia de tra-bajo dentro de una bandaadecuada.

No vamos a entregar lososcilogramas por razones de espacio pero leaclaramos que realizamos pruebas desde un30% hasta un 70% sin ningún inconvenientey en el rango de frecuencias de 50kHz a100kHz. Invitamos a los lectores a que reali-cen las correspondientes simulaciones.

FUENTE COMERCIAL PARA

AMPLIFICADORES DE AUDIO

Como sabemos, hay muy pocos equiposde audio con fuente conmutada. Pero existen,y uno de ellos apareció por nuestro laborato-rio simplemente con un parlante desencona-do. No podíamos desperdiciar la oportunidadde curiosear en el mismo y le sacamos foto-grafías para que curioseemos juntos.

En la fotografía 32 se puede observar elfrente del equipo de marca LG modeloMCT704-A0U (no tiene colocada la bandejade CD).

Por si lo notó en el frente hay un autoad-hesivo que indica que el equipo entrega8.000W PMPO pero abajo indica (para cum-


55Capítulo 2

Figura 31 - Corriente total de gate y corriente de drenaje.


plir con las reglas europe-as) 740W RMS (o efica-ces). Aunque no indicanada, suponemos que setrata de la salida sumandolos dos canales, es decir370W por canal, figura33.

En la figura 34 semuestra la etiqueta traseraen donde constan los prin-cipales datos del equipo.

Como se puede obser-var; según el fabricante, lapotencia consumida por elequipo desde la red es desolo 160W. Es decir que el equipo es capazde “generar electricidad” porque consume160 y entrega 740W. Como no vemos ningúndispositivo que sirva para cargarle energía,sacamos la conclusión de que el fabricantecomete un error en alguno de los dos pará-metros.

Por las razones expues-tas, sentimos más curiosi-dad aún y sacamos unafotografía de la zona deaudio para estimar lapotencia, figura 35.

Como se puede obser-var el híbrido de potenciaposee un disipador y unacirculación de aire forzadaque bien podrían entregarla potencia indicada en elfrente. El diámetro dealambre de los inductoresde filtrado PWM tambiénindica que el equipo puedeentregar una potencia muygrande.

En la figura 36 se puedeobservar el detalle de lafuente pulsada que eviden-temente tiene transforma-dores para una potenciamayor a 160W que es loque consume un TV de33”.

En la fotografía sepuede observar la fuentemontada en la plaqueta grisque no tiene nada que envi-diarle a una fuente de plas-ma de 50”.

Como vemos posee trestransformadores de pulsos

que seguramente pertenecen a un preacondi-cionador, una fuente permanente y la fuentedel amplificador de audio (de derecha aizquierda). En la plaqueta verde debajo de lagris se observa el conversor analógico aPWM y verticalmente y conectado a ella el

amplificador PWM depotencia híbrido.

La conclusión final esque las fuentes pulsadaspara equipos de audio o deaudio video (vulgarmenteHomes) se vienen con todo,de la mano de los TVsLCD, Plasma slim y los malllamados LED, que real-mente son LCD con back-ligth a LED. Los usuariosno se conforman con losmínimos 4 + 4 u 8 + 8Wque suelen disponer inter-namente los TVs. Y pidenpotencia pero es imposiblecolocarla adentro del TVporque no hay lugar y yahay mucha vibración.



Figura32 - Frente del equipo LGmodelo MCT704-A0U.

Figura 33 - Potencia del equipoindicada por el fabricante.

Figura 34 - Etiqueta de identifi-cación del equipo.


Algunos fabricantes recurren a los parlan-tes de nanotubos de carbono pero por lo que

sabemos su rendimiento noes bueno y tienen pocapotencia acústica; los usua-rios quieren más realismo yno les basta con la imágenesdiez veces más brillante,quieren también el sonido 10veces más potente.

Y entonces deben recurrira los Homes con sus preciosenormes o a los reproducto-res de CDs con entradasexternas para conectar al TV.Y donde quedamos Ud. y yoen este negocio.

Quedamos en la puerta; yaingresamos al mercado de losamplificadores PWM contodo lo que estudiamos hastaahora y ahora debemos termi-nar de ingresar con la fuenteque estamos diseñando.

Ya está, modificamosnuestro driver y realizamospruebas intensivas de lamodificación explicandopara qué sirven todos y cadauno de los componentes delmismo. Realizamos lassimulaciones en Multisim ylas pruebas reales en un cir-

cuito armado en el aire verificando que lassimulaciones son realistas. ☺


57Capítulo 2

Figura 35 - Amplificador de audio digital híbrido.

Figura 36 - Fuente de alimentación.


Como hemos visto en los capítulosanteriores, los equipos electrónicosmodernos, y sobre todo los de audio,suelen incluir fuentes pulsadas oconmutadas con caracte-rísticas especiales. Nospropusimos el diseño deuna fuente que puedasustituir a la de los equi-pos comerciales lo quenos ha permitido sabercómo funcionan de modoque ya estamos en condi-ciones de poder repararuna fuente cuando lamisma no funciona. En este capítulo damos algunos consejos útiles para el servi-cio técnico, mostramos técnicas para poder variar la tensión de la fuente y mos-tramos el funcionamiento de un circuito PWM.

INTRODUCCIÓN

¿Cómo es la reparación de un centro musi-cal moderno con respecto a los clásicos?

Depende de la falla. Si la falla está en lafuente, es infinitamente más complejo, encambio si se trata del amplificador de audioPWM es mucho más simple. La razón de lacomplejidad de las fallas de fuente es quelas mismas son pulsadas y de 300W paraarriba. Es decir que son tan complejas comola fuente de un LCD o un Plasma chico. Mirecomendación es realizar un buen curso de

fuentes, aprovechando los diversos cursospor videoconferencia que nos ofrecenInternet y los libros electrónicos o en papelque existen sobre el tema.

Si el problema está en el/los amplifica-dor/res de potencia, del tipo PWM, el pro-blema es por lo general fácil de resolver,aunque todo depende de la tecnologíaempleada para fabricar esos dispositivos.

Los amplificadores PWM de 100 a150W están resueltos en un solo circuitointegrado monocristalino. Los de potenciadesde 150 a 300W son híbridos del tipoSTK y las potencias mayores están resueltas

EL SERVICIO TÉCNICO A LAS FUENTES PULSADAS DE LOS EQUIPOS ELECTRÓNICOS MODERNOS

59Capítulo 3

Capítulo 3

EL SERVICIO TÉCNICO A LAS FUENTES PULSADAS

DE LOS EQUIPOS ELECTRÓNICOS MODERNOS

Cap 3 - Servicio a Fuentes.qxd 8/2/11 9:18 AM Página 59



Figura 1 - Fuente Pulsada de un Centro Musical LGcon salida de audio digital.



61Capítulo 3


en una mezcla de componentes discretosmonocristalinos, con MOSFET de potenciay capacitores electrolíticos clásicos.

El equipo que nos ocupa es un LG minisistem modelo MCT704 con lector de CD yDVD de audio, sintonizador de AM-FM,entrada USB, entrada auxiliar cassete y todolo que se le ocurra para poder guardar orecepcionar música.

En cuanto a la salida posee una salidaestereofónica de unos 300W (150 +150) yotra salida de Sub Woofer monofónica de300W. Los bafles estereofónicos son de 8Ohm y el Sub Woofer de 12 Ohm. Estos sonvalores reales medidos con carga resistiva yosciloscopio sobre cada salida. Es decir queen total el equipo tiene una potencia de600W (el fabricante dice 730W) aunque enrealidad la potencia total difícilmente lleguea esos valores en forma continua porquedebería darse el caso que ambos canalesestereofónicos estén a plena salida y almismo tiempo se tenga al Sub Woofer aplena salida también.

EL CIRCUITO DE LA FUENTE

Vamos a comenzar analizando la fuentedel equipo que fue la razón por la cual fueentregado para su reparación, aunque el téc-nico nos dijo que solo funcionaba un canalestereofónico, ya que el otro tenía quemadoun MOSFET de potencia. Esa reparación laencararía él mismo.

Para que el circuito de fuente sea legiblelo tenemos que presentar en dos páginasconsecutivas dado su gran tamaño. Vamos arepetir parte del circuito en la unión de los

mismos para que pueda ser seguido confacilidad. Por suerte el fabricante dividió elcircuito como zona caliente y zona fría conlo cual nos facilitó y ordenó la tarea.

Los conectores CN1 CN2 y CN3 seamplían en la figura 2 para facilitar su lec-tura.

Si bien cada conector parece estar ali-mentado por un único circuito integrado enrealidad no es así. El STR superior genera latensión de +65V y el STR central genera latensión de -65V ambas tensiones salen porel conector superior CN903. Desde esteconector se alimenta el amplificador estere-ofónico y el amplificador de bajos. Cadaintegrado alimenta además otras fuentespara evitar que en los silencios el STR sequede sin consumo.

FUNCIONAMIENTO DE LA FUENTE

Nuestro colega nos dijo que el equipo nofuncionaba, porque no aparecían las tensio-nes de +65V y -65V destinada a los amplifi-cadores de potencia PWM y no encendía eldisplay. En la figura 2 se puede observar undetalle de las tensiones de fuente que vamosa analizar en forma completa.

Un buen diseño mantiene desconectadaslas fuentes de los amplificadores de poten-cia, cuando el equipo está en Stand By. Estosignifica que pueden existir integrados quese mantengan apagados hasta que aparezcala señal de ON pulsando en el frente, o en elcontrol remoto del equipo.

Observando el frente del equipo, novemos ninguna llave mecánica con reten-ción. Esto significa que al conectar el equi-




po a la red debe arrancar un sector de lafuente destinado a alimentar al microproce-sador que será el que genere la señalON/Stand By. Este sector del circuito debegenerar 5V o 3,3V con destino al micro y alreceptor infrarrojo.

Precisamente en el conector CN903 sepueden encontrar las tensiones correspon-dientes pero todas están controladas pordiferentes señales, seguramente el circuitointegrado arranca directamente cuando seconecta el equipo a la red y por lo menosuna de la tensiones (en general la regulada)sale por un conector. En nuestro caso setrata del conector .

Ahora todo consiste en ubicar la señal deON/Stand by para confirmar todo esto.Como la señal proviene de la sección fría (elmicroprocesador) debe ser acoplada a lasección caliente con un optoacoplador. En elcircuito vemos 4 optoacopladores y tres cir-cuitos integrados reguladores pulsados. Tresoptoacopladores van conectados a los cir-cuitos integrados, el cuarto (PC904) vaconectado a la base de Q901 que segura-mente es el transistor llave de encendido.

El cátodo deldiodo LED dePC904 está conecta-do a la masa fría y elánodo con un resis-tor limitador decorriente de 2k½(R970) va a la pata 2del conector CN902que tiene una señalproveniente delmicroprocesador lla-mada AMP CTR esdecir “control de losamplificadores”

Al conectarlo a lared nuestro equipo no tiene ninguna tensiónde fuente sobre ningún conector salvo lapata 6 del conector CN902 llamada U-COMde 5,6V destinada al microprocesador y quees justamente la tensión que regula el siste-ma voltimétrico del amplificador de error,de la fuente inferior conectada al optoaco-plador PC903.

Por lo tanto deducimos que la fuente per-manente funciona correctamente y el microdebería entregar la señal AMP CTR cuandopulsamos ON en el frente. La medimos y enefecto obtenemos una tensión de 1,5V sobreel LED del optoacoplador al pulsar ON ycero cuando se lo vuelve a pulsar (StandBy).

El transistor Q901 (llave de encendido delos dos STR superiores) está conectada auna fuente permanente del lado caliente for-mada, por el rectificador D943 y C947 quegeneran 12V. Observe que a esta tensiónestán conectados tanto el colector del tran-sistor del optoacoplador como el colectordel transistor llave. Cuando el transistor deloptoacoplador se ilumina conduce y saturaal transistor llave que aplica 12V a las patas


63Capítulo 3

Figura 2 - Detalle de los conectores de lafuente conmutada.


de fuente (4) de los STR haciendo que losmismos arranquen y generen las tensionesde los conectores CN901 y CN902. Ennuestro caso esto no ocurría.

REPARACIÓN DE LA FUENTE

A los STR no les llegaba nunca la tensiónde fuente. Por lo tanto debíamos verificar sila misma se generaba. En efecto, sobreC947 había una tensión de 12V apenas seconectaba el equipo a la red. Ya verificamosque el LED del optoacoplador PC904 seencendía, así que el problema tenía que serun cortocircuito en la fuente de uno de losSTR o el transistor abierto. Como las fuen-tes de los STR presentaban una resistenciaalta desoldamos el transistor lo medimos yestaba abierta la juntura de colector.

Al reemplazarlo apareció la tensiónnegativa en el conector CN901 y ademásencendió el colorido display termoiónicoporque las patas 10, 11 y 12 de CN902 estándestinadas a él. Pero siguió sin aparecer latensión positiva para los amplificadores depotencia.

Al observar el circuito vemos que losbobinados de primario de los tres transfor-madores son una obra maestra del error. Enefecto parece que como el dibujante no teníael conexionado interno de los transformado-res conectó todas las patas del primarioentre sí. Por ejemplo la pata 2 tiene un cor-tocircuito a la 3 y los bobinados de reali-mentación y auto fuente, están referidos amasa pero también a fuente, realizando unhermoso cortocircuito con el primario deltransformador.

Entre las patas 2 y 3 y entre las 4 y 5 no

hay bobinado interno. El primario estáabierto porque se construye en dos seccio-nes, una por debajo del secundario y otrapor arriba. Y todo el bobinado inferior serefiere solo a la masa virtual (pata 3 delSTR).

Antes que realizar cualquier tipo de aná-lisis es conveniente medir los resistores sen-sores de corriente porque los mismos suelenoperar de fusible cuando la llave de poten-cia del STR se pone en cortocircuito. R938y R937 estaban abiertos y el STR tenía uncortocircuito entre las patas 1 y 3.

Cambiamos los componentes teniendo laprecaución de comprar resistores no induc-tivos y se recuperaron todas las tensiones defuente.

Pensando en como se sucedieron loshechos creemos que todo comenzó cuandose quemó el amplificador PWM de salida.Nuestro cliente, trabajando en el mismo,debe haber realizado un cortocircuito quederivó en un exceso de consumo. En conse-cuencia se quemó la llave electrónica delSTR positivo y eso provocó que se quema-ran los resistores sensores y el transistorllave que controlaba a los dos STR. El efec-to dominó que le dicen.

En conclusión, si Ud. recibe un equipode éstos que no tiene tensión negativa ypositiva debe retirar la plaqueta fuente delequipo y cargar las salidas de fuente depotencia con resistores.

No hace falta que haga un consumomáximo, con consumir 1A alcanza para pro-bar el funcionamiento, así que puede usarresistores de 68 Ohms 100W sobre los -65Vy sobre los +65V. La salida de 5V por lapata 6 de CN902 la debe cargar con unresistor de 5,6 Ohm x 10W para que la fuen-te de baja tenga alguna carga sobre la salida




permanente. Luego verifique que siganbajas las salidas de potencia y entonces veri-fique todo el sistema de control del encendi-do a través del optoacoplador PC904. Luegode reparado el control si falta alguna de lastensiones dispóngase a reparar la fuentecorrespondiente que tiene muy pocos com-ponentes externos además de los híbridos.

LA REPARACIÓN EN FOTOS

En la figura 3 se puede observar unainfografía con los componentes principalesde la fuente de alimentación y el amplifica-dor de potencia estereofónica. Para poderobservar el amplificador principal sacamos

el amplificador de bajosque se encuentra exacta-mente arriba atornilladoal disipador con ventila-ción forzada.

En la figura 4 sepuede observar el detalledel circuito integrado defuente dañado. Al serigual al amplificador detensión negativa seimpone la medición dela resistencia a masa detodos los terminales porcomparación directa.

En la figura 5 sepuede observar el tran-sistor llave que controlael encendido de lasfuentes negativa y posi-tiva de 65V.

De este modo termi-namos con una explica-ción rápida del funcio-namiento de una fuentepara un centro musicalde excelentes caracterís-ticas. Y es una fuente de600 o 700W y sinembargo está resueltamuy sencillamente concomponentes comunes.También comprobamosque muchas veces no se


65Capítulo 3

Figura 3 - Vista de la fuente y el amplificador estereofónico.

Figura 4 - Integrado en cortocircuito.


requiere saber para qué sir-ven todos y cada uno de loscomponentes del circuito, sise trabaja con criterio yconocimientos generales deltema.

Extrañamente observa-mos que una fuente decaracterísticas tan extremasno posee preacondicionadorpara reducir el coseno Æ delconsumo. Seguramente elcliente podrá tener proble-mas con su compañía distri-buidora de energía eléctricao una buena multa queincremente el valor dekW/hora que le cobran.Otras fuentes de equipossimilares son más complica-das pero obvian este problema.

Si uno no sabe cómo funciona una fuen-te con un STR, es mejor que primero seponga al tanto del tema antes de metermanos en la fuente. En principio, es posibleque gane tiempo y seguramente, se va a evi-tar problemas en caso de fallas accidentales.No trabaje nunca por el método de cambiary probar porque casi todos los componentesde esta fuente son especiales y SMD. Dejede usar las manos y use el cerebro antes quese oxide irremediablemente. Este capítuloes una prueba de cómo se llega a determinarun componente fallado sin jugar a las adivi-nanzas.

EL CONTROL DE TENSIÓN DE

UNA FUENTE PULSADA

Se va armando el rompecabezas que esnuestra fuente pulsada para audio diseñada

por una única razón. Competir en precio conlos clásicos amplificadores analógicos confuente a transformador laminado. Nos ani-mamos a decir que nuestro proyecto com-pleto de amplificador PWM y fuente pulsa-da tiene un precio diez veces menor que unproyecto clásico, pesa cinco veces menos yrinde el doble.

Y tiene una ventaja inherente sumamen-te importante. Es simple, fácil de armar,fácil de reparar (porque no tiene realimenta-ción negativa) y además no necesita protec-ciones, simplemente porque admite corto-circuitos sobre la salida por tiempo indefini-do.

Repasemos lo que hicimos hasta ahoracon referencia a la fuente pulsada. En prin-cipio buscamos la disposición de fuente másadecuada, porque en ese momento no exis-tía información con referencia a equiposcomerciales que nos orientaran al respecto.Hoy en día existen muchas marcas de equi-



Figura 5 - Transistor llave Q901 abierto.


pos decididamente volcados a los amplifica-dores PWM y las fuentes pulsadas. Y lasfuentes generalmente elegidas son las reso-nantes cuando se usan MOSFET discretos ylas de transferencia indirecta cuando se tratade circuitos integrados híbridos como el

STR que vimos enla entrega anterior.Nosotros estamospor lo tanto en elbuen camino por-que elegimos unaresonante.

De la fuenteresonante tenemosresuelto el circuitoresonante primarioy los circuitossecundarios con susrectificadores. Enesta entrega lesumamos el circuitomodulador asimé-trico PWM realiza-do con dos com-puertas comparado-ras rápidas y los dosexcitadores a trans-formador separa-dor, con relación1:1 y las dos llavesMOSFET con lostransistores máseconómicos que seconsiguen en cual-quier comercio deelectrónica.

Nuestro circuitose debe regular amano, porque aunno tenemos armadoel circuito de reali-mentación de la

tensión de error, que es lo último que sediseña. Pero si funciona controlado a mano,debe funcionar controlado en forma auto-mática. En esta entrega vamos a presentarentonces el circuito con control manual dela tensión de salida y todos los oscilogramas


67Capítulo 3

Figura 6 - Circuito con control manual de las tensiones de salida.


desde el modulador hasta los secundarios.El circuito presentado, que se muestra en lafigura 6, es totalmente funcional es decirque nosotros realizamos una simulación quefuncionó correctamente (aunque después derealizar una corrección automática de pará-metros de simulación) porque inicialmenteindicó un error de simulación. Como estacorrección automática la realiza sólo elMultisim 10, los que poseen el 9 no podránsimular el circuito. El archivo de simulaciónpuede ser bajado de la página webelectroni-ca.com.mx, haciendo clic en el ícono pass-word e ingresando la clave “audi3421”.

El generador de funciones se debe ajus-tar en 86kHz de onda triangular (50% detiempo de actividad) y 5V de salida. Elpotenciómetro R5 ajusta el tiempo de activi-dad de cualquiera de los dos canales deexcitación en un 40% para evitar solapa-miento en el funcionamiento de las llaves aMOSFET.

En la figura 7 se pueden observar lososcilogramas en las cuatro entradas de loscomparadores de alta velocidad que explicapor sí mismo el funcionamiento de la etapa.

Nuestro generador de señales es del tipobalanceado, lo que se puede observar en lososcilogramas verde y azul.

El punto de recorte establecido por latensión continua de ajuste, corta exactamen-te un poco por arriba del cruce de las ondastriangulares para establecer un período deactividad levemente mayor al 50% como sepuede apreciar en el oscilograma violetaconectado a la salida.

La amplitud del oscilograma violeta esde 1,6V aproximadamente de valor máximolo que hace conducir a pleno al transistor Q5poniendo el nodo 17 a masa durante el 60%del tiempo. El valor mínimo es de solo 1Vque no puede hacer circular corriente por eldiodo D1 sumado a la juntura diodo emisor



Figura 7 - Oscilograma de entrada y salida del comparador superior.


base de Q5. En la figura 8 se pueden obser-var las tensiones del driver hasta el secun-dario de los transformadores.

El osciloscopio XSC1 se conecta con elhaz rojo en la base del preamplificador Q5 yel verde en el nodo 7 que es la unión de lasbases del par complementario.

Las masas de los dos canales quedan

conectadas a la masaviva. El osciloscopioXSC2 se conecta en elsecundario del driver yen el gate del MOSFETcon las entradas demasa conectadas alnodo 35, que es launión de los MOSFET.En el mundo real no sepuede hacer esta cone-xión debido a la capaci-dad entre el gabinetedel osciloscopio y lared de CA. En la figura9 se observan los osci-logramas.

A la izquierda seobserva en rojo la ten-

sión de base de Q5 que varía desde el valorde saturación de unos 800mV hasta el valorde corte de unos 600mV.

Arriba en verde se puede observar la ten-sión de colector de Q5 que varia práctica-mente desde cero hasta 12V.

A la derecha se observa en azul la tensióndel secundario del transformador y en viole-


69Capítulo 3

Figura 8 - Conexión de los osciloscopios en el circuito driver.

Figura 9 - Oscilogramas del driver.


ta la tensión en el gate siempre con respectoa la unión de los MOSFET. Finalmente eloscilograma más importante es el que rela-

ciona la tensión en el terminal superior delprimario y la oscilación en el capacitor desintonía C5 que puede observarse en la figu-



Figura 10 - Oscilograma de primario y capacitor de resonancia.

Figura 11 - Oscilogramas en los secundarios.


ra 10. Como se puede observar, la oscila-ción en el primario genera una tensión depico de 1366V cuando el circuito es excita-do por una señal cuadrada de 309V pico apico. Esta energía se transfiere al secundariogenerando las señales indicadas en la figura11.

Mire también que la señal en los secun-darios no es exactamente senoidal, perotenga en cuenta que la pequeña distorsiónproducida no genera mayores problemas,por lo cual, desde el punto de vista prácticose puede considerar que se trata de una señalsenoidal pura.

Ya tenemos un sistema que genera la ten-sión deseada a la corriente deseada y sólonos falta diseñar los órganos de control delsistema para que el mismo funcione enforma automática.

Recuerde que nuestro oscilador de ondatriangular debe ser de frecuencia variablecontrolado por tensión. Debemos por últi-mo analizar el circuito para diferentes car-

gas y determinar la modificación requeridade la frecuencia para lograr el ajuste.

UN MODULADOR DE MÚLTIPLES USOS

Todo modulador PWM requiere un gene-rador de onda triangular de frecuencia fija.Si se trata de un sistema resonante, la ten-sión continua de salida debe modificar lafrecuencia del generador de onda triangularen un lazo realimentado de tensión. En rea-lidad se puede utilizar también un sistemade variación de tiempo de actividad o ambosal mismo tiempo.

Si el sistema posee dos transistores llavetirando hacia fuente y hacia masa (ese esnuestro caso) se requiere un circuito driverpara cada llave y el generador de señalPWM será en ese caso de simetría comple-mentaria.

Como queremosrealizar un proyectode uso general vamosa utilizar el sistema demodulación doble,PWM y de frecuenciay por lo tanto necesi-tamos un generadordiente de sierra cuyafrecuencia varíe conla tensión.

El generador dien-te de sierra se puedefabricar a partir de ungenerador de ondarectangular que puedafuncionar al 50% deperiodo de actividad y


71Capítulo 3

Figura 12 - Diseño automático de un oscilador astable con 555.


que tenga controlde frecuencia porCC como porejemplo el 555 ensu versión modi-ficada del astablecon dos diodos,que es uno de loscircuitos integra-dos mas econó-micos de laactualidad.

Si se tratara deun oscilador asta-ble básico elMultisim lo dise-ña en forma auto-mática, pero laversión astablebásica no puedegenerar onda cua-drada (no llega amas de un 45%de tiempo de acti-v i d a d ) .Comenzaremosanalizando laposibilidad deutilizarlo de cual-quier modo. Perosi fuera necesariorealizaremos undiseño modifica-do con diodos,donde esa even-tualidad no exis-te. El diseño bási-co nos ayuda agenerar el diseñomodificado. Porlo que a continua-ción lo encara-mos.



Figura 13 - Circuito completo del modulador con oscilador incluído


DISEÑO AUTOMÁTICO DEL ASTABLE

BÁSICO CON UN INTEGRADO 555

Abra el Multisim, entre en la solapaTools -> circuits wizard -> 555 time wizardy aparecerá una pantalla de diseño como laindicada en la figura 12.

R1 y R2 son los resistores de carga y des-carga del capacitor principal C. Estos valo-res dependen del valor de frecuencia y delvalor de C que deben colocarse en loscorrespondientes casilleros. Luego el botón“Building Circuit” se ilumina como indi-cando que las condiciones para un posiblediseño están dadas.

En caso contrario se indica debajo delcircuito cual de las condiciones no se cum-ple (por lo general R1 y R2 son menores alo estipulado que es de k½). Si este es elcaso se debe variar el valor de C por unomas bajo). Automáticamente el botón deBuild circuit se ilumina y al apretarlo se cal-

cula todo el circuito, hasta que queda ofre-cido para pegar en la pantalla.

Luego de pegarlo se deben redondear losvalores y completar el mismo con el agrega-do del preset de ajuste de frecuencia sobreCf. El cálculo da solo valores aproximados,por lo que es necesario armar el circuito yajustar los valores de R1, R2 y C por expe-riencia real.

También por experiencia real, observa-mos que el hecho de que trabajar con unperiodo de actividad de 55 o 60% no afectael funcionamiento del circuito, por lo que noes necesario utilizar el circuito modificadocon diodos.

CIRCUITO COMPLETO DEL MODULADOR

CON OSCILADOR CON EL TEMPORIZADOR 555

Para que el lector no tenga inconvenien-tes para saber como seinterconecta nuestro nuevocircuito, con el circuito dela entrega anterior, dibuja-mos los comparadoresgeneradores de la PWM,que entonces se repiten enambo circuitos formandoel nexo de unión. Ver lafigura 13.

Nota:RST RESET (4).THR TRESHOLD (6),

CAMBIO DE ESTADO.TRI: TRIGGUER (2),

DISPARO.DIS: DISCARG (7),

DESCARGA.CONTROL VOLTAGE:


73Capítulo 3

Figura 14 - Oscilogramas de los dientes de sierra diferenciales.


CON (5). POSIBLEVARIACIÓN DE 25% DE F.

POWER: VCC (8).COLOCAR ZENER DE 18V.

OUTPUT: OUT (9)

El preset R4 se colocapara ajustar la frecuenciadel oscilador en el valordeseado de 85kHz. C2 es elcapacitor generador deldiente de sierra del oscila-dor y R1 y R2 sus resistoresde carga y descarga. Elcapacitor C2 evita que seintroduzcan ruidos y zumbi-dos en el oscilador.

La salida por out es unaseñal rectangular de igualtensión que la fuente, deamplitud pico a pico, que se atenúa en R7 yR3 para aplicarla en el primer transistorinversor Q1. En el colector de Q1 la señalsale invertida con una amplitud de 20Vdebido a la presencia de la carga del segun-do inversor.

Esa señal ya se aplica a la entrada (-) delcomparador inferior. La señal invertida seaplica al transistor Q2 por R8 y R9 en dondese vuelve invertir para recuperar la fase ini-cial. El resistor R10 reduce la tensión desalida para igualarla con la del transistor 1.Las redes formadas por R11 y C3 por un

lado y la R12 y C4 por otro son las redesintegradoras donde se generan los dientesde sierra diferenciales.

Los dientes de sierra están muy lejos de serperfectamente lineales y además como noparten de una onda cuadrada tienen ciertadiferencia de valor en sus extremos perocomo el nuestro es un sistema muy realimen-tado estas distorsiones no tienen mayorimportancia en la generación de la señalPWM. En las figuras 14 y 15 se pueden obser-var los oscilogramas en el sistema, medidoscon los osciloscopios XSC2 y XSC3. ☺☺



Figura 15 - Oscilograma de las señales driver.


EL DIAGRAMA EN BLOQUES DE UNA

FUENTE CONMUTADA CON FLY-BACK

En la figura 1 vemos el diagrama en blo-ques de este tipo de fuente que se caracteri-za por la presencia de un transformador deltipo flyback, lo que indica la necesidad deusar una frecuencia elevada para su funcio-namiento, prescindiendo de la frecuenciabaja de 50 o 60Hz, típica de las fuentes dealimentación convencionales.

El funcionamiento de este tipo de fuentepuede explicarse de la siguiente manera. Seaplica una tensión de +B proveniente de uncircuito rectificador al primario del transfor-mador flyback T11 y después a la pata 1 delprocesador IC11.

El retorno al circuito rectificador se efec-

túa por medio del resistor R11. El resistorR21 suministra la tensión inicial de arran-que a la pata 9 de IC11. Un regulador inter-no suministra la tensión +B que necesitaIC11. Un oscilador y modulador interno deltipo PWM (Pulse Width Modulation) sumi-nistra la señal a un circuito de excitaciónproporcional de drive. La forma de ondaresultante es aplicada a un circuito internode drive. La señal de drive sale por las patas4 y 5 de IC11 y es aplicada a la etapa finalpor medio de la pata 3. El circuito de salidaexcita el transformador flyback T11 por lapata 1. Una tensión derivada del secundarioB es rectificada por el diodo D21 y reem-plaza la tensión de arranque aplicada a lapata 9 de IC11.

Una tensión de referencia rectificada porel diodo D22 es sensada por medio de lapata 8 para inhibir el funcionamiento delintegrado. Un circuito sensor de exceso decorriente monitorea la corriente que atravie-sa R11. Si la corriente es excesiva, un cir-cuito cerrojo se activa e impide el funciona-

miento por medio de uncircuito interno de sobre-tensión OVP (OverVoltage Protection) y otrode protección térmicaTSD (Thermal ShutDown).

Una corriente primariaexcesiva es sensada por lapata 6. Este circuito termi-na el ciclo del oscilador sila corriente primaria resul-tase excesiva. La regula-ción de la tensión es facili-tada por medio de una rea-limentación de una tensiónde referencia por medio deun aislador óptico Q31conectado a la pata 7.


75Capítulo 3

Apéndice

Figura 1 - Diagrama en bloques de una fuente con fly-back.


El Circuito del Rectificador

En la figura 2 vemos el circuito del recti-ficador. El fusible F1 de 1,6 amperes prote-ge la fuente contra corrientes excesivas.

El protector de sobrecargas D2 desvía lacorriente causada por picos de tensión en lared, quema el fusible F1 y protege el circuito.

El inductor L1 y el capacitor C1 ayudana aislar línea de la red alterna del ruido deR.F. generado por la fuente. L1 ayuda tam-bién a reducir el golpe de corriente deencendido sobre el puente rectificador D1.

Los capacitores C2 y C3establecen un potencial de refe-rencia de la masa aislada conrespecto a la línea de alterna.

R1 impide la formación decargas en la masa aislada aldescargar constantemente elterminal común.

Los inductores LB1 y LB2impiden que el ruido de con-mutación se introduzca en lamasa aislada.

D1 es un rectificador deonda completa.

C11 filtra la tensión conti-

nua rectificada y suministrada al reguladorconmutado.

Circuito de Conmutación de Salida de la Fuente

En esta fuente de alimentación el circui-to de salida de la fuente está incorporado enel controlador IC11. En la figura 3. vemoseste sector del circuito. El transistor internoTR2 es usado como driver-amplificadorintermedio. El circuito de excitación pro-porcional suministra una señal de pulsoscuadrados a su base. Esta señal es amplifi-cada y aislada y sale por la pata 5 de IC11.



Figura 2 - El circuito rectificador.

Figura 3 - Circuito de conmutación.


Cuando el circuito de excitación propor-cional aplica un "HIGH" a la base de TR2,permite que la salida en la pata 4 quede flo-tando. A su vez cuando aplica un "LOW" ala pata 4, también aplica un "LOW" a labase de TR2. El resistor externo R14 permi-te que la salida de señal de TR2 en la pata 5sea combinada con la salida de señal deexcitación proporcional en la pata 4. Ambasseñales se combinan y se acoplan a la pata 3de IC11 por medio de R15 y C13. Esta señalactúa como driver para el transistor internode conmutación TR1.

Durante la parte de "apagado" de laseñal, la pata 4 está conectada a masa a tra-vés del excitador proporcional y el capacitorC13 se descarga a través de D11.

Cuando vuelve la parte positiva del"encendido" de la señal, TR1 conduce amedida que C13 se carga. El emisor deTR11 está conectado a masa por medio de lapata 2 de IC11. La conducción de TR1conecta a masa la pata 1 y permite que cir-cule corriente a través del bobinado prima-rio del transformador T11.

El Arranque de la Fuente

Inicialmente, cuando seenciende el equipo, la tensiónde +B es suministrada a la pata9 de IC11 por medio de losresistores R21 y R24.

La tensión de +B forma unarampa en la pata 9 a medida queel capacitor C21 se carga. Tanpronto la tensión llega a 7,6volt, el circuito de arranque enel IC11 se activa y suministratensión al regulador interno.

El regulador interno aplicatensión a los circuitos del osci-lador y driver de IC11. La ten-

sión generada en el bobinado B es rectifica-da por el diodo D21 y filtrado por C21. Latensión +B resultante es usada para alimen-tar a IC11, eliminando la necesidad paraR21 y R24 cuando se establece el modo fun-cional. En la figura 4 vemos el circuitocorrespondiente.

El Oscilador

El circuito del oscilador recibe su tensiónde +B del circuito del regulador interno. Lostiempos de este oscilador se fijan por los cir-cuitos de temporización "T-ON" y "T-OFF".El oscilador forma rampa a medida que elcapacitor interno C1 se carga a través de R1.Esta rampa decae a medida que el capacitorC2 descarga por R2.

Este proceso forma una onda triangularque se aplica al excitador proporcional quela transforma en una onda cuadrada. La pata8 suministra realimentación desde el trans-formador T11. Esta señal de realimentaciónsincroniza el periodo de corte del osciladorcon el colapso del campo magnético del


77Capítulo 3

Figura 4 - El circuito de arranque de la fuente.


transformador usando doscomparadores internos.Los comparadores Op1 yOp2 son referenciados por0,75 volt y 1,4 volt, res-pectivamente.

La Regulación de la Fuente

Esta fuente de alimen-tación usa la modulaciónpor ancho de pulso paraobtener una tensión desalida constante. Al acortarel tiempo de la formaciónde rampa (tiempo de encendido) se reducela potencia aplicada al transformador duran-te cada ciclo de trabajo. Esto reduce las ten-siones de salida, en cambio el aumento deltiempo de encendido resulta en un aumentoen las tensiones de salida. El resistor internoR1 y el capacitor interno C1 determinan laconstante de tiempo de la rampa. El valor deC1 es de 0.0033µF y el valor de R1 es ajus-tado en fábrica como para obtener un tiem-po de rampa mayor que el necesario, lo queresulta en una tensión de salida excesiva. Seagrega una red externa, formada por R31,Q31, R32 y D32.

Esta red asiste al resistor interno R1 paralograr una carga más rápida de C1. Así sereduce el tiempo de la rampa. La variaciónde la resistencia de este circuito modifica eltiempo de la rampa.

Esta variación se logra por la variaciónde la conducción del transistor en el acopla-dor óptico Q31. La resistencia de Q31 esinversamente proporcional a la intensidadde la luz que incide en su base. Un diodoLED en el interior de Q31 suministra laintensidad de luz sobre la base del transistor

para producir las tensiones de salida desea-das. En la figura 5 podemos observar losdetalles de este circuito.

La Limitación de la Corriente del Primario

Para proteger la fuente de alimentaciónde la destrucción por corriente exclusiva, seagrega un circuito de limitación de lacorriente del primario. Cuando el transistorTr1 es conmutado para conducir, la corrien-te circula por el bobinado del primario deltransformador T11. Cuanto más tiempo eltransistor Tr1 conduce, mayor será sucorriente. A medida que la corriente aumen-ta, la caída de tensión sobre R11 tambiénaumenta. Esta caída de tensión es aplicada ala pata 6 de IC11 a través de un divisor detensión consistente de R13 y R12.

Tan pronto como la pata 6 se polarizamás negativo que la tensión interna de refe-rencia de -1 volt, la salida del amplificadoroperacional interno va a HIGH, terminandola parte de ON del ciclo del oscilador. Estose repite en cada ciclo del funcionamiento.



Figura 5 - Circuito del oscilador y regulación.


Circuitos de Protección

En el procesador IC11 se encuentraincorporado un circuito cerrojo, comovemos en la figura 6. Este cerrojo permitedetener el funcionamiento de la fuente dealimentación en caso de suceder defectos.Un sensor de corte térmico activa la com-puerta OR, OR1 si la temperatura del inte-grado excede el límite prefijado de 150°C.Esto activa el cerrojo que a su vez bloqueael oscilador y detiene la fuente.

La tensión de +B aplicada a la pata 9 deIC11 es monitoreada por un protector desobretensión (OVP = Over VoltageProtector). Si el +B alcanza el nivel indese-ado de 10 volt, el circuito OVP activa lacompuerta OR y apaga la fuente de alimen-tación.

La tensión de cresta no filtrada es deri-vada del transformador T11 y es aplicada ala pata 8 de IC11 a través de D22 y es moni-toreada por el comparador OP3. Si la ten-sión de cresta alcanza a 5,1 volt, el compa-rador activa la compuerta OR y apaga lafuente.

Cuando el apagado ocurre, el cerrojopermanece bloqueado hasta que la tensióndesaparece o la corriente a través del cerro-jo se reduce a menos de 500µA.

Las Fuentes del Secundario de T11

La tensión de las fuentes derivadas delsecundario del transformador T11 puedevariar debido a las variaciones en la fuentede 6 volt que se usa como realimentaciónpara la regulación. Por este motivo, esimportante que cada una de estas fuentes detensión sea regulada en forma individual.Los 12 volts que salen de la pata 17 de T11son filtrados y aplicados al colector delregulador Q31. Este transistor es usadocomo conmutador y como regulador.Cuando la línea del encendido (POWERON/OFF) se encuentra en LOW, Q34 estáapagado. Por lo tanto QR33 es apagado y nollega ninguna polarización a la base de Q31.Se observa este circuito en la figura 7.

Esto produce el corte de Q31 y el apaga-do de la fuente de 9 volt. Cuando se encien-

de el equipo, Q34 y Q33empiezan a conducir ysuministran una polariza-ción a la base de Q31 a tra-vés de los resistores R31 yR32. Esta polarización esfijada por el diodo ZenerD32 en 10 volt. El transis-tor Q31 conduce y sumi-nistra 9,3 volt en su emi-sor.

Con la fuente de 9 voltencendida y regulada porel diodo Zener D32, resul-ta importante encender yregular también la fuentede -9 volt. Además, es muy


79Capítulo 3

Figura 6 - Las protecciones de la fuente.


importante que estenivel se mantenga enconcordancia con elnivel de +9 volt.Cuando la tensión de 9volt sube o baja, latensión de -9 volt tam-bién debe subir o bajaren concordancia.

En la pata 18 deT11 existe una tensiónrectificada y filtradade -13 volt. La polari-zación para el transis-tor de regulación Q41es suministrada por elresistor R42 y el tran-sistor Q42. Cuando latensión de 9 volt apa-rece en el emisor de Q32, éste conduce yenciende Q42. El transistor Q42 polarizaQ41 para conducir y la tensión de -13 voltaparece en su emisor. Como en el divisor detensión R43, R36 y R35 aparece una tensiónnegativa más alta en un extremo y una ten-sión positiva más baja en el otro, esta pola-rización hace conducir Q43. La conducciónde Q43 reduce la polarización en la base de

Q41. Esto reduce la tensión de salida deQ41 y lo ajusta a -9 volt. Inversamente, unadisminución en la tensión de -9 volt produ-ce una reducción en la conducción de Q41 yrestaura los -9 volt. Un incremento en elnivel de 9 volt produce la menor conducciónde Q43 y la mayor conducción de Q41. Estobalancea el incremento o la reducción de +9volt y -9 volt en forma recíproca. ☺☺



Figura 7 - Las tensiones del secundario de la fuente.


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Fuentes Conmutadas

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