Fuente de alimentación con regulador conmutadomaterias.fi.uba.ar/6610/Apuntes/Clase semana 8...
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TRANSFORMADOR RECTIFICADOR FILTRO REGULADOR CARGA
Fuente de alimentación con regulador conmutado
Diagrama en bloques
Fuente no regulada ni estabilizada
Fuente regulada y estabilizada
FICHA DE ALIMENTACIÓN
INDICADOR DE ENCENDIDO
INDICADOR DE NIVEL DE TENSION DE SALIDA
FUSIBLE
Eficiencia
• El regulador lineal es de baja eficiencia pues toda la corriente de la carga lo atraviesa pero con una gran caída de tensión, por lo que se desperdicia mucha energía que se transforma en calor
• El regulador conmutado construído con elementos reactivos como capacitores, inductores y llaves conmutadoras de dos estados no genera pérdida de energía por disipación de calor
Eficiencia en regulador lineal
E
S
SE
SS
E
C
VV
IVIV
PP
===..η
CIRCUITO DE
CONTROL
Ƞ disminuye con la caída de tensión entre entrada y salida
η
ηmax
VE
VS
1==E
C
PPη
CIRCUITO DE
CONTROL
Ƞ = 100 % por no contener elementos disipativos
Eficiencia en regulador conmutado
( )L
ΔtVVII 1SEMINMAX
−+=
Determinación de la tensión de salida VS
LΔtVII 2S
MAXMIN −=
Llave 1 cerrada – llave 2 abierta
Llave 2 cerrada – llave 1 abierta
Asumimos que C es lo suficientemente grande como para mantener la tensión desalida constante durante Δt1 y Δt2 (VS = estable se logrará por realimentación)
Se estudiará el modo continuo, o sea, la corriente en el inductor no se interrumpe entodo el ciclo operativo
IL , IS
ILMAX
ILMIN
IS
Δt1 Δt2 tΔt1 Δt2
MODO CONTINUO
IL
( ) 1SE2S ΔtVVΔtV −=
Combinando ambas expresiones se obtiene:
( ) 1E21S ΔtVΔtΔtV =+
21
1ES ΔtΔt
ΔtVV+
=
DVV ES =
Llamando D al ciclo de trabajo de las llaves 1 y 2 se obtiene:
D puede ajustarse entre 0 y 1 por lo que la tensión de salida siempre será menor a la de entrada
Considerando:
ftT
tΔtΔt
ΔtD ONON
21
1 ==+
=
Se llega a:
2III MINMAX
S+
=
( )( )SMAX
S
IIVD-1
2f1L
−=
Reflexionar acerca del valor adecuado de L y su relación con la selección de los elementos de conmutación.
t
ILMAX
Δt1 Δt1 Δt2Δt2 Δt1 Δt2
T
ILMIN
IS
NOTAR QUE IS PUEDE TOMAR CUALQUIER VALOR SIEMPRE QUE ILMIN>0
Corriente en la cargaCorriente en la inductancia
t
ILMAX
Δt1 Δt1 Δt2Δt2
IL
Δt1 Δt2
T
ILMIN=0
IL=IS
La corriente de salida IS está relacionada con la tensión de salida VS y la resistencia decarga R por la ley de ohm: RVI SS =
( )( )SMAX
S
IIVD-1
2f1L
−=Partiendo de la ecuación que da el valor de la inductancia
Siendo para este caso resultaSMAX I2I =( )
S
S
IVD-1
2f1L =
Reemplazando con se tiene el valor crítico de la inductancia (mínimovalor de L) que permite continuar operando en modo continuo con una carga mínimarepresentada por RMAX:
( )2f
RD-1L MAXC =
O se tiene el valor crítico de la resistencia de carga que permite calcular la carga mínimaque asegurará el funcionamiento en modo continuo para un valor dado de L:
( )D-1L2fRC = Con lo que debe ser para MCCRR <
Al diseñar => para MCCLL >
LÍMITE DEL MODO CONTINUO
MINSSMAX IVR =
IS MIN
t
ILMAX
Δt1 Δt1 Δt2Δt2
IL
Δt1 Δt2
T
0
Un regulador operando en modo continuo puede pasar al modo discontinuo al reducirse lacarga, o lo que es lo mismo, reducirse la corriente de salida
El comportamiento del regulador a lazo cerrado puede volverse inestable si se permite elpaso entre modos
IS < IMAX/2
MODO DISCONTINUO
Se debe diseñar el regulador considerando la carga mínima que tendrá a fin de evitar queentre en el modo discontinuo. Se puede implementar dicha carga como un circuito dedrenaje útil como podría ser un LED y/u otro circuito que drene corriente del regulador.
El valor de la inductancia se calculará entonces para la condición de carga mínima y para elvalor mínimo que se espera se dispondrá de la tensión de entrada VE ,o sea para DMAX
Investigar este tema revisando notas de aplicación publicadas por los fabricantes de controladores de reguladores conmutados
Rizado de la tensión de salidaCálculo de ∆VO
𝑖𝑖𝐶𝐶
t
t
𝑣𝑣𝐶𝐶
- tON2
tON2
- tON2
tON2
𝐼𝐼𝐿𝐿 𝑀𝑀𝑀𝑀𝑀𝑀 − 𝐼𝐼𝑆𝑆
𝐼𝐼𝐿𝐿 𝑀𝑀𝐼𝐼𝐼𝐼 − 𝐼𝐼𝑆𝑆
∆𝑣𝑣𝐶𝐶 𝑂𝑂𝐼𝐼=1𝐶𝐶
0
𝑡𝑡𝑂𝑂𝑂𝑂2 𝐼𝐼𝐿𝐿 𝑀𝑀𝑀𝑀𝑀𝑀 − 𝐼𝐼𝑆𝑆
𝑡𝑡𝑂𝑂𝑂𝑂2
dt
𝑖𝑖𝐶𝐶 =𝐼𝐼𝐿𝐿 𝑀𝑀𝑀𝑀𝑀𝑀 − 𝐼𝐼𝑆𝑆
𝑡𝑡𝑂𝑂𝐼𝐼2
t
∆𝑣𝑣𝐶𝐶 𝑂𝑂𝐼𝐼
∆𝑣𝑣𝐶𝐶 𝑂𝑂𝐼𝐼= [1𝐶𝐶𝐼𝐼𝐿𝐿 𝑀𝑀𝑀𝑀𝑀𝑀 − 𝐼𝐼𝑆𝑆
𝑡𝑡𝑂𝑂𝐼𝐼t2 ]0
𝑡𝑡𝑂𝑂𝑂𝑂2
∆𝑣𝑣𝐶𝐶 𝑂𝑂𝐼𝐼=𝐼𝐼𝐿𝐿 𝑀𝑀𝑀𝑀𝑀𝑀 − 𝐼𝐼𝑆𝑆
4𝐶𝐶 𝑡𝑡𝑂𝑂𝐼𝐼
En forma similar se calcula ∆𝑣𝑣𝐶𝐶 𝑂𝑂𝑂𝑂𝑂𝑂 :
∆𝑣𝑣𝐶𝐶 𝑂𝑂𝑂𝑂𝑂𝑂=𝐼𝐼𝑆𝑆 − 𝐼𝐼𝐿𝐿 𝑀𝑀𝐼𝐼𝐼𝐼
4𝐶𝐶 𝑡𝑡𝑂𝑂𝑂𝑂𝑂𝑂
Resultando: ∆𝑉𝑉𝑂𝑂 = ∆𝑣𝑣𝐶𝐶 𝑂𝑂𝐼𝐼 + ∆𝑣𝑣𝐶𝐶 𝑂𝑂𝑂𝑂𝑂𝑂 =𝐼𝐼𝐿𝐿 𝑀𝑀𝑀𝑀𝑀𝑀 − 𝐼𝐼𝐿𝐿 𝑀𝑀𝐼𝐼𝐼𝐼
8𝐶𝐶𝑓𝑓
Reemplazo de llaves por dispositivos de conmutación semiconductor
CIRCUITO DE
CONTROL
( ) DSATES VVVDV −−=
Circuito de control
¿Como funciona el PWM (modulador por ancho de pulso)?
CIRCUITO DE
DISPAROCOMPARADOR
OSCILADOR
REFERENCIA DE TENSIÓN
AMPLIFICADOR DE ERROR
Formas de onda de control
NOTA:La forma de onda en azul es una muestra de la tensión de salida.Tener en cuenta que la tensión de salida varía mucho mas lentamente que unperiodo del oscilador. Aquí se ha representado así para mostrar como se producela modulación por ancho de pulso, a partir de la comparación de la señal deloscilador con la señal error resultante de la mezcla entre la muestra de la tensiónde salida y la tensión de referencia.
Adaptador fuente USB para encendedor de automóvil
1.25VRef Reg
5.0 V/500 mA
1.0µH
Vout+100
Optional Filter
8
7
Rsc0.33
6Vin12 V
100+
R1 1.2 k3.6 k
S QR
Q2Q1
IpkOsc
CT
VCC
+– Comp.
1
2
1N58193
4
CT
470pF
470 CO+
5
L 220µH
Regulador “reductor” implementado con el circuito integrado MC34063 de Motorola
Limitaciones y problemas impuestos por los componentes1. Siempre será VE ≥ VS + VSAT como ocurre en los reguladores lineales
2. Exigencia en el encendido del transistor debido a la demora en el apagado del diodo,por lo que deben usarse diodos de bajo tiempo de recuperación
3. Si se daña el transistor suele quedar en cortocircuito, con lo que VS=VE destruyendo la carga• En consecuencia debe implementarse un efectivo sistema de protección contra sobretensión• El más común y sencillo es el CROWBAR con fusible y tiristor, refinándolo para evitar que el tiristor se dispare por sobre picos a la salida o la entrada que si pueden ser tolerados por la carga.
Componentes adicionales1. Cuando el transistor se apaga y hasta que se enciende el diodo hay una
sobretensión en el inductor que puede destruir el propio transistor y/o el diodo. Esta sobretensión puede amortiguarse con una simple red RC en paralelo con el diodo, llamada SNUB. Otros circuitos más elaborados para el recorte de las sobretensiones incluyen diodos de recuperación rápida, diodos zener y redes RC.
Componentes adicionales2. Cambios abruptos en las condiciones de carga o en la fuente de tensión de
entrada pueden crear también sobre picos de tensión destructivos para el transistor y/o el diodo. Se pueden suprimir estos transitorios con diodos zener, con dispositivos supresores de transitorios (dos diodos zener de gran corriente y tensión enfrentados en serie), con varistores (resistores dependientes de la tensión), etc.
Supresor de transitorioVaristor
Componentes adicionales3. Los reguladores conmutados generan interferencias electromagnéticas
(EMI), tanto emisiones de RF desde de los componentes (transistor, diodo, circuito impreso, etc.) como a través de los cables de conexión de entrada y salida, invadiendo el espectro radio eléctrico. Por lo que debe blindarse (encerrarse con una jaula metálica) el conjunto de componentes que produce EMI y también filtrarse las señales de RF que salen del regulador (por los cables) mediante filtros de RF.
Filtro de línea de alimentación Fuente de alimentación blindada
Regulador FLYBACK
• Se utiliza el modo flyback para obtener una tensión de salida mayor a la tensión de entrada
ES VV >
Operación FLYBACK en modo contínuo
11 2 1 2
t
ILMAX
Δt1 Δt1 Δt2Δt2
IL
Δt1 Δt2
2
t
VE
Tensión en nodo de conmutaciónVS
0
T
ILMIN
Cálculo de la tensión de salida
INICIALLL
L ItL
VI +=
CARGAE
MINIMOLMAXIMOL tL
VII +=
DESCARGASE
MAXIMOLMINIMOL tL
VVII −+=
Con la llave 1 cerrada (llave 2 abierta) el inductor se carga de energía en tCARGA :
Con la llave 2 cerrada (llave 1 abierta) el inductor descarga su energía en tDESCARGA :
DESCARGAES
CARGAE t
LVVt
LV −
=
Operando se llega a:
( ) DESCARGAESCARGAE tVVtV −=⇒
La corriente en la inductancia, a tensión aplicada constante, varía como:
t
VE
Tensión en nodo de conmutación
VS
0
Notar que el área bajo la curva durante el tiempo de carga es igual al área durante el tiempo de descarga
La ecuación anterior se expresa también como:
+=
DESCARGA
CARGAES t
tVV 1
De donde resulta evidente que siempre es:
ES VV >
tCARGA tDESCARGA
CARGAEtV
( ) DESCARGAES tVV −
Notar que es:
Tomando el desarrollo anterior:
+=
DESCARGA
CARGAES t
tVV 1
Y definiendo ciclo se servicio D como:
TtD CARGA=
DESCARGACARGA ttT +=
Resulta:
DVV E
S −=
1
Considerando:
ftT
tΔtΔt
ΔtD CARGACARGA
21
1 ==+
=
Se llega a:
2III LMINLMAX
LPROMEDIO+
=
( )( )( )LPROMEDIOLMAX
ES
IIV-VD-1
2f1L
−=
“Reflexionar acerca del valor adecuado de L y su relación con la selección de los elementos de conmutación.”
Notar que : ENTRADALPROMEDIO II =
Reemplazo de llaves por dispositivos de conmutación semiconductor
CIRCUITO DE
CONTROL
( ) DDESCARGA
CARGASATES V
ttVVV −
+−= 1
Operación FLYBACK en modo discontínuo
11 2 1 2
t
ILMAX
Δt1 Δt1 Δt2Δt2
IL
Δt1 Δt2
2
t
VE
Tensión en nodo de conmutaciónVS
0
T
0
DESCARGACARGA ttT +>
En el modo discontínuo el inductor se descarga completamente en cada ciclo
Regulador conmutado aislado
• Permite tensiones de salida menores o mayores que la de entrada
• Se pueden obtener varias tensiones de salida simultáneas y con diferente polaridades
Funcionamiento• El primario se carga durante el tiempo de encendido
del transistor• Luego la tensión del inductor se invierte y se auto
ajusta a:
• Cuando se carga el primario, el secundario está inactivo debido a la polaridad de conexión del diodo
• Cuando el secundario está activo el primario queda inactivo debido a que primario y secundario están en contrafase
SECPRI VNNV
2
1= ( )DIODOSALIDASEC VVV +=
t
I1
Δt1 Δt2
T
IL
0
tLVVI SATE
L1
1−
=↑ 22
2 ItL
VVI DSL +
+−=↓
CARGASATE t
LVVI1
1−
= 22
0 ItL
VVDESCARGA
DS ++
−=
DESCARGADS t
LVVI
22
+=
t
I2
Δt1 Δt2
T
IL
0
PRIMARIO SECUNDARIO
Δt1 = tCARGA Δt2 = tDESCARGA
ΔtDISC. ΔtDISC.
ΔtDISC. = 0 en el límite entre el modo continuo y discontinuo
Cálculo de la relación de espiras
Relación de espiras/inductancias bobinadas en un mismo núcleo:
2
122
21
LL
NN
=
Por conservación de la energía:
222
211 2
121 ILIL =
Combinando ambas expresiones se obtiene:
1
2
2
1
II
NN
=
Operando y combinando con las expresiones de la corrientes para ΔtDISC. = 0 se obtiene:
CARGA
DESCARGA
SATE
DS
tt
VVVVNN
−+
= 12
DD
VVVVNN
SATE
DS −−+
=1
12
Cálculo de la relación de espiras
Resultando:
• Con L pequeña se logra menor tamaño del transformador pero acosta de mayores corrientes, esto puede ser destructivo para lossemiconductores.
• Como el núcleo opera en una sola dirección de flujo magnéticopuede alcanzar la saturación rápidamente perdiendo valor de L yaumentando las corrientes, ocurriendo la destrucción de lossemiconductores
• Esto último puede mejorarse utilizando un núcleo con un corte totalo parcial.
Recomendaciones para el núcleo
Formas de onda en primario y secundarioModo discontinuo
t
-(N2/N1)VE
Tensión en nodo de unión de L2 y el diodo
≈ VS
0
= área
t
VE
Tensión en nodo de conmutación
≈ 0
(N1/N2)VS+VE
Regulador aislado para LEDsCorriente constante
220V
RECT
IFIC
ADO
RY
FILT
RO
DISPOSITIVOS DEENCLAVAMIENTO
Detalles asociados con el funcionamiento• El transformador no se utiliza para almacenar energía sino
solo para elevar o reducir la tensión de entrada• Notar que los diodos D1 y D2 además de rectificar actúan
como llave de enclavamiento para la descarga del inductor• Requiere 2 transistores de conmutación que conducen en
forma alternada• Se obtiene en flujo magnético alterno en el núcleo, logrando
mayor eficiencia del mismo al trabajar lejos de la saturación pudiendo utilizar tamaños menores que el modo FLYBACK
• Con el modo alterno se puede obtener el doble de potencia que el equivalente FLYBACK operando a la misma frecuencia
• Puede obtenerse potencias de cientos de watts• IMPORTANTE: cada transistor debe soportar el doble de la
tensión de alimentación cuando está apagado.
Formas de onda en primario y secundario
t
(N2/N1)VE
Tensión en el ánodo del diodo del secundario
t
VE
Tensión en nodo de conmutación en primario
≈ 0
2VE
T
≈ 0
Limitaciones
• Muy difícil lograr total simetría en el flujo magnético alternado llevando a crearse un remanente de flujo continuo que provoca exceso de corriente en alguno de los transistores pudiendo llevarlos a la destrucción
• CAUSA DE LA ASIMETRÍA: – Diferente tensión de saturación en cada transistor– Diferentes mitades del bobinado primario y secundario
Detalles asociados con el funcionamiento
• El balanceo del núcleo se logra con dos capacitores
• La dificultad está en la excitación (disparo) del transistor superior
Detalles asociados con el funcionamiento en modo puente
• El balanceo del núcleo se logra con un capacitor• La dificultad está en la excitación (disparo) del
transistor superior• Se obtiene más eficiencia que en el medio puente
porque el primario recibe toda la tensión de entrada y se puede obtener el doble de potencia (que en el medio puente)
Analizar una fuente de PC(A partir de su esquema eléctrico unas páginas más adelante)
Disparo de los transistores
• Se puede utiizar un transformador de pulsos o un desplazador de nivel para excitar al transistor superior del medio puente o del puente.
• Como ejemplo de circuito de excitación por desplazamiento de nivel se cita el IR2181 del fabricante International Rectifier. En la hoja siguiente puede verse su diagrama interno y una aplicación típica
• Luego, en el esquema de la fuente para PC, se podrá ver un ejemplo de excitación con transformador de pulsos
Solución al problema de transmisión de señales a distancia
VMIC
V1 = VMIC V1+VR
V2+VR
R R
R R
R R
V2 = −VMIC
V1+VR − (V2+VR) = V1 − V2 = 2VMIC
INTRODUCCIÓN
Un amplificador de instrumentación es un tipo particular de amplificador diferencial que fueprovisto de buffers de entrada, eliminando la necesidad de equiparar impedancias, lo cual lohace un amplificador adecuado para mediciones y testeo de equipos. Posee comocaracterísticas adicionales tener muy bajo offset de DC, baja variación de sus parámetroscon la temperatura, bajo ruido, muy alta ganancia a lazo abierto, muy alta relación derechazo de modo común, y muy altas impedancias de entrada. Los amplificadores deinstrumentación son utilizados en aplicaciones en las que se requiere gran precisión yestabilidad a corto y largo plazo.
DIAGRAMA ESQUEMÁTICO Y PRINCIPIO DE FUNCIONAMIENTOSe puede dividir el esquemático en dos etapas. La primera formada por un buffer con ganancia y la segunda es un circuito restador.
vo
Ejercicio 1Calcular la impedancia que ve V1 para V2=0 y V3=0
Etapa 1: Buffer de entrada
Si aquí definimos que las resistencias R1 son iguales obtenemos el valor final:
Si definimos Vod = Va - Vb yVid = V1 - V2 el valor de Avd1:
Ganancia Modo Común
Se puede ver que si se aplica la mismatensión a ambos terminales de entrada, elresistor RG estará a una diferencia depotencial cero. Luego no puede circularcorriente por él, generando que no puedahaber corrientes en los resistores R1. Conlo cual la tensión de entrada se traslada alas salidas dando una ganancia de modocomún unitaria.
Ganancia de Modo Diferencial
𝐴𝐴𝑣𝑣𝑣𝑣𝑣 = 1
Va
Vb
Ganancia Modo Común
Ganancia de Modo Diferencial
𝐴𝐴𝑣𝑣𝑣𝑣𝑣 = 0
Relación de Rechazo de Modo Común
Dado que la ganancia de modo común de la primera etapa es unitaria la relación será simplemente:
Es por esta relación que se elige dar toda la ganancia a la primera etapa para maximizar la ganancia de rechazo total.
Etapa 2: Amplificador restador
Va
Vb Si R2A=R2B y R3A=R3B
( Si R2A=R2B=R2 y R3A=R3B=R3 )
Tensiones de Offset
Este amplificador está diseñado para amplificar tensiones continuas. Si se le da esta utilidad, hay que tener en cuenta las tensiones de offset que aparecerán sumadas por cada operacional. Se pueden modelar como sigue:
Sabiendo los valores de ganancia diferencial se puede obtener el efecto del offset a la salida:
Siendo que toda la ganancia se coloca en la primera etapa el offset del segundo operacional es despreciable y luego:
vo
Voff 1AVoff 2
Voff 1B
Adaptador de “no balanceado” a “balanceado”
Ejercicio 2Calcular la ganancia VO/VSCalcular la impedancia que ve VS
VO
Adaptador de “no balanceado” a “balanceado” NO INVERSOR
Ejercicio 3Calcular la ganancia VO/VINCalcular la impedancia que ve VIN(Todas la resistencias de 10KΩ)
VO
Sistema realimentado positivamente
a
f
ve
vf
vi
++
vo
fie vvv +=
eo avv =
of fvv = afa
vvA
i
o
−==
1
1=af
Condición de oscilación:
º01 ∠Λ=af ó º3601 ∠Λ=afó
a
f
ve
vf
vi=0+
+vo
Se tendrá una señal de salida incluso con vi=0 :
Con lo que finalmente se tiene el siguiente sistema:
a
f
vo1=af Oscilación
1<af No oscilación
1>af Oscilación con amplitud creciente
La forma de las señales de salida serán:
Cuando la amplitud de la oscilación es creciente, será limitada (por recorte) debido a los límites de operación del amplificador, produciéndose distorsión de la forma de onda
1=af1<af 1>af
Para sostener la oscilación debe asegurarse que:
1≥af
º360º0 o=∠a la frecuencia de oscilación deseada y ninguna otra frecuencia
Éstas condiciones se deben mantener ante cambios de valor de los componentes por tolerancia, envejecimiento, temperatura, reemplazo, etc.
Estabilidad en frecuencia:
La estabilidad en la frecuencia se logra haciendo que el corrimiento en fase sea una función muy dependiente de la frecuencia en la zona cercana a la frecuencia de oscilación ωO , esto de logra con un Q alto.
Osi ωωω
→↑∂∂∠
Se debe lograr una gran dependencia negativa de la variación de la ganancia respecto de la amplitud de salida:
0<↑∂∂
Ova
Estabilidad en amplitud:
aaf ligeramente mayor que 1 o estabilizado alinealmentecon
Resolviendo:
( ) ( )F
O
f
RRCj
Lj
RCj
Ljj
vv
jf+
==
1
1
//1//
//1//
ωω
ωω
ωω
( ) ( ) ( )12 /11 RRLjLCR
LajjafFF ++−
=ωω
ωω
Una condición para la oscilación es cuando la fase se anula:LC1
=ω
En consecuencia es: ( )1/1 RR
ajafF+
=ω
La otra condición para la oscilación es: ( ) 1=ωjaf
Con lo que resulta: 1/1 RRa F+=
Oscilador por equilibrio en Puente de Wien
Ejemplo 4:
ov Para una determinada amplitud vO , la señal presente en la rama izquierda (entrada del amplificador) será de igual amplitud que la presente en la rama derecha (entrada + del amplificador). Esto solo puede ocurrir a la frecuencia de mínima atenuación del filtro pasabanda de la rama derecha siempre y cuando dicha atenuación sea igual a la atenuación producida en la rama izquierda por la relación R1/R2 .
Oscilador Puente de Wien
La oscilación se inicia por ruido térmico en los componentes o en el amplificador
fv
ovVa
f
A
( ) ( )( ) 13222 ++
==RCsCRs
sRCsvsv
sfO
f
Aplicando la condición para la oscilación:
Haciendo s=jω, se llega a:
Igualando partes reales:
( ) ( ) 1=sfsA
( ) ( )( ) 1
21RR
svsvsA
f
O +==
Se tiene que:1
131 222
1
2 =
++
+
RCsCRssRC
RR
131 222
1
2 ++−=
+ ωωω RCjCRRCj
RR
10 222 +−= ωCR =>RC
fO π21
=
Igualando partes imaginarias: ωω RCjRCjRR 31
1
2 =
+ => 31
1
2 =+RR
Resistencia Drain-Source versus VGS
0
500
1000
1500
2000
2500
3000
3500
4000
-2,9 -2,8 -2,7 -2,6 -2,5 -2,4 -2,3 -2,2 -2,1 -2 -1,9 -1,8 -1,7 -1,6 -1,5 -1,4 -1,3 -1,2 -1,1 -1 -0,9 -0,8 -0,7 -0,6 -0,5 -0,4 -0,3 -0,2 -0,1 0V
Ω
dR
250
Oscilador T PuenteadaMas estable en frecuencia que el de Wien
1
5/6
4/6
3/6
2/6
1/6
1/710K10010 30 300 3K 30K 100K1K
FRECUENCIA [Hz]
Respuesta del filtro
El sistema oscila debido a que la realimentación negativa es menor que la positivapara cualquier frecuencia excepto para la central del filtro “notch” en que ambasrealimentaciones son iguales, con lo que resulta af(s)=1 a esa frecuencia
2
21
4 T
EESALIDA
V
VVII
TVVV 21 ,
Multiplicador básico
Celda Gilbert básica
Niveles de señal V1 y V2 inferiores a VT
6453 CCCCSALIDA IIIII
Aplicación como doblador de frecuencia
SALIDAV
75mVcos2wt75mV
2
1cos2wtAA
V
1,5Vcos(wt)AcoswtA
4V
4mVV 21212
T
SALIDA
2
Conversor corriente diferencial a tensión en modo común
10mVA2
10mVA 1
Aplicación como modulador Modulación 1KHz al 80% (con portadora de 25KHz)
Señal de entrada
Espectro de la señal de salida
Señal de salida
Aplicación como VCA Resistor controlado por tensión
SSM2164 En filtro de variable de estado, reemplazando R
Detector de Fase
Filtro de Lazo Amplificador
Oscilador controlado por Tensión (VCO)
Entrada
Salida 1
Salida 2
Copia de la frecuencia de entrada
Tensión de control del oscilador
Demodulador de FM
Aplicación como detector de Fase Lazo Enganchado en Fase
Detector de Fase
Filtro de Lazo Amplificador
Oscilador controlado por Tensión (VCO)
Entrada
Salida
Multiplica por N la
frecuencia de entrada
Aplicación como detector de Fase
Aplicación como multiplicador de frecuencia
÷ N
Lazo Enganchado en Fase
s
KA F(s)K1
AF(s)K
Φ
V
OD
D
i
O
KD [V/rad] F(s) A
1/s KO [(rad/seg)/V]
fi
fosc wosc
VO
Aplicación como detector de Fase Lazo Enganchado en Fase (en condición enganchado)
dt
dω i
i
OD
D
i
O
KAF(s)Ks
AF(s)K
ω
V
Siendo resulta también