Dispositivos Electrónicos para Ingeniería Electrónica - Resumen

Resumen Disp. Electrónicos Juan Pablo Martí

U.T.N. F.R.M. - 1 - Dispositivos Electrónicos

DISPOSITIVOS ELECTRÓNICOS

UNIDAD I: FÍSICA DE LAS JUNTURAS

Semiconductores: Modelo de Enlace Covalente Celda Unitaria: Los elementos Si (Silicio) y Ge (Germanio) tienen cuatro electrones de

valencia, correspondientes a la fórmula 22 ps − . Se denomina a estos materiales como elementos semiconductores. Dichos elementos cristalizan como se ve en la figura.

Ligaduras covalentes:

A continuación se presenta un diagrama de ligaduras covalentes en éstos elementos. Cada átomo es representado por el núcleo y los electrones de los niveles interiores (todos excepto los de valencia). La circunferencia punteada indica neutralidad de cargas.

Rotura de las ligaduras: El cristal esta siempre sometido a una temperatura, que le proporciona energía a sus electrones. Si la temperatura es K0=T , entonces el material no conduce, pues los electrones están ligados totalmente. A esa temperatura, el semiconductor se vuelve aislante. Si la temperatura es K0>T , algún electrón adquirirá una energía cinética que le permita vencer la barrera de potencial y podrá romper la ligadura, y pasar a ser un electrón libre. Además, este electrón deja una ligadura rota, que trata de reconstruirse con un electrón vecino. Cuando lo hace, queda la ligadura vecina rota, generando así sucesivamente un hueco libre. Este electrón libre permite la conducción de electricidad. También el hueco libre la permite, ya que se comporta como una carga positiva en movimiento. Hay que tener en cuenta que ambas cargas nunca se sitúan en el espacio interatómico, pues ahí existe una barrera de potencial muy alta. Cuánticamente suponemos que el electrón y el hueco simplemente se transfieren de átomo en átomo sin haber desplazamiento físico a través de la estructura. Veremos también que el hueco también tiene masa. Pero para hablar de la masa de estos entes, utilizaremos el concepto de masa efectiva, ya que este resume todos los efectos cuánticos que

+4 +4

+4 +4

+4 +4

+4

+4

+4



afectan a los mismos. La siguiente tabla muestra los valores relativos de las masas efectivas respecto del valor de la masa del electrón en reposo.

Electrón Hueco Silicio

en mm .1,1* = ep mm .59,0* =

Germanio en mm .55,0* = ep mm .37,0* =

Semiconductores intrínsecos: En un semiconductor intrínseco, vale decir puro (intrínseco porque sus propiedades vienen definidas desde el interior del material), a temperatura ambiente hay dos cargas libres que permiten la conducción: los electrones y los huecos. Para ello, cada electrón adquiere térmicamente una energía de eV1,1 si el

material es Silicio, o eV7,0 si es Germanio.

A dicha temperatura ( K300≅T ) en el Silicio aproximadamente 1 de cada 1210 electrones adquiere esa

energía y escapa del enlace. Si consideramos que hay aproximadamente 2210 átomos por 3cm de material, entonces tendremos una concentración de electrones libres de:

at 10

el 1.

cm

at10

12322≅in

310

cm

el10≅in y 3

10

cm

el10≅ip

siendo in y ip la concentración de electrones y huecos respectivamente en el material.

En todos los casos, los electrones se recombinan nuevamente con los huecos, pero al mismo tiempo se vuelve a generar otro electrón libre. Hay entonces un equilibrio dinámico en el material que mantiene la concentración relativamente constante. Semiconductores no intrínsecos (o extrínsecos): Un semiconductor no intrínseco (o extrínseco, porque las propiedades se definen desde afuera) es aquel al que se le ha agregado cierta concentración de impurezas. Hasta ahora la presencia de electrones o huecos se debía a la rotura térmica de las ligaduras y por lo tanto, estaban balanceadas en número. Veremos ahora que agregando pequeñas concentraciones de impurezas al material, las cantidades de electrones o huecos diferirán una con otra.

Tipo N: Se llaman impurezas donoras a las concentraciones de materiales del grupo V de la tabla periódica, vale decir que tienen 5 electrones de valencia (pentavalentes), por ejemplo: Arsénico o Fósforo. Agregar impurezas donoras es una forma de agregar electrones libres sin agregar al mismo tiempo huecos, y sin romper la neutralidad eléctrica. Sólo puede hacerse esto si agregamos pequeñas concentraciones, de modo que los átomos de cada elemento estén lo suficientemente dispersos en el cristal como para no interactuar entre sí. Gráficamente esto sería:



Representaremos a la concentración de impurezas donoras con 3

14

cm

at.10≅DN

Además representaremos con n a la concentración de portadores negativos y con p la de portadores positivos:

314

cm

el.10≅n (mayoritarios en el material N)

36

cm

h.10≅p (minoritarios en el material N)

Siempre se cumple que:

2. inpn = Tremosa Pág. 35

Si la temperatura aumenta, el material tiende a la condición intrínseca, porque los portadores minoritarios aumentan en cantidad.

/*Estudiar los desarrollos*/

Tipo P: Se llaman impurezas aceptoras a las concentraciones de materiales del grupo III de la tabla periódica, vale decir que tienen 3 electrones de valencia (trivalentes), por ejemplo: Aluminio, Indio y Galio. Agregar impurezas aceptoras es una forma de agregar huecos libres sin agregar al mismo tiempo electrones, y sin romper la neutralidad eléctrica. También debe hacerse con pequeñas concentraciones. Gráficamente esto sería:

+4 +4

+4 +3

+4 +4

+4

+4

+4

Electrón faltante del átomo trivalente

No es un hueco común, es un hueco latente. La energía necesaria para que los

electrones vecinos enlazados llenen ese

hueco, es de eV05,0≅E para el Silicio,

lo que provoca la existencia de un hueco libre.

+4 +4

+4 +5

+4 +4

+4

+4

+4

Quinto Electrón del átomo pentavalente

Sigue unido aunque débilmente al átomo pentavalente. Sólo necesito una energía de

eV05,0≅E para el Silicio para

desprenderlo del enlace.



Representaremos a la concentración de impurezas aceptoras con 3

14

cm

at.10≅AN

Las concentraciones de portadores son:

314

cm

h.10≅p (mayoritarios en el material P)

36

cm

el.10≅n (minoritarios en el material P)

También siempre se cumple que:

2. inpn = Tremosa Pág. 35

Análogamente con el otro tipo de material, si la temperatura aumenta, se tiende a la condición intrínseca, porque los portadores minoritarios aumentan en cantidad.

/*Estudiar los desarrollos*/

Podemos graficar la concentración de portadores en un material semiconductor extrínseco con respecto a la temperatura (en este caso a la inversa). El gráfico determina tres zonas: zona de ionización, zona extrínseca y zona intrínseca. Para el normal funcionamiento de los dispositivos, el semiconductor debe trabajar en la zona extrínseca, que es lo más frecuente. Allí, sus propiedades casi no varían con la temperatura.

Tremosa Pág. 39

Conducción: La conducción eléctrica en materiales conductores difiere de la misma en semiconductores. La diferencia más significativa radica en la naturaleza de dicha corriente. Materiales Conductores:

Como vemos en las figuras anteriores, los electrones van chocando a medida que van avanzando, logrando una velocidad promedio dv y una corriente de arrastre de electrones. Obtenemos así la densidad

de corriente de arrastre:

dvqnJ ..=

T1

p

n

Zona intrínseca

Zona extrínseca

Zona de ionización de

impurezas

KT 50= KT 470=

E

x

Cobre

t

xv

dv



donde q es la carga del electrón. También podemos reemplazar Evd .µ= donde µ es la movilidad que

tienen esos electrones. Obtendremos entonces una fórmula así:

EqnJ ... µ= y podemos decir que la conductividad del material (inversa de la resistividad) es µσ ..qn= , entonces

obtenemos la ley de Ohm en su expresión de: EJ .σ= Materiales Semiconductores: Varias son las causas que perturban el movimiento de los portadores durante la conducción eléctrica en semiconductores:

a) Agitación térmica La agitación térmica de la estructura cristalina provoca la dispersión de los portadores, y por lo tanto, un aumento en la resistencia eléctrica. A mayor temperatura, mayor dispersión, y por lo tanto, menor velocidad crítica (la máxima alcanzada, a partir de la cual la aceleración es cero).

b) Átomos de impurezas ionizados Cuando los electrones o lagunas pasan cerca de un átomo donor o aceptor ionizado, son repelidos o atraídos, según el caso. Y por lo tanto, este efecto provoca la dispersión de los portadores. Cuanto mayor es la temperatura, menor es el efecto dispersivo de los iones (porque la velocidad es alta, y el efecto electrostático es débil)

c) Átomos de impurezas sin ionizar Los átomos de impurezas sin ionizar, que sólo existen de manera significativa a muy baja temperatura, dispersan a los portadores por el efecto gravitacional de sus masas, distintas a las masas de los átomos del semiconductor.

d) Portadores de distinta polaridad Los electrones y los huecos se dispersan entre ellos. Cuando circula la corriente para un sentido, ambos portadores van en sentido contrario, y si están cerca, se atraen, distorsionando el sentido de la corriente, y disminuyendo su componente en el sentido original.

e) Portadores de la misma polaridad Estos producen dispersión entre ellos al pasarse cerca, pero no afectan a la corriente, debido a que sus sentidos de circulación se mantienen a pesar de haberse dispersado.

En los semiconductores, al tener dos tipos de portadores, vemos que la densidad de corriente de arrastre es:

EqpEqnJ pnA ...... µµ +=

En éste caso vemos que diferenciamos con un subíndice A para indicar que es de arrastre, porque existe una corriente de otra naturaleza: la difusión, que denominaremos con el subíndice D. Conductividad: Veremos cómo varía la conductividad σ con la temperatura en los semiconductores intrínsecos.



En la zona 1, la conductividad crece rápido porque la concentración de portadores crece rápido debido a la ionización de impurezas. El crecimiento es exponencial, por lo que predomina sobre la disminución de la movilidad en esa zona. En la zona 2, la concentración de portadores se mantiene constante, porque prácticamente todas las impurezas están ionizadas y la temperatura no es aún suficiente para romper ligaduras a gran escala. Pero la movilidad disminuye por efecto de la dispersión térmica de los portadores, y por ende, disminuye la conductividad. A esta zona también se le llama metálica, porque el comportamiento es similar a los metales, disminuyendo la conductividad con la temperatura. En al zona 3, el número de portadores aumenta rápidamente por la rotura térmica de ligaduras. Este aumento, como es exponencial, predomina sobre la disminución de la movilidad. Los nombres de las zonas se deben a la dependencia de la conductividad con esos hechos.

Tremosa Pág. 40

Supongamos ahora un cristal semiconductor con una concentración de portadores mucho mayor en un lado con respecto al otro:

Se crean así corrientes llamadas de Difusión, que dependen de cómo varíen las concentraciones en el cristal, y que se expresan como:

dx

dnqDJ nDn ..=

Corriente de Difusión de electrones

dx

dpqDJ pDp ..−=

Corriente de Difusión de huecos Con esto, presente la difusión, se provoca un campo eléctrico que crea una corriente de arrastre, opuesta a la de difusión, logrando el material un equilibrio dinámico de corrientes.

n=1000 n=10

500 500 5 5 5 500

495

(+) (-)

E

Como hay diferencia de concentraciones, se DIFUNDEN portadores de un lado al otro.

Al difundirse los portadores se crean excesos de cargas opuestas, que generan un campo eléctrico que se opone a la difusión.



Semiconductores: Modelo de Bandas de Energía Principio de Exclusión de Pauli: El principio de exclusión de Pauli establece que dos electrones no pueden tener el mismo estado cuántico de energía. Cuando dos átomos están lo suficientemente separados como para no notar interacciones entre sí (estado gaseoso), los niveles energéticos de los electrones pueden coincidir, pero si se comienzan a acercar (estado sólido), los electrones comienzan a ubicarse en distintos niveles energéticos intermedios para no violar el mencionado principio. Como ejemplo para visualizar esto, veremos qué ocurre en un sólido con la energía de sus electrones en función de la distancia interatómica. Sabemos que para los materiales semiconductores, los electrones de

los últimos niveles tienen la configuración 22 ps − . Esto nos dice que hay ocho estados disponibles y cuatro electrones para ubicarse en ellos, por cada átomo. Al haber una cantidad grande de átomos, ocurre lo siguiente:

Bandas de Energía: Al posicionarnos en la distancia real de los átomos, obtenemos el diagrama de bandas de energía del material. Interpretación de las bandas: Las bandas pueden estar llenas, casi llenas, casi vacías o vacías. El comportamiento eléctrico en cada caso es el siguiente:

a) Una banda llena no conduce corriente b) Una banda vacía no conduce corriente c) Una banda casi llena conduce corriente mediante el desplazamiento de huecos d) Una banda casi vacía conduce corriente mediante el desplazamiento de electrones

Tremosa Pág. 62

Semiconductores intrínsecos: El diagrama de bandas de energía para el semiconductor intrínseco es:

E

2s

2p

=N cantidad de partículas (muy grande)

NABA =⇒ veces la cantidad de electrones y NB = veces la cantidad de estados

=0a separación real de los átomos

62

22 8

4

44

40

Se divide en tantos niveles distintos que se supone continuidad

x 0a



Para que un electrón salte de la banda de Valencia a la banda de Conducción tiene que superar la banda prohibida, donde ningún electrón puede estar. Entonces necesita una energía de:

( )ATSi, eV 1,1≅−= VCg EEE

La Banda de Valencia, a una temperatura de K0 se encuentra totalmente llena, pues tiene cuatro estados y cuatro electrones. A esa misma temperatura, la Banda de Conducción está totalmente vacía, pues no tiene ningún electrón. A temperatura ambiente ( K300=T ), algunos electrones de la Banda de Valencia adquieren esa energía gE y saltan hacia la Banda de Conducción,

permitiendo la circulación de una pequeña corriente a través del material, debido a que hay electrones libres en la Banda de Conducción, y huecos libres en la Banda de Valencia. Semiconductores no intrínsecos:

Tipo N: En un semiconductor tipo N, el diagrama de bandas es similar, sólo con una pequeña diferencia. Aparece un nivel de energía donor dE , debido a los electrones de los átomos

pentavalentes. Es evidente que éste electrón necesita una pequeña energía ( eV 05,0 ) para romper el enlace y quedar libre. Entonces, inicialmente no está en la Banda de Conducción. Tampoco está en la Banda de Valencia, pues de esa manera hubiera necesitado una energía mayor para quedar en conducción. Entonces decimos que está en un nivel de energía donor, ubicado en la Banda Prohibida, cerca de la Banda de Conducción. No es contradictorio afirmar lo anterior, ya que la banda prohibida es del semiconductor, el nivel donor es de las impurezas.

Representamos al nivel donor con una línea, pues las concentraciones de impurezas se suponen pequeñas, para que no interactúen entre sí los átomos de las mismas. A mayores concentraciones, el nivel de energía donor se convierte en una pequeña banda de energía.

A temperatura ambiente, todos los electrones del nivel donor pasan a la conducción, haciendo que menos cantidad de los electrones de Valencia salten la banda prohibida. Quedan determinados así los dos tipos de portadores: mayoritarios, los electrones; y minoritarios, los pocos huecos que quedan en la Banda de Valencia.

Banda Prohibida

Banda de Conducción

Banda de Valencia

E

CE

VE

dE

eV 05,0

Banda Prohibida


Banda de Valencia

E

CE

VE

E

CE

VE



Tipo P: En un semiconductor tipo P, aparece un nivel de energía aceptor aE , debido a los huecos

generados por los átomos trivalentes. Los electrones que están en la Banda de Valencia necesitan una pequeña energía ( eV 05,0 ) para ubicarse en esos huecos. Entonces, los huecos no están en la Banda de Conducción ni en la de Valencia. Los ubicaremos en un nivel de energía aceptor, que esta en la Banda Prohibida, cerca de la banda de Valencia. No es contradictorio afirmar lo anterior, ya que la banda prohibida es del semiconductor, el nivel aceptor es de las impurezas.

Representamos al nivel aceptor con una línea, pues las concentraciones de impurezas se suponen pequeñas, para que no interactúen entre sí los átomos de las mismas. A mayores concentraciones, el nivel de energía aceptor se convierte en una pequeña banda de energía.

A temperatura ambiente, una gran cantidad de electrones de Valencia ganan la energía suficiente y pasan al nivel aceptor, y unos pocos alcanzan a saltar la Banda Prohibida. Quedan determinados así los dos tipos de portadores: mayoritarios, los huecos en la Banda de Valencia; y minoritarios, los pocos electrones que saltan hacia la Banda de Conducción.

Si impurifico al material de ambas maneras a la vez, tiende a la condición intrínseca, pues el salto de banda más probable (debido a la cantidad de electrones) es el de la Banda de Valencia hacia la de Conducción.

Estadística de Fermi: Fermi formula una función que determina la probabilidad de encontrar electrones en un estado de energía determinado, a una temperatura dada. Dicha función se expresa de la siguiente manera:

( ) ( ) TkEE FeTEf .1

1,

−+=

/*Estudiar el desarrollo*/

Tremosa Pág. 75

donde FE es la Energía de Fermi, que expresa la máxima energía que puede tener un electrón en

K0=T ; k es la constante de Boltzman. A continuación vemos un gráfico de dicha función a varias temperaturas. El de línea continua es en el cero absoluto. A mayores temperaturas (línea punteada), la curva se aleja de esa condición.

Banda Prohibida


Banda de Valencia

E

CE

VE

aE

eV 05,0

E

CE

VE



Al ver el gráfico podemos redefinir la Energía de Fermi como la energía a la cual la probabilidad de ocupación vale 0,5 a cualquier temperatura. El nivel de Fermi es siempre constante, mientras no varíe la temperatura en distintos puntos del mismo material, o las condiciones de equilibrio. Si representamos dicha función sobre los diagramas de bandas para los tres tipos de semiconductores, podemos sacar conclusiones interesantes: Semiconductores Intrínsecos:

Aquí hay igual probabilidad para los electrones que para los huecos. Material tipo N:

Aquí hay mayor probabilidad de encontrar electrones libres en la Banda de Conducción que huecos en la Banda de Valencia. Material tipo P:

Aquí hay mayor probabilidad de encontrar huecos en la Banda de Valencia que electrones libres en la Banda de Conducción.

E

CE

VE

1

FE

Probabilidadmenor

Probabilidadmayor

E

CE

VE

1

FE

Probabilidad mayor

Probabilidad menor

E

CE

VE

1

FE

K300=AT

K0=T

Probabilidad que haya electrones libres

Probabilidad que haya huecos libres

FE

1

0,5

E



Teoría de Junturas Juntura P-N: La Juntura P-N es un monocristal de material semiconductor con contaminaciones distintas en sus extremos, vale decir, con una variación de concentración de portadores de un extremo a otro del material. Cabe aclarar que la Juntura P-N no es la “unión” o “soldadura” de un material N con uno P, sino un monocristal. Para comprender cómo funciona, supongamos dicha juntura representada en el siguiente gráfico:

Toda juntura está formada por una zona de contaminación aceptora (tipo P) separada de una de contaminación donora (tipo N). El plano que depara ambas zonas se denomina plano metalúrgico. En todo el análisis vamos a suponer que la juntura es abrupta, ya que por más que en la realidad no sea así la construcción, los cálculos siguen siendo válidos debido a que no dependen del tipo de perfiles de las contaminaciones. Cuando decimos que la juntura está en equilibrio, nos referimos al equilibrio térmico, con lo cual afirmamos que el sistema sólo interacciona con el ambiente por medio de la temperatura (no existen efectos de luz, campos magnéticos o eléctricos). En nuestro análisis vamos a hacer una “aproximación de vaciamiento”, es decir, suponemos que la zona de transición de la juntura (o zona de carga espacial) se vacía de portadores por difusión, dejando las cargas fijas de los iones de las impurezas. La situación real es bastante parecida. Podemos visualizar algunos gráficos que representan magnitudes importantes en la juntura en equilibrio. En éste caso, se ha dibujado una impurificación simétrica, pero puede no darse éste caso. Se debe entender cómo variarán los gráficos para la situación mencionada.

P N

p>>

n<<

n>>

p<<

huecos electrones

Los portadores cercanos a la juntura se recombinan por difusión y los pierdo

P N

P N

+ + + +

- - - -

E

0V

Al recombinarse se generan iones negativos en el lado P y positivos en el lado N. Esto genera un campo eléctrico que se opone a la corriente de difusión.

El campo eléctrico es suficiente como para producir una corriente de arrastre, que va a contrarrestar la corriente de difusión. De ésta manera se llega al EQUILIBRIO

DI

AI Juntura en Equilibrio



En el primer diagrama representamos la diferenciación de las zonas, entendiendo que todos los demás diagramas estarán representando lo que ocurre en la zona de transición de la juntura. En el segundo, tenemos la densidad espacial de carga. Ésta carga se debe a los iones de las impurezas y no a los portadores. Cuando las impurezas se ionizan, algunos portadores liberados cruzan la zona de transición y se recombinan. Como las cantidades recombinadas son iguales por más que las concentraciones de impurezas no lo sean, las áreas de los rectángulos (vale decir la carga) deben ser iguales. Al haber carga en la juntura, habrá un campo eléctrico que representamos en el tercer gráfico. Su magnitud es representada de forma negativa debido a la dirección del mismo. Su variación es lineal, porque la cantidad de cargas es constante. En el cuarto gráfico vemos la distribución de potencial, que sigue una ley cuadrática debido a que es la integral del campo respecto a la posición (deduciendo de la ecuación de Poisson). Por último, vemos en el quinto gráfico la distribución de energías de los portadores. El salto de energía

0.Vq es la diferencia de potencial existente entre ambas zonas.

Las curvas de Potencial y Campo Eléctrico, se deducen de la Ecuación de Poisson:

ε2

2 ρ−=

dx

Vd

/*Estudiar las deducciones*/

Zona P Zona N

E

V

0V

ρ

(+)

(-)

Zona de transiciónde la Juntura

Densidad espacial de carga

Campo Eléctrico

Potencial

VqU .=

0.Vq Energía Potencial



El proceso de la difusión termina cuando el campo eléctrico que ese mismo proceso genera es suficientemente intenso, y hace que la corriente resultante en la juntura sea cero. Como resultado de estos dos procesos que se acaban de analizar, y que se produjeron al fabricar la juntura, nace el potencial 0V ,

que no puede medirse con ningún instrumento, porque es un potencial de contacto. Su valor numérico se calcula como:

=

20

.ln.

i

ADT

n

NNVV

/*Estudiar la deducción*/

de donde mV26.

≅=q

TkVT es la tensión térmica, y ese valor aproximado es para KT 300=

Diagrama de Bandas en la juntura P-N: Sabiendo cómo son los diagramas de bandas de Energía para cada tipo de material, podemos unirlo sabiendo que la energía de Fermi en todo el material es constante, cuando éste está en equilibrio.

Nos queda la forma del mismo diagrama que dedujimos anteriormente, para cada límite de banda. La densidad de concentración de portadores está representada por la cantidad de signos + y -. Debe recordarse que es éstos diagramas los electrones tratan de caer buscando el mínimo de energía potencial, pero la agitación térmica, representada por la expresión Tk. , trata de enviar electrones hacia niveles más altos de energía.

P N

CE

FE

VE

CE

FE

VE

P N

CE

FE

VECE

FE

VE

Zona de Transición

0.Vq

- - - -

- - - - - - - - - - - - -

+ + + +

+ + + + + + + + + +



La Juntura P-N fuera del equilibrio:

Inyección Débil: Como en un extremo del cristal, las concentraciones de los portadores difieren de manera descomunal, a un aumento de portadores (por algún motivo), le corresponde una variación relativa, para cada tipo de portador. En los mayoritarios esa variación no se nota, en cambio en los minoritarios sí. Las variaciones de los portadores se producen, generalmente, por aplicación de un potencial externo a la juntura, pero puede también producirse por la incidencia de luz al cristal. Para poder conectar una diferencia de potencial a la juntura, debemos soldar dos contactos óhmicos de muy baja resistencia y que no discriminen el sentido de la corriente, uno a cada lado. Quedan delimitadas por esos contactos tres zonas: dos zonas neutras y la zona de transición. Para el análisis, vamos a suponer que en las zonas neutras no se produce caída de tensión y que los contactos son perfectos (resistencia nula para ambas situaciones). Al polarizar en directo una juntura, se produce un aumento de portadores que llamamos inyección débil (o inyección de portadores minoritarios). Esto se puede ver en la zona de transición del siguiente gráfico de concentración de portadores:

Al polarizar en directo la juntura, disminuye el campo eléctrico que provocaba la corriente de arrastre, permitiendo más difusión. Fuera de la zona de transición, las concentraciones son:

De aquí puedo sacar una ecuación para averiguar la concentración de portadores en cualquier lugar fuera de la zona de transición:

( ) ( ) pL

x

n en

pnpxp−

′+= .00

donde =pL longitud de difusión, que es la distancia promedio que ingresa el hueco antes de

recombinarse, y no es una constante.

0Pp

0Pn 0np

0nn 0Pp

( )0Pn( )0np

0nn

JUNTURA EN EQUILIBRIO POLARIZACIÓN DIRECTA

np, np,

0Pp

0Pn 0np

0nn 0Pp

( )0Pn( )0np

0nn

JUNTURA EN EQUILIBRIO POLARIZACIÓN DIRECTA

np, np,

( )0′np( )0′

pn



Análogamente:

( ) ( ) nL

x

PPP ennxn−′

+= .00

Sabiendo que en la zona de transición se inyectan portadores, ¿qué sucede fuera de esa zona? No hay ninguna fuerza que lleve a esos portadores hacia la parte externa de esa zona. Lo que los impulsa a moverse es la energía térmica del ambiente, combinada con una “fuerza” de probabilidad basada simplemente en el lugar en el que se ubican. La ley que rige éste movimiento determina el flujo de corriente de Difusión. Las ecuaciones son las vistas anteriormente.

Tremosa Pág.: 48 Juntura en equilibrio: Cuando la juntura está en equilibrio, existen corrientes dentro del material. Dichas corrientes son:

04321 =+++ IIII entonces 21 II = e 43 II =

Polarización directa:

Cuando conectamos la fuente, de tal manera que el positivo de la misma se conecte al lado P de la juntura, el potencial de la juntura

0V disminuye a VV −0 . Entonces las bandas se juntan.

En la zona de transición nunca se genera un potencial V mayor que 0V , porque sino se quema el

diodo.

1I e 4I son iguales al equilibrio. 2I e 3I aumentan, porque la energía que adquieren les permite

pasar la barrera. La corriente del diodo es:

32 III D +=

1I

2I

3I

4I

- - - -

- - - - - - - - - - - - -

+ + + +

+ + + + + + + + + +

( )VVq −0.

1I

2I

3I

4I

- - - -

- - - - - - - - - - - - -

+ + + +

+ + + + + + + + + +



Polarización inversa:

Cuando a esa juntura le conectamos una fuente, de tal manera que el positivo de la misma se conecte al lado N de la juntura, el potencial de la juntura 0V aumenta a VV +0 . Entonces las bandas se separan.

De ésta manera se genera una corriente de portadores minoritarios, que es muy pequeña.

1I e 4I son iguales al equilibrio. 2I e 3I tienden a 0, porque la energía que tienen que superar es

más alta. La corriente del diodo (que en este caso es inversa) queda determinada como:

41 III D +=

Ley de la Unión: Sabiendo que la densidad de corriente de difusión es igual a la densidad de corriente de arrastre en una juntura en equilibrio, podemos deducir dos relaciones interesantes.

( ) TV

V

enpnp .0 0= y ( ) TV

V

PP enn .0 0=

Ley de la Unión /*Estudiar la demostración*/

Tremosa Pág.: 117 Corriente en la juntura con polarización directa: De los análisis anteriores surge la existencia de corriente eléctrica en el circuito, pues hay un cruce de portadores de distinto signo, lo que supone una corriente en un solo sentido. Consideraremos el plano de análisis a uno ubicado dentro de la zona de transición, donde la recombinación es prácticamente nula. Viendo el gráfico de concentración de portadores fuera de la zona de transición cuando hay polarización directa, si lo derivamos podemos obtener el gráfico de las corrientes del diodo fuera de la misma zona.

POLARIZACIÓN DIRECTA

( ) ( )00 nppnD III +=

(difusión) npI (difusión) pnI

ppI nnI

I

1I

2I

3I

4I

- - - -

- - - - - - - - - - - - -

+ + + +

+ + + + + + + + + +

( )VVq +0.



Vemos que la suma de las corrientes de difusión npI e pnI , en su punto inicial, dan como resultado la

corriente del diodo, que debe ser constante en toda la juntura debido al principio de conservación de la carga. Entonces nacen corrientes de arrastre y difusión a la vez, que llamamos ppI e nnI .

Los portadores, al atravesar la zona de transición, llegan a una zona neutra y fluyen por difusión. La zona contraria podría proveer una cantidad mayor de portadores, pues allí son mayoritarios, pero es necesario que fluyan a través de la zona contraria, por difusión. Entonces determinamos que la limitación a la

corriente la impone la difusión. Dentro de la zona de transición, suponemos que las corrientes se mantienen iguales que en sus estados iniciales, es decir que dentro de esa zona: ( )0pnpn II = e ( )0npnp II = .

Tomamos como importante la siguiente ecuación que deducimos gráficamente en el paso anterior: ( ) ( )00 nppnD III +=

A partir de ella podemos deducir la siguiente expresión, que nos da la relación entre la tensión y la corriente en la juntura, y por lo tanto, la característica teórica del diodo de juntura:

−= 1. TV

V

SD eII

donde

+=

n

Pn

p

pS L

nD

LnpD

AqI 00 .... es la Corriente de Saturación de la juntura

/*Estudiar la demostración*/

Tremosa Pág.: 119 Corriente de Saturación inversa: Es conveniente deducir SI como resultado de una polarización inversa.

Fuera de la zona de transición de la juntura, las concentraciones de portadores son:

Las corrientes existentes en éste caso son 1I e 4I , que son minoritarias y cruzan la zona de transición por difusión. Calculando esas corrientes, obtendremos la expresión encontrada anteriormente para la corriente inversa de saturación de la juntura:

+−=

n

Pn

p

pS L

nD

LnpD

AqI 00 ....


En éste caso, el signo menos indica que es una corriente inversa.

0Pp

0Pn 0np

0nn 0Pp

0Pn 0np

0nn

JUNTURA EN EQUILIBRIO POLARIZACIÓN INVERSA

np, np,



La misma fórmula puede expresarse de otra manera:

+−= n

n

Pp

pS LA

nLAnp

qI .... 00

ττ


que nos dice que la corriente inversa de saturación del diodo está formada por los portadores minoritarios generados térmicamente dentro del espacio de una longitud de difusión, a partir de los planos que forman la zona de transición y hacia las zonas neutras.

Tremosa Pág.: 122 Distribución de las corrientes:

Como se supone que en la zona de transición no existe recombinación de portadores, la corriente, tanto de huecos como de electrones, será constante en esa zona. Sabiendo que son corrientes minoritarias de difusión, averiguamos su valor. Si sumamos los resultados, obtendremos una corriente total en la zona de transición, pero podemos afirmar que esa misma es la corriente que atraviesa todo el diodo.

Como las corrientes consideradas se refieren solamente a los portadores minoritarios, debemos aceptar que los portadores mayoritarios proveen la corriente necesaria para obtener la igualdad en todos los puntos del circuito. En los planos de los contactos, es común que toda la corriente sea conducida por los portadores mayoritarios.

Éstas corrientes mayoritarias son de ambas naturalezas: Difusión y Arrastre. Esto es porque en las zonas neutras está presente un campo eléctrico muy débil, cuyo efecto sobre los portadores minoritarios es despreciable, pero sobre los mayoritarios es de un orden importante. Al ser de las dos naturalezas, el cálculo de la corriente mayoritaria resulta complicado. Pero se facilita su comprensión viendo el gráfico. Si la corriente calculada para la zona de transición es la misma para toda la juntura, conociendo las corrientes minoritarias, podemos saber que las mayoritarias componen el resto de la corriente para alcanzar la total.

Tremosa Pág.: 124 El diodo real: En el diodo real, el comportamiento no es exactamente como el descrito hasta ahora. Las razones de ésta divergencia son:

a) Caídas de tensión asociadas a los campos eléctricos en las zonas neutras. • Provoca la existencia de una resistencia en serie con el diodo.

b) Generación y recombinación de portadores en la zona de transición. • Provoca que las corrientes en la zona de transición no sean constantes, como se ve en el

siguiente gráfico:



c) Corrientes de fugas sobre las superficies de las junturas.

• Provoca una variación en la curva de polarización inversa del diodo, sobre todo en el Silicio.

d) Ruptura debida a tensiones inversas excesivas. • Provoca la región Zéner del diodo.

Tremosa Pág.: 128 Capacidades de transición y de difusión:

Ancho de la juntura: Basándose en la aproximación del vaciamiento, se llega a una distribución lineal, idealizada, en la distribución de cargas y campos eléctricos. Para poder determinar los efectos capacitivos de la juntura, usando ésta aproximación, debemos conocer el ancho de la zona de carga espacial, con lo cual conoceremos la distancia entre las placas del “capacitor” que asociamos a la juntura. El ancho de dicha zona es:

( )

+

−=

AD NNq

VVl

11ε..2 0


Tremosa Pág.: 130 Capacidad de Transición: Si se aplica una tensión V a una juntura (generalmente en polarización inversa) y se provoca una variación dV , las cargas almacenadas en la zona de transición de la juntura varían en dQ . Una variación de cargas almacenadas al variar la tensión aplicada, implica un efecto capacitivo. Se define como capacidad de Transición a:

l

A

dV

dQC j

ε.=−=


donde l es el ancho de la juntura deducido anteriormente, ε es la constante dieléctrica del semiconductor, y A es el área transversal del diodo. Obsérvese que la fórmula es idéntica a la de un capacitor de placas paralelas. En éste caso, la distancia l varía con la tensión aplicada al diodo y, por lo tanto, varía la capacidad. Ésta propiedad se utiliza para disponer de capacidades variables electrónicamente, y cuando al diodo de juntura se lo utiliza aprovechando ésta propiedad se lo llama Varactor o Varicap. Hemos visto que al polarizar en inverso una juntura se genera una capacidad de transición. Ella también existe cuando se polariza en directo al diodo, pero en esas condiciones la corriente



directa, de gran valor, enmascara su efecto. Veremos que en esas condiciones, hay una capacidad más importante.

Tremosa Pág.: 133 Capacidad de Difusión: Cuando polarizamos la juntura en directo, y variamos la tensión aplicada, aparece una nueva capacidad, denominada capacidad de Difusión:

( ) TV

V

nppoD eLnLnpTk

AqC ...

..2 0

2

+=


Ésta capacidad es directamente proporcional a la corriente del diodo.

Tremosa Pág.: 135

Dinámica de los diodos de Juntura Generalidades: Existen dos causas principales que provocan corrientes en el diodo cuando la tensión varía:

a) Variación de la carga almacenada en las zonas neutras: Existirá corriente de inyección de portadores para aumentar o disminuir la cantidad de portadores almacenados en las zonas neutras. La inyección de portadores minoritarios en una zona neutra significa el arrastre de portadores mayoritarios en sentido contrario, para mantener esa neutralidad. Es así como se almacenan, en una misma zona, portadores mayoritarios y minoritarios, vale decir, cargas positivas y negativas en cantidades iguales. La similitud con un condensador, en el cual siempre se almacenan cargas iguales y de distinto signo, es muy grande. La diferencia fundamental, es que en la juntura, la distribución de cargas es espacial y no superficial.

b) Variación de la carga almacenada en el dipolo de cargas fijas, en la zona de transición de la

juntura: Habrá corriente en los terminales del diodo, pues una variación en las cargas fijas significa un flujo de electrones y lagunas que son las que las neutralizan. No debe olvidarse que el aumento de las cargas fijas se debe a que electrones y lagunas, en iguales cantidades, se retiran de la zona de transición; y la disminución se debe a que electrones y lagunas, en iguales cantidades, fluyen hacia la zona neutralizando cierto número de iones. Este efecto de almacenamiento y variación de cargas es también similar, en muchos aspectos, a un condensador.

Tremosa Pág.: 137 Dinámica de los excesos de portadores minoritarios:

En todas las consideraciones que siguen se ha supuesto una juntura np −+ . De ésta manera la inyección

de portadores en la juntura consistirá casi exclusivamente en lagunas que irán de la zona +p hacia la zona n . Los electrones inyectados en sentido contrario son muy pocos debido a la baja contaminación de la zona n . Debemos prestar especial atención a las cargas almacenadas en las zonas neutras, pues son las responsables en mayor grado de los fenómenos que ocurren en la conmutación. Realizando algunos procedimientos de análisis, obtenemos una segunda ecuación para la corriente del diodo, dependiente de variables muy diferentes a las de la ecuación anterior, vale decir, ésta segunda depende de la carga almacenada en la zona neutra:

( )

p

np pLAqI

τ

0... ′=



Podemos entonces, a partir de éste análisis, añadir un término a la corriente del diodo que tenga en cuenta los efectos dinámicos. Así, asemejamos a la juntura con un circuito RC en paralelo.

dt

dqqi p

p

p+=

τ

La siguiente figura representa la distribución de cargas en la zona neutra N del diodo cuando la tensión aplicada v varía rápidamente:

El valor instantáneo de la tensión es el mismo para las tres curvas, pues la concentración inicial es la misma. Pero la primera (1), indica que la velocidad de variación de la tensión es grande y su magnitud aumenta en valor absoluto; la segunda (2), representa la distribución estacionaria, o sea cuando la velocidad de variación de la tensión es baja, y la tercera (3), indica que la velocidad de variación de la tensión es grande y su magnitud disminuye en valor absoluto.

Tremosa Pág.: 138 Transitorio de conexión y desconexión: El transitorio de conexión representa el tiempo necesario para que la tensión y la corriente se estabilicen, llevando el sistema a régimen permanente. El transitorio de desconexión representa el tiempo necesario para que el diodo anule la corriente, llevando al sistema al nuevo régimen permanente. Utilizando el diodo en conmutación, el comportamiento esperado sería que obtuviésemos que deje pasar la corriente en el hemiciclo positivo, y que bloquee totalmente el hemiciclo negativo. En la realidad, esto no ocurre, debido al transitorio de desconexión, que implica hacer regresar a su zona de origen los portadores almacenados en las zonas neutras, implicando una corriente inversa, durante un cierto tiempo. Mientras el diodo esté polarizado en inverso, en las zonas neutras se generan portadores por efecto de la agitación térmica. En los bordes de cada zona, los portadores minoritarios generados dentro de una distancia de una longitud de difusión se difundirán hacia la zona de transición, y el campo los impulsará hacia el otro lado donde son mayoritarios. Dichos portadores en exceso que aparecen en cada zona, serán extraídos por la fuente mediante la polaridad inversa que tiene. De éste modo se preserva la neutralidad. En el estado de polarización directa, los portadores minoritarios inyectados en cada zona se recombinan por difusión, a medida que se alejan de la juntura, con los mayoritarios de esa zona. Este flujo de mayoritarios que desaparecen es devuelto por la fuente mediante la polaridad directa, restableciendo la neutralidad. Denominaciones de los tiempos puestos en juego:

frt = tiempo de recuperación directa: Es el tiempo que tarda la tensión en ir del valor de tensión inversa, al valor de tensión de trabajo del diodo.

rrt = tiempo de recuperación inversa: Es el tiempo que tarda la tensión en ir del valor de tensión de trabajo del diodo, al valor de tensión inversa. También es el tiempo que tarda la corriente inversa en recuperarse en el valor de SI . Está compuesto por dos retardos:

st = retardo por almacenamiento: Va desde el instante en que se conmuta de directo a inverso,

hasta el instante en que la tensión se hace 0 en el diodo. También es el tiempo que dura la corriente inversa en el valor RI .

tt = retardo de transición: Tiempo que toma la corriente inversa en ir desde RI hasta SI .



Los siguientes gráficos y su explicación aclaran la situación:

En la figura (a) se representa el voltaje aplicado al circuito serie con una resistencia y un diodo. Desde 0 hasta 0’ la tensión es positiva, y desde 0’ hasta 0 es negativa En la figura (b) vemos que, en el hemiciclo positivo, la corriente fluye normalmente, siguiendo la ley de Ohm, pero no así en el hemiciclo negativo, donde esperábamos que no existiera corriente. Lejos de éste caso, al haber portadores almacenados en la zona contraria a cada tipo, debido a la corriente directa que antes circulaba, se establece una corriente inversa para devolverlos a su zona de origen o recombinarlos, durante un cierto tiempo st . Luego ésta corriente

comienza a disminuir, hasta que se estaciona en el valor SI , que es la

corriente inversa del diodo. En la figura (c), se representa la carga en el “capacitor” de las zonas neutras. Se ve que asintóticamente se carga el circuito, y que cuando la corriente es inversa, se descarga, pero al llegar al valor SQ , se

queda en él (haciendo la relación con la

SI ).

En la figura (d) se representa la tensión en el diodo, en su polarización directa e inversa.

Las siguientes figuras representan las variaciones de las cargas en las zonas neutras y su distribución:

El punto ( )0np crece desde el valor inicial 0np ,

al valor final en régimen permanente.

La corriente en la zona neutra circula exclusivamente por difusión. A partir de éste principio, podemos determinar el ángulo α .



El ángulo será: pDAqR

V

...tan ±=α , donde el doble signo representa que puede ser utilizado tanto en la

conexión como en la desconexión. La necesidad de un ángulo α constante nace de la imposición del circuito de una corriente constante, y determina la deformación de las curvas de distribución de portadores de ambas figuras. Desde un comienzo se supuso una tensión con una resistencia en serie grande respecto a la del diodo, entonces la corriente será constante y por lo tanto el ángulo también. Es por eso que α depende de la tensión y de la resistencia. La deformación penetra más cuanto mayor es la velocidad de conmutación. La condición fundamental de un diodo que pretenda conmutar rápidamente es un bajo valor de tiempo de recombinación.

Tremosa Pág.: 141 y Guinzburg Pág.: 9-3

UNIDAD II: DIODOS DE JUNTURA Diodo de juntura P-N

Diodos reales: Como ya hemos visto, el diodo es un dispositivo semiconductor de juntura P-N. Su curva característica es la siguiente (diodos de Germanio y de Silicio)

Esta curva deriva de la ecuación que relaciona corriente y tensión en el diodo, pero teniendo en cuenta todos los efectos que en él se producen, vale decir: resistencia de las zonas neutras, región de Zéner o avalancha, fugas de corriente, etc. Como podemos ver, existe una cierta tensión en polarización directa a partir de la cual, el diodo se comporta prácticamente como un cortocircuito. Llamaremos a esa tensión TV (distinta a la tensión térmica que hemos visto hasta ahora). Ésta difiere en ambos materiales, y toma los valores:

( )( )Ge V3,0

Si V7,0

≅

≅

T

T

V

V

Si tomamos en cuenta los efectos de la temperatura en la curva del diodo, veremos que a mayor temperatura, la curva se acerca más al eje de las y en polarización directa y se aleja más del eje de las x en polarización inversa.

Boylestad Pág.: 15 Niveles de resistencia:

Resistencia estática o de DC: Como vemos, la curva del diodo no es lineal, sino que su pendiente varía de un punto a otro. Esta pendiente determina la resistencia del diodo, en el punto de operación, la cual no es una constante como en los elementos resistivos que cumplen con la ley de Ohm. Ésta resistencia depende del punto en el que operemos al dispositivo. Determinamos un nivel de resistencia estática cuando aplicamos corriente continua al diodo, y determinamos un punto en la curva.



D

DD I

VR =

Vemos entonces, que a menor corriente, mayor será la resistencia del diodo.

Resistencia dinámica o de AC:

Cuando al diodo le aplicamos una corriente alterna, el punto variará horizontal y verticalmente. Determinamos así un nivel de resistencia dinámica, con las variaciones sobre la recta tangente al punto de trabajo.

tangentela sobreD

Dd I

Vr

∆

∆=

Pero no siempre podemos determinar la recta tangente. Entonces teniendo los dos puntos extremos, determinamos la secante y obtenemos una resistencia promedio:

secante la sobre

avD

D

I

Vr

∆

∆=

Ésta resistencia sólo es válida como aproximación cuando la excursión de la señal es amplia.

Podemos aproximar el valor de la resistencia dinámica, aplicando la derivada a la ecuación del diodo, y obtendremos:

Dd I

rmV26

=

para Germanio y Silicio, pero sólo en las condiciones en que el punto de trabajo se encuentre en la región lineal de operación del diodo. En todos los cálculos anteriores no se ha tenido en cuenta la resistencia propia del semiconductor, que puede agregarse como un término más en las fórmulas, en caso de conocerla.

Boylestad Pág.: 20 Modelos aproximados (Circuitos equivalentes): Como hemos visto, el diodo real necesita un cierto voltaje TV para encenderse, además de tener una

cierta resistencia avr . Entonces, la complicada curva del diodo ideal puede reemplazarse por un modelo

equivalente de segmentos lineales, y el diodo real puede reemplazarse en un circuito por un equivalente de tres componentes, que incluye un diodo ideal. Dicho reemplazo simplifica mucho el análisis para la utilización en polarización directa.



Dependiendo de las condiciones del circuito, podemos despreciar alguno de los componentes del modelo anterior. Por ejemplo, si la resistencia de la red es mucho mayor que la del diodo, podemos despreciar ésta última, o si la tensión utilizada en la red es mucho mayor que la de encendido del diodo, podemos despreciar la fuente del modelo, y cumpliendo ambas condiciones a la vez, obtenemos el comportamiento de un diodo ideal.

Boylestad Pág.: 26 Análisis por medio de la recta de carga: Se puede dibujar una línea recta sobre las características del dispositivo que represente la carga aplicada (o mejor dicho a la red). La intersección de la recta con las características, determinará que punto de trabajo estático Q . Tomemos el siguiente circuito serie:

Aplicando la ley de voltaje de Kirchoff y reordenando las variables, obtenemos una ecuación para la recta de carga:

DD VRR

EI .

1−=


Definimos dos puntos que nos ayudan a graficar:

1. Sobre el eje DI , DV vale 0, entonces marcamos el punto

R

EI D =

2. Sobre el eje DV , DI vale 0, entonces marcamos el punto

EVD = 3. Trazamos la recta.

El análisis es el mismo si tenemos en cuenta los equivalentes para el diodo real, y obtendremos resultados muy similares a los que llegamos sin aproximaciones.

Boylestad Pág.: 56 Aplicaciones de diodos:

Rectificadores: Como la principal característica del diodo ideal es conducir la corriente en un solo sentido, si le aplicamos una corriente alterna, conducirá sólo un hemiciclo de ésta. En eso se basan los circuitos rectificadores.



Rectificador de media onda: Está conformado por un diodo y una resistencia de carga. Durante el hemiciclo positivo de la onda, el diodo está encendido, y la onda pasa tal cual es. Durante el hemiciclo negativo, el diodo está apagado, y no hay tensión en la carga. La señal de salida tiene un valor promedio de continua que es:

πmax

maxdc .318,0V

VV ==

Por supuesto, el diodo debe tener un voltaje de pico inverso dado por:

maxPIV V≥ /*Estudiar el desarrollo*/

Rectificador de onda completa (puente): Está conformado por cuatro diodos formando un “puente”. Durante el hemiciclo positivo de la onda, la señal pasa por el diodo 2, la resistencia y el diodo 3, dejando en la carga la misma forma que en la entrada. Durante el hemiciclo negativo, la onda positiva pasa por el diodo 4, la resistencia y el diodo 1, dejando la misma señal que en la entrada, pero invertida sobre el eje horizontal. Tenemos así dos hemiciclos positivos en la salida. La señal de salida tiene un valor promedio de continua que es:

πmax

maxdc

.2.636,0

VVV ==

El diodo debe tener un voltaje de pico inverso dado por:

maxPIV V≥ /*Estudiar el desarrollo*/

Rectificador de onda completa (con transformador con punto medio): Este rectificador da el mismo resultado que el de puente, sólo que aquí se requieren 2 diodos y un transformador con derivación central o punto medio. Durante el hemiciclo positivo de la señal, funciona el diodo 1, y el 2 está apagado. La señal se replica en la resistencia. Durante el hemiciclo negativo, funciona el diodo 2, y el 1 está apagado, pues el ánodo del número 2 ahora es positivo. La señal se replica de manera positiva en la resistencia. La señal de salida tiene un valor promedio de continua que es:

πmax

maxdc

.2.636,0

VVV ==

El diodo debe tener un voltaje de pico inverso dado por:

max.2PIV V≥ /*Estudiar el desarrollo*/

Boylestad Pág.: 74



Recortadores:

Recortadores simples en serie (diodos ideales) POSITIVO NEGATIVO

Recortadores polarizados en serie (diodos ideales) POSITIVOS NEGATIVOS

Recortadores simples en paralelo (diodos ideales) POSITIVO NEGATIVO

Recortadores polarizados en paralelo (diodos ideales) POSITIVOS NEGATIVOS


Boylestad Pág.: 81



Sujetadores: Estos circuitos se basan en la aplicación de los diodos en paralelo con una resistencia y con un capacitor en serie, el cual se carga y se descarga, generando un desplazamiento de la onda. Lo importante es que la onda se desplaza, pero mantiene el largo (distancia de pico a pico).


Boylestad Pág.: 88 Compuertas lógicas:

AND OR

Cuando los dos terminales están en alto, en la salida hay un estado alto debido a que la diferencia de potencial en los diodos es 0. Cuando alguno está en bajo, ese diodo se polariza en directo y el voltaje en la salida es el voltaje del diodo ( V7,0 )

Cuando los dos terminales están en bajo, la salida es un estado bajo, porque no hay tensiones en la red. Cuando alguno está en alto, ese diodo conduce y hay tensión en la resistencia, y por lo tanto en la salida hay un voltaje de

V3,9 /*Estudiar el desarrollo*/

Boylestad Pág.: 72



Otros diodos de juntura Diodo Zéner:

El diodo Zéner puede trabajar en base a dos principios fundamentales: efecto túnel y efecto avalancha. En ambos casos las curvas son iguales, pero internamente responden a fenómenos físicos distintos. El símbolo para éste dispositivo es el que se ve en la figura. También vemos aquí su curva característica.

Diodo Zéner por efecto túnel:

Se trata de una juntura ++ − np , altamente contaminada pero sin llegar a que el nivel de Fermi se solape con las bandas, sino que queda levemente cercano. El efecto túnel en sentido inverso se produce sólo después de aplicar una pequeña tensión inversa ZV . En sentido directo, el diodo se comporta como una juntura p-n normal. El efecto túnel en sentido inverso sólo puede producirse cuando la distancia l (ancho de la zona de transición) es pequeña, vale decir, cuando las contaminaciones de ambas zonas son relativamente fuertes. Si las contaminaciones son menores, el ancho de la juntura es demasiado grande, por lo que antes que el campo eléctrico llegue al valor crítico necesario para que se produzca tunelamiento, se produce un nuevo efecto, llamado avalancha, que determina también un valor de tensión Zéner. Con éste principio se fabrican diodos Zéner con bajas tensiones de Zéner. La característica térmica de éstos dispositivos, es que al aumentar la temperatura, disminuye la tensión Zéner. Diodo Zéner por efecto avalancha: En una juntura p-n, con polarización inversa, el campo eléctrico en la zona de carga espacial acelera a los portadores minoritarios generados por efecto térmico a ambos lados de la juntura. Estos portadores minoritarios determinan la corriente de saturación inversa. Si la tensión es excesiva, los portadores minoritarios que determinan SI se mueven con tal velocidad que

pueden, al hacer impacto sobre los átomos del cristal, provocar la ionización de los mismos. Con esto, se generan nuevos pares de portadores, que volverán a chocar con otros átomos, y desprender nuevos pares de portadores, y así sucesivamente. Éste es el llamado efecto avalancha, que produce en la curva una pendiente altísima, ya que en ese valor crítico de tensión ( ZV ) la corriente tiende a infinito. Con éste principio se fabrican diodos Zéner con medias y altas tensiones de Zéner. La característica térmica de éstos dispositivos, es que al aumentar la temperatura, aumenta la

tensión Zéner. Tremosa Pág.: 287

Aplicaciones: Regulador paralelo: Los pasos a seguir para el análisis de los circuitos que incluyen un diodo Zéner, son los siguientes:



1. Determinar el estado del diodo Zéner (encendido/apagado) mediante su eliminación del circuito y por medio del cálculo de del voltaje a través de ese circuito abierto.

2. Sustituir por el circuito equivalente apropiado (fuente de tensión con voltaje ZV en el caso que el diodo esté encendido) y resolver para las incógnitas deseadas.

Utilizando el dispositivo como regulador de tensión en paralelo, con una tensión iV fija, debemos

tener fórmulas que nos permitan determinar entre qué rangos debe estar la resistencia de carga para que el diodo esté encendido.

Zi

ZL VV

VRR

−=

.min

y min

max

L

ZL I

VR =

min

max

L

ZL R

VI = y ZMRL III −=

min

Donde ZMI es el dato de corriente máxima que soporta el diodo.

Utilizando el dispositivo de la misma manera, pero con una resistencia LR fija, debemos determinar entre qué rangos debe estar la tensión de entrada para que el diodo esté encendido:

( )

L

ZLi R

VRRV

.min

+= y ( ) ZLZMi VRIIV ++= .

max


Boylestad Pág.: 92 Diodo Túnel: El efecto túnel es un mecanismo cuántico, mediante el cual un electrón puede vencer barreras de potencial mayores que la energía cinética que posee. Se produce sólo entre estados con la misma energía.

Un diodo túnel está formado por una juntura ++ − np , cuyo diagrama de energías en equilibrio es el siguiente:

Se observa que tanto la zona p como la zona n están muy contaminadas. La ubicación del nivel de Fermi en ambos casos, fuera de la banda prohibida, así lo indica. Esto ocasiona que el ancho de la juntura sea relativamente pequeño, y a través de él surgirá una barrera de potencial 0V . Ésta barrera

será superada por tunelamiento por los portadores, debido al pequeño ancho de la juntura.

Vemos a continuación la curva característica de corriente y tensión.



La mejor manera de explicar el funcionamiento, es a través de los diagramas de energías:

En éste caso la polarización es inversa y los electrones pasan, por efecto túnel, de la banda de valencia de la zona p+ a la banda de conducción de la zona n+. La transición ocurre entre niveles energéticos iguales. El efecto túnel se produce debido al pequeño ancho de la barrera de potencial. La poca probabilidad de tunelamiento se compensa con la gran cantidad de portadores en el intervalo de energía. Al aumentar la tensión inversa, aumenta el intervalo de energía, y por lo tanto la corriente inversa.

La polarización ahora es directa, pero la barrera de potencial es aún suficientemente grande como para que los electrones no puedan vencerla por agitación térmica normal. Hay electrones de conducción enfrentados dentro de un rango ∆E con estados vacíos y permitidos en la banda de valencia opuesta. El efecto túnel se produce y la corriente directa aumenta a medida que aumenta el intervalo de energía de enfrentamiento.

En ésta zona el enfrentamiento de intervalos de energía es máximo, y por lo tanto se produce la máxima corriente por efecto de tunelamiento. Estamos en la zona de pico, donde se determinan los parámetros de Corriente de Pico y Tensión de Pico (Punto 3 de la curva).

El intervalo de energía enfrentado comienza a disminuir nuevamente.

El intervalo de energía enfrentado es ahora nulo, y por lo tanto la conducción de corriente comienza a comportarse siguiendo los principios de una juntura p-n normal. Estamos en la zona de valle, donde se determinan los parámetros de Corriente de Valle y Tensión de Valle (Punto 5 de la curva).

Aquí el comportamiento es similar a un diodo de juntura p-n normal.



Las características que presenta éste dispositivo en su polarización inversa, hace que se utilice en el campo de la conmutación a alta velocidad, debido a que, como la conducción es de naturaleza ondulatoria, no existe tiempo de tránsito ni almacenamiento de portadores. En la zona que va desde el punto de Pico (3) y el punto de Valle (5), la resistencia dinámica es negativa, ya que una excursión positiva de tensión establece una excursión negativa en la corriente. Este comportamiento no afecta la resistencia estática, ya que los valores puntuales son ambos positivos. Ésta resistencia negativa no implica que el dispositivo genere energía, sino que transforma la energía que recibe en corriente continua, en energía de corriente alterna. Si trazamos la recta de carga de la red donde aplicamos el circuito, vemos que puede trazar hasta tres puntos de operación en las características. Los puntos donde la resistencia es positiva, se llaman estables, porque un pequeño cambio no altera el estado. El punto en la zona de resistencia negativa se llama inestable, pues un pequeño cambio en la red lo lleva a la zona estable. Para poder trabajar de manera estable con la resistencia negativa, debemos elegir parámetros de la red para que la recta de carga toque sólo al punto en esa zona. Esto se hace con altas corrientes y bajas tensiones.

Tremosa Pág.: 281 Aplicaciones: Osciladores:

Es posible utilizar el diodo túnel para generar un voltaje senoidal simplemente mediante una fuente de corriente continua, un circuito tanque y un diodo túnel, que, polarizado en la región de resistencia negativa, compensa la resistencia interna de la bobina, para eliminar la componente de amortiguamiento del circuito. La red quedaría como en la figura, y el diseño se limita a encontrar las condiciones para lograr la polarización en la región mencionada.

Boylestad Pág.: 898

Diodo Schottky:

El diodo Schottky es un dispositivo formado uniendo un metal con un semiconductor (generalmente tipo n).Su símbolo es el que se ve en la figura.

Los niveles energéticos de un metal y un semiconductor son, individualmente, como muestra la figura:



Y cuando realizamos la unión, los niveles energéticos quedarán así:

La barrera de potencial disminuirá para la polarización directa, ya que hay un aumento de la energía de Fermi en el semiconductor, y por lo tanto corriente de electrones hacia el metal. Entonces, tomando una unión n-metal, y polarizándola en forma directa (es decir, el terminal negativo al semiconductor tipo n), existe corriente debido a los electrones del semiconductor que pasan al metal. La barrera de potencial aumentará en condiciones de polarización inversa, ya que hay una disminución de la energía de Fermi en el semiconductor, y por lo tanto mayor dificultad para que los electrones del metal pasen al semiconductor. Entonces, si polarizamos al diodo Schottky en forma inversa (positivo al lado n), no existe corriente. Las principales características de éste dispositivo son:

• Para una determinada corriente, presenta menor caída de tensión que un diodo común. • Los portadores que determinan la corriente son exclusivamente mayoritarios, por lo que no

hay almacenamiento de cargas y el tiempo de almacenamiento es prácticamente nulo. Esto le permite al diodo Schottky trabajar en conmutación a altas frecuencias.

Al saber esto surge una pregunta: ¿En qué difiere un diodo Schottky de un contacto metal-semiconductor común? La respuesta es: en el nivel de Fermi del metal. Para un semiconductor tipo n, será diodo Schottky la unión cuyo metal tenga una energía de Fermi inferior a la del semiconductor, y será un contacto óhmico la unión cuyo metal tenga una energía de Fermi superior a la del semiconductor. Para un semiconductor tipo p, será a la inversa. Contactos óhmicos: Si el nivel de Fermi del metal es mayor al del semiconductor tipo n (o inferior al del tipo p), los electrones no enfrentarán barreras de potencial para su flujo, en ninguna de sus dos direcciones, vale decir, del semiconductor al metal y viceversa. Por lo tanto se comportarán como simples contactos. Esto es de gran utilidad para poder conectar dispositivos semiconductores con terminales que permitan su aplicación electrónica.

Tremosa Pág.: 293 y Boylestad Pág.: 889 Diodo Varicap (o Varactor): Los diodos varactores son capacitores de semiconductor variables y dependientes del voltaje. Su modo de operación depende de la capacidad de transición que existe en la unión p-n cuando ésta se polariza en inverso. Mientras más se polariza en inverso, menor es el ancho de la zona de transición, y por lo tanto, mayor es la capacidad. Ésta se define como:



dT W

AC .ε=

donde ε es la permitividad de los materiales semiconductores, A es el área de la unión y dW es ancho

de la zona de transición. Si queremos relacionar la capacidad de transición respecto del voltaje inverso aplicado, podemos calcularla aproximadamente como:

( )nRT

TVV

KC

+=

donde K es una constante determinada por el material y la técnica de construcción, TV es el voltaje de

encendido del diodo, RV es el voltaje inverso aplicado, y 2/1=n para uniones de aleación y 3/1=n para uniones de difusión. También, en términos de la capacidad en la condición de polarización cero ( )0C , podemos expresarla como:

( )( )

( )n

TR

RTVV

CVC

+=

1

0

Éstos diodos se utilizan para controlar la sintonización, a través de la variación de la capacidad del diodo, mediante la variación de la polarización aplicada al mismo. Esto permite controlar electrónicamente la frecuencia de resonancia.




UNIDAD III y IV: TRANSISTORES BIPOLARES

Análisis Inicial Construcción y Características del BJT: Un transistor es un dispositivo semiconductor de tres terminales. Se construye de la siguiente manera: Transistor PNP:

Transistor NPN:

La Flecha del símbolo define el sentido convencional de la corriente que circula por ese terminal.

Boylestad Pág.: 131 Convenciones y Nomenclaturas:


E C

B

CEV

EBV CBV

E C

B

EI CI

BI

Transistor NPN

E C

B

EI CI

BI

Transistor PNP

N++ (altamente impurificado)

P (poco

impurificado) (tamaño pequeño)

N (normalmente impurificado)

Emisor

Base

Colector

E C

B

Símbolo

P++ (altamente impurificado)

N (poco

impurificado) (tamaño pequeño)

P (normalmente impurificado)

Emisor

Base

Colector

E C

B

Símbolo



Funcionamiento con polarización normal:

Describiremos el accionar del transistor PNP, dejando en claro que para el NPN invertimos la polaridad de la fuente, y reemplazamos huecos por electrones y viceversa. El funcionamiento se describe de la siguiente manera:

1. La juntura P-N que hay entre emisor y base se polariza en directo. 2. Como la parte tipo P de esa juntura está muy dopada, hay un gran flujo de huecos hacia el lado N.

Una parte de esos huecos inyectados en el lado P se recombinan con electrones provenientes de la corriente de base en ese mismo lado.

3. Como la zona N está poco dopada y es pequeña comparada con su longitud de difusión, gran parte de los huecos seguirá hacia el otro lado P por difusión (debido a que es una zona neutra). Una pequeña parte se recombina con electrones provenientes de la corriente de base.

4. Como la juntura N-P que hay entre base y colector está polarizada en inverso, se genera un campo eléctrico que favorece el flujo de huecos hacia el lado P. Esos huecos logran salir a través de la corriente de colector.

5. Existe también una pequeña corriente entre base y colector debida a la polarización inversa. A ella la llamamos COI .

Hay ciertas consideraciones importantes a tener en cuenta sobre el funcionamiento del transistor:

Siempre polarizo en directo la juntura de entrada (Emisor-Base) y en inverso la de salida (Base-Colector).

La tensión aplicada a la juntura Base-Colector no modifica la cantidad de portadores, sólo favorece más o menos su movimiento hacia la salida. Los portadores son controlados a través del voltaje aplicado a la juntura Emisor-Base, o sea que la difusión a través de la base es la que limita el número de portadores que llegan al colector.

Resumiendo las corrientes en el transistor vemos que:

E

B

C

P N P

EI CI

BI

COI EBI

ECI

E

B

C

P N P

gran parte de los huecos pasa de largo y sale por

colector

huecos

huecos elect

h

e

EI CI

BI

ECOI

EEV CCV



Definiremos dos parámetros importantes a la hora de analizar los efectos de la corriente contínua en el transistor:

Alfa:

Definimos éste factor como E

EC

I

I=α .

Beta:

Llamado también FEh o ganancia, lo definimos como: EB

EC

I

I=β

La relación entre estos dos factores es la siguiente:

α

αβ

−=

1 y

β

βα

+=

1

Conociendo éstos dos factores, podemos definir ecuaciones fundamentales del transistor:

BEC III +=

COEC III += .α /*Estudiar la demostración*/

( ) COBC III .1. ββ ++=


Y de ellas podemos aproximar ecuaciones prácticas para resolver los circuitos:

EC II ≅

BC II .β=

( ) BE II .1+= β


También podemos afirmar (aproximadamente) que V7,0=BEV por ser juntura P-N en directo. Boylestad Pág.: 132

Efecto Early: El efecto Early nos muestra que existe un cierto límite para el aumento de CBV . Esto se da porque, al

aumentarlo, la Zona de Transición Base-Colector aumenta de tamaño debido a la polarización inversa, lo que hace disminuir el tamaño físico de la Base. Lo mencionado trae como consecuencia que aumente el α y, por ende, aumente CI . Llega un momento en que la disminución del tamaño de la Base llega a

hacerla desaparecer, y se produce una PERFORACIÓN del transistor, provocando su destrucción. BUSCAR ALGÚN LIBRO.:



Configuraciones: Base Común:

Esta configuración sitúa la corriente de entrada ( EI ) como función de la polarización Base-Emisor, respecto al parámetro de polarización Colector-Base, y a la corriente de salida ( CI ) como función

de la polarización Colector-Base, respecto al parámetro de la corriente de Emisor.

Curvas Características:

CURVA DE ENTRADA

Para un valor de BEV constante, a un aumento de

CBV le corresponde un aumento de EI . Esto se

debe a que al aumentar CBV , la zona de transición

de la juntura de colector aumenta (polarización inversa), disminuyendo el ancho efectivo de la base. Esto hace que, como la distancia en la base es menor, la pendiente de la concentración de portadores será más negativa, ocurriendo más difusión de portadores, y por lo tanto dejando pasar más corriente desde el emisor.

CURVA DE SALIDA


Emisor Común:

Es la configuración más utilizada. En la entrada relaciona la corriente de Base con el voltaje entre Base y Emisor, con el parámetro CEV . En la salida,

vincula la corriente de Colector con el voltaje entre Colector y Emisor, con parámetro en la corriente de Base. Es decir que controlamos la corriente de Colector, a través de la corriente de Base.




CURVAS DE ENTRADA

CURVAS DE SALIDA

En la curva de entrada, si CEV aumenta para un valor fijo de BEV , la BI disminuye. Esto se debe

a que con la disminución del tamaño de la base, hay menos probabilidad de recombinación, y por lo tanto, la corriente de base debe reponer menos cantidad de portadores recombinados. Vemos que las curvas de salida se acercan a medida que BI aumenta. Esto se debe a que β disminuye. La pendiente en las curvas se debe al “Efecto Early”.

Boylestad Pág.: 139 Colector Común:

En ésta configuración se relacionan, en la entrada, los mismos parámetros que para Emisor Común. En la salida igual, sólo difiere que en ésta se grafica EI

en función de CEV para un rango de valores de BI .


Son iguales que para el caso de Emisor común, sólo que se reemplaza CI por EI en las curvas de

salida. Boylestad Pág.: 146

Límites de Operación: Las hojas de especificaciones de los transistores nos brindan información acerca de los valores nominales máximos, mínimos y típicos de los parámetros más importantes de los dispositivos. Algunos de estos parámetros son:

maxCI satCEV

maxCEV maxCP etc. Si los tomamos en cuenta a la hora de

trabajar con un transistor determinado, podemos definir los límites de operación en zona activa. Además de las Zonas de Corte y de Saturación, podemos demarcar una zona de corriente máxima, una de tensión máxima y una de potencia máxima. Esta última se define a partir de la definición de potencia, y despejando la corriente como variable dependiente. Obtenemos una hipérbola cuya ecuación es:

CE

C

C V

PI max=



La región de operación será entonces:


Análisis en Corriente Continua Polarización del transistor bipolar: Para usar el transistor como amplificador de una señal de AC, necesitamos proporcionarle la energía de corriente continua que convertirá en energía de corriente alterna, amplificando la señal de entrada. Por supuesto que el punto de trabajo Q debe estar dentro de los límites de operación.

Boylestad Pág.: 163 Estabilización de la polarización: Las distintas configuraciones de polarización que veremos, difieren en su estabilidad ante cambios de temperatura y de transistor. Cuando la primera aumenta, algunos parámetros cambian, provocando cambios en el sistema que no son deseables. Cuando debemos reemplazar el transistor, algunos parámetros cambian, haciendo que cambien las condiciones del sistema.

Boylestad Pág.: 210 Factores de estabilidad (inestabilidad): Una manera de cuantificar esa estabilidad es a través de la definición de factores que nos proporcionarán información acerca de cuánto varía la corriente de salida con el cambio de temperatura, respecto a cada factor cambiante en el circuito. Estos factores son:

( )CO

C

CO

CCO I

I

dI

dIIS

∆

∆≅= ( )

BE

C

BE

CBE V

I

dV

dIVS

∆

∆≅= ( )

βββ

∆

∆≅= CC I

d

dIS

Cuanto más grande es el factor, más inestable es el sistema.

La variación neta en la corriente CI , se determina multiplicando la variación de cada parámetro por su

factor de estabilidad correspondiente, y sumando los resultados. Es decir:



( ) ( ) ( ) ββ ∆+∆+∆=∆ ... SVVSIISI BEBECOCOC Boylestad Pág.: 212

Recta de carga (Polarización): Si analizamos la malla de salida de los circuitos que armemos en las distintas polarizaciones, y despejamos la corriente de salida, obtendremos la ecuación de la recta de carga. En esa recta deberemos ubicar el punto de trabajo para que nuestro transistor esté bien polarizado. Así trabajaremos con todas las polarizaciones.

Boylestad Pág.: 163 Polarización Fija:

En ésta configuración, ponemos resistencias en la base y en el colector. Se arman entonces dos mallas sencillas: de entrada con un resistor y de salida con otro resistor. A continuación están las ecuaciones de ambas mallas:

+=

+=

M.S...

M.E..

CECBCC

BEBB

VRIV

VRIVcc

β

Obsérvese que la magnitud de CI no

depende de la resistencia CR , la cual sí

determinará el nivel de CEV .

Estabilidad: Si hacemos un análisis cualitativo de la estabilidad de ésta polarización veremos que:

( ) ( ) ( ) ( ) ( )↓⇒↑⇒↑⇒↑⇒↑ CERCCCO VVIIT

ES MUY INESTABLE Los factores de estabilidad serán:

( ) 1+= βCOIS ( )B

BE RVS

β−= ( )

1

1

ββ CI

S =


Boylestad Pág.: 167 Polarización estabilizada en Emisor:

Esta configuración es igual a la polarización fija, pero agregando un resistor en el emisor. Este agregado le da un toque de estabilidad al sistema. A continuación están las ecuaciones de ambas mallas:

( )( )

++=

+++=

M.S...

M.E...1.

CEECBCC

EBBEBB

VRRIV

RIVRIVcc

β

β




( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( )"""" ↑⇒↑⇒↑⇒↓⇒↓⇒↓⇒↓⇒↓ CBBEREECCO IIVVIIIT

ES ESTABLE, porque la primer tendencia de disminución de CI se compensa con el posterior aumento.

Los factores de estabilidad serán:

( )

++

+=

BE

BE

CO

RR

RRIS

1.1

1

β

β

( )( ) EB

BE RRVS

.1 β

β

++−= ( )

( )( )EB

EBC

RR

RRIS

++

+=

21

1

1.

1.

βββ


Boylestad Pág.: 173 Polarización con realimentación Colector-Base:

En ésta configuración, sacamos corriente desde el colector, creando una realimentación. La resistencia en el emisor puede o no estar. Si no está, las reemplazamos en las fórmulas por un valor nulo. A continuación están las ecuaciones de ambas mallas:

( )

++=

+++=

M.S...

M.E......

CEECBCC

EBBEBBCB

VRRIV

RIVRIRIVcc

β

ββ


( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( )"""" ↓⇒↓⇒↓⇒↑⇒↑⇒↑⇒↑⇒↑ CBCERCECCO IIVVIIIT

ES ESTABLE, porque la primer tendencia de disminución de CI se compensa con el posterior aumento.

Para los factores de estabilidad, tomaremos la configuración con Ω= 0ER

( )

++

+=

BC

BC

CO

RR

RRIS

1.1

1

β

β

( )( ) CB

BE RRVS

.1 β

β

++−= ( )

( )( )[ ]21

1

1..

.

βββ

++

+=

CB

CBC

RR

RRIS


Boylestad Pág.: 186 Polarización por divisor de tensión:

Ésta configuración es la más estable de todas. La tensión que obtenemos en la base, respecto a masa, está controlada por ser un divisor de tensión. El precio que pagamos por la estabilidad, es un mayor costo, ya que usa 4 resistores, y la necesidad de obtener más potencia de la fuente. La gran estabilidad que se obtiene es tal que hace al sistema estable en temperatura y, si se cumplen ciertas condiciones, prácticamente independiente del

β del transistor.

Tenemos dos enfoques circuitales para resolver nuestro circuito:



Enfoque exacto: Se basa en la aplicación del teorema de Thévenin entre la base y la masa, para reemplazar esa red por una fuente con tensión THV y una resistencia THR .

21

2.

RR

RVV CC

TH+

= y 21

21.

RR

RRRTH

+=

Las ecuaciones de malla para éste caso quedarán determinadas como:

( )( )

++=

+++=

M.S..

M.E...1.

CEECBCC

EBBETHBTH

VRRIV

RIVRIV

β

β

Enfoque aproximado: Podemos emplear un enfoque aproximado, si se cumple la condición:

2.10. RRE ≥β Tomamos entonces:

21

2 .

RR

VRV CC

B+

=

y aplicamos los pasos: ⇒=⇒−=E

EEBEBE R

VIVVV EC II

Q≅

Obsérvese que para éste análisis, si se cumple la condición inicial las ecuaciones no contienen el parámetro β , por lo tanto, la configuración es independiente del mismo. Estabilidad: Si hacemos un análisis cualitativo de la estabilidad de ésta polarización veremos que:

( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( )"""" ↓⇒↓⇒↓⇒↑⇒↑⇒↑⇒↑⇒↑ CBBEREECCO IIVVIIIT

MUY ESTABLE, porque la primer disminución de CI se compensa con el aumento instantáneo.

Los factores de estabilidad serán:

( )

++

+=

ETH

CO

RR

IS

1

1.1

1

β

β

( )( ) ETH

BE RRVS

.1 β

β

++−= ( )

( )( )ETH

ETHC

RR

RRIS

++

+=

21

1

1.

1.

βββ


Boylestad Pág.: 177 Transistores PNP: Por fortuna, el análisis de los transistores pnp sigue el mismo patrón que para los npn. La diferencia se da en que como los portadores son diferentes, las direcciones convencionales de las corrientes cambian, cambiando, por lo tanto, las polaridades individuales de los elementos resistivos y el signo del voltaje de la fuente. Las polaridades de las tensiones en el transistor siguen tomando la misma nomenclatura de los subíndices, por lo tanto, para pnp, serán cantidades negativas. La figura aclara la situación.




El BJT en Conmutación: Saturación y Corte: Recordando las zonas de operación del transistor, donde identificábamos la zona de corte y la de saturación, vemos que para hacerlo trabajar en esos estados, debemos lograr, o bien tensión muy cercana a cero entre colector y emisor (saturación) o bien corriente muy cercana a cero en la malla de colector (corte). Para la situación de corte, basta con introducir una corriente de base de valor cero, con lo cual la corriente de colector será también nula, y el potencial de la fuente se verá reflejado en CEV .

Mientras que para la situación de saturación, debemos calcular la corriente CsatI que me produzca

una caída de tensión cero entre colector y emisor. Esto se hace, dividiendo la tensión de la fuente sobre la suma de las resistencias que tengo en la malla de salida. El caso más general será:

( )EC

CCC RR

VI

+=sat

Para ésta corriente, necesitamos un valor de BI determinado, pero conviene que sea mayor, por cualquier variación del circuito. Entonces tenemos que:

βsatC

B

II >

En la realidad, CEV nunca es cero, sino un valor determinado. Este es aproximadamente en la

mayoría de los casos: V3,0sat ≅CEV

Un ejemplo claro de la aplicación de la conmutación en el transistor es usarlo como inversor de un voltaje aplicado en la base. A saber:

⇒

⇒

Como en Corte hay altas tensiones pero bajas corrientes y en Saturación hay altas corrientes y bajas tensiones, generalmente no hay problemas de disipación de potencia cuando trabajamos en esos regímenes.

Boylestad Pág.: 201 Retardos en la conmutación: Vemos en el siguiente gráfico los retardos puestos en juego en la conmutación de un transistor bipolar.

CV V5

t

iV V5

t



El tiempo total requerido para que el transistor conmute del estado de “apagado” al de “encendido” se define como:

dr ttt +=on

donde rt es el tiempo de subida de 10 a 90% del

valor final de la corriente, y dt es el tiempo que

tarda en responder el transistor a la señal de entrada. El tiempo total requerido para que el transistor conmute del estado de “encendido” al de “apagado” se define como:

fs ttt +=off

donde st es el tiempo de almacenamiento y ft es

el tiempo de caída de 90 a 10% del valor final de la corriente.

Boylestad Pág.: 205 Reducción de los retardos:

Compensación Capacitiva: Para poder trabajar en conmutación a altas frecuencias, debemos reducir los retardos. Una manera de hacerlo es poner un capacitor en paralelo con la resistencia de base de tal manera que a altas frecuencias presente baja reactancia, y la corriente tienda a pasar por el capacitor. También puedo aumentar el valor de la fuente de señal. El agregado del capacitor se basa en que rt se reduce al agregarlo porque existe en un instante inicial un pico de corriente de base. Luego la misma corriente se estabiliza en su valor normal. Cuando entre en corte, la tensión almacenada en el capacitor, hará circular una corriente inversa, mayor que la normal, que extraerá más rápidamente la carga acumulada en la base, reduciendo el offt .

Guinzburg Pág.: 9-36 Transistor Schottky:

Existen transistores especialmente fabricados para trabajar a altas frecuencias. Estos son los transistores Schottky, que equivalen a un transistor normal, con un diodo Schottky conectado entre colector y base. El diodo Schottky enclava la tensión de colector en la saturación, impidiendo el almacenamiento de cargas en la base y disminuyendo así el tiempo de conmutación.

Tremosa Pág.: 298 Configuración Tótem Pole: Los circuitos de conmutación en emisor común tienen un “capacitor” entre colector y emisor que se carga lentamente, pero se descarga rápidamente. En cambio, en un seguidor-emisor, conectando un capacitor en el emisor, se cargará rápido pero se descargará lentamente. Éstas propiedades se usan en la configuración “Tótem Pole”, que se basa en la complementación de dos transistores funcionando en los regímenes anteriores. La siguiente figura muestra cómo se interconectan.



Guinzburg Pág.: 9-46

Análisis en Corriente Alterna Modelos Dinámicos: Antes de comenzar el análisis, veremos la importancia que tiene la polarización en dc sobre los niveles obtenidos de ac. Esto se debe a que la fuente de dc, cuando la polarización es correcta, transfiere energía (potencia) a través del transistor, a la señal de ac. Como el comportamiento de los transistores es no lineal, usaremos modelos lineales aproximados para facilitar el análisis de su funcionamiento. Para ello nos basaremos en el análisis de Cuadripolos:

De aquí podemos sacar cuatro parámetros importantes a la hora de analizar un amplificador:

i

ii I

VZ = Impedancia de Entrada

o

oo I

VZ = Impedancia de Salida

i

ov V

VA = Ganancia de Tensión

i

oi I

IA = Ganancia de Corriente

Para aplicar los modelos, es necesario prescindir de los valores de polarización, suponiendo que ya han sido calculados correctamente. Al analizar la señal en el transistor, debemos reemplazar los elementos que podamos para simplificar el circuito: los capacitares de acople y de emisor, serán cortocircuitos para la señal (porque suponemos que están bien calculados y tienen reactancias insignificantes), las fuentes de tensión continua también, y por último, al transistor lo reemplazamos por su modelo equivalente.


iI

iV

oI

oV +

-

+

- Amplificador



Cálculo y medición de los parámetros importantes: Cálculo: Los parámetros importantes de los amplificadores a transistor son las impedancias de entrada y de salida, y las ganancias de tensión y de corriente. Para calcularlos, debemos analizar el circuito desde los modelos, teniendo en cuenta el efecto de todos los elementos de polarización para la señal, despreciando las reactancias de los capacitores y considerando a las fuentes de continua como cortocircuitos para la señal.

Impedancia de entrada ( iZ ):

Para calcularla debemos encontrar la resistencia equivalente que ve la fuente de señal en la entrada, considerando todos los efectos de la red. Algunas veces conviene aplicar teorema de Thèvenin. Impedancia de salida ( oZ ):

En este caso es necesario seguir un procedimiento: 1. Impongo un generador de magnitud ov en la salida de la etapa.

2. Enmudezco todos los generadores independientes 3. Analizo el efecto anterior sobre los generadores dependientes 4. Calculo la impedancia que en la salida ve el generador ov .

Ganancia de tensión ( vA ):

Encuentro las expresiones de la tensión de salida y de entrada, o en todo caso, la de la tensión de salida en función de la de entrada. Luego relaciono ambas variables despejando la última. Ganancia de corriente ( iA ):

Encuentro las expresiones de la corriente de salida y de entrada, o en todo caso, la de la corriente de salida en función de la de entrada. Luego relaciono ambas variables despejando la última.

Medición: Como no es posible utilizar un óhmetro para medir la impedancia de entrada de un transistor, utilizaremos un método indirecto. Éste se basa en añadir un resistor variable sensor en la entrada, entre la señal y el amplificador. Mediremos con un osciloscopio la señal que ingresamos y la que se refleja en la entrada. Variaremos el resistor hasta que la señal reflejada sea la mitad de la ingresada. Desconectamos entonces el resistor, y medimos su valor, el cual será el de la impedancia de entrada. Esto se debe a la regla del divisor de tensión. Como no es posible utilizar un óhmetro para medir la impedancia de salida de un transistor, utilizaremos un método indirecto. Vamos a cortocircuitar la entrada, y aplicaremos el mismo método anterior en la salida. Determinamos así con el valor del resistor variable, la impedancia de salida del circuito.

Boylestad Pág.: 358 Modelo re: Utilizamos éste modelo ya que tiene la ventaja de aplicarse a cualquier situación que elijamos, sin prescindir de parámetros dados por el fabricante para un uso particular. El modelo se basa en la resistencia de la juntura de entrada del transistor, que aplicando análisis a la ecuación del diodo, obtenemos:



Ee I

rmV 26

=

Entonces, mirando al transistor desde la entrada, vemos una resistencia de valor er . Si lo miramos

desde la salida, vemos un generador ideal de corriente, cuyo valor depende de la corriente de entrada (distinta en cada configuración). Los modelos re para las distintas configuraciones del transistor serán: Base común:

Emisor común:

Colector común: Es similar al Emisor Común Los esquemas presentados anteriormente son logrados después de un análisis circuital, ya que el modelo original de base común contiene un diodo en vez de un resistor re y el de emisor común tiene el diodo cuyo cátodo está conectado a la fuente de corriente. Es importante estudiar éste análisis.

Boylestad Pág.: 364 Modelo Híbrido: Para éste modelo nos volvemos a basar en el análisis de cuadripolos, pero ésta vez pondremos dos variables en función de las otras dos. Entonces tenemos:

( )( )

=

=

oio

oii

VIfI

VIfV

,

,

Diferenciamos cada una de las expresiones y tenemos:

∂

∂+

∂

∂=

∂

∂+

∂

∂=

oo

oi

i

oo

oo

ii

i

ii

dVV

IdI

I

IdI

dVV

VdI

I

VdV

Y de aquí obtenemos los llamados parámetros híbridos, debido a que sus unidades son variadas, y distintas entre sí:



==∂

∂

==∂

∂

==∂

∂

==∂

∂

oc

ob

oe

oo

o

fc

fb

fe

fi

o

rc

rb

re

ro

i

ic

ib

ie

ii

i

h

h

h

hhV

I

h

h

h

hhI

I

h

h

h

hhV

V

h

h

h

hhI

V

22

21

12

11

donde los primeros subíndices indican el nombre del parámetro, y los segundos la configuración del transistor (base, emisor o colector común). Como vamos a utilizar los modelos para análisis a pequeña señal, podemos aproximar los diferenciales a las señales, y replantear las ecuaciones de diferenciales como:

+=

+=

ooifo

oriii

vhihi

vhihv

..

..

Estas dos ecuaciones me definen el modelo híbrido genérico del transistor:

Entonces, los parámetros definidos son:

ih : Resistencia de entrada en cortocircuito

fh : Relación de corriente de transferencia directa en cortocircuito

rh : Relación de voltaje de transferencia inverso en circuito abierto

oh : Conductancia de salida en circuito abierto

Existen ecuaciones experimentales para definir esos parámetros híbridos:

Ecuaciones de cortocircuito:

=

=

=

=

0

0

o

o

vi

of

vi

ii

i

ih

i

vh

Ecuaciones de circuito abierto:

=

=

=

=

0

0

i

i

io

oo

io

ir

v

ih

v

vh



La siguiente tabla contiene los valores aproximados del orden en el que se encuentran los parámetros híbridos en las distintas configuraciones:

Emisor Común Base Común Colector Común

ih Entre 310 y Ω 104 Entre 10 y Ω 102 Entre 310 y Ω 104

rh Entre 410− y 510− Entre 410− y 510− 1≈

oh Entre 410− y S 10 5− S 10 6− Entre 410− y S 10 5−

fh β α− ( )1+− β

Boylestad Pág.: 371 Modelo híbrido simplificado: Resulta de despreciar el efecto de rh , y eventualmente el de oh , quedando el modelo híbrido

similar al modelo re. Boylestad Pág.: 375

Determinación gráfica de los parámetros h: Para determinar los parámetros h gráficamente utilizamos las ecuaciones en derivadas parciales que definen a nuestros parámetros, y las representamos en las curvas características. Éstas ecuaciones son:

ctte=∆

∆≅

∂

∂=

∂

∂=

CEVb

be

b

be

i

iie i

v

i

v

i

vh

ctte=∆

∆≅

∂

∂=

∂

∂=

BIce

be

ce

be

o

ire v

v

v

v

v

vh

ctte=∆

∆≅

∂

∂=

∂

∂=

CEVb

c

b

c

i

ofe i

i

i

i

i

ih

ctte=∆

∆≅

∂

∂=

∂

∂=

BIce

c

ce

c

o

ooe v

i

v

i

v

ih

Vemos entonces que los parámetros ieh y reh se determinan a partir de las características de

entrada: el primero tomando CEV constante (trazando una recta tangente en las características) y

haciendo variar bi y bev , y el segundo tomando BI constante y haciendo variar bev y cev .

También vemos que los parámetros feh y oeh se determinan a partir de las características de

salida: el primero CEV constante y haciendo variar ci e bi , y el segundo tomando BI constante

(trazando una recta tangente en las características) y haciendo variar ci y cev . Boylestad Pág.: 377

Variación de los parámetros h: Los parámetros h varían dependiendo de la temperatura de la unión, la corriente de colector y el voltaje de colector a emisor, en porcentajes altos. Por lo tanto, debemos tener en cuenta éstas variaciones cuando nos apartamos de las condiciones normales de funcionamiento. Todos los parámetros son muy sensibles a las variaciones en la corriente de colector, siendo feh

el que menos variación presenta.



Los parámetros ieh y feh varían poco con la tensión colector-emisor, pero reh y oeh varían

considerablemente con la misma. Las variaciones respecto de la temperatura son relativamente similares en todos los parámetros.


Etapas amplificadoras en las distintas configuraciones y cálculo de parámetros Aplicación del modelo híbrido en una situación general: Para un caso genérico cualquiera, en cualquier configuración, podemos aplicar teorema de Thèvenin en la entrada del transistor y asociar las resistencias en la salida en una sola resistencia de carga. El diagrama general será el siguiente:

Podemos aplicar leyes de Kirchoff y obtendremos:

( )

−=

+=

++=

Loo

ooifo

oriiss

RIV

VhIhI

VhIhRV

.

..

..

y despejando de esas ecuaciones, podemos obtener expresiones generales para los parámetros importantes:

Lo

fi Rh

hA

.1+= ( ) Lrfoii

Lfv Rhhhhh

RhA

...

.

−+

−=

Lo

Lrfii Rh

RhhhZ

.1

..

+−=

( )si

rfo

o

Rh

hhh

Z

+−

=.

1


Boylestad Pág.: 358 Emisor Común:

Polarización fija: Modelo re:

( )eBi rRZ .// β= oCo rRZ //= ( )

e

oCv r

rRA

//−=

( )( )eBCo

oBi rRRr

rRA

.

..

β

β

++=

ei rZ .β≅erBR ..10 β≥ Co RZ ≅

CRor .10≥

e

Cv r

RA −≅

CRor .10≥ β≅iA

erBRCRor ..10 ,.10 β≥≥



Modelo híbrido:

Coe

Cfereiei Rh

RhhhZ

.1

..

+−=′

Bii RZZ //′= e

refeoe

o

h

hhh

Z.

1

−

=′

Co RZZ //0′=

( ) Crefeoeieie

Cfev Rhhhhh

RhA

...

.

−+

−=

Coe

fei Rh

hA

.1+=

/*Estudiar todas las deducciones*/ Boylestad Pág.: 389

Polarización por divisor de tensión: Modelo re:

( )ei rRZ .// β′= oCo rRZ //= ( )

e

oCv r

rRA

//−=

( )( )eCo

oi rRRr

rRA

.

..

β

β

+′+

′=

ei rZ .β≅erR ..10 β≥′

Co RZ ≅CRor .10≥

e

Cv r

RA −≅

CRor .10≥ β≅iA

erRCRor ..10 ,.10 β≥′≥

Modelo híbrido:

Coe

Cfereiei Rh

RhhhZ

.1

..

+−=′

RZZ ii ′′= // e

refeoe

o

h

hhh

Z.

1

−

=′

Co RZZ //0′=

( ) Crefeoeieie

Cfev Rhhhhh

RhA

...

.

−+

−=

Coe

fei Rh

hA

.1+=


Polarización estabilizada en Emisor: Sin desvío mediante un capacitor en la resistencia de emisor: Modelo re: Haremos una aproximación al despreciar or debido a que con ella, los análisis son más largos y

tediosos, y su efecto no es muy importante.



( ) Eeb RrZ .1. ++= ββ

bBi ZRZ //= Co RZ =

b

Cv Z

RA

.β−=

bB

Bi ZR

RA

+=

.β

Ei RZ .β≅erER >>

E

Cv R

RA −≅

erER >>

Modelo híbrido:

( ) EfeCfereieb RhRhhhZ .1.. ++−=

bBi ZRZ //=

( )fere

EfeBieo hh

RhRhZ

.

.1+++=

( ) EfeCrefeie

Cfev RhRhhh

RhA

.1..

.

++−

−=

bB

Bfei ZR

RhA

+=

.


Con desvío: El análisis en ac en éste caso es idéntico a la polarización fija.

Boylestad Pág.: 400 Configuración de realimentación en Colector: Haremos una aproximación al despreciar or debido a que con ella, los análisis son más largos y

tediosos, y su efecto no es muy importante. Modelo re:

F

C

ei

R

Rr

Z+

=

β

1

FCo RRZ //= e

Cv r

RA −=

CF

Fi RR

RA

.

.

β

β

+=

C

Fi R

RA ≅

FC RR >>.β


Configuración de realimentación de dc en Colector: Modelo re:



( )eFi rRZ .//1

β= oFCo rRRZ ////2

= e

CFo

v r

RRrA

////2−= ( )( )CF

F

i RRreR

RRA

+′+

′=

.

..

1

1

β

β

2

// FCo RRZ ≅CRor .10≥

e

CF

v r

RRA

//2−≅

CRor .10≥

2//

1Fo

Ci

Rr

RA

+

≅β

erFR .101 β≥


Base Común: Modelo re:

eEi rRZ //= Co RZ = e

Cv r

RA

.α= α−=iA

e

Cv r

RA ≅ 1−≅iA

Modelo híbrido:

Lob

Lrbfbibi Rh

RhhhZ

.1

..

+−=

( )sib

rbfbob

o

Rh

hhh

Z

+−

=.

1

( ) Lrbfbobibib

Lfbv Rhhhhh

RhA

...

.

−+

−=

Lob

fbi Rh

hA

.1+=




Colector Común: Configuración de Emisor-Seguidor: Modelo re:

( ) Eeb RrZ .1. ++= ββ

bBi ZRZ //= eEo rRZ //=

eE

Ev rR

RA

+=

( )

bB

Bi ZR

RA

+

+−=

.1β

Ei RZ .β≅erER >> eo rZ ≅ 1≅vA

bB

Bi ZR

RA

+−≅

.β


Análisis comparativo: En la siguiente tabla, aparece una comparación entre las distintas configuraciones del transistor y sus parámetros importantes. Éste análisis nos facilita información para poder decidir qué configuración usar a la hora de construir un amplificador.

Parámetro Emisor Común Base Común Colector Común

vA ALTA ALTA BAJA (<1)

iA ALTA BAJA (<1) ALTA

iZ MEDIA BAJA ALTA

oZ MEDIA-ALTA ALTA BAJA




UNIDAD V Y VI: TRANSISTOR DE EFECTO DE CAMPO

Análisis Inicial Transistores de efecto de campo y su funcionamiento: El Transistor de Efecto de Campo (FET) es un transistor similar al BJT, pero controlado por tensión. Es un dispositivo unipolar, porque el funcionamiento se debe sólo a un tipo de portadores en movimiento (a diferencia del BJT que tiene los dos portadores). Se basa en una región de semiconductor (tipo n o p) llamada canal, por donde pasan los portadores, y una terminal, llamada compuerta que, dependiendo del voltaje aplicado a ella, va cambiando el tamaño del canal. Existen varios tipos de FET:

FET

JFET Canal n Canal p

MOSFET DECREMENTAL

Canal n

Canal p

INCREMENTAL Canal n Canal p

Boylestad Pág.: 245 JFET (Transistor de Efecto de Campo de Juntura): Construcción:

Existen JFET de Canal n y de Canal p. Analizaremos todo para el Canal n, siendo el otro de similar análisis. El FET de Juntura (JFET) tiene la composición interna que vemos en la imagen. Un canal de tipo n que conecta la fuente (S) con el drenaje (D). La compuerta (G) controla el ancho de la zona de transición, y por ende, el del canal. Es importante aclarar que por el terminal de compuerta no entra corriente (o es despreciable), porque es una juntura polarizada en inverso, entonces:

0=GI

Boylestad Pág.: 245 Funcionamiento:

Si aplicamos tensión entre compuerta y fuente ( V0<GSV )

polarizando en inverso la juntura p-n, podemos controlar el ancho de la zona de transición con la tensión GSV ,

disminuyendo el tamaño del canal. Si seguimos aumentando la tensión, llega un momento que el canal se estrangula y desaparece. A esa tensión inversa de compuerta-fuente la llamamos “Tensión de estrangulamiento del canal” y la indicamos con

( )apagadoOFFp GSGS VVV == . El dispositivo en éstas

condiciones se encuentra “apagado”.



Si aplicamos V0=GSV y variamos V0>DSV ,

comenzará a haber flujo de corriente entre drenaje y fuente a través del canal. La corriente que circula será llamada DI (entra en el drenaje), y será igual a SI (la

que sale de la fuente).

SD II =

Las zonas de transición se deforman con ésta aplicación de tensión, debido a que ahora el terminal de drenaje tiene un potencial positivo respecto a la compuerta, lo que configura una juntura polarizada en inverso con más diferencia de potencial cerca del drenaje que de la fuente. Por eso, la zona de transición es más amplia cerca del drenaje.

A pequeñas tensiones en DSV , la resistencia

aumenta siguiendo la ley de Ohm, debido a la disminución del tamaño físico del canal. Superada una cierta tensión, las curvas dejan de ser lineales. Una vez que se llega al valor de pV en DSV ,

el canal se estrecha al máximo. Queda

entonces una diferencia de potencial entre la parte superior y la inferior de esta

barrera, generando un campo eléctrico que acelera los electrones hacia el otro lado de

la misma, produciendo así un flujo constante de corriente.

Esa corriente es la máxima que puede alcanzar DI y toma el valor de DSSI (dato proporcionado por el

fabricante). De ahí en adelante, para cualquier valor de DSV la corriente no variará de su límite, hasta un

cierto valor de tensión de ruptura. El funcionamiento correcto del dispositivo también está limitado por una hipérbola de disipación, dada por la potencia máxima proporcionada por el fabricante.

Boylestad Pág.: 247 Simbología:


Curvas características y ecuación de Shockley: Para poder construir la curva de transferencia, que es la que más vamos a usar, pues las resoluciones se basarán en mediciones gráficas, debemos relacionar la corriente de drenaje con el voltaje de compuerta. Para esto existe una ecuación llamada “ecuación de Shockley” que expresa:



2

p

1.

−=

V

VII GS

DSSD

Donde la variable independiente es GSV y los datos son DSSI y pV .

Para trazar ésta curva vamos a hacer uso de cuatro puntos básicos:

1. Si V0=GSV , entonces DSSD II =

2. Si pVVGS = , entonces 0=DI

3. Si 2pV

VGS = , entonces 4DSS

D

II =

4. Si 2DSS

D

II = , entonces p.3,0 VVGS ≅

Construyendo la curva con esos cuatro puntos, tenemos la forma que se ve en la imagen. En el cálculo de polarización, encontraremos la intersección entre la recta de polarización y la curva de transferencia, encontrando así el punto de trabajo.

En la siguiente figura vemos cómo se relaciona la gráfica de curvas características con la de transferencia:


MOSFET (Transistor de Efecto de Campo de Metal-Óxido-Semiconductor): MOSFET Decremental (o de canal permanente):

Construcción: El transistor MOSFET (Metal-Óxido-Semiconductor-Transistor de Efecto de Campo) o Transistor de Compuerta Aislada, es un dispositivo con el mismo principio que el JFET, pero funciona y se construye de manera diferente. Como su nombre lo indica, la compuerta está formada por una capa metálica, un aislante (Dióxido de Silicio), y un material semiconductor. El potencial aplicado en la compuerta tiene el poder de influir en el canal que dejará pasar la corriente. Hay que notar que la compuerta no tiene contacto eléctrico con el canal, sino que está aislada, por lo que el dispositivo presenta alta impedancia de entrada.

GSV

DSSI

DI

pV 2

pVp.3,0 V

4DSSI

2DSSI



El MOSFET de tipo Decremental tiene la estructura que vemos en la figura. El canal viene construido con el dispositivo, y la función que realiza el potencial de la compuerta es disminuir su tamaño. El sustrato se conecta al terminal de la fuente (el de menor potencial), para disminuir las corrientes de pérdida a su valor mínimo posible.

Boylestad Pág.: 263 Funcionamiento: Cuando aplicamos una tensión entre drenaje y fuente, la corriente pasa por la región n de la fuente, sigue por el canal, donde hay portadores que permiten la conducción, llega a la zona n del drenaje y sale por ese terminal. Cuando polarizamos más negativa la compuerta que la fuente, los electrones en el canal son repelidos por el potencial negativo, y se recombinan con los huecos del sustrato p, que son atraídos por el mismo potencial. Esa recombinación implica una disminución en la cantidad de portadores en el canal, y por lo tanto, una disminución de la corriente que circulará por el mismo. Existe también, al igual que en el JFET, una “tensión de estrangulamiento del canal” ( pV ), a la

cual el canal habrá desaparecido, y la corriente que circulará entre drenaje y fuente será nula. Vemos que en principio, el funcionamiento básico es similar al JFET, y entonces para éste dispositivo utilizaremos la misma ecuación que para aquél, obteniendo el mismo comportamiento, pero con una pequeña diferencia: si colocamos un potencial positivo respecto a la fuente en la compuerta, el canal “aumentará de tamaño”, porque serán atraídos por este potencial electrones del sustrato (minoritarios), y aumentará la corriente de drenaje. Entramos entonces en una zona “incremental” del transistor, logrando que la curva de transferencia se extienda hacia potenciales positivos. Utilizaremos ésta propiedad, siempre teniendo cuidado de no exceder la corriente máxima soportada por el dispositivo.



Curvas características y ecuación de Shockley: La ecuación que utilizaremos para la transferencia será la ecuación de Shockley, en la que podremos aplicar los potenciales positivos en la base, obteniendo los resultados correctos si tenemos cuidado con los signos.

2

p

1.

−=

V

VII GS

DSSD



En la siguiente figura vemos cómo se relaciona la gráfica de curvas características con la de transferencia:


MOSFET Incremental (o de canal inducido): Construcción:

El MOSFET de tipo Incremental tiene la estructura que vemos en la figura. No existe un canal fabricado con el dispositivo por el cual circule la corriente. La función de la compuerta es inducir ese canal e incrementar su tamaño. El sustrato se conecta al terminal de la fuente (el de menor potencial), para disminuir las corrientes de pérdida a su valor mínimo posible.

Boylestad Pág.: 269 Funcionamiento: Se establecen potenciales DSV y GSV ambos

positivos. El potencial positivo en la compuerta repele a los huecos del sustrato, y atrae a los electrones (minoritarios), que inducirán un canal. A medida que GSV

aumenta a valores más positivos, aumenta el tamaño del canal, porque se atraen más portadores negativos. Existirá un nivel de GSV que ocasione un

primer nivel significativo de corriente de drenaje, al que llamaremos “voltaje de umbral” TV (o ( )ThGSV ). A partir de éste

nivel se considera que el dispositivo hace conducir corriente entre el drenaje y la fuente.



Si aumentamos el valor de la tensión DSV , para un

valor fijo de GSV , llegará un momento en que la

corriente alcanzará un nivel de saturación, por el estrechamiento del canal, de la misma manera que ocurría en el JFET. Ésta situación se muestra en la figura. A partir de ese voltaje, la corriente se mantiene constante. Para mayores niveles de GSV , mayor será el nivel

que alcance satDSV . Éstos parámetros están

relacionados por la siguiente ecuación:

TGSDS VVV −=sat



Curvas características y ecuación de Shockley: Para los niveles de TGS VV > , la corriente de drenaje está relacionada con el voltaje compuerta-

fuente aplicado mediante la siguiente relación no lineal:

( )2. TGSD VVkI −=

El término k es una constante que depende del dispositivo. Ésta se determina con dos valores conocidos: ( )onDI e ( )onGSV , que vienen en las hojas de especificaciones. Una vez que se conoce

el valor de k , pueden obtenerse varios puntos, por tabla de valores, para graficar la curva de transferencia. Las curvas características tendrán la siguiente forma:




MOS especiales: VMOS:

Una de las desventajas del MOSFET típico son los bajos niveles de potencia en comparación con los BJT. Es posible mejorar ésta característica mediante un cambio en su forma de construcción de una naturaleza planar a otra con una estructura vertical. Éste es el llamado VMOS (Vertical MOS). El término vertical se debe básicamente al hecho de que el canal se encuentra ahora formado en la dirección vertical, en vez de la dirección horizontal.

La longitud del canal estará ahora definida por la altura vertical de la región p, que puede hacerse significativamente menor que la de un canal de construcción planar. Al tener menos longitud, tiene menos resistencia y disipa menos potencia. Además, contribuye a éste efecto el hecho de que el área de contacto entre el canal y la región n+ se incrementa de forma importante debido a las características constructivas. Otras ventajas son: que los VMOS tienen un coeficiente positivo de temperatura que luchará en contra de la posibilidad de una avalancha térmica, y que los niveles de almacenamiento de carga son reducidos, por lo que tiene tiempos de conmutación más rápidos.

Boylestad Pág.: 277 CMOS: Es posible tener un circuito lógico muy efectivo al construir un MOSFET de canal-p y de canal-n sobre el mismo sustrato, como muestra la siguiente figura:



A ésta configuración se la conoce como arreglo complementario de MOSFET, o CMOS. Tiene muchas ventajas para los circuitos digitales: alta impedancia de entrada, rápidas velocidades de conmutación y bajos niveles de potencia de operación. El arreglo más sencillo es el inversor que muestra la siguiente figura:

Si V5=iV , entonces iGS VV =1

y 1Q

estará “encendido” (baja resistencia) y dejará pasar el estado 0 de la masa del circuito; V0

2=GSV y 2Q estará

“apagado” (alta resistencia). La salida mostrará V0≅oV .

Si V0=iV , entonces V01

=GSV y

1Q estará “apagado” (alta resistencia);

iGS VV −=2

y 2Q estará “encendido”

(baja resistencia) y dejará pasar el estado 1 de la SSV del circuito. La

salida mostrará V5≅oV .

Debido a que la corriente de drenaje que fluye en cada caso estará limitada por el transistor “apagado” al valor de fuga, la potencia que disipa el dispositivo en cada estado es muy baja.

Boylestad Pág.: 278 MOS de doble compuerta: Los MOSFET de doble compuerta están construidos de esa manera para obtener dos “variables de control”, es decir, por una compuerta controlo el canal y por la otra puedo introducir una señal, por ejemplo.

Manual de Transistores RCA MOS de potencia: Los MOSFET de potencia son circuitos integrados con arreglos de MOSFET comunes en paralelo, para aumentar su capacidad de manejar corriente y, por ende, potencia. Al configurarlos en paralelo, tenemos varios canales por donde hacer pasar corriente, y por ende podemos manejar más potencia. Observar que en el caso de los MOSFET la configuración en paralelo es útil, no así en los BJT.

Análisis en Corriente Continua Polarización del JFET: Para polarizar nuestros dispositivos, tendremos en cuenta que, por motivos dinámicos, GR no puede ser

cero, tampoco infinita, porque sino no estaría polarizado el dispositivo. Concluimos que debe ser alta, para que la señal no se me desvíe a masa a través de ese “cortocircuito”. Los cálculos de las polarizaciones para FET se basan en la ecuación de Shockley (excepto el MOSFET incremental), que es cuadrática, y por lo tanto un sistema de ecuaciones que la contenga será difícil de resolver. Por eso nos basamos en métodos gráficos. Trazamos la curva de transferencia del FET, luego trazamos la recta de polarización (basada en las características del circuito), y el punto de intersección será nuestro punto Q , que determinará

QDI y QGSV .

Hay varias consideraciones que debemos tener en cuenta como una aproximación muy buena al analizar en dc los FET:

SD II = y 0=GI , y por lo tanto 0=GRV



Polarización fija:

Para éste tipo de polarización, colocamos un resistor en el drenaje para controlar DI , y una tensión GGV

inversa con una resistencia GR entre

la compuerta y la masa. Conectamos también a masa la fuente del JFET. Obtenemos una polarización cuyo

GSV dependerá solamente de GGV .

Las ecuaciones de ambas mallas son:

+=

=−

DSDDDD

GSGG

VRIV

VV

.

De la malla de entrada sacamos la recta de polarización del circuito:

GGGS VV −=

que es la ecuación de una recta vertical en el punto cuyo valor es el de la tensión de la fuente colocada en la compuerta, con lo que nos queda la configuración de la figura.


Autopolarización:

Para éste tipo de polarización, colocamos un resistor en el drenaje, otro en la fuente, y otro entre la compuerta y masa. Vemos que la fuente es más positiva que la compuerta, que está a 0V, con lo que obtenemos la polarización deseada. Las ecuaciones de ambas mallas son:

( )

++=

−=

DSSDDDD

SDGS

VRRIV

RIV

.

.




S

GSD R

VI −=

que es la ecuación de una recta con pendiente de valor SR/1− , con lo que nos queda la

configuración de la figura.


Polarización por Divisor de Tensión:

Para éste tipo de polarización, colocamos un resistor en el drenaje, otro en la fuente, y un divisor de tensión que fije el valor de GV .

Deberemos tratar de que 2R tenga un valor tal que la tensión en la compuerta sea menor que la tensión en la fuente del JFET. Las ecuaciones de ambas mallas son:

( )

++=

+==+

DSSDDDD

SDGSGDD

VRRIV

RIVVRR

RV

.

..

21

2


S

GS

S

GD R

V

R

VI −=

que es la ecuación de una recta con pendiente de valor SR/1− , y

ordenada al origen SG RV / , que

corta al eje de GSV en el valor

GV , con lo que nos queda la

configuración de la figura. Boylestad Pág.: 301

Polarización del MOSFET Decremental: El análisis y las polarizaciones para el MOSFET de tipo Decremental son exactamente iguales que para el JFET, debido a que la ecuación de transferencia es la misma. La única diferencia, es que la curva para el DECMOS puede extenderse a valores positivos de GSV , por lo que el punto de trabajo puede ubicarse en

una corriente mayor y un voltaje menor, sin distorsionar la señal de alterna. Boylestad Pág.: 307



Polarización del MOSFET Incremental: Polarización fija:

Para éste tipo de polarización, colocamos un resistor en el drenaje para controlar DI , y una tensión GGV

positiva con una resistencia GR entre

la compuerta y la masa. Conectamos también a masa la fuente del JFET. Obtenemos una polarización cuyo

GSV dependerá solamente de GGV .


+=

=

DSDDDD

GSGG

VRIV

VV

.


GGGS VV =

que es la ecuación de una recta vertical en el punto cuyo valor es el de la tensión de la fuente colocada en la compuerta. Polarización por realimentación:

Para éste tipo de polarización, colocamos un resistor en el drenaje y otro entre el drenaje y la compuerta, de tal manera de lograr DSGS VV = .


+=

−=

DSDDDD

DDDDGS

VRIV

RIVV

.

.


D

GS

D

DDD R

V

R

VI −=

que es la ecuación de una recta con pendiente de valor DR/1− y ordenada

al origen DGS RV / que corta al eje GSV

en el valor DDV , con lo que nos queda la configuración de la figura.




Polarización por Divisor de Tensión:

Para éste tipo de polarización, colocamos un resistor en el drenaje, otro en la fuente, y un divisor de tensión que fije el valor de GV . Deberemos tratar de que 2R tenga un valor tal que la

tensión en la compuerta sea mayor que la tensión en la fuente del JFET, a la vez que esa diferencia GSV sea mayor que ( )ThGSV .


( )

++=

+==+

DSSDDDD

SDGSGDD

VRRIV

RIVVRR

RV

.

..

21

2


S

GS

S

GD R

V

R

VI −=

que es la ecuación de una recta con pendiente de valor SR/1− , y ordenada

al origen SG RV / , que corta al eje de

GSV en el valor GV , con lo que nos

queda la configuración de la figura.

Boylestad Pág.: 315 FET de canal p: Para el análisis de los FET de canal-p, se invierten los sentidos de las corrientes, se reflejan las curvas de transferencia respecto al eje vertical, y por lo tanto se reflejarán las curvas de polarización también. Además los circuitos se alimentan con una tensión negativa. Las notaciones de tensiones continúan iguales, pero ahora las polaridades serán inversas.

Boylestad Pág.: 325 Curva universal de polarización: Para facilitar los cálculos, se ha creado una curva universal de polarización para el FET, donde los ejes están normalizados. La curva se muestra en la figura. Los ejes de la derecha corresponden a parámetros definidos como:

SDSS RI

Vm

.

p= y

pV

VmM G=

Donde para la m se utiliza en configuraciones sin divisor de voltaje, y la M se utiliza cuando por división de tensión tenemos un GV . Para el primer caso, obtenemos el valor de m y trazamos una recta desde el

origen que pase por ese punto en ese eje, y la interceptamos con la curva. Ese será el punto Q, y lo que queda ahora es “desnormalizar” el valor.



Para el caso de tener un GV , obtenemos el valor de m. Luego, con él, obtenemos el valor de M. Ubicamos

en el eje M ese valor y tenemos un punto (a), trazamos una recta horizontal hasta el eje m, y ahora desde ahí subimos el valor de m, obteniendo un punto (b). Trazamos una recta entre (a) y (b) y la extendemos hacia la curva. Ese punto será Q y sólo nos resta “desnormalizar” los valores encontrados.


MOSFET en conmutación y retardos: Los retardos en la conmutación del MOSFET se deben principalmente a los “capacitores” que se presentan en el dispositivo, fundamentalmente entre el terminal de compuerta y el canal. Esto provoca que, al llevar el dispositivo de “apagado” a “encendido”, deba cargarse este capacitor, retardando la respuesta, y para el caso contrario (del “encendido” al “apagado”), deba descargarse, produciendo el mismo efecto.

Guinzburg Sección 10

Análisis en Corriente Alterna Modelo a pequeña señal del FET: Nos basaremos en el análisis de Cuadripolos:

De aquí podemos sacar cuatro parámetros importantes a la hora de analizar el amplificador:

iI

iV

oI

oV +

-

+

- Amplificador



i

ii I

VZ = Impedancia de Entrada

o

oo I

VZ = Impedancia de Salida

i

ov V

VA = Ganancia de Tensión

La ganancia de corriente no es importante, porque la corriente de entrada en los FET es nula.

Para aplicar los modelos, es necesario prescindir de los valores de polarización, suponiendo que ya han sido calculados correctamente. Al analizar la señal en el FET, debemos reemplazar los elementos que podamos para simplificar el circuito: los capacitares de acople y de fuente, serán cortocircuitos para la señal (porque suponemos que están bien calculados y tienen reactancias insignificantes), las fuentes de tensión continua también, y por último, al FET lo reemplazamos por su modelo equivalente. Realizando un análisis de cuadripolos, podemos calcular los parámetros admitancia, que serán de gran ayuda en nuestro análisis. Para ello hacemos:

( )( )

=

=

oio

oii

VVfI

VVfI

,

,

como iI es nula, sólo utilizamos la segunda ecuación, y al aplicarla al FET, obtenemos:

( )DSGSD VVfI ,=

Si ahora obtenemos la diferencial, vemos que:

GSdGSmDSDS

DGS

GS

DD dVgdVgdV

V

IdV

V

IdI .... +=

∂

∂+

∂

∂=

Donde los parámetros importantes serán:

GS

Dm V

Ig

∂

∂= (Transconductancia)

dd g

r1

= (Resistencia dinámica de drenaje)

Algunas hojas de datos proporcionan el valor de mg como fsy , y el valor de dr/1 como osy .

Para pequeña señal, podemos aproximar los diferenciales con señales y obtenemos el siguiente sistema, que nos define el modelo:

=

+=

0

.1

.

g

dsd

gsmd

I

Vr

VgI



Y si aplicamos conversión de fuentes, y agrupamos términos de la siguiente manera: dm rg .=µ ,

obtenemos un modelo más práctico para los análisis:

Expresiones para JFET y MOSFET Decremental: Derivando la ecuación de Shockley obtenemos la expresión de la transconductancia:

−=

pp

1..2

V

V

V

Ig GSDSS

m

Y algunas otras formas de expresarla pueden ser:

DSS

Dm

GSm

GSDSS

GS

Dm I

Ig

V

Vg

V

V

V

I

V

Ig .1.1.

.20

p0

pp

=

−=

−=

∂

∂=

Expresiones para MOSFET Incremental: Derivando la ecuación de transferencia de los MOSFET Incrementales, obtenemos la expresión de la transconductancia:

( )TGSm VVkg −= ..2

Variación de la transconductancia con el voltaje compuerta-fuente:

Como existe variación lineal de mg respecto a GSV , habrá

distorsión al introducir una señal de entrada: en uno de los picos habrá una transconductancia mayor y en el otro menor.

Pasos a seguir: Los pasos a seguir para aplicar el modelo dinámico del FET, serán los siguientes:

GSV

0mg mg

pV



1. Evaluar QGSV en la polarización

2. Calcular mg

3. Aplicar el modelo del FET, dibujando primero el circuito equivalente, y desde ahí “hacia fuera” realizar el análisis.


ETAPAS AMPLIFICADORAS EN LAS DISTINTAS CONFIGURACIONES Para los cálculos de los parámetros importantes, utilizo los mismos métodos que para los BJT. Fuente común:

Polarización Fija del JFET y MOSFET Decremental:

Gi RZ = dDo rRZ //= dD

Dv rR

RA

+−=

.µ

Do RZ ≅Dd Rr .10≥ Dmv RgA .−≅

Dd Rr .10≥


Autopolarización del JFET y MOSFET Decremental: Sin desvío:

Observar que Sdisggs RIVVVV .−=−=



Gi RZ = ( ) Sdo RrZ .1 µ++=′

Doo RZZ //′= ( ) SDd

Dv RRr

RA

.1

.

µ

µ

+++−=

Do RZ ≅Dd Rr .10≥

Sd

Dv Rr

RA

.

.

µ

µ

+−≅

Dd Rr .10≥


Con desvío: Análisis idéntico a la polarización fija.

Boylestad Pág.: 472 Polarización por divisor de tensión del JFET y MOSFET Decremental:

21// GGi RRRZ =′= Ddo RrZ //=

Dd

Dv Rr

RA

+−=

.µ

Do RZ ≅Dd Rr .10≥ Dmv RgA .−≅

Dd Rr .10≥


Polarización Fija del MOSFET Incremental:

Análisis idéntico a la polarización fija del JFET y MOSFET Decremental. Polarización por retroalimentación del MOSFET Incremental:

( ) Dd

DdDGdGi Rr

RrRRrRZ

.1

...

µ++

++= GdDo RrRZ ////=

( )

DdDGdG

DdGv RrRRrR

RrRA

...

..

++

−−=

µ

Do RZ ≅ Dmv RgA .−≅ /*Estudiar todas las deducciones*/




Polarización por divisor de tensión del MOSFET Incremental: Análisis idéntico a la polarización por divisor de tensión del JFET y MOSFET Decremental.

Boylestad Pág.: 493 Compuerta Común:

Polarización general del JFET y MOSFET Decremental:

( )

µ+

+=′

1Dd

i

RrZ

Sii RZZ //′= dDo rRZ //=

( )

Dd

Dv Rr

RA

+

+=

µ1

Do RZ ≅Dd Rr .10≥ Dmv RgA .≅

Dd Rr .10≥


Drenaje Común: Configuración Fuente-Seguidor:

Gi RZ = Sdm

o Rrg

Z ////1

= ( ) Sd

Sv Rr

RA

µ

µ

++=

1

.


Análisis comparativo: En la siguiente tabla, aparece una comparación entre las distintas configuraciones del FET y sus parámetros importantes. Éste análisis nos facilita información para poder decidir qué configuración usar a la hora de construir un amplificador.

Parámetro Fuente Común Compuerta Común Drenaje Común

vA MEDIA MEDIA BAJA (<1)

iZ ALTA BAJA ALTA

oZ MEDIA MEDIA BAJA Boylestad Pág.: 498



UNIDAD VII: DISPOSITIVOS MULTIJUNTURAS

Tiristores Tiristores: Los tiristores son una familia de dispositivos semiconductores multicapa pnpn utilizados para la conmutación. Generalmente se conoce como tiristor al SCR. SCR: Rectificador Controlado de Silicio:

Para construir éstos dispositivos se eligió el silicio debido a sus capacidades de alta temperatura y potencia. Se fabrican estableciendo cuatro capas en el semiconductor: pnpn. Se diferencia del diodo común por tener una tercera terminal denominada compuerta, que determina el momento en el que el rectificador cambia de estado de circuito abierto al de circuito cerrado.

Si se busca establecer una conducción directa, el ánodo debe ser positivo respecto al cátodo. Sin embargo, ésta no es una condición suficiente para encender el dispositivo. Existen tres maneras de disparar un SCR: • Aplicar un pulso de corriente en la compuerta, de tal manera que la

curva se asemeje a las características del diodo común y entre en conducción.

• Elevar la temperatura. • Elevar la tensión aplicada entre ánodo y cátodo hasta el valor de

transición conductiva.

CURVA CARACTERÍSTICA



Podemos facilitar la comprensión de su funcionamiento mediante su interpretación como el acople de dos transistores: uno pnp, y el otro npn. Veremos así, que sin tensión en la compuerta, la corriente de base del 2Q , es

la COI del 1Q . Cuando aplicamos una tensión suficiente como para que la

COI del 1Q sea importante, la BI del 2Q será suficiente como para

encenderlo, y por lo tanto, habrá corriente de base en 1Q y estará encendido, dejando pasar la corriente de ánodo a cátodo. Ésta operación representa la tercer manera mencionada anteriormente para encender el SCR.

Cando aplicamos un pulso de corriente en la compuerta de la magnitud suficiente como para encender a 2Q , esto generará una corriente de

colector en él, que será la BI de 1Q . Al encenderse éste último, hace

pasar la corriente desde el ánodo, y ésta llega a la base de 2Q , lo que produce un efecto regenerativo que provoca que, por más que yo quite la tensión en la compuerta, el dispositivo siga encendido. La fórmula para calcular la corriente de ánodo, mediante las características de los transistores que componen al dispositivo es:

( )21

21

1 αα +−

+= COCO

A

III


La única forma de apagar el SCR es interrumpiendo la corriente entre ánodo y cátodo, para que disminuya a un valor menor que la corriente de sostenimiento. Esto se puede hacer mediante un simple interruptor, o mediante una técnica llamada conmutación forzada, que se ve en la figura. A través del circuito de encendido, ponemos a funcionar el SCR. Para apagarlo, basta con introducir un pulso de corriente en la base del transistor, para ponerlo en estado de encendido, lo cual hará que la corriente del ánodo se derive al transistor, en vez de entrar al SCR. Esa disminución de corriente hace que el tiristor se apague. En la práctica esto es imposible de implementar, porque el transistor que soporte tensiones del orden de la tensión de bloqueo del tiristor no existe o es muy costoso. Lo usual es que, utilizando al SCR como rectificador, se apague solo con el hemiciclo negativo de la señal.

El dato que me proporciona el fabricante es la tensión de bloqueo, que es la máxima tensión que me asegura que el SCR no se dispara a compuerta abierta. Es distinta de la ( )FBRV , ya que la primera es una

tensión de trabajo, y la segunda un límite. Control de potencia: Al utilizar un SCR tenemos la desventaja de perder el hemiciclo negativo. Pero si pusiéramos 2 SCR en polaridades distintas, como la siguiente figura, podríamos aprovechar los dos hemiciclos. Existe un dispositivo que realiza ésta tarea, equivalente a esta configuración: El TRIAC.



Podemos realizar circuitos para el control de la potencia suministrada de una fuente a una carga, controlando el ángulo de conducción de la corriente con distintas configuraciones de la siguiente manera:

Configuración más sencilla:

Variando la resistencia R , variamos la corriente de compuerta

GI , con lo que controlamos el voltaje en el que el SCR comienza a

conducir. Con ello manejamos un ángulo de conducción sólo desde 90º a 180º, porque controlamos la tensión en la que arranca el SCR, desde 0V hasta el voltaje pico positivo de la señal.

Configuración de mayor control del ángulo de conducción: Variando la resistencia, variamos el retardo para que el capacitor llegue a la tensión necesaria para disparar el SCR, por lo tanto podemos variar de 0º a 180º el ángulo de conducción.


SCS: Interruptor Controlado de Silicio: A diferencia del SCR, el SCS (Interruptor Controlado de Silicio) tiene todas sus capas disponibles eléctricamente desde el exterior, de tal manera que presenta dos compuertas, como muestra la figura.

Las características del dispositivo son básicamente las mismas que las del SCR. El efecto de una corriente de compuerta de ánodo negativa es muy similar al demostrado para la corriente de compuerta (de cátodo) positiva en el SCR, mostrado al analizarlo como transistores acoplados. La diferencia es que la compuerta de ánodo puede utilizarse para “encender” o “apagar” el dispositivo. Para encenderlo, se aplica un pulso negativo en dicha terminal, mientras que para apagarlo se requerirá de un pulso positivo. Éste pulso positivo polarizará en inverso la unión base-emisor de 1Q , apagándolo, y dará por resultado el estado de circuito abierto del dispositivo. Existen diversas maneras de apagar el SCS mediante configuraciones de circuitos. Las tres más importantes son las que muestra la siguiente figura:



Para el tercer caso, se puede encender el dispositivo con un pulso positivo, y apagar con uno negativo. Esto dependerá del valor correcto de AR , el cual controlará la cantidad de retroalimentación regenerativa, donde la magnitud de ésta es crítica para éste tipo de operación. Las desventajas del SCS es que se encuentra limitado a niveles de baja potencia, corriente y voltaje.

Boylestad Pág.: 932 GTO: Interruptor Controlado en Compuerta: El GTO es un dispositivo similar constructivamente al SCR, pero tiene la ventaja de poder ser encendido o apagado con la aplicación de un pulso positivo y negativo respectivamente en la compuerta, sin necesidad de la circuitería requerida para el SCS. Una consecuencia de ésta capacidad de apagado es un incremento en la magnitud de la corriente de compuerta requerida para el disparo. Además, la corriente de apagado de un GTO es ligeramente mayor que la corriente requerida de disparo. Una segunda característica muy importante del GTO son sus características mejoradas de conmutación. El tiempo de encendido es similar al del SCR, pero el tiempo de apagado de prácticamente la misma duración es mucho menor que el tiempo de apagado típico de un SCR. Éste hecho permite la utilización de éste dispositivo en aplicaciones de alta velocidad. Las desventajas que presenta éste dispositivo, al igual que el SCS, es que sólo puede manejar potencias mucho menores que el SCR.


LASCR: SCR Activado por Luz: Se trata de un SCR cuyo estado lo controla la luz que incide sobre una capa semiconductora de silicio del dispositivo. También se proporciona una terminal de compuerta para permitir el disparo del dispositivo mediante métodos tradicionales del SCR.


Otros dispositivos multijunturas Diodo Shockley: El diodo Shockley es un diodo pnpn de cuatro capas con sólo dos terminales externas (sin compuerta). Las características del dispositivo son exactamente las mismas que las encontradas para el SCR con

0=GI . Como lo indican las características, el dispositivo se encuentra en el estado apagado hasta que

se alcanza el voltaje de transición conductiva , momento en el que se desarrollan lasa condiciones de avalancha y el dispositivo se enciende.




DIAC: El DIAC es básicamente una combinación paralela inversa de dos terminales, de capas de semiconductor que permiten el disparo en cualquier dirección. Las características del dispositivo claramente demuestran que existe un voltaje de transición conductiva en cualquier dirección, lo que permite su utilización en aplicaciones de ac. Podemos verlo sistemáticamente como un arreglo de dos diodos Shockley puestos en paralelo inverso.


TRIAC: El TRIAC es fundamentalmente un DIAC con una terminal de compuerta para controlar las condiciones de encendido bilateral del dispositivo en cualquier dirección. Es, como vimos anteriormente, una combinación paralela inversa de dos SCR. Sin embargo, las características del TRIAC son un tanto distintas a las del DIAC, en cuanto a que en éste último no existe corriente de sostenimiento, y en el TRIAC sí, en ambas direcciones.

Control de potencia:

Una aplicación fundamental del TRIAC es el control de potencia, aprovechando los dos hemiciclos de la señal. La explicación es la misma que para el disparo y control del ángulo de conducción del SCR, duplicado para cada hemiciclo. En éste caso utilizamos un DIAC con el que, controlando su disparo, controlamos el disparo del TRIAC, y por lo tanto, el ángulo de conducción entre 0º y 180º de cada hemiciclo de la tensión.




UJT: Transistor Monounión: El UJT se compone de una barra de silicio tipo n ligeramente dopada, que tiene dos contactos de base adheridos a ambos extremos de la superficie, y una varilla de aluminio en aleación con la superficie opuesta. La unión p-n del dispositivo se forma en la frontera de la varilla de aluminio y la barra de silicio tipo n. La aleación se encuentra en un punto más cercano al contacto de 2B que de 1B y que 2B se

polariza más positivo que 1B .

Vemos que el símbolo del UJT es similar al del JFET, pero con su flecha inclinada. También vemos que las terminales superior e inferior se denominan Base y que la terminal de la varilla de aluminio se denomina Emisor. Si realizamos un circuito equivalente encontraremos que es como en la siguiente figura. Veremos que hay un diodo en el emisor, y dos resistencias: una fija y otra variable, entre la base 2 y la base 1. La resistencia que se ve entre base y base, con 0=EI es

21 BBBB RRR += .

Tenemos también una relación entre las resistencias, proporcionada por el fabricante, que es la separación intrínseca del dispositivo y que se define como:

021

1

=+

=

EIBB

B

RR

Rη

Si aplicamos una tensión en EV , veremos una

respuesta en EI , según las características que se muestran a continuación. Veremos que el potencial de disparo del emisor estará dado (circuitalmente y en forma idealizada) por la ecuación:

DBBp VVV += .η

Este dispositivo tiene una región de resistencia negativa que es suficientemente estable como para ser utilizada en la mayoría de las aplicaciones.


PUT: Transistor Monounión Programable: Aunque existe una similitud en el nombre, la construcción real y el modo de operación del transistor monounión programable son muy distintos del UJT. Aún así, las características y las aplicaciones de ambos son similares.



El PUT es un dispositivo pnpn con una compuerta conectada directamente a la capa intermedia de tipo n. El término programable se aplica porque ahora no dispongo de las resistencias internas en el dispositivo, sino que tengo que agregarlas para que funcione como un UJT, entonces puedo “programar” su funcionamiento. El arreglo de polarización para que se cumpla ésta función es el que se muestra en la figura.

En la figura siguiente vemos las características del dispositivo. Como se observa, existe un estado “apagado”, uno “encendido” y una región inestable, en la cual el dispositivo no puede permanecer. El potencial de disparo del dispositivo se encontrará dado por la misma ecuación que en el UJT, pero podemos acomodar las notaciones, y nos queda (para el silicio):

V7,0+= Gp VV

En otras palabras, controlando GV por medio de la tensión aplicada y de las resistencias (programando),

se puede controlar el nivel de disparo del PUT. Una vez que el dispositivo se encuentra encendido, la eliminación de GV no lo apagará, sino que hay que

bajar el nivel de AKV para reducir la corriente hasta el nivel de sostenimiento. Las desventajas de éste dispositivo son que maneja corrientes de pico y de valle menores que el UJT, y el voltaje mínimo de operación también es menor.


UNIDAD VIII: OPTOELECTRÓNICA

Física de la interacción materia-radiación electromagnética Absorción: Si tenemos un electrón en un determinado estado de energía, y hacemos incidir un fotón con energía

fhE f .= sobre él, lo haremos dar un salto de energía (siempre que ese salto no sea prohibido) hacia un

nivel superior. El salto de energía será igual a la energía del fotón, que será absorbido y el electrón quedará excitado.

Tremosa Pág.: 301 Emisión:

Emisión espontánea: Cuando un átomo está excitado y hay un nivel desocupado posible de energía inferior al nivel en el que se encuentra el electrón, éste cae a ese nivel espontáneamente, y emite un fotón con la misma energía que el salto de nivel que se produjo.

Tremosa Pág.: 301 Emisión estimulada: Si tenemos un átomo excitado, y antes de producirse la emisión espontánea incide en él un fotón con la misma energía de excitación del electrón, en lugar de producirse la absorción, se emite otro



fotón con la misma energía (frecuencia) y en fase con el que incidió en él, además del que venía. Es decir, aparecen dos fotones idénticos y en fase, y el átomo queda neutro. Hubo una amplificación de la luz por emisión estimulada.

Tremosa Pág.: 301

Bombeo: Para obtener muchas emisiones fotónicas, es necesario que la mayoría de los átomos estén excitados, para poder lograr amplificación por emisión estimulada. Ésta situación recibe el nombre de inversión de población. Para invertir una población es necesario algún medio de proporcionar energía al sistema. Éstos métodos se denominan bombeo.

Tremosa Pág.: 302 Semiconductores de Banda Directa: Los semiconductores de banda directa son los que poseen los extremos absolutos de la banda de conducción y de valencia situados en la misma coordenada de la cantidad de movimiento (impulso). Esto es, dándole significado al eje horizontal, los que tienen el mínimo impulso en la banda de conducción y el máximo impulso en la de valencia, ubicados en el mismo valor. Gráficamente:

Éstos semiconductores tienen la ventaja que, al producirse una emisión de energía, sólo se emite un fotón con la energía del salto, porque no hay cambio de impulso en juego. Como ejemplos de éstos materiales, se encuentran el Arseniuro de Galio (GaAs).

Tremosa Pág.: 302 y Transparencias de SIEMENS Pág.: 4 Semiconductores de Banda Indirecta: Los semiconductores de banda indirecta son los que poseen los extremos absolutos de la banda de conducción y de valencia situados en distinta coordenada de la cantidad de movimiento (impulso). Gráficamente:



Éstos semiconductores tienen la desventaja que, al producirse una emisión de energía, se emite un fotón con la energía del salto, y un fonón con el salto de impulso puesto en juego. Esto hace que sean poco eficientes a la hora de utilizarlos en optoelectrónica, pues la probabilidad de emisión se hace menor. Entre éstos se encuentran el Germanio y el Silicio.

Tremosa Pág.: 303 y Transparencias de SIEMENS Pág.: 4

Dispositivos Fotoemisores LED: Diodo Emisor de Luz: El diodo emisor de luz (LED) es un diodo que es capaz de emitir luz visible cuando se energiza. En cualquier unión p-n con polarización directa existe, dentro de la estructura y principalmente cerca de la unión, una recombinación de huecos y electrones. Ésta recombinación requiere que la energía poseída por el electrón libre sin enlace sea transferida hacia otro estado. En todas las uniones de semiconductores p-n cierta cantidad de ésta energía se desprenderá en forma de calor y otra en forma de fotones. Al proceso de emisión de luz mediante la aplicación de una fuente de energía eléctrica se le denomina electroluminiscencia. Observar en la figura que la recombinación de los portadores inyectados, debido a la unión con polarización directa, provoca una emisión de luz en lugar de la recombinación. Desde luego, puede existir cierta absorción de los paquetes de energía fotónica en la misma estructura, sin embargo, un alto porcentaje será capaz de escapar, como se señala en la figura.

Boylestad Pág.: 40 Diodo funcionando como LÁSER de inyección: Detalles constructivos: Con un diodo emisor de luz común (de material de banda directa), podemos hacer un láser de inyección, haciéndolo funcionar en un régimen pulsante. Para ello, la construcción debe tener 2 capas laterales opuestas lisas y las otras dos rugosas. Las contaminaciones deben ser similares a las del diodo túnel. Funcionamiento: En el primer diagrama de energía se muestra el equilibrio. Vemos que, por las contaminaciones, tenemos estados disponibles en la banda de valencia y electrones en la banda de conducción, debido a la ubicación del nivel de Fermi. Cuando le aplicamos una fuerte polarización directa (por medio de pulsos de muy corta duración, para no destruir el diodo), vemos que sucede lo que muestra la segunda figura.



Se enfrentan en la zona de transición una cantidad de electrones en la banda de conducción y de estados disponibles en la banda de valencia. Se ha producido la inversión de población. Entonces de ésta manera se produce la recombinación, con la correspondiente emisión fotónica. Los pulsos de tensión repondrán los electrones a la banda de conducción y se volverá a producir el mismo proceso. Luego se produce la emisión estimulada como lo muestran las siguientes figuras:

En (a) se emite un fotón espontáneamente. En (b) ese fotón produce una emisión estimulada en un electrón. Ese proceso se repite en (c) y (d). En (e) tres de esos electrones se refractan en la superficie lisa, y uno se refleja. Los electrones ya fueron repuestos por la polarización a la banda de conducción. En (f), (g) y (h) ese fotón reflejado vuelve a producir emisiones estimuladas. En (i) se vuelve a reflejar uno y refractar tres en la superficie, y comienza el proceso nuevamente.

La oscilación interna se mantiene y la luz se amplifica al recorrer la cavidad de un extremo a otro, y el bombeo de inyección mantiene la inversión de población de los estados y la luz refractada determina haces coherentes en el tiempo y el espacio. El haz es modulado por la cantidad de corriente de inyección.

Tremosa Pág.: 303 Diodo LÁSER: Detalles constructivos: Los diodos LÁSER están especialmente construidos para funcionar con una inversión de población constante en una polarización directa. Para ello se construyen con distintas capas de diversos semiconductores, como se muestra en la figura.

Funcionamiento:

Al construir el diodo de esa manera logramos que en la zona de transición, cuando polarizamos en directo, haya electrones en la banda de conducción y estados libres en la banda de valencia, que se recombinarán para emitir fotones. De la misma manera que la anteriormente mencionada, la luz se emitirá en forma coherente.

Transparencias SIEMENS Pág.: 23



Dispositivos Fotoconductores Celdas Fotoconductoras (LDR): Las celdas fotoconductoras son dispositivos semiconductores de dos terminales cuya resistencia varía de forma lineal con la intensidad de la luz incidente. A medida que la iluminación sobre el dispositivo se incrementa en intensidad, el estado de energía de un gran número de electrones en la estructura también se incrementará, como consecuencia de la absorción de fotones. El resultado es un número creciente de electrones relativamente libres en la estructura y una disminución en la resistencia.


Fotodiodos: Distintos materiales semiconductores tienen diversas respuestas a las distintas longitudes de onda de la luz incidente. La respuesta espectral relativa del Silicio, el Germanio y el Selenio se señala en la siguiente figura. Vemos también la respuesta de la visión estándar. Los mejores materiales para detectar luz visible son el Selenio y el Silicio. El Germanio es mejor para las longitudes de onda del infrarrojo.

El número de electrones libres generado en cada material es proporcional a la intensidad de la luz incidente. El Fotodiodo es un dispositivo semiconductor p-n cuya región de operación se limita a la región de polarización inversa. Recordemos que la corriente de saturación inversa se encuentra limitada a valores muy bajos. Esto se debe únicamente a los portadores minoritarios térmicamente generados en los materiales de tipo n y de tipo p. La aplicación de luz a la unión ocasionará una transferencia de energía de los fotones a los átomos, que desprenderán portadores minoritarios que aumentarán la corriente inversa. Esto se demuestra en las características del dispositivo, donde las curvas tienen más corriente inversa mientras más intensidad de luz hay en la juntura. La corriente de oscuridad es la corriente que se presenta sin iluminación.



El espaciamiento casi igual entre las curvas para el mismo incremento en el flujo luminoso revela que la corriente inversa y el flujo luminoso se encuentran relacionados prácticamente de forma lineal. El dispositivo presenta tiempos de conmutación bajos, lo que lo hace susceptible de ser usado para aplicaciones de alta velocidad. Cuando trabajamos en el tercer cuadrante de las características, estamos usando al dispositivo como Fotodiodo. Pero si lo hacemos trabajar en el cuarto cuadrante (colocándolo sólo con una resistencia de carga), tendremos una fuente de tensión, o sea una Celda Solar. Existen tres tipos principales de Fotodiodos, según su construcción:

1. Fotodiodo PN: Es el que vimos hasta ahora. La fotocorriente se compone principalmente de una corriente de difusión. Tienen velocidades relativamente bajas respecto a los otros, pero alta intensidad de oscuridad.

2. Fotodiodo PIN: Se construye con una amplia capa de material intrínseco entre las capas p y n, lo que produce que la mayor parte de la luz incida en esa “zona de transición”. La velocidad es más elevada que en el anterior.

3. Diodo READ: Funciona principalmente por amplificación por avalancha. Para ello, al diodo PIN se le agrega una pequeña capa n en conexión con la capa p, para que allí se produzcan portadores por ionización de avalancha. Trabajan a altas velocidades.

Boylestad Pág.: 902 y Transparencias SIEMENS Pág.: 5, 7 Fototransistores: El Fototransistor posee una unión p-n colector-base fotosensible. La corriente inducida por los efectos fotoeléctricos será la corriente de base del transistor. La ecuación que relaciona los parámetros de control será:

λ.IhI feC ≅

donde

λI es la corriente de base fotoinducida.

La mayoría de los dispositivos se fabrican con una terminal de acceso a la base del transistor, para permitir el control mediante los dos parámetros: luz y corriente. Las curvas son similares a las de un transistor común, sólo que el parámetro de control será en éste caso la Densidad de Flujo luminoso.

Boylestad Pág.: 950 y Transparencias SIEMENS Pág.: 9



Otros dispositivos optoelectrónicos Optoacoplador: Detalles constructivos: El optoacoplador simplemente se trata de un encapsulado que contiene un LED infrarrojo y un fotodetector, que puede ser un fotodiodo, un fototransistor, un foto Darlington o un foto SCR. La respuesta de longitud de onda de cada dispositivo se adapta para ser lo más similar posible para permitir el mayor nivel de acoplamiento posible. Los tiempos de respuesta de éstos dispositivos son bajos, por lo que pueden usarse en velocidades altas.

Boylestad Pág.: 952 LCD: Las pantallas de cristal líquido (LCD) presentan la ventaja distintiva de contar con un requerimiento de potencia menor que el LED. Sin embargo la pantalla requiere una fuente de luz interna o externa, y tiene un tiempo de vida menor, debido a la degradación química del cristal líquido. Existen dos tipos de LCD: de dispersión dinámica y de efecto de campo.

LCD de dispersión dinámica: Se basa en un cristal líquido nemático. El funcionamiento se explica en las siguientes figuras:

Cuando no hay tensión en el material conductivo transparente, la luz pasa por el cristal líquido sin recibir interferencia. Esa sección se verá transparente, igual que todo el resto de la pantalla.

Cuando se aplica tensión al material conductivo, las moléculas del cristal se desordenan, dispersando la luz incidente, y esa zona se verá oscura, mientras que el resto de la pantalla quedará transparente.

Si se aplica un material reflectivo en la parte de abajo del dispositivo, funcionará, en modo Reflectivo, y sino, generando la luz desde abajo o desde los costados, en modo Transmisivo. LCD de efecto de campo: Éste tipo de LCD lleva un polarizador de luz agregado. El funcionamiento se explica en las imágenes que siguen:



LCD Transmisivo: Cuando no hay tensión, la componente vertical que entra por la derecha, se va orientando en el cristal horizontalmente, y llega al otro extremo así. El filtro vertical no la deja pasar y se ve una región oscura. Cuando se polariza el material conductivo, las moléculas se orientan verticalmente a la izquierda, y la luz pasa.

LCD Reflectivo: Cuando no hay tensión, la componente vertical de la luz pasa, se orienta horizontalmente, vuelve recobrando su forma vertical y sale de nuevo, mostrando transparente la pantalla. Cuando se polariza el material conductivo, la luz llega vertical al lado izquierdo y atraviesa el polarizador, mostrando oscuro ese sector.


Dispositivos Electrónicos para Ingeniería Electrónica - Resumen

Engineering

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