Desarrollo de un ondulador a partir de un convertidor...

Desarrollo de un ondulador a partir de un convertidor

boost cuadrático con lazo de salida lento y controlado

mediante un dsPIC30F2020

TITULACION: Enginyeria Tècnica Industrial en Electrònica Industrial

AUTOR: Saiou Wu Fu

DIRECTOR: Hugo Valderrama Blavi

CODIRECTOR: Josep M. Bosque

FECHA: Septiembre / 2013

2

Me gustaría dedicar este proyecto a mi familia y

especialmente a mi hermana Saiya por todo su apoyo.

Agradecer a todo el Grupo de Automática y Electrónica Industrial,

sobre todo a Josep Maria Bosque y Hugo Valderrama por toda su ayuda.

ÍNDICE GENERAL

3

ÍNDICE GENERAL

1 MEMORIA DESCRIPTIVA ................................................................................. 8

1.1 Introducción general .................................................................................... 8

1.2 Titular ........................................................................................................... 8

1.3 Objetivo del proyecto ................................................................................... 8

1.4 Fundamentos teóricos .................................................................................. 9

1.4.1 Convertidor elevador ................................................................................ 9

1.4.1.1 Convertidor boost .............................................................................. 9

1.4.1.2 Conexión en cascada ....................................................................... 11

1.4.1.3 Análisis del convertidor ................................................................... 11

1.4.2 Control del convertidor .......................................................................... 14

1.4.2.1 Superficie de deslizamiento ............................................................. 14

1.4.2.2 Condición de invariancia y control equivalente .............................. 15

1.4.2.3 Condición de transversalidad .......................................................... 16

1.4.2.4 Dinámica Ideal y Estabilidad del Punto de Equilibrio .................... 16

1.4.3 Inversor................................................................................................... 17

1.4.3.1 Funcionamiento del puente.............................................................. 17

1.4.3.2 Blanking time .................................................................................. 18

1.4.3.3 Carga inductiva ................................................................................ 18

1.4.3.4 Filtro de salida ................................................................................. 19

1.4.4 Control del inversor ................................................................................ 20

1.4.4.1 Modulación por Ancho de Pulso (PWM) ........................................ 20

1.4.4.2 Control PWM unipolar .................................................................... 21

1.4.4.3 Feedforward ..................................................................................... 23

2 MEMORIA DE CÁLCULO ................................................................................ 25

2.1 Boost cuadrático ......................................................................................... 25

2.1.1 Bobinas ................................................................................................... 25

2.1.1.1 Bobina 1........................................................................................... 26

2.1.1.2 Bobina 2........................................................................................... 26

2.1.2 Condensadores ....................................................................................... 27

2.1.2.1 Condensador 1 ................................................................................. 27

2.1.2.2 Condensador 2 ................................................................................. 28

2.1.2.3 Condensador de entrada .................................................................. 28

2.1.3 Transistores ............................................................................................ 28

2.1.3.1 MOSFET 1 ....................................................................................... 29

2.1.3.2 MOSFET 2 ...................................................................................... 30

2.1.4 Diodos .................................................................................................... 30

ÍNDICE GENERAL

4

2.1.4.1 Diodo 1 ............................................................................................ 31

2.1.4.2 Diodo 2 ............................................................................................ 31

2.1.5 Disipador ................................................................................................ 32

2.1.6 Sensado de corriente............................................................................... 32

2.1.7 Sensado de tensión ................................................................................. 33

2.1.8 Drivers .................................................................................................... 34

2.1.9 Análisis del boost cuadrático.................................................................. 35

2.1.9.1 Topología ON .................................................................................. 35

2.1.9.2 Topología OFF ................................................................................ 36

2.1.9.3 Modelo promediado......................................................................... 37

2.1.9.4 Modelo promediado en pequeña señal ............................................ 37

2.1.9.5 Transformada de Laplace ................................................................ 39

2.1.9.6 Funciones de transferencia .............................................................. 39

2.1.9.7 Estudio de la estabilidad .................................................................. 40

2.2 Control en modo deslizante para el convertidor ........................................ 41

2.2.1 Estudio del control deslizante ................................................................ 41

2.2.1.1 Elección de una superficie ............................................................... 41

2.2.1.2 Obtención del modelo bilineal......................................................... 42

2.2.1.3 Existencia de deslizamiento ............................................................ 42

2.2.1.4 Obtención del control equivalente ................................................... 43

2.2.1.5 Dinámica de deslizamiento ideal ..................................................... 43

2.2.1.6 Variables en el punto de equilibrio .................................................. 43

2.2.1.7 Linealización de las ecuaciones....................................................... 44

2.2.1.8 Transformada de Laplace ................................................................ 45

2.2.1.9 Funciones de transferencia .............................................................. 45

2.2.1.10 Estabilidad ..................................................................................... 47

2.2.1.11 Discretización del control PI ......................................................... 47

2.2.2 Programación del control mediante el dsPIC30F2020 ........................... 48

2.2.2.1 Convertidor Analógico/Digital ........................................................ 48

2.2.2.2 Comparadores analógicos ................................................................ 51

2.2.2.3 Módulo PWM .................................................................................. 51

2.3 Puente inversor completo ........................................................................... 53

2.3.1 Transistores ............................................................................................ 53

2.3.2 Drivers .................................................................................................... 53

2.3.3 Filtro de salida ........................................................................................ 54

2.4 Control del puente inversor ........................................................................ 55

2.4.1 Programación del PWM senoidal ........................................................... 55

ÍNDICE GENERAL

5

2.4.1.1 Inicialización de los valores ............................................................ 55

2.4.1.2 Lógica de funcionamiento ............................................................... 57

2.4.2 Control feedforward ............................................................................... 57

2.4.3 Protecciones ........................................................................................... 58

3 SIMULACIONES ............................................................................................... 60

3.1 Boost cuadrático en control deslizante ....................................................... 60

3.2 Boost cuadrático con puente inversor ........................................................ 62

4 RESULTADOS EXPERIMENTALES ............................................................... 66

4.1 Boost cuadrático sin inversor ..................................................................... 66

4.1.1 Variaciones de carga .............................................................................. 66

4.1.2 Variaciones de línea ............................................................................... 68

4.1.3 Señales de entrada y salida ..................................................................... 69

4.1.3.1 Transitorio inicial ............................................................................ 70

4.1.3.2 Rizados ............................................................................................ 71

4.1.4 Tensiones en condensadores y corrientes de bobinas ............................ 72


4.1.4.2 Rizados ............................................................................................ 72

4.2 Boost cuadrático con puente inversor ........................................................ 73

4.2.1 Señales de salida..................................................................................... 73


4.2.1.2 Rizados ............................................................................................ 74

4.2.2 Pruebas de carga ..................................................................................... 76

4.2.2.1 Arranque sin carga ........................................................................... 76

4.2.2.2 Desconexión de la carga .................................................................. 77

4.3 Curvas de rendimiento ............................................................................... 78

4.3.1 Curvas de rendimiento regulando la entrada .......................................... 78

4.3.2 Curvas de rendimiento regulando la salida ............................................ 80

5 CONCLUSIONES ............................................................................................... 83

6 PLANOS .............................................................................................................. 84

7 PRESUPUESTO ................................................................................................ 106

7.1 Mediciones ............................................................................................... 106

7.2 Precios unitarios ....................................................................................... 117

7.3 Presupuesto .............................................................................................. 119

7.4 Resumen presupuesto............................................................................... 130

8 PLIEGO DE CONDICIONES........................................................................... 132

8.1 Condiciones administrativas .................................................................... 132

8.1.1 Condiciones generales .......................................................................... 132

ÍNDICE GENERAL

6

8.1.2 Normas, permisos y certificaciones ..................................................... 132

8.1.3 Descripción general del montaje .......................................................... 132

8.2 Condiciones económicas .......................................................................... 133

8.2.1 Precios .................................................................................................. 133

8.2.2 Responsabilidades ................................................................................ 133

8.3 Condiciones facultativas .......................................................................... 133

8.3.1 Personal ................................................................................................ 133

8.3.2 Reconocimientos y ensayos previos ..................................................... 134

8.3.3 Materiales ............................................................................................. 134

8.3.3.1 - Conductores eléctricos ................................................................ 134

8.3.3.2 – Resistencias ................................................................................ 134

8.3.3.3 – Condensadores ............................................................................ 135

8.3.3.4 – Inductores ................................................................................... 135

8.3.3.5 – Circuitos integrados y semiconductores ..................................... 136

8.3.3.6 – Zócalos ....................................................................................... 136

8.3.3.7 – Placas de circuito impreso .......................................................... 136

8.3.3.8 – Interconexión de las placas de circuito impreso ......................... 136

8.3.4 Condiciones de ejecución ..................................................................... 136

8.3.4.1 - Encargo y compra del material ................................................... 136

8.3.4.2 - Construcción de inductores ......................................................... 137

8.3.4.3 – Fabricación de placas de circuito impreso.................................. 137

8.3.4.4 – Soldadura de componentes ......................................................... 137

8.3.4.5 – Ensayos, verificaciones y medidas ............................................. 137

8.3.5 Reglamento electrónico de baja tensión ............................................... 137

ANEXO I: Código implementado en el dsPIC ........................................................ 139

REFERENCIAS ....................................................................................................... 148

MEMORIA DESCRIPTIVA

7




1. MEMORIA DESCRIPTIVA


AUTOR: Saiou Wu Fu




MEMORIA DESCRIPTIVA

8

1 MEMORIA DESCRIPTIVA

1.1 Introducción general

La dificultad de almacenar energía eléctrica en alterna hace que cualquier dispositivo

que utilice dicha energía y se quiera hacer portátil, necesite de un circuito adaptador que

transforme la corriente continua que produce una batería a una de alterna apta para el

dispositivo.

Un claro ejemplo consiste en utilizar la toma de corriente de un automóvil como

fuente de alimentación para cualquier dispositivo doméstico, como puede ser un horno de

inducción de una autocaravana.

La generación de corriente continua en los paneles fotovoltaicos y la necesidad de

convertirla en alterna para su conexión a la red y comercialización, hacen que dichos

convertidores también sean imprescindibles en el ámbito de las energías renovables.

Otro ámbito de aplicación son en los Sistemas de Alimentación Ininterrumpida (SAI)

de corriente alterna; dispositivos que, en un apagón, suministran energía eléctrica

almacenada en una batería por un tiempo limitado a maquinaria conectada a la red

eléctrica.

También existe un importante estudio de convertidores para coches eléctricos que

típicamente tienen una fuente de almacenamiento de continua y un motor eléctrico y

necesitan tanto un convertidor bidireccional como un inversor de frecuencia ajustable.

Finalmente, hay que remarcar que las líneas de investigación actuales se dirigen

hacia la electrónica digital para realizar el control de los convertidores

1.2 Titular

El titular del proyecto es el Departament d’Enginyeria Elèctrica, Electrònica i

Automàtica (DEEEA) situado en la Avenida Països Catalans nº 26 de la ciudad de

Tarragona. Los directores del proyecto son el Dr. Hugo Valderrama Blavi y Josep M.

Bosque.

1.3 Objetivo del proyecto

El objetivo de este proyecto es el diseño, análisis y construcción de un prototipo de

convertidor capaz de transformar 12 Vdc a 220 Vac a 50 Hz, que se realizará mediante una

primera etapa compuesta por un convertidor DC-DC elevador que pasará de 12 Vdc a 350

Vdc y una segunda etapa inversora para transformarlo a 220 Vac.

La potencia nominal del convertidor será de 100 W y su frecuencia de

funcionamiento, de 20 kHz, suficientemente baja para tener pocas pérdidas en la

conmutación de los transistores y suficientemente alta para no ser audible

El control de los convertidores se realizará mediante un dsPIC, utilizando los

diferentes módulos de que dispone para realizar un control en modo deslizante con un lazo

Proporcional Integral (PI) para el convertidor DC-DC y la generación de las señales para el

puente inversor, así como un control feedforward para mejorar la señal final de salida.

En la Figura 1.1 se puede ver el esquema general tratado en el proyecto.

MEMORIA DESCRIPTIVA

9

Figura 1.1. Esquema general del sistema.

1.4 Fundamentos teóricos

1.4.1 Convertidor elevador

1.4.1.1 Convertidor boost

Un convertidor boost es un tipo de convertidor DC-DC que presenta una tensión

continua de salida mayor que la tensión de la fuente de entrada pero su corriente de salida

es menor que la de entrada. Este tipo de fuente conmutada contiene por lo menos dos

interruptores semiconductores, un elemento almacenador de energía y un filtro de salida.

El orden del convertidor viene determinado por el número de elementos almacenadores de

energía que lo conforman.

Figura 1.2. Estructura básica de un convertidor boost.

Este tipo de convertidor es un sistema no lineal o de estructura variable, ya que la

estructura varía dependiendo de los dos estados del interruptor:

Sensando de corriente

Sensando de tensión

FiltroPasobajo

Controlmediante

dsPIC

Convertidor Elevador

Puente Inversor RL

Duty

Vi

Duty

Vo

IL1

MEMORIA DESCRIPTIVA

10

1) Cuando el transistor está cerrado, el diodo está polarizado inversamente y las

etapas de entrada y salida se aíslan. En este estado, el inductor va almacenando energía de

la entrada mientras que el condensador la cede a la carga.

Figura 1.3. Topología del boost con el interruptor cerrado.

2) Cuando el transistor está abierto, el diodo esta polarizado en directa y la etapa de

salida se conecta a la de entrada. El inductor cede energía al condensador y a la carga.

Figura 1.4. Topología del boost con el interruptor abierto.

Existen dos modos de funcionamiento: Modo de Conducción Continua (MCC) donde

la corriente del inductor nunca se hace cero y Modo de Conducción Discontinua (MCD),

donde la corriente sí se llega a anular.

La relación de entrada salida para los dos modos de conducción es la siguiente [1]:

MCC

(1.1)

MDC

[ √

]

(1.2)

Como se puede apreciar, la expresión del voltaje de salida en el modo discontinuo

depende de más factores y es más compleja que el continuo y por lo tanto, en este proyecto

se trabajará solamente en MCC.

MEMORIA DESCRIPTIVA

11

1.4.1.2 Conexión en cascada

Dada la alta ganancia que se requiere para elevar 12 V a 350 V y por lo tanto, el

elevado ciclo de trabajo al que debe trabajar el convertidor, se ha optado por utilizar la

topología de dos convertidores boost en cascada, conectando la salida del primer boost con

la entrada el segundo.

Figura 1.5. Conexión de dos boost en cascada.

Al usar varias etapas, la ganancia total del convertidor se reparte equitativamente

entre las diferentes etapas, siendo la ganancia de éstas la raíz cuadrada, en este caso, de la

total.

(1.3)

√

(1.4)

Así mismo, el ciclo de trabajo también se ve reducido:

(

)

(1.5)

√

(1.6)

1.4.1.3 Análisis del convertidor

Dada la complejidad del circuito, se utilizará la representación en espacio de estado

para el análisis del boost cuadrático. Con esta representación se puede conocer y controlar

la dinámica interna de un sistema y su respuesta.

Las ventajas del espacio de estado son varias: permite el análisis de sistemas

variantes e invariantes en el tiempo, lineales y no lineales, con múltiples entradas o salidas,

con condiciones iniciales no nulas, etc.

MEMORIA DESCRIPTIVA

12

Para aplicar este método es necesario elegir las variables de estado, que deben ser

capaces de determinar la dinámica del sistema para todo el tiempo. Generalmente un

sistema visto en espacio de estado tiene la siguiente representación [16]:

( ) ( ) (1.7)

Para realizar la representación en el espacio de estado se debe obtener la razón de

cambio respecto al tiempo de cada variable de estado seleccionada.

1.4.1.3.1 Sistemas lineales invariantes

En sistemas lineales invariantes en el tiempo, la ecuación (1.7) se transforma de la

siguiente manera:

( ) ( ) ( ) (1.8)

( ) ( ) ( ) (1.9)

Donde el vector x representa las variables de estado y el vector u representa el control.

1.4.1.3.2 Sistemas de estructura variable

Los sistemas de estructura variable, como los convertidores conmutados

elevadores, se identifican por una topología variante en el tiempo, donde la acción del

control es discontinua y la planta no lineal.

Para facilitar el estudio del sistema y dado que no influye en las características de la

señal requerida en este proyecto, el boost cuadrático constará solamente de dos topologías

diferentes: ambos transistores estarán abiertos o cerrados al mismo tiempo.

Éstos se pueden definir del modo siguiente [15]:

(1.10)

)(

)(

)(

)(

)(

)(

)(

)(

)(

)(

)(

)(

)(

)(

)(

)(

)(

)(

2

1

21

22221

11211

2

1

21

22221

11211

2

1

2

1

21

22221

11211

2

1

21

22221

11211

2

1

tu

tu

tu

ddd

ddd

ddd

tx

tx

tx

ccc

ccc

ccc

ty

ty

ty

tu

tu

tu

bbb

bbb

bbb

tx

tx

tx

aaa

aaa

aaa

tx

tx

tx

mpmpp

m

m

npnpp

n

n

p

mnmnn

m

m

nnnnn

n

n

n

MEMORIA DESCRIPTIVA

13

1.4.1.3.3 Modelo bilineal

El modelo bilineal es un modelo detallado en tiempo que permite analizar los

efectos transitorios así como la robustez ante variaciones de parámetros.

Para obtener el modelo bilineal se desarrolla (1.10) de la siguiente forma:

( ) ( ) ( ) (1.11)

( ) ( ) (1.12)

[( ) ( )] (1.13)

( ) ( ) (1.14)

Siendo:

(1.15)

1.4.1.3.4 Modelo promediado

El modelo promediado es una importante herramienta en el análisis de convertidores

en electrónica de potencia, éste representa un circuito aproximado que permite analizar el

comportamiento promedio local de las variables en régimen permanente y transitorio.

El modelo promediado del convertidor se obtiene sumando el producto de las

matrices de constantes del sistema en estado ON y OFF por su ciclo de trabajo:

( ) ( ) ( ) (1.16)

( ) ( ) (1.17)

Siendo:

( ) (1.18)

( ) (1.19)

( ) (1.20)

1.4.1.3.5 Linealización y transformada de Laplace

Para analizar el sistema en el dominio frecuencial o determinar su estabilidad, se

debe realizar la transformada de Laplace de los modelos anteriores, previamente

linealizados.

El proceso de linealización es una expansión de la serie de Taylor alrededor de un

punto de operación o equilibrio, mediante el cual un sistema es aproximado a uno de

primer orden. Por lo tanto, un modelo linealizado, conocido como modelo en pequeña

señal, describe el comportamiento de un sistema ante pequeñas perturbaciones alrededor de

un punto de operación [4].

MEMORIA DESCRIPTIVA

14

1.4.2 Control del convertidor

El control utilizado para el convertidor elevador será en modo deslizante (sliding

mode control) como un tipo especial de sistema de estructura variable, en el cual la

dinámica del sistema es atraída hacia una superficie en el espacio de estado conocida como

superficie de deslizamiento S(x). Esta superficie es cualquier función del estado x que

reduce a cero el error de regulación o seguimiento en régimen permanente [15]. En este

caso, las superficies corresponden a los cambios de estructura del convertidor.

La gran ventaja de este tipo de control es que cuando la dinámica del sistema en

lazo cerrado se desliza sobre esta superficie, permanece insensible a variaciones en los

parámetros de la planta y a las perturbaciones externas.

Se puede considerar la superficie de la forma siguiente:

( ) (1.21)

Donde xi es una de las variables de estado del sistema y k una constante real, tal que

en régimen permanente, xi llegue a ser k.

La elección de S(x) es realizada por el diseñador, con el objetivo que el estado

cumpla las especificaciones deseadas.

Mientras que el control en modo deslizamiento se realizará analógicamente para

una mayor facilidad de implementación, el lazo de control PI se hará digital ya que permite

una fácil modificación y cambio del control, ausencia de ruido en su realización, así como

la posibilidad de implementar diferentes protecciones.

1.4.2.1 Superficie de deslizamiento

En un sistema de control, la propiedad que se busca es la existencia de modos

deslizantes en las superficies de discontinuidad de la estructura. Si la trayectoria del

sistema alcanza las proximidades a la superficie de deslizamiento en la que existe un modo

deslizante, el movimiento ya no se alejará de la región excepto en sus fronteras.

Figura 1.6. Espacio de estados [15].

Puede verse que cuando la dinámica del sistema se encuentra por encima de la

superficie de deslizamiento (S(x) > 0), ésta se encuentra descrita por ( ) y cuando la dinámica se encuentra por debajo de la región de deslizamiento (S(x) < 0), está descrita por

( ), de allí que el sistema sea de estructura variable.

MEMORIA DESCRIPTIVA

15

Cuando un sistema se encuentra en modo deslizante, puede tener cualquier

comportamiento dinámico, ya sea tender hacia un punto de equilibrio asintóticamente

estable dentro de la superficie o seguir una trayectoria que lo lleve a abandonar la región de

deslizamiento.

Para que exista un modo deslizante en una superficie de discontinuidad entre dos

estructuras, las trayectorias a ambos lados de la superficie deben dirigirse hacia la región

de deslizamiento. Un convertidor de estructura básica se controla mediante un modo

deslizamiento de acuerdo con la ley de control de la ecuación (1.21).

( )

( )

( )

(1.22)

Si las trayectorias del sistema se encuentran por encima de la región de deslizamiento,

el control conmuta a ( ) con lo cual la dinámica cambia a ( ) que

debe llevar las trayectorias hacia S(x).

Si las trayectorias pasan por debajo de la región de deslizamiento, el sistema de control

conmuta al valor ( ) con lo que la dinámica cambia a ( )

Para que un sistema se deslice sobre la superficie implica una frecuencia de

conmutación infinita de la ley de control, cosa que es físicamente irrealizable. En la

práctica, las trayectorias se alejan de S(x) = 0 hasta un umbral de conmutación debido que

la frecuencia de conmutación es finita, convirtiéndose en un control con histéresis [15].

Esto hace que la ley de control se vea modificada de la siguiente forma:

( ) ( )

( )

(1.23)

La frecuencia de conmutación no permanece constante sino que varía al hacerlo la

superficie. Los umbrales de conmutación de S(x) se escogerán para que la frecuencia de

conmutación de los interruptores esté entorno a los 20 kHz.

1.4.2.2 Condición de invariancia y control equivalente

( ) (1.24)

⟨ ( )⟩ (1.25)

MEMORIA DESCRIPTIVA

16

Idealmente, las trayectorias de estado se mueven por la superficie deslizante sin

ninguna proporción de cambio en los valores coordinados de superficie (1.24).

La condición (1.25) define el control equivalente ( ) como una ley de control de

realimentación suave que idealmente restringe las trayectorias de estado hacia S(x), es un

valor continuo que representa el valor medio del control discontinuo. Si se cumplen las

condiciones (1.24) y (1.25), la dinámica del sistema permanece sobre la superficie de

deslizamiento y no se escapa de ella.

Si utilizamos la representación bilineal del convertidor (1.14) descrita

anteriormente, una de las formas de obtener el control equivalente puede ser la siguiente:

⟨ ( ) ( ) ⟩ (1.26)

Aislando ueq:

⟨ ( )⟩

⟨ ( )⟩

(1.27)

1.4.2.3 Condición de transversalidad

Para que exista el control equivalente debe cumplirse que:

⟨ ( )⟩ (1.28)

Lo que significa que no puede ser tangente a la superficie de conmutación

y por lo tanto debe ser transverso a ella, esto se conoce como condición de transversalidad.

Es necesario también, que el control equivalente esté acotado entre 0 y 1 y que la

superficie contenga un punto de equilibrio. Entonces, con el signo de la función de

conmutación adecuada, se puede crear una región de deslizamiento alrededor de dicho

punto.

1.4.2.4 Dinámica Ideal y Estabilidad del Punto de Equilibrio

Para calcular la dinámica ideal, hace falta aislar la variable de estado a controlar

teniendo en cuenta (1.28) y evaluarlo en (1.29). Con todo esto se obtiene el vector de

estado bajo condiciones de dinámica ideal.

( ) (1.29)

( ) (1.30)

Dado que la variable del sistema que se está controlando presenta una dinámica

ideal nula, el orden del sistema n, pasa a ser de n-1.

Para calcular el punto de equilibrio solo es necesario igualar a cero los términos del

vector de dinámica ideal y aislar las variables de estado. Aunque exista un punto de

equilibrio, el sistema puede no ser asintóticamente estable alrededor de este punto.

MEMORIA DESCRIPTIVA

17

Para determinar su estabilidad, uno de los métodos utilizados puede ser la

linealización del sistema original con el control equivalente mediante Taylor alrededor del

punto de equilibrio y verificar la estabilidad local.

1.4.3 Inversor

Los inversores son convertidores de energía que transforman la corriente continua en

corriente alterna, regulando la tensión, la frecuencia o bien ambas. De este modo los

inversores transfieren potencia desde una fuente de continua a una carga de alterna.

El inversor utilizado será monofásico ya que la señal requerida es de una sola fase,

las configuraciones típicas de estos inversores son en medio puente y en puente completo.

En este caso se requiere del puente completo ya que la tensión de pico de la señal de salida

(311 V) será mayor que la mitad de la de entrada (175 V) y que la configuración en medio

puente no puede sobrepasar. El puente completo está formado por cuatro interruptores de

potencia totalmente controlados, típicamente transistores MOSFETs o IGBTs.

Figura 1.7. Estructura básica de un puente inversor completo [13].

1.4.3.1 Funcionamiento del puente

El funcionamiento de éstos consiste en aplicar a la salida una tensión formada por la

sucesión de ondas rectangulares de amplitud igual a la tensión de alimentación de la

entrada y duración variable. Así pues, la tensión de salida puede ser dependiendo del estado de los interruptores. La siguiente figura muestra algunas de las

posibles configuraciones de éstos.

MEMORIA DESCRIPTIVA

18

Figura 1.8. Circuitos equivalentes del inversor: (a) ; (b) ;

(c)(d) [13].

Hay que tener en cuenta que los interruptores de las mismas ramas no deben estar

cerrados al mismo tiempo pues sino se produce un cortocircuito en la fuente de continua.

1.4.3.2 Blanking time

Los interruptores reales no se abren y se cierran instantáneamente, por tanto hay que

prestar atención a los tiempos de conmutación al diseñar el control de éstos. El

solapamiento de los tiempos de conducción de los interruptores resultaría en un circuito

denominado fallo de solapamiento en la fuente de tensión continua. El tiempo permitido

para la conmutación se denomina tiempo muerto o blanking time.

1.4.3.3 Carga inductiva

Cuando una carga es puramente resistiva, la forma de onda de la corriente y la

tensión son iguales pero en una carga inductiva se requieren ciertas consideraciones a la

hora de diseñar los interruptores del inversor, ya que las corrientes de los interruptores se

hacen negativas como puede verse en la Figura 1.9.

Figura 1.9. Formas de onda del inversor con carga inductiva.

MEMORIA DESCRIPTIVA

19

Si la carga tiene una cierta componente inductiva, es necesario añadir diodos en anti

paralelo con los transistores de potencia para permitir la circulación de corriente de la

carga cuando se abren todos los transistores. Si no se añaden diodos, se crean grandes

sobretensiones debido al corte instantáneo de la corriente por la inductancia de la carga.

Figura 1.10. Puente inversor con interruptores bidireccionales.

En el caso de utilizar MOSFETs estos ya tienen por defecto un diodo parasito y no es

necesario añadir otro.

1.4.3.4 Filtro de salida

Es necesario el diseño de un filtro para eliminar las componentes armónicas no

deseadas, intercalando una impedancia de valor elevado de cara a las frecuencias que

deseamos eliminar. En la elección y cálculo del mismo se han de tener en cuenta aspectos

como carga a alimentar, frecuencias que se desean eliminar, tipo de control que se realiza

del inversor, etc.

En algunos casos, puede emplearse la propia carga como filtro; es el caso por

ejemplo en el que la carga sea un motor.

De todas las configuraciones de filtros, las más habituales para los inversores son las

configuraciones en L, cuyo esquema general se muestra en la Figura 1.11.

Figura 1.11. Topología común de filtros para inversores PWM.

La expresión genérica de los filtros de segundo orden es la siguiente [17]:

( )

(1.31)

MEMORIA DESCRIPTIVA

20

Donde es la frecuencia natural y de corte del sistema, a partir de la cual empieza a

atenuarse la magnitud y es el factor de amortiguación que indica el nivel de sobre pico en la frecuencia de corte.

El filtro utilizado en este puente será un filtro LCR que consiste en una inductancia

serie, un condensador paralelo y la resistencia de carga. Es un filtro de diseño sencillo

aunque tiene el inconveniente que atenúa también la frecuencia fundamental: en la bobina

serie se pierde tensión de la componente fundamental y por el condensador paralelo circula

corriente correspondiente a dicha componente.

La expresión del filtro LCR es la siguiente:

( )

(1.32)

1.4.4 Control del inversor

El control del inversor consiste en utilizar la Modulación por Ancho de Pulso o

Pulse-Width Modulation (PWM) para las señales de los transistores y un control

preventivo para las posibles variaciones de la tensión de entrada.

1.4.4.1 Modulación por Ancho de Pulso (PWM)

La idea básica de la modulación por ancho de pulso es comparar una tensión de

referencia de baja frecuencia proporcional a la de la tensión de salida deseada, senoidal en

este caso, con una señal triangular simétrica de alta frecuencia que determina la velocidad

de conmutación. La frecuencia de la onda triangular, llamada portadora, debe ser al menos

20 veces superior a la máxima frecuencia de la onda de referencia para que se obtenga una

reproducción aceptable de la forma de onda sobre una carga, después de ser filtrada. El

resultado de dicha comparación será una señal rectangular a la misma frecuencia que la

triangular que nos generará el ciclo de trabajo y la lógica para abrir y cerrar los

semiconductores de potencia [13].

La figura muestra la modulación de una onda senoidal, produciendo en la salida una

tensión con dos niveles, cuya frecuencia es la de la onda triangular.

Figura 1.12. Generación de una señal PWM bipolar [13].

Para la implementación digital del PWM, se guardará en un vector los ciclos de

trabajo resultantes de la comparación para generar la onda rectangular de control

directamente.

MEMORIA DESCRIPTIVA

21

1.4.4.2 Control PWM unipolar

Para los inversores monofásicos en puente completo podemos distinguir dos

esquemas básicos de control por PWM: bipolar y unipolar. Por estos términos se entenderá

como varía la tensión aplicada al conjunto rectificador-carga.

En el caso bipolar, la tensión oscilará entre el valor máximo de la tensión de entrada y

el mismo valor negativo (+Vcc, -Vcc).

Figura 1.13. Señales de salida del control bipolar.

En el caso unipolar, para cada ciclo de conmutación, la tensión variará entre el valor

+Vcc y 0 o bien entre –Vcc y 0, dependiendo de en qué semiciclo de la onda

moduladora nos encontremos.

Figura 1.14. Señales de salida del control unipolar.

MEMORIA DESCRIPTIVA

22

La ventaja principal de la configuración unipolar es la reducción de los armónicos en

la señal se salida y menos pérdidas de conmutación. Como inconveniente, puede aparecer

distorsión de cruce y además esta configuración requiere de dos señales distintas de

control, pero como estará realizado mediante un dsPIC, el aumento de señales no dificulta

su diseño.

La estrategia utilizada en la conmutación del puente será alternar la conmutación de

cada par de transistores en cada semiciclo de 50 Hz, trabajando solamente un par de

transistores a la vez.

Figura 1.15. Transistores S1 (OFF), S4 (ON) sin conmutar y S2, S3 conmutando

durante un semiciclo negativo.

Figura 1.16. Transistores S2 (ON), S3 (OFF) sin conmutar y S1, S4 conmutando

durante el semiciclo positivo.

RL

LC

Boost Cuadrático

S1 S3

S2S4

RL

LC

Boost Cuadrático

S1 S3

S2S4

MEMORIA DESCRIPTIVA

23

1.4.4.3 Feedforward

El control feedforward o consiste en detectar las perturbaciones en la entrada de la

planta y aplicar una corrección en la señal, antes que la salida se vea afectada,

anticipándose al error de señal.

Si la tensión de salida del boost o entrada del inversor es mayor a la de consigna, se

disminuye el ciclo de trabajo de los transistores activos del puente para que a la salida se

mantenga el mismo valor útil, en cambio, si la tensión del boost disminuye, el ciclo de

trabajo debe aumentar en la misma proporción.

Este control es sencillo y de fácil implementación, no obstante, como limitación tiene

que no cambia las características de estabilidad de la planta. Si la planta es estable en lazo

abierto, cuando se aplique control, permanecerá estable, si por el contrario la planta es

inestable, la aplicación de control feedforward puro no podrá, normalmente, estabilizar la

planta si fuese necesario.

Esto se debe a que, el esquema de control feedforward no utiliza información de la

variable controlada, no existe retroalimentación hacia el controlador del valor de dicha

variable a diferencia del feedback.

Figura 1.17. Diagramas de los controladores feedforward y feedback.

Puesto que el puente inversor es un circuito estable en lazo abierto, dicha limitación

no afecta a esta aplicación.

MEMORIA DE CÁLCULO

24




2. MEMORIA DE CÁLCULO


AUTOR: Saiou Wu Fu




MEMORIA DE CÁLCULO

25

2 MEMORIA DE CÁLCULO

2.1 Boost cuadrático

2.1.1 Bobinas

El tamaño de las bobinas se calculará conforme el rizado de la corriente de cada

etapa del boost cuadrático. Las exigencias de rizado de corriente en ambas bobinas son de

un máximo de 50% de su valor medio.

El ciclo de trabajo según (1.6) para ambos transistores es:

√

( )

(2.1)

La fórmula utilizada para su cálculo es la de un boost convencional ya que cada etapa

se puede analizar por separado [8]:

(2.2)

Figura 2.1. Esquema de un convertidor boost cuadrático.

MEMORIA DE CÁLCULO

26

2.1.1.1 Bobina 1

La tensión de entrada del primer boost es el de la fuente:

(2.3)

La corriente de la primera bobina es la corriente de la entrada, el rizado pico-pico

será la mitad que ésta:

(2.4)

(2.5)

El valor mínimo de la bobina, para una frecuencia de conmutación de 20 kHz es el

siguiente:

(2.6)

El valor final escogido para la primera bobina es de .

2.1.1.2 Bobina 2

La tensión de entrada del segundo boost es la tensión de la fuente por la ganancia del

primer boost:

√

(2.7)

La corriente de la segunda bobina se puede obtener dividiendo la potencia entre

tensión de entrada del segundo boost:

(2.8)

(2.9)

Según los cálculos anteriores, el valor mínimo de la bobina es el siguiente:

(2.10)

El valor final escogido para la segunda bobina es de .

MEMORIA DE CÁLCULO

27

2.1.2 Condensadores

Las exigencias de rizado de tensión para el primer condensador serán de un máximo

del 10% mientras que para el segundo será solamente del 1% de su valor medio. La

fórmula utilizada para su cálculo es la de un boost convencional, pudiéndose analizar cada

etapa por separado [8]:

(2.11)

2.1.2.1 Condensador 1

La tensión de salida del primer boost es la tensión de la fuente por su ganancia:

√

(2.12)

(2.13)

La corriente de salida del primer boost se puede obtener dividiendo la potencia entre

la tensión de salida:

(2.14)

Sustituyendo valores, el valor mínimo del condensador será el siguiente:

(2.15)

El valor final elegido ha sido de realizado mediante dos condensadores

electrolíticos de . En un principio se iban a utilizar condensadores cerámicos de

menor capacidad pero debido a un error por parte de la empresa suministradora, se ha

tenido que utilizar solamente electrolíticos.

MEMORIA DE CÁLCULO

28

2.1.2.2 Condensador 2

La tensión de salida exigida del segundo boost es de:

(2.16)

(2.17)

La corriente de salida será:

(2.18)

El tamaño mínimo del segundo condensador ha de ser:

(2.19)

Para asegurar un rizado mínimo en la salida, evitando perturbar al inversor y

minimizar las perturbaciones realizadas por éste, el valor del condensador escogido ha sido

de , realizado mediante la asociación en paralelo de dos electrolíticos y

, uno cerámico de y uno de película de polipropileno de 4.7 . Ese valor 37 uF es casi 10 mayor de lo previsto pero incluso con esta capacidad, se tiene un rizado de 3

Vpp, ver Figura 4.9. Esto se debe al alto valor de la resistencia serie de los condensadores

comerciales, y además la fórmula (2.19) es válida solo para condensadores ideales sin

resistencia parásita.

2.1.2.3 Condensador de entrada

Se ha colocado un condensador electrolítico de 1000 μF en conjunto con uno

cerámico de 10 μF en la entrada del convertidor para minimizar las posibles perturbaciones

que pueda ocasionar el convertidor a la fuente de alimentación.

2.1.3 Transistores

Los interruptores usados serán transistores MOSFET de potencia de canal N.

La selección de los MOSFET se ha basado en los siguientes requisitos:

- Una tensión drenador-surtidor (VDS) capaz de bloquear la tensión de salida

requerida y sus sobrepicos en régimen transitorio.

- Capaz de soportar la corriente requerida en el drenador (ID).

- Una resistencia interna (RDS) pequeña para tener pocas perdidas en conducción.

- Tiempos de cambio de estado rápidos para tener pocas pérdidas de conmutación.

MEMORIA DE CÁLCULO

29

2.1.3.1 MOSFET 1

El MOSFET seleccionado es el IRFP4110PBF, con los siguientes parámetros:

VDS 100 V

ID (25ºC) 120 A

RDS(ON) 4.5 mΩ

VGS 20 V

TRise 67 ns

TFall 88 ns

Tdelay_ON 25 ns

Tdelay_OFF 78 ns

Ciss 9620 pF

Coss 670 pF

Tabla 1. Parámetros del primer MOSFET.

Las pérdidas de conducción de los transistores y de conmutación de interruptores

con carga inductiva se pueden calcular mediante las siguientes fórmulas [8]:

( ) (2.20)

( )

(2.21)

Para este MOSFET, las pérdidas son las siguientes:

(2.22)

(2.23)

Las pérdidas totales en el MOSFET son:

(2.24)

MEMORIA DE CÁLCULO

30

2.1.3.2 MOSFET 2

El MOSFET seleccionado es el IPW60R041C6, con los siguientes parámetros:

VDS 650 V

ID (25ºC) 77.5 A

RDS(ON) 41 mΩ

VGS 20 V

TRise 10 ns

TFall 7 ns

Tdelay_ON 23 ns

Tdelay_OFF 130 ns

Ciss 6530 pF

Coss 360 pF

Tabla 2. Parámetros del segundo MOSFET.

Las pérdidas del segundo MOSFET en el punto de trabajo requerido son:

(2.25)

(2.26)

Las pérdidas totales en el MOSFET son:

(2.27)

2.1.4 Diodos

En la elección de los diodos se ha tenido en cuenta los siguientes parámetros:

- Capaz de bloquear la tensión del convertidor y sus sobrepicos transitorios.

- Capaz de soportar la corriente de trabajo del convertidor.

- Una tensión umbral (VF) pequeña para un menor calentamiento del

componente y menores pérdidas en conducción.

- Rapidez de conmutación para trabajar en altas frecuencias, para tener pocas

pérdidas de conmutación.

MEMORIA DE CÁLCULO

31

2.1.4.1 Diodo 1

Se ha escogido el MBR30H100CTG capaz de conducir corrientes de hasta 30 A,

bloquear tensiones de 100 V y con una caída de tensión en conducción máxima de 930

mV. Este diodo es de tipo Schottky, que a diferencia de los bipolares, no tiene tiempo de

recuperación, haciendo que su tiempo de respuesta sea muy rápida, alrededor de 100 ps o

10 ns en diodos de alta potencia.

La calcular las pérdidas en conducción de los diodos se utiliza (2.28) mientras que

para las de conmutación sigue siendo (2.21) ya que es el mismo tipo de carga.

( ) (2.28)

Las pérdidas del primer diodo son:

( )

(2.29)

(2.30)

Siendo las pérdidas totales:

(2.31)

2.1.4.2 Diodo 2

Se ha escogido el 8ETX06FPPBF, capaz de conducir hasta 8 A, bloquear 600 V y

una tensión umbral máxima de 3 V. Este diodo está catalogado como ultrarrápido y por lo

tanto tiene un tiempo de recuperación bastante bajo, de 16 ns, a pesar de no ser Schottky.

Las pérdidas del segundo diodo son las siguientes:

( ) (2.32)

(2.33)

Sumando ambas pérdidas:

(2.34)

MEMORIA DE CÁLCULO

32

2.1.5 Disipador

Aun sin llegar a la temperatura máxima soportable por los interruptores, la

temperatura alcanzada podría afectar al funcionamiento de los elementos cercanos, por lo

tanto se ha decidido colocar un disipador grande para toda la placa del boost con una

resistencia térmica de 1 ºC/W para asegurar una baja temperatura. El disipador utilizado

venia prefijado desde el principio. Dado que se utilizará un único disipador para los cuatro

interruptores, se ha de colocar entre éstos un aislante eléctrico y conductor térmico, su

resistencia térmica es de 0.28 ºC/W.

MOSFET 1 MOSFET 2 Diodo 1 Diodo 2

Tmax (ºC) 175 150 175 175

Rjunction-case (ºC/W) 0.402 0.26 2 4.3

Rjunction-ambient (ºC/W) 40 62 60 70

Pperdida (W) 1.648 1.052 1.487 0.943

Tabla 3. Características de los diferentes interruptores.

Teniendo en cuenta una temperatura ambiente de 25 ºC y sumando las potencias

calculadas anteriormente, la temperatura alcanzada en el disipador es de:

(2.35)

Una vez comprobada que la temperatura del disipador presenta un valor muy

aceptable, se procede a verificar que las temperaturas de las uniones de los diferentes

interruptores no superen las máximas indicadas en la hoja de características.

( ) (2.36)

Aplicando (2.36) las temperaturas de las uniones en los dispositivos son:

( ) (2.37)

( ) (2.38)

( ) (2.39)

( ) (2.40)

2.1.6 Sensado de corriente

Para el sensado de corriente se usará el sensor LEM LA25 de efecto Hall ya que aísla

el circuito de potencia con el de control y da en la salida una señal de corriente

proporcional y reducida a la de la entrada. Mediante una resistencia obtendremos una

tensión proporcional a la corriente de salida. La resistencia de medida (RM) recomendada

por el fabricante es de 100-320 Ω.

MEMORIA DE CÁLCULO

33

Este sensor es capaz de medir corrientes de ±35 A, se tiene que alimentar

simétricamente a ±15 V y posee un ancho de banda de 150 kHz, suficiente para nuestra

aplicación.

En la siguiente tabla se puede ver el número de vueltas que se pueden dar al

bobinado primario y las características del sensor según éstas:

Tabla 4. Características según las vueltas del bobinado [12].

Puesto que la corriente media a sensar es de 8.333 A, la configuracion usada será de

2 vueltas en el primario para tener una resolucion adecuada sin que se llegue a perder

ningun valor en caso de aumento de corriente. Aunque la corriente nominal de trabajo con

3 vueltas se acerca mas a la del boost, se ha considerado que la corriente máxima es

demasiado justa.

La resistencia RM usada sera de 100 Ω para tener una tensión a escala 1:4 de la

corriente.

IL1 entrada

sensor

IL1 salida

sensor

“IL1” entrada

comparadores

Nominal 12 A 24 mA 2.4 V

Máxima 18 A 36 mA 3.6 V

Tabla 5. Conversion de magnitudes de la corriente sensada.

2.1.7 Sensado de tensión

En el sensado de tensión se usará un divisor de tensión con una ganancia 1/100. Para

ello se utilizarán resistencias de montaje superficial de 430 kΩ, 560 kΩ y 10 kΩ capaces

de soportar una potencia máxima de 0.25 W.

MEMORIA DE CÁLCULO

34

Figura 2.2. Esquema del divisor de tensión de la etapa de sensado.

La potencia nominal de trabajo que soportarán las resistencias es la siguiente:

(2.41)

2.1.8 Drivers

Los Drivers utilizados en ambos transistores son el MCP1407A con una

alimentación de 4.5 V a 18 V según la tensión requerida en la salida.

El montaje circuital del driver es el siguiente:

Figura 2.3. Montaje circuital de drivers de MOSFETS.

460 kΩ

10 kΩ

Boost Cuadrático

+

350 V

-+

3.5 V-

530 kΩ

MEMORIA DE CÁLCULO

35

Características del montaje:

- Se alimentará el driver a +15 V para tener una tensión de disparo del MOSFET de

dicho valor.

- Se colocarán condensadores de desacoplo para filtrar las posibles perturbaciones y

mantener la alimentación del driver a +15 V frente a la caída de tensión del

conductor.

- En la puerta del MOSFET se añadirá un diodo Zener (D3) de 16 V que lo

protegerá de sobretensiones y una resistencia (R5) de 10 kΩ para ayudar a

descargar la puerta del transistor en OFF.

- Se colocará entre la salida del driver y la puerta del transistor una resistencia (R4)

de 3.3 Ω para el primer MOSFET, y una de 2.2 Ω para el segundo. De esta forma

se establecerá la misma constante de tiempo de activación adecuada para ambos.

2.1.9 Análisis del boost cuadrático

2.1.9.1 Topología ON

En este estado, el inductor L1 va almacenando energía de la entrada, L2 se alimenta

de la energía cedida por C1; y C2 la cede a la carga de salida.

Figura 2.4. Convertidor con los MOSFETs cerrados.

Si se analiza el circuito se obtiene que:

(2.42)

(2.43)

(2.44)

(2.45)

L1 L2

C1 C2 RLVin

MEMORIA DE CÁLCULO

36

Representándolo de forma matricial según (1.10):

[ ]

[

]

[

]

[

]

(2.46)

(2.47)

[ ] [

]

(2.48)

(2.49)

2.1.9.2 Topología OFF

El inductor L1 cede energía la C1 y L2 mientras que L2 la cede en C2 y a la carga.

Figura 2.5. Convertidor con los MOSFETs abiertos.

Si se analiza el circuito se obtiene que:

(2.50)

(2.51)

(2.52)

(2.53)

L1 L2

C1 C2 RLVin

MEMORIA DE CÁLCULO

37

Representándolo de forma matricial según (10):

[ ]

[

]

[

]

[

]

(2.54)

(2.55)

[ ] [

]

(2.56)

(2.57)

2.1.9.3 Modelo promediado

A partir de los modelos en ON y OFF se puede escribir el modelo promediado:

[ ( ))] [ ( )] (2.58)

[ ( )] (2.59)

2.1.9.4 Modelo promediado en pequeña señal

Para el análisis del punto de trabajo, se sustituyen las variables por sus modelos en

pequeña señal:

(2.60)

(2.61)

(2.62)

(2.63)

( )

(2.64)

Dado que derivada de una constante es nula ( ):

(2.65)

MEMORIA DE CÁLCULO

38

De este modo, el modelo promediado en pequeña señal queda de la siguiente forma:

[ ( ) ( )] ( )

[ ( ) ( )] ( )

(2.66)

[ ( ) ( )] ( ) (2.67)

Desarrollándolos se obtiene:

(2.68)

(2.69)

Los elementos con dos términos de perturbación o con dos términos en el punto de

trabajo se pueden considerar nulos, quedando (2.65) y (2.66) de la forma siguiente:

[ ( )] [ ] [ ] [ ( )]

(2.70)

[ ( )] [ ] (2.71)

Teniendo en cuenta:

[ ( )] (2.72)

[ ( )] (2.73)

[ ( )] (2.74)

Se obtiene el modelo promediado en pequeña señal:

[ ] [ ] (2.75)

[ ] (2.76)

MEMORIA DE CÁLCULO

39

2.1.9.5 Transformada de Laplace

Para la obtención de las funciones de transferencia del convertidor se procede a

realizar la transformada de Laplace de 2.72 y 2.73.

( ) [ ] [[ ] ( ) [ ] ( ) ( )] (2.77)

( ) [ ] [[ ] ( ) [ ] ( ) ( )]

[ ] ( )

(2.78)

2.1.9.6 Funciones de transferencia

Función de transferencia salida/ciclo de trabajo, sin variaciones en la entrada ( )

y teniendo en cuenta que Bon=Boff , Con=Coff y condiciones iniciales nulas:

( )

( ) [ ] [ ]

(2.79)

Tras realizar multiplicar las matrices, se puede poner la función del siguiente modo:

( )

( )

( )

(2.80)

Función de transferencia salida/entrada, sin variaciones en el ciclo de trabajo ( ( ) ) y teniendo en cuenta que y y condiciones iniciales nulas:

( )

( ) [ ]

(2.82)

Donde:

( )

( )

( )

( )

( )

( )

( )

(2.81)

MEMORIA DE CÁLCULO

40

2.1.9.7 Estudio de la estabilidad

Para estudiar la estabilidad del sistema, se aplicará el criterio de Routh sobre el

denominador de la planta:

( )

( )

( )

( )

( )

( )

( )

(2.85)

Analizando la primera columna, se observa que la planta es estable siempre que los

valores de los componentes y la carga sean mayores que cero y que el convertidor trabaje

como elevador.

MEMORIA DE CÁLCULO

41

2.2 Control en modo deslizante para el convertidor

2.2.1 Estudio del control deslizante

Para el estudio del control en modo deslizante, se seguirán los siguientes pasos:

1. Elección de una superficie de deslizamiento.

2. Comprobación de la existencia de un modo de deslizamiento en torno a la

superficie de conmutación mediante la condición de transversalidad.

3. Obtención del control equivalente.

4. Obtención de la dinámica de deslizamiento ideal del sistema entorno a la

superficie de conmutación, a partir de las condiciones de invarianza.

6. Obtención del punto de equilibrio de la dinámica de deslizamiento ideal.

7. Comprobación de la estabilidad de la dinámica linealizándola en torno al punto de

equilibrio.

2.2.1.1 Elección de una superficie

Si bien la superficie de deslizamiento real utilizada en el sistema es:

( ) ( ( ) ∫( )) (2.86)

Debido a que el valor de k es generado mediante la diferencia entre la tensión de

salida y la de referencia, como se puede apreciar en la siguiente figura.

Figura 2.8. Esquema de control del boost cuadrático.

En el estudio de la estabilidad del control sobre el sistema, normalmente se considera

k como constante ya que la dinámica del lazo de tensión es muy lenta respecto al de

corriente. Esto es, la tensión de referencia Vref es fija y la variación de Vout es relativamente

baja frente a la de IL1 y el error que se comete considerando k constante es mínimo.

En este análisis, se ha decidido obtener la función de transferencia que relaciona la

salida con la k y por lo tanto no se la ha considerado constante.

MEMORIA DE CÁLCULO

42

2.2.1.2 Obtención del modelo bilineal

Mediante los modelos ON y OFF del convertidor, se obtiene el modelo bilineal del

convertidor:

( ) ( ) (2.87)

(2.88)

(2.89)

(2.90)

(2.91)

2.2.1.3 Existencia de deslizamiento

Para comprobar que el sistema tiende a la superficie de deslizamiento es necesario

comprobar la condición de transversalidad:

⟨ ( )⟩

(2.92)

Siendo el gradiente del convertidor:

[

] [ ]

(2.93)

Se obtiene:

⟨ ( )⟩ [ ]

[

]

(2.94)

La condición de transversalidad se cumple siempre que . Dado que esta condición se cumple.

MEMORIA DE CÁLCULO

43

2.2.1.4 Obtención del control equivalente

Una vez cumplida la condición de transversalidad, se ha optado por obtener el

control equivalente a partir de (2.82):

( ) (2.95)

( )

(2.96)

(2.97)

(2.98)

2.2.1.5 Dinámica de deslizamiento ideal

Sustituyendo la expresión de la variable de estado por el valor adoptado bajo

condiciones de dinámica ideal y la variable de control por el control equivalente se obtiene

la dinámica de deslizamiento ideal. Dado que ésta se determina mediante la ley de control,

este sistema de orden cuatro pasará a ser de orden tres:

( )

(2.99)

( )

(2.100)

( )

(2.101)

2.2.1.6 Variables en el punto de equilibrio

Para calcular las variables en el punto de equilibrio, sin tener en cuenta el rizado, se

ha considerado que las variables de estado y la superficie de deslizamiento tienen valores

constantes, siendo sus derivadas nulas:

(2.102)

( )

(2.103)

( )

(2.104)

( )

(2.105)

MEMORIA DE CÁLCULO

44

Sustituyendo valores, las variables en el punto de equilibrio son:

(2.106)

√ (2.107)

(2.108)

√ (2.109)

2.2.1.7 Linealización de las ecuaciones

Sustituyendo ueq en las ecuaciones de estado:

(2.110)

(2.111)

(2.112)

Se realiza una aproximación lineal formada por las derivadas parciales de las

funciones anteriores:

(2.113)

(2.114)

(2.115)

Siendo:

|

|

|

|

|

|

|

|

|

MEMORIA DE CÁLCULO

45

|

|

|

|

|

|

(2.116)

2.2.1.8 Transformada de Laplace

Se realiza la transformada de Laplace del sistema de ecuaciones linealizado:

( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) (2.117)

( ) ( ) ( ) ( ) ( ) (2.118)

( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) (2.119)

Desarrollando el sistema de ecuaciones anterior, se obtiene la función (2.120):

( ) [ ( ) ]

( ) [ ( ) ( )]

( ) [ ( ) ( )]

(2.120)

Donde:

( ) ( )

(2.121)

2.2.1.9 Funciones de transferencia

Sustituyendo los valores numéricamente, se obtiene, mediante Matlab, las siguientes

funciones de transferencia:

Función de transferencia salida/k

( )

( )

(2.122)

MEMORIA DE CÁLCULO

46

Figura 2.9. Diagrama de Bode salida/k.

Función de transferencia salida/entrada

( )

( )

(2.123)

Figura 2.10. Diagrama de Bode salida/entrada.

Las funciones de transferencia se han obtenido mediante la sustitución de valores

en el Matlab, éstos son realmente de un orden menor del que se muestran (2.122) y (2.123)

ya que en cada función hay una superposición de un polo y un cero.

MEMORIA DE CÁLCULO

47

No obstante, la representación de los diagramas está realizada correctamente y se

puede apreciar unos amplios márgenes de fase de 75º y 79º que aseguran una estabilización

con pocas oscilaciones.

Siendo la mitad de la frecuencia de conmutación aproximadamente de 10 kHz

(63000 rad/s), las representaciones anteriores son válidas para todas las frecuencias

mostradas.

2.2.1.10 Estabilidad

Aplicando el criterio de Routh al denominador de la planta, se puede comprobar que

todos los elementos de la primera columna son positivos, indicando que no hay polos en el

semiplano derecho y que, por lo tanto, el sistema de control con la ley de control y el punto

de trabajo escogido es estable.

(1.124)

2.2.1.11 Discretización del control PI

Como se ha explicado anteriormente, la corriente de la primera bobina (IL1) se

deslizará siguiendo la referencia de corriente, la cual se creará mediante un lazo PI a partir

del error de tensión de salida, esto es la diferencia entre la tensión de salida del boost

cuadrático y la de consigna.

Para realizar un control PI digital, se necesita poner la expresión del controlador

como ecuación de diferencias en el dominio temporal.

Siendo el control PI en dominio s de la siguiente forma:

(2.125)

Se utilizará la aproximacion de Tustin (2.126) para pasarlo al dominio z:

(2.126)

( ) (

)

(2.127)

Se desarrolla el controlador hasta obtener la expresion como ecuacion de diferencias:

( )

( )

(2.128)

( ) ( ) ( ) ( ) (2.129)

MEMORIA DE CÁLCULO

48

( ) ( ) ( ) ( ) (2.130)

( ) ( )

( ) ( )

(2.131)

( ) ( ) ( ) ( ) (2.132)

Transformada z inversa:

( ) ( ) ( ) ( ) (2.133)

( ) ( ) ( ) ( ) (2.134)

Se deduce de (2.134) que los parametros minimos que se deben conocer para realizar

el control PI de una forma correcta son los errores de tensión de salida actual y anterior, y

el valor de la referencia de corriente en el ciclo anterior.

2.2.2 Programación del control mediante el dsPIC30F2020

Se ha escogido el microcontrolador dsPIC30F2020 de la marca Microchip por

disponer de varios módulos PWM avanzados capaces de generar los diferentes ciclos de

trabajo para el convertidor y el inversor, al menos dos comparadores analógicos para

implementar el control deslizante continuo y un convertidor analógico digital (CAD) capaz

de realizar conversiones a una elevada frecuencia.

En la figura siguiente se puede ver el encapsulado escogido y las diferentes

configuraciones de sus pines.

Figura 2.11. Diagrama de pines del dsPIC30F2020 [10].

A continuación se detallan los diferentes módulos utilizados, así como su

programación y lógica de funcionamiento.

2.2.2.1 Convertidor Analógico/Digital

El convertidor A/D muestreará la tension de salida del boost cada 50 μs, previo paso

por un divisor de tension que adapta y reduce la tension en un factor 100.

Para optimizar los recursos, el tiempo de disparo no está controlado por un contador

interno sino por el PMW 2, utilizado para el puente inversor.

MEMORIA DE CÁLCULO

49

Se trabajará con fraccionales ya que la diferencia de magnitudes entre los valores

sensados y las constantes de control requieren el uso de números decimales, y las

operaciones en coma flotante gastan mucho tiempo de ejecución.

Los números fraccionales en el dsPIC30f2020 son cifras de 10 bits, 1 bit de signo y 9

de magnitud que comprenden valores entre 1 y -1.

Tal como se ve en la figura siguiente, el dato de la conversión está situado en las

primeras 10 cifras más significativas del registro ADCBUF0.

Figura 2.12. Presentación de los datos del ADC según el modo de trabajo [10].

La operación ejercida para la obtención de un número fraccionario se describe de la

siguiente forma:

(2.135)

A continuación se ha puesto un ejemplo de la obtención de números fraccionarios

realizados con cuatro bits.

Signo /2 /4 /8 Fraccionario

0 0 0 0 0

0 0 0 1 0,125

0 0 1 0 0,25

0 0 1 1 0,375

0 1 0 0 0,5

0 1 0 1 0,625

0 1 1 0 0,75

0 1 1 1 0,875

1 0 0 0 -1

1 0 0 1 -0,875

1 0 1 0 -0,75

1 0 1 1 -0,625

1 1 0 0 -0,5

1 1 0 1 -0,375

1 1 1 0 -0,25

1 1 1 1 -0,125

Tabla 6. Números fraccionarios de 3 bits de magnitud y 1 de signo.

MEMORIA DE CÁLCULO

50

Al finalizar una conversión, el CAD genera una interrupción que llama a una rutina

de servicio a la interrupción (RSI), donde se implementa el control PI.

Para realizar la suma de productos del control en fraccionario se hará uso de la

función VectorDotProduct() predefinida en la librería dsp.h [11].

Pasados dos punteros de vector y un valor entero n, dicha función va realizando el

sumatorio del producto de los elementos de los vectores desde uno hasta n.

∑ ( ) ( )

(2.136)

Se ha puesto una limitación del valor máximo que puede alcanzar la corriente de

referencia, haciendo que el valor computado de Iref no pueda superar al valor establecido

de Imax.

Si la Iref toma valores por debajo del ancho de histéresis, este último también se

reduce para que la superficie permanezca centrada en Iref: el límite inferior de la superficie

adquiere un valor mínimo positivo y el límite superior se adecua para que sea equidistante.

Si la Iref baja de un valor mínimo, se apaga el convertidor para evitar un mal

funcionamiento.

La imagen siguiente ilustra los diferentes comportamientos de la superficie de

deslizamiento.

Figura 2.13. Comportamiento de la superficie de deslizamiento en regiones límites.

MEMORIA DE CÁLCULO

51

2.2.2.2 Comparadores analógicos

Para implementar el sliding se hará uso de los comparadores analógicos integrados

en el dsPIC30f2020.

Figura 2.14. Esquema de un módulo comparador del dsPIC [10].

Los comparadores utilizados serán el CMP1 y CMP2 que se configurarán de modo

que sus bornes positivos se conecten al mismo pin de entrada del micro controlador, el pin

utilizado es el 4.

Sus bornes negativos tomarán referencias internas con valores comprendidos entre 0

y 2.5 V dependiendo del valor que se coloque en los registros CMPDACx de 10 bits.

El CMP1 controlará el límite superior de corriente, el CMP2 controlará el límite

inferior y tendrá su salida negada.

Al ponerse a nivel alto la salida del comparador 1, activará el modo Current Limit

del PWM1 y al ponerse a nivel alto la salida del comparador 2, activará el modo Fault,

estos modos realizarán el deslizamiento de la superficie.

2.2.2.3 Módulo PWM

El módulo escogido para realizar el control del boost será el PWM1, que no

funcionará como tal sino que se configurará para que actúe como un biestable SR tal que al

entrar en el modo Current Limit, sus pines de salida se verán forzadas a estar a nivel alto y

se resetearan al entrar en modo Fault.

Tal como se puede ver en las figuras, los comparadores seleccionados mediante los

registros CLSRC y FLTSRC forzarán a los pones de salida del PWM1 a los valores de

CLDAT y FLTDAT, dichos registros contienen ‘1’ y ‘0’ respectivamente.

MEMORIA DE CÁLCULO

52

Figura 2.15. Esquema de un módulo generador de PWM en modo Current Limit

[10].

Figura 2.16. Esquema de un módulo generador de PWM en modo Fault [10].

Para evitar que el generador de PWM resetee los valores de los pines en cada ciclo y

trabaje síncronamente, se ha configurado su periodo y para que sea mucho mayor de 50 μs.

MEMORIA DE CÁLCULO

53

2.3 Puente inversor completo

2.3.1 Transistores

Los cuatro interruptores utilizados en el puente inversor son transistores MOSFET

STW45NM50.

En la tabla siguiente se pueden ver sus parámetros principales:

VDS 550 V

ID (25ºC) 45 A

RDS(ON) 100 mΩ

VGS 30 V

TRise 107.5 ns

TFall 87.7 ns

Tdelay_ON 26.5 ns

Tdelay_OFF 21.6 ns

Ciss 3700 pF

Coss 610 pF

Tmax 150 ºC

Rj-c 0.3 ºC/W

Rj-a 30 ºC/W

Tabla 7. Parámetros principales del STW45NM50.

Dada la baja intensidad de corriente que circula por los interruptores y el escaso

calentamiento que sufren, la placa el puente inversor está ausente de disipador.

2.3.2 Drivers

La placa dispone de dos drivers IR21834, controlando cada una el MOSFET de lado

alto y bajo de cada rama.

Estos drivers permiten, mediante una resistencia, el ajuste del tiempo muerto entre la

conexión y desconexión de los transistores para evitar el cortocircuito de la fuente de

entrada.

El tiempo muerto puede ir desde los 400 ns con una resistencia de 0 Ω hasta los 5 μs

en caso de tener una de 200 kΩ. Para estos transistores, un tiempo muerto de 400 ns es

suficiente para no producir cortocircuito.

MEMORIA DE CÁLCULO

54

2.3.3 Filtro de salida

El filtro de salida será un filtro de paso bajo de segundo orden formado por la

resistencia de carga, un condensador en paralelo y una bobina en serie a estos dos

componentes.

Figura 2.17. Esquema del filtro de salida del puente.

El criterio utilizado en la elección del valor de los componentes es una atenuación

del rizado a 20 kHz del 95% sin tener ningún cambio de ganancia ni fase a los 50 Hz, con

los cual la frecuencia de corte se sitúa sobre los 4 kHz.

Teniendo en cuenta que la resistencia de carga debe der de 484 Ω para tener un

convertidor de potencia nominal de 100W, los valores de los componentes serán los

siguientes:

(2.137)

(2.138)

Dada la baja intensidad de corriente que circula en la salida, el tamaño de la

inductancia obtenida es perfectamente realizable. Dicha inductancia se realizará mediante

dos bobinas de 6 mH.

Con los valores escogidos y mediante (1.31), se obtiene la función de transferencia

siguiente:

( )

(2.139)

Donde realizando (1.30) se pueden obtener los siguientes parámetros de interés:

(2.140)

(2.141)

Se ha realizado un barrido frecuencial del filtro mediante el software de simulación

PSpice, obteniendo las siguientes gráficas:

Puente inversor RL

L

C

MEMORIA DE CÁLCULO

55

Figura 2.18. Gráfica de magnitud del filtro.

Figura 2.19. Gráfica de la fase del filtro.

Se puede observar que se ha obtenido la atenuación requerida con una frecuencia de

corte lo suficientemente alta para no haya ninguna modificación de fase ni magnitud

significantes sobre los 50 Hz.

Como elemento de protección, la salida del filtro también consta de un varistor de

250 VAC.

2.4 Control del puente inversor

2.4.1 Programación del PWM senoidal

Para generar un PWM de frecuencia fija a 20 kHz y un ciclo de trabajo variable de

forma senoidal se ha hecho uso del módulo PWM del DSP. Los generadores usados para el

puente han sido el PWM 2 y PWM 3, solamente se han utilizado las salidas a nivel bajo de

dichos canales, correspondientes a los pines 22 y 24.

2.4.1.1 Inicialización de los valores

En la generación de un ciclo de trabajo senoidal se ha decidido crear una tabla con

los valores del ciclo ya calculados para que el microcontrolador no realice el cómputo en

cada periodo y solamente tenga que actualizar el valor del ciclo al de la tabla.

MEMORIA DE CÁLCULO

56

Dado que la frecuencia de trabajo es de 20 kHz y la de la señal senoidal ha de ser de

50 Hz, el número de valores de una tabla completa se ha establecido en 400 elementos:

Para optimizar la memoria, dada la simetría de una señal senoidal y que cada

semiciclo es generado por una rama diferente de transistores, solamente se ha creado una

tabla con una cuarta parte de los valores de un periodo completo, esto son 100 elementos

ordenados incrementalmente que van desde 0º hasta 90º.

Figura 2.20. Valores absolutos de amplitud y fase que adquiere la senoidal en cada

semiciclo.

La fórmula utilizada para cada valor de la tabla es la siguiente:

( ) (

) (2.142)

T: valor del registro del módulo PWM para obtener un periodo de 50 μs.

DCmax: es el ciclo de trabajo máximo que al que se someterán los interruptores, se

obtiene de la división entre la amplitud de la senoidal y la tensión de salida del boost:

√

(2.143)

i: incremento de grados del ciclo de trabajo. Dado que tenemos 90º a repartir entre

100 posiciones de memoria, se hará un incremento uniforme de 0.9º.

π/180: conversión de grados a radianes necesario para poder trabajar en el

microcontrolador.

MEMORIA DE CÁLCULO

57

2.4.1.2 Lógica de funcionamiento

A cada 50 μs el PWM 2 genera una interrupción que cambia PDC2 y PDC3, estos

son los registros de ciclo de trabajo del PWM 2 y PWM 3 respectivamente, y los actualiza

a uno de los valores de la tabla.

Puesto que las ramas de transistores funcionan alternamente, mientras un registro

adquiere valores de la tabla, primero en orden ascendente y luego descendente, el otro

registro permanece con un ciclo de trabajo nulo.

2.4.2 Control feedforward

Mediante el mismo registro ADCBUF0 del conversor A/D utilizado en el boost se

obtiene el valor para trabajar con el feedforward.

Aunque una multiplicación y una división son operaciones que alargan mucho una

RSI, la frecuencia de trabajo del convertidor es lo suficientemente baja como para que no

se vea afectado.

Así pues, para tener un cociente con una resolución adecuada trabajando con

números enteros, se utilizará el valor obtenido del ADCBUF0 en modo fractional (ver

Figura 2.12) sin ningún desplazamiento de bits como entero.

Esto da un valor máximo de 65472:

Si se desplazara el valor del registro un máximo de 6 bits a la derecha para disminuir

la magnitud del número sin perder resolución, el cociente resultante de la tensión de

referencia entre la tensión medida sería un valor pequeño con presencia de decimales que

se perderían al escribirlo en el registro PDCx, si esta cantidad perdida es lo suficientemente

significante, ocasionará el malfuncionamiento del control.

Por otra parte, no se ha multiplicado la tensión de referencia por la tabla de ciclos de

trabajo en la inicialización ya que la variable entera conde se guarda el valor se

desbordaría. Por lo tanto se debe realizar el producto de la tensión de referencia y la

división por la tensión de salida del boost cuadrático en la misma operación.

La fórmula utilizada para el control de los ciclos de trabajo del inversor es la

siguiente:

( ) ( )

(2.145)

MEMORIA DE CÁLCULO

58

2.4.3 Protecciones

Se ha implementado una protección de sobretensión en la salida del boost de tal

forma que al alcanzar un valor máximo permitido, los transistores dejan de conmutar hasta

bajar su nivel, también se activa un LED indicativo para el usuario.

Se ha implementado una protección vía software que mantiene en reposo el puente

inversor hasta que la tensión de salida del boost alcanza el valor de consigna deseado.

Dicha protección mejora el transitorio del boost ya que al estar los interruptores del

puente abiertos, éste no lo perturba mientras alcanza la tensión de referencia y además, al

funcionar sin carga, la tensión se eleva con mayor rapidez, disminuyendo así el tiempo de

transitorio.

SIMULACIONES

59




3. SIMULACIONES


AUTOR: Saiou Wu Fu




SIMULACIONES

60

3 SIMULACIONES

Se han realizado las simulaciones pertinentes para comprobar el correcto

funcionamiento de los convertidores, así como sus controles y las exigencias de rizado de

las señales.

3.1 Boost cuadrático en control deslizante

En este apartado se ha procedido a realizar la simulación del convertidor con la

totalidad del control, utilizando una carga resistiva de 1225 Ω para obtener una potencia de

100 W.

Figura 3.1. Esquema de simulación del boost cuadrático mediante control en modo

deslizante.

Figura 3.2. Transitorio de las tensiones Vc1 y Vc2.

SIMULACIONES

61

Figura 3.3. Comportamiento de las corrientes y la superficie de deslizamiento.

Se puede observar que el control no empieza a implementarse hasta que el umbral

inferior de conmutación es mayor que cero. Una vez se alcanza la superficie, se ve

claramente como IL1 se desliza siguiendo la referencia de corriente, haciendo que la tensión

de salida del convertidor aumente hasta alcanzar la de consigna, reduciendo así el error de

tensión.

Figura 3.4. Rizados de tensión.

De la Figura 3.4 se obtiene que ΔVc1 = 3.5 V cumpliéndose la exigencia de rizado

del 10% y ΔVc2 = 0.29 V con los que también se cumple el requisito del 1% de la tensión

media para componentes ideales sin presencia de ESR.

SIMULACIONES

62

Figura 3.5. Rizados de corriente.

Del mismo modo, los rizados de corriente en las bobinas (50%) concuerdan con el

tamaño de los inductores calculados teóricamente: ΔIL1 = 3.81A , ΔIL2 = 0.61 A.

3.2 Boost cuadrático con puente inversor

Figura 3.6. Esquema de simulación del inversor mediante control PWM unipolar y

feedforward.

SIMULACIONES

63

Figura 3.7. Formas de onda de las tensiones y corrientes de salida.

Ya que el puente inversor supone una carga variable para el convertidor y la

constante proporcional de control utilizada anteriormente provocan una subida más lenta

del boost y un mayor rizado en la salida, se ha decidido incrementarlo.

Aun sin tener sobrepico en la tensión de salida del convertidor, la referencia de

corriente llega a aumentarse y disminuirse tanto en el transitorio inicial que activas las

limitaciones superiores e inferiores.

Se ve como la presencia del feedforward mantiene bien definida la senoidal de salida

del inversor aun con las variaciones en la salida del boost.

Figura 3.8. Rizado de tensión de salida máximo.

Se aprecia, en la tensión de salida filtrada, un rizado de alta frecuencia máximo de 11

V, que supone solamente un 5% de la útil.

SIMULACIONES

64

Figura 3.9. Rizados de corriente de salida sin y con filtro.

Los rizados máximos de la corriente de salida sin y con filtro son 0.34 A (73%) y 41

mA (9%) respectivamente.

RESULTADOS EXPERIMENTALES

65




4. RESULTADOS EXPERIMENTALES


AUTOR: Saiou Wu Fu





66

4 RESULTADOS EXPERIMENTALES

Primeramente se ha comprobado el correcto funcionamiento de la placa del boost

cuadrático haciéndola funcionar en lazo abierto mediante una conmutación producida por

una onda rectangular de ciclo de trabajo y frecuencia fijos.

También se ha comprobado el funcionamiento de la placa del puente inversor

mediante una fuente de tensión continua en la entrada y una señal de conmutación con un

ciclo de trabajo senoidal generado por el dsPIC.

Una vez comprobadas que las placas son capaces de trabajar bajo las condiciones

nominales requeridas, se ha dispuesto a realizar, primero, las pruebas con la placa del boost

cuadrático en lazo cerrado sin el puente inversor, y después la conexión completa del

convertidor con el inversor y el filtro.

A continuación se muestran las pruebas realizadas del boost cuadrático en lazo

cerrado sin y con el puente inversor.

4.1 Boost cuadrático sin inversor

4.1.1 Variaciones de carga

Para obtener variaciones en la salida, se ha hecho uso de una carga activa que

impone una corriente en la salida de 280 mA a nivel bajo y 330 mA a nivel alto

conmutando a 0.625 Hz.

Ch1: Vi_boost Ch2: Vo_boost Ch3: Ii_boost Ch4: Io_boost

Figura 4.1. Formas de onda con variaciones en la carga para k1=0.01 y k2=-0.009.

Se puede apreciar cómo el control del convertidor funciona correctamente frente a

las perturbaciones de salida impuestas, volviendo la tensión de salida a la de referencia

después de un régimen transitorio de aproximadamente 270 ms.

Se ha aumentado el valor de las constantes del controlador para obtener una

corrección más abrupta del error y así tener unos sobrepicos y subpicos de tensión

menores, no obstante, se ha comprobado que dicha reducción es prácticamente


67

inapreciable para valores que doblan y cuadriplican las constantes utilizadas inicialmente.

Esto es debido a la gran capacidad colocada en la salida que provoca una dinámica del

sistema muy lenta.





En las Figuras 4.1, 4.2 y 4.3 se pueden apreciar unos sobrepicos y subpicos de la

tensión de salida parecidos que rondan el 8%. Si bien la tensión de salida apenas se ve

afectada, sí que se ve un aumento de la inestabilidad de la corriente de la bobina a medida

que se aumentan las constantes.


68

4.1.2 Variaciones de línea

Para realizar las variaciones de línea, se ha usado un test de regulación de línea con

dos fuentes de alimentación, a 10 V y 14 V. Se ha escogido una frecuencia de conmutación

parecida a la utilizada en las variaciones de carga para su comparación.


Figura 4.4. Formas de onda con variaciones en la línea para k1=0.01 y k2=-0.009.

Se puede apreciar que la regulación de la tensión de salida se realiza correctamente

para variaciones de salida, teniendo un sobrepico de tensión del 12%, un subpico del 10%

y un tiempo de establecimiento de unos 200 ms en ambos casos.

Al igual que en el apartado anterior, se ha usado primeramente las constantes

nominales y luego se ha ido aumentando su valor para observar las respuesta del

convertidor a éstas.


69


Figura 4.5. Formas de onda con variaciones en la línea para k1=0.04 y k2=-0.036.

Para unas constantes aumentadas por cuatro, se puede apreciar la existencia de

sobrepicos, subpicos y una reducción del tiempo de establecimiento de la corriente de

entrada, que se traduce en una ligera reducción de la misma en la tensión de salida.

4.1.3 Señales de entrada y salida


Figura 4.6. Formas de onda de entrada y salida en régimen permanente.

Se puede ver que el control ejercido sobre el convertidor mantiene la salida al nivel

deseado con un cierto rizado entorno al punto de trabajo.


70

4.1.3.1 Transitorio inicial

Se muestran las imágenes del sistema en el régimen transitorio inicial y su

comportamiento en función de las constantes del PI.


Figura 4.7. Formas de onda de entrada y salida en régimen transitorio, k1=0.01 y

k2=-0.009.

Se aprecia una subida “conservadora”, sin sobrepicos y lenta, de unos 400 ms. Como

se ha mencionado con anterioridad, esto es debido a la lentitud de la dinámica de la tensión

de salida y, también al elevado valor que ha de adquirir respecto a los 12 V de la entrada.


Figura 4.8. Formas de onda de entrada y salida en régimen transitorio, k1=0.04 y

k2=-0.036.


71

Como en las variaciones de línea, al cuadriplicar las constantes de control, aparece

un sobrepico en la corriente de entrada, que reduce el tiempo de establecimiento de la

tensión de salida a 300 ms.

4.1.3.2 Rizados


Figura 4.9. Formas de onda de los rizados de entrada y salida, acoplo AC.

El rizado pico-pico de la tensión de salida es de 3 V, eso es un 0.86% del valor

medio de la tensión de salida, con lo cual, las exigencias del rizado se han cumplido

bastante bien. También se puede distinguir un salto de tensión considerable en la

conmutación producida por la resistencia serie equivalente (ESR) de los condensadores.

El rizado pico-pico de la corriente de entrada es de 14 mA, eso supone tan solo un

0.15% de la corriente media.

Si bien es mínimo, también se puede ver un cierto rizado en la tensión de entrada así

como unos picos de conmutación relativamente bajos pero que aumentan o disminuyen

según la figura, debido al pinzamiento de la sonda en el momento de la medición.


72

4.1.4 Tensiones en condensadores y corrientes de bobinas


Ch1: Vc1 Ch2: Vc2 Ch3: IL1 Ch4: IL2

Figura 4.10. Tensiones en condensadores y corriente en bobinas en régimen

transitorio, k1=0.01 y k2=-0.009.

Las diferencias curvas de tensión y corriente del convertidor evolucionan, como era

de esperar, de la misma forma que la Figura 4.7.

4.1.4.2 Rizados

Ch1: Vc1 Ch2: Vc2 Ch3: IL1 Ch4: IL2

Figura 4.11. Rizados de tensión en condensadores (acoplo AC) y corriente en

bobinas.


73

El rizado de tensión del primer condensador es de 5 V, eso supone un 7.7% del valor

medio.

El rizado de tensión del segundo condensador se ha visto anteriormente y es de 3 V

(0.86%).

El rizado de corriente de la primera bobina es de 2.8 A, un 30% del valor medio.

EL rizado de corriente de la segunda bobina es de 0.6 A, un 39% del valor medio.

Se puede afirmar que todos los rizados cumplen con las exigencias impuestas en el

diseño.

4.2 Boost cuadrático con puente inversor

A continuación de muestran los resultados más significativos del montaje final del

ondulador.

4.2.1 Señales de salida


Ch2: Vo boost Ch3: Io inversor Ch4: Vo filtro

Figura 4.12. Transitorio inicial del sistema.

Se puede apreciar como la condición de encendido del puente inversor implementada

en el dsPIC funciona correctamente y éste empieza a funcionar cuando la tensión de salida

del boost alcanza los 350 V.

Al arrancar el boost en vacío, el tiempo necesario para alcanzar la tensión de

referencia ha bajado de 400 ms a 30 ms.


74

4.2.1.2 Rizados

Ch2: Vo boost Ch3: Vo inversor Ch4: Io inversor

Figura 4.13. Formas de onda de salida.

Figura 4.14. Forma de onda de la tensión de salida filtrada.

En las Figuras 4.13 y 4.14 se observan como el puente inversor añade un rizado de

100 Hz a la salida del boost, siendo éste el elemento que absorbe la gran mayoría de

armónicos del ondulador e impide su inyección a la fuente.

Puede verse también el control PWM del puente realizado a tres niveles y que la

presencia de un filtro pasabajo en la salida del inversor es imprescindible en la obtención

de una señal senoidal.


75

Ch2: Vo boost Ch3: Vo inversor Ch4: Io inversor

Figura 4.15. Forma de onda de salida del boost y el inversor.

Se comprueba que la señal de tension obtenida es bastante senoidal, sin ninguna

distorison de cruce importante y un rizado de alta frecuencia de 25 Vpp (11%).


76

4.2.2 Pruebas de carga

Finalmente se han realizado las pruebas pertinentes para comprobar el correcto

funcionamiento de la protección a la sobretensión implementada.

Si bien en los resultados mostrados a continuación, el límite permitido de la tensión

de salida del boost cuadrático es de 400 V, primeramente se rebajó a 300 V para

comprobar la correcta limitación de la tensión sin poner en peligro las placas.

4.2.2.1 Arranque sin carga

Ch2: Vo boost Ch3: Io filtro Ch4: Vo filtro

Figura 4.16. Saturación de la tensión de salida del boost sin carga.

La limitación implementada funciona correctamente y ambos convertidores siguen

trabajando, concretamente se ve cómo la acción del control feedforward sigue regulando la

salida.

Si bien se ha arrancado sin ninguna resistencia de carga, hay que tener en cuenta la

resistencia interna del osciloscopio, motivo por el cual aparece una pequeña corriente de

salida y que se aprecia también en la prueba siguiente.


77

4.2.2.2 Desconexión de la carga

Ch2: Vo boost Ch3: Io filtro Ch4: Vo filtro

Figura 4.17. Desconexión de la carga durante el funcionamiento del convertidor.

Figura 4.18. Detalle de la desconexión.

En esta prueba se ha realizado la desconexión de la carga durante el funcionamiento

del ondulador, observando como vuelve a saltar la protección de sobretensión y la ausencia

de corrientes altas que puedan dañar el equipo.


78

4.3 Curvas de rendimiento

A partir de las mediciones sobre la entrada del convertidor, salida del convertidor

(tensión intermedia) y salida del inversor con el filtro para diferentes potencias y tensiones

de funcionamiento, se han obtenido las siguientes curvas de rendimiento.

4.3.1 Curvas de rendimiento regulando la entrada

En estas pruebas se ha realizado un barrido de potencia para tensiones de la fuente de

11 V, 13 V y 15 V manteniendo la tensión de salida del boost cuadrático a 350 V y la

tensión de salida del inversor a 220 Vac.

Figura 4.19. Rendimiento del convertidor para diferentes potencias y tensiones de

entrada del convertidor.

Se puede observar que las curvas tienen forma de campana, donde a 50 W de

potencia se da el mayor rendimiento del convertidor.

Como era de esperarse, la curva de mayor rendimiento es la de mayor tensión de

entrada (15 V) puesto que el ciclo de trabajo es menor.

70%

75%

80%

85%

90%

95%

0 20 40 60 80 100 120

η

Potencia (W)

Curvas de rendimiento del boost cuadrático regulando la entrada

11 V

13 V

15 V


79

Figura 4.20. Rendimiento del inversor para diferentes potencias y tensiones de


La regulación de la tensión de entrada no afecta, en un principio, al rendimiento del

inversor, ya que la tensión intermedia se mantiene a 350 V. Como se puede ver en la

Figura 4.20, las curvas poseen un rendimiento muy parecido para casi todas las potencias y

no hay ninguna que aventaje a las demás.

Se puede observar que a mayor potencia de funcionamiento del puente, mayor es el

rendimiento, esto se debe a que una reducción de la potencia mediante el aumento de la

carga, supone una reducción de la corriente de salida, que llega a bajar de los 100 mA en

25 W, provocando un funcionamiento inadecuado de los MOSFETs, así como también un

tiempo muerto inadecuado.

Figura 4.21. Rendimientos del sistema para diferentes potencias y tensiones de


92%

93%

94%

95%

96%

97%

98%

0 20 40 60 80 100 120

η

Potencia (W)

Curvas de rendimiento del inversor regulando la entrada

11 V

13 V

15 V

72%

74%

76%

78%

80%

82%

84%

86%

88%

0 20 40 60 80 100 120

η

Potencia (W)

Curvas de rendimiento total regulando la entrada

11 V

13 V

15 V


80

Dado que en el convertidor es donde se da una mayor variación del rendimiento, las

curvas del rendimiento total se aproximan a las de la Figura 4.19.

4.3.2 Curvas de rendimiento regulando la salida

Figura 4.21. Rendimiento del convertidor para diferentes potencias y tensiones de

salida del convertidor.

Se tienen unas curvas rendimiento asintóticas con un máximo en los 75 W.

Si bien cabía esperar que la curva de mayor rendimiento se diese para la menor

tensión intermedia (340 V), ya que el ciclo del trabajo del convertidor es menor, se ha visto

que al tener en la salida el puente inversor mediante control feedforward, esta curva no

sobresale tanto sino que incluso se produce una considerable bajada del rendimiento a

bajas potencias.

Figura 4.22. Rendimiento del inversor para diferentes potencias y tensiones de salida

del convertidor.

Al igual que en la Figura 4.20, a menor potencia se tiene menor corriente de salida; y

a mayor tensión intermedia, menor corriente de entrada en el inversor. Lo cual hace que el

84%

85%

86%

87%

88%

89%

90%

91%

0 20 40 60 80 100 120

η

Potencia (W)

Curvas rendimiento boost cuadrático regulando salida

340 V

350 V

375 V

88%

90%

92%

94%

96%

98%

100%

0 20 40 60 80 100 120

η

Potencia (W)

Curvas de rendimiento del inversor regulando la salida

340 V

350 V

375 V


81

mayor rendimiento se dé en el caso de mayor corriente en el inversor, esto es, menor

tensión intermedia y mayor potencia.

Figura 4.23. Rendimiento del sistema para distintas tensiones de salida del inversor

a diferentes potencias.

Como en la figura anterior, la curva de mayor rendimiento es la de menor tensión de

salida (340 V) debido al menor ciclo de trabajo del convertidor.

Ya que el rendimiento total es el producto del rendimiento del boost cuadrático y el

puente inversor, se aprecia un rendimiento bastante estable entre los 100 W y 60 W y al

bajar de ese valor, se produce un descenso abrupto del rendimiento.

76%

78%

80%

82%

84%

86%

88%

0 20 40 60 80 100 120

η

Potencia (W)

Curvas de rendimiento total regulando la salida

340 V

350 V

375 V

CONCLUSIONES

82




5. CONCLUSIONES


AUTOR: Saiou Wu Fu




CONCLUSIONES

83

5 CONCLUSIONES

Como se decía al comienzo de esta memoria, se ha realizado el diseño y la

construcción de un prototipo de ondulador basado en una primera etapa formada por un

convertidor elevador y una segunda etapa compuesta por un puente inversor monofásico.

El control del convertidor se ha realizado en modo deslizante y consta de un lazo de

corriente y uno de tensión. Para el puente inversor se ha realizado un control de tensión

preventivo en su entrada.

Hay que enfatizar que ambos controles se han implementado mediante un dsPIC que

consta de las características adecuadas para el proyecto.

El grueso del control reside en el control en modo deslizante y por ello la mayor

parte del análisis está en su estudio.

La cálculo de los componentes del convertidor se ha realizado conforme a los

requisitos de rizados de corriente en las bobinas y rizados de tensión en los condensadores.

Una vez dimensionados los diferentes componentes, se ha realizado el estudio sobre

las diferentes características, como la estabilidad del convertidor en ausencia de control.

Luego se ha realizado el estudio del convertidor con control, obteniendo un control

equivalente y verificando estabilidad de la planta en lazo cerrado.

Mediante el PSIM, se han simulado ambos convertidores con sus respectivos

sistemas de control, verificando su correcto funcionamiento y el cumplimiento de los

requisitos de diseño.

Habiendo comprobado la estabilidad del convertidor, se ha procedido a la elección y

diseño físico de los diferentes componentes.

A continuación se ha procedido a la construcción de las diferentes placas, así como

de las inductancias, y a la programación de los controles en el dsPIC.

Una vez realizado el prototipo, de han hecho una serie de pruebas comprobando el

funcionamiento de las placas, los controles y las protecciones implementadas

Las pruebas importantes realizadas son la verificación del funcionamiento en lazo

abierto y cerrado, las variaciones de carga y de línea, el funcionamiento en vacío,

desconexión total de la carga y pruebas de rendimiento.

Como conclusión, se puede afirmar que el control en modo deslizante es muy

robusto frente a perturbaciones externas pero es gracias a la implementación digital que se

pueden añadir importantes protecciones y variedad de condiciones que mediante circuitería

analógica serian difíciles de realizar.

A nivel personal, puedo decir que ha sido un proyecto completo donde se ha tocado

una amplia variedad de campos de la electrónica como el estudio de los convertidores

conmutados DC-DC y DC-AC, implementación continua y discreta de los diferentes

sistemas de control: PI en modo deslizante, PWM y feedforward; programación en

lenguaje C de un dsPIC o el diseño y optimización de placas PCB.

PLANOS

84




6 PLANOS


AUTOR: Saiou Wu Fu




5

5

4

4

3

3

2

2

1

1

D D

C C

B B

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0

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GAEIGrup d'Automàtica iElectrònicaIndustrialEsquema placa Boost cuadratico

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Desarrollo de un ondulador a partir de un boost cuadrático

B

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Thursday, September 05, 2013

Universidad Rovira i Virgili

1Saiou Wu FuJosep Maria Bosque

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B

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X13Vdrain1X13Vdrain1

1

IL2

CONNECTOR2

IL2

CONNECTOR2

.1

.2

IL1CONNECTOR2IL1CONNECTOR2

.1

.2

X3

FASTON2

X3

FASTON2

1122

+C1410uF

+C1410uF Cd8

100nFCd8100nF

X14VC1X14VC1

1

U3 MCP1407AU3 MCP1407A

VDD11

IN2

NC3

GND14

VDD2 8

OUT2 7

OUT1 6

GND2 5

R2560kR2560k

X8

conSensorI

X8

conSensorI

.1

.2

X15VGNDX15VGND

1

L1

120uH

L1

120uH

1 2

Cd510uFCd510uF

R510kR510k

Q1

IRFP4110PBF

Q1

IRFP4110PBF

R43.3R43.3

Cd2100nFCd2100nF

X2

FASTON2

X2

FASTON2

1 1

2 2

D1

DIODE_TO220_3PIN

D1

DIODE_TO220_3PIN

X1

FASTON2

X1

FASTON2

1 1

2 2

X19Vgate1X19Vgate1

1

X6

conDriver2

X6

conDriver2

. 1

. 2

. 3

R310kR310k

+ C1510uF

+ C1510uF

R8430kR8430k

C21330nFC21330nF

X20Vgate2X20Vgate2

1

Cd3100nFCd3100nF

C2210uFC2210uF

X5

conDriver1

X5

conDriver1

. 1

. 2

. 3

R63.3R63.3

+ C21000uF

+ C21000uF

X9

con

X9

con.1

.2

Cd6100nFCd6100nF

U2 MCP1407AU2 MCP1407A

VDD11

IN2

NC3

GND14

VDD2 8

OUT2 7

OUT1 6

GND2 5

X4

FASTON2

X4

FASTON2

1122

R710kR710k

Cd410uFCd410uF

Q2

IPW60R041C6

Q2

IPW60R041C6

Cd710uFCd710uF

X16Vdrain2X16Vdrain2

1

X7

conSensorV

X7

conSensorV

.1

.2

D3DIODE ZENERD3DIODE ZENER

12

D4DIODE ZENERD4DIODE ZENER

12

X18TX18T

1

X17VC2X17VC2

1L2

4mH

L2

4mH

1 2

->

U1LEM LA25

->

U1LEM LA25

IN11

IN22

IN33

IN44

IN55 OUT1 6OUT2 7OUT3 8OUT4 9OUT5 10

M11

+12

-13

C110uF

C110uF

D2

DIODE

D2

DIODE

3 1

Cd110uFCd110uF

5

5

4

4

3

3

2

2

1

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GAEIGrup d'Automàtica iElectrònicaIndustrialComponentes TOP placa boost cuadrático

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5

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3

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GAEIGrup d'Automàti ca iElectrònicaIndustrialFotografia placa boost cuadrático

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Desarrollo de un ondulador a partir de un boost cuadráti co

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5

5

4

4

3

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2

2

1

1

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0

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+15V+15V

+15V +15V

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GAEIGrup d'Automàtica iElectrònicaIndustrialEsquema placa puente inversor

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1Josep Maria BosqueJosep Maria Bosque

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A4

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D5

16V

D5

16VR4100kR4100k

D416V

D416V

D3

16V

D3

16V R10100kR10100k

R60R0R60R0

R9100kR9100k

M2STW45NM50M2STW45NM50

R3100kR3100k

X3

BRGCTRL1

X3

BRGCTRL1

. 1

. 2

R1

10R

R1

10R

R50R0R50R0

C2100nC2100n

R7

10R

R7

10R C5100n

C5100n

M4STW45NM50M4STW45NM50

R8

10R

R8

10R

C104,7 uF 400V MKPC104,7 uF 400V MKP

R2

10R

R2

10R

C922 uC922 u X6

OUTX6OUT

.1

.2

X1X1

. 1

. 2

M1STW45NM50

M1STW45NM50 U2

IR21834

U2

IR21834

HIN1

LIN2

VSS3

DT4

COM5

LO6

VCC7 NC1 8

NC2 9

NC3 10

VS 11

HO 12

VB 13

NC4 14

D2

BYV26C

D2

BYV26CC7100nC7100n

M3STW45NM50

M3STW45NM50

C610u 50VC610u 50V

C110u 50V

C110u 50V C3

1uC31u

C41u

C41u

X2X2

.1

.2

D816VD816V

X5

IN

X5

IN

. 1

. 2

X4

BRGCTRL1

X4

BRGCTRL1

.1

.2

D1BYV26C

D1BYV26C

D716VD716V

D616VD616V

U1

IR21834

U1

IR21834

HIN 1

LIN 2

VSS 3

DT 4

COM 5

LO 6

VCC 7NC18

NC29

NC310

VS11

HO12

VB13

NC414

C8100nC8100n

5

5

4

4

3

3

2

2

1

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5

5

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3

3

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2

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GAEIGrup d'Automàti ca iElectrònicaIndustrialFotografia placa puente inversor

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5

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3

3

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2

1

1

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A A

!MCLR

PGD

PGC

RE6

RE7

RA9

RD0

PGD

PGC

PWM4

PWM5

PWM3

PWM2

PWM1

PWM0

RA9

RD0RF6

RE6

RE7

AN3

AN2

AN1

AN0

!MCLR

AN4

AN5

RF6

AN4

AN5

AN3

AN2

AN1

AN0

PWM1

PWM2

PWM3

PWM4

PWM5

PWM0

5VDC

0

5VDC

0

0

0

0

5VDC

0

00

0

0

5VDC

5VDC

0

0

0

0

0

0

0

0

0

0

0

0

0

0

0

+15V

-15V

+15V

-15V

5VDC

0

+15V

-15V

0

0

0

0

5VDC

0

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GAEI

Grup d'Automàtica i

Electrònica

Industrial

Esquema placa de control

0

Desarrolo de un ondulador a partir de un boost cuadrático

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Electrònica

Industrial


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GAEI


Electrònica

Industrial


0


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IL1

Vout

R2

1k5

R2

1k5

R21

100

R21

100

R6

470R

R6

470RC410u50V

C410u50V

X15

AN3

X15

AN3

. 1

. 2

C14

100nF

C14

100nF

C131nF

C131nF

R11470RR11470R

D7ZENER5V1D7ZENER5V1

31

X4

PWRSPLY15

X4

PWRSPLY15

. 1

. 2

. 3

D12

LED_0

D12

LED_0

12

R15

1k5

R15

1k5

R8470RR8470R

X17

AN4

X17

AN4

. 1

. 2

D9

LED_0

D9

LED_0

12

C51nF

C51nF

R4

1k5

R4

1k5 R5

10k

R5

10k

R18

100

R18

100

C1122pFC1122pF

C210u50V

C210u50V

C1222pFC1222pF

D16

LED_0

D16

LED_0

12

R16

10k

R16

10k

X16

PWM2H

X16

PWM2H

.1

.2

R23

100

R23

100


31


31

R13

100

R13

100

X2X2

. 1

. 2


31

R14100R14100

R22

100

R22

100

R19

1k5

R19

1k5


31


31

R20

10k

R20

10k

R10

100

R10

100

X20

AN5

X20

AN5

. 1

. 2

U1

dsPIC30F2020

U1

dsPIC30F2020MCLR1

AN0/CMP1A/CN2/RB02

AN1/CMP1B/CN3/RB13

AN2/CMP1C/CMP2A/CN4/RB24

AN3/CMP1D/CMP2B/CN5/RB35

AN4/CMP2C/CMP3A/CN6/RB46

AN5/CMP2D/CMP3B/CN7/RB57

VSS18

AN6/CMP3C/CMP4A/OSC1/CLK1/RB69

AN7/CMP3D/CMP4B/OSC2/CLK0/RB710

PG11/EMUD1/PWM4H/T2CK/U1ATX/CN1/RE711

PGC1/EMUC1/EXTREF/PWM4L/T1CK/U1ARX/CN0/RE612

VDD113

PGD2/EMUD2/SCK1/SFLT3/OC2/INT2/RF614

AVDD 28

AVSS 27

PWM1L/RE0 26

PWM1H/RE1 25

PWM2L/RE2 24

PWM2H/RE3 23

PWM3L/RE4 22

PWM3H/RE5 21

VDD2 20

VSS2 19

PGC/EMUC/SDI1/SDA/U1RX/RF7 18

PGD/EMUD/SDO1/SCL/U1TX/RF8 17

SFLT2/INT0/OCFLTA/RA9 16

PGC2/EMUC2/0C1/SFLT1/IC1/INT1/RD0 15

X10X10

. 1

. 2

X8X8

. 1

. 2

X19

PWM3H

X19

PWM3H

.1

.2

SW1SW1

1

4

2

3


31

C81nF

C81nF

X13

PWM1H

X13

PWM1H

.1

.2

SW2SW2

1

4

2

3D4ZENER5V1D4ZENER5V1

31

C101nF

C101nF

C7

100nF

C7

100nF

X9

PWM1L

X9

PWM1L

.1

.2D6

LED_0

D6

LED_0

12

X14

PWM2L

X14

PWM2L

.1

.2

Y110MHzY110MHz

X7X7

. 1

. 2


31

R25

10k

R25

10k

R9

1k5

R9

1k5

X11X11

. 1

. 2

. 3

X3X3

.1

.2

X12

AN2

X12

AN2

. 1

. 2

X6X6

.1

.2

.3


31

X1X1

. 1

. 2

C9

100nF

C9

100nF

R3

10k

R3

10k

R17

100

R17

100

C310u50V

C310u50V

R12

10k

R12

10k

D2

LED

D2

LED

R24

1k5

R24

1k5

X5

PWRSPLY5

X5

PWRSPLY5

. 1

. 2

X18

PWM3L

X18

PWM3L

.1

.2

R1

100

R1

100


31

R7

100

R7

100

5

5

4

4

3

3

2

2

1

1

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C C

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A ATitle

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GAEIGrup d'Automàtica iElectrònicaIndustrialComponentes TOP placa de control

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A ATitle

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A ATitle

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A ATitle

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GAEIGrup d'Automàti ca iElectrònicaIndustrialFotografia placa de control

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A ATitle

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GAEIGrup d'Automàti ca iElectrònicaIndustrialFotografia placa del filtro

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5

5

4

4

3

3

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A ATitle

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GAEIGrup d'Automàti ca iElectrònicaIndustrialFotografia interconexion entre placas

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A

1 1




PRESUPUESTO

105




7. PRESUPUESTO


AUTOR: Saiou Wu Fu




PRESUPUESTO

106

7 PRESUPUESTO

7.1 Mediciones

CAPÍTULO C_01 PLACA BOOST CUADRÁTICO

Código Descripción Uds Largo Ancho Alto

Parciales Cantidad Precio Importe

2085213 u CONDENSADOR, 330 nF, 500V

C1812V334KCRAC TU - CONDENSADOR, 330 nF, 500V, X7R, 1812

1

1,00

1,00

1673499 u CONDENSADOR, 10UF, 450V

EEUEE2W100U - CAPACITOR, 10UF, 450V, 10X20MM

3

3,00

3,00

749-7290 u CONDENSADOR, 1000uF, 50V

Capacitor, Al, 105deg, 1000uF, 50V, 16X25MM

1

1,00

1,00

1759453 u CONDENSADOR, 10uF, 25V

MCCA000570 - CAP, CERAMIC, 10UF, 25V, Y5V, 1206

5

5,00

5,00

1867948 u CONDENSADOR, 100nF, 25V

CAP MLCC, 0.1UF, 25V, X7R, 10%, 0402

4

4,00

4,00

8657262 u DIODO, 8A, 600V VS-8ETX06FPPBF - DIODO, HIPERRÁPIDO, 8A, 600V

1

1,00

1,00

1431060 u DIODO, SCHOTTKY, 30A, 100V

MBR30H100CTG - DIODE, SCHOTTKY, 30A, 100V, TO-220

1

1,00

1,00

1612394 u DIODO ZENER 16V, 3W

VISHAY SEMICONDUCTOR DIODE, ZENER, 16V, 3 W

2

2,00

2,00

753-3059 u MOSFET, N, 650V, 77,5A

IPW60R041C6 MOSFET canal N 650V 77,5A CoolMOS C6

1

1,00

1,00

PRESUPUESTO

107



1684526 u MOSFET, N, 200V, 130A

IRFP4668PBF MOSFET N-ch HEXFET 200V 130A TO247AC

1

1,00

1,00

403-840 u MOSFET DRIVER

6A Single MOSFET Driver,MCP1407-E/P

2

2,00

2,00

702-5217 u ZOCALO, 8w, SMT

8w DIL socket open frame SMT

2

2,00

2,00

286-311 u TRANSDUCTOR DE CORRIENTE, 25A

Transductor de corriente efecto Hall, 25A, LA 25-NP

1

1,00

1,00

0077083A7 u NUCLEO TOROIDAL 77083-A7

Nucleo toroidal 0077083-A7, Kool Mu, OD=40,8mm

1

1,00

1,00

0077439A7 u NUCLEO TOROIDAL

Nucleo toriodal 0077439-A7, Kool Mu, OD=47,6mm

1

1,00

1,00

223-2874 u RESISTENCIA, 3R3, 0.25W

Resistencia en chip CRG1206, 3R3, 0.25W

2

2,00

2,00

223-2394 u RESISTENCIA, 10k, 0.25W

Resistencia en chip CRG1206, 10k, 0.25W

3

3,00

3,00



1

1,00

1,00



1

1,00

1,00

PRESUPUESTO

108



3376908 u DISIPADOR DE CALOR

Disipador de calor 10x12x3,7CM, aluminio, 100ºC/W

1

1,00

1,00

4215590 u CONECTOR FASTON PCB

Conector Faston PCB 6,3x0,8mm, ØTaladro C.I. 1,3mm

4

4,00

4,00

9731148 u CONECTOR KK 2 MACHO

Conector KK 2 vias macho para PCB

3

3,00

3,00

143126 u CONECTOR KK 2 HEMBRA

Conector KK 2 vias hembra para PCB

3

3,00

3,00



2

2,00

2,00



2

2,00

2,00

2112492 u TESTPOINT

TEST POINT, PCB, paquete de 100 unidades

1

1,00

1,00

PRESUPUESTO

109

CAPÍTULO C_02 PLACA INVERSOR REDUCTOR

Código Descripción Uds Largo Ancho Alto Parciales Cantidad Precio Importe

1023245 u MOSFET DRIVER H/L SIDE

IR21834PBF - DRIVER, MOSFET, HIGH/LOW SIDE

2

2,00

2,00


EEUEE2W220S - CAPACITOR, 22UF, 450V, 16X20MM

1

1,00

1,00

1469369 u DIODO, 1A, 600V

BYV26C-TAP - DIODE, ULTRAFAST, 1A, 600V

2

2,00

2,00

1291995 u MOSFET, N, 550V, 45A

STW45NM50 - MOSFET, N CH, 550V, 45A, TO-247

4

4,00

4,00

1651598 u DIODO ZENER 16V, 1.3W

DIODE, ZENER, VZ 16V

6

6,00

6,00

3728453 u RESISTENCIA, 10R, 0.5W

Resistencia de pelicula de carbon, 10R, 0.5W

4

4,00

4,00

3728478 u RESISTENCIA, 100k, 0.5W

Resistencia de pelicula de carbon, 100k, 0.5W

4

4,00

4,00

223-1981 u RESISTENCIA, 0R, 0.25W

Resistencia en chip CRG1206, 0R, 0.25W

2

2,00

2,00


Condensador electrolitico, 10uF, 50V, radial

2

2,00

2,00

PRESUPUESTO

110




Condensador de poliester, 100 nF, 63 V

4

4,00

4,00


Condensador de poliester, 1 uF, 63 V

2

2,00

2,00

1413877 u CONDENSADOR, PP, 4.7uF, 400V

MKP1840547404M - CAP, FILM, 4.7UF, 5%, 400V

1

1,00

1,00



4

4,00

4,00



4

4,00

4,00

PRESUPUESTO

111

CAPÍTULO C_03 PLACA DE FILTRO


1004276 u VARISTOR, 19.0J, 250 V CA

EPCOS - B72207S0251K101 - VARISTOR, 19.0J, 250 V CA

1

1,00

1,00

1200782 u CONDENSADOR, 0,1μF, 630 V

EPCOS - B32652A6104J - CONDENSADOR, 0,1μF, 630V

1

1,00

1,00

12320 u PLACA DE TOPOS

Placa de topos, paso 5,08

1

1,00

1,00

0077324A7 u NUCLEO TOROIDAL 77324-A7 0077324A7


1

1,00

1,00

PRESUPUESTO

112

CAPÍTULO C_04 PLACA DE CONTROL


1297281 u DSPIC30F2020

DSPIC30F2020-30I/SP - DSP FLASH 16 BITS 12K, 512B RAM, DIP28

1

1,00

1,00

801-796 u ZOCALO DIL

Zócalo DIL, pin torneado 28 vias, 7,62 mm

1

1,00

1,00

171-1234 u LED

LED de color rojo

5

5,00

5,00

545-3049 u DIODO ZENER SMD, 5.1 V, 0.5 W

Diodo Zener en montaje superficial, 5,1 V, 0,5 W

11

11,00

11,00

102-327 u PULSADOR

Interruptor pulsador SPST

2

2,00

2,00

9712828 u CRISTAL, 7.372800MHZ

LF A194A - CRISTAL, 7.372800MHZ

1

1,00

1,00

483-8461 u CONECTOR KK 2 MACHO


16

16,00

16,00

453-123 u CONECTOR KK 2 HEMBRA


16

16,00

16,00



3

3,00

3,00

PRESUPUESTO

113





3

3,00

3,00



1

1,00

1,00



1

1,00

1,00

331-6421 u CONECTOR RJ11 HEMBRA

Conector RJ11 hembra, 6/6

1

1,00

1,00

223-2287 u RESISTENCIA, 1k5, 0.25W

Resistencia en chip CRG1206, 1k5, 0.25W

2

2,00

2,00



2

2,00

2,00



2

2,00

2,00



6

6,00

6,00



3

3,00

3,00

3728449 u RESISTENCIA, 1k5, 0.5W

Resistencia de pelicula de carbon, 1k5, 0.5W

7

7,00

7,00

PRESUPUESTO

114





7

7,00

7,00

1200744 u CONDENSADOR 0,1 uF

Condensador de poliéster, 0,1 uF, 100 V

3

3,00

3,00

224-4279 u CONDENSADOR 1 nF

Condensador BF 1 nF, radial, 100 V

5

5,00

5,00

224-4467 u CONDENSADOR 22 pF

Condensador cerámico, 22 pF, radial, 100 V

2

2,00

2,00



2

2,00

2,00

224-4311 u CONDENSADOR, 100nF, 50V

Condensador electrolitico, 100nF, 50V, radial

3

3,00

3,00

PRESUPUESTO

115

CAPÍTULO C_05 OTROS COMPONENTES


560-293 u TUERCA M3

Tuercas para placas y componentes

250

250,00

250,00

560-776 u TORNILLO M3

Tornillos para placas y componentes

250

250,00

250,00

221-128 u SEPARADOR M3

Separadores para placas

50

50,00

50,00

PRESUPUESTO

116

CAPÍTULO C_06 MANO DE OBRA


A025126 h Ingeniero Técnico Industrial - Técnico de Investigación grupo III

150

150,00

150,00

A025327 h Ingeniero Técnico Industrial - Técnico de Investigación grupo II

20

20,00

20,00

PRESUPUESTO

117

7.2 Precios unitarios

Código Ud. Descripción Precio

2085213 u CONDENSADOR, 330 nF, 500V 0,66 €

1673499 u CONDENSADOR, 10UF, 450V 0,54 €

749-7290 u CONDENSADOR, 1000uF, 50V 1,51 €

1759453 u CONDENSADOR, 10uF, 25V 0,12 €

1867948 u CONDENSADOR, 100nF, 25V 0,32 €

8657262 u DIODO, 8A, 600V 1,56 €

1431060 u DIODO, SCHOTTKY, 30A, 100V 1,02 €

1612394 u DIODO ZENER 16V, 3W 0,16 €

753-3059 u MOSFET, N, 650V, 77,5A 10,87 €

1684526 u MOSFET, N, 200V, 130A 7,71 €

403-840 u MOSFET DRIVER 1,07 €

702-5217 u ZOCALO, 8w, SMT 1,09 €

286-311 u TRANSDUCTOR DE CORRIENTE, 25A 17,40 €

0077083A7 u NUCLEO TOROIDAL 77083-A7 6,77 €

0077439A7 u NUCLEO TOROIDALl 77439-A7 7,20 €

223-2874 u RESISTENCIA, 3R3, 0.25W 0,04 €

223-2394 u RESISTENCIA, 10k, 0.25W 0,04 €

223-2625 u RESISTENCIA, 560k, 0.25W 0,04 €

223-2489 u RESISTENCIA, 430k, 0.25W 0,04 €

3376908 u DISIPADOR DE CALOR 12,58 €

4215590 u CONECTOR FASTON PCB 0,19 €

9731148 u CONECTOR KK 2 MACHO 0,38 €

143126 u CONECTOR KK 2 HEMBRA 0,25 €



2112492 u TESTPOINT 13,01 €

1023245 u MOSFET DRIVER H/L SIDE 3,13 €

1673502 u CONDENSADOR, 22UF, 450V 0,97 €

1469369 u DIODO, 1A, 600V 0,21 €

1291995 u MOSFET, N, 550V, 45A 15,27 €

1651598 u DIODO ZENER 16V, 1.3W 0,06 €

3728453 u RESISTENCIA, 10R, 0.5W 0,02 €

3728478 u RESISTENCIA, 100k, 0.5W 0,02 €

223-1981 u RESISTENCIA, 0R, 0.25W 0,04 €


1759312 u CONDENSADOR, 100nF, 63V 0,35 €

9752382 u CONDENSADOR, 1uF, 63V 0,39 €

1413877 u CONDENSADOR, PP, 4.7uF, 400V 6,70 €



0077324A7 u NUCLEO TOROIDAL 77324-A7 6,35 €

483-8461 u CONECTOR KK 2 MACHO 0,48 €

801-796 u ZOCALO DIL 0,66 €

171-1234 u LED 0,22 €

PRESUPUESTO

118

Código Ud. Descripción Precio

545-3049 u DIODO ZENER SMD, 5.1 V, 0.5 W 0,17 €

102-327 u PULSADOR 1,60 €

9712828 u CRISTAL, 7.372800MHZ 0,88 €

453-123 u CONECTOR KK 2 HEMBRA 0,15 €





331-6421 u CONECTOR RJ11 HEMBRA 0,61 €

223-2287 u RESISTENCIA, 1k5, 0.25W 0,04 €

223-2120 u RESISTENCIA, 100R, 0.25W 0,04 €

3728443 u RESISTENCIA, 100R, 0.5W 0,02 €

3728447 u RESISTENCIA, 470R, 0.5W 0,02 €

3728449 u RESISTENCIA, 1k5, 0.5W 0,02 €

3728470 u RESISTENCIA, 10k, 0.5W 0,02 €

1200744 u CONDENSADOR 0,1 uF 0,32 €

224-4279 u CONDENSADOR 1 nF 0,32 €

224-4467 u CONDENSADOR 22 pF 0,31 €


224-4311 u CONDENSADOR, 100nF, 50V 0,15 €

560-293 u TUERCA M3 0,02 €

560-776 u TORNILLO M3 0,01 €

221-128 u SEPARADOR M3 0,19 €

A025126 h Técnico de Investigación grupo III 12,50 €

A025327 h Técnico de Investigación grupo II 17,50 €

1004276 u VARISTOR, 19.0J, 250 V CA 0,28 €

1200782 u CONDENSADOR, 0,1μF, 630 V 0,31 €

12320 u PLACA DE TOPOS 3,56 €

1297281 u DSPIC30F2020 6,78 €

PRESUPUESTO

119

7.3 Presupuesto

CAPÍTULO C_01 PLACA BOOST CUADRÁTICO

Código Descripción Cantidad Precio Importe

2085213 u CONDENSADOR, 330 nF, 500V

C1812V334KCRAC TU - CONDENSADOR, 330 nF, 500V, X7R, 1812

1,00 0,66 € 0,66 €


EEUEE2W100U - CAPACITOR, 10UF, 450V, 10X20MM

3,00 0,54 € 1,62 €


Capacitor, Al, 105deg, 1000uF, 50V, 16X25MM

1,00 1,51 € 1,51 €


MCCA000570 - CAP, CERAMIC, 10UF, 25V, Y5V, 1206

5,00 0,12 € 0,60 €


CAP MLCC, 0.1UF, 25V, X7R, 10%, 0402

4,00 0,32 € 1,28 €

8657262 u DIODO, 8A, 600V

VS-8ETX06FPPBF - DIODO, HIPERRÁPIDO, 8A, 600V

1,00 1,56 € 1,56 €

1431060 u DIODO, SCHOTTKY, 30A, 100V

MBR30H100CTG - DIODE, SCHOTTKY, 30A, 100V, TO-220

1,00 1,02 € 1,02 €

1612394 u DIODO ZENER 16V, 3W

VISHAY SEMICONDUCTOR DIODE, ZENER, 16V, 3 W

2,00 0,16 € 0,32 €

753-3059 u MOSFET, N, 650V, 77,5A

IPW60R041C6 MOSFET canal N 650V 77,5A CoolMOS C6

1,00 10,87 € 10,87 €

1684526 u MOSFET, N, 200V, 130A

IRFP4668PBF MOSFET N-ch HEXFET 200V 130A TO247AC

1,00 7,71 € 7,71 €

PRESUPUESTO

120

Código Descripción

Cantidad Precio Importe

403-840 u MOSFET DRIVER

6A Single MOSFET Driver,MCP1407-E/P

2,00 1,07 € 2,14 €

702-5217 u ZOCALO, 8w, SMT

8w DIL socket open frame SMT

2,00 1,09 € 2,18 €

286-311 u TRANSDUCTOR DE CORRIENTE, 25A

Transductor de corriente efecto Hall, 25A, LA 25-NP

1,00 17,40 € 17,40 €



1,00 6,77 € 6,77 €

0077439A7 u NUCLEO TOROIDALl 77439-A7

Nucleo toriodal 0077439-A7, Kool Mu, OD=47,6mm

1,00 7,20 € 7,20 €

223-2874 u RESISTENCIA, 3R3, 0.25W

Resistencia en chip CRG1206, 3R3, 0.25W

2,00 0,04 € 0,08 €



3,00 0,04 € 0,12 €



1,00 0,04 € 0,04 €



1,00 0,04 € 0,04 €

3376908 u DISIPADOR DE CALOR

Disipador de calor 10x12x3,7CM, aluminio, 100ºC/W

1,00 12,58 € 12,58 €

PRESUPUESTO

121



4215590 u CONECTOR FASTON PCB

Conector Faston PCB 6,3x0,8mm, ØTaladro C.I. 1,3mm

4,00 0,19 € 0,76 €



3,00 0,38 € 1,14 €



3,00 0,25 € 0,75 €



2,00 0,42 € 0,84 €



2,00 0,28 € 0,56 €

2112492 u TESTPOINT

TEST POINT, PCB, paquete de 100 unidades

1,00 13,01 € 13,01 €

TOTAL CAPITULO C_01 PLACA BOOST CUADRATICO

92,76 €

PRESUPUESTO

122

CAPÍTULO C_02 PLACA PUENTE INVERSOR



1023245 u MOSFET DRIVER H/L SIDE

IR21834PBF - DRIVER, MOSFET, HIGH/LOW SIDE

2,00 3,13 € 6,26 €


EEUEE2W220S - CAPACITOR, 22UF, 450V, 16X20MM

1,00 0,97 € 0,97 €

1469369 u DIODO, 1A, 600V

BYV26C-TAP - DIODE, ULTRAFAST, 1A, 600V

2,00 0,21 € 0,42 €

1291995 u MOSFET, N, 550V, 45A

STW45NM50 - MOSFET, N CH, 550V, 45A, TO-247

4,00 15,27 € 61,08 €

1651598 u DIODO ZENER 16V, 1.3W

DIODE, ZENER, VZ 16V

6,00 0,06 € 0,35 €



4,00 0,02 € 0,08 €



4,00 0,02 € 0,08 €



2,00 0,04 € 0,08 €



2,00 0,19 € 0,38 €

PRESUPUESTO

123




Condensador de poliester, 100 nF, 63 V

4,00 0,35 € 1,40 €


Condensador de poliester, 1 uF, 63 V

2,00 0,39 € 0,78 €

1413877 u CONDENSADOR, PP, 4.7uF, 400V

MKP1840547404M - CAP, FILM, 4.7UF, 5%, 400V

1,00 6,70 € 6,70 €



4,00 0,48 € 1,92 €



4,00 0,32 € 1,28 €

TOTAL CAPITULO C_02 PLACA PUENTE INVERSOR

81,78 €

PRESUPUESTO

124

CAPÍTULO C_03 PLACA DE FILTRO


1004276 u VARISTOR, 19.0J, 250 V CA

EPCOS - B72207S0251K101 - VARISTOR, 19.0J, 250 V CA

1,00 0,28 € 0,28 €

1200782 u CONDENSADOR, 0,1μF, 630 V

EPCOS - B32652A6104J - CONDENSADOR, 0,1μF, 630V

1,00 0,31 € 0,31 €

12320 u PLACA DE TOPOS

Placa de topos, paso 5,08

1,00 3,56 € 3,56 €



1,00 6,35 € 6,35 €

TOTAL CAPITULO C_03 PLACA DE FILTRO

10,50 €

PRESUPUESTO

125

CAPÍTULO C_04 PLACA DE CONTROL


1297281 u DSPIC30F2020

DSPIC30F2020-30I/SP - DSP FLASH 16 BITS 12K, 512B RAM, DIP28

1,00 6,78 € 6,78 €

801-796 u ZOCALO DIL

Zócalo DIL, pin torneado 28 vias, 7,62 mm

1,00 0,66 € 0,66 €

171-1234 u LED

LED de color rojo

5,00 0,22 € 1,10 €

545-3049 u DIODO ZENER SMD, 5.1 V, 0.5 W

Diodo Zener en montaje superficial, 5,1 V, 0,5 W

11,00 0,17 € 1,85 €

102-327 u PULSADOR

Interruptor pulsador SPST

2,00 1,60 € 3,20 €

9712828 u CRISTAL, 7.372800MHZ

LF A194A - CRISTAL, 7.372800MHZ

1,00 0,88 € 0,88 €



16,00 0,48 € 7,68 €



16,00 0,15 € 2,37 €



3,00 0,83 € 2,49 €



3,00 0,30 € 0,90 €

PRESUPUESTO

126





1,00 0,46 € 0,46 €



1,00 0,35 € 0,35 €

331-6421 u CONECTOR RJ11 HEMBRA

Conector RJ11 hembra, 6/6

1,00 0,61 € 0,61 €

223-2287 u RESISTENCIA, 1k5, 0.25W

Resistencia en chip CRG1206, 1k5, 0.25W

2,00 0,04 € 0,08 €



2,00 0,04 € 0,08 €



2,00 0,04 € 0,08 €



6,00 0,02 € 0,12 €



3,00 0,02 € 0,06 €

3728449 u RESISTENCIA, 1k5, 0.5W

Resistencia de pelicula de carbon, 1k5, 0.5W

7,00 0,02 € 0,14 €



7,00 0,02 € 0,14 €

PRESUPUESTO

127



1200744 u CONDENSADOR 0,1 uF

Condensador de poliéster, 0,1 uF, 100 V

3,00 0,32 € 0,95 €

224-4279 u CONDENSADOR 1 nF

Condensador BF 1 nF, radial, 100 V

5,00 0,32 € 1,58 €

224-4467 u CONDENSADOR 22 pF

Condensador cerámico, 22 pF, radial, 100 V

2,00 0,31 € 0,63 €



2,00 0,19 € 0,38 €

224-4311 u CONDENSADOR, 100nF, 50V

Condensador electrolitico, 100nF, 50V, radial

3,00 0,15 € 0,45 €

TOTAL CAPITULO C_04 PLACA DE CONTROL

33,99 €

PRESUPUESTO

128

CAPÍTULO C_05 OTROS COMPONENTES


560-293 u TUERCA M3

Tuercas para placas y componentes

250,00 0,02 € 4,00 €

560-776 u TORNILLO M3

Tornillos para placas y componentes

250,00 0,01 € 2,75 €

221-128 u SEPARADOR M3

Separadores para placas

50,00 0,19 € 9,30 €

TOTAL CAPITULO C_05 OTROS COMPONENTES

16,05 €

PRESUPUESTO

129

CAPÍTULO C_06 MANO DE OBRA


A025126 h Ingeniero Técnico Industrial - Técnico de Investigación grupo III

150,00 12,50 € 1.875,00 €

A025327 h Ingeniero Técnico Industrial - Técnico de Investigación grupo II

20,00 17,50 € 350,00 €

TOTAL CAPITULO C_06 MANO DE OBRA

2.225,00 €

PRESUPUESTO

130

7.4 Resumen presupuesto

Capítulo Resumen Importe

C_01

PLACA BOOST

CUADRÁTICO

92,76 €

C_02

PLACA PUENTE

INVERSOR

81,78 €

C_03 PLACA DE FILTRO

10,50 €

C_04 PLACA DE CONTROL

33,99 €

C_05 OTROS COMPONENTES

16,05 €

C_06 MANO DE OBRA

2.225,00 €

TOTAL EJECUCIÓN MATERIAL

2.460,08 €

13,00 % Gastos Generales 319,81

6,00 % Beneficio Industrial 147,60

SUMA TOTAL EJECUCIÓN DE

MATERIAL, G.G. i B.I.

2.927,50 €

21,00 % I.V.A.

614,77 €

TOTAL PRESUPUESTO CONTRATA

3.542,27 €

TOTAL PRESUPUESTO GENERAL

3.542,27€

PLIEGO DE CONDICIONES

131




8. PLIEGO DE CONDICIONES


AUTOR: Saiou Wu Fu





132

8 PLIEGO DE CONDICIONES

8.1 Condiciones administrativas

8.1.1 Condiciones generales

El presente pliego de condiciones tiene como objetivo definir a futuros

investigadores que continúen el estudio de convertidores conmutados y puentes inversores

con las leyes de control implementadas en este proyecto, ya sea trabajando sobre prototipos

construidos u otros que se deriven.

Los convertidores fabricados son circuitos que están en fase de desarrollo. Estos

convertidores se han elaborado para confirmar de forma experimental los estudios teóricos

y las simulaciones por ordenador, pero no están preparados para trabajar a un nivel

industrial. No obstante, se prevé que circuitos derivados tengan una aplicación industrial,

adaptando los circuitos a otros aspectos como protecciones, interferencias, etc.

El convertidor está compuesto por una placa donde se ha montado el boost

cuadrático y otra con el puente inversor, dichas placas de conectan a partir de terminales de

conexión preestablecidas entre ellas y con una tercera placa donde se realiza el control

digital.

En caso de modificaciones o mal uso de software o hardware diseñado, el técnico

realizador de proyecto no se hace cargo de daños personales y materiales, así como el mal

funcionamiento y averías, tanto en el convertidor como en las fuentes conectadas a éste.

8.1.2 Normas, permisos y certificaciones

Todas las unidades de obra se ejecutan cumpliendo las prescripciones indicadas en

los Reglamentos de Seguridad y Normas Técnicas de obligado cumplimiento para este tipo

de instalación.

Todos los aparatos e instrumentos usados tendrán que estar homologados. Además,

los instrumentos de medida tendrán que tener a disposición sus correspondientes

certificados de calibración.

8.1.3 Descripción general del montaje

En la elaboración física del prototipo se han definido una serie de pasos a seguir con

riguroso orden, donde no se puede empezar uno hasta haber finalizado el otro.

1- Pedido y compra del material y componentes.

2- Construcción de los inductores.

3- Fabricaciones de las placas de circuito impreso.

4- Taladrado de agujeros de sujeción de disipadores

5- Colocación y soldadura de los componentes sobre las placas.

6- Colocación de separadores y disipadores.

7- Verificación y ajuste de las placas por separado.

8- Interconexión de los módulos.

9- Verificación y ajustes de los módulos interconectados.

10- Mantenimiento de los equipos.


133

8.2 Condiciones económicas

8.2.1 Precios

El importe calculado en el presupuesto del presente proyecto puede sufrir variaciones

debidas a cambios de precios de los componentes utilizados. Estos precios unitarios se

entienden que comprenden la ejecución total de un prototipo, incluyendo todos los trabajos

complementarios y materiales, así como la parte proporcional de imposición fiscal, las

cargas laborales y otros gastos que se deriven.

El presupuesto no incluye los gastos de tipo energético ocasionados por el proceso de

instalación ni por el uso del prototipo.

8.2.2 Responsabilidades

El coste que pueda provocar el incumplimiento de las especificaciones expuestas en

el presente capítulo en la manipulación de los circuitos construidos recae sobre el

instalador o usuario.

El instalador o usuario es el único responsable de todas las acciones en contra de lo

acordado que él o las personas que estén bajo su cargo cometan durante la ejecución de las

operaciones relacionadas con las mismas. También es responsable de los accidentes o

daños que, por errores, inexperiencia o aplicación de métodos adecuados se produzcan a

terceros.

El instalador o usuario es el único responsable del incumplimiento de las

disposiciones vigentes en material laboral respecto a su personal y por lo tanto, los

accidentes que puedan suceder y de los derechos que puedan derivarse de ellos.

En el caso de que se implemente la totalidad o una parte del contenido del proyecto

para la elaboración de circuitos para uso industrial, la persona responsable de la ejecución

(contratista) tendrá la obligación de hacerse cardo de todos los gastos originados por el

trabajo mal ejecutado sin que sirva de excusa que el Técnico Director haya examinado y

aprobado las pruebas.

8.3 Condiciones facultativas

8.3.1 Personal

Todas las acciones que se desarrollen serán ejecutadas por el personal cualificado

con los conocimientos de electrónica de potencia. También será necesaria experiencia en

software de simulación de circuitos electrónicos, diseño de placas de circuito impreso,

programación de dsPIC y el uso de aparatos e instrumentos de medida como osciloscopios

y multímetros.

El personal se someterá a las normas y reglas previstas por la comunidad autónoma,

país u organismos internacionales sobre estas tareas. El técnico realizador de proyecto, así

como el personal investigador, no se hacen responsables de los desperfectos provocados

por su incumplimiento.

El contratista tendrá en la obra el número y clase de operarios que hagan falta para el

volumen y naturaleza de los trabajos que se realicen, en los cuales serán de reconocida

aptitud y experiencia en el oficio. El contratista estará obligado a separar de la obra aquel

personal que a juicio del Director Técnico no cumpla con sus obligaciones o realice el

trabajo defectuosamente, ya sea por falta de conocimientos o bien por obrar

inadecuadamente.


134

8.3.2 Reconocimientos y ensayos previos

Cuando el Director Técnico lo considere oportuno, podrá encargar el análisis, ensayo

o comprobación de los materiales, elementos o instalaciones, ya sea en la fábrica de origen,

laboratorios oficiales o en la misma obra, según lo que crea más conveniente, aunque este

no esté indicado en este pliego.

En el caso de discrepancia, los ensayos o pruebas se efectuarán en el laboratorio que

el Director Técnico de obra designe.

Los gastos ocasionados por estas pruebas y comprobaciones irán a cuenta del

contratista.

Antes de la alimentación del prototipo será necesario unos reconocimientos previos

de las placas de circuito impreso, que incluirán: verificación de conexiones y

comprobación del buen estado de todos los componentes. Una vez alimentado se

comprobará el funcionamiento de todos los elementos y se sustituirán los elementos

defectuosos, en caso de existir.

8.3.3 Materiales

Todos los materiales cumplirán las especificaciones y tendrán las características

indicadas en el proyecto. Además tendrán que cumplir la calidad indicada y especialmente

los elementos de precisión. Así mismo, en el caso de que no se encuentre en el mercado

alguno de los productos, ya sea porque se han agotado o porque ya no se fabrica, el

operario encargado del montaje tendrá que estar capacitado para sustituirlo por uno similar.

Cualquier otra especificación o característica de los materiales que figure solo en uno

de los documentos del proyecto, aunque no aparezcan en el resto, será igualmente

obligatoria.

8.3.3.1 - Conductores eléctricos

Los conductores de señal serán de cables de cobre de 0.5 mm2 de sección ya que

estos no trabajaran con potencias elevadas. Para evitar pérdidas en los cables, se

recomienda disminuir todo lo posible su longitud e incluso utilizar conductores con una

sección ligeramente superior.

8.3.3.2 – Resistencias

Una resistencia no es exacta y es necesario establecer los extremos máximos y

mínimos entre los cuales estará comprendido su valor. La tolerancia marca el intervalo de

valores admisible y se expresa normalmente en tanto por ciento del valor exacto. Para

obtener los extremos se tiene que multiplicar el valor nominal de la resistencia por su

tolerancia, después sumar o restar este resultado al valor nominal para saber el máximo y

mínimo que puede obtener.

En el proyecto se usan dos tipos de resistencias, de potencia y de uso general. Las de

potencia son las que tienen dimensiones mayores, recubrimiento metálico que facilita la

disipación del calor y son las únicas que pueden soportar potencias del orden de centenas

de vatios. Las de uso general engloban el resto de resistencias que pueden soportar como

máximo una potencia de 0.25 W, tienen aplicaciones y encapsulados diversos.

Las tolerancias estándar de las resistencias de uso general son 5%, 10% y 20%.

Según el valor óhmico y la tolerancia, se establecen de forma estándar una serie de valores


135

de forma que con ella se pueda tener toda una gama de resistencia, estos valores son los

que se muestran en la tabla siguiente. El conjunto total de valores de toda la gama se

obtiene multiplicando por 10, 102, 10

3, 10

4, 10

5, 10

6.

Tolerancia Valores estandarizados

5% 1.0/1.2/1.3/1.5/1.6/1.8/2.0/2.2/2.4/2.7/3.0/3.6/4.3/4.7/5.1/5.2/5.6/6.8/7.5/8.2/9.8

10% 1.0/1.2/1.5/1.8/2.2/3.3/3.9/4.7/5.6/6.8/8.2

20% 1.0/1.5/2.2/3.3/4.7/6.8

Para evitar la utilización de un número elevado de ceros en la designación del valor

de una resistencia, se utilizan múltiples del ohmio. Los más usados comercialmente son:

kiloOhmio (kΩ): 1 kΩ = 103 Ω

megaOhmio (MΩ): 1 MΩ = 106 Ω

8.3.3.3 – Condensadores

La capacidad de los condensadores tiene la unidad de Faradios, pero como la unidad

es excesivamente grande, se utilizan, en la práctica, otras unidades fraccionarias de la

anterior. Las más utilizadas comercialmente son:

microFaradio (uF): 1 uF = 10-6

F

nanoFaradio (nF): 1 nF = 10-9

F

picoFaradio (pF): 1 pF = 10-12

F

Al igual que las resistencias, los condensadores también tienen una tolerancia que

acostumbra a ser del 5, 10 o 20%. Aunque en los electrolíticos puede llegar a ser del 50%.

En este proyecto se han utilizado:

- Condensadores electrolíticos de alta capacidad para los filtros de potencia.

- Condensadores de poliéster y cerámicos en montaje superficial para el desacoplo en

las alimentaciones.

8.3.3.4 – Inductores

Los inductores son componentes pasivos formados por un núcleo magnético y un

hilo de cobre esmaltado a su alrededor formando espiras, las cuales generan un flujo

magnético que mayoritariamente circula por el núcleo. La magnitud física relacionada es la

inductancia, la cual se expresa en henrios (H), aunque en la práctica se utilizan unidades

fraccionarias de la anterior. Los más usados comercialmente son:

miliHenrio (mH): 1 mH = 10-3

H

microHenrio (uH): 1 uH = 10-6

H


136

Los inductores son los componentes con menos exactitud, pues en este proyecto

están fabricados por el instalador. Así mismo, existen aparatos de medida de inductancias

que permiten obtener buenas aproximaciones.

8.3.3.5 – Circuitos integrados y semiconductores

Los circuitos integrados se tienen que alimentar adecuadamente teniendo en cuenta

las hojas de características de los mismos o datasheet. Tanto los circuitos integrados como

los semiconductores nunca se tendrían que exponer a valores de tensión y/o corriente

superiores a los indicados en el datasheet.

Otro aspecto a tener en cuenta serán los daños que se pueden producir en estos

elementos por causa de la electricidad estática. Para reducir la posibilidad de este efecto

será necesaria la utilización de guantes de látex. De esta forma se evita cualquier descarga

no deseada a los circuitos integrados, ya que estos son los más sensibles a este tipo de

descargas.

8.3.3.6 – Zócalos

Se trata de soportes de contacto mecanizado de gran cantidad de perfil bajo, formado

por contactos internos o pads de estaño sobre una base de bronce-fosforo. Los zócalos

están amoldados mediante un poliéster negro con fibra de vidrio.

El uso de zócalos para la inserción de circuitos integrados reduce el tiempo de

sustitución para otro circuito integrado y además evita el calentamiento de los pads de los

integrados en el proceso de soldadura, que podría producir un deterioro o la destrucción del

dispositivo.

8.3.3.7 – Placas de circuito impreso

Las placas de circuito impreso que se necesiten construir se harán a partir de una

lámina de cobre fresada. Las placas se fabricarán de doble cara.

8.3.3.8 – Interconexión de las placas de circuito impreso

Todas las placas dispondrán de sus conexiones pertinentes para unir las diferentes

placas de control y potencia con la alimentación, la salida del inversor con la carga y la

interconexión entre dichas placas.

Las conexiones de potencia se realizarán mediante conectores Faston PCB y las de

control mediante conectores Molex KK de 2, 3 y 4 cabezales según convenga.

8.3.4 Condiciones de ejecución

En este apartado se describirán los procesos a realizar en la fabricación de un

prototipo.

8.3.4.1 - Encargo y compra del material

La compra de los materiales, componentes y aparatos necesarios tendrá que

realizarse con suficiente antelación de forma que estén disponibles en el momento de

iniciar el montaje de las placas de circuito impreso.


137

8.3.4.2 - Construcción de inductores

Para la construcción de los inductores se utilizará hilo de cobre esmaltado de 0.28

mm2 de sección, siendo necesario el cálculo del número de hilos necesarios para conseguir

la sección deseada en cada inductor. Estos hilos de trenzarán y se enrollarán alrededor de

un núcleo toriodal pluvimetalúrgico hasta alcanzar la inductancia requerida.

Mediante un soldador con punta plana y un baño de estaño, se fundirá el esmalte

aislante de los extremos del hilo de cobre para su correcta conexión con la placa.

8.3.4.3 – Fabricación de placas de circuito impreso

Para realizar las placas de circuito impreso se ha utilizado una máquina de control

numérico que va fresando las capas de cobre de la placa, delimitando las pistas y

realizando los agujeros pertinentes conforme el Layout cargado.

8.3.4.4 – Soldadura de componentes

La soldadura se ha realizado mediante la fusión de estaño, ya que es la más sencilla,

rápida, segura y ofrece la menor resistencia de contacto.

El proceso de soldadura consiste en unir dos conductores (hilos o terminales de los

componentes) de forma que mediante el añadido de un tercer material conductor fundido

se cree un compuesto intermetálico entre los tres conductores que al enfriarse se obtenga

una unión rígida permanente.

Tanto los materiales a soldar como las herramientas de soldadura tienen que cumplir

unos requisitos de limpieza, ya que la presencia de óxidos o cualquier otro tipo de suciedad

impedirían que la soldadura sea de la cualidad necesaria para mantenerse sin ningún tipo

de degradación en el tiempo.

8.3.4.5 – Ensayos, verificaciones y medidas

Antes de alimentar los módulos se verificará la continuidad de todas las conexiones

internas. A la hora de alimentarlas, se comprobará que todas las tensiones sean las

adecuadas para cada módulo.

Se recomienda que se verifiquen las formas de onda obtenidas en los diferentes

puntos del circuito mediante un osciloscopio de alta sensibilidad.

El posible funcionamiento inadecuado del equipo puede ser debido a diversas causas

que pueden resumirse en los puntos siguientes:

Conexiones defectuosas.

Componentes defectuosos.

8.3.5 Reglamento electrónico de baja tensión

Todos los aspectos técnicos de la instalación que directa o indirectamente estén

incluidos en el Reglamento Electrónico de Baja Tensión (REBT), tendrán que cumplir lo

que disponen las respectivas normas. Las instrucciones más importantes en la realización

del presente proyecto son las siguientes:

M.I.B.T. 029 Instalaciones a pequeñas señales.

M.I.B.T. 030 instalaciones a tensiones especiales.

ANEXO I

138




ANEXO I


AUTOR: Saiou Wu Fu




ANEXO I

139

ANEXO I: Código implementado en el dsPIC

#include <p30f2020.h>

#include <math.h>

#include <dsp.h>

#include <stdio.h>

#include <libq.h>

/* Configuracion DSP*/

_FOSCSEL(FRC_PLL)

_FOSC(CSW_FSCM_OFF & FRC_HI_RANGE & OSC2_CLKO)

_FPOR(PWRT_128)

_FGS(CODE_PROT_OFF)

_FBS(BSS_NO_FLASH)

unsigned int indice=0, semiciclo=0, directo=1, duty[100],

Vout=45400, Iref=0, sobretension=0, estable=0;

int num=2;

fractional veck[2]=0,0;

fractional vecerror[2]=0,0;

fractional *puntk;

fractional *punterror;

fractional iref=0, Vref=0, Imax=0, Vmax=0, limite=0, Vo=0, Vmin=0;

extern fractional VectorDotProduct(int num, fractional* veck,

fractional* vecerror);

void __attribute__((interrupt, no_auto_psv)) _PWM2Interrupt()

void __attribute__((interrupt, no_auto_psv))_ADCInterrupt ()

void ini_duty();

void ini_pi();

void ini_led();

void ini_irq();

void ini_comp();

void ini_cad();

void ini_pwm();

ANEXO I

140

/* ------------------------ RUTINA PRINCIPAL ------------------- */

int main()

void ini_duty();

void ini_pi();

void ini_led();

void ini_irq();

void ini_comp();

void ini_cad();

void ini_pwm();

PTCONbits.PTEN = 1 ; //modulo PWM habilitado

ADCONbits.ADON = 1; //modulo CAD habilitado

while(1)

/*----------------- INICIALIZACION DUTY SENOIDAL -----------------*/

void ini_duty()

float i=0;

for(indice=0;indice<=100;indice++)

i+=0.9;

duty[indice]=42331*sin(i*0.017453); //T*DCmax*sin(i*pi/180)

//T=47620 (20kHz)

indice=0;

/*-------------------- INICIALIZACION PI -------------------------*/

void ini_pi()

puntk=&veck[0];

punterror=&vecerror[0];

veck[0]=Q15(0.04);

veck[1]=Q15(-0.036);

Imax=Q15(0.9);

Vref=Q15(0.695); //350 V

Vmax=Q15(0.78); //400 V

ANEXO I

141

/* ------------------- CONFIGURACION LED ------------------------ */

void ini_led()

LATAbits.LATA9 = 0; /* empezar con LED apagado*/

TRISA = 0; /* RA9 es salida digital */

/* ------------- CONFIGURACION INTERRUPCIONES ------------------- */

void ini_irq()

IFS1bits.PWM2IF = 0; /* limpiar flag interrupcion PWM2 */

IPC5bits.PWM2IP = 4; /* prioridad interrupcion PWM2 */

IEC1bits.PWM2IE = 1; /* permitir interrupcion PWM2 */

IFS0bits.ADIF = 0; /* limpiar flag interrupcion ADC */

IPC2bits.ADIP = 4; /* prioridad interrupcion ADC */

IEC0bits.ADIE = 1; /* permitir interrupcion ADC */

/* ------------ CONFIGURACION COMPARADOR ANALOGICO -------------- */

void ini_comp()

//comparador 1 ---> limite superior de corriente

CMPCON1bits.CMPON = 1 ; //comparador habilitado

CMPCON1bits.INSEL = 2 ; //pin entrada C

CMPCON1bits.EXTREF = 0 ; //referencia DAC de fuente interna

CMPCON1bits.CMPPOL = 0 ; //salida no invertida

CMPCON1bits.RANGE = 1 ; //rango alto Max DAC=AVdd/2 (2.5V)

CMPDAC1 = 10 ; //valor inicial bajo (CMPDACx/1024*2.5V)

// comparador 2 ---> limite inferior de corriente

CMPCON2bits.CMPON = 1 ; //comparador habilitado

CMPCON2bits.INSEL = 0 ; //pin entrada A

CMPCON2bits.EXTREF = 0 ; //referencia DAC de fuente interna

CMPCON2bits.CMPPOL = 1 ; //salida invertida

CMPCON2bits.RANGE = 1 ; //rango alto Max DAC=AVdd/2 (2.5V)

CMPDAC2 = 1000 ; //valor inicial alto (CMPDACx/1024*2.5V)

ANEXO I

142

/* ----------- CONFIGURACION CONVERTIDOR A/D -------------------- */

void ini_cad()

ADCONbits.ADON = 0; //inhabilita CAD para su configuracion

ADCONbits.FORM = 1; //salida en fraccional

ADCONbits.EIE = 1; //genera int en la 1º conversion

ADCONbits.ORDER = 0; //empieza conversion en canal par

ADCONbits.SEQSAMP = 1; //los canales se muestrean conjuntamente

ADCONbits.ADCS = 5; //frecuencia conversion Fadc/14

ADPCFG = 0xFFFC; //AN0,AN1 entradas analogicas

ADSTAT = 0; //limpiar ADSTAT

ADCPC0bits.IRQEN0 = 1 ; //habilita int al finalizar conv. en AN0,AN1

ADCPC0bits.TRGSRC0 = 5 ; //se activa conversion por trigger del PWM2

/* --------------- CONFIGURACION PWM ---------------------------- */

void ini_pwm()

PTCONbits.PTEN = 0 ; //modulo inhabilitado para configuracion

PTCONbits.EIPU = 1 ; //permite cambiar periodo en cualquier momento

PTPER = 47620; //Periodo = PTPER*1.05ns (@30MIPS)

/* -------------------- PWM 1 ----------------------------- */

PWMCON1bits.ITB = 1 ; //PHASE1 porporciona el periodo del PWM1

PWMCON1bits.MDCS = 0 ; //PDC1 proporciona ciclo de trabajo

PWMCON1bits.DTC = 2 ; //sin tiempo muerto

PWMCON1bits.XPRES = 1 ; //Current Limit resetea base de tiempo

//independiente

PWMCON1bits.IUE = 1 ; //se cambia el valor de PDC1 inmediatamente

IOCON1bits.PENH = 1 ; //pin PWM1H controlado por modulo PWM1

IOCON1bits.PENL = 1 ; //pin PWM1L “ ”

IOCON1bits.POLH = 0 ; //PWM1H se activa a nivel alto

IOCON1bits.POLL = 0 ; //PWM1L

IOCON1bits.PMOD = 1 ; //pines H,L en modo independiente

IOCON1bits.FLTDAT = 0 ; //<1:0> provee salidas para PWM1H,PWM1L en

//modo Fault

IOCON1bits.CLDAT = 2 ; //<1:0> provee salidas para PWM1H,PWM1L en

//modo CL

ANEXO I

143

FCLCON1bits.CLSRC = 1 ; //comparador 2 controla CL de PWM1

FCLCON1bits.CLPOL = 0; //el comparador activa CL a nivel alto

FCLCON1bits.FLTSRC = 0 ; //comparador 1 controla Fault de PWM1

FCLCON1bits.FLTPOL = 0 ; //el comparador activa Fault a nivel alto

FCLCON1bits.FLTMOD = 1 ; //el comparador fuerza pines H,L a FLTDAT

//ciclicamente

PHASE1 = 0xFFFF ; //mayor periodo independiente posible

PDC1 = 0xF000 ; //ciclo de trabajo grande

/* -------------------- PWM2 ----------------------------- */

PWMCON2bits.TRGIEN = 1 ; //habilita int por trigger

PWMCON2bits.ITB = 0 ; //PTPER porporciona el periodo del PWM2





IOCON2bits.PENL = 1 ; //pin PWM2L “”


IOCON2bits.POLL = 0 ; //PWM2L “ ”


FCLCON2bits.CLMODE = 0 ; //CL inhabilitado en PWM2

FCLCON2bits.FLTMOD = 3 ; //Fault inhabilitado en PWM2

TRGCON2bits.TRGDIV = 0 ; //int del PWM2 generado cada 1 trigger

//trigger generado 32ns al principio del periodo de PWM

TRIG2 = 0x0008; //tiempo de disparo = TRIG2*1.05ns (valor minimo)

PDC2 = 0; //trabajo inicial nulo

PHASE2 = 0; //sin desfase

ANEXO I

144

/* -------------------- PWM3 ----------------------------- */

PWMCON3bits.TRGIEN = 1 ; //habilita int por trigger

PWMCON3bits.ITB = 0 ; //PTPER porporciona el periodo del PWM3





IOCON3bits.PENL = 1 ; //pin PWM3L “”


IOCON3bits.POLL = 0 ; //PWM3L “”


FCLCON3bits.CLMODE = 0 ; //CL inhabilitado en PWM3

FCLCON3bits.FLTMOD = 3 ; //Fault inhabilitado en PWM3

TRGCON3bits.TRGDIV = 0 ; //int del PWM generado cada 1 trigger

//trigger generado 32ns al principio del periodo de PWM

TRIG3 = 0x0008; //tiempo de disparo = TRIG3*1.05ns

PDC3 = 0; //trabajo inicial nulo

PHASE3 = 0; //sin desfase

/* ------------------------ ADC ISR ----------------------------- */

void __attribute__((interrupt, no_auto_psv))_ADCInterrupt ()

IFS0bits.ADIF = 0; // limpiar flag de interrupcion ADC

ADSTATbits.P0RDY = 0; // limpiar ADSTAT bits

Vo=ADCBUF0>>1; //1--0 fraccional sin signo

Vout=ADCBUF0; //65471--0 entero para feed forward

if(Vo>=Vref)

estable=1;

if(Vo>=Vmax)

CMPDAC1 = 10 ;

CMPDAC2 = 1000 ;

ANEXO I

145

sobretension = 1;

LATAbits.LATA9 = 1; //encender LED RA9

else

sobretension = 0;

LATAbits.LATA9 = 0; //apagar LED RA9

vecerror[0] = Vref - Vo;

iref = iref + VectorDotProduct(num, puntk, punterror);

if(iref>Imax) //limitacion superior para iref

iref=Imax; // y limite inferior?

Iref=iref>>5; // 1--0 fractional pasa a 1023--0 entero

if (!sobretension)

if(Iref>920) //valor maximo de Iref = 2.25 A

Iref=920;

CMPDAC1=Iref+90; //(51/1023)*2.5 V

CMPDAC2=Iref-90;

else if((Iref>90)&&(Iref<920))

CMPDAC1=Iref+90;

CMPDAC2=Iref-90;

else if((Iref<90)&&(Iref>10)) //reduccion de limites para

//Iref baja

CMPDAC1=Iref+Iref-10;

CMPDAC2=10;

else if(Iref<10) //valor minimo de Iref = 24 mA

Iref=10;

CMPDAC1=10;

ANEXO I

146

CMPDAC2=1000;

vecerror[1]=vecerror[0];

/* ------------------------ PWM2 ISR ---------------------------- */

void __attribute__((interrupt, no_auto_psv)) _PWM2Interrupt()

if(estable) //inversor parado hasta alcanzar la tension nominal

if(semiciclo) //1º seimiciclo: PWM2->ON; PMW3->OFF

if(directo)

indice++;

else

indice--;

PDC2=duty[indice]*45400/Vout; //feed forward

PDC3=0;

if(indice==99) //se ha alcanzado 1/4 de ciclo

directo=0;

else if(indice==0) //se ha alcanzado 1/2 de ciclo

directo=1; //configuracion de variables para

semiciclo=0; //empezar 2º semiciclo

else //2º seimiciclo: PWM2->OFF; PWM3->ON

if(directo)

indice++;

else

indice--;

PDC2=0;

PDC3=duty[indice]*45400/Vout;

if(indice==99) //se ha alcanzado 3/4 de ciclo

directo=0;

else if(indice==0) //ciclo completado

ANEXO I

147

directo=1; //reseteo de variables a valores

semiciclo=1; //iniciales

IFS1bits.PWM2IF = 0; /*limpiar flag de interrupcion PWM2*/

REFERENCIAS

148

REFERENCIAS

[1] R. W. Erickson and D. Maksinovic, “Fundamentals of power electronics”,

Kluwer Academic, 2000.

[2] Muhamad H. Rashid, “Electrónica de potencia: Circuitos, dispositivos y

aplicaciones”, Prentice Hall Hispanoamericana, 1995.

[3] L. Martinez-Salamero, A. Cid-Pastor, A. El Aroundi, R. Giral, J. Calvente,

and G. Ruiz-Magaz, “Sliding-Mode Control of DC-DC Switching

Converters”, in Preprints of the 18th IFAC World Congress, Milano (Italy)

August 28-September 2, 2011, pp. 1910-1016.

[4] J. Manuel Garcia Ibarra, “Modelado de un convertidor cuadrático elevador

considerando el efecto del ERS de los capacitores”, IPICYT, junio 2008.

[5] D. Biel Solé, “Control en modo deslizante aplicado a la generación de señal

en convertidores conmutados DC/DC”, UPC, mayo 1999.

[6] L. Aiello, “Hardware and control strategies for Boost based inverters: fast

cuadratic Boost case”, URV, 2010-11.

[7] T. Verge Villarroya, “Disseny i Realització d’un Convertidor Buck

Quadràtic amb Control en Mode Lliscant”, URV, junio 2008.

[8] X. Maixé, “Apuntes de Electrónica de Potencia”, URV, 2011-12.

[9] H. Valderrama, “Apuntes de Regulación Automática”, URV, 2011-12.

[10] Microchip Tecnology Inc., “dsPIC30F1010/202X Data Sheet”, 2006.

[11] Microchip Tecnology Inc.,”dsPIC30F/33F Programer’s Manual”, 2008.

[12] LEM, “Current Transducter LA 25-NP Data Sheet”, 2009.

[13] http://www2.mag-inc.com/calculators/Inductor-Design-Calculator

[14] http://tec.upc.es/el/TEMA-5%20EP%20(v1).pdf

[15] ftp://ftp.unicauca.edu.co/Facultades/FIET/DEIC/Materias

[16] http://verona.fi-p.unam.mx/~lfridman/clases/control/Clase16.ppt

[17] R. Giral, “Apuntes de Teoría de Circuitos II”, URV, 2010-2011.

Desarrollo de un ondulador a partir de un convertidor...

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