Control de velocidad de motores trifasicos conectados en cascada utilizando el PLC siemens simatic...

UNIVERSIDAD DE MAGALLANESFACULTAD DE INGENIERIA

DEPARTAMENTO DE ELECTRICIDAD

“Control de velocidad de motorestrifásicos conectados en cascada

utilizando el PLC Siemens SimaticS7-200, CPU 222”

RODRIGO ALBERTO CARDENAS SANCHEZRONALD EUGENIO ORDEN VILLEGAS

2007

UNIVERSIDAD DE MAGALLANESFACULTAD DE INGENIERIA

DEPARTAMENTO DE ELECTRICIDAD

“Control de velocidad de motorestrifásicos conectados en cascada

utilizando el PLC Siemens SimaticS7-200, CPU 222”

Trabajo de titulación presentado en conformidad alos requisitos para obtener el título de Ingeniero de

Ejecución en Electricidad.

PROFESOR GUIA: ING. CIVIL JORGE NAGUELQUIN D.

RODRIGO ALBERTO CARDENAS SANCHEZRONALD EUGENIO ORDEN VILLEGAS

2007

AGRADECIMIENTOS

A nuestras familias, amigos, y a todos los que de una u otra manera prestó

apoyo para salir adelante.

Gracias.

iii

RESUMEN.

En este trabajo de título se controló la velocidad de dos motores trifásicos de

inducción utilizando el PLC Siemens Simatic S7-200, CPU 222.

El sistema esta conformado por dos motores trifásicos, dos variadores de

velocidad, un sensor de corriente efecto hall, dos tacogeneradores y un PLC

Siemens S7 – 200, CPU 222 con sus módulos de expansión.

La variable que se controló es la velocidad del rotor de los motores, estos

motores fueron conectados en cascada, es decir, un motor como maestro y el otro

como esclavo. Para obtener la respuesta de éste sistema se decidió implementar un

método empírico, que para este caso se utilizó el método de la curva de reacción de

Cohen & Coon. Una vez obtenido estos parámetros, se pudo implementar un lazo

de control cerrado en cascada, para controlar las velocidades de los motores y

monitorear la corriente del motor maestro.

Una vez realizado este sistema, se procedió a realizar un programa de

control y monitoreo con el software “STEP 7-Micro/Win32 versión 4.0 para el

manejo del PLC.

iv

Capítulo I. Indice.

INDICE.

1. Capítulo I. Introducción.

1.1 Introducción.……….……………..……………………………....…....Pág. 1

2. Capítulo II. Sistema Implementado.

2.1 Descripción del sistema……………………………....…..….…....………. 2

2.2 Componentes del sistema…..…………………………………..…..……… 6

2.2.1 Controlador lógico programable (PLC)...………....……….....……… 6

2.2.1.1 Conversión analógica digital…………………..……............21

2.2.1.2 Conversión digital analógica…………………..…..….…….23

2.2.2 Variador de velocidad…………...……...………………..……….… 23

2.2.2.1 Variadores de velocidad micromaster 440B y SSD…………30

2.2.2.2 Datos técnicos de los variadores de velocidad.……….……..38

2.2.3 Sensores……………………………………………………...…....… 43

2.2.3.1 Sensores de velocidad………...………..…….…….…….… 43

2.2.3.2 Sensor de corriente………………………...……….….…… 45

2.2.4 Acondicionamiento de señal………………..………….……………. 46

2.2.4.1 Acondicionamiento sensor de corriente………………….….46

2.2.4.1 Acondicionamiento sensor de velocidad…………………….48

2.2.5 Motores de inducción…………………………………………….......50

vi

Capítulo I. Indice.

3. Capítulo III. Estructura De Control.

3.1 Estructura de control………………………...………………………....56

3.2 Método de Cohen & Coon………………………….…………………..58

3.2.1 Implementación del sistema en el software Step7 Win32 v.4.0...63

4. Capítulo IV. Resultados Experimentales.

4.1 Resultados experimentales……………………………………………..74

4.1.1 Mediciones y formas de ondas.………..……….…..………….83

5. Capítulo V. Conclusiones.

5.1 Conclusiones…………………………………...................................... 89

Referencia Bibliográfica………………….…………………………………..…91

Apéndice A: Breve descripción del PLC.

Apéndice B: Variadores de velocidad medidor de corriente efecto hall.

vii

CAPITULO I

INTRODUCCION

Capítulo I. Introducción

1.1 INTRODUCCION.

Debido a la incorporación del nuevo PLC Siemens S7-200 CPU 222, al

laboratorio de electricidad, se planteó demostrar sus características y herramientas

mediante una aplicación industrial para el control de velocidad de los motores de

inducción conectados en cascada.

Como modo de ejemplo de las aplicaciones donde se utilice el control de

velocidad se tiene: Correas transportadoras, ventiladores, bombas entre otros.

Para lograr el control a lazo cerrado en cascada es necesario para el sistema

medir la velocidad en el eje de ambas máquinas de inducción, esta medición se

realiza mediante un tacogenerador, en el cual da una lectura en tensión

proporcional a la velocidad de giro de estas máquinas, la señal obtenida de los

tacogeneradores se amplifica y luego ingresa al módulo de expansión de entrada

analógica EM 231 de la CPU 222, además mediante un sensor de corriente efecto

hall se monitorea la corriente del motor maestro.

1

CAPITULO II

SISTEMA IMPLEMENTADO

Capítulo II. Sistema implementado.

2.1 DESCRIPCION DEL SISTEMA.

En la siguiente ilustración se muestra el diagrama en bloques del sistema

implementado (ver fig.2.1).

FIG. 2.1: SISTEMA IMPLEMENTADO.

Describiendo cada uno de los elementos anteriores de la figura 2.1 tenemos:

En 1 se muestra el PLC Siemens S7-200, CPU 222 consta de 8 entradas

digitales y 6 salidas digitales, con una fuente de alimentación integrada de 24 volts

continuos (ver fig. 2.2).

2


FIG.2.2: MONTAJE DEL PLC.

En 2 se aprecia, los módulos de entrada y salida analógicas son de expansión

del PLC Siemens S7-200, CPU 222.

El módulo EM231, tiene cuatro entradas analógicas configurables de 0 a 10

volts, de 0 a 5 volts y de 0 a 20 mili ampéres a 12 Bits. Para este sistema los

módulos de entrada y salida digital están configurados de 0 a 10 volts continuos.

Este módulo se alimenta con 24 volts externos, con un consumo de corriente de 60

mili ampéres.

El módulo EM 232, tiene 2 salidas analógicas de 12 Bits. Este módulo se

alimenta con 24 volts externos con un consumo de 70 mili ampéres.

3


En 3 se observa el variador que controla al motor maestro, este es de marca

Siemens modelo MicroMaster 440B, con una potencia de salida de 4 KW, con una

tensión de entrada y salida de 380 volts trifásico.

El variador que controla el motor esclavo es de marca Eurotherm modelo

650V, con una potencia de salida de 1,5 KW, con una tensión de entrada de 220

volts monofásicos y tensión de salida de 220 volts trifásico.

Estos variadores pueden ser controlados de forma local o remota. Para este

sistema se controla de forma remota, mediante el módulo EM 232 de salida

análoga del PLC Siemens, la tensión de control de velocidad del variador es de 0 a

10 volts proporcional a la velocidad del motor.

En 4 se aprecia el medidor de corriente del tipo efecto hall modelo LTS 25 –

NP marca LEM (25 ampéres), se utiliza para monitorear la corriente del motor

maestro de inducción trifásico. La corriente sensada por este medidor es

proporcional a la tensión de salida entregada por este medidor.

En 5 se observa los dos motores trifásicos de inducción, el motor maestro

tiene una potencia de 1 HP y el motor esclavo tiene una potencia de ¼ HP.

4


En 6 se observa los tacogeneradores, estos se utilizan con la finalidad de

medir la velocidad del motor, la tensión entregada por este tacogenerador es

proporcional a la velocidad de giro en el eje. El tacogenerador del motor maestro

genera 4,74 volts a 3000 RPM y el tacogenerador del motor esclavo genera 1,5

volts a 3000 RPM. Estos tacogeneradores están acoplados físicamente a los ejes

de los motores.

El tacogenerador es de vital importancia, ya que con este se implementa el

control a lazo cerrado en cascada del sistema comparando la variable requerida

(SP) con la variable medida (PV).

En 7 se aprecia los amplificadores, estos se utilizan para acondicionar la

tensión entregada por los tacogeneradores y el medidor de corriente a niveles de

tensión requerido por el módulo A/D.

La ganancia del amplificador del tacogenerador maestro es de Av = 2,13 y

para el tacogenerador esclavo es de Av = 6,37 con el fin de tener una señal de 0 a

10 volts a la salida de los amplificadores que es proporcional a la velocidad de giro

de los motores.

5


En la siguiente ilustración se aprecia el sistema implementado en el

laboratorio (ver fig. 2.3).

FIG.2.3: SISTEMA IMPLEMENTADO.

2.2 COMPONENTES DEL SISTEMA.

2.2.1 CONTROLADOR LOGICO PROGRAMABLE (PLC S7-200).

La CPU S7-200 es un equipo autónomo compacto que incorpora una unidad

central de procesamiento (CPU 222), una fuente de alimentación, así como

entradas y salidas digitales (ver fig.2.4).

6


FIG. 2.4: CONTROLADOR LOGICO PROGRAMABLE (PLC S7-200).

Utilizando módulos de ampliación se pueden agregar entradas y salidas

(E/S) adicionales a la CPU. La CPU 222 y los módulos de ampliación de E/S van

montados en un riel DIN, conectados uno al lado del otro (ver fig.2.5).

FIG.2.5: MONTAJE DE LA CPU CON SUS MODULOS DE AMPLIACION.

Para comunicar la CPU222 con el PC, se utilizó el cable PC/PPI. Se

ajustaron los interruptores DIP del cable PC/PPI a la velocidad de transferencia

asistida por el PC (ver fig.2.6).

7


FIG.2.6: CONFIGURACION DEL CABLE PC/PPI.

En las siguientes figuras se muestra el aspecto del cable de comunicación

PC/PPI (ver fig. 2.7 y 2.8).

FIG.2.7: CABLE PC/PPI.

FIG.2.8: ASPECTO FISICO DE LOS INTERRUPTORES DIP.

8


Una vez configurado el módulo del cable de comunicación, se ajusto los

parámetros para el estándar de comunicación entre el PC y el PLC (ver fig.2.9).

FIG.2.9: AJUSTE DE INTERFAZ PC/PLC.

Dentro de los parámetros a configurar uno de los más importantes, es el de la

velocidad de transferencia estándar, que es de 9.600 kbit/s (ver fig. 2.10).

9


FIG.2.10: VELOCIDAD DE TRANSFERENCIA DE COMUNICACION.

Para crear el programa, se puede utilizar tres tipos de editores tales como:

Lista de instrucciones, esquema de contactos o diagrama de funciones como

muestra la tabla 2.1.

Tabla 2.1 Juego de operaciones

El editor AWL (Lista de instrucciones) de STEP 7-Micro/WIN 32 permite

crear programas de control introduciendo la nemotécnica de las operaciones (ver

fig. 2.11).

10


FIG.2.11: PROGRAMA AWL.

El editor KOP (Esquema de contactos) de STEP 7-Micro/WIN 32 permite

crear programa, con componentes similares a los elementos de un esquema de

circuitos eléctricos de control con relé (ver fig.2.12).

11


FIG.2.12: EDITOR KOP O ESQUEMA DE CONTACTOS.

El editor FUP (Diagrama de funciones) de STEP 7-Micro/WIN 32, permite

visualizar las operaciones en forma de cuadros lógicos, similares a los circuitos de

puertas lógicas. En FUP no existen contactos ni bobinas, como en el editor KOP,

pero sí hay operaciones equivalentes, que se representan en forma de cuadros (ver

fig.2.13).

12


FIG.2.13: EDITOR FUP.

Las operaciones de conversión, permiten transferir valores de un tipo de

datos a otro. STEP 7-Micro/WIN 32, soporta las operaciones de conversión que

muestra la tabla 2.2, para transferir valores entre los tipos de datos elementales.

13


Tabla 2.2. Tabla de conversión

Operación de conversión Operandos admisibles en la verificaciónde los tipos de datos

BYTE a INT IN: BYTE OUT: INT

INT a BYTE IN: INT OUT: BYTE

INT a DINT IN: INT OUT: DINT

DINT a INT IN: DINT OUT: INT

DINT a REAL IN: DINT OUT: REAL

REAL a DINT IN: REAL OUT: DINT

La estructura del programa de la CPU S7-200 comprende tres partes básicas:

Primero, el programa principal; en este se disponen las operaciones que

controlan la aplicación. Las operaciones del programa principal se ejecutan de

forma secuencial en cada ciclo de la CPU. Segundo, las rutinas de interrupción;

En estos elementos opcionales del programa se ejecutan cada vez que ocurra el

correspondiente evento de interrupción. Tercero, las Subrutinas; Estos elementos

opcionales del programa, se ejecutan sólo cuando se llaman desde el programa

principal o desde una rutina de interrupción.

Se tiene dos modos de operación de la CPU S7-200 de operación. Primero

en la operación STOP la CPU no ejecuta el programa. Cuando está en modo

STOP, es posible cargar programas o configurar la CPU.

14


Segundo, en la operación RUN la CPU ejecuta el programa, el diodo

luminoso (LED) en la parte frontal de la CPU indica el modo de operación actual

(ver fig. 2.14).

FIG.2.14: SELECCION DEL MODO DE OPERACION.

El modo de operación se puede cambiar como se indica a continuación:

Accionando manualmente el selector de modos de operación de la CPU, utilizando

el software de programación STEP 7-Micro/WIN 32 y colocando el selector de la

CPU en posición TERM o RUN.

La tabla de estado se puede utilizar para leer, escribir, forzar y observar las

variables mientras se ejecuta el programa (ver fig.2.15).

FIG.2.15: TABLA DE ESTADO.

15


El estado del programa KOP se puede ver en STEP 7-Micro/WIN 32, STEP

7-Micro/WIN 32, debe estar visualizando el programa KOP. El estado KOP

muestra el estado de todos los valores de los operandos de las operaciones (ver

fig.2.16).

FIG.2.16: ESTADO DEL PROGRAMA KOP.

Para visualizar el estado del programa en FUP, este debe estar activado, el

estado FUP muestra el estado de todos los valores de los operandos de las

operaciones (ver fig. 2.17).

16


FIG.2.17: ESTADO DEL PROGRAMA FUP.

Para visualizar el estado del programa en AWL, utilizando el editor AWL,

STEP 7-Micro/WIN 32 ofrece un método para observar el estado de ejecución del

programa tras evaluarse cada una de las operaciones.

17


Este método de observación del estado se denomina “estado AWL”. La

sección del programa para la que se ha habilitado el estado AWL se denomina

“ventana de estado AWL” (ver fig. 2.18).

FIG.2.18: ESTADO DEL PROGRAMA AWL.

18


La tabla de estado se puede utilizar para forzar valores (ver fig. 2.19).

FIG.2.19: TABLA DE ESTADO FORZANDO VALORES.

Las CPU S7-200 permiten seleccionar un filtro de entrada que define un

tiempo de retardo (comprendido entre 0,2 mili seg. y 12,8 mili seg.) para algunas o

bien para todas las entradas digitales integradas. Cada indicación del tiempo de

retardo se aplica a grupos de cuatro entradas (ver fig.2.20).

Dicho retardo, permite filtrar en el cableado de entrada las interferencias que

pudieran causar cambios accidentales de los estados de las salidas.

19


FIG.2.20: BLOQUE DE SISTEMA DE FILTROS DE ENTRADA.

En la CPU 222, cada una de las entradas analógicas se puede filtrar

utilizando el software. El valor filtrado es el valor promedio de la suma de un

número estándar de muestreos de la entrada analógica.

Los datos de filtración indicados (número de impulsos y tiempo muerto) se

aplican a todas las entradas analógicas, para las que se habilite dicha función.

La configuración estándar de STEP 7-Micro/WIN 32 está habilitada para

que se filtren todas las entradas analógicas (ver fig. 2.21).

20


FIG.2.21: FILTRO DE ENTRADAS ANALOGICAS.

2.2.1.1 CONVERSION ANALOGICA DIGITAL.

El conversor analógico digital de expansión usado en conjunto con el PLC

Siemens es el módulo EM231 que es capaz de trabajar como conversor de

corriente o de tensión. Este módulo consta de 4 entradas analógicas.

El módulo puede trabajar con un rango de +/- 10v, de 0 a 10v y 0 a 5v

continuos, también con corriente en el rango de +/- 20mA o de 0 a 20mA. Los

datos digitales entregados por el conversor A/D van desde -32000 a +32000

bipolares y de 0 a +32000 para unipolares.

21


La resolución del convertidor A/D es de 12 bits. El conversor entrega un

número para cada tensión ingresada, según el rango para el cual se configuró

previamente. En este caso, para una conversión a 12 bits con tensiones de entrada

entre 0 y 10 Volts, los valores devueltos por el conversor van entre 3200, cuando

las revoluciones del motor estaban a 300 RPM y 32000, cuando las revoluciones

del motor llegan a 3000 RPM, es decir, cuando el módulo A/D EM231 le ingresa 1

volts el valor digital es 3200 y cuando ingresan 10 volts es valor digital es 32000.

La tabla 2.3 corresponde a la relación entre la tensión y el dato digital:

Dato = 3200 * Volts (2.1)

Tabla 2.3. Tensión vs. Dato.

Tensión (Volts DC) Dato (12 Bits)0 0

+10 +32000

La tabla 2.4 corresponde a la relación entre la tensión y las revoluciones:

Revoluciones (rpm) = 300 * Volts (2.2)

Tabla 2.4. Tensión vs. Velocidad.

Tensión (Volts DC) Velocidad (RPM)0 0

+10 3000

22


2.2.1.2 CONVERSION DIGITAL ANALOGICA.

El módulo de conversión digital analógica utilizado fue el EM232. Este

módulo posee dos salidas analógicas que pueden funcionar como salida de rango

+/- 10 v, de 0 a 10 v y también con corriente en el rango de 0 a 20 mA.

La resolución de este conversor para tensión de salida es de 12 bits y para

corriente de salida es de 11 bits.

Los datos digitales entregados por el conversor D/A van desde -32000 a

+32000 bipolares y de 0 a +32000 para unipolar. En este caso el módulo se

configuró para trabajar con una conversión de 12 bits con tensiones de salida entre

0 y 10 volts.

2.2.2 VARIADOR DE VELOCIDAD.

El objetivo de los variadores de velocidad del tipo convertidor de frecuencia,

es alimentar a los motores de inducción trifásicos para controlar la velocidad del

motor. El cuadro a continuación presenta las ventajas de estos dispositivos como

muestra la tabla 2.5.

23


Tabla 2.5. Ventajas de los inversores

Motor asíncrono En uso normal Con el variador velocidad

Corriente de arranque. Muy elevada, del orden de 68 veces la corriente nominalen valor eficaz, 15 - 20veces en valor cresta.

Limitado en el motor (engeneral: cerca de 1,5 veces lacorriente nominal).

Par de arranque. Elevado y no controlado, delorden de 2 a 3 veces el parnominal.

Del orden de 1,5 veces el parnominal y controlado durantetoda la aceleración.

Arranque. Brutal, cuya duración sólodepende de lascaracterísticas del motor yde la carga arrastrada (Parresistente, inercia).

Progresivo, sin brusquedadesy controlado (rampa lineal develocidad, por ejemplo).

Velocidad. Variando ligeramentesegún la carga (Próxima dela velocidad desincronismo).

Variación posible a partir decero hasta un valor superior ala velocidad de sincronismo.

Par máximo. Elevado, del orden de 2 ó3 veces el par nominal.

Elevado disponible para todoel rango de velocidades (delorden de 1,5 veces el parnominal).

Frenado eléctrico. Relativamente complejo,necesita protecciones y unesquema particular.

Fácil.

Inversión delsentido de marcha.

Fácil solamente después deparada motor.

Fácil.

Riesgo de bloqueo. Sí, en caso de exceso depar o en caso de bajada detensión.

No.

Funcionamiento delmotor en el planopar-velocidad.

Ver fig. 2.26. Ver fig. 2.27.

24


El principio de funcionamiento consiste en suministrar al motor una onda de

tensión a amplitud y frecuencia variables, manteniendo la relación tensión /

frecuencia sensiblemente constante.

La generación de esta onda de tensión la realiza un dispositivo electrónico de

potencia cuyo esquema de principio está ilustrado (ver fig. 2.22).

FIG.2.22: ESQUEMA DE PRINCIPIO DE UN CONVERTIDOR DE

FRECUENCIA.

El funcionamiento del motor en el plano par-velocidad se ve en la siguiente

gráfica (ver fig.2.23). En ésta se muestra la respuesta del par vs. velocidad cuando

el motor es alimentado por la red.

25


FIG.2.23: DIAGRAMA PAR-VELOCIDAD DE UN MOTORALIMENTADO EN DIRECTO.

La zona de funcionamiento del motor en el plano par-velocidad está limitada

en la parte verde de la curva.

En la siguiente gráfica (ver fig. 2.24) representa la respuesta de par vs.

velocidad de un motor conectado a un inversor.

FIG.2.24: DIAGRAMA PAR-VELOCIDAD DE UN MOTORALIMENTADO POR CONVERTIDOR DE FRECUENCIA.

Aquí la zona de funcionamiento del motor en el plano par vs. velocidad está

representada en verde.

26


Como se nota la curva de Par vs. Velocidad del motor alimentado con el

inversor tiene una respuesta constante prácticamente en el proceso de aceleración,

en el rango de 0 a la revolución nominal, e inversa para velocidades superiores a la

nominal.

Los componentes del variador de velocidad incluyen un puente rectificador

monofásico o trifásico de diodos conectados a un condensador, formando una

fuente de tensión continua (Bus de tensión continua o Bus DC), un puente

ondulador generalmente con IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor), alimentado

por la tensión continua y que genera una onda de tensión alterna de amplitud y

frecuencia variables, por modulación de ancho de pulso o PWM, una unidad de

mando que suministra las órdenes de conducción a los IGBT con arreglo a las

consignas dadas por el operador (orden de marcha, sentido de marcha, consigna de

velocidad) y de la medida de magnitudes eléctricas (tensión red, corriente motor).

El principio del PWM utilizado en el puente ondulador consiste en aplicar

sobre los bobinados del motor una sucesión de impulsos de tensión, de amplitud

igual a la tensión continua suministrada por el rectificador. Los impulsos son

modulados en anchura para crear una tensión alterna de amplitud variable. Las

curvas representadas en la siguiente gráfica (ver fig. 2.25) son unos ejemplos de

tensión entre fases y corriente en un bobinado de la máquina (suponiendo los

bobinados conectados en triángulo).

27


FIG.2.25: TENSION CON PWM Y CORRIENTE POR LOS BOBINADOSDE LA MAQUINA.

El puente rectificador combinado con el condensador de filtrado toma de la

red una corriente no sinusoidal, cuyo aspecto se representa en la gráfica (ver fig.

2.26). El valor típico del índice de distorsión armónica THD es del 40 % de

distorsión, cuando se incluye una inductancia de línea que provoca una caída de

tensión comprendida entre el 3 y 5 %. En ausencia de esta inductancia de línea, la

distorsión de corriente es superior: puede sobrepasar el 100 % en ausencia total de

inductancia en el variador.

28


FIG.2.26: INTENSIDAD ABSORBIDA Y TENSION SIMPLE DE LA RED(ALIMENTACION TRIFASICA).

En la gráfica (ver fig. 2.27) se muestra la tensión y corriente de entrada para

el caso de inversores monofásicos.

FIG.2.27: TENSION Y CORRIENTE DE ENTRADA PARA EL CASODE INVERSORES MONOFASICOS.

29


La corriente fundamental absorbida por el variador prácticamente está en

fase con la tensión, de modo que la corriente es proporcional a la potencia eléctrica

suministrada por la red. Teniendo en cuenta los rendimientos, esta corriente es

proporcional a la potencia mecánica suministrada por el motor.

2.2.2.1 VARIADORES DE VELOCIDAD MICROMASTER440B Y SSD.

Como se mencionó anteriormente, para la implementación de este sistema se

utilizaron dos variadores de velocidad. El variador que controla al motor maestro

es del fabricante Siemens modelo MicroMaster 440B.

En la siguiente figura se muestra el aspecto físico del variador de velocidad

MicroMaster 440B (ver fig. 2.28).

30


FIG.2.28: VARIADOR DE VELOCIDAD SIEMENS MICROMASTER 440.

A continuación se muestra el diagrama del circuito general y borne de

conexión de este variador (ver fig. 2.29).

31


FIG.2.29: VARIADOR DE VELOCIDAD SIEMENS MICROMASTER 440B.

Las conexiones utilizadas para controlar este variador con el PLC son: La

entrada análoga de 0 a 10 volts (ADC1 + y ADC1 -), para control la velocidad del

motor, el terminal de control DIN1 controlado por 24 volts para el encendido y

apagado del motor maestro.

32


Para realizar la comunicación entre el PC y este variador se utiliza una

interfaz RS – 232 a RS – 485 con el fin de configurar los parámetros del motor en

el variador, tales como aceleración, desaceleración, tensión, corriente entre otros.

Además este variador cuenta con un panel (BOP) mediante el cual también se

puede configurar los parámetros antes mencionados.

En la siguiente figura se muestra la interfaz de comunicación RS-232 a RS-

485 (ver fig. 2.30).

FIG.2.30: INTERFAZ DE COMUNICACION.

Este módulo se alimenta con 12 volts continuos y además tiene conectado en

el bus RS-485 del variador las resistencias terminales de comunicación.

En la siguiente figura se muestra las resistencias terminales del bus de

comunicación (ver fig. 2.31).

33


FIG.2.31: RESISTENCIAS TERMINALES.

El software utilizado para el manejo y configuración de este variador es el

programa “Started”. Con éste se pueden monitorear y modificar parámetros del

motor tales como tensión, corriente, frecuencia entre otros parámetros.

Este programa tiene la flexibilidad de poder manejar el variador mediante el

PC, con ambiente de panel de operador o bien mediante el panel de control (BOP).

En la siguiente figura se muestra el programa “Started” en el ambiente de

panel operador (ver fig. 2.32).

34


FIG.2.32: PROGRAMA STARTED EN AMBIENTE PANEL OPERADOR.

En este panel se tiene disponible la botonera de partida / parada y el ajuste

del set point (Hz).

En siguiente figura se muestra el aspecto del monitoreo de las variables tales

como corriente, tensión y frecuencia (ver fig. 2.33).

35


FIG.2.33: MONITOREO DE VARIABLES

El segundo variador empleado para controlar el motor esclavo es del

fabricante SSD DRIVE modelo 650V.

36


En la siguiente figura se muestra el aspecto físico del variador SSD DRIVE

650V (ver fig. 2.34).

FIG.2.34: VARIADOR DE VELOCIDAD EUROTHERM 650V.

Estos variadores de velocidad pueden ser configurados de modo V/F lineal o

en modo cuadrático.

En modo lineal proporciona un flujo constante característico hasta la

frecuencia base. En modo cuadrático proporciona un flujo cuadrático característico

hasta la frecuencia base. Esto equipara los requisitos de la carga para ventiladores

y para la mayoría de las aplicaciones de bombas.

37


En la siguiente gráfica (ver fig. 2.35) se aprecia el gráfico relacionado con la

respuesta lineal o cuadrática.

FIG.2.35: RESPUESTA LINEAL Y CUADRATICA.

Para esta aplicación se configuró los variadores en modo V/F lineal de

manera que proporciona un flujo constante característico hasta la frecuencia base.

Para esta aplicación se configuró la frecuencia base de 50 Hz, y una

frecuencia máxima de 50 Hz.

2.2.2.2 DATOS TECNICOS DE LOS VARIADORES DEVELOCIDAD.

Para el caso del variador SIEMENS MICROMASTER 440 se alimenta con

un tensión trifásica 380 Vac, 50/60 Hz, tensión de salida variable de 0 a 380Vac

trifásico y con un rango de frecuencia de salida de 0 - 650 Hz.

38


Para el variador SSD DRIVE 650V se alimenta con una tensión monofásica

de 220 Vac, 50/60 Hz, tensión de salida variable de 0 a 220 Vac trifásico con un

rango de frecuencia de salida de 0 – 240 Hz.

Dentro de los parámetros típicamente configurables de estos variadores, los

más importantes son:

Velocidad Máxima: Esta relacionada con la máxima frecuencia que tendrá

la tensión trifásica generada por el variador de frecuencia. Esta se mide en Hz y

puede alcanzar valores de hasta 650 Hz, pero la mayoría de las aplicaciones no

requiere más de 60Hz.

Velocidad Mínima: Corresponde a la velocidad mínima de salida a la que

operará el variador, esta velocidad se representa en porcentaje de velocidad

máxima.

Tiempo de Aceleración: Corresponde al tiempo que tarda el variador en

pasar de 0 a la máxima frecuencia.

Tiempo de Desaceleración: Es el tiempo que tarda el variador en pasar de

la máxima frecuencia a 0.

39


Frecuencia Base: Es la frecuencia de salida alcanzada por la máxima

tensión, este parámetro puede seleccionarse en 50 ó 60 Hz.

Parámetros elegidos para los variadores: La frecuencia base elegida es de

50 Hz. Sin embargo los motores empleados para el sistema soportan 60 Hz.

La Frecuencia mínima fue fijada en 10 Hz, debido a que los sensores de

velocidad entregan una señal inestable, para valores menores a esa frecuencia. Los

10 Hz representan el 20% de la velocidad máxima de los motores.

Los tiempos de aceleración y desaceleración fueron ajustados en diferentes

valores para cada variador. Para el caso del variador SIEMENS MICROMASTER

440B, el tiempo de aceleración fue fijado en 5 segundos y el tiempo de

desaceleración en 5 segundos.

Para el variador SSD DRIVE 650V el tiempo de aceleración fue fijado en

6.5 segundos y el tiempo de desaceleración en 6.5 segundos. Estos parámetros de

aceleración y desaceleración se ajustaron así para obtener una buena respuesta del

lazo de control.

40


En la siguiente ilustración (ver fig. 2.36) se muestra el diagrama de conexión

de los variadores de velocidad hacia el PLC:

FIG.2.36: DIAGRAMA DE CONEXION DEL VARIADOR DEVELOCIDAD HACIA EL PLC.

41


En el terminal Q0.0 que es una salida digital tipo relé del PLC se controla la

partida y parada del variador maestro. En la terminal Q0.3 se controla la partida y

parada del variador esclavo.

En el módulo de salida análogo, el terminal V1 entrega la tensión de

referencia de velocidad hacia el variador maestro, el terminal V2 entrega la tensión

de referencia de velocidad hacia el variador esclavo. Esta tensión es de 0-10 volts

para ambos variadores.

42


2.2.3 SENSORES.

2.2.3.1 SENSORES DE VELOCIDAD.

Para medir las velocidades de los motores se utilizaron dos tacogeneradores

de corriente continua lineales.

Los valores entregados en este gráfico corresponden al sensor instalado en el

motor de inducción trifásico de 1 HP (ver fig. 2.37).

FIG.2.37: GRAFICA DEL SENSOR 1 DE VELOCIDAD VS. TENSION.

43


Como se ve la lectura de velocidad entregada por este sensor es lineal. El

10% de velocidad corresponde a 0,4 volts DC a 300 RPM y para 100%

corresponde 4,7 volts DC a 3000 RPM.

A continuación se muestra la gráfica de respuesta del tacogenerador esclavo

(ver fig. 2.38)

FIG.2.38: GRAFICA DEL SENSOR 2 DE VELOCIDAD VS. TENSION

Los valores entregados por esta gráfica corresponden al sensor instalado en

el motor de inducción trifásico de ¼ de HP.

44


Como se ve en el gráfico, el 10% de velocidad corresponde a 0,157 a 300

RPM y el 100% a 1,57 a 3000 RPM.

2.2.3.2 SENSOR DE CORRIENTE.

El sensor de corriente del tipo instantáneo utilizado para medir la corriente

del motor de inducción trifásico maestro (1HP), es del tipo efecto hall marca LEM

modelo LTS 25-NP, con un rango de lectura de 0 a 25 ampéres y se alimenta con

una tensión continua de +5 volts. Este sensor puede ser usado para medir corriente

AC, DC, Pulso y mixto (ver fig.2.39).

FIG.2.39: ASPECTO FISICO DEL MEDIDOR DE CORRIENTE.

La tensión analógica de salida entregada por este transductor es proporcional

a la corriente, con un rango de 2,5+/-(0.625) volts (ver fig. 2.40).

45


FIG.2.40: TENSION DE SALIDA VS CORRIENTE DE ENTRADA.

2.2.4 ACONDICIONAMIENTO.

2.2.4.1 ACONDICIONAMIENTO SENSOR DE CORRIENTE.

Debido a que este tipo de sensor entrega una lectura de corriente de valor

instantáneo, que no es compatible para ingresarla al módulo A/D del PLC, es

necesario realizar una etapa de acondicionamiento de la señal para transformar el

valor de corriente instantánea en un valor continuo proporcional a la corriente

medida por el sensor. La señal instantánea está conformada por una componente

continua más una componente alterna, esta última cambia de amplitud de forma

proporcional a la corriente medida. La frecuencia de la componente alterna es igual

a la frecuencia de la fuente (inversor).

46


En la siguiente ilustración se muestra el circuito acondicionador del sensor

de corriente (ver fig. 2.41).

FIG. 2.41: CIRCUITO ACONDICIONADOR DEL SENSOR DECORRIENTE.

Como se puede apreciar en la ilustración, el acondicionador consta de tres

etapas con amplificadores operacionales:

La primera etapa desacopla la componente continua de 2,5 volts para dejar

solamente la componente alterna. Luego esta señal es amplificada por la segunda

etapa, con una ganancia Av = 67,6 y por último, en la tercera etapa se rectifica y se

filtra la componente alterna, para así obtener una señal continua en la salida de 0 a

10 volts compatible con el módulo A/D.

47


2.2.4.2 ACONDICIONAMIENTO SENSORES DE VELOCIDAD.

Debido a que los sensores de velocidad entregan un rango de tensión no

compatible con el rango de tensión de entrada del módulo A/D que es de 0 a 10

volts, es necesario amplificar la tensión de estos sensores en el rango de los 0-10v

compatible con la lectura del módulo A/D.

Para amplificar las señales de estos sensores se utilizaron dos amplificadores

operacionales LM 358, en configuración “sumador no inversor”. Debido a que

los sensores son lineales pero no entregan la misma tensión a iguales RPM, es

necesario dar distintas ganancias a cada uno de los amplificadores.

La ganancia del “sensor 1” es de Av = 2,13, es decir que cuando se tiene

3000 RPM, la tensión del sensor será de 4,7* 2,13 = 10 volts a la salida del primer

amplificador. Cada amplificador cuenta con un led para indicar que los módulos

están alimentados. La alimentación es de 11,4 volts obtenida de una fuente de

poder conmutada.

La ganancia del “sensor 2” es de Av= 6,37, es decir que cuando se tiene

3000 RPM la tensión del sensor será de 1,57v * 6,37= 10 volts a la salida del

amplificador (ver figura 2.42).

48

Capítulo II. Sistema implementado

FIG.2.42: DIAGRAMA ELECTRICO DEL LOS AMPLIFICADORES.

Para alimentar los amplificadores y la interfaz de comunicación del variador

Siemens se utilizó una fuente de +/- 12 volts y +5 volts.

Para la transmisión de las señales de los sensores, se decidió utilizar cable

UTP par trenzado categoría 5. Además se instalaron cajas de conexión para

conexión RJ-45 entre los amplificadores y el modulo de entradas / salida analógica

con el fin de facilitar la conexión entre estos dispositivos.

49


2.2.5 MOTORES DE INDUCCION.

Los motores de inducción trifásicos utilizados para la implementación del

sistema de control de velocidad tienen las siguientes características:

Motor Maestro: Es de marca “Dayton Electric”, potencia 1 HP, frecuencia

50Hz, velocidad 2850 RPM, tensión 380 volts en conexión estrella, Corriente 1,6

ampéres, 2 polos, factor de servicio 1,25.

Motor Esclavo: Es de marca “Siemens”, potencia 1/4 HP, frecuencia 50Hz,

velocidad 2820 RPM, tensión 220 volts en conexión delta, corriente 1,16 ampéres,

2 polos, factor de servicio 1,48, factor de potencia 0,79 y rendimiento 72%.

50


A continuación se muestra el aspecto físico del motor de inducción (maestro) de

1 HP (ver fig. 2.43).

FIG. 2.43: MOTOR DE INDUCCION TRIFASICO DE 1HP.

En la siguiente ilustración se muestra el aspecto físico del motor de

inducción (esclavo) de 1/4 HP (ver fig. 2.44).

FIG. 2.44: MOTOR DE INDUCCION TRIFASICO DE 1/4 HP.

51


Una vez definidos los motores empleados y sus características, se realizan

cálculos para obtener otros parámetros, tanto eléctricos como mecánicos a partir de

los datos de placa de cada uno.

Se procede a calcular el Par nominal, los Volts-Ampéres nominales de

entrada y la potencia permanente de cada uno de los motores.

Para motor de 1HP se tiene lo siguiente:

Potencia mecánica = Par (T) * velocidad angular (2.3)

Potencia aparente =√3*V*I= (VA). (2.4)

Potencia máx. sal. Cont. = factor servicio*Potencia nominal = (HP) (2.5)

Entonces se tiene:

T = (1HP*746)/ (2850*2*Π/60) = 2,5 (Nm). (2.6)

Potencia aparente = √3*220*3,2 = 1219,36 (VA). (2.7)

Potencia salida continua = 1,25*1HP = 1,25 (HP) o 932.5 (W). (2.8)

52


Para el motor de 1/4 HP tenemos:

T = (1/4 HP*746)/ (2820*2*Π/60) = 0,63 (Nm). (2.9)

Potencia aparente = √3*220*1,16 = 442 (VA). (2.10)

Potencia salida continua = 1,48*1HP = 0,37 (HP) o 276 (W). (2.11)

Aspectos importantes a considerar cuando se utiliza un motor de inducción

convencional con un variador de frecuencia:

Uno de los aspectos más importantes a destacar sobre los motores de

inducción convencional, es que éstos no están diseñados para trabajar con la

alimentación entregada por un variador de velocidad, a torque nominal debido a las

siguientes características:

Problemas a bajas velocidades:

La autoventilación es claramente insuficiente para el régimen permanente a

bajas revoluciones, al menos si se quiere mantener el par nominal. En la “práctica”

la mayoría de las cargas necesitan menos torque a velocidades bajas, por lo que

esta limitación debe considerarse con cargas de alto torque de partida, además el

factor térmico suele ser el que limita la potencia de utilización del motor.

53


Problemas a altas velocidades:

Por encima de la velocidad nominal, los motores asíncronos entran en un

cierto rango de funcionamiento en el que el par cae a medida que sube la

velocidad, pero la potencia final se mantiene: es la llamada zona de potencia

constante.

Lamentablemente, este rango de velocidades está a su vez muy limitado. Si

se continúa incrementando la velocidad, la potencia disponible deja de mantenerse

constante, para empezar a caer rápidamente. Las causas son básicamente dos:

La autoventilación: La potencia mecánica absorbida por el propio

ventilador aumenta de forma cúbica con la velocidad. A velocidad nominal es poco

importante, pero al doble de velocidad esa potencia se ha multiplicado por ocho.

En cambio el motor no está desarrollando más potencia de la nominal, y por tanto

la autoventilación es claramente excesiva. Esta potencia debería estar dedicándose

a mover la carga y sin embargo se está malgastando en mover aire inútilmente.

Pérdidas magnéticas en el entrehierro, que aumentan notablemente con la

frecuencia. Todo esto prácticamente invalida al motor convencional para trabajar a

velocidades sustancialmente superiores a la nominal.

54


Bajas prestaciones dinámicas: El diseño mecánico del rotor no ha sido

optimizado para presentar una baja inercia. Ello hace que las aceleraciones

angulares máximas se vean muy limitadas.

Destrucción de bobinados: Los armónicos presentes en la salida de

potencia del convertidor son ricos en altas frecuencias y con el tiempo acaban

degradando los bobinados, cuyos barnices de aislamiento no están preparados a

largo plazo para un bombardeo permanente de transiciones abruptas de tensión.

55

CAPITULO III

ESTRUCTURA DE CONTROL

Capítulo III. Estructura de control.

3.1 ESTRUCTURA DE CONTROL.

Como ya es sabido la variable a controlar para el sistema es la velocidad de

los motores de inducción, para esto se necesitan dos lazos de control cerrado en

cascada, debido a que existe un motor como maestro y el otro como esclavo con el

fin de que este último siga la revoluciones del motor maestro.

En un sistema de control en cascada con dos motores se debe tener en

consideración lo siguiente:

En condiciones normales del proceso, ya sea en forma teórica o realizando

pruebas, se puede determinar cual es grupo motor – carga, que tiene la respuesta

más lenta y de esta manera proceder a definir el control. En el sistema

implementado, se determino mediante pruebas de respuesta de aceleración, que el

motor maestro tiene la respuesta mas lenta, por lo tanto la consigna de velocidad

del motor esclavo, es la respuesta de velocidad del motor maestro. Si por el

contrario la respuesta de aceleración del motor esclavo es más lenta, se podrá

retardar la aceleración del motor maestro. Un problema que se puede presentar

cuando se producen condiciones imprevistas en las variaciones de cargas en

cualquiera de los motores, es que se producirá descoordinaciones entre las

velocidades de ambos sistemas, la cual pueden afectar en forma imprevisible al

proceso.

56


Para esto se implementaron 2 controladores PI, en donde el ajuste del Set

Point del motor maestro se ajusta a los requerimientos deseados, el segundo Set

Point es para el motor esclavo. Este se obtiene del sensor de velocidad del motor

maestro, de tal manera que cualquier cambio de velocidad del motor maestro, el

motor esclavo siga esa velocidad.

El sensor de corriente instalado en el motor maestro se utiliza con la

finalidad de monitorear la corriente a distintos régimen de velocidad de este motor.

Para que se logre un control estable de la velocidad de ambos motores se

toman las señales de retroalimentación de los sensores de ambos motores (ver fig.

3.1).

FIG. 3.1: LAZO DE CONTROL.

57


3.2 METODO DE COHEN & COON.

Para diseñar los controladores del lazo en cascada es necesario conocer la

respuesta de ambos motores, para esto se utiliza el método empírico Cohen &

Coon.

El método de Cohen & Coon, por ser un método gráfico, no es exacto y por

lo tanto el controlador que se encuentre no será el controlador ideal para la planta,

pero es el primer paso en el proceso de sintonización del controlador. Además, el

método asume que la planta es de primer orden con un retardo y está claro que este

supuesto no se cumple siempre.

Para encontrar los parámetros para cada uno de los motores se realizó lo

siguiente:

Mediante el variador de velocidad se le aplica una entrada escalón al motor,

que se visualiza en uno de los canales del osciloscopio, luego se visualiza la

respuesta de salida motor.

58


Al realizar esta prueba al motor maestro, se obtuvo la siguiente señal (ver

fig. 3.2).

FIG. 3.2: RESPUESTA DE SALIDA DEL MOTOR DE 1 HP

Luego se realizó la prueba al motor esclavo, obteniendo la siguiente curva de

respuesta (ver fig.3.3).

FIG. 3.3: RESPUESTA DE SALIDA DEL MOTOR DE 1/4 HP

59


Una vez obtenidas las curvas de respuesta de los motores, se realiza lo

siguiente:

• Se traza una línea recta S tangente a la curva de respuesta en el punto de inflexión

de dicha curva.

• El tiempo de retardo td corresponde al punto donde la recta S intercepta al eje de

tiempo.

• La constante de tiempo τ se obtiene a partir del crucé de la recta S con el valor

estacionario de respuesta Y m, ∞ y se calcula de la siguiente forma:

τ = Y m , ∞ (3.1)S

La ganancia se obtiene del valor estacionario de respuesta Y m, ∞ (ver

fig.3.4).

FIG. 3.4: CURVA DE RESPUESTA METODO COHEN & COON.

60


En la tabla de valores 3.1. Se muestran los parámetros de K, td y τ que se

obtuvieron de las curvas de respuesta de ambos motores:

Tabla 3.1. Tabla de parámetros

Motor de 1HP Motor de 1/4HP

K=1 K=1

td=0.092 td=0,066

τ =0.008 τ =0,1371

Con los parámetros K, td y τ se calcula las constantes de un controlador PI

como se muestra en la tabla 3.2.

Tabla 3.2. Tabla de parámetros PI

61


Remplazando los valores obtenidos en las fórmulas se tienen los valores para

los dos controladores, como muestra la tabla 3.3.

Tabla 3.3. Tabla de Controladores PI, maestro y esclavo

Controlador maestro Kc (seg.). Ti (seg.).PI 0,16 0,0248

Controlador esclavo Kc (seg.). Ti (seg.).PI 1,454 0,13

Una vez obtenidos estos parámetros se procedido a ingresarlos a los 2

controladores PI del sistema, para verificar el comportamiento de los

controladores.

Al colocar en funcionamiento el sistema completo y fijar una variable

deseada de velocidad, se pudo apreciar que los controladores presentaban

inestabilidad y error, produciendo un control inestable de los motores.

Debido a esto, fue necesario reajustar los parámetros del controlador para

mejorar la respuesta del sistema y disminuir el error, esto se hizo mediante la

prueba de ensayo y error hasta lograr una respuesta más estable. Los parámetros

que se consiguieron fueron los que se muestran en la siguiente tabla 3.4.

62


Tabla 3.4. Tabla de Controladores PI ajustados

Controlador maestro Kc (min.). Ti (min.).PI 0,6 0,2

Controlador esclavo Kc (min.). Ti (min.).PI 1,6 0,318

3.2.1 IMPLEMENTACION DEL SISTEMA EN ELSOFTWARE STEP7 WIN32. V4.0.

Ya obtenidos los parámetros para los dos controladores PI se procede a

realizar el programa en el software de programación STEP 7 MicroWIN32 V4.0

para implementar el sistema de control en cascada.

La programación del controlador empleado se hizo en lenguaje “Ladder”,

utilizando diagramas en bloques predefinidos por el software. Dentro de este

bloque se encuentra el bloque PI, bloques de conversión de entero a real, entero a

doble entero, bloque de divisiones y bloques de transferencia.

Cada valor que se desee tratar o transformar en cada bloque, consta de una

serie de direcciones de la memoria de la CPU siemens. Estas direcciones pueden

ser en formatos de bit, byte, palabra y palabra doble. Por ejemplo, las direcciones

“AC” corresponden a los acumuladores y se encuentran dentro de las direcciones

del tipo palabra, otras de este estilo son VW, AIW, T, LW entre otras.

63


Al crear el programa se debe tener en cuenta que tanto las entradas y salidas

como las áreas de memoria que se hayan introducido sean validas para la CPU con

la que se trabaja.

Para la creación de los bloques PI, el software MicroWin cuenta con una

herramienta dedicada exclusivamente a la configuración del o de los bloques PID,

esta herramienta es un asistente con panel de control de sintonía PID. Este asistente

cuenta con un ambiente amigable del tipo panel de operador en donde se puede

monitorear y modificar los parámetros mediante un gráfico o plots, mostrando en

tiempo real las variaciones del proceso a controlar.

Con esta asistente PID se pueden sintonizar hasta 8 lazos de control PID

individualmente (uno por uno) o simultáneamente (los 8 lazos de una sola vez),

asimismo, permite seleccionar la sintonía de la respuesta rápida, media, lenta o

muy lenta del lazo.

64


En la siguiente figura se muestra el asistente de operaciones PID (ver fig.

3.5).

FIG.3.5: ASISTENTE DE OPERACIONES PID

Como se ve en la figura anterior, se puede modificar una serie de parámetros

del controlador tal como la ganancia el tiempo de muestreo la acción integral entre

otros.

Además, se puede configurar alarmas para diversas condiciones del lazo

como muestra la siguiente ilustración (ver fig. 3.6).

65


FIG.3.6: CONFIGURACION DE ALARMAS DEL CONTROLADOR.

En esta ilustración (ver fig. 3.7) se aprecia el panel de control del operador

en donde se pueden monitorear las variables del proceso como la PV, SP, respuesta

de salida y los parámetros de sintonía como la ganancia, la acción integral entre

otros.

66


FIG.3.7: PANEL DE CONTROL DEL OPERADOR.

Dentro de las opciones del panel de operador está la opción “avanzados” y

en ella se puede configurar opciones tales como la Histéresis, la desviación y la

respuesta dinámica del proceso (ver fig. 3.8).

67


FIG.3.8: OPCIONES AVAZADAS DEL PANEL DE PID.

Una vez configurados los bloques PI se proceden a realizar escalamientos

tanto para el control de motor maestro como el esclavo, para la Lectura / Escritura

de las variables a monitorear como lo son RPM, tensión, corriente y frecuencia

(ver fig. 3.9 y 3.10).

68


A continuación se describen los bloques que conforman el lazo de control PI

en cascada.

FIG.3.9: BLOQUES DE ESCALAMIENTO DEL CONTROLADORMAESTRO.

En la figura 3.9 se encuentra el lazo de control para el motor maestro y a

continuación se describe brevemente.

69


En la primera fila del diagrama en bloque, se tiene el controlador PI maestro.

En la dirección AIW0 se encuentra el dato de la velocidad medida del motor, y en

el acumulador (AC1), se muestra en porcentaje la consigna de velocidad ajustada.

La segunda fila se indica la tensión de entrada (V_IN_1) generada por el

tacogenerador.

La tercera fila se muestra la tensión de salida entregada al inversor (AQW0).

La cuarta fila se indica en forma de porcentaje la velocidad del motor (AC1).

La quinta fila se muestra la velocidad del motor en revoluciones por minuto

(RPM_OUT).

En la sexta fila se indica la frecuencia en Hz del motor (FREC_1). Por

ultimo en la séptima fila se muestra la corriente en ampéres del motor (I_motor_1).

70


En la figura 3.10 se muestra el lazo de control PI para el motor esclavo.

FIG.3.10: BLOQUES DE ESCALAMIENTO DEL CONTROLADORESCLAVO.

En la primera fila del diagrama en bloque, se tiene el controlador PI esclavo.

En la dirección AIW2 se encuentra el dato de la velocidad medida del motor, y en

el acumulador (AC0), se muestra en porcentaje la consigna de velocidad ajustada.

71


La segunda fila se indica en forma de porcentaje la velocidad del motor

(AC1).

La tercera fila se indica la tensión de entrada (V_IN_2) generada por el

tacogenerador del motor esclavo.

La cuarta fila se muestra la tensión de salida entregada al inversor esclavo

(AQW2).

La quinta fila se muestra la velocidad del motor esclavo en revoluciones por

minuto (RPM_OUT2).

Por último la sexta fila se indica la frecuencia en Hz del motor (FREC_2).

Para lograr un control más flexible del sistema sin la necesidad de tener

conectado el PC al PLC, se implementó un panel de control físico con dos

botoneras y un potenciómetro de ajuste. Las botoneras son para partida / parada y

el potenciómetro se utiliza para ajustar la consigna de velocidad deseada. Esta

consigna actúa directamente sobre el controlador maestro (ver fig. 3.11).

72


FIG. 3.11: DIAGRAMA DE CONTACTO DE LA BOTONERA DECONTROL.

Una vez realizados los bloques para los escalamientos se procede a declarar

las variables (ver fig. 3.12).

FIG.3.12: DECLARACION DE VARIABLES.

73

CAPITULO IV

RESULTADOS EXPERIMENTALES

Capítulo IV. Resultados experimentales.

4.1 RESULTADOS EXPERIMENTALES.

Una vez realizado el sistema de control, se realizaron una serie de pruebas

para ver el comportamiento de los controladores con sus respectivos motores,

aplicándole distintas consignas de velocidad.

Antes de colocar en marcha el sistema, se ajustaron los tiempos de la rampa

de aceleración y desaceleración de los 2 variadores, estas fueron fijadas en 0

segundos. Una vez ajustados estos parámetros se procedió a colocar en marcha el

sistema para ver el comportamiento de los controladores. Al momento de la partida

de estos motores los controladores presentaban inestabilidad produciendo cambios

bruscos de aceleración en los motores dificultando el control de velocidad, debido

a esto se decidió cambiar los parámetros PI de ambos controladores para tratar de

disminuir los cambios bruscos de aceleración de ambas máquinas. Una vez

cambiados los parámetros proporcionales, e integrales de los controladores no se

obtuvo ninguna mejora significativa en el control de los motores.

74


Tras realizar pruebas de ensayo y error con el fin de encontrar los

parámetros óptimos de ganancia y tiempo integral de ambos controladores no se

logró obtener buenos resultados, por lo tanto se decidió optar por modificar los

tiempos de la rampa de aceleración y desaceleración de ambos variadores,

obteniendo de forma notable una mejora en la estabilidad de las revoluciones de las

máquinas.

El problema que se tenía con la inestabilidad del sistema, fue debido a que el

software del PLC no es capaz de trabajar con señales analógicas superiores a 1 Hz,

lo que no significa que los módulos analógicos no tengan suficiente capacidad de

velocidad de conversión. Para el caso de los módulos analógicos de este PLC, la

velocidad de conversión es menor a los 250 microsegundos, lo cual queda claro

que es más que suficiente para este tipo de aplicaciones.

Otro aspecto importante a considerar, es que el gráfico de control PI usado

para monitorear las variables, tiene una frecuencia de muestreo de 1segundo y los

parámetros proporcional integral vienen dados en minutos, quedando en claro que

este tiempo de muestreo es insuficiente para detectar los cambios rápidos y bruscos

que se producen cuando el tiempo de aceleración y desaceleración es muy bajo,

por este motivo se decidió darle un tiempo de aceleración y desaceleración más

lento, para que el software pueda detectar sin problemas estos cambios y así poder

obtener un control más estable.

75


Realizando pruebas de ensayo y error, se encontraron los mejores

parámetros para los tiempos aceleración y desaceleración, ya que si se colocaban

tiempos muy bajos se producían inestabilidades y por el otro lado si los tiempos

eran muy altos el sistema presentaba una respuesta demasiado lenta.

Los tiempos de aceleración y desaceleración fijados para ambos motores se

muestran en la siguiente tabla 4.1.

Tabla 4.1. Parámetros de aceleración y desaceleración.

Variador Siemens Variador SSD

Aceleración (seg.) 5 6

Desaceleración (seg.) 5 6

Una vez ajustados estos parámetros se probó el comportamiento del sistema

con distintas consignas de velocidad.

76


Se aplicó un cambio de velocidad (escalón) de 600 RPM a 3000 RPM al

controlador maestro y ver la respuesta de ambos controladores (ver fig. 4.1 y 4.2).

FIG.4.1: CAMBIO DE VELOCIDAD DE 600 RPM A 3000 RPM MOTORMAESTRO.

Con este cambio de velocidad, el controlador se comporta de manera estable

y el tiempo que se demora en llegar a la velocidad deseada es de aproximadamente

de 1 minuto y 30 segundos.

77


FIG.4.2: CAMBIO DE VELOCIDAD DE 600 RPM A 3000 RPM MOTORESCLAVO.

Como se ve en la figura, al aplicar el cambio de velocidad al controlador

maestro de 600 RPM a 3000 RPM, se produce un retardo entre el Set Point de

controlador maestro con respecto al set point del controlador esclavo. Este retardo

produce una pequeña diferencia de aceleración entre los 2 motores.

Cabe destacar que las pequeñas oscilaciones que presenta la variable medida

(PV) y la salida de control (OUT) del controlador esclavo, es debido a una señal no

muy estable entregada por el tacogenerador, ya que éstos no son de precisión ni de

uso industrial.

78


Luego se realizó un cambio de velocidad de 3000 RPM a 600 RPM

obteniendo la siguiente forma de onda (ver fig. 4.3).

FIG.4.3: CAMBIO DE VELOCIDAD DE 3000 RPM A 600 RPM MOTORMAESTRO.

Como se puede apreciar en esta imagen, la respuesta de las formas de onda

es idéntica al del escalón de 600 a 3000 RPM solo que invertida, es decir, que tanto

la aceleración como desaceleración del motor maestro son iguales.

Luego se procedió a ver las formas de onda del controlador esclavo (ver

fig.4.4)

79


FIG.4.4: CAMBIO DE VELOCIDAD DE 3000 RPM A 600 RPM MOTORESCLAVO.

Como se nota las señales tienen una pendiente menos pronunciada en

comparación con la señal del controlador maestro, esto quiere decir que el motor

esclavo desacelera un poco más lento en comparación con el motor maestro.

Por último se visualizó el comportamiento de los controladores en modo

estacionario, fijando una consigna de 1500 RPM obteniendo la siguiente respuesta

del sistema (ver fig. 4.5).

80


FIG.4.5: RESPUESTA MODO ESTACIONARIO CONTROLADORMAESTRO

Como se puede apreciar la respuesta en modo estacionario del controlador

maestro es muy estable casi sin error, siguiendo muy de cerca de la consigna

fijada.

En la respuesta del controlador esclavo se puede ver que hay un error más

apreciable en estado estacionario, (ver fig. 4.6).

81


FIG.4.6: RESPUESTA MODO ESTACIONARIO CONTROLADORESCLAVO.

A pesar de tener oscilaciones en modo estacionario, se logra que el

controlador siga de cerca las 1500 RPM, por lo tanto los 2 motores giran a las

mismas revoluciones, logrando un control muy estable de ambas máquinas.

Otro aspecto que se pudo notar en los controladores, es que les toma

aproximadamente un minuto y 30 segundos para llegar a la consigna requerida,

cuando los escalones son de gran amplitud.

82


4.1.1 MEDICIONES Y FORMAS DE ONDAS.

Al monitorear las corrientes de los motores se pudo ver que esta no variaba

mucho a distintos regímenes de velocidad, considerando que estos motores están

sin carga mecánica acoplada.

Para ver el comportamiento de estas corrientes, se aplicaron distintos

regímenes de velocidad como lo demuestra la siguiente tabla 4.2.

Tabla 4.2. Corrientes de los motores.

Velocidad(Hz)

Corriente Motor Maestro(Ampéres)

Corriente Motor Esclavo(Ampéres)

5 1,10 0,7

10 1,11 0,8

15 1,11 0,8

20 1,11 0,8

25 1,11 0,8

30 1,11 0,8

35 1,11 0,8

40 1,11 0.8

45 1,11 0.8

50 1,11 0.8

83


Como se puede apreciar, a partir del 80% de la velocidad del los motores, la

corriente de éstos se mantiene constante, sin olvidar que esta corriente es en vacío.

A continuación en las siguientes tablas 4.3 y 4.4, se encuentran las medidas

de tensión, corriente, potencia, factor de potencia y distorsión de armónicos

realizados a los motores con sus respectivos variadores.

Tabla 4.3. Medidas realizadas.

Entrada variador 1 HP Salida variador 1 HP

Tensión (RMS) 388 381

Corriente (RMS) 1,3 1,18

Potencia Watts 350 347

Potencia VAR 160 713

Potencia VA 904 790

Factor de Potencia (P.F) 0,98 0,42

THD (%) 238 8,9

Tensión (PEAK) 579 557

Corriente (PEAK) 8,52 3,44

84


Tabla 4.4. Medidas realizadas.

Entrada variador ¼ HP Salida variador ¼ HP

Tensión (RMS) 225,8 217,5

Corriente (RMS) 0,68 0,85

Potencia Watts 128 127

Potencia VAR 137 270

Potencia VA 153 294

Factor de Potencia (P.F) 0,42 0,3

THD (%) 4,1 7,4

Tensión (PEAK) 306 300

Corriente (PEAK) 2,75 1,7

Como se nota en la tabla 4.3, a la entrada del variador Siemens se tiene un

buen factor de potencia (0,98). Para el caso del variador SSD no se produce un

incremento muy notable del factor de potencia. Queda claro de que ambos

variadores producen una mejora en el factor de potencia.

Otro punto a tomar en cuenta es que el índice de distorsión armónica (THD)

que se define como la relación entre el valor eficaz del total de las corrientes

armónicas y el valor eficaz correspondiente a la componente fundamental, para el

caso del variador Siemens es muy alto, debido a una alta no linealidad de carga.

85


Este índice de distorsión puede ser mejorado colocando unas inductancias de

línea. De las formas de onda obtenidas se tiene:

Tensión de entrada a los variadores (ver fig. 4.7), tensión de salida de los

variadores (ver fig. 4.8), corriente de entrada de los variadores (ver fig. 4.9) y por

último corriente de salida de los variadores (ver fig. 4.10).

FIG.4.7: TENSION DE ENTRADA A LOS VARIADORES.

FIG.4.8: TENSION DE SALIDA DE LOS VARIADORES.

86


Al apreciar las formas de onda de salida de ambos variadores, se observa que

es del tipo modulación de ancho de pulso (PMW). La modulación de los

interruptores del inversor sintetiza ondas de componente fundamental sinusoidales

para el motor.

FIG.4.9: CORRIENTE DE ENTRADA A LOS VARIADORES.

Para el caso de las corrientes de entrada de los variadores de velocidad es del

tipo no sinusoidal, presentando crestas puntiagudas debido a la carga y descarga

del condensador interno del variador. No olvidar que la primera etapa de los

variadores está compuesta por diodos rectificadores y un condensador.

87


.

FIG.4.10: CORRIENTE DE SALIDA VARIADOR SIEMENS Y SSD.

En la figura anterior se puede ver que la corriente a la salida de los

variadores es del tipo sinusoidal, presentando un ripple a la frecuencia de

portadora.

88

CAPITULO V

CONCLUSIONES

Capítulo V. Conclusiones.

5.1 CONCLUSIONES.

Al finalizar este trabajo de titulación, cabe la necesidad de hacer algunos

comentarios y conclusiones al respecto.

La implementación del sistema con el nuevo PLC da a conocer las

características y herramientas que éste posee. Dentro de las más destacables se

encuentra el asistente para la creación de controladores PID. Otras herramientas

útiles son los 3 diferentes tipos de programación: KOP, FUP y AWL, además

cuenta con gráficos de monitoreo para cada variable analógica, como también

filtrado de señales de entrada analógica y digitales. Otra de las herramientas

destacable es que este PLC cuenta con un asistente para la generación de tren de

pulsos y modulación de ancho de pulso (PWM). Además cuenta con diagnóstico de

errores, tanto de la CPU como del programa.

La obtención definitiva de las ganancias y los tiempos integrales de los 2

controladores se obtuvieron tras varias pruebas de ensayo y error, teniendo en

cuenta que inicialmente se contaba con los parámetros PI obtenidos a partir de la

curva de reacción de Cohen & Coon, lo cual fue de gran utilidad para iniciar la

correcta sintonía de los controladores. Otro aspecto a destacar con este sistema de

control en cascada es que se produce un pequeño retardo de propagación de la

consigna del controlador maestro respecto al controlador esclavo, ese retardo se ve

reflejado en una diferencia de aceleración entre los dos motores.

89

Capítulo V. Conclusiones.

Otro punto a destacar es que el software del PLC Siemens no está diseñado

para controlar señales analógicas superiores a 1 Hz, por lo tanto el controlador PID

de este software no es apropiado para implementar lazos de control con respuestas

demasiado rápidas. Aún cuando el software no tiene una buena velocidad de

muestreo, el PLC sí es capaz de manejar señales analógicas muy superiores a 1Hz.

Una de las mejoras que se pueden introducir a este sistema de control, es

colocar alarmas u ordenes de detención para ambos motores. Estas alarmas

deberán actuar cuando ocurran variaciones repentinas de cargas que pueden

producir inestabilidad en el proceso.

En cuanto a la corriente de los motores, se pudo apreciar que a distintos

regímenes de velocidad estas se mantenían prácticamente constantes y bajo el nivel

de corriente nominal de cada motor, esto se debió a que los motores no tienen

carga mecánica acoplada.

En cuanto a los valores obtenidos de las mediciones de los motores se pudo

apreciar que el factor de potencia (P.F) de ambos motores era muy deficiente, cerca

del 0.3 en atraso y por lo tanto una potencia reactiva muy alta. Ese deficiente factor

de potencia se debe a que los motores no trabajan a valores nominales, por que

como se dijo anteriormente no tienen carga mecánica acoplada.

90

Referencia. Bibliográfica.

REFERENCIA BIBLIOGRAFICA.

[1] Manual del PLC Siemens S7-200 CPU 222.

[2] Manual del variador SSD Drives serie 650V.

[3] Manual del variador Siemens Mircromaster 440B.

[4] Robert F. Coughlin & Frederick F. Driscoll “Amplificadores operacionales y

circuitos integrados lineales”, cuarta edición, 1993.

[5] Jacques Schonek & Yves Nebon “Variadores de velocidad” edición francesa

2001.

[6] Gilberto Enriquez Harper “El ABC del control de motores eléctricos”, año

2000.

91

APENDICE A

GENERALIDADES DEL SOFTWARE STEP 7 - MICROWIN32 V. 4.0Y DATOS TECNICOS DEL PLC.

Apéndice A.

Utilizar STEP 7-Micro/WIN para crear programas

Para iniciar STEP 7-Micro/WIN, haga doble clic en el icono de STEP 7-Micro/WIN o elija los comandos Inicio > SIMATIC > STEP 7 Micro/WIN 32V4.0. Como muestra la figura NO TAG, STEP 7-Micro/WIN ofrece una interfazde usuario cómoda para crear el programa de control.

Las barras de herramientas incorporan botones de método abreviado para loscomandos de menú de uso frecuente. Estas barras se pueden mostrar u ocultar.

La barra de navegación comprende iconos que permiten acceder a lasdiversas funciones de programación de STEP 7-Micro/WIN.

En el árbol de operaciones se visualizan todos los objetos del proyecto y lasoperaciones para crear el programa de control. Para insertar operaciones en elprograma, puede utilizar el método de “arrastrar y soltar” desde el árbol deoperaciones, o bien hacer doble clic en una operación con objeto de insertarla en laposición actual del cursor en el editor de programas.

El editor de programas contiene el programa y una tabla de variables localesdonde se pueden asignar nombres simbólicos a las variables locales temporales.Las subrutinas y las rutinas de interrupción se visualizan en forma de fichas en elborde inferior del editor de programas. Para acceder a las subrutinas, a las rutinasde interrupción o al programa principal, haga clic en la ficha en cuestión.

92

Apéndice A.

STEP 7-Micro/WIN incorpora los tres editores de programas siguientes:Esquema de contactos (KOP), Lista de instrucciones (AWL) y Diagrama defunciones (FUP). Con algunas restricciones, los programas creados con uno deestos editores se pueden visualizar y editar con los demás.

Funciones del editor AWL

El editor AWL visualiza el programa textualmente. Permite crear programas decontrol introduciendo la nemotécnica de las operaciones. El editor AWL sirve paracrear ciertos programas que, de otra forma, no se podrían programar con loseditores KOP ni FUP. Ello se debe a que AWL es el lenguaje nativo del S7-200, adiferencia de los editores gráficos, sujetos a ciertas restricciones para poder dibujarlos diagramas correctamente. Como muestra la figura esta forma textual es muysimilar a la programación en lenguaje ensamblador.

El S7-200 ejecuta cada operación en el orden determinado por el programa,de arriba a abajo, reiniciando después arriba. AWL utiliza una pila lógica pararesolver la lógica de control. El usuario inserta las operaciones AWL para procesarlas operaciones de pila.

Funciones del editor KOP

El editor KOP visualiza el programa gráficamente, de forma similar a unesquema de circuitos. Los programas KOP hacen que el programa emule lacirculación de corriente eléctrica desde una fuente de alimentación, a través de unaserie de condiciones lógicas de entrada que, a su vez, habilitan condiciones lógicasde salida. Los programas KOP incluyen una barra de alimentación izquierda queestá energizada. Los contactos cerrados permiten que la corriente circule por elloshasta el siguiente elemento, en tanto que los contactos abiertos bloquean el flujo deenergía.

93

Apéndice A.

La lógica se divide en segmentos (”networks”). El programa se ejecuta unsegmento tras otro, de izquierda a derecha y luego de arriba a abajo.

La figura muestra un ejemplo de un programa KOP. Las operaciones serepresentan mediante símbolos gráficos que incluyen tres formas básicas.

Los contactos representan condiciones lógicas de entrada, tales comointerruptores, botones o condiciones internas. Las bobinas representan condicioneslógicas de salida, tales como lámparas, arrancadores de motor, relés interpuestos ocondiciones internas de salida.

Los cuadros representan operaciones adicionales, tales comotemporizadores, contadores u operaciones aritméticas.

Funciones del editor FUP

El editor FUP visualiza el programa gráficamente, de forma similar a loscircuitos de puertas lógicas. En FUP no existen contactos ni bobinas como en eleditor KOP, pero sí hay operaciones equivalentes que se representan en forma decuadros.

La figura muestra un ejemplo de un programa FUP. El lenguaje deprogramación FUP no utiliza las barras de alimentación izquierda ni derecha. Sinembargo, el término “circulación de corriente” se utiliza para expresar el conceptoanálogo del flujo de señales por los bloques lógicos FUP.

94

Apéndice A.

El recorrido “1” lógico por los elementos FUP se denomina circulación decorriente. El origen de una entrada de circulación de corriente y el destino de unasalida de circulación de corriente se pueden asignar directamente a un operando.

La lógica del programa se deriva de las conexiones entre las operaciones decuadro. Ello significa que la salida de una operación (por ejemplo, un cuadroAND) se puede utilizar para habilitar otra operación (por ejemplo, untemporizador), con objeto de crear la lógica de control necesaria. Estas conexionespermiten solucionar numerosos problemas lógicos.

Conectar el cable multimaestro RS-232/PPI

La figura muestra un cable multimaestro RS-232/PPI que conecta elS7-200 con la unidad de programación.

Para conectar el cable se deben seguir los siguientes pasos:

1. Una el conector RS-232 (identificado con “PC”) del cable multimaestro RS-232/PPI al puerto de comunicación de la unidad de programación. (En el presenteejemplo, conectar a COM 1.)

2. Una el conector RS-485 (identificado con “PPI”) del cable multimaestro RS-232/PPI al puerto 0 ó 1 del S7-200.

3. Vigile que los interruptores DIP del cable multimaestro RS-232/PPI esténconfigurados como muestra la figura.

95

Apéndice A.

Verificar los parámetros de comunicación de STEP 7-Micro/WIN

Para verificar los ajustes se deben realizar los siguientes pasos:

1. Vigile que la dirección del cable PC/PPI esté ajustada a 0 en el cuadro dediálogo “Comunicación”.

2. Vigile que la interfaz del parámetro de red esté configurada para el cable PC/PPI(COM1).

3. Vigile que la velocidad de transferencia esté ajustada a 9,6 kbit/s.

Autosintonizar el PID y Panel de sintonía PID

La función de autosintonía PID se ha incorporado en las CPUs S7-200.Además, STEP 7-Micro/WIN dispone ahora de un Panel de control de sintoníaPID. Ello mejora en gran medida y facilita el uso de la operación PID disponibleen la gama de Micro-PLC S7-200.

La autosintonía se puede iniciar en el programa de usuario bien sea desde unpanel de operador, o bien desde el Panel de control de sintonía PID. Es posibleautosintonizar los lazos PID individualmente (uno por uno) o simultáneamente (losocho lazos de una sola vez). La autosintonía PID calcula los valores de sintoníapropuestos (casi óptimos) para la ganancia, el tiempo de acción integral y el tiempode acción derivativa. Asimismo, permite seleccionar la sintonía de la respuestarápida, media, lenta o muy lenta del lazo.

En el Panel de control de sintonía PID es posible iniciar y detener el procesode autosintonía, así como vigilar los resultados en un gráfico. Allí se muestrantambién todas las condiciones de error o de advertencia que pudieran presentarse.Asimismo, el panel de control permite aplicar los valores de ganancia, acciónintegral y acción derivativa calculados por la autosintonía.

Autohistéresis y autodesviación.

El parámetro de histéresis indica la excursión (positiva o negativa) de laconsigna que puede tener la PV (variable del proceso) sin que el controlador delrelé modifique la salida. Este valor se utiliza para minimizar el efecto del ruido enla señal de la PV, con objeto de poder determinar más exactamente la frecuencianatural de oscilación del proceso.

96

Apéndice A.

Si selecciona que el valor de histéresis se determine automáticamente, elauto sintonizador PID iniciará una secuencia de determinación de la histéresis. Estasecuencia incluye el muestreo de la variable del proceso durante un período detiempo determinado y, a continuación, el cálculo de la desviación estándar de losresultados del muestreo.

Para obtener un valor de muestreo significativo desde el punto de vistaestadístico, es preciso realizar 100 muestreos como mínimo. En un lazo con untiempo de muestreo de 200 ms, la obtención de 100 muestreos dura 20 segundos.En lazos con un tiempo de muestreo más prolongado, dicho proceso tomará mástiempo. Aunque es posible realizar 100 muestreos en menos de 20 segundos paralazos cuyo tiempo de muestreo sea inferior a 200 ms, la secuencia dedeterminación de la histéresis obtiene siempre muestreos durante 20 segundoscomo mínimo.

Una vez realizados todos muestreos se calcula la desviación estándar de losmismos. El valor de histéresis debe ser el doble de la desviación estándar.

El parámetro de desviación especifica la oscilación pico a pico deseado de lavariable del proceso (PV) alrededor de la consigna. Si selecciona que este valor sedetermine automáticamente, la desviación deseada de la PV se calcularámultiplicando el valor de histéresis por 4,5. La salida se conduciráproporcionalmente para provocar esta magnitud de oscilación en el procesodurante la autosintonía.

97

Apéndice A.

DATOS TECNICOS DEL PLC SIEMENS.

98

APENDICE B

VARIADOR DE VELOCIDAD SIEMENS MICROMASTER 440B, SSDDRIVES 650V Y MEDIDOR DE CORRIENTE LEM LTS 25-NP.

Apéndice B.

VARIADOR DE VELOCIDAD SIEMENS MICROMASTER 440.

Panel de mandos para MICROMASTER.

Existen como opciones para el MICROMASTER los paneles BOP (BasicOperador Panel) y AOP (Advanced Operator Panel). El AOP posee unavisualización en texto claro que simplifica el manejo y la puesta en servicio.

Descripción del BOP (Basic Operator Panel).

El BOP posibilita el acceso a los parámetros del convertidor. Para ello, setiene que retirar la unidad indicadora del estado (SDP Status Display Panel) ycolocar el BOP o montarlo en la puerta del armario mediante un adaptadorespecial.

El BOP permite modificar los valores de parámetro y ajustar elMICROMASTER a las aplicaciones específicas del usuario. Además de losbotones posee una pantalla de cristal líquido de cinco dígitos donde se visualizanlos números, los valores y las unidades (por ejemplo: [A], [V], [Hz], [Seg]) de losparámetros, los mensajes de alarma y de fallo y los valores reales y de consigna.

99

Apéndice.

Descripción del AOP (Advanced Operator Panel).

El AOP (opcional), además de las funciones con que cuenta el BOP, poseelas siguientes adicionales:

Visualización multilingüe y multilínea en texto claro. Visualización adicional de unidades como [Nm], [°C], etc. Informaciones sobre el parámetro activo, mensajes de fallo, etc. Menú de diagnóstico como apoyo a la búsqueda de averías. Llamada directa del menú principal apretando simultáneamente Fn y P. Reloj conmutador con 3 posiciones por registro. Carga / almacenamiento de hasta 10 juegos de parámetros.

La comunicación entre el AOP y el MICROMASTER se realiza mediante elprotocolo USS. El AOP se puede conectar tanto a la interface BOP (RS 232) comoa la COM (RS 485) del convertidor.

100

Apéndice.

Diagrama en bloques del inversor Siemens Micromaster 440B.

101

Apéndice.

Bloque de terminales del inversor Micromaster 440B.

102

Apéndice.

Puesta en servicio rápida del inversor Micromaster 440B.

103

Apéndice.

104

Apéndice.

105

Apéndice.

106

Apéndice.

VARIADOR DE VELOCIDAD SSD MODELO 650V.

107

Apéndice.

108

Apéndice.

109

Apéndice.

110

Apéndice.

111

Apéndice.

112

Apéndice.

113

Apéndice.

MEDIDOR DE CORRIENTE EFECTO HALL LTS 25-NP.

Este sensor mide corrientes DC, AC, pulso, mixto en valor instantáneo conun rango de hasta 25 ampéres rms. Este sensor se alimenta con una tensióncontinua de 5 volts, la lectura de corriente es una señal del tipo sinusoidal sumadacon una componente continua de 2,5 volts, el rango de tensión de la componentealterna es de 0 a 0,625 volts, es decir, que a 25 ampéres entrega una tensión alternacon una amplitud de 625 milivolts.

114

Apéndice.

115

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