Caso Practico - Simulacion

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Capítulo 4 Caso práctico. Simulación En este capítulo se describe el proceso de simulación llevado a cabo para demostrar la mejora en la tolerancia a la CD que presenta el formato Partial DPSK frente al formato DPSK común. 4.1.- Introducción Como se expone en el capítulo 3, el formato DPSK es apropiado para sistemas en los que se requieren altas tasas binarias. Esto se debe, principalmente, a la mejora en el OSNR que este formato presenta frente al formato OOK. Puesto que el formato DPSK es ampliamente utilizado en la actualidad en enlaces de comunicaciones sobre fibra óptica, es importante encontrar métodos que mejoren el rendimiento de dicho formato frente a deficiencias del canal de comunicación, como la CD. Se demuestra que la recepción de una señal DPSK en un canal de comunicación cuya CD neta es no nula es notablemente mejorada si el ancho de banda del filtro de recepción se reduce por debajo del ancho de banda óptimo para la recepción de dicha señal DPSK en un canal de comunicación cuya CD neta es nula y si el retraso relativo entre los dos brazos del MZI utilizado para demodular la citada señal se fija a un valor inferior al periodo de bit de dicha señal (Tb) [31] [32] [33]. Estas dos condiciones para la recepción óptima de la señal DPSK en presencia de CD son verificadas mediante simulación en [33].

Proyecto Fin de Carrera Capítulo 4. Caso práctico. Simulación

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Para corroborar las conclusiones expuestas en [33], se ha partido del sistema allí descrito, mostrado en la Fig. 4.1 [33], y, sobre él, se han realizado las adaptaciones necesarias para permitir su simulación mediante la herramienta Optisystem. El proceso de simulación llevado a cabo se expone en el presente capítulo.

Figura 4.1. Esquema general del sistema simulado.

4.2.- Sistema simulado Para verificar las condiciones de recepción óptima de señales DPSK en presencia de CD expuestas en [33], se ha simulado el sistema mostrado en la Fig. 4.2 con la herramienta Optisystem.

Figura 4.2. Sistema utilizado para la simulación mediante la herramienta Optisystem.


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Aunque la forma lógica de proceder para validar los resultados de una simulación es reproducir la simulación, opcionalmente, y realizar mediciones en laboratorio bajo las condiciones de dicha simulación, en este caso se ha alterado el orden de las acciones y se han tomado las medidas en laboratorio con anterioridad a la reproducción de la simulación. Ello es debido a que las mediciones experimentales se tomaron en el laboratorio de óptica del Instituto de Telecomunicaciones Avanzadas de la Universidad de Swansea, en Reino Unido, donde realicé mis estudios de máster durante el curso académico 2008/09. Todo el proceso de medida llevado a cabo en dicho laboratorio se describe en el apéndice C de esta memoria. Puesto que la simulación descrita en este capítulo supone el núcleo del presente proyecto fin de carrera, a continuación se procederá a detallar cada uno de los bloques que componen el sistema mostrado en la Fig. 4.2. Estos bloques son: transmisor, generador de ruido, módulo de dispersión y receptor. 4.2.1.- Transmisor El transmisor utilizado para simular mediante la herramienta Optisystem el sistema descrito en la Fig. 4.1 es el mostrado en la Fig 4.3.

Figura 4.3. Transmisor utilizado para la simulación del sistema mostrado en la Fig. 4.1 mediante la herramienta Optisystem.

El transmisor está compuesto por los siguientes elementos:

- Generador de secuencias de bits pseudo-aleatorias: este elemento genera la secuencia de bits que se va a transmitir. Debido a que el objetivo de la simulación presentada en este capítulo es la validación de los resultados de la simulación detallada en [33], se han reproducido las condiciones del modelo allí simulado, por lo que el régimen binario de este generador de secuencias de bits pseudo-aleatorias se ha fijado a 40 Gb/s.


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- Precodificador: como consecuencia de que se van a transmitir datos modulados de acuerdo con un formato diferencial (DPSK), se hace necesaria la precodificación de dichos datos antes de insertarlos en el medio de transmisión; es decir, en la fibra óptica. La Fig. 4.4 muestra, por una parte, el precodificador utilizado en el transmisor mostrado en la Fig. 4.3 y, por otra, un ejemplo de la secuencia de bits que se va a precodificar (secuencia A), la secuencia de bits resultante tras la precodificación (secuencia B), el mapeo de la secuencia de bits precodificada al dominio óptico siguiendo el proceso mostrado en la Fig. 3.18 (secuencia C), la secuencia de pulsos ópticos generada tras dicho mapeo retrasada Tb con respecto a la secuencia de pulsos ópticos original debido a la acción del MZI incluido en el receptor del sistema (secuencia D), la secuencia de bits obtenida en uno de los puertos de salida del citado MZI como consecuencia de la interferencia constructiva de las secuencias de pulsos ópticos C y D (secuencia E) y la secuencia de bits obtenida en el otro puerto de salida del interferómetro como consecuencia de la interferencia destructiva de las secuencias de pulsos ópticos C y D (secuencia F).

(a)

(b)

Figura 4.4. Precodificación de datos para modulación DPSK. (a) Precodificador. (b) Ejemplo de precodificación.

- Generador de pulsos NRZ: este elemento convierte al dominio eléctrico los datos binarios producidos por el generador de secuencias de bits pseudo-aleatorias y procesados por el precodificador. Una vez convertida del dominio binario (dominio lógico) al dominio eléctrico, la señal de datos puede utilizarse para estimular un MZM y, de este modo, generar la señal NRZ DPSK, que, tras atravesar un modulador de pulsos con objeto de generar la señal RZ DPSK


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correspondiente, se inyectará en la fibra óptica para ser transmitida hasta el receptor.

- Fuente láser de onda continua: este elemento genera la luz sobre la que,

mediante el proceso de modulación, se insertarán los datos que se van a transmitir por el canal de comunicación. Debido a que se va a hacer uso de un modulador externo, la fuente láser opera en modo de onda continua; es decir, mientras se encuentra funcionando, emite luz constantemente.

- Modulador Mach-Zehnder: como se puede apreciar en la Fig. 4.4, a la fuente de luz del transmisor sigue una cadena de dos MZMs. El primero de estos MZMs es el encargado de generar la señal óptica DPSK que porta la secuencia de datos producida por el generador de secuencias de bits pseudo-aleatorias. Para generar dicha señal DPSK, el modulador sigue el proceso detallado en la Fig. 3.18. La señal generada por este modulador es de tipo NRZ.

- Modulador de pulsos: este elemento, como en el caso del modulador anterior, es un MZM y tiene como objetivo generar una señal RZ DPSK a partir de la señal NRZ DPSK generada por el primer modulador de la cadena. Como se expuso cuando se detalló el generador de secuencias de bits pseudo-aleatorias, debido a que el objetivo de la simulación detallada en este capítulo es la validación de los resultados alcanzados en [33], se han reproducido las condiciones allí especificadas, por lo que se ha generado una señal RZ DPSK con un ciclo de trabajo del 66%. Para producir una señal RZ DPSK con el ciclo de trabajo citado en el párrafo anterior y al régimen binario adecuado, las frecuencias de las dos señales sinusoidales con las que se estimula el MZM deben ser iguales a la mitad del régimen binario de la señal que se pretende generar. En este caso, como se expuso anteriormente, el régimen binario de la señal que se quiere generar es 40 Gb/s, por lo que la frecuencia de las señales sinusoidales con las que se estimula el MZM es 20 GHz. Por otra parte, de acuerdo con lo expuesto en el apartado 3.4.2.2, para producir pulsos ópticos exentos de chirp, las fases de las dos señales sinusoidales con las que se excita el modulador de pulsos deben ser opuestas, de ahí que uno de los puertos de estimulación del MZM mostrado en la Fig. 4.3 esté conectado directamente al generador de señal que produce la onda sinusoidal de excitación mientras que para conectar el otro puerto de estimulación de dicho MZM al citado generador de señal se ha intercalado un inversor.


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Una vez detallados todos los elementos que componen el transmisor mostrado en la Fig. 4.3, la Fig. 4.5 muestra el estado de distintas señales, tanto eléctricas como ópticas, en diferentes puntos de dicho transmisor, con objeto de corroborar lo expuesto en la explicación de cada uno de los elementos detallados. Las referencias (a), (b), (c) y (d) que se aprecian en la Fig. 4.5 coinciden con los puntos referenciados como A, B, C y D, respectivamente, en la Fig. 4.3.

(a) (b)

(c) (d)

Figura 4.5. Estado de señales en distintos puntos del transmisor mostrado en la Fig. 4.3. (a) Señal eléctrica a la salida del generador de secuencias de bits pseudo-aleatorias. (b) Señal eléctrica a la salida del precodificador. (c) Señal óptica a la salida del MZM que genera la señal NRZ DPSK. (d) Señal óptica a la salida del MZM que genera la señal RZ DPSK. Las señales mostradas en la Fig. 4.5(a) y la Fig. 4.5(b) coinciden con las señales referenciadas como secuencia A y secuencia B mostradas en la Fig. 4.4(b). Por otra parte, en la Fig. 4.5(c) y la Fig. 4.5(d) se puede apreciar que, en una señal modulada de acuerdo con un formato DPSK, todos los slots portan energía óptica, tal como se expuso en el apartado 3.4.2.1. La diferencia entre la señal mostrada en la Fig. 4.5(c) y la señal mostrada en la Fig. 4.5(d) estriba en


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que, mientras que en el primer caso la energía de cada pulso óptico ocupa completamente el slot correspondiente, en el segundo caso esta energía sólo ocupa parte de dicho slot. Así mismo, en cada una de las dos señales mencionadas anteriormente, la diferencia entre los distintos pulsos ópticos que las componen radica en el valor de la fase de los mismos. Según el esquema de modulación mostrado en la Fig. 3.18, cada vez que se mapea un 1-lógico de la secuencia de bits precodificada (ver secuencia B en la Fig. 4.4) en el dominio óptico, la fase del pulso óptico generado es Π. Por el contrario, cuando se mapea un 0-lógico de dicha secuencia de bits en el dominio óptico, la fase del pulso óptico generado es 0. La secuencia C mostrada en la Fig. 4.4 ha sido generada de acuerdo con el proceso expuesto. Debido a que el reflectómetro óptico en el dominio del tiempo (Optical Time Domain Reflectometer, OTDR) utilizado para monitorizar las señales mostradas en la Fig. 4.5(c) y la Fig. 4.5(d) no es sensible a la fase de la señal monitorizada, no es posible apreciar en dichas figuras el valor de la fase de los pulsos ópticos que conforman las citadas señales. Por último, la Fig. 4.6 muestra las señales presentes en los puntos identificados como A, C y D en la Fig. 4.3. Dichas señales, que, para permitir apreciar su ancho de banda, se muestran en el dominio de la frecuencia, han sido referenciadas como (a), (c) y (e), respectivamente, en la Fig. 4.6. En la Fig. 4.6(b) se aprecia que el ancho de banda del lóbulo principal de la señal de datos presente a la salida del generador de secuencias de bits pseudo-aleatorias es 40 GHz, que coincide con el régimen binario de la secuencia de bits generada. Por otra parte, la Fig. 4.6(d) muestra que el ancho de banda del lóbulo principal de la señal NRZ DPSK generada por el primer MZM de la cadena de moduladores existente en el transmisor es, aproximadamente, 80 GHz. Es decir, el ancho de banda del lóbulo principal de esta señal es el doble del régimen binario de los datos transportados por ella, coincidiendo con la información dada por la Fig. 3.19(a). Finalmente, en la Fig. 4.6(f) se puede observar que el ancho de banda del lóbulo principal de la señal RZ DPSK generada por el segundo MZM de la cadena de moduladores existente en el transmisor es, aproximadamente, 105 GHz. Este dato coincide con la información dada en el apartado 3.3.1.3, donde se afirma que el ancho de banda de una señal RZ es mayor que el ancho de banda de una señal NRZ, y con la información dada por la Fig. 3.19(a) y la Fig. 3.19(c), donde se puede ver que el ancho de banda del lóbulo principal de una señal NRZ DPSK es menor que el ancho de banda de una señal RZ DPSK con un ciclo de trabajo del 33%.


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(a) (b)

(c) (d)

(e) (f)

Figura 4.6. Espectro de la señal de datos en distintos puntos del transmisor mostrado en la Fig. 4.3. (a) Espectro de la señal de datos a la salida del generador de secuencias de bits pseudo-aleatorias. (b) Detalle del espectro de la señal de datos a la salida del generador de secuencias de bits pseudo-aleatorias. (c) Espectro de la señal de datos a la salida del MZM que genera la señal NRZ DPSK. (d) Detalle del espectro de la señal de datos a la salida del MZM que genera la señal NRZ DPSK. (e) Espectro de la señal de datos a la salida del MZM que genera la señal RZ DPSK. (f) Detalle del espectro de la señal de datos a la salida del MZM que genera la señal RZ DPSK.


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4.2.2.- Generador de ruido La Fig. 4.7 muestra el detalle del bloque generador de ruido utilizado para agregar ruido a la señal RZ DPSK producida por el transmisor mostrado en la Fig. 4.3. La agregación de ruido a la señal RZ DPSK tiene por objetivo reproducir las condiciones de un canal de comunicación real, aumentando de este modo la precisión de la simulación que se va a llevar a cabo.

Figura 4.7. Bloque generador de ruido.

El generador de ruido está compuesto por los siguientes elementos:

- EDFA (980 nm): este primer amplificador, al no tener conectada ninguna señal óptica en su puerto de entrada, únicamente genera ruido debido a la acción del fenómeno ASE. De forma muy resumida, este fenómeno consiste en la amplificación de fotones generados en el interior del propio amplificador por la transición espontánea de electrones entre los niveles superiores de energía del cristal de silicio dopado con erbio y los niveles inferiores de energía de dicho cristal. Cada vez que se genera un fotón, éste se propaga por el interior del amplificador, estimulando la transición de otros electrones de los niveles superiores de energía del cristal a los niveles inferiores, lo que genera nuevos fotones. Este proceso en cadena origina la aparición a la salida del amplificador de una señal óptica de elevada potencia pero que, al no haber sido producida por la entrada en dicho amplificador de una señal coherente, entendiendo por señal coherente una señal portadora de información, oscila de forma arbitraria, por lo que constituye una señal de ruido, que, además, se extiende sobre una banda de frecuencias muy ancha.

- EDFA (1480 nm): este segundo amplificador recibe como entrada el ruido generado por el primer amplificador de la cadena. Al tener la señal de bombeo de este amplificador una longitud de onda diferente a la longitud de onda de la señal de bombeo del primer amplificador de la cadena, este segundo amplificador aumenta el ancho de banda de la señal de ruido generada, aumentando, a la vez, la precisión del modelo de ruido que se va a utilizar para llevar a cabo la simulación del sistema mostrado en la Fig. 4.2.


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- Filtro óptico: este elemento tiene como finalidad filtrar el ruido producido por la cadena de amplificadores. El objeto de este filtrado es que se añada ruido únicamente en la banda de interés; es decir, en la banda en la que se encuentra la señal de información.

- Atenuador: la finalidad de este elemento es controlar el valor del OSNR

del sistema. Puesto que el valor de la potencia de la señal de información viene determinado por la potencia de emisión del láser de onda continua que incluye el transmisor, y dado que el valor del OSNR del sistema está dado por la expresión

ñ (4.1)

el método seguido para controlar el valor del cociente anterior es controlar el factor Pruido por medio del atenuador incluido en el generador de ruido del sistema.

La Fig. 4.8 muestra el espectro de la señal de ruido producida por el generador de ruido mostrado en la Fig. 4.7 en los puntos A, B y C identificados en dicha figura. La señal de ruido en cada uno de los tres puntos mencionados ha sido referenciada como (a), (b) y (c), respectivamente, en la Fig. 4.8. Como se puede apreciar en la Fig. 4.8(a) y en la Fig. 4.8(b), el perfil del espectro de la señal de ruido no es uniforme, existiendo un pico de potencia en torno a 195,5 THz. Sin embargo, en la banda en la que se encuentra la señal de información (entre 193,04 THz y 193,15 THz, según la Fig. 4.6(f)), el perfil del espectro de la señal de ruido es aproximadamente plano, tal como se puede observar en la Fig. 4.8(c). Al ser el espectro de la señal de ruido prácticamente constante en la banda en la que se encuentra la señal de información, en dicha banda, este ruido puede asemejarse a un ruido blanco y puede ser añadido a la citada señal de información para simular el efecto de un canal AWGN. Es importante destacar que, tras atravesar el atenuador incluido en el generador de ruido mostrado en la Fig. 4.7, el único cambio que sufre la señal de ruido generada es una disminución de su amplitud, permaneciendo el espectro de dicha señal inalterado. Es por este motivo por el que en la Fig. 4.8 no se ha representado el espectro de la señal de ruido a la salida del atenuador mencionado. Antes de proceder con la explicación del módulo de dispersión incluido en el sistema mostrado en la Fig. 4.2, es importante exponer algunos detalles preliminares.


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(a) (b)

(c)

Figura 4.8. Espectro de la señal de ruido en distintos puntos del generador de ruido mostrado en la Fig. 4.7. (a) Espectro de la señal de ruido a la salida del primer EDFA. (b) Espectro de la señal de ruido a la salida del segundo EDFA. (c) Espectro de la señal de ruido a la salida del filtro. 4.2.2.1.- Cálculo de la constante de atenuación del generador de ruido Una vez introducidos el transmisor mostrado en la Fig. 4.3 y el generador de ruido mostrado en la Fig. 4.7, se procede a exponer cómo se ha calculado el valor de la constante de atenuación del atenuador incluido en el citado generador de ruido. En primer lugar, la señal de datos generada por el transmisor y la señal de ruido se han sumado por medio de un acoplador de 3 dB, tal como se muestra en la Fig. 4.2. Tras sumar las dos señales citadas en el párrafo anterior, se ha monitorizado el espectro de la señal resultante por medio de un analizador de espectros ópticos (Optical Spectrum Analyzer, OSA), lo que permite observar la diferencia entre la potencia de la señal de datos y la potencia de la señal de ruido, es decir, el OSNR.


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Debido a que el valor de la potencia de la señal de datos está determinado por la potencia de láser de onda continua del transmisor y dicha potencia se ha mantenido igual a 27 dBm, la forma de regular el valor del OSNR es modificar el valor de la contante de atenuación del atenuador incluido en el generador de ruido mostrado en la Fig. 4.7. Tomando como referencia el valor del OSNR fijado durante la realización del experimento detallado en el apéndice C (20,8 dB), se determina que el valor adecuado para la constante de atenuación del atenuador incluido en el generador de ruido del sistema es 0 dB. La Fig. 4.9 muestra el espectro de la señal resultante tras la suma de la señal de datos y la señal de ruido producidas por el transmisor y el generador de ruido del sistema, respectivamente.

(a) (b)

Figura 4.9. Espectros superpuestos de la de la señal de datos y de la señal de ruido. (a) Espectros superpuestos de la de la señal de datos y de la señal de ruido. (b) Detalle de los espectros superpuestos de la de la señal de datos y de la señal de ruido. 4.2.3.- Módulo de dispersión El módulo de dispersión utilizado para simular mediante la herramienta Optisystem el sistema descrito en la Fig. 4.1 se muestra en la Fig 4.10.

Figura 4.10. Módulo de dispersión utilizado para la simulación del sistema mostrado en la Fig. 4.1 mediante la herramienta Optisystem.

Como se puede observar en la Fig. 4.10, el módulo de dispersión se modela, simplemente, mediante un segmento de SMF de 1 Km de longitud. Debido a que la CD se mide en ps/(nm·Km) y la longitud del segmento de fibra óptica


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que modela el módulo de dispersión es 1 Km, la CD neta presente en el sistema simulado será igual al valor fijado para el parámetro CD de la SMF utilizada en el modelo. El efecto de la CD en los pulsos ópticos transmitidos sobre el canal de comunicación se muestra en la Fig. 4.11. Para representar los distintos casos mostrados en dicha figura, con objeto de permitir apreciar con claridad el efecto de la CD, se ha considerado un canal de comunicación libre de ruido.

(a) (b)

(c) (d)

Figura 4.11. Efecto de la dispersión cromática sobre los pulsos ópticos transmitidos. (a) Pulsos ópticos a la salida del modulador de pulsos del transmisor. (b) Pulsos ópticos degradados por el efecto de un canal de comunicación con una dispersión cromática neta igual a 50 ps/nm. (c) Pulsos ópticos degradados por el efecto de un canal de comunicación con una dispersión cromática neta igual a 100 ps/nm. (d) Pulsos ópticos degradados por el efecto de un canal de comunicación con una dispersión cromática neta igual a 150 ps/nm. Tomando como referencia la secuencia de cinco pulsos ópticos trasmitida, mostrada en la Fig. 4.11(a), se va a analizar el efecto de distintos valores de la CD neta del canal de comunicación sobre la señal DPSK transmitida. Como se muestra en la Fig. 4.11(b), un canal de comunicación cuya CD neta es 50 ps/nm no degrada la señal óptica severamente y, tras alcanzar el receptor, todavía es posible distinguir los cinco pulsos trasmitidos. Cuando el valor de la


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CD neta del canal de comunicación aumenta hasta 100 ps/nm, el efecto sobre los pulsos ópticos es mucho más acentuado que en el caso anterior, llegando, incluso, a iniciarse el solapamiento entre algunos de dichos pulsos, como se puede observar en la Fig. 4.11(c). El último caso estudiado, debido a la imposibilidad de recibir correctamente la señal de datos transmitida, corresponde a un canal de comunicación cuya CD neta es 150 ps/nm. Esta situación se muestra en la Fig. 4.11(d), donde se puede apreciar que ocurre un solapamiento completo entre algunos pulsos ópticos, llegando al receptor sólo cuatro de los cinco pulsos transmitidos. 4.2.4.- Receptor El receptor utilizado para simular mediante la herramienta Optisystem el sistema descrito en la Fig. 4.1 se muestra en la Fig 4.12.

Figura 4.12. Receptor utilizado para la simulación del sistema mostrado en la Fig. 4.1 mediante la herramienta Optisystem.

El receptor está compuesto por los siguientes elementos:

- Filtro: este elemento tiene como objeto filtrar la señal óptica que llega al receptor para eliminar o suavizar posibles distorsiones causadas por distintos fenómenos que tienen su origen en el canal de comunicación. Como se ha expuesto anteriormente, el filtro de recepción es de gran importancia en la simulación expuesta en el presente capítulo, ya que uno de los objetivos de dicha simulación es demostrar que, en un canal de comunicación cuya CD neta es no nula, la recepción óptima de una señal DPSK se produce cuando el ancho de banda del filtro de recepción es inferior al ancho de banda óptimo para la recepción de la misma señal DPSK cuando la CD neta del canal de comunicación es nula. De acuerdo con lo expresado en el apartado 3.4.3, este hecho se debe a que, bajo ciertas condiciones del MZI utilizado para demodular la señal DPSK recibida, que se expondrán cuando se detalle este elemento, la señal


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presente en uno de los puertos de salida del interferómetro mencionado predomina sobre la señal presente en el otro puerto de salida del dispositivo. El hecho de que el ancho de banda de la citada señal predominante sea inferior al ancho de banda de la señal DPSK recibida es el que hace posible disminuir el ancho de banda del filtro de recepción sin que esta disminución suponga la pérdida de la información transmitida.

- Atenuador: el objeto de este elemento es mantener constante la

potencia óptica que llega al receptor con independencia del ancho de banda del filtro de recepción. Para poder validar diferentes medidas tomadas sobre el sistema mostrado en la Fig. 4.2 bajo distintas condiciones de contorno (distintos valores de la CD neta y del ancho de banda del filtro de recepción), la potencia óptica que llega al receptor tiene que ser igual en todos los casos. El atenuador incluido en el receptor permite mantener dicha potencia óptica constante con independencia de las condiciones de contorno. Se ha tomado como referencia el valor de la potencia óptica que llega al receptor en el experimento descrito en el apéndice C, es decir, 2 dBm.

- MZI: este elemento permite recibir la señal DPSK transmitida sin necesidad de introducir un oscilador local en el receptor que establezca la referencia de fase con la que comparar la fase de la señal DPSK recibida. Según lo expuesto en el apartado 3.4.2.3, la introducción de un MZI en la estructura del receptor hace posible la detección directa de la señal DPSK, eliminando el oscilador local mencionado en el párrafo anterior. Del mismo modo que el filtro incluido en el esquema del receptor, el interferómetro es de gran importancia en la simulación expuesta en este capítulo, ya que, aparte de confirmar que existe un ancho de banda específico para la recepción óptima de una señal DPSK en un sistema óptico cuya CD neta es no nula, el otro objetivo de la simulación detallada en el presente capítulo es confirmar que también existe un retraso relativo determinado entre los brazos del MZI del receptor que causa una recepción óptima de la señal DPSK citada. De acuerdo con el esquema mostrado en la Fig. 4.12, de ahora en adelante en este capítulo, el puerto de salida del MZI conectado al punto identificado como C será referenciado como puerto de salida 1, mientras que el puerto de salida del MZI conectado al punto identificado como D será referenciado como puerto de salida 2.


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- Fotodetectores: los dos fotodetectores presentes en el receptor tienen como objetivo transformar los pulsos ópticos que reciben de los puertos de salida del MZI en pulsos eléctricos, para su posterior procesado.

- Restador: según el esquema mostrado en la Fig. 4.12, el restador electrónico que incluye el receptor resta la señal presente en el puerto de salida 1 del MZI de la señal presente en el puerto de salida 2 del interferómetro. Esta resta se realiza tras la transformación al dominio eléctrico de las señales ópticas presentes en los dos puertos de salida del MZI. Dicha transformación se lleva a cabo mediante los dos fotodetectores detallados anteriormente. El restador incluido en el receptor permite llevar a cabo una detección balanceada de la señal DPSK, lo que, de acuerdo con lo expuesto en el apartado 3.4.2.3, puede proporcionar hasta 3 dB de mejora en el OSNR del sistema de comunicaciones.

Una vez detallados los elementos que componen el receptor de la Fig. 4.12, se procede a mostrar el estado de distintas señales, tanto en el dominio óptico como en el dominio eléctrico, presentes en el los puntos identificados como A, B, C, D, E, F y G en la figura mencionada. Para representar el estado de las señales citadas, se ha considerado un canal de comunicación libre de ruido y con una CD neta nula, ya que lo que se pretende es mostrar cómo los distintos componentes que componen el receptor actúan sobre la señal de datos. La Fig. 4.13 muestra el espectro de las señales presentes en los puntos identificados como A y B en la Fig. 4.12. Dichos espectros han sido referenciados como (a) y (c), respectivamente, en la Fig. 4.13. La Fig. 4.13 permite apreciar cómo los lóbulos secundarios de la señal de datos se atenúan fuertemente al pasar esta señal por un filtro cuyo ancho de banda es 80 GHz, menor que el ancho de banda del lóbulo principal de la señal mencionada, que, como se expuso anteriormente, es 100 GHz, aproximadamente. Esta atenuación afecta también, aunque en menor medida, a los extremos del lóbulo principal de la señal de datos. Para establecer el valor del ancho de banda del filtro de recepción, se ha tomado como referencia el filtro utilizado en el experimento expuesto en el apéndice C, cuyo ancho de banda puede variar entre 31,20 GHz y 80,00 GHz. En el apartado 4.3, correspondiente al análisis de los resultados de la simulación descrita en este capítulo, se muestra un detalle más profundo de cómo diferentes anchos de banda del filtro de recepción afectan a la calidad de la señal recibida. La Fig. 4.14 muestra un intervalo temporal de las diferentes señales presentes en los puntos identificados como C, D, E, F y G en el receptor de la Fig. 4.12. Dichas señales han sido referenciadas como (a), (b), (c), (d) y (e), respectivamente, en la Fig. 4.14. Dicha figura también muestra el mismo intervalo temporal de la señal de datos producida por el generador de secuencias de bits pseudo-aleatorias, lo que permite comparar la señal


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transmitida con la señal recibida y observar cómo el sistema de comunicación, considerado en conjunto, modifica la señal de datos original.

(a) (b)

(c) (d)

Figura 4.13. Espectro de la señal de datos en distintos puntos del receptor mostrado en la Fig. 4.12. (a) Espectro de la señal de datos a la entrada del filtro de recepción. (b) Detalle del espectro de la señal de datos a la entrada del filtro de recepción. (c) Espectro de la señal de datos a la salida del filtro de recepción. (d) Detalle del espectro de la señal de datos a la salida del filtro de recepción. Como se desprende de la Fig. 4.14(a) y la Fig. 4.14(b) y de la Fig. 4.14(c) y la Fig. 4.14(d), la señal óptica, al ser transformada al dominio eléctrico por los fotodetectores, sufre una pequeña modificación, producida por la electrónica interna del receptor. Por otra parte, observando la Fig. 4.14(b) y las secuencias de datos mostradas en la Fig. 4.4(b), se puede afirmar que la Fig. 4.14(b) corresponde con la secuencia F, es decir, se produce como consecuencia de la interferencia constructiva de la señal óptica de entrada al MZI con dicha señal óptica retrasada Tb con respecto a ella misma. Así mismo, observando la Fig. 4.14(d) y las secuencias de datos citadas, se puede afirmar que la Fig. 4.14(d) corresponde con la secuencia E, es decir, se produce como consecuencia de la interferencia destructiva de la señal óptica de entrada al MZI con dicha señal óptica retrasada Tb con respecto a ella misma.


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Finalmente, observando la Fig. 4.14(e) y la Fig. 4.14(f), se comprueba que la recepción de los datos transmitidos en el intervalo temporal mostrado en la Fig. 4.14 se produce sin pérdida alguna de información.

(a) (b)

(c) (d)

(e) (f)

Figura 4.14. Estado de señales en distintos puntos del receptor mostrado en la Fig. 4.12. (a) Señal en el puerto de salida 1 del MZI (dominio óptico). (b) Señal en el puerto de salida 1 del MZI (dominio eléctrico). (c) Señal en el puerto de salida 2 del MZI (dominio óptico). (d) Señal en el puerto de salida 2 del MZI (dominio eléctrico). (e) Señal a la salida del restador electrónico. (f) Señal a la salida del generador de secuencias de bits pseudo-aleatorias del transmisor.


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4.2.4.1.- Análisis del interferómetro Mach-Zehnder del receptor Dada la especial atención que se le ha prestado a este elemento en la teoría expuesta en los apartados 3.4.2.3 y 3.4.3, a continuación, mediante datos extraídos de la herramienta de simulación Optisystem, se va a proceder a corroborar parte de la información presentada en los apartados mencionados y a estudiar otros aspectos del interferómetro no explicados anteriormente. La Fig. 4.15 muestra la potencia de las señales presentes en los puertos de salida 1 y 2 del MZI del receptor mostrado en la Fig. 4.12 para diferentes valores del retraso relativo entre los brazos del interferómetro y para una señal de entrada cuya potencia es 2 dBm.

(a)

(b)

Figura 4.15. Potencia de las señales eléctricas presentes en los dos puertos de salida del MZI del receptor mostrado en la Fig. 4.12 en función del valor del retraso relativo entre los brazos del interferómetro. (a) Potencia de la señal eléctrica presente en el puerto de salida 1. (b) Potencia de la señal eléctrica presente en el puerto de salida 2. Las señales mostradas en la Fig. 4.15 ponen de manifiesto que la potencia de la señal de entrada al MZI se divide entre los dos puertos de salida en función del valor del retraso relativo entre los dos brazos del interferómetro, permaneciendo la potencia de salida total constante, ya que, en la simulación, se ha especificado que el MZI no introduce pérdidas.


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Por otra parte, de acuerdo con la explicación dada en el apartado 3.4.2.3, la mejora de 3 dB en el OSNR que la detección perfectamente balanceada (retraso relativo entre los brazos del MZI igual a Tb) de una señal DPSK ofrece sobre una señal OOK al mismo régimen binario y transmitida sobre un canal de comunicación con las mismas condiciones que el utilizado para transmitir la señal DPSK citada anteriormente se debe a que, al ser detectada de forma balanceada, el ruido presente en la señal DPSK se cancela (ver Fig. 3.22). Según lo anterior, la detección perfectamente balanceada de una señal DPSK también debería ofrecer una mejora de 3 dB sobre la detección de dicha señal a través de uno solo de los puertos (puerto 1 o puerto 2) del MZI del receptor, siempre que el retraso relativo entre los dos brazos del interferómetro se mantenga igual a Tb, con objeto de que el pulso óptico presente en cada slot interfiera con el pulso óptico presente en el slot precedente. La Fig. 4.16 muestra tanto el espectro de la señal generada como consecuencia de la detección simple de una señal DPSK a través, exclusivamente, del puerto de salida 2 del interferómetro incluido en el receptor mostrado en la Fig. 4.12 como el espectro de la señal generada como consecuencia de la detección perfectamente balanceada (retraso relativo entre los brazos del MZI igual a Tb) de la misma señal DPSK. En dicha figura se puede apreciar que la detección perfectamente balanceada ofrece una ventaja de 3 dB, aproximadamente, sobre la detección única, tal como se expuso en el párrafo anterior, lo que verifica la suposición hecha en dicho párrafo. 4.3.- Resultados de la simulación 4.3.1.- Consideraciones previas Tras detallar los elementos que componen el receptor utilizado para simular el sistema óptico mostrado en la Fig. 4.1, se va a proceder a simular dicho sistema, para lo cual se hará uso del modelo mostrado en la Fig. 4.2. Las condiciones bajo las que se ha realizado la simulación del sistema mostrado en la Fig. 4.2 son las siguientes:

- Señal transmitida: RZ DPSK con un ciclo de trabajo del 66% y un régimen binario de 40 Gb/s.

- OSNR: 20,66 dB.

- Potencia óptica en el receptor: 2 dBm.

- Tipo de filtro: Butterworth de orden 3.


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(a) (b)

(c) (d)

Figura 4.16. Espectro de la señal generada por los fotodetectores. (a) Espectro de la señal generada como consecuencia de la detección simple del puerto de salida 1 del MZI. (b) Detalle del espectro de la señal generada como consecuencia de la detección simple del puerto de salida 1 del MZI. (c) Espectro de la señal generada como consecuencia de la detección balanceada de los dos puertos del MZI. (d) Detalle del espectro de la señal generada como consecuencia de la detección balanceada de los dos puertos del MZI. 4.3.2.- Resultados El sistema se ha simulado para CD netas de 0, 50 y 100 ps/nm y para distintos perfiles del filtro de recepción, tales como filtro ideal, filtro Butterworth de órdenes 1, 2, 3 y 4 y filtro Gaussiano de órdenes 1, 2 y 3, obteniéndose los mejores resultados para un filtro Butterworth de orden 3. Los resultados correspondientes a CD netas de 0, 50 y 100 ps/nm y un filtro de perfil Butterworth de tercer orden, se muestran en la Fig. 4.17. Como se puede apreciar en la figura citada, a medida que aumenta la CD neta del canal de comunicación, el ancho de banda del filtro óptimo de recepción disminuye. En el caso del retraso relativo entre los brazos del MZI, para una recepción óptima de señal sólo se aprecia necesidad de disminuir dicho retraso por debajo de Tb si la CD neta del sistema sea 100 ps/nm.


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(a)

(b)

(c)

Figura 4.17. Resultados obtenidos tras simular el sistema mostrado en la Fig. 4.2 con la herramienta Optisystem. (a) Dispersión neta de 0 ps/nm, (b) dispersión neta de 50 ps/nm y (c) dispersión neta de 100 ps/nm. Este hecho puede explicarse teniendo en cuenta, como se expuso en 4.2.4.1, que, cuando el retraso relativo entre los brazos del MZI es exactamente igual a Tb, se produce una detección perfectamente balanceada de la señal DPSK, lo


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que proporciona una mejora de 3 dB en el OSNR de la señal que alcanza el receptor con respecto a la misma señal en caso de que ésta sea detectada únicamente a través de uno de los puertos del MZI del receptor (ver Fig. 4.16). Es decir, en caso de que la CD neta del canal de comunicación sea 50 ps/nm, la mejora en la calidad de la señal DPSK recibida que se produce como consecuencia de disminuir el retraso relativo entre los brazos del MZI por debajo de Tb es inferior a 3 dB, independientemente de cuál sea el valor del ancho de banda del filtro de recepción. En caso de que la CD neta del canal de comunicación sea 0 ps/nm, la teoría indica que la recepción óptima de la señal DPSK siempre se produce cuando el retraso relativo entre los brazos del MZI del receptor es igual a Tb (ver apartado 3.4.3). Por otra parte, el ensanchamiento temporal que experimentan los pulsos ópticos por efecto de la CD es proporcional al ancho de banda de los mismos, ya que, mientras mayor es este ancho de banda, mayor es el rango de longitudes de onda que componen el pulso y, por tanto, mayor es la diferencia entre la velocidad de propagación de la longitud de onda más rápida y la longitud de onda más lenta. Por lo tanto, si combinando el valor el retraso relativo entre los brazos del MZI del receptor con el valor del ancho de banda del filtro de recepción se hace disminuir el ancho de banda de los pulsos ópticos sin afectar excesivamente a la calidad de la señal, se conseguirá reducir el efecto de la CD sobre los dichos pulsos y, en consecuencia, disminuirá la BER de la señal recibida. 4.3.2.1.- Dispersión neta del sistema igual a 0 ps/nm En la Fig. 4.17(a) se aprecia que, para el caso en que la CD neta del sistema es 0 ps/nm, la recepción óptima se produce para un retraso relativo entre los brazos del MZI igual a Tb y para un ancho de banda del filtro de recepción en torno a 50 GHz, menor que el ancho de banda del lóbulo principal de la señal DPSK transmitida (BWDPSK_Tx ~ 100 GHz, ver Fig. 4.6(f)). Puesto que el ancho de banda del filtro de recepción es, prácticamente, la mitad que el ancho de banda del lóbulo principal de la señal DPSK transmitida, lo que, generalmente, produciría una recepción de baja calidad de dicha señal, y dado que en el caso de la simulación efectuada dicho ancho de banda del filtro produce una recepción óptima de la señal mencionada, se va a proceder a estudiar el estado de la señal recibida bajo la condición de que el ancho de banda del filtro de recepción sea el referido anteriormente y bajo la condición de que el ancho de banda del filtro de recepción sea superior, alrededor de 80 GHz, que es el máximo ancho de banda permitido por el filtro utilizado para llevar a cabo el experimento expuesto en el apéndice C de la presente memoria y que, de acuerdo con la teoría expuesta en el apartado 3.4.3 y en [33], es el ancho de banda que debería producir la recepción óptima de la señal.


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La Fig. 4.18 muestra el estado de las señales presentes en los puntos identificados como A, B, C, D y G en la Fig. 4.12 en caso de que el ancho de banda del filtro de recepción sea 50 GHz. En la Fig. 4.18, los puntos mencionados han sido referenciados como (a), (b), (c), (d), (e), respectivamente. Además, esta figura muestra el diagrama de ojo de la señal recibida, lo que permite hacer una estimación de su calidad. Así mismo, la Fig. 4.19 muestra el estado de las señales presentes en los mismos puntos A, B, C, D y G citados en el párrafo anterior en caso de que el ancho de banda del filtro de recepción sea 80 GHz. En la Fig. 4.19, los puntos citados han sido referenciados como (a), (b), (c), (d), (e), respectivamente. Esta figura muestra también el diagrama de ojo de la señal recibida. Tanto para obtener las señales mostradas en la Fig. 4.18 como para obtener las señales mostradas en la Fig. 4.19, la secuencia de datos transmitida es la referida como secuencia A en la Fig. 4.4(b). Comparando la Fig. 4.18 y la Fig. 4.19, se observa que la calidad de la señal recibida cuando el ancho de banda del filtro de recepción es 80 GHz es superior a la calidad de dicha señal cuando el ancho de banda del citado filtro es 50 GHz. Por una parte, se puede ver que los pulsos que componen las señales mostradas en la Fig. 4.19(b), la Fig. 4.19(d) y la Fig. 4.19(e) están mucho más definidos que los pulsos que componen las señales mostradas en la Fig. 4.18(b), la Fig. 4.18(d) y la Fig. 4.18(e); por otra parte, se puede apreciar que el diagrama de ojo mostrado en la Fig. 4.19(f) tiene una mayor amplitud que el diagrama de ojo mostrado en la Fig. 4.18(f). Para hacer esta última afirmación, se ha obviado la línea delimitada por los marcadores A, B y C mostrada en la Fig. 4.19(f). De acuerdo con la información dada por la Fig. 4.18 y la Fig. 4.19, el hecho de que la simulación hecha mediante la herramienta Optisystem otorgue una mayor calidad a la señal recibida a través de un filtro con un ancho de banda de 50 GHz que a la señal recibida a través de un filtro con un ancho de banda de 80 GHz, siendo la CD neta del sistema en ambos casos 0 ps/nm, puede atribuirse a un error de la propia herramienta de simulación. Se concluye que, cuando la CD neta del canal de comunicación es nula, la recepción óptima de la señal de datos se produce cuando el ancho de banda del filtro de recepción es elevado (~ 80 GHz) y cuando el retraso relativo entre los brazos del MZI es igual a Tb. 4.3.2.2.- Dispersión neta del sistema igual a 50 ps/nm Para el caso en que la CD neta del sistema es 50 ps/nm, en la Fig. 4.3(b) se aprecia que la recepción óptima de la señal de datos se produce cuando el retraso relativo entre los brazos del MZI es igual a Tb y cuando el ancho de banda del filtro de recepción es aproximadamente igual a 45 GHz, menor que el


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ancho de banda del lóbulo principal de la señal DPSK transmitida (BWDPSK_Tx ~100 GHz).

(a) (b)

(c) (d)

(e) (f)

Figura 4.18. Estado de señales en distintos puntos del receptor mostrado en la Fig. 4.12 y diagrama de ojo de la señal recibida cuando el ancho de banda del filtro de recepción es 50 GHz y el retraso relativo entre los brazos del MZI del receptor es igual a Tb. (a) Señal a la entrada del filtro de recepción. (b) Señal a la salida del filtro de recepción. (c) Señal en el puerto de salida 1 del MZI. (d) Señal en el puerto de salida 2 del MZI. (e) Señal tras el restador electrónico. (f) Diagrama de ojo de la señal recibida.


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(a) (b)

(c) (d)

(e) (f)

Figura 4.19. Estado de señales en distintos puntos del receptor mostrado en la Fig. 4.12 y diagrama de ojo de la señal recibida cuando el ancho de banda del filtro de recepción es 80 GHz y el retraso relativo entre los brazos del MZI del receptor es igual a Tb. (a) Señal a la entrada del filtro de recepción. (b) Señal a la salida del filtro de recepción. (c) Señal en el puerto de salida 1 del MZI. (d) Señal en el puerto de salida 2 del MZI. (e) Señal tras el restador electrónico. (f) Diagrama de ojo de la señal recibida. Como en el caso anterior, el hecho de actuar sobre una señal con un filtro cuyo ancho de banda es igual a la mitad del ancho de banda del lóbulo principal de la señal filtrada ocasiona, generalmente, una recepción de baja calidad de dicha


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señal; sin embargo, como se ha expuesto, de acuerdo con la simulación realizada mediante la herramienta Optisystem, el filtrado de la señal de datos con un filtro de ancho de banda igual a 45 GHz proporciona la calidad óptima de la señal recibida. Para estudiar en profundidad este caso, se procede a representar el espectro de la señal de información en los puntos identificados como A, B, C y D en el receptor de la Fig. 4.12, lo que permitirá observar los efectos del filtrado sobre dicha señal. La Fig. 4.20 muestra el espectro de la señal de información en los puntos A y B citados en el párrafo anterior. Por otro lado, la Fig. 4.21 muestra el estado de la misma señal en los puntos C y D anteriormente mencionados.

(a) (b)

(c) (d) Figura 4.20. Espectro de la señal de información en distintos puntos del receptor mostrado en la Fig. 4.12. (a) Espectro de la señal a la entrada del filtro de recepción. (b) Detalle del espectro de la señal a la entrada del filtro de recepción. (c) Espectro de la señal a la salida del filtro de recepción. (d) Detalle del espectro de la señal a la salida del filtro de recepción. El análisis de los espectros mostrados en la Fig. 4.20(b) y la Fig. 4.20(d) permite comprobar que los extremos del lóbulo principal y los lóbulos secundarios de la señal de información se atenúan fuertemente cuando el filtro de recepción actúa sobre dicha señal.


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Así mismo, el análisis de los espectros mostrados en la Fig. 4.21(b) y la Fig. 4.21(d) muestra que, aunque el ancho de banda del lóbulo principal de la señal DPSK que transporta la información transmitida es superior a 45 GHz, que es el ancho de banda del filtro de recepción, la señal presente en el puerto de salida 1 del MZI del receptor tiene un ancho de banda inferior al citado, haciendo posible la recepción de la información transmitida con una baja tasa de error de bit. Además, debido a que, como se expuso al comienzo de este apartado, el retraso relativo entre los brazos del interferómetro del receptor es Tb, se está produciendo una detección perfectamente balanceada de la señal recibida, por lo que, de acuerdo con lo expuesto en el apartado 3.4.2.3, la señal presente en el puerto de salida 2 del MZI ayuda a mejorar la calidad de la señal recibida.

(a) (b)

(c) (d) Figura 4.21. Espectro de la señal de información en distintos puntos del receptor mostrado en la Fig. 4.12. (a) Espectro de la señal en el puerto de salida 1 del MZI. (b) Detalle del espectro de la señal en el puerto de salida 1 del MZI. (c) Espectro de la señal en el puerto de salida 2 del MZI. (d) Detalle del espectro de la señal en el puerto de salida 2 del MZI. La Fig. 4.22 muestra el estado de las señales presentes en los puntos identificados como A, B, C, D y G en la Fig. 4.12 en caso de que el ancho de banda del filtro de recepción sea 45 GHz y el retraso relativo entre los brazos del MZI sea Tb. En la Fig. 4.22, los puntos mencionados han sido referenciados


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como (a), (b), (c), (d), (e), respectivamente. Además, esta figura muestra el diagrama de ojo de la señal recibida.

(a) (b)

(c) (d)

(e) (f)

Figura 4.22. Estado de señales en distintos puntos del receptor mostrado en la Fig. 4.12 y diagrama de ojo de la señal recibida cuando el ancho de banda del filtro de recepción es 45 GHz y el retraso relativo entre los brazos del MZI del receptor es igual a Tb. (a) Señal a la entrada del filtro de recepción. (b) Señal a la salida del filtro de recepción. (c) Señal en el puerto de salida 1 del MZI. (d) Señal en el puerto de salida 2 del MZI. (e) Señal tras el restador electrónico. (f) Diagrama de ojo de la señal recibida.


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4.3.2.3.- Dispersión neta del sistema igual a 100 ps/nm La Fig. 4.3(c) muestra que, para el caso en el que la CD neta del sistema es 100 ps/nm, la recepción óptima de la señal se produce para un retraso relativo entre los brazos del MZI aproximadamente igual al 45% de Tb y para un ancho de banda del filtro de recepción en torno a 25 GHz. Según se expuso en el apartado 3.4.2.3, cuando una señal DPSK es recibida mediante un MZI, uno de los puertos de salida del interferómetro muestra una señal duobinaria, mientras que el otro puerto de salida muestra una señal AMI. Esta afirmación justifica el motivo por el cual, en presencia de cierto nivel de CD neta en el sistema, la recepción óptima de una señal DPSK se produce cuando el ancho de banda del filtro de recepción es inferior al ancho de banda requerido para la recepción óptima de la misma señal DPSK en un sistema cuya CD neta es nula y cuando el retraso relativo entre los brazos del MZI utilizado para demodular la señal DPSK transmitida es inferior a Tb. Dicho motivo es que, a medida que el retraso relativo entre los brazos del MZI disminuye por debajo de Tb, la potencia óptica presente en cada uno de los dos puertos de salida del MZI comienza a oscilar (ver Fig. 4.15), siendo la potencia total presente en ambos puertos de salida del interferómetro igual a la potencia de la señal óptica presente en el puerto de entrada del dispositivo. Este hecho hace posible que, para valores del retraso relativo entre los brazos del MZI inferiores a Tb en los que la potencia de la señal presente en uno de los puertos de salida del interferómetro es lo suficientemente elevada, se pueda detectar la señal DPSK transmitida a través de la señal presente en dicho puerto de salida sin que esta detección produzca pérdidas excesivas en el OSRN de la señal recibida. Por otra parte, de acuerdo con la Fig. 3.20, las señales presentes en los dos puertos de salida del MZI tienen un ancho de banda inferior al ancho de banda de la señal DPSK transmitida, lo que implica que estas señales se verán afectadas en menor medida por la CD neta del canal de comunicación que la señal DPSK transmitida, ya que el grado en que la CD afecta a una señal óptica es directamente proporcional al ancho de banda de dicha señal (ver apartado 1.4.1.1). Puesto que tanto la señal presente en el puerto de salida 1 del MZI del receptor como la señal presente el puerto de salida 2 de dicho dispositivo tienen un ancho de banda inferior a la señal DPSK transmitida, conforme se decrementa el retraso relativo entre los brazos del MZI por debajo de Tb, hay que decrementar también el ancho de banda del filtro de recepción, ya que el exceso de ancho de banda de este filtro provocaría una distorsión de la señal recibida. La Fig. 4.23 muestra la señal de información en el punto identificado como G en el receptor mostrado en la Fig. 4.12 y el diagrama de ojo de la señal de información recibida, tanto para el caso en que el valor del ancho de banda del filtro de recepción es 25 GHz y el valor del retraso relativo entre los brazos del MZI del receptor es el 45% de Tb como para el caso en que el ancho de banda


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del filtro de recepción es 80 GHz y el retraso relativo entre los brazos del MZI del receptor es Tb. La Fig. 4.23 muestra, además, la señal de información producida por el generador de secuencias de bits pseudo-aleatorias, que es la señal que se ha transmitido sobre el canal de comunicación. La Fig. 4.23 permite comprobar la mejora en la recepción de una señal DPSK que, en un canal cuya CD neta es no nula, supone disminuir el ancho de banda del filtro de recepción por debajo del ancho de banda requerido para la recepción óptima de la misma señal DPSK en un canal cuya CD neta es nula y decrementar el retraso relativo entre los brazos del MZI del receptor por debajo de Tb.


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(a) (b)

(c) (d)

(e)

Figura 4.23. Estado de la señal en el punto identificado como G en el receptor de la Fig. 4.12 y diagrama de ojo de la señal recibida. (a) Estado de la señal en el punto identificado como G en el receptor de la Fig. 4.12 cuando el ancho de banda del filtro de recepción es 25 GHz y el retraso relativo entre los brazos del MZI es el 45% de Tb. (b) Diagrama de ojo de la señal recibida cuando el ancho de banda del filtro de recepción es 25 GHz y el retraso relativo entre los brazos del MZI es el 45% de Tb. (c) Estado de la señal en el punto identificado como G en el receptor de la Fig. 4.12 cuando el ancho de banda del filtro de recepción es 80 GHz y el retraso relativo entre los brazos del MZI es Tb. (d) Diagrama de ojo de la señal recibida cuando el ancho de banda del filtro de recepción es 80 GHz y el retraso relativo entre los brazos del MZI es Tb. (e) Señal a la salida del generador de secuencias de bits pseudo-aleatorias del transmisor.

Caso Practico - Simulacion

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