Características de Radio-enlaces de Microondas de... · 2013. 5. 13. · UNI-FIEE SISTEMAS DE...

UNI-FIEE SISTEMAS DE COMUNICACIONES POR MICROONDAS 2005

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4. Características de Radio-enlaces de Microondas

4.1 Introducción Para el diseñador de enlaces de radio, es muy importante conocer como trabajan los sistemas de radio, porque las características de los equipos afectan dramáticamente el rendimiento total de la red. Los estándares de rendimiento de un Radio-enlace son deri-vadas de los estándares basados en la ITU-T, que definen los límites para los enlaces ó circuitos de extremo-a-extremo. Se hará un intento en este capítulo para proporcionar un entendimiento básico de lo que pasa con la señal de un usuario final a otro. Se ha esco-gido un canal de la voz para ilustrar esto; por consiguiente, el concepto de PCM ha sido incluido. El trayecto de un circuito de voz sobre un sistema de radio se muestra figura 4.1.

Figura 4.1 Trayectoria de transmisión de un circuito de voz.

4.2 Configuraciones

El equipo modulador de radio microonda puede ser dividido a grandes rasgos en tres categorías: interior, la unidad divisora, y todo lo externo. El multiplexor primario es usualmente externo a la radio. 4.2.1 Equipo para ubicación en interiores (All Indoor)

Los equipos tradicionales de microondas están albergados en un bastidor metáli-cos o “racks” de 19 pulgadas (21 en U.S.A.) en la sala de equipos de transmisión. Co-nexión vía cable coaxial o guía de onda transporta la señal de RF a la antena montada


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en una torre. El equipo es a menudo de construcción modular, para propósitos de man-tenimiento. Diferentes diseños son normalmente requeridos para diferentes capacidades y bandas de frecuencia. Los equipos para ubicación en interiores son apropiados para rutas de gran distancia que requieren una alta potencia de salida y arreglos para ramifi-cación de multi-frecuencia. Un diseño típico es mostrado en la figura 4.2

Figura 4.2 Típica configuración todo interno.

4.2.2 La unidad divisora (RF externos) El equipo de microonda modulador se ha puesto fuera del acercamiento tradicional que consiste en estantes grandes de equipo montado adentro. Lo abastece para el acceso de redes donde el espacio es limitado y el equipamiento comúnmente es preferido. Ba-sado en alta frecuencia (por ejemplo 23GHz) la arquitectura del enlace que tiene el sis-tema de circuitos eléctricos de RF montado externamente para evitar las propias pérdi-das en la guía de onda, el equipo está ahora disponible en más frecuencias y capacida-des en una disposición montada de división. En ésta disposición la banda base y circui-tería del modem es montada en una unidad interior, la cual es normalmente indepen-diente de la frecuencia. Esto está conectado al exterior de la unidad que alberga a la circuitería de RF por medio de un cable coaxial de bajo costo. El cable transporta la se-ñal de banda base o la frecuencia Intermedia además de la energía y las señales que realizan las tareas rutinarias. Los sistemas de modulación de fase requieren una señal de frecuencia intermedia para la conexión de subida y bajada. Mientras que los sistemas FSK pueden transportar una señal de banda base alta y baja por el cable. La unidad ex-


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terior es a veces independiente de la capacidad. La configuración de la unidad de divi-sión se muestra en la figura 4.3.

4.2.3 Equipo de exteriores (Outdoor) Por medio de la transmisión por radio microonda que esta siendo usada en las micro-celdas backhaul (concentración de transmisores en puntos de transmisión para ser emi-tida mas tarde) en redes celulares, hay un requerimiento para estar capacitado para montar un radio enlace en la trayectoria de borde del gabinete. La antena necesita ser físicamente pequeña y el radio enlace no provocará mucha potencia. La operación del equipo de radio es por ejemplo: el equipo estación con tasas de línea El o T1 que puede ser alimentado directamente dentro del radio y puede ser relocalizado en el mismo re-cinto. Una obvia consecuencia de una transmisión de radio externa es que, si hay un requerimiento para extender el circuito E1 a otra localización, se requiere un cable multi-par para transportar las señales de tráfico, alarma, administración, y energía. Un ejemplo de equipo total externo es mostrado en la figura 4.4.

Figura 4.3 Típica configuración de unidad dividida.


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Figura 4.4 Típica radio todo externo (outdoor). 4.2.4 Diagrama de bloque de un sistema básico de radio. Los diversos bloques que constituyen un sistema de radio son mostrados en figura 4.5.

Figura 4.5 Diagrama de bloque de un sistema de radio microonda

El servicio de usuario final (voz o dato) está alimentado al multiplexor primario donde es convertido a una señal digital de 64 Kbps y multiplexado dentro de una señal E1 (o T1). Esta señal es entonces convertida a la capacidad de transmisión global por un multi-

Down Convert

E1 E1 E1 EOW Data

Demo-dulación a banda

base

Demulti-plexación a tributarios y

servicios

MUX PCM

MULDEM

Entradas multi-

plexadas y servicios añadidos

MODEM

Modula-ción

usando FSK o QAM

TANSCEIVER

Up-convert a RF

Trayecto


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plexor secundario. Una cabecera es adicionada a la tasa de datos de transmisión para transportar diversos servicios, y esto agrega propiedad, la señal de radio banda base es entonces modulada y convertida a la frecuencia de portadora de RF. La señal es enton-ces alimentada a la antena para transmitirla. En la dirección de recepción la señal es capturada por la antena y filtrada por medio de una unidad de ramificación para ser ali-mentada al receptor donde es convertida a una señal de FI y demodulada. Los servicios son quitados de la tasa de bits de transmisión y las diversas señales demultiplexadas retornan a su forma original. El multiplexor primario convierte la información digital de regreso al dato original o señal de audio. 4.3 El multiplexor primario Podría requerirse infinidad de anchos de banda para transmitir una voz humana sobre un sistema de transmisión sin ninguna distorsión. La voz humana no lo hace, sin embar-go, tiene una igual distribución de energía. Cuanto más de esta energía es distribuido a través del espectro de frecuencia desde aproximadamente 100 Hz a 6000 Hz. La máxi-ma densidad espectral ocurre en aproximadamente 450 Hz para la voz de un hombre y 550 Hz para una mujer de edad adulta. Se ha encontrado que limitando el ancho de banda de la señal de voz a 300 Hz< f < 3400Hz, una señal de voz de alta calidad puede ser transmitida. Esto es conocido en telefonía como un canal de audio. En sistemas digi-tales nuestro objetivo es convertir la señal de voz analógica en una señal digital. El pro-ceso que es usado es conocido como modulación de código de pulsos (PCM). El proce-so PCM tiene cuatro componentes: muestreo, cuantización, codificación, y multiplexa-ción de tiempo. 4.3.1 Muestreo El proceso de muestreo es ejecutado por multiplicación de la señal analógica con una señal periódica de pulso de muestreo. El proceso es ilustrado por la figura 4.6, la cual muestra las señales de la voz analógica original y el pulso de muestreo adicionalmente así como también la señal muestreada resultante en ambos dominios del tiempo y fre-cuencia. Es importante darse cuenta de que el proceso de muestreo no causa distorsión. La señal original esta limitada en banda y por esto, siempre que sea muestreada lo suficiente-mente rápido, puede ser completamente reproducida en los pulsos analógicos. Después del muestreo la señal será presentada como las bandas superior e inferior alrededor de las armónicas de la señal muestreada. Usando un filtro pasabajo, la señal original puede ser extraída fuera. El teorema de muestreo de Nyquist dice que ningún contenido de información se destruye en una señal limitada en banda siempre y cuando la señal de muestreo sea por lo menos al doble del más alto componente de frecuencia en la señal. Si la frecuencia de muestreo esta incrementado más allá de esta, las bandas laterales sencillamente se moverán separadamente más allá, haciendo la señal original más fácil para extraerla fuera pero no aumentando la calidad de la señal.


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Una frecuencia de muestreo de 8 KHz ha sido escogida por la ITU-T con una tolerancia de 50 ppm, La mayor frecuencia, asumiendo un perfecto filtro pasa bajo es de esta ma-nera 4 KHz (la mitad de 8 KHz). Los filtros no son perfectos, por lo tanto, esta frecuencia permite para una banda de seguridad de 600 Hz. El filtro que limita la señal de audio a 3400 Hz es llamado un filtro anti-aliasing.

Figura 4.6 Señales muestreadas en los dominios del tiempo y frecuencia.

4.3.2 Cuantización La cuantización es el proceso de obtener un valor discreto de un valor analógico. Recor-dar que el proceso de muestreo convierte una señal analógica de onda continua en una serie de pulsos analógicos. Estos pulsos contienen toda la información presente en la señal original de banda limitada. En el proceso de cuantización los valores de los pulsos analógicos son acotados dentro de niveles discretos. Este proceso es requerido en or-den a tener un número limitado de valores muestreados para codificarlos en una palabra digital. Ocho ó 16 niveles son requeridos para un diálogo comprensible y 128 niveles son requeridos para una alta calidad de diálogo. Esto es una aproximación de dirección úni-ca y causa distorsión, una vez que el muestreo se ha sido cuantizado, es imposible re-producir una réplica de la señal original. La distorsión causada por este proceso provoca ruido de cuantización. Si fueran escogidos unos niveles de cuantización uniformes, una señal con un valor alto podría tener una mejor relación S/N que una con un valor peque-ño. En realidad lo opuesto es deseado. Pulsos de gran amplitud son fácilmente escu-chados y, en consecuencia, pueden tolerar un alto nivel de ruido. Este problema es re-suelto por compansión.


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4.3.3 Compansión

Figura 4.7 Curva de compansión de ley A.

Compansión es un acrónimo para comprimir y descomprimir. Un algoritmo no lineal es usado por medio del cual más valores de cuantización son adjudicados a los valores muestreados pequeños, de esta manera se esta logrando una relativa relación de error constante para todas las muestras. En la Región 1 de la ITU (Europa y África), la curva de cuantización de ley A es usada para acotar las muestras. Esto es una característica de 13 segmentos cuyas características son definidas por la ITU [1]. En la Región 2 (América), una ley de 15 segmentos llamada la ley µ es usada. La parte de valores posi-tivos de la característica de compansión de la ley A es mostrada en la figura 4.7.

El algoritmo de la ley A fue implementado en los 60’s cuando la circuitería no podía lo-grar una curva logarítmica. Una aproximación lineal de esta manera fue usada. Esto se puede ver en la figura 4.7 donde la mitad del rango de los valores de voltaje de entrada son acotados dentro de 16 niveles de cuantificación. Los siguientes ocho están determi-nados más allá de 16 niveles, y así sucesivamente. Los valores de amplitud pequeña son de este modo determinados con muchos más valores cuantizados, resultando en una perfeccionada relación S/N. Usando esta aproximación, la relación S/N de todas las muestras, grandes y pequeñas, está más uniforme.


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4.3.4 Codificación El Proceso de cuantificación usando la ley A genera un total de 256 valores (1128). Esto puede ser codificado en forma binaria usando ocho bits (256 - 28) de la curva de com-pansión, mostrada en la figura 4.8. Signo Intervalo Valor

0 1 2 3 4 5 6 7 Bits Codificados

Figura 4.8 Código de bits de ley A de la curva de compansión.

El bit de signo especifica si la muestra tiene un valor de amplitud positiva o negativa. Los siguientes tres bits especifican en cual de los ocho intervalos se sitúa el valor. Los últi-mos cuatro bits especifican a cual de los 16 valores esta cerca al valor de la muestra actual. El proceso de codificación resulta en un código de ocho bits (byte) que es una representación de un canal de audio. 4.3.5 Multiplexación de tiempo El proceso final es cronometrar de manera múltiple las señales en una trama. El mues-treo es hecho en 8 KHz, que es, 8000 muestras/seg para cada canal de audio. El inter-valo de muestreo puede ser calculado de:

T = 1/f = 1/8000 = 125µs

La duración de cada pulso es 3.9 µs; por lo tanto, es posible transmitir muestras de otros canales de audio en el intervalo de tiempo entre varias muestras. Antes de la segunda muestra del primer canal esta disponible para transmitir, 32 muestras (125 µs/3.9 µs) que pueden ser intercalados en ese tiempo. Esto es conocido como multiplexación por división de tiempo. Cada muestra consiste de ocho bits ocupados que es conocido como una porción de tiempo dentro de la trama. Con una velocidad de muestreo de 8 KHz, una porción de tiempo de 8 bits así tiene una transmisión de bit a razón de 64 Kbps. Esto es una razón fundamental dentro de los sistemas de telecomunicaciones y es conocido como E0 (Eu-ropa) o T0 (U.S.). Una trama con 32 intervalos tiene una transmisión de bit a razón de 2048 Kbps (2Mbps). Usualmente solo 30 intervalos son disponibles para uso de canales debido a que el intervalo 0 es usado para la sincronización de la trama y el intervalo 26 para señalización. Esta señal de 30 canales (o a veces 31 canales) es conocida como E1, En los Estados Unidos una tasa de trama se basa en el sistema Bell que usa cana-les de 2464 Kbps más una trama de bit extra que conforman una señal de 1.544 Mbps. Esto es conocido como T1 o DS-1 (señal digital, nivel 1).


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4.3.6 Equipo Multiplexor primario Un multiplexor primario usado para los circuitos de voz es a veces llamado un banco de canal y convierte 30 (o 24) canales de voz dentro de una trama E1 (o T1). Con datos que se ponen más predominantemente en las redes, una mezcla de voz y dato es a veces requerido para ser multiplexado dentro de la tasa de la trama. Los multiplexores flexibles con un rango de interfaces de voz y dato son disponibles de esta manera. Opciones de voz o interfaces de conmutación. Las interfaces de datos incluyen opciones síncronas, asíncronas, ISDN, X.25, o ADPCM. Los más sofisticados multiplexores realizan la lim-pieza del circuito y permite la conexión cruzada y las características de gestión. 4.4 Muldem ( Multiplexing Secundario y Servicio) El rendimiento de E1 ( o T1 ) normal de un multiplexor primario no es solo la señal usada en las redes de transmisión. En algunos casos un multiplexor secundario externo es requerido. La entrada a un sistema de radio es usualmente uno o más de las proporcio-nes de líneas normales tales como E1, T1, E3, o STM-1. El sistema de radio necesita transportar estas señales transparentemente al otro extremo del enlace. En otras pala-bras, esto no debe manosear a la señal de cualquier manera. La primera cosa que la radio necesita hacer es crear una señal compuesta de las varias entradas, que esto puede modular y transmitir al otro extremo, esto necesita multiplexar las varias entradas y agregar cualquier cabecera que es requerida. 4.4.1 Multiplexación y Demultiplexación En las radios digitales muy tempranas, multiplexación se hizo externamente a la radio. El requerimiento para transporte múltiple E1s, sin embargo, llevado a las fabricaciones de la radio incluso el multiplexación secundaria funcione en la propia radio. Una aplicación típica es una radio de 4 por 2Mbit/s (4E1) donde multiplexar 2 a 8Mbit/s es construir en la radio. Una señal de 8Mbit/s compuesta, qué no necesitan tener una interfaces de PPU normal, Así reduciendo costo y complejidad, está internamente dispo-nible a la radio a ser modulada y transmitida al otro extremo. En la dirección opuesta, la señal de 8Mbit/s es demultiplexada en los cuatro flujos de E1 con una interface normal según PPU G.703, donde la comparación con SDH es hecha. 4.4.2 Canales de Cabecera El sistema de radio tenga otra señal que esta necesita transmitir. Esto podría ser para uso interno de la función de gobierno de la casa de la radio; los canales de datos extra para datos o los sistemas de supervisión, un alambre de orden de ingeniería (EOW), añade corrección de errores en adelanto (FEC), como discutido debajo. Hace esto, un canal de cabecera de radio complementaria es usualmente agregada a la señal produce una proporción agregada que excede la frecuencia de línea de la ITU. Esta señal es una señal propietaria que podría ser diferente para cada fabricante. Esto obviamente agrega


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ancho de banda a la señal banda base y por consiguiente se mantendrá tan pequeño como sea prácticamente posible para que la señal agregada se ubique dentro del ancho de banda requerido. Un ejemplo de una cabecera complementaria de radio formando una señal agregada propietaria es mostrado en la figura 4.9

Figure 4.9

4.4.2.1 Canales de Datos y Supervisión Más sistema de radio puede llevar un número limitado de canales de datos en la capaci-dad de la cabecera de radio. Varios canales de datos de baja velocidad y de alta veloci-dad síncrono o asíncronos, se crean. El dato es llevado usualmente en uno o dos cana-les de cabecera de 64kbits que determina que opción puede ser usada simultáneamen-te. 4.4.2.2 Engineering Order Wire Un EOW es disponible en mas equipos habiliten al personal de mantenimiento sé capaz de comunicarse sobre la radio sin usar equipos de mutiplexación. Un auricular normal, usualmente de frecuencias múltiples de tono dual (DTMF), normalmente se usa con una interfaces análogas de dos alambres El canal de cabecera normalmente se lleva sobre un canal de 64Kbit/s para una señal de audio de 300 a 3400Hz. Si calidad alta de trans-misión no es requerida, más que un canal del alambre pedido puede proporcionarse so-bre un canal de 64Kbit/s de señal usando una proporción reducida del ancho de banda del audio (usualmente 300 a 2400Hz). Uno necesita tener el cuidado para no caerse en forma de cascada demasiados EOWs en la ruta porque el ruido de cuantización del pro-ceso de conversión análogo digital puede hacer el ruido del canal. Señalización puede proporcionarse usando E&M por circuitos de seis alambres y en banda DTMF para cir-cuitos de dos alambres y seis alambres 4.4.2.3 Corrección de error en adelanto (Forward Error Correction – FEC–) El FEC es normal en la mayoría de los sistemas de radio de microondas moderno en-cuentra la alta calidad del objetivos proporción del error de fondo. FEC es una técnica de detección y corrección de error eso puede ocurrir sobre el enlace, basado en codifica-ción de bloques, usa bits extra lleva en cabecera de radio hace la detección de error. Corrección de error que usa algunos de la codificación de espaldera, donde la codifica-ción es echa en la fase modulación sin adicionar bit de cabecera, no es discutida aquí. Simplemente FEC basado en adicionar bits de cabecera se hace realizando un algorit-mo matemático en el bit y transmitiendo este código al extremo opuesto, sí un diferente


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código es recibido, un error ha ocurrido. Solo un numero limitado de combinación de bit son permitidos por la técnica de codificación; así, no sólo enlate los errores se descubra pero un número limitado de errores pueda ser corregidos. Un código Reed-Solomon con 20 bytes de corrección de 244, por ejemplo, corrija a 10 bytes en cada bloque. FEC no proporcione mucha mejora bajo la condición de desvanecimiento pero tiene la actuación excelente contra el error del goteo, como se muestra en la figura 4.10. Modernos siste-mas de radio pueden lograr las proporciones de errores residuales comparable al siste-ma de fibra 4.4.2.4 Canales Laterales (Wayside) En el medio a la aplicación de capacidad alta, tal como sistemas de 34Mbit/s, uno quiere a menudo evitar tener que instalar un caro multiplexor de 2 a 34 en un sitio si acceso un solo canal E1 es requerido. Por esta razón, la fabricación de la radio a menudo oferta que un solo use canales que llevó en la cabecera de radio que puede ser transportada a un sitio de nodo y entonces incorporado en el tráfico principal.

Figura 4.10 Curva típica del FEC mostrando mejora en el sistema

4.4.3 Filtro de banda base Filtro de banda base se hace para limitar el ancho de banda de la señal. La formación de la señal de banda base es muy importante. El ancho de banda infinito se exigiría asegu-rar que los pulsos de la entrada no estaban apagados de forma alguna, cual es obvia-mente no posible o deseable. Un filtro práctico que resulta en puntos del cruce por cero sen la frecuencia de Nyquist es un filtro de cosenos levantado [2]. El ancho de banda de una señal de nivel múltiple con forma de banda base puede ser calculado de


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BW = [baseband bit rate/log2M ] .(1 + α) (4.2) Donde α es el factor de rolloff de filtro y M es el M-ary valor de modulación (p.e.: 16-QAM, M=16). Como implicado antes es importante que la filtración de la señal no resulta en interferencia entre símbolos de llevando y arrastrando las colas de la señal. Un filtro de Nyquist con un factor de rolloff de 0.5 es usualmente usado eso asegura que las co-las de los pulsos adyacentes son en demodulación durante cero. Esta forma de pulsos de Nyquist con la cola cruzando por cero en el punto de muestreo (sampling) es ilustrado en la figura 4.11

Figura 4.11 Paso de banda típico de un pulso con forma de onda tipo Nyquist

4.4.4 Diagrama de bloque del Muldem básico Los varios bloques que constituyen la sección de la modulación de un sistema de la ra-dio típico se muestran en la figura 4.12

Figura 4.12 Diagrama de Bloques de la sección Muldem de un Sistema de Radio


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4.5 Modem Un modem es un palabra es acortado de modulador-demodulador. La señal de banda base tiene que ser transportado sobre un portador de frecuencia de radio y esto se hace por modulación de la señal banda base hacia portadora de una IF o RF. 4.5.1 Moduladores 4.5.1.1 Tipos de modulación Dos tipos importantes de modulación existen para el sistema de radio digital, es decir, modulación directa y modulación indirecta. Modulación directa es cuando no existe por-tadora de IF. La señal banda base es directamente aplicada al modulador, así reducien-do costo y complejidad. Modulación indirecta involucra primero convirtiendo la señal banda base, a una IF y entonces convirtiendo esto entonces a una frecuencia de RF. Existen tres tipos importantes de modulación digital: amplitud, fase, o frecuencia modu-lada. Desde que es una señal digital, esta modulación cambia la señal entre dos esta-dos. En modulación de amplitud, codificando on-off (OOF)es usado cuando el valor de la amplitud es cambiado entre cero y alguna amplitud predeterminada; en modulación de fase (PSK) la fase es cambiada por 180 grados; y en modulación de frecuencia la fre-cuencia son cabidas entre dos valores de frecuencias, los dos mas comúnmente usa métodos de modulación para los equipos de radio de microondas son basado en multile-vel FSK y n-QAM, cuáles son basadas en una combinación de métodos previamente discutidos. Estos esquemas usan modulación de mutisimbolos reduce el ancho de ban-da los requisitos esquemas de modulación de multisimbolos, mientras requiriendo uno más alto 4.5.1.2 FSK FSK es rentable y esquema de modulación robusto. Esto no es sensible a la amplitud y variaciones de fase (ruido y fluctuación) y de no requiere el transmisor backoff. La po-tencia de salida de transmisión superior es así posible. La señal puede ser directamente modulada hacia la portadora sin la necesidad para una frecuencia IF, así simplificando la circuitería y reduciendo costos. Incoherente (nonphase synchronous ) reservas pueden ser utilizadas. Detectores de frecuencia modulada tiene la circuitería más simple porque ellos son remotamente menos afectado por la amplitud y variaciones de la fase que los esquemas coherentes. Un modem económico puede así se proporcione con la ganancia del sistema adecuada 4.5.1.3 QAM Demoduladores coherentes proporcionan mejora los umbrales del receptor; por consi-guiente, para maximizar la ganancia del sistema, la modulación de fase es a menudo escogido a pesar del costo agregado y complejidad. Para ancho de banda medio eficien-te a sistemas de alta capacidad, QAM es la modulación preferida. Permítanos empezar por considerando un sistema tecla mayúscula de la bi-fase básica (B-PSK). Una señal portadora es cambiada en fase por 180 grados representa el hilo binario de 0s y 1s. Sí


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una gráfica este en un diagrama de fase esto aparecería como mostrado en la figura 4.13.

Figura 13: Modulación PSK Para partir en dos el ancho de banda con modulación multi-símbolo, un segundo modu-lador B-PSK puede ser empleado operando en el primer cuadrante. Si el flujo binario entrante fuese dividido en dos enviando los bits alternados al par de moduladores B-PSK, cuatro fases diferentes alternativas existen, como se muestra en la figura 4.14. No-te que en QPSK la fase cada vector tiene la misma amplitud; esto es solo la fase que es diferente. En la practica, es algunas veces llamado afinando cambios de diferentes fa-ses (DPSK) desde este no es el valor de la fase absoluta que es usado la diferencia de fase entre dos estados de fase. Ahora considero 16QAM. En este caso el flujo entrante se divido en cuatro fases con cada modulador de fase manipulando cuatro bits incluyen-do los valores de los cuatro bits es mostrado en la figura 4.15 La fase de los vectores no solo difieren en fase pero también en amplitud así partiendo en dos el requerimiento en ancho de banda comparado con QPSK. En otras palabras el mínimo S/N de transmisión de radio requerido en demodulador es grande con nivel de modulación. La decisión de la modulación es así un déficit entre el ancho de banda es-trecho y desempeño. La alta capacidad del sistema SDH usa 128 QAM cual permite un 155Mbit/s de señal ajusta un canal de ancho de banda de 28MHz.

00 01 • •

10 11 • •

Figura 4.14a diagrama de constelación QAM

0000 0001 0010 0011 • • • •

0100 0101 0110 0111 • • • •

1000 1001 1010 1011 • • • •

1100 1101 1110 1111 • • • •

-180º +180º

Figura 4.14b Diagrama de

constelación de 16QAM


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4.5.2 Demoduladores 4.5.2.1 Tipos de Demoduladores Dos principales tipos de demoduladores son usados para detectar señales digitales: de-tectores de envolvente y demoduladores coherentes. Los detectores de envolvente usan un simple diodo detector para extraer la envolvente de la señal. Para sistemas basados en fase tal como PSK ó QAM no hay variación de envolvente, por consiguiente, demodu-lación coherente (síncrona) es requerida. En este método la señal portadora modulada entrante es mezclada con una réplica exacta (en fase y frecuencia) de la portadora de FI. Un filtro pasa-bajo es usado luego para recuperar la señal de bandabase. La réplica de la portadora requerida es generada usando un lazo “Costas”, el cual usa un PLL para estabilizar la frecuencia de la portadora extraída de la señal de RF entrante, convertida a FI. Además, para esta señal de FI recuperada, una señal de reloj de banda base es re-cuperada para el proceso de demodulación. Este tipo de demodulación es más costoso debido a la complejidad para obtener la sincronización de fase, pero esto da como resul-tado un mejor nivel de umbral para el recetor. 4.5.2.2 Ecualización Adaptiva Para vencer los efectos del fading dispersivo, causado por condiciones de multi-trayectoria, radios para tiros largos frecuentemente usarán ecualizadores para reducir los efectos del desvanecimiento. Los ecualizadores estáticos basados en frecuencia pueden ser usados a frecuencias de FI para ecualizar la respuesta en frecuencia. Esto usualmente es realizado usando circuitos simples de pendiente y choque (bump). Por ejemplo, si tres filtros notch son usados para detectar el nivel de amplitud a lo largo del ancho de banda del recetor, una pendiente o “notch” puede ser detectado. Para generar la pendiente opuesta o choque, la respuesta puede ser ecualizada. Una técnica más po-derosa que puede ecualizar la respuesta en fase es hecha en el dominio del tiempo, esta es llamada ecualización adaptiva transversal (TAE). El concepto básico es usar una se-rie de registros de desplazamiento como una línea de retardo. La distorsión de la señal retardada puede ser detectada, y agregando el factor de retardo correcto y colocando la señal de retorno en si misma, la distorsión puede ser ecualizada. Esta necesita ser hecho para la condición de fase mínima y no mínima; además, los “taps” de retroalimen-tación y alimentación directa son requeridos. En el pasado, una combinación de líneas de retrazo analógica y digital fue usada para retardos positivos y negativos respectiva-mente, causando una curva desigual para las dos condiciones. Desde que las líneas de retrazo se usan, la curva es usualmente la misma para ambas condiciones. A mayor número de taps en los ecualizadores, mejor el rendimiento del mismo 4.5.3 Diagrama de Bloques Básico de un MODEM La construcción de varios bloques que forman el modelo de un sistema de radio típico es mostrada en la figura 4.16 4.6 Transceivers


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La sección de RF que abarca el módulo de transmisor y receptor es conocido como transceiver

4.6.1 Transmisor Una vez que las señales entrantes son multiplexadas y combinadas con los canales de cabecera, la señal de banda base es modulada como se mencionó anteriormente, luego esta señal es convertida o subida a portadoras de RF y amplificada mediante un amplifi-cador de potencia. Los transceivers modernos son sintetizados, significando que un osci-lador de referencia es usado para derivar la frecuencia RF usando un oscilador local que es controlado por voltaje (VCO). Usando el VCO sintetizado, las frecuencias del transceiver pueden ser seleccionadas por software a través de un amplio rango. El am-plificador de Potencia es diseñado para ser lineal tanto como sea posible.; sin embargo, de todas maneras se introducirá algo de distorsión. Para mantener la distorsión a un ni-vel mínimo, la señal es predistorsionada antes de la amplificación, lo que produce la cancelación de la distorsión total en el amplificador de potencia. La linealidad es impor-tante, aunque los amplificadores de potencia pueden amplificar hasta su nivel de satu-ración, un transmisor “back-off” es aplicado apropósito para mejorar la linealidad y con-secuentemente el umbral del receptor. El transmisor usualmente tiene además un circui-to de control automático de ganancia (AGC) para mantener la potencia de salida cons-tante ante variaciones de temperatura que puedan ocurrir.

Figura 4.16 Diagrama de Bloques de l a sección MODEM de un sistema de radio


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4.6.2 Receptores En la dirección del receptor, la portadora modulada es convertida o bajada a una fre-cuencia de FI antes de la demodulación, Esto se logra mezclando la señal de RF con la de un oscilador local VCO sintetizado. Un circuito AGC asegura que la salida de FI se mantiene constante aunque varíe el nivel de la señal de RF. Esta señal del AGC usual-mente es usada para medir la fuerza de la señal recibida. 4.6.3 Diagrama de Bloques de un Transceiver Básico Los bloques de construcción de la sección del transceiver de un sistema de radio típico son mostrados en la figura 4.17

Figura 4.17 Diagrama de Bloques de la sección del Transceiver de un sistema de radio

4.7 Ramificación La unidad de ramificación es un término genérico para describir la circuitería de las inter-faces de la antena al transceiver. Se incluye filtros, combinadores y aisladores. 4.7.1 Duplexer La misma antena es usada para transmitir y recibir. La unidad de ramificación filtra la señal y combina las dos señales sobre una antena. El filtrado de la señal de transmisión es hecho para asegurar que el espectro transmitido no cause interferencia en los cana-


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les adyacentes. Varios estándares limitan el espectro de transmisión permisible para cada banda de operación. En la dirección de recepción, la señal es filtrada para eliminar alguna señal parásita, siendo transferida luego a la circuitería de demodulación, y limitar el ruido térmico, el cual es proporcional al ancho de banda del receptor. El filtrado de RF en este nivel es medianamente básico ya que en sistemas de radio modernos, el espec-tro de RF es limitado por un filtro pasabanda, formando así la señal en el espectro re-querido. La combinación de las señales de transmisión y recepción sobre una misma antena es logrado por un dispositivo llamado Circulador. La combinación del circulador y filtro es usualmente llamado duplexor o diplexer. Un circulador transfiere la señal con muy baja pérdida al puerto deseado mientras que brinda un alto aislamiento para la señal no de-seada en el otro puerto. Además la señal de transmisión es transferida a la antena con muy baja pérdida y muy poca fuga en el receptor con la misma situación en la dirección de recepción, como se muestra en la figura 4.18. Es muy importante para el planificador de radio, entender las pérdidas por ramificación e incluirlos en los cálculos de diseño. Uno necesita chequear cuidadosamente las hojas de especificaciones para determinare si la potencia de salida, por ejemplo, incluye o no perdidas por ramificación. No será posible predecir exactamente el nivel de recepción esperada si las pérdidas por ramificación no se incluyen.

4.7.2 Ramificación Hot-standby En una configuración de hot-standby sólo un par de frecuencias es usado para los dos sistemas de radio. Entonces no es posible transmitir simultáneamente por ambos siste-mas. Un conmutador de transmisión es requerido para transmitir una u otra señal. Real-mente ambos transmisores transmiten una señal, pero sólo uno esta conmutado hacia la antena. La otra señal es transmitida a una carga ficticia. Esto podría reducir la señal de transmisión por encima de 0.5 dB. En la dirección de recepción, la señal es fraccionada en dos trayectos y ambas señales son demoduladas con la mejor señal que ha sido se-leccionada Dividir la señal en dos trayectos significa que cada señal es reducida por 3 db, sin embargo, en la práctica esta pérdida es típicamente de 3.5dB a 4dB. Un diagrama de una configuración hotstandby es mostrada en la figura 4.19

Figura 4.18 Configuración 1+ 0 (Con duplexor en ramificación)


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Figura 4.19 Diagrama de Bloques de ramificación HSB

4.7.3 Ramificación de Diversidad de Frecuencias En diversidad de frecuencias ambos transmisores son transmitidos simultáneamente y cada señal es alimentada a su respectivo receptor sin un conmutador de transmisor o un receptor híbrido. Las pérdidas son significativamente menores que con la configura-ción hotstandby. Las pérdidas por circulador y filtros son típicamente de dolo 0.1dB ca-da uno. El diagrama de ramificación es mostrado en la figura 4.20. 4.7.4 Ramificación en Diversidad de Espacio

Figura 4.20 Diagrama de bloques de ramificación FD


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Con diversidad de espacio, solamente un par de frecuencias es usado. Sólo un transmi-sor necesita ser conectado, sin embargo, para tener protección del equipo tanto como protección de trayectoria, la ramificación de transmisión es frecuentemente igual a la configuración hotstandby. Usualmente la cima de la antena es usada para la trayectoria de transmisión. En la dirección de recepción se usan dos antenas y cada una alimenta a su respectivo receptor. Una antena de transmisión y dos de recepción son requeridas en cada dirección. Entonces, se requerirá un total de cuatro antenas. La configuración típica de ramificación para una diversidad de espacio es mostrada en la figura 4.21

Figura 4.21 Diagrama de Bloques de ramificación SD

4.7.5 Ramificación de Diversidad Híbrida Para un rendimiento extra en trayectorias bastante largas o dificultosas, la diversidad de frecuencias y diversidad de espacio pueden ser combinadas. Esto es llamado diversidad híbrida. En un sistema de frecuencia 1 a 1 puede ser costo bastante efectivo porque sólo se requiere tres antenas para dar espacio completo y mejora en la diversidad de fre-cuencias en ambas direcciones. Esto es realizado para transmitir la señal desde el se-gundo trayecto de diversidad de frecuencias en la antena más baja en el final. La distri-bución es mostrada en la figura 4.22 El mejor acondicionamiento de diversidad puede ser obtenido usando cuatro antenas y cuatro receptores, dado que hay tres trayectos separados (con sus correspondientes factores de mejora) que pueden ser considerados. Esto se muestra en la figura 4.23


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Figura 4.22 Diagrama de bloques de diversidad de híbridos con tres antenas

Figura 4.23 Diagrama de bloques de diversidad de Espacio con cuatro receptores


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4.8 Características del Equipo Los planificadores del enlace necesitan estar enterados de las características del equipo de radio para especificar el equipo correcto y usar los parámetros correctos en el diseño de radio enlace. Las características mas importantes que normalmente se incluye en una hoja de especificaciones son discutidas en la sección siguiente. 4.8.1 Detalles de RF 4.8.1.1 Rango de Frecuencia El equipo de radio está diseñado para operar sobre cierto rango de frecuencia. Equipo no sintetizado será sintonizado en el canal actual que está siendo usado antes de entre-gar para localizarlo. Equipo sintetizado puede ser sintonizado mediante programación para el canal de frecuencia del lugar; sin embargo aun cuando operará sobre un gran rango de frecuencias, no siempre cubrirá la banda de frecuencia, entonces más de un transceiver podría ser requerido. Diferentes transceivers son usualmente requeridos para las bandas altas y bajas. El rango del equipo del transceiver debería ser chue-queado contra el plan de frecuencia que está siendo usado. Uno debería determinar que se tiene que hacer para sintonizar el radio en un canal de frecuencia específico. Es-te además incluirá diferentes requerimientos de ramificación. 4.8.1.2 Separación Tx/Rx El mínimo espaciamiento permisible por el radio será especificado. Esta es una función del filtrado de RF y el aislamiento de ramificación. El planificador de radio necesita che-quear la especificación del equipo con el plan de frecuencias que se está usando.

4.8.1.3 Espaciamiento de Canales Uno necesita chequear que el espaciamiento de canal requerido es soportado por el equipo. El filtrado y la técnica de demodulación determinará el espaciamiento del canal. Los filtros del canal, los cuales forman parte de la ramificación, son a menudo requeridas en las frecuencias bajas ( 7 GHz) para encontrarse en los limites de ancho de banda fijados por la ITU. 4.8.1.4 Estabilidad de Frecuencia La estabilidad de la portadora RF es normalmente especificada en partes por millón (ppm). Un ppm corresponde a 1Hz en 1MHz o 1KHz en un gigahertz. Si la estabilidad de una portadora de 7 GHz es dada como 3 ppm, el desbalance permitido es 21KHz. 4.8.2 Características del Transmisor


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4.8.2.1 Potencia de Salida del transmisor La potencia de salida del transmisor es usualmente especificada en el módulo de salida de transmisión o en la brida (flange) de la antena en dBm. En el último caso, las pérdi-das de ramificación de transmisión ya están incluidas. Uno debería chequear si están especificadas las figuras típicas o garantizadas. Las figuras típicas tienden a ser de 3dB a 4db mejores que las garantizadas. 4.8.2.2 Control de Potencia Transmitida La potencia de salida de transmisión puede a menudo ser atenuada usando fijaciones de software en la radio. Un control adaptivo de potencia de transmisión llamado Control Automático de Potencia de Transmisión (ATPC) es usado para disminuir la interferencia atenuando la potencia de transmisión bajo condiciones de no desvanecimiento y enton-ces aumentando la potencia durante el fading. Esto se hace monitoreando el nivel de recepción y devolviendo esta información al transmisor. Si...reducienco el EIRP. Durante el fading, esta atenuación es removida, de esta manera, restaurar el margen de fading en el diseño completo incluye vencer efectos del fading. 4.8.2.3 Espectro de Salida y Emisiones Espurias Para reducir la interferencia en otros sistemas, las emisiones espúreas de un transmisor necesitan ser reducidas con un adecuado filtrado. Las máscaras de salida del transmisor y la emisión espúrea limitan relativamente a la frecuencia de portadora especificada en los estándares del equipo. 4.8.3 Características del Receptor 4.8.3.1 Umbral del Receptor 10-6 y 10-3 El umbral del receptor es un parámetro crítico de obtener dado que este es uno de los principales parámetros usados para determinar el margen de fading. Estrictamente hablando, este es un valor de 10-3 que es usado para el margen de desvanecimiento (fading) dado que las interrupciones totales (outages) están basados en SES. Los usua-rios a menudo prefieren el valor de 10-6 como un nivel de calidad mínimo para datos. Uno debería usar los valores de umbral garantizado en los cálculos. Uno puede estar claro si los valores son relativos a la brida de la antena o especificada a la entrada del receptor. Los valores de umbral del receptor son valuadas en dBm. Ellos siempre serán valores negativos, típicamente alrededor de -70dBm a –90 dBm. 4.8.3.2 Nivel Máximo de Recepción Para saltos cortos, uno necesita estar seguro de no exceder el máximo nivel de entrada del receptor. Si el nivel de la señal es muy fuerte, pueden ocurrir errores debido a la sa-turación de los circuitos del receptor. Si los niveles son extremos, daños irreversibles


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podrían ocurrir. Los fabricantes de equipos especificarán el máximo nivel de sobrecarga del receptor. Niveles máximos son valuados es dBm, típicamente alrededor de –15dBm. 4.8.3.3 Margen de Fading Dispersivo El margen de fading dispersivo (DFM) son usualmente valuados por 10-6 y 10-3. Como con los valores umbral del receptor, el valor de 10-3 es el correcto para usar en el margen de fading. Los ecualizadores adaptivos mejoran dramáticamente los valores del DFM. El valor del DFM para equipos debería típicamente ser 10db mejor que el margen de fading plano requerido. Los valores de DFM son valuados en decibeles y varían de alrededor de 35 dB (sin ecualizadores) a algo mejor que 70dB. 4.8.4 Relación C/I El planeamiento de frecuencia requiere algunos parámetros de equipo para el cálculo de la interferencia. La relación C/I mínima que el demodulador puede tolerar es importante, como lo es la red de filtros de discriminación (NFD). Esto es cubierto en detalle en el ca-pítulo 7. Los fabricantes normalmente proporcionarán curvas o tablas de valores para esos parámetros. En sistemas digitales, las interferencia en el umbral es mas crítico que interferencias bajo condiciones de no desvanecimiento; además se requieren los valores de umbral a interferencia (T/I). 4.8.5 Interfaces Digitales Es importante especificar la interfase de bandabase que el equipo de radio requiere por-que existen diferentes estándares. La interfase normal de radio cumple con la ITU-T G.703 y puede ser una conexión coaxial de 75ohm desbalanceado o una conexión de cable de par trenzado de 120 ohm balanceada. Esto frecuentemente necesita ser espe-cificada antes de entregar el equipo; sin embargo, en algunos equipos, ambas opciones son soportadas y se puede seleccionar mediante software. Los radios de alta capacidad con STM-1 tienen una conexión óptica para ser conectada a un ADM. Una opción eléc-trica es a menudo incluida adicionalmente. 4.8.6 Interfase de Administración y Alarma Los equipos modernos son configurables mediante software usando una PC. Usualmen-te, un enlace puede ser fijado, configurado y monitoreado sin tener que hacer algún ajus-te físico al equipo. Otro avance reciente es el uso de un navegador Web estándar para acceder al radio enlace usando una conexión Ethernet. Proveyendo a cada radio termi-nal una dirección IP, los radios pueden ser accesados sobre Internet, apareciendo en formato HTML en el display. Esto permite a uno acceder a algún elemento en la red de manera remota con una PC. Obviamente se requiere seguridad, para asegurar que sólo personal autorizado tenga acceso a esta información. Además se requiere una conexión a un sistema de administración de red. Estos días esto es usualmente una conexión Et-hernet.


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La mayoría de radios además tienen varias entradas y salidas de alarmas. Las entradas son requeridas para llevar las alarmas de un equipo externo colocado sobre el sistema de radio. Esta puede ser además una estación de alarmas tal como una alarma de puer-ta o una luz en la torre. Algunas veces se provee salidas confiables para controles, por ejemplo, uno puede querer apagar una alarma visual o audible en una estación. Las in-terfaces de alarma y administración son usualmente alcanzables del panel frontal del equipo en conectores tipo DB o tipo Ethernet (10 Base t). 4.9 Detalles del Sistema de Energía Eléctrica 4.9.1 Rango de Voltaje de Entrada La mayoría de equipos de telecomunicaciones de microondas operan con 48 V DC; sin embargo muchos sitios todavía tienen fuentes de poder de 24 V DC. Algunos equipos de radio tienen un amplio rango de entrada que acepta fuentes de 24 ó 48 V en ambas po-laridades. Sin embargo, un convertidor externo de energía puede ser requerido para el equipo que no cubre este rango. El equipo instalado en áreas urbanas no tiene fuente DC, entonces se puede necesitar conversores para que el equipo opere con la fuente de energía principal. Una pequeña batería de reserva debería ser incluida en caso ocurra un corte de energía. 4.9.2 Consumo de Potencia Para concluir los requisitos para las fuentes de alimentación de estaciones y capacidad de batería, uno necesita agregar el consumo total de todos los equipos. Los valores de consumo de potencia necesitan ser considerados. Estos valores son dados en Watts. 4.10 Compatibilidad Electromagnética Se está volviendo más importante el cumplir con las especificaciones del medio ambien-te. En Europa, es obligatorio que el equipo cumpla estrictamente con los estándares de compatibilidad electromagnética (EMC). Además, se han fijado límites en aspectos como rango operacional de temperatura, protección (contra agua, humedad y polvo), golpes y vibración, transporte y almacenamiento. 4.11 Certificación de los Equipos En muchos países existen entidades reguladores de telecomunicaciones (En Perú el MTC requiere que el equipo esté “homologado”) quienes frecuentemente insistirán que el equipo sea aprobado antes de ser instalado en una red, esto usualmente incluye pro-veer conformidad de equipos para estándares internacionales, con particular énfasis en aspectos relacionados al medio ambiente, EMC (Compatibilidad Electromagnética), y espectros de transmisión. El planificador de radio debería asegurarse que el equipo que está siendo usado está aprobado ó certificado para su uso en los países que así lo de-manden o soliciten.


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4.12 Sistema de Tierra Se requiere una muy buena “tierra” del orden de 2 ohmios o menos para la adecuada operación de los equipos. 4.13 Sistema Eléctrico de emergencia Se emplea grupo electrógeno con encendido automático ante la presencia de un fallo en el suministro eléctrico principal 4.14 Protección Eléctrica de los equipos

a) Contra Transitorios b) Contra Descargas Atmosféricas c) Contra disturbios en el voltaje de alimentación d) UPS

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